KR20020063924A - 적응성 라인 인핸서 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 노치 주파수가 노치 주파수 변수 k에 의해 결정되는 적응성 노치 주파수를 갖는 적응성 그레이-마켈 격자 노치 필터로 되어 있는 개선된 적응성 라인 인핸서를 개시하고, 이 인핸서는, n+1 번 째 샘플 기간에 대한 k의 값이 다음 식: k(n+1)=k(n)-부호[y(n)]부호[UPDATEFN]×μ에 의해 결정되며, 상기 식에서 y(n)는 노치 필터 출력이고, μ는 적응 상수이고, UPDATEFN은 (T)의 z-변환 영역에서의 전달 함수를 가지며, 여기서 α는 대역폭을 결정하고 k(n)는 현재의 노치 주파수를 결정하기 위한 변수인 것을 특징으로 한다. 해당하는 방법도 발표되어 있다. 노치 주파수를 적응하는 알고리즘에 의해 노치 주파수는 웨이브 디지털 필터의 내부 변수들의 지식으로부터 직접 계산될 수 있다.

Description

적응성 라인 인핸서{Adaptive line enhancer}
잡음 내에 잠입하는 사인 신호의 검출은 신호 처리에 있어 근본적 문제이다. 도플러 효과로 인해 상당히 약화되고 흔히는 변이되고 간섭과 잡음에 의해 손상된 사인 또는 기타 협대역 신호의 검색은 종래에는 주파수 영역에서의 신호의 분석을 이용하여 수행되었다. 여기에서는 입력 신호가 푸리에 변환될 필요가 있다. 일단 신호가 푸리에 변환되면 가장 강한 스펙트럼 성분이 검출될 수 있고 필터는 이 주파수를 인핸스시키거나 또는 제거하도록 설계되어 있다. 시간에 따라 변하는 주파수를 갖는 사인 곡선을 검출하기 위해서는, 슬라이딩 창을 갖는 푸리에 변환이 사용될 수 있다. 이산 푸리에 변환의 직접 실시와 비교할 때 컴퓨터적으로 효율적인 고속 푸리에 변환(FFT)과 같은 알고리즘을 이용할 수 있음에도 불구하고, 입력 신호의 주파수 영역 분석은 적응성 라인 인핸스먼트 기술에 비교할 때에는 아직도 비교적 비효율적이다.
적응성 라인 인핸스먼트는 FFT에 기초한 주파수 영역 분석법에 대한 대안적 기법이다. 적응성 라인 인핸스먼트(ALE)는 FFT 근거 기법보다는 더 적은 계산을 필요로 하고 어떤 경우에는 보다 더 민감한 사인 곡선의 검출자일 수 있다는 것이 발견되었다(B.Widrow and S.D.Stearns, "Adaptive Signal Processing", Prentice-Hall, 1985). ALE는 필터 및 필터의 주파수 응답 특성의 어떤 면모를 변화시키기 위한 적응성 규칙으로 구성된다. 필터와 적응성 규칙의 여러 조합이 제안되었는데, 가장 최근에 보고된 구체예는 단순화 구배 기법에 기초를 둔 격자 그레이-마켈 적응성 노치 필터(lattice Gray-Markel adaptive notch filter) 및 적응성 규칙으로 구성된다(N.I.Cho, C.H.Choi. IEEE Trans.Acoust, Speech, Signal Processing, 제 37 권, 1989 년 4 월; P.A. Regalia, "An Improved Lattice-Based Adaptive IIR Notch filter", IEEE Trans. Signal Processing, 제 39 권, 페이지 2124-2128, 1991 년 9 월). 그런 ALE들은 종전의 설계법보다 더 양호하게 소망하는 주파수에 수렴하게 해주고 추가하여 임의의 디지털 처리기에서 나타나는 유한 단어 길이 효과에 덜 민감한 것이 밝혀졌다.
그레이-마켈 격자 노치 필터의 전달 함수는 다음과 같이 표현된다.
(식 A)
상기 식에서 k0은 노치 주파수를 결정하고 α는 대역폭을 결정한다. 노치 주파수 결정 변수 k0은 주파수를 가진 사인 곡선을 제파하기 위해 -cos(ω0)에 수렴할것이다. 이 필터는 z0=e±ω0에서 단위 원상에 영을 갖는데, ω0=cos-1(-k0)이다. 그레이 마켈 격자 노치 필터의 크기 응답의 -3dB 감쇠 대역폭 BW는 다음 식에 의해 결정된다.
BW = cos-1()
()의 약간의 게인 보정이 통과 대역에서의 단위 게인을 달성하기 위해 필요하다.
대역폭 및 노치 주파수는 k0및 α를 변화시킴으로써 별도로 제어될 수 있다. 이 필터 구조물은 직접 형태 구현 또는 웨이브 디지털 필터(WDF)에 기초한 격자 필터 구조물을 이용함에 의해서 용이하게 실시될 수 있다. (A.Fettweis and H.Levin and A.Sedlmeyer, "Wave Digital Lattice Filters", Int.J.Circuit Theory Applicat, 제 2 권, 제 2 호, 페이지 203-211, 1974 년 6 월; A.Fettweis, "Wave Digital Lattice Filters: Theory and practice(초청 논문)", Proc.IEEE, 제 74 권, 페이지 270-327, 1986 년 2 월).
도 1에 있어서, 그 전달 함수는 상기 식 A에 주어져 있는, 공지의 그레이-마켈 노치 필터 응답의 웨이브 디지털 필터 실현을 이루기 위한 기능 소자들을 보여주는 블록도가 표시되어 있다.
도 1에는, 입력(110), 제 1 동적 어댑터 블록(120), 제 2 동적 어댑터 블록(130), 합산 블록(140), 증폭 블록(150), 출력(160), 노치 대역폭 결정블록(170) 및 노치 주파수 결정 블록(180)이 표시되어 있다.
입력 신호(110)는 합산 블록(140)의 제 1 입력 및 제 1 동적 어댑터 블록(120)의 제 1 입력에 공급된다. 제 1 동적 어댑터 블록(120)의 제 1 출력은 합산 블록(140)의 제 2 입력에 공급된다. 입력(110)과 제 1 동적 어댑터 블록(120)의 제 1 출력의 합의 결과로 이루어진 합산 블록(140)의 출력은 증폭 블록(150)의 입력에 공급된다. 증폭 블록(150)은 고정된 증폭 게인 0.5를 갖는다. 이 게인은 비트-이동 조작에 의해 달성되어 승산기를 필요로 하지 않는다. 증폭 블록(150)의 출력이 출력 신호(160)가 된다.
제 1 동적 어댑터 블록(120)의 제 2 출력은 연결되지 않은 채 있다. 제 1 동적 어댑터 블록(120)의 제 3 출력은 제 2 동적 블록(130)의 제 1 입력에 공급되고, 그 제 3 출력은 제 2 동적 어댑터(130)와 조합되어 제 1 동적 어댑터(120) 주위로의 피드백 통로를 형성한다.
제 2 동적 어댑터 블록(130)의 제 1 출력은 제 1 동적 어댑터 블록(120)의 제 2 입력에 피드백된다. 노치 대역폭 결정 블록(170)의 출력은 제 1 동적 어댑터(120)의 제 3 입력에 공급된다.
제 2 동적 어댑터 블록(130)의 제 2 출력은 연결되지 않은 채 남아있다. 제 2 동적 어댑터 블록(130)의 제 3 출력은 제 2 동적 어댑터 블록(130)의 제 2 입력에 피드백된다. 노치 주파수 결정 블록(180)의 출력은 제 2 동적 어댑터 블록(130)의 제 3 입력에 공급된다.
도 2에 있어서, 동적 어댑터(120 및 130)를 구현하기 위한 기능 소자들을 보여주는 블록도가 표시되어 있다.
도 2에는 제 1 입력(210), 제 2 입력(220), 제 3 입력(230), 제 1 감산기 블록(240), 승산기(250), 제 2 감산기 블록(260), 제 3 감산기 블록(270), 지연 블록(280), 제 1 출력(285), 제 2 출력(290) 및 제 3 출력(295)이 표시되어 있다.
제 1 입력(210)은 제 1 감산기 블록(240)의 정 입력 단자 및 제 3 감산기 블록(270)의 부 입력 단자에 공급된다. 제 2 입력(220)은 제 1 감산기 블록(240)의 부 입력 단자 및 제 2 감산기 블록(260)의 부 입력 단자에 공급된다. 제 1 감산기 블록(240)의 출력은 제 1 입력(210)과 제 2 입력(220)의 차로 되어 있는데 승산기(250)의 제 1 입력 단자에 공급된다. 제 3 입력(230)은 승산기(250)의 제 2 입력 단자에 공급된다. 제 3 입력(230)과 제 1 감산기 블록(240)의 출력의 적으로 된 승산기(250)의 출력은 제 2 감산기 블록(260)의 정 입력 단자 및 제 3 감산기 블록(270)의 정 입력 단자에 공급된다. 승산기 블록(250)의 출력과 제 2 입력(220)의 차로 되어 있는 제 2 감산기 블록(260)의 출력은 제 1 출력(285)이 된다. 승산기 블록(250)의 출력과 제 1 입력(210)의 차로 되어 있는 제 3 감산기 블록(270)의 출력은 제 2 출력(290)이 되어 지연 블록(280)에 공급된다. 지연 블록(280)은 신호를 한 샘플 기간만큼 지연시킨 뒤 그것을 제 3 출력(295)에 공급한다.
동적 어댑터의 시간 도메인 응답이 추산될 수 있다. 모든 입력과 출력의 값이 영인 최초 상태로부터 일련의 펄스 a1, a2,..., an, an+1,...가 제 1 입력(210)에 공급되고 일련의 펄스 b1, b2...bn, bn+1,...가 제 2 입력(220)에 적용되고 상수 K가제 3 입력(230)에 적용되면, n 번째 단계에서의 출력은 다음이 된다:
제 1 출력 285는 (an-bn)×K - bn
제 2 출력 290은 (an-bn)×K - an
제 3 출력 295는 (an-1-bn-1)×K - an-1
도 5(및 도 1에서는 대시 블록 내)의 피드백 구성에 표시된 동적 어댑터의 시간 도메인 응답이 추정될 수 있다. 모든 입력과 출력의 값이 영인 최초 상태로부터 일련의 펄스 u(1), u(2),..., u(n), u(n+1),...가 입력(510)에 공급되고 상수 K(520)가 동적 어댑터 블록(530)의 제 3 입력에 적용되면, n 번째 단계에서의 출력(540)에 대한 식은 다음이 된다:
출력 540 y(n) = K×u(n) + u(n-1) - K×y(n-1)
이것은,
의 z-변환 영역(z-transform domain)에 있어 전체 통과 전달 함수에 상당한다.
ALE들의 계산상의 복잡성을 감소시키는 것이 바람직하다.
본 발명은 적응성 라인 인핸서들(adaptive line enhancers) 및 적응성 라인 인핸스먼트(adaptive line enhancement)를 위한 방법들에 관한 것이다. 본 발명을 위한 응용들은 레이더, 음향, 통신들 및 디지털 신호 처리가 요구될 수 있는 다른 관련 분야들이다.
도 1은 웨이브 디지털 필터를 사용하는 선행 기술 그레이-마켈 노치 필터를 구현하는 수단들을 예시하는 개략도.
도 2는 도 1에 표시된 "동적 어댑터"를 구현하는 수단들을 예시하는 개략도.
도 3은 본 발명에 의한 적응성 라인 인핸서를 예시하는 개략도.
도 4는 본 발명의 실시예의 유효성을 평가하기 위해 사용된 주파수 호프 실험의 결과를 보여주는 도면.
도 5는 피드백 구성에 있는 "동적 어댑터"를 예시하는 개략도.
적응성 그레이-마켈 격자 노치 필터에 대한 계산상 효율적인 적응성 기구를 사용하는 적응성 라인 인핸스먼트를 위한 장치를 제공하는 것이 본 발명의 목적이다.
적응성 그레이-마켈 격자 노치 필터에 대한 계산상 효율적인 적응성 기구를 사용하는 적응성 라인 인핸스먼트를 위한 방법을 제공하는 것이 본 발명의 또 다른 목적이다.
본 발명자들은 새로운 적응성 알고리즘을 적용함에 의해 계산 복잡성이 감소된 ALE가 달성될 수 있다고 판단했다. 간단화된 구배 및 부호-부호 적응성 규칙을 갖는 재귀적 가우스-뉴톤 알고리즘에 의해 노치 주파수 결정 변수 K0을 적응시키기 위한 알고리즘은 다음과 같다:
알고리즘 1:
입력 신호는 U(z)
그레이-마켈 노치 필터:
출력 신호는 Y(z)=Hlatice×U(z)
예상되는 출력의 에너지 값 E(Y2)를 최소화하기 위한 시도
필터 작동(각 입력 샘플에 대한):
WDF 필터 구조를 사용하여 노치 필터 출력y(n)를 계산한다(도 1 참조).
x(n-1)는 단순화 된 현재의 샘플의 구배이고 식 B에 표시된 입력 u(n)에 관계되어 있는 식 C(이하)에 의해 k를 적응한다.
u(n)-k(n)(1+α)x(n-1)-αx(n-2) (식 B)
k(n+1)=k(n)-sgn[x(n-1)y(n)]μ (식 C)
μ는 적응 상수이다.
안정성 감시: 범위 ]-1 1[ 이내로 k(n+1)를 클리핑한다.
적응 상수μ는 k0에 대한 알고리즘의 수렴 속도를 결정하고 따라서 k0의 추정의 달성 가능한 평균 정확도에 대한 한계를 정한다.
k0의 갱신을 위해 필요한 단순화된 구배 x(n-1)의 계산을 피하기 위해서, 그레이-마켈 노치 필터의 WDF 필터 구조의 내부 변수들을 연구한다.
이하의 표는 도 1에 표시된 웨이브 디지털 필터 구조의 신호 흐름 그래프에 있는 내부 변수들의 z-변환 영역 전달 함수를 보여준다.
내부 변수 전달 함수
입력 1
출력
Out1 Adapter1
Out3 Adapter1=Out1 Adapter2
In2 Adapter1=Out1 Adapter2
In2 Adapter2=Out3 Adapter2
Out2 Adapter2
식 B에 주어진 단순화 구배 x(n-1)의 정의 및 도 1에 표시된 웨이브 디지털 필터의 내부 변수들의 z-변환 영역 전달 함수로부터, 제 2 동적 어댑터(130)의 제 3 출력은 (α-1)(k0-1)x(n-2)에 상당하고 제 2 동적 어댑터(130)의 제 2 출력은 (α-1)(k0-1)x(n-1)에 상당한다는 것을 알 수 있다.
그레이-마켈 필터의 안정성에 대한 근본적 요건으로서 ｜α｜＜1 및 ｜k｜＜1이기 때문에, 적 (α-1)(k0-1)은 항상 플러스이다. 따라서:
sgn[x(n-1)y(n)]=sgn[y(n)]sgn[Out2 Adapter2] (식 D)
이 식은 단순화 구배의 계산을 불필요하게 하고 웨이브 디지털 필터에 기초한 저 복잡성 적응성 격자 노치 필터를 사용하는 ALE에 대한 새로운 알고리즘에 이르게 한다. 그 알고리즘은 다음과 같다:
웨이브 디지털 필터에 기초한 저 복잡성 적응성 격자 노치 필터를 사용하는 적응성 라인 인핸스먼트에 대한 알고리즘
입력 신호는 u(n)인데 n은 시간 0에서 시작한다(주파수 도메인 표시로서는 U(z))
그레이-마켈 노치 필터:
출력 신호는 Y(z)=Hlatice×U(z)
예상되는 출력의 에너지의 값 E(Y2)를 최소화하기 위한 시도
초기화:
Out3Adapter1(-1) 초기화
Out3Adapter2(-1) 초기화
필터 작동(각 입력 샘플 u(n)에 대한):
입력 u(n)로 WDF 필터 조직을 사용하여 노치 필터 출력 y(n)를 계산한다(도 1을 보라):
Out 3 Adapter 1 (n)=Out 2 Adapter 1 (n-1)
Out 3 Adapter 2 (n)=Out 2 Adapter 2 (n-1)
Out 1 Adapter 2 (n)=k(n)×[Out 3 Adapter 1 (n)-Out 3 Adapter 2 (n)]-Out 3 Adapter 2 (n)
Out 2 Adapter 2 (n)=k(n)×[Out 3 Adapter 1 (n)-Out 3 Adapter 2 (n)]-Out 3 Adapter 1 (n)
Out 1 Adapter 1 (n)=α×[u(n)-Out 1 Adapter 2 (n)]-Out 1 Adapter 2 (n)
Out 2 Adapter 1 (n)=α×[u(n)-Out 1 Adapter 2 (n)]-u(n)
y(n)=0.5×[u(n)+Out 1 Adapter 1 (n)]-u(n)
노치 주파수를 결정하는 변수 k의 갱신(도 3 참조):
k(n+1)=k(n)-sgn[y(n)]sgn[Out 2 Adapter 2 ]×μ
μ는 적응 상수이다.
따라서,Out 2 Adapter 2 는 주어진 샘플링 기간에 노치 주파수를 결정하는데 사용된 변수 k의 갱신을 위한 갱신 함수(UPDATEFN)로서 사용될 수 있다. 위에 언급되어 있는 것과 같이, UPDATEFN는 따라서 z-변환 영역에서, 이 경우에는 n 번째 샘플링 기간에 다음의 전달 함수를 갖는다:
안정성 감시: 범위 ]1 1[ 이내로 k(n+1)를 클리핑한다.
본 발명에 따라 제 1 양태에서, 노치 주파수가 노치 주파수 변수 k에 의해 결정되는 적응성 노치 주파수를 갖는 적응성 그레이-마켈 격자 노치 필터로 되어 있는 적응성 라인 인핸서가 제공되는데, 이 적응성 라인 인핸서는, n+1 번째 샘플 기간에 대한 k의 값이 다음 식:
k(n+1)=k(n)-sgn[y(n)]sgn[UPDATEFN]×μ
에 의해 결정되며, 상기 식에서 y(n)는 노치 필터 출력이고 μ는 적응 상수이고, UPDATEFN은 z-변환 영역에 있어 다음 식:
의 전달 함수를 갖고, 위의 식에서 α는 대역폭을 결정하고 k(n)는 현재의 노치 주파수를 결정하기 위한 변수인 것을 특징으로 한다.
본 발명에 따라 제 2 양태에서, 노치 주파수가 노치 주파수 변수 k에 따라 결정되는 적응성 노치 주파수로 적응성 그레이-마켈 격자 노치 필터를 적응적으로라인 인핸싱하는 것으로 되어 있는 적응성 라인 인핸스먼트 방법이 제공되는데, 이 방법은, n+1 번째 샘플 기간에 대한 k의 값이 다음 식:
k(n+1)=k(n)-sgn[y(n)]sgn[UPDATEFN]×μ
에 의해 결정되며, 상기 식에서 y(n)는 노치 필터 출력이고 μ는 적응 상수이고, UPDATEFN은 z-변환 영역에 있어 다음 식:
의 전달 함수를 갖고, 위의 식에서 α는 대역폭을 결정하고 k(n)는 현재의 노치 주파수를 결정하기 위한 변수인 것을 특징으로 한다.
노치 주파수를 적응시키는 알고리즘에 의해 UPDATEFN 및 노치 주파수 변수는 웨이브 디지털 필터의 내부 변수들의 지식으로부터 직접 계산될 수 있다.
이 알고리즘에서 k(n)에 대한 갱신 규칙은 대단히 간단하고, 도 1의 선행 기술 노치 필터와 비교할 때, 단지, 하나의 가산, 두 개의 부호 연산자 및 EXOR 연산자(두 부호의 승산을 행하기 위한)의 추가 계산 부담만을 필요로 한다. 이것은, WDF 필터 조직을 계산하기 위한 연산과 더불어, 각 처리된 입력 샘플에 대해, 총 2 승산, 8 가산, 1 비트 이동, 2 부호 연산자 및 1 EXOR 연산자가 된다.
이것은, 식 B에 따라, 그렇지 않았으면 각 샘플 기간에 대해 단순화 구배를 계산하는데 필요할 3 승산과 2 가산을 절약할 수 있다는 것을 의미한다.
청구항 2-5는 본 발명을 효과적으로 실행시킬 수 있는 유리한 장치를 정의하고 있다.
청구항 7-10은 본 발명의 방법을 구현시킬 수 있는 유리한 방법을 정의하고 있다.
본 발명을 보다 잘 이해시키고 발명의 실시예가 어떻게 실현될 수 있는가를 보여주기 위해, 이제 예로서 첨부된 도형식 도면을 참조할 것이다.
이제 도 3에 있어서는, 본 발명의 기초를 형성하는 저 복잡성 적응성 알고리즘을 구현하는 부가적 피드백 소자들을 포함하고 있는 것을 제외하고는 도 1 개략도와 동일한 블록도가 도시되어 있다.
도 3에는, 입력(305)u(n), 제 1 동적 어댑터 블록(310), 제 2 동적 어댑터 블록(315), 제 1 합산 블록(320), 증폭기 블록(325), 출력(330), 노치 대역폭 결정 블록(335), 노치 주파수 결정 블록(340), 제 1 부호 함수 블록(345), 제 2 부호 함수 블록(350), 제 1 승산기(355), 제 2 승산기(360), 적응성 속도 결정 블록(365),제 2 합산 블록(370), 증폭 제한 블록(375) 및 지연 블록(380)이 표시되어 있다.
입력 신호(305)는 제 1 합산 블록(320)의 제 1 입력을 통해 또한 제 1 동적 어댑터 블록(310)의 제 1 입력에 공급된다. 제 1 동적 어댑터 블록(310)의 제 1 출력은 제 2 합산 블록(320)의 제 2 입력에 공급된다. 입력(305)과 제 1 동적 어댑터 블록(310)의 제 1 출력의 합의 결과로 되어있는 제 1 합산 블록(320)의 출력은 증폭기 블록(325)의 입력에 공급된다. 증폭기 블록(325)은 고정된 증폭 게인 0.5를 갖는다. 이 게인은 비트 이동 조작에 의해 달성되고 그래서 승산기를 필요로 하지 않는다. 증폭기 블록(325)의 출력은 출력 신호(330)가 되어 제 2 부호 함수 블록(350)의 입력에 공급된다. 제 1 동적 어댑터 블록(310)의 제 2 출력은 비 연결된 채 남아 있다. 제 1 동적 어댑터 블록(310)의 제 3 출력은 제 2 동적 어댑터 블록(315)의 제 1 입력에 공급된다. 제 2 동적 어댑터 블록(315)의 제 1 출력은 제 1 동적 어댑터 블록(310)의 제 2 입력에 피드백된다. 노치 대역폭 결정 블록(335)의 출력은 제 1 동적 어댑터 블록(310)의 제 3 출력에 공급된다. 제 2 동적 어댑터 블록(315)의 제 2 출력(Out2)은 제 1 부호 함수 블록(345)의 입력에 공급된다. 제 2 동적 어댑터 블록(315)의 제 3 출력은 제 2 동적 어댑터 블록(315)의 제 2 입력에 피드백된다. 제 1 부호 함수 블록(345)의 출력은 제 1 승산기(355)의 제 1 입력에 공급되고, 제 2 부호 함수 블록(350)의 출력은 제 1 승산기(355)의 제 2 입력에 공급된다. 제 1 부호 함수 블록(345) 및 제 2 부호 함수 블록(350)의 출력들의 적으로 되어 있는 제 1 승산기(355)의 출력은 제 2 승산기(360)의 제 1 입력에 공급된다. 적응성 속도 블록(365)의 출력은 제 2 승산기(360)의 제 2 입력에 공급된다.제 1 승산기 블록(355)의 출력과 적응성 속도 블록(365)의 출력의 적으로 되어 있는 제 2 승산기(360)의 출력은 제 2 합산 블록(370)의 제 1 출력에 공급된다. 노치 주파수 결정 블록(340)의 출력은 제 2 동적 어댑터 블록(315)의 제 3 입력 및 제 2 합산 블록(370)의 제 2 입력에 공급된다. 제 2 승산기(360)의 출력과 노치 주파수 결정 블록(340)의 출력의 합으로 되어 있는 제 2 합산 블록(370)의 출력은 증폭(포화) 제한 블록(375)의 입력에 공급된다. 증폭 제한 블록(375)의 출력은 지연 블록(380)의 입력에 공급된다. 지연 블록(380)의 출력은 노치 주파수 결정 블록(340)의 갱신치가 되고 따라서 제 2 동적 어댑터 블록(315)의 제 3 입력에 공급된다.
증폭 제한 블록(375)은 k(n+1)가 ≥1 또는 ≤-1이 되는 것을 방지한다. ｜k(n+1)｜≥1일 때에는 노치 필터는 불안정해 진다. 불안정성을 방지하기 위해 k(n+1)는 개방 구간 ]-1 1[ 내에 클리핑된다. 이것은 다음과 같이 행해진다:
k(n+1)≥클리핑 값이면, k(n+1)=클리핑 값으로 하고
k(n+1)≤클리핑 값이면, k(n+1)=클리핑 값으로 한다.
위에서 클리핑 값은 1 보다 약간 작은, 예컨대 0.999이다. 이것은 안정성 감시로도 불려진다.
제 2 동적 어댑터(315)의 제 2 출력 Out 2는 노치 주파수를 결정하는 적응성 계수에 대한 갱신치를 구하는 변수로서 사용되는 k(n+1) 치를 발생하는데 사용된다. 제 2 동적 어댑터(315)의 제 2 출력 Out 2의 부호는 제 2 부호 블록(345)에 의해 발생되는데, 그 부호는 제 1 승산기(355)에 의해 증폭기 블록(325)의 출력(노치필터 출력인 y(n))의 부호와 승산되고, 증폭기 블록(325)의 출력의 부호는 제 2 부호 블록(350)에 의해 출하된다. 따라서 이것은 제 1 승산기(355)의 출력으로서 부호[y(n)]부호[Out2]를 생성한다. 그런 뒤 이것은 제 2 승산기(360)에서 적응성 속도 블록(365)으로부터의 적응 상수μ와 승산되고, k(n+1)를 생성하기 위해 현재의 k(n)로부터 감산된다.
따라서, 제 2 동적 어댑터(315)의 제 2 출력 Out2가 갱신 함수(UPDATEFN)으로서 사용된다. 위의 표(참고 Out2Adapter2)에 표시되어 있는 것처럼, UPDATEFN은, n 번째 샘플에 대해, 다음의 z-변환 영역에서의 전달 함수를 갖는다.
도 3에 표시된 블록도에 의해 도식적으로 표시된 본 발명의 실시예는, 선행 기술의 ALE 구현 기법에 비해, 특히 ALE 절차를 수행하는데 필요한 하드웨어의 양을 최소화하고 임의의 디지털 처리기 상에서 ALE 절차를 수행하는데 필요한 계산 부하를 최소화하는 면에서 중요한 이점을 갖고 있다. 도 4는, 도 3에 도시된 본 발명의 실시예에 공급된 입력 신호가 백색 잡음 내에 빠져 있고 16 kHz와 같은 샘플링 율 f로 샘플된 사인 파인, 주파수 호프 실험의 결과를 보여준다. 사인 파의 주파수는 매 1000 샘플마다 임의로 변한다. 첫째 그래프(위로부터 아래로)는 α=0.8, μ=0.005 및 SNR(신호 대 잡음비)=23dB를 갖는 소망 주파수(des. freq)를 보여준다. 둘째 그래프는 상기한 본 발명의 실시예의 ALE를 사용한 추정 주파수(est freq)를 나타낸다. 세 번째 그래프는 α=0.7, μ=0.001 및 SNR=4.9dB인 것을 제외하고는 첫째 그래프에 상당한다. 넷째 그래프는 상기한 본 발명의 실시예의 ALE를 사용한 해당 추정 주파수를 나타낸다. 본 발명의 실시예는 식:
(식 E)
을 사용하여 각 시간 단계에 대한 이 소망 주파수 ffreq.est(n)를 추정하는데 사용된다.
주파수 호프 실험의 경우 이 알고리즘에 의한 주파수 추정의 달성 가능한 정확도를 정량화 하기 위해, 추정된 주파수 ω0=cos-1(-k0)의 표준 편차는 다음의 비례 관계를 보이는 것이 입증되었다:
(식 F)
소망 주파수의 추정치는 다음의 비례 관계를 나타내는 시간에 소망 주파수로 수렴될 것이다:
Tconv≒샘플링 (식 G)
식 F 및 G 및/또는 기본 실험을 검사함에 의해 적당한 α와 μ의 값을 선택함에 의해, 도 4에 도시된 것과 같이 여러 신호 대 잡음비에 대해 유용한 적응적 사인형 추적이 달성될 수 있다.
따라서 노치 주파수를 결정하는데 사용된 변수 k는 그 자체 제 2 동적 어댑터의 출력에 의해, 즉 외적으로보다 내적으로 결정된다.
이 명세서(부수 청구 범위, 요약서 및 도면을 포함)에 기재된 모든 특징들 및/또는 그렇게 발표된 방법 또는 공정의 모든 단계들은, 적어도 일부의 그런 특징 및/또는 단계가 서로 배타적인 조합을 제외하고는 임의의 조합으로 조합될 수 있을 것이다.
이 명세서(부수 청구 범위, 요약서 및 도면을 포함)에 기재된 모든 특징들은 명시적인 병기가 없는 한 동일, 대등 또는 유사한 목적에 쓰이는 대안적 특징들에 의해 대치될 수 있을 것이다. 그래서, 명시적 병기가 없는 한, 발표된 각 특징은 대등 또는 유사한 특징들의 전체 계열의 단지 한 예이다.
본 발명은 상기한 실시예(들)의 상세 내용에 한정되지 않는다. 본 발명은 이 명세서(부수 청구 범위, 요약서 및 도면을 포함)에 기재된 특징들로부터, 임의의 새로운 하나, 또는 임의의 신규 조합에, 또는 그렇게 발표된 어떤 방법 또는 공정의 단계들로부터, 임의의 새로운 하나, 또는 임의의 신규 조합에 연장될 수 있다.

Claims (10)

  1. 적응성 노치 주파수를 갖는 적응성 그레이-마켈 격자 노치 필터를 포함하는 적응성 라인 인핸서로서, 상기 노치 주파수는 노치 주파수 변수 k에 따라 결정되는, 상기 적응성 라인 인핸서에 있어서,
    n+1 번 째 샘플 기간에 대한 k의 값이 다음 식:
    k(n+1)=k(n)-sgn[y(n)]sgn[UPDATEFN]×μ
    에 따라 결정되고, y(n)는 노치 필터 출력이고, μ는 적응 상수이고, UPDATEFN은 z-변환 영역에서 다음 식:
    의 전달 함수를 가지며, α는 대역폭을 결정하고, k(n)는 현재 노치 주파수를 결정하기 위한 변수인 것을 특징으로 하는, 적응성 라인 인핸서.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 그레이-마켈 격자 노치 필터는 웨이브 디지털 격자 필터인, 적응성 라인 인핸서.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 웨이브 디지털 필터는,
    입력으로부터의 제 1 입력, 제 2 입력과 대역폭 결정 블록(335)으로부터의 적응성 계수 입력을 갖는 제 1 동적 어댑터(310),
    입력 신호 및 상기 제 1 동적 어댑터(310)로부터의 제 1 출력을 수신하고, 그것들을 합산하기 위한 제 1 합산 블록(320),
    제 1 합산 블록(320)의 출력을 출력으로 증폭하기 위한 증폭기 블록(325),
    제 1 동적 어댑터(310)의 제 3 출력으로부터의 제 1 입력, 제 1 동적 어댑터에 제 2 입력을 제공하는 제 1 출력, 제 2 출력, 제 2 동적 어댑터(315)의 제 2 입력에 제공하는 제 3 출력과 적응성 계수 입력을 갖는 제 2 동적 어댑터(315)를 포함하는, 적응성 라인 인핸서.
  4. 제 3 항에 있어서,
    제 1 및 제 2 동적 어댑터들(310, 315)은,
    제 1 입력,
    제 2 입력,
    적응성 계수 입력,
    상기 제 1 입력으로부터 상기 제 2 입력을 감산하기 위한 제 1 감산기(240),
    상기 감산기의 출력을 상기 적응성 계수 입력에 의해 승산하기 위한 승산기(250),
    상기 승산기의 출력으로부터 상기 제 2 입력을 감산하기 위한 제 2 감산기(260)와,
    상기 승산기의 출력으로부터 상기 제 1 입력을 감산하기 위한 제 3 감산기(270)를 포함하고,
    제 1 출력은 상기 제 2 감산기(260)의 출력에 의해 제공되고, 제 2 출력은 상기 제 3 감산기(270)의 출력에 의해 제공되고, 제 3 출력은 지연 블록(280)에 의해 지연된 상기 제 3 감산기의 출력에 의해 제공되는, 적응성 라인 인핸서.
  5. 제 3 항에 있어서,
    상기 제 2 동적 어댑터(315)를 위한 적응성 계수 입력은, 제 2 동적 어댑터(315)로부터의 제 2 출력을 수신하기 위한 제 1 부호 함수 블록(345), 상기 증폭기 블록(325)으로부터의 출력을 수신하기 위한 제 2 부호 함수 블록(350), 상기 제 1 및 제 2 부호 블록들의 출력들을 승산하기 위한 제 1 승산기(355), 원하는 주파수가 로킹되는 속도를 결정하도록 출력을 발생시키기 위한 적응성 속도 결정 블록(365), 상기 제 1 승산기(355) 및 적응성 속도 결정 블록(365)의 출력들을 승산하기 위한 제 2 승산기(360), 상기 제 2 승산기(360)의 출력과 노치 주파수 결정 블록(340)의 출력을 합산하기 위한 제 2 합산 블록(370), 제 2 합산 블록(370)의 출력 k(n+1)를 범위 ]-1 1[ 이내에 클리핑하기 위한 증폭 제한 블록(375), 및 상기 증폭 제한 블록(375)의 출력을 지연시키기 위한 지연 블록(380)에 의해 제공되고,
    상기 지연 블록(380)의 출력은 적응성 계수 입력과 상기 노치 주파수 결정 블록의 갱신된 값을 포함하는, 적응성 라인 인핸서.
  6. 적응성 노치 주파수로 적응성 그레이-마켈 격자 노치 필터를 적응성 라인 인핸싱하는 단계를 포함하는 적응성 라인 인핸스먼트를 위한 방법으로서, 상기 노치 주파수는 노치 주파수 변수 k에 따라 결정되는, 상기 적응성 라인 인핸스먼트 방법에 있어서,
    n+1 번째 샘플 기간에 대한 k의 값은 다음 식:
    k(n+1)=k(n)-sgn[y(n)]sgn[UPDATEFN]×μ
    에 따라 결정되고, y(n)는 노치 필터 출력이고, μ는 적응 상수이며, UPDATEFN은 z-변환 영역에서 다음 식:
    의 전달 함수를 갖고, α는 대역폭을 결정하고, k(n)는 현재 노치 주파수를 결정하기 위한 변수인 것을 특징으로 하는, 적응성 라인 인핸스먼트 방법.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 그레이-마켈 격자 노치 필터는 웨이브 디지털 격자 필터인, 적응성 라인 인핸스먼트 방법.
  8. 제 6 항에 있어서,
    상기 방법은 제 3 항의 적응성 라인 인핸서에 따르는, 적응성 라인 인핸스먼트 방법.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 동적 어댑터는 제 4 항에 따르는, 적응성 라인 인핸스먼트 방법.
  10. 제 8 항에 있어서,
    제 2 동적 어댑터에 대한 적응성 계수 입력은 제 5 항에 따르는, 적응성 라인 인핸스먼트 방법.
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