KR20000076753A

KR20000076753A - 반복 차동 검출기

Info

Publication number: KR20000076753A
Application number: KR1020000010138A
Authority: KR
Inventors: 토넬로안드레아엠.
Original assignee: 루센트 테크놀러지스 인크
Priority date: 1999-03-01
Filing date: 2000-02-29
Publication date: 2000-12-26
Also published as: CN1267986A; EP1039706A1; CA2298325A1; JP2000253083A; AU1946900A; BR0000915A

Abstract

신호가 상대적으로 낮은 비트 오류율로 검출되고 복호되도록 하는 마르코프(Markov) 처리로 모델된 M-DPSK 신호를 검출 및 복호하는 반복 수신기.

Description

반복 차동 검출기{Iterative differential detector}

본 발명은 차동 부호화된 신호를 위한 방법 및 장치를 제공하며, 특히 M-DPSK 신호들과 같은 차동적으로 부호화된 신호의 소정의 카테고리를 검출하기 위한 방법에 관한 것이다.

디지털 통신 시스템은 통신 신호를 전달하는 공기, 동축 케이블, 전화 라인, 광섬유 라인 또는 공지의 어떤 다른 매체와 같은 다양한 통신 채널을 통하여 디지털 정보(즉, 비트 또는 비트의 그룹)를 전달한다. 디지털 정보는 공지의 표준 송신기 및 수신기 장치를 이용하여 전달되고 수신된다. 도 1은 통신 채널을 경유하여 수신기에 연결된 송신기를 구비하는 전형적인 디지털 통신 시스템의 모델을 설명한다. 송신기는 인터리버(interleaver, 104)에 연결된 변조기(106)에 연결된 회선 부호화기(102)를 구비한다. 입력 신호(b_l)는 전형적으로 소정의 공지된 포맷내에 배열된 비트 스트링 또는 그룹이다. 디지털 비트는 소정의 공지된 통신 장비로부터 비롯한 소정 형태의 신호들(디지털 또는 아날로그)을 나타낸다. 예컨대, 입력 신호는 디지트화된 음성, 디지트화된 비디오 신호 또는 개인용 컴퓨터(PC) 또는 컴퓨터 시스템으로부터의 디지털 신호를 나타낼 수 있다. 도시되지는 않았지만, 송신기도 역시 아날로그 신호를 비트로 변환하는 회로(예컨대, 아날로그 대 디지털 변환기; A/D 변환기)를 포함한다는 것을 이해할 수 있다. 더욱이, 송신기는 공지된 무선 또는 변조기(106)의 출력에서 나타나는 디지털적으로 변조된 신호들을 전송하도록 구조된 다른 송신 회로를 포함한다.

변조기(106)는 차동 위상 편이 키잉(Differential Phase Shift Keying; DPSK)과 같은 공지의 스펙트럼 효과 변조 기술들을 이용하여 디지털적으로 신호를 변조하도록 설계되어 있다. 일반적으로, 변조기(106)는 M-DPSK 변조기이며 여기서 M은 주어진 시간에 디지털 변조기에 의해 전달될 수 있는 상이한 비트 그룹들의 전체 수를 나타낸다. 예컨대 M=8 인 경우, 비트의 각 그룹은 N 비트를 포함하며 여기서 N=log₂M 이다. 따라서, M=8 인 경우, N은 3과 같다. 그 다음, 변조기(106)의 출력(즉, 심볼 x_i)은 전술한 무선 송신 회로를 이용하여 채널(108)을 통해 전송된다. 변조기(106)에 인입되는 비트는 입력 신호가 c_i인 인터리버(interleaver)의 출력이다. 신호(c_i)는 그 각각이 일반적으로 코드명으로서 언급되고 회선 부호화기(102)의 출력에서 나타나는 비트의 스트림(stream)이다.

회선 부호화기(102)는 공지의 비트 처리 장치이며 또는 송신기에서 오류 정정을 허용하는 인입 비트 스트림내에 여분을 집어넣도록 본질적으로 인입 비트 스트림(b_i)으로 비트들을 가산하는 기능을 갖는다. 회선 부호화된 비트들은 인터리버(104)에 의해 인터리브된 비트 스트림(c_i)으로 표시된다. 인터리버(104)도 역시 공지된 비트 처리 장치이며 또는 ci 로 표시되는 비트의 시간 차수를 변경하여 비트 스트림에 비트를 가산함이 없이 하나의 비트 스트림내에 시간 변화를 개입시키는 기능을 갖는다. 회선 부호화기(102), 인터리버(104) 및 변조기(106)가 분리 장치로서 기술되고 설명되고 있지만, 그것들은 신호 처리 및/또는 시스템에 기초된 컴퓨터의 상이한 부분들이 될 수 있다.

통신 시스템 모델의 수신기는 아래에 소프트 출력 검출기(SOD)(110)로서 설명되는 장치를 포함한다. 더욱이 수신기는 디인터리버(112) 및 아래에 소프트 입력 복호화기(SID)(114)로서 설명되는 또다른 장치를 포함한다. SOD(110)는 SID(114)에 연결된 디인터리버(112)에 연결된다. 수신기가 그 각각의 분리 신호를 수신하도록 배열되는 복수의 수신 장치들을 전형적으로 포함한다는 것은 쉽게 이해될 것이다. 예컨대, 도 1에 도시된 수신기는 N_a수신 장치(도시되지 않음)를 포함하며 여기서 N_a는 1 보다 크거나 같은 정수이다. 수신 장치가 N_a안테나 어레이인 경우에, 도 1에 모델된 통신 시스템은 예컨대, 이동 통신 시스템(즉, 무선 통신 시스템)이다. 이동(무선) 통신 시스템( 및 다른 통신 시스템들)에서, 각각의 안테나는 소정의 주파수 대역에 위치된 신호들을 수신한다. 그 수신된 신호는 다운 변환(즉, 신호의 주파수 내용이 더욱 낮은 주파수들로 변화된다)되며 정합 필터로 공급된다. 그 필터된 신호는 1/T와 같거나 큰 속도로 샘플되며 여기서 T는 신호 간격(즉, 특정 신호를 전송하는데 걸리는 시간량)을 나타내는 시간 주기이다. 샘플들(즉, 샘플되어 수신된 신호들, y_i)은 SOD(110)로 공급된다. 더욱이, 도시되지 않은 공지된 수신기 회로(예컨대, 증폭기들, 필터들)도 역시 채널(108)을 거쳐서 전달된 복수의 상이한 신호들을 수신하는데 사용된다. 설명의 간결성 및 용이성을 위하여, N_a안테나 및 관련된 수신기 회로는 도시되지 않는다. 그 수신기는 복수의 분리 신호들을 수신하도록 하는 소정의 공지된 수신 장치들(이외의 안테나들)로 수행된다는 것은 쉽게 이해될 것이다. 그러나, 그 수신 장치들은 아래에서 논의의 용이성을 위하여 간단히 안테나로만 설명된다. SOD(110)는 샘플들(y_i)로부터 신뢰도 정보(Ω'_i)를 생성하는 장치이다.

SOD(110)에 의해 생성된 신뢰도 정보(또는 소프트 출력)는 그 수신된 신호가 변조기(106)에 의해 정의된 한 세트의 비트 그룹들로부터 비트의 특정 그룹이 되는 확률을 나타내거나 또는 각각 전송된 심볼내의 각각 단일 비트 확률을 나타낸다. 신뢰도 정보가 실제로 전송된 신호를 나타내지 않는다는 것에 유의하는 것이 중요하지만 그러나 그것은 전송되었던 가장 유사한 신호의 표시를 제공한다. SOD(110)(즉, Ω'_i)의 출력은 디인터리버(112)에 공급된다. 디인터리버(112)는 신호들(Ω'_i)이 그들의 적절한 시간 차수로 재배열되도록 인터리버(104)의 역 동작을 수행한다. 디인터리버(112)의 출력(Ω'_i)은 소프트 입력 복호화기(114)(SID)에 공급된다. SID(114)는 디인터리버(112)의 출력을 b'_i로 표시되는 비트의 스트림으로 복호하는 역할을 하는 복호 동작을 수행한다. 송신기가 회선 부호화기를 갖는다고 가정하면, 대응하는 복호 동작의 일예는 공지된 비터비 복호 알고리즘(G.D.Forney, "The Viterbi Algorithm." Proc. IEEE, March 1973, pp. 268-278)을 공급하는 소프트 입력 비터비 복호기이다.

샘플(yi)은 채널(108)을 통하여 전파된 그 전송된 심볼들(xi)을 표시한다. 채널(108)은 전송된 심볼들을 변경하는 공지된 특성들(예컨대, 진폭 응답, 위상 응답, 임펄스 응답)을 갖는다. 통신 이론에서 공지된 바와 같이, 채널은 왜곡(distortion)의 근원이며 즉 곱셈 왜곡(예컨대 위상 지터(phase jitter), 진폭 열화, 주파수 천이)이고, 전송된 심볼들에 직접적으로 영향을 미친다; 그러한 왜곡들은 전형적으로 통계 및 확률 모델을 수학적으로 사용하는 특징이 있다. 더욱이, 수신기 잡음 성분들이 상기 신호에 부가된다. 잡음 성분은 전형적으로 수신기 회로 및 다른 회로에 의해 부가된다. 잡음의 한 예는 애더티브 화이트 가우시안 잡음(AWGN: Additive White Gaussian Noise)이다. 그 채널 특성들 및 잡음은 심볼들(x_i)의 전송 시퀀스상의 채널 효과를 나타낸다. 그 잡음 신호들은 n 으로 표시된다. 그 채널로부터의 곱셈 왜곡들은 h 로 표시된다. 따라서, 심볼들(x_i)의 전송 시퀀스상의 채널 집합 효과는 특성(h) 및 잡음(n)에 의해 나타나게 된다. 공동으로 전체를 고려할 때 특성(h) 및 잡음(n)은 전송된 심볼들상의 채널 효과들을 설명한다. 그 수신된 샘플들(y_i)은 신뢰성 정보를 유도하는데 사용된다. 채널 상태 정보(CSI)는 전송된 심볼상의 채널 특성(h)(즉, 곱셈 왜곡)의 전체 효과이다. CSI는 채널의 임펄스 응답(즉, 전기 공학에서 공지된 함수가 회로를 전체적으로 설명하는데 사용된다.)과 동일하다.

신뢰성 정보는 공지의 최대 귀납 확률(MAP: Maximum Aposteriori Probability) 표준의 사용으로 유도될 수 있다. MAP 표준은 알고리즘의 형태로 통상적으로 수행된다. MAP 알고리즘은, h 로 나타나는 소정의 특성을 갖는 채널을 통하여 전파되며 코드워드(codeword)로 주어진 샘플들(yi)의 시퀀스를 선택한다; 즉, 그 알고리즘은 수신기로의 입력 시퀀스가 y_i로 주어진 c_i가 그 전송된 시퀀스인 확률을 최대로 하는 코드워드를 선택한다. 예컨대, L.R.Bahl, J.Cocke, F.Jelinek, J.Raviv, "Optimal decoding of linear codes for minimizing symbol error rate", IEEE Trans.Info. Theory, March 1974 에서 컨벌루션 코드들의 MAP 복호가 설명된다. 최대화된 확률은 다음과 같이 기재된 조건 확률이다:

본원에서 나타나는 수학식 1 및 모든 다른 수학식들은 이중 밑줄친 변수들이 행렬을 나타내며 단일 밑줄친 변수들이 벡터를 나타낸다는 약정에 따른다. 특성(h) 및 잡음(n)으로 채널을 통하여 전파된 그러한 신호들 이후에 수신기에 의해 수신된 신호들의 시퀀스는 통상적으로 다음과 같이 주어진다:

따라서, 비율(1/T)에서 정확히 별개의 점들 N_k(N_k는 1보다 크거나 같은 정수임)에서 샘플된 각각의 안테나로 채널(108)과 연결된 N_a안테나들을 갖는 수신기의 경우, 수학식 2는 다음 형태로 쓰여질 수 있다:

채널(108)의 특성(h)은 측정될 수 있으며 다음에 수학식 3에 도시된 바와 같이 행렬 형태로 저장된다. 심볼들(x_i)은 대각 행렬()로 표시되며 여기서 각각의 대각 성분은 변조기(106)에 의해 생성된 특별한 심볼이다. 대각 행렬(), 행렬() 및 행렬()의 성분들은 복소수이다.,및의 복소 공액은 즉,및으로 별표를 이용하여 표시한다.

본질적으로, 변조기(106)는 d_i비트를 심볼로 맵핑한다(map). 이용된 특정한 맵핑(예를들면, 그레이 맵핑(gray mapping))은 한정된 별개의 심볼 수를 생성한다. 변조기(106)에 의해 생성될 수 있는 상이한 심볼들 모두는 대각 행렬()로 저장된다. 수학식 3에 도시된 바와 같이, 전송된 심볼(x_i)은에 의해 곱하여지고 그리고 나서 잡음이 부가된다. 수학식 3은 통신 시스템(예컨대, 이동 또는 무선 통신 시스템)을 나타내며, 여기서 심볼의 전송 시퀀스는 행렬()에 의해 특정되며 N_a성분들로 안테나 어레이에 의해 포획되는 무선 채널을 통하여 전파한다. 무선 이동 통신 시스템(즉, 무선 통신 시스템)에서, 왜곡은 페이딩(fading)으로서 일반적으로 언급되는 진폭 및 위상에서 신속한 변화로 명백하게 된다.

시분할 다중 접속(TDMA) 무선 통신 시스템과 같은 많은 통신 시스템들은 채널(108)위에 심볼들(x_i)을 전송하기 위하여 차동 변조 방식을 사용한다. 차동 변조 방식 중 일예가 전술한 M-DPSK 기술이다.

M-DPSK 변조

도 1을 다시 참조하면, 변조기(106)가 차동 변조기일 때, 입력 비트(d_k,i)의 공간으로부터 출력 복소 심볼들(x_k)의 공간으로의 변환 처리를 수행한다; 이것은 수학적으로 다음과 같이 나타난다:

여기서 φ_k는 시간 k에서의 위상이다. x_k의 진폭이 독단적으로 하나로 설정되는 것에 주목해야 한다.

ξ_k는 시간 순시 k에서 위상 천이이며, x_k는 시간 k에서 차동적으로 부호화된 신호이다. 위상 천이는 N 최초 비초를 M-PSK 배열점으로 맵핑함으로써 얻어진다. 맵핑은 예컨대, M=2,4,8 인 경우 도 2a에서 도시된다. 차동 변조는 N=log M 의 블록을 복소 심볼내로 그룹핑함으로써, 그리고 이전 차동적으로 부호화된 심볼에 의해 이 심볼을 곱함으로써 실행된다. 심볼의 위상에 관하여, M-PSK 변조기는 정보 비트의 공간(d)으로부터 복소 심볼(x)의 공간으로의 변환(메모리로)이 고려된다:

여기서 φ_k는 시간 k에서의 위상(즉, 위상 지수, 정수 번호)을 나타내며, δ_k는 시간 k 및 시간 k-1 사이의 위상(즉, 천이 위상 지수)에서의 변화를 나타낸다:

전송된 복소 심볼은로 주어진다. 격자로서 알려진 그래프가 심볼의 M-DPSK 의 시간 전개를 나타내는데 사용된다. 그래프는 모든 상태 중 어느 하나로부터 천이를 나타내는 상태로부터 소정의 다른 상태로의 브랜치를 갖는 M 상태들(즉, 위상)을 갖는다. 4-DPSK 변조기용 격자는 도 2b에 도시된다. 그 격자는 천이 행렬()에 의해서 선택적으로 설명된다. 각각의 성분 T(i,j)는 위상 φ=i를 갖는 신호의 천이를 위상 φ=j를 갖는 신호로 주는 천이 위상 지수이다. M-DPSK 변조기는 i=0,.....,(log₂M-1)인 경우 인입 비트 d_k,i를 관련 위상 천이 지수들로 맵핑(예컨대, 그레이 맵핑)한다. 특정한 입력 비트(dk,i=b)인 경우, 가능한 천이 위상 지수들 2^{(log2 M-1)}이 존재한다. 천이 위상 지수들의 세트는 행렬로 나타낼 수 있다. 성분는 비트 d_k,i=b 인 경우에 j번째 천이 위상 지수를 나타내며, 여기서 i=0,.....,N-1 및 j=0,.....,2^{log2 M-1}-1.

세트는 k=0,....., m-2 및 k= m+1,.....,N_k-1인 경우 시퀀스 x_k를 구비하며, 그러나 동시에 x_m-1,x_m이및행렬에 의해 특정된 세트에 속한다. M-DPSK 변조 중의 일예가 IS-136 TDMA 무선 통신 시스템에 사용된 π/4 DQPSK 이다. IS-136 은 북미에서 TDMA 무선 통신 시스템에 사용되는 정해진 표준이다.

수신기

다수의 통신 시스템은 도 1에서 묘사된 것과 같은 수신기 구조를 갖는 M-DPSK 변조 방식을 사용한다. 수신기는 소프트 입력 복호기(114)에 연결된 디인터리버(112)에 연결된 SOD(110)을 구비한다. 소프트 출력, 즉 SOD(110)의 출력은 출력이 SID(114)에 의해 복호되는 디인터리버(112)에 의해 디-인터리브된다. 추측컨대, SID(114)의 출력신호(b_i')는 컨벌루션 부호기(102)에 인가된 정보 비트(b_i)와 같은 것이다. 채널(108)내( 및 송신기 및 수신기 회로내)에 존재하는 왜곡 때문에, SID(114)에 의해 복호된 비트들은 정보 비트(b)와 정확히 정합되지 못한다. 즉, 복호화된 비트 스트림은 전형적으로 오류를 포함한다. 수신기(도 1에 설명된 것과 같은)오류의 발생을 최소화하기 위하여 시도되는 알고리즘을 이용한다. 오류의 발생 정도는 전형적으로 오류율에 관하여 표현된다; 오류율(즉, 비트 오류율 또는 BER)은 전체 비트수에 대한 오류 비트수의 비율이다. 비트 블록은 소정의 비트수를 포함한 프레임으로서 정의된다; 전송된 전체 프레임수에 대한 오류 프레임수(즉, 하나 이상의 오류 비트를 갖는 프레임)의 비율은 프레임 오류 비율 또는 FER 이다. 데이터가 다수의 디지털 통신 시스템들 --- 특히 M-DPSK 변조를 이용하는 무선 통신 시스템(예컨대, TDMA IS-136 시스템)---에서 전송되는 비율은 상대적으로 낮은 오류율을 필요로 하도록 항상 증가한다. 전형적으로 M-DPSK 신호들은 J.Proakis, Digital Communications, 3d edition, McGraw Hill, 1995의 차동 검출을 이용하여 복조된다. 차동 검출은 이전에 수신된 샘플(즉, y_k* y_k-1*= z_k)의 복소 공액과 시간 k에서 수신된 샘플을 곱함으로써 수행된다. 전송된 심볼상에 최종 결정은 z_k로부터 최소 거리인 배열점을 잡음으로써 이루어진다. 차동적으로 변조된 신호들을 검출하고 복호하기 위하여 차동 검출의 이용은 상대적으로 낮은 오류율을 필요로 하는 다수의 통신 시스템에 대해 부적절하게 신속히 된다. 그러므로, 필요로 되는 것은 수신기가 차동적으로 변조된 심볼을 차동 검출을 이용한 수신기보다 상대적으로 낮은 오류율로 검출하고 복호하도록 허용하는 방법 및 장치이다.

도 1은 소프트 출력 검출기를 갖는 수신기를 가지는 통신 시스템의 간단한 블록도.

도 2a는 4-DPSK 변조기용 격자를 도시한 도면.

도 2b는 4-DPSK 변조를 위한 격자(trellis) 챠트.

도 3은 본 발명의 반복 수신기를 갖는 통신 시스템의 간단한 블록도.

도 4는 본 발명의 반복 수신기 또는 반복 차동 검출기의 더욱 상세한 도면.

도 5는 본 발명의 방법 단계를 보이는 흐름도.

도 6 내지 도 9는 TDMA(IS-136) 배경(context)에서 본 발명의 방법의 4개의 가능한 수행을 도시하는 도면.

* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명 *

102 : 회선 부호화기 104 : 인터리버

106 : 변조기 108 : 채널

110 : 소프트 출력 검출기(SOD) 112 : 디인터리버

114 : 소프트 입력 복호화기(SID)

본 발명은 상대적으로 낮은 오류율에서 차동적으로 변조된 심볼을 반복적으로 검출하고 복호하는 수신기에 대한 장치 및 방법을 제공한다. 본 발명의 방법 및 장치는 외부 및 우선(priori) 정보를 연산하고 심볼에 의해 이송된 정보를 보다 정확히 검출하고 복호하기 위하여 그러한 정보를 이용한다. 첫째로, 하나 이상의 심볼을 나타내는 샘플의 블록이 수신된다. 신뢰성 정보(또는 소프트 출력)는 하나 이상의 샘플 블록들 및 소정의 이용가능한 우선 정보로부터 연산된다. 외부 정보 및 갱신된 우선 정보가 연산된 신뢰성 정보로부터 얻어지며 그러한 우선 정보 및 외부 정보는 신뢰성 정보를 재연산하는데 반복적으로 이용된다. 반복적으로 연산된 신뢰성 정보는 결국 하나 이상의 샘플 블록에 의해 이송된 정보를 복호하는데 이용된다.

본 발명은 M-DPSK 변조기와 같은 차동 변조기로부터 생성된 수신된 심볼로부터의 반복 신뢰성 정보를 연산하는 반복 수신기에 대한 방법 및 장치를 제공하며, 여기서 그러한 반복 연산은 우선(priori) 및 외부 정보에 기초된다. 차동 변조기는 출력 신호가 현재 변조된 신호 및 이전에 변조된 신호사이에 차이에 기초된 장치이다. 우선 및 외부 정보는 본 발명의 방법 및 장치에 의해 이용된 확률값(또는 L-값)이다. 우선 확률값은 독단적으로 정의된 값 또는 정해진 값으로써 승인된 추측값이다; 간단히, 그것은 주어진 값이다. 외부 정보는 후위(posteriori) 확률값이다. 후위 확률값은 공지 또는 주어진 확률값들(예컨대, 우선 확률값들)에 기초되며 확률값들로 연산된다. 본 발명의 반복 수신기는 소프트 입력 소프트 출력(SISO) 장치로서 형성된다; 즉, 그것은 소프트 출력을 생성하며 소프트 입력(즉, 확률값)을 수신하는 것이 가능하다. 소프트 입력 및 소프트 출력은 또한 L-값으로 불리운다.

본 발명에 따른 반복 수신기 구조 및 방법은 정보를 다른 수신기 구조보다 상대적으로 낮은 오류율로 검출하고 복호화할 수 있다. 본 발명의 수신기 방법 및 구조의 설계는 차동적으로 변조된 수신된 신호가 마르코프 연쇄로서 처리된다는 전제에 의존한다. 마르코프 연쇄는 변수의 이전 상태로 주어진 소정의 값(예컨대, 변수의 상태)을 갖는 변수의 조건 확률이 어떤 최초의 상태가 아닌 이전의 상태로만 기초되는 확률적인 처리(임의 변수들의 집합)이다; 그러한 확률적인 처리는 또한 마르코프 처리라고 불리운다. 마르코프 차동 변조기는 마르코프 처리로서 모형화될 수 있는 심볼의 시퀀스를 생성한다. 따라서, M-DPSK 변조기는 이산-시간 마르코프 처리를 M 상태로 생성한다. 시간 k에서 상태는 여기서 S_k∈ { 0,....., M-1} 로서 나타낸다. 수학식 9를 다시 참조하면, M-DPSK 마르코프 처리는 다음과 같은 천이 확률에 대하여 표현된다:

수학식 16은 다음과 같은 위상 지수들에 대하여 표현된다:

M-DPSK 마르코프 처리의 경우, 변조기의 출력은 변수의 상태와 일치한다. 천이 확률은 서로 통계적으로 의존하게 되도록 가정된 정보 비트의 우선 확률에 관련된다. 따라서, 천이 확률은 다음과 같이 쓰여진다:

M-DPSK 마르코프 변조기는 M 상태(도 2a를 참조하면 여기서 M=4)를 갖는 격자 챠트로 나타낼 수 있다. 상태(S_k-1)에서 상태(S_k)로 각 브랜치는 위상 천이(ξ_k) 또는 위상 천이 지수(δ_k) 또는 코드화된 비트(d_k,i) 중 어느 하나로 라벨될 수 있다. 천이 확률 즉 수학식 7 또는 8, 또는 우선 확률의 곱 즉 수학식 9는 각 브랜치와 결합된다.

도 3을 지금 참조하면, 본 발명의 반복 수신기(300)가 마르코프 처리와 일치하여 변조기(206)에 의해 생성되며 채널(208)을 통하여 전파되는 심볼(x_i)인 샘플(y_i)을 수신하는데 사용되는 통신 시스템(200)의 모형을 도시한다; 따라서, 심볼(x_i)은 마르코프 연쇄를 나타낸다. 통신 시스템(200)은 컨벌루션 부호기(202), 인터리버(204) 및 변조기(206)를 구비한 송신기 부분을 갖는다. 단지 하나의 송신기 및 하나의 수신기가 설명하기 쉽도록 도시된다는 것은 쉽게 이해될 것이다; 그의 가장 일반적인 형태로, 통신 시스템(200)은 복수의 송신기 및 수신기를 구비하며 M-DPSK 변조기 이외에 마르코프 차동 변조기들도 사용할 수 있다.

도 4를 지금 참조하면, 본 발명의 방법 및 장치의 더욱 상세한 모습이 도시되어 있다. 반복 수신기(300)는 인터리버(314) 및 디인터리버(312)를 경유하여 MAP 복호기(316)(MAP-DEC)에 연결된 MAP 차동 검출기(MAP-DD)(310)를 구비한다. 디인터리버(312) 및 인터리버(314)는 각각 입력 및 출력을 갖는다. MAP-DD(310) 및 MAP-DEC(316)은 후위 확률 연산기로서 정의된다; 즉 그들은 소프트 입력의 시퀀스로 주어진 소프트 출력을 연산한다. 소프트 출력와 마찬가지로, 소프트 입력은 확률값들이다. 소프트 출력들 L_a(d_i) 및 L_a(c_i)는 각각 인터리버(314) 및 디인터리버(312)이다; 이들 소프트 출력은 다음과 같이 정의된다.

여기서, Int 는 인터리빙 동작을 나타낸다.

여기서, Deint 는 디인터리빙 동작을 나타낸다.

L_a(di) 및 L_a(ci)는 소프트값들 및 수신기의 이전 반복으로부터의 외부 정보에 기초하여 얻어진다. MAP-DD(310)는 소프트 출력을 공지의 MAP 알고리즘의 응용으로 연산한다. MAP-DD(310)의 태스크(task)는 도 3에 도시된 L_a(d_i)와 같은 코드화된 비트상에 우선 정보 및 M-DPSK 의 내부 메모리를 촉진하는 채널 상태 정보()와 관찰의 시퀀스()로 주어진 마르코프 차동 변조기의 코드화된 비트의 후위 확률들을 평가하는 것이다. 특히, MAP-DD(310)는 채널 관찰의 시퀀스로 주어진 코드화된 비트의 로그와 같은 함수를 결정한다.

여기서, (S_k, S_k-1) ∈ D_i(b)는 비트 d_k,i= b 로 라벨된 모든 가능한 천이들의 집합이다. 집합 D_i(b)는 변조기에 의해 사용된 특별한 맵핑으로부터 구성된다.

유사하게, MAP-DEC(316)는 C. Berrou, A. Glavieux, P. Thitimajshima, "Near Shannon Limit error correcting coding and decoding turbo codes" ICC 1993, pp. 1064-1070에서 설명된 것을 일예로 하며, 심볼 MAP 알고리즘에 의해 공지된 심볼을 역시 적용함으로써 소프트 출력 L(c_i)을 연산한다. 본 발명의 반복 수신기의 방법 및 장치는 종래의 수신기들(예컨대, 차동 검출기) 보다 상대적으로 낮은 오류율에서 상기 수신된 샘플들(y_i)를 검출하고 복호하기 위한 피드백 시스템의 일부로써 사용되는 외부 정보를 유출하도록 우선 정보와 대수적으로 조합된 소프트 출력을 사용한다. 대수적인 조합은 하드웨어, 펌 웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그들의 소정의 조합으로 수행되는 어떤 가산 또는 조합 장치가 될 수 있는 장치들(322 및 324)로 할 수 있다. 외부 정보 Le(di) 및 Le(ci)는 다음과 같이 정의된다.

따라서, 첫 번째 외부 정보(수학식 13)는 MAP-DD(310) 및 인터리버(314)의 소프트 출력의 대수적인 조합이며, 두 번째 외부 정보는 MAP-DEC(316) 및 디인터리버(312)의 소프트 출력의 대수적인 조합이다.

L_s(b_i)는 소스 비트(bi)상의 우선 정보를 표시한다; 예컨대 그러한 정보는 소스 비트가 표시하는 여러 형태의 신호들(예컨대, 음성, 비디오, 데이터)의 통계적인 성질에 기초된 소스 비트의 값들로 평가된다.

도 5를 참조하면, 본 발명의 방법의 단계들을 도시한다. 단계(500)에서는 N_k샘플의 하나 이상의 블록이 수신된다. 여기서 N_k는 수학식 3에 따른 샘플 수이다. 단계(502)에서는, MAP-DD(310)는, 그의 소프트 출력(즉, 신뢰성 정보)을 얻기 위하여 동일한 블록에 속하는 코드화된 비트들의 경우에, 그 수신된 샘플의 하나 이상의 블록 및 우선 정보 즉 L_a(d_i)(만일 이용가능하다면)에 MAP 알고리즘을 적용한다. 첫 번째 반복에서, 이용가능한 우선 정보가 없다는 점에 유의해야 하며, 따라서 모든 코드화된 비트들은 독립되어 동등하게 분포되도록 가정된다. 다른 한편, L_a(d_i)는 수학식 10에 따라서 MAP-310에 제공된다. 단계(504)에서, 외부 정보 L_e(d_i)는 수학식 13에 따라 연산된다; 즉, L(d_i??y)은 L_a(d_i)와 대수적으로 조합된다. 단계(506)에서, L_a(c_i)가 얻어지며 인터리버(314) 및 MAP-DEC(316)으로 되돌려진다. MAP-DEC(316)은 L_a(c_i)의 블록을 입력으로써 이용하고, 만일 이용가능하다면, 코드화된 비트에 대한 소프트 출력 L_a(c_i) 및 정보 비트에 대한 소프트 출력 L(b_i)을 얻기 위하여 소스 비트 L_s(b_i)상의 우선 정보를 입력으로써 이용하는 MAP 알고리즘을 적용한다. L(b_i)은 정보 비트를 얻기 위하여 결정 회로(도시되지 않음)에 적용된다. 정보 비트는 컨벌루션 부호기에 의해 최초로 부호화되었던 비트이다. 복호화된 비트에 대한 비트 오류율 또는 FER 은 소정의 공지된 양식으로 측정된다. 단계(508)에서, L(c_i)은 인터리버(314)에 적용된 외부 정보 L_e(c_i)를 얻기 위하여 수학식 14에 따른 L_a(c_i)와 대수적으로 조합되며 따라서 MAP-DD(310)에 우선 정보의 평가를 제공한다. 실행도는 더 많은 반복이 실행될수록 향상된다(즉, BER 또는 FER 이 감소한다). 반복은 측정된 BER 또는 FER 이 더 이상 감소하지 않을 때 중지된다; 다른 표준은 반복 처리가 중지될 때를 결정하는데 사용될 수 있다.

TDMA 무선 통신 시스템

본 발명의 반복 수신기 장치 및 방법은 TDMA 무선 통신 시스템 배경(context)내에서 수행될 수 있다. 특히, IS-136 컴플라이언트 TDMA 시스템은 이러한 특수한 응용을 설명하는데 사용된다. 공지된 바와 같이, IS-136 TDMA 시스템에서 길이 40 밀리초(msec.)를 갖는 프레임은 6개의 동일한 슬롯으로 나뉘어진다. 프레임은 시스템의 사용자들이 정보를 전송하고 수신하도록 허용되도록 그 이내에서 시간 간격을 정의한다. 하나의 특수한 동작 모드의 경우, 각 사용자는 프레임 당 2개의 슬롯을 재배치한다. 예컨대, 사용자(1)는 슬롯들(1 및 3)로 재배치된다. 각 사용자는 사용자의 할당된 슬롯 기간 동안 소정의 비트수를 전송한다. 그 전송된 비트는 시간을 초과하여 인터리브된다; 즉, 한 프레임의 하나의 슬롯 동안 사용자에 의해 전송된 비트의 일부분은 다음 프레임의 관련된 슬롯 동안에 TDMA 시스템에 의해 실질적으로 전송된다. 본 발명의 반복 수신기가 시간 인터리빙을 사용하는 TDMA 시스템에 적용될 때, 여분의 지연은 정보 피드백 처리 및 다중 반복의 발생 가능성 때문에 발생한다.

도 6-9는 TDMA(IS-136) 배경에서 본 발명의 4개의 가능한 실행 방법을 제공한다. 도 6-9 각각에서 4개의 컬럼이 있으며 여기서 각 컬럼은 20 밀리초 간격으로 실행되는 여러 단계를 나타낸다. 도 6을 지금 참조하면, 정보 비트(b)가 제공된다. 다음 단계에서, 정보 비트는 부호화된다. 다음에, 그 부호화된 정보 비트는 재주문(re-order)된다; 즉 비트의 최초 주문이 변경된다. 재주문되고 부호화된 비트는 시간을 초과하여 인터리브된다; 즉, 현재 20 밀리초 시간 간격(도시되지 않음)으로부터 재주문되고 부호화된 비트의 일부분(cc')이다. 현재 20 밀리초 시간 간격으로부터 재주문되고 부호화된 비트의 남은 부분(cc")는 다음의 20 밀리초 시간 간격의 재주문되고 부호화된 비트로 인터리브된다. 그 인터리브된 비트는 변조되며 전송된다.

다음 단계들은 IS-136 TDMA 시스템 배경으로 설정될 때, 본 발명의 방법 및 장치와 일치하여 구성되고 동작하는 반복 수신기의 동작을 나타낸다. 그 전송된 심볼들은 MAP-DD 장치에 의해 검출된다. MAP 차동 검출 이후, 코드화된 비트에 대한 L-값이 얻어진다. 다음에, 그 코드화된 비트는 MAP 채널 복호키에 입력 L-값들을 산출하기 위하여 디인터리브되고 기록된다. 복호기의 출력에서, 기록되고 인터리빙한 후에, 입력 L-값들(우선 정보)이 다른 MAP 차동 검출 단계에서 이용될 수 있도록 얻어진다. 도 6에서, 예컨대, 슬롯 0 및 슬롯 1에서 MAP-DD 동작은 슬롯 0에서 코드화된 비트에 대한 L-값을 수집하도록 실행된다. 도 7에서, 첫 번째 반복에서, MAP-DD 동작은 시간 0에서 코드화된 비트에 대한 L-값을 수집하도록 슬롯 0 및 슬롯 1 동안에 수행된다; 이들 L-값들은 슬롯 0 및 슬롯 1에서 MAP-DEC내에서 반복적으로 사용된다. 도 8에서, 각 반복의 경우, MAP-DEC 뿐만아니라 MAP-DD는 슬롯 0 및 슬롯 1 동안에 실행된다. 도 9에서, MAP-DD는 슬롯 0, 슬롯 1 및 슬롯 2 동안에 실행된다. 따라서, 슬롯 -1(도시되지 않음), 슬롯 0 및 슬롯 1의 코드화된 비트에 대한 L-값들이 수집된다. 다음에 슬롯 0, 슬롯 1 및 슬롯 2에 대한 MAP-DEC이 실행된다.

본 발명의 수신기에 대한 장치 및 방법은 상대적으로 낮은 오류율에서 차동적으로 변조된 심볼을 반복적으로 검출하고 복호하는 효과를 갖는다.

Claims

샘플들의 하나 이상의 블록을 수신하는 단계를 포함하며, 차동적으로 변조된 심볼들을 검출 및 복호하는 방법에 있어서,

샘플들의 하나 이상의 블록에 속한 비트에 대한 신뢰성 정보를 연산하는 단계;

샘플들의 하나 이상의 블록에 속한 비트에 대한 우선 정보를 제공하며, 샘플들의 하나 이상의 블록에 속한 비트로부터 외부 정보를 연산하는 단계;

상기 수신된 샘플들의 하나 이상의 블록에 속한 비트에 대한 신뢰성 정보를 재연산하는데 상기 우선 정보를 사용하는 단계를 특징으로 하는 차동적으로 변조된 심볼들을 검출 및 복호하는 방법.