KR20020004068A - Space-time trellis code construction method for wireless communications - Google Patents
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Abstract
Description
본 발명은 다수의 송신안테나를 사용하는 고속의 데이터를 전송하기 위한 무선통신 방식에 있어, 독립된 페이딩의 영향을 받는 다수의 송신 안테나로부터의 신호가 수신 안테나에 입력될 때 부호들간의 유클리드 거리가 최대가 되도록 공간적으로 부호화하여 최대의 다이버시티 및 부호화 이득을 얻을 수 있는 최적의 스페이스-타임 트렐리스 부호 생성방법에 관한 것이다.The present invention is a wireless communication method for transmitting high-speed data using a plurality of transmission antennas, the Euclidean distance between the codes when the signals from a plurality of transmitting antennas affected by independent fading is input to the receiving antenna is maximum The present invention relates to a method for generating an optimal space-time trellis code that can be spatially coded to obtain maximum diversity and coding gain.
현재 무선통신 분야에서는 고속의 광대역 멀티미디어 서비스 지원에 대한 관심이 매우 높다. 다양한 무선환경에서 높은 통화 품질, 높은 전력 효율 및 주파수 효율을 유지하며 고속의 데이터 전송을 위해서는 다중 경로 페이딩의 영향에 강한 전송방식의 연구가 필수적이다.At present, interest in supporting high-speed broadband multimedia service is very high in the wireless communication field. In order to maintain high call quality, high power efficiency and frequency efficiency in various wireless environments and to transmit data at high speeds, research on a transmission method that is resistant to the effects of multipath fading is essential.
일반적인 전송방식과 채널 부호화를 사용하는 통신 시스템에서 가우스(Gauss) 분포를 갖고 스펙트럼이 일정한 백색 잡음(Additive White Gaussian Noise; 이하 AWGN) 환경하에서 BER(Bit Error Rate: 수신측에서 복호된 비트에 대한 오류를 나타내는 단위) 성능을 10-2에서 10-3으로 개선하기 위해서는 2dB의 SNR(Signal to Noise Ratio)이 더 요구되지만 다중 경로의 페이딩 환경하에서는 10dB의 SNR이 더 요구된다.Bit Error Rate (BER) error in the decoded bit under Additive White Gaussian Noise (AWGN) environment with Gauss distribution and constant spectrum in communication system using general transmission method and channel coding In order to improve the performance from 10 -2 to 10 -3 , an additional 2 dB signal to noise ratio (SNR) is required, but an additional 10 dB SNR is required in a multipath fading environment.
따라서 전력제어, 인터리빙, FEC(Forward Error Correction), 안테나 다이버시티 등의 방법을 사용하여 다중 경로 페이딩 환경의 영향을 줄이고 있다.Therefore, power control, interleaving, forward error correction (FEC), and antenna diversity are used to reduce the effects of multipath fading environments.
한정된 주파수 자원을 활용하여 우수한 품질로 다량의 정보를 전송하는 멀티미디어 전송에 대한 기술은 현재 전송 다이버시티 안테나 방법, 안테나 배열을 사용하는 방법, 그리고 터보 부호화 방법 등이 주가 되고 있으며, 이들 중 다중 안테나를 사용하는 전송방법에 채널 부호화를 결합한 형태인 스페이스-타임(space-time) 부호 방법이 상당한 이득이 있는 것으로 나타나고 있다.The technology of multimedia transmission using a limited frequency resource to transmit a large amount of information with high quality is mainly focused on a transmit diversity antenna method, an antenna array method, and a turbo encoding method. The space-time coding method, which combines channel coding with the transmission method used, has been shown to have significant benefits.
상기 스페이스-타임 트렐리스 부호는 채널 부호화된 심벌을 안테나에 따라 공간적으로 다시 부호화하여 송신 안테나 배열에 따라서 동시에 전송하는 것을 특징으로 하며, 수신부에서는 일반적으로 비터비 알고리즘을 사용하여 원신호를 복원한다. 상기 부호는 채널 부호화와 다이버시티 기법을 적절히 조합하여 효율적인 성능 개선을 나타낸다. 또한 부호화에 따른 용장이 시간이 아닌 공간적으로 부가되므로 대역폭을 효율적으로 사용할 수 있기 때문에 고속의 데이터 전송에 적합하며, 대역 제한된 무선 채널에서 용량을 증가시킬 수 있는 방법이다.The space-time trellis code is characterized by spatially re-coding a channel coded symbol according to an antenna and simultaneously transmitting the same according to a transmission antenna array, and a receiver generally restores an original signal using a Viterbi algorithm. . The code represents an efficient performance improvement by combining channel coding and diversity technique properly. In addition, since redundancy due to encoding is added spatially rather than time, bandwidth can be efficiently used, which is suitable for high-speed data transmission and can increase capacity in a band-limited wireless channel.
도1은 종래의 일반적인 스페이스-타임 트렐리스 부호를 생성하는 송신부를 나타낸 블록도로서, 무선통신 장비로부터 랜덤(random)하게 발생되는 바이너리 데이터 시퀀스(binary data sequence)인 정보원(10, information source)과, 상기 바이너리 데이터를 M-PSK 심볼로 매핑(mapping)하는 성상 매핑 블록(11, constellation mapping block)과, 상기 매핑 블록에서 발생된 데이터에 의하여 트렐리스 코딩하는 트렐리스 코딩(trellis coding) 블록(12)과, 상기 트렐리스 코딩된 부호 심벌을 n개의 안테나에서 동시에 전송하기 위하여 분산시키는 S/P(Serial to parallel converter) 블록(13)과, 필터링(Pulse Shaper) 블록(14), 그리고 모듈레이터(15, modulater)와 안테나(16)로 구성되어 있다.1 is a block diagram showing a transmitter for generating a conventional general space-time trellis code, which is an information source 10 which is a binary data sequence randomly generated from a wireless communication device. And a constellation mapping block 11 for mapping the binary data into M-PSK symbols, and trellis coding for trellis coding the data generated from the mapping block. A block 12, a serial to parallel converter (S / P) block 13 for distributing the trellis coded code symbols for simultaneous transmission on n antennas, a pulse shaper block 14, And a modulator 15 and an antenna 16.
상기 QPSK의 4개 심볼을 0, 1, 2, 3 이라고 할때 상기 송신부에 의해 출력되는 스페이스-타임 트렐리스 부호는 다음과 같다.When the four symbols of the QPSK are 0, 1, 2, and 3, the space-time trellis code output by the transmitter is as follows.
도3을 예로 들면, 4개의 상태(state)를 갖는 경우 각 상태에서 나가는 가지는 각각 '00', '01', '02' .....'33'등의 가지 레벨 (branch label)이 할당되어 있다. 각 상태에서 나가는 4개의 가지는 입력되는 4-PSK 심벌에 따라서 선택된다. 만약 '0' 상태에서 시작되고 입력 심벌이 '0'이면 상태 '0'에 할당된 4개의 가지 중에서 '00'으로 할당된 가지로 진행하며 부호어 '00'이 발생되고 발생된 부호어 '00'은 직병렬 변환기를 거쳐 '0'과 '0'의 신호로 나뉘어져 각각의 안테나에 입력되며 각각의 안테나는 동시에 이 신호들을 전송하게 된다.For example, in the case of having four states, branches exiting each state are assigned branch labels such as '00', '01', '02' ..... '33', etc., respectively. It is. Four branches exiting each state are selected according to the 4-PSK symbol being input. If it starts from '0' state and the input symbol is '0', it proceeds to the branch assigned to '00' among the four branches assigned to state '0' and the codeword '00' is generated and the generated codeword '00 'Is divided into' 0 'and' 0 'signals through a serial-to-parallel converter and input to each antenna, and each antenna transmits these signals simultaneously.
수학식 1은 2개의 송신 안테나를 사용하며 4-PSK 변조방식을 사용하는 경우 도3의 스페이스-타임 트렐리스 부호기의 출력의 예이다.Equation 1 is an example of the output of the space-time trellis encoder of FIG. 3 when two transmit antennas are used and 4-PSK modulation is used.
첫 번째 송신 안테나 출력 부호어 : 0 0 1 2 3 2First transmit antenna output codeword: 0 0 1 2 3 2
두 번째 송신 안테나의 출력 부호어 : 0 1 2 3 2 2Output codeword of the second transmit antenna: 0 1 2 3 2 2
따라서, 도1에서 각 시간 슬롯 t에 스페이스-타임 부호기의 출력은 신호로 표현할 수 있으며 신호는번째 송신 안테나를 통해 동시에 전송된다.Thus, the output of the space-time encoder in each time slot t in FIG. Can be expressed as a signal Is Are simultaneously transmitted through the first transmit antenna.
수신 안테나에서 수신된 신호는 N 개의 독립적인 페이딩을 겪은 전송신호들에 잡음이 섞인 신호가 된다. 만약 안테나의 수가 1,2 .... j 개(j=양의 정수)라면, j번째 안테나에서 수신된 t번째 신호는 수학식 2와 같다.The signal received at the receiving antenna becomes a signal in which the noises of the transmitted signals which have undergone N independent fadings are mixed. If the number of antennas is 1, 2 ... ... j (j = positive integer), the t-th signal received from the j-th antenna Is the same as Equation 2.
이때,는 스페이스-타임 부호기의 출력이며,는 j번째 안테나에서의 잡음으로 평균이 0이며 분산이인 복소 가우시안 랜덤 변수를 나타내며,는 i번째 송신안테나와 j번째 수신안테나 사이의 경로이득이다. 상기 안테나로부터 전송된 신호들은 채널에서 독립적인 페이딩을 겪게 된다.At this time, Is the output of the space-time encoder, Is the noise at the j-th antenna with an average of 0 and the variance Represents a complex Gaussian random variable, Is the path gain between the i th transmit antenna and the j th receive antenna. The signals transmitted from the antennas undergo independent fading in the channel.
수신기에서는 복조기가 각각의 수신 안테나에서 수신된 신호로부터 매 심벌 주기 t마다 트렐리스 상에서 가질 수 있는 모든 경로의 경로 가중치(path metric)를 계산하여 누적 가중치 값이 가장 작은 경로를 찾아가는 비터비 알고리즘을 사용하여 원신호를 복원한다. 따라서 상기 수신부에서 채널의 정보를 완벽하게 알고 있다면, 수학식 3과 같이 수신된 데이터 신호와 가능한 신호조합에 의한 자승 오차의 누적치를 계산하여 비터비 알고리즘을 통하여 복원된다.In the receiver, the demodulator is a The path metric of all paths that may be on the trellis is calculated from the signal received at T, and the original signal is restored using a Viterbi algorithm for finding the path with the smallest cumulative weight value. Therefore, if the receiver completely knows the information of the channel, as shown in Equation 3, the accumulated value of the squared error by the received data signal and possible signal combination is calculated and restored through the Viterbi algorithm.
여기서,는 수신부에서 복원된 신호이며는 스페이스 타임 부호기에서 출력될 수 있는 모든 신호들의 집합이다.here, Is the signal recovered from the receiver Is the set of all signals that can be output from the space time encoder.
그러나, 상술한 스페이스-타임 트렐리스 부호의 설계기준은 송신 신호와 수신신호 사이의 오류 행렬(error matrix)의 판별식이 최소가 되도록 부호를 설계하는 것이나, 다수의 송신 안테나를 사용하는 시스템에서 다이버시티 이득을 최대로 얻을 수 없다는 문제점이 있었다.However, the design criterion of the space-time trellis code described above is to design the code so that the discriminant of error matrix between the transmitted signal and the received signal is minimized, but in a system using multiple transmit antennas There was a problem that the maximum city gain could not be obtained.
따라서, 본 발명은 상술한 문제점을 해결하기 위하여 안출된 방법으로, 스페이스-타임 신호가 수신 안테나에 입력될 때 일정한 구성요소들로 이루어진 성상도를 형성하고, 복호시 부호들간의 유클리드 거리가 클수록 그 성능이 향상된다는 점을 근거로 하여 부호들간의 유클리드 거리가 최대가 되도록 트렐리스 부호를 생성함로써 시스템의 성능을 극대화 시키는 것을 목적으로 한다.Accordingly, the present invention is a method devised in order to solve the above-described problem, and when the space-time signal is input to the receiving antenna, it forms a constellation consisting of certain components, the larger the Euclidean distance between the codes when decoding Based on the improved performance, the purpose of the system is to maximize the performance of the system by generating the trellis code to maximize the Euclidean distance between the codes.
상기 목적을 달성하기 위하여 본 발명은 독립적인 페이딩의 영향을 받는 다수의 송신 안테나로부터의 신호가 공간적으로 결합되어 수신부로 입력되는데 있어, 부호들간의 유클리드 거리가 최대가 되도록 스페이스-타임 트렐리스 부호를 설계하며, 수신기에서 최대 우도 복호기(maximum likelyhood decoder)를 사용하여 누적 가중치를 계산하고, 비터비 알고리즘을 사용하여 복호화하는 것을 특징으로 하는 스페이스-타임 트렐리스 부호 생성방법을 특징으로 한다.In order to achieve the above object, the present invention provides a space-time trellis code such that a Euclidean distance between codes is maximized in that signals from a plurality of transmit antennas affected by independent fading are spatially combined and input to a receiver. And space-time trellis code generation method characterized by calculating a cumulative weight using a maximum likelihood decoder at a receiver and decoding using a Viterbi algorithm.
도1은 스페이스-타임 트렐리스 부호를 송신하는 일반적인 송신부의 블록도.1 is a block diagram of a general transmitter for transmitting a space-time trellis code.
도2는 4-PSK 신호의 성상도.2 is a constellation diagram of a 4-PSK signal.
도3은 종래의 4상, 4-PSK 스페이스-타임 트렐리스 부호의 일례를 나타낸 도면.Fig. 3 shows an example of a conventional four-phase, 4-PSK space-time trellis code.
도4은 본 발명에 따른 4상, 4-PSK 스페이스-타임 트렐리스 부호의 일례를 나타낸 도면.Figure 4 shows an example of a four-phase, 4-PSK space-time trellis code in accordance with the present invention.
도5는 도3의 스페이스-타임 트렐리스 부호들이 AWGN 전송로를 통하여 수신부에서 형성되는 성상도를 나타낸 도면.FIG. 5 illustrates a constellation diagram of space-time trellis codes of FIG. 3 formed at a receiver through an AWGN transmission path. FIG.
도6는 도4의 스페이스-타임 트렐리스 부호들이 AWGN 전송로를 통하여 수신부에서 형성되는 성상도를 나타낸 도면.FIG. 6 is a view showing a constellation in which space-time trellis codes of FIG. 4 are formed at a receiver through an AWGN transmission path. FIG.
도7은 본 발명에 의해 4개의 송신 안테나를 갖는 4상, 4-PSK 스페이스-타임 트렐리스 부호를 나타낸 도면.Figure 7 shows a four-phase, 4-PSK space-time trellis code with four transmit antennas in accordance with the present invention.
<도면의 주요부분에 대한 부호의 설명><Description of the symbols for the main parts of the drawings>
10 : 정보원 11 : 성상 매핑 블록10: information source 11: constellation mapping block
12 : 트렐리스 코딩 13 : S/P12: Trellis Coding 13: S / P
14 : 필터링 블록 15 : 모듈레이터14: filtering block 15: modulator
16 : 송신 안테나16: transmission antenna
이하, 첨부된 도면을 참조로 하여 본 발명을 상세히 설명하기로 한다.Hereinafter, the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
도4는 본 발명에 따른 4상, 4-PSK 스페이스-타임 트렐리스 부호를 나타낸 것으로, 종래의 트렐리스 부호인 도3과 본 발명의 트렐리스 부호인 도4는 수학식 2에서가 0이고, 경로 이득를 AWGN 채널에서 1이라 하면, 수신된 신호는 도5와 같은 성상도를 형성한다.Figure 4 shows a four-phase, 4-PSK space-time trellis code according to the present invention, Figure 3 is a conventional trellis code and Figure 4 is a trellis code of the present invention Is 0 and the path gain Is 1 in the AWGN channel, the received signal Form a constellation as shown in FIG.
도5는 도3의 부호가 형성하는 성상도를 나타낸 것이며, 도6은 본 발명의 트렐리스 부호가 형성하는 성상도를 나타낸 것이다. 도3과 도4의 트렐리스 구조를 보면 각 상태에서 가지(branch)들은 모든 상태로 갈 수 있고, 임의의 상태로 갈 수 있으며, 또한 임의의 상태로 결합하는 가지들은 모든 상태로부터 올 수 있다. 일반적인 트렐리스 부호화 방식에서 오류가 발생하면, 부호어가 가지고 있는 정보 신호와 상태 정보 사이의 상관성과 원래 신호가 가진 가중치의 2배 이상이 되는 최소 자유거리(minimum free distance)를 사용하여 발생한 오류를 정정하게 된다. 그러나 도3과 도4의 트렐리스 부호는 모든 상태에서 가지들이 결합과 갈라짐을 하기 때문에 부호화된 신호는 정보 신호와 상태 정보 사이의 상관성이 적다. 그러므로 오류가 발생할 때 오류 정정은 트렐리스의 가지마다 할당되는 부호어 사이의 유클리드 거리를 사용하여 이루어진다. 따라서 스페이스-타임 트렐리스 부호의 성능은 부호들 간의 유클리드 거리 즉, 경로 가중치 값이 크게 영향을 미친다.FIG. 5 shows a constellation formed by the code of FIG. 3, and FIG. 6 shows a constellation formed by the trellis code of the present invention. In the trellis structure of Figures 3 and 4, branches in each state can go to all states, any state, and branches joining any state can come from all states. . When an error occurs in the general trellis coding method, the error generated by using the correlation between the information signal of the codeword and the state information and the minimum free distance that is more than twice the weight of the original signal Will be corrected. However, since the trellis codes shown in FIGS. 3 and 4 combine and split branches in all states, the encoded signal has little correlation between the information signal and the state information. Therefore, when an error occurs, error correction is made using the Euclidean distance between codewords assigned to each branch of the trellis. Therefore, the performance of the space-time trellis code is greatly influenced by the Euclidean distance between the codes, that is, the path weight value.
따라서 본 발명에서는 전송된 신호들이 공간적으로 결합할 때 발생하는 성상도의 구성요소들 중에서 도5의 부호들 사이의 유클리드 거리를 작게 만드는 구성 요소들인 '01', '12', '13', ......, '02' 신호들은 부호화에 사용하지 않고 거리가 최대가 되는 구성 요소들인 '00', '11', '22', '33' 신호만을 사용하여 부호화 한다.Accordingly, in the present invention, '01', '12', '13', which are components that make the Euclidean distance between the codes of FIG. 5 out of the components of the constellation generated when the transmitted signals are spatially combined. ....., '02' signals are encoded using only '00', '11', '22', and '33' signals, which are components that maximize the distance without being used for encoding.
도3과 도4의 트렐리스 부호에서 유클리드 거리의 최소값을 계산하면 수학식 4와 같다.The minimum value of the Euclidean distance is calculated from the trellis code of FIGS. 3 and 4 as shown in Equation 4.
여기서,는 송신 신호를 나타내고,는가 취할 수 있는 신호의 집합이다. 그리고는 한 심벌의 주기이다.here, Indicates a transmission signal, Is Is a set of signals that can be taken. And Is a period of one symbol.
동일한 송신 전력을 사용할 때, 기존 부호와 제안된 부호의 최소 유클리드 거리를 비교하여 보면 도5와 도6에서와 같이 제안된 부호의 최소 유클리드 거리가 2배 크다.When using the same transmission power, comparing the minimum Euclidean distance between the existing code and the proposed code, the minimum Euclidean distance of the proposed code is twice as large as in FIGS. 5 and 6.
본 발명에서 최적 부호의 설계 기준은 수신부에서 형성되는 공간 결합 신호의 유클리드 거리가 최대가 되도록 부호를 설계하는 것이다. 송신 안테나가 4개이고 4상, 4-PSK가 적용된 최적 스페이스-타임 트렐리스 부호의 예는 도7과 같다.The design criterion of the optimal code in the present invention is to design the code so that the Euclidean distance of the spatial combined signal formed at the receiver is maximized. An example of an optimal space-time trellis code with four transmitting antennas and four-phase, 4-PSK is shown in FIG.
상술한 바와 같이 본 발명의 스페이스-타임 트렐리스 부호는 입력되는 이원 정보를 PSK 심벌로 성상하고, 상기 심벌의 성상에 의해 발생된 데이터에 의하여 임의의 상태에서 분할하거나 임의의 상태로 모이는 가지에 할당되는 부호어는 ANG 채널에서의 수신기에서 유클리드 거리가 최대가 되도록, 상술한 바와 같이 '01, '12', ...,'02' 신호들은 부호화에 사용하지 않고 '00','11','22','33' 신호만을 배치하여 데이터를 트렐리스 부호화한다. 다음에 상기 트렐리스 부호화된 부호어를 다수개의 안테나로 동시에 전송한다. 상기와 같이 전송된 트렐리스 부호화된 부호어는 수신기에서 송신부와 동일한 트렐리스 구조에 따라 비터비 복호화부를 사용하여 복호화 함으로써 스페이스-타임 트렐리스 부호를 생성한다.As described above, the space-time trellis code according to the present invention forms concatenated binary information into a PSK symbol and divides or collects in an arbitrary state in an arbitrary state by data generated by the constellation of the symbol. The codewords assigned are '01', '12', ..., '02' signals are not used for encoding and '00', '11', so that the Euclidean distance is maximized at the receiver in the ANG channel. Only the '22' and '33' signals are arranged to trellis the data. Next, the trellis coded codeword is simultaneously transmitted to a plurality of antennas. The trellis coded codeword transmitted as described above is decoded using a Viterbi decoder according to the same trellis structure as that of the transmitter to generate a space-time trellis code.
또한, 상기 트렐리수 부호의 생성방법에서 송신 안테나의 수가 고정된 상태에서 트렐리스 상태수가 확장될 때, 임의의 상태에서 통합되는 가지에 할당되는 부호어를 AWGN 채널에서의 수신기에서 유클리드 거리가 최대가 되도록 하는 신호만을 사용하여 스페이스-타임 트렐리스 부호를 생성한다.In addition, in the method of generating the trellis code, when the trellis state number is expanded while the number of transmitting antennas is fixed, a codeword assigned to a branch integrated in an arbitrary state has a Euclidean distance at the receiver in the AWGN channel. Space-time trellis codes are generated using only those signals that are maximized.
상술한 바와 같이 본 발명은 스페이스-타임 트렐리스 부호가 수신부에 입력될 때 부호들간의 유클리드 거리가 최대가 되도록 부호를 설계함으로써 SNR성능을 향상시킬 수 있으며, 시스템의 용량을 증대시킬 수 있다.As described above, the present invention can improve the SNR performance by designing a code such that the Euclidean distance between the codes is maximized when the space-time trellis code is input to the receiver, and the capacity of the system can be increased.
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