KR20000070900A

KR20000070900A - 확산 스펙트럼 통신 시스템에서 콘볼루션 코드화된 신호를 인터리빙하는 방법

Info

Publication number: KR20000070900A
Application number: KR1019997007165A
Authority: KR
Inventors: 마이클 엠. 왕; 휴엔 링
Original assignee: 비센트 비.인그라시아; 모토로라 인코포레이티드
Priority date: 1997-02-10
Filing date: 1998-01-28
Publication date: 2000-11-25
Also published as: FI991633A; KR100341560B1; JP3986565B2; SE522345C2; JP2002513528A; US5881093A; FI115682B; SE9902705D0; SE9902705L; WO1998035461A1

Abstract

콘볼루션 (convolution)적으로 코드화된 신호를 입력으로 패이딩 채널 (fading channel)를 통해 통신하기에 적절한 블록 인터리버 (block interleaver)(212)가 설명된다. 블록 인터리버(212)는 종래의 블록 인터리버 보다 더 나은 실행도를 제공하도록 특정한 콘볼루션 코드에 정합되는 다수의 인터리브 거리를 이행한다.

Description

확산 스펙트럼 통신 시스템에서 콘볼루션 코드화된 신호를 인터리빙하는 방법{METHOD OF INTERLEAVING A CONVOLUTIONALLY CODED SIGNAL IN A SPREAD SPECTRUM COMMUNICATION SYSTEM}

블록 인터리버 (block interleaver)는 블록 코드화를 사용하는 통신 시스템에서 널리 사용된다. 이러한 인터리버는 또한 확산 스펙트럼 통신 표준 TIA/EIA/IS-95A인 Telecommunication Industry Association (TIA)으로부터 이용가능한 이중 모드 광대역 확산 스펙트럼 셀룰러 시스템을 위한 이동국-기지국 호환성 표준 (Mobile Station-Base Station Compatibility Standard for Dual Mode Wideband Spread Spectrum Cellular System), 1993년 6월으로 이행되는 바와 같이 블록-단말의 콘볼루션적으로 코드화된 통신 표준에 사용된다. 블록 코드화를 위해 인터리버는 코드어 (code word)내의 두 비트 사이의 최소 시간 스팬 (span)이 최대화되도록 설계되어야 하는 것으로 이미 공지되어 있다. 예를 들어, 블록 코드의 크기가 M이고 블록 인터리버의 크기가 L = kM이라 가정하면, 코드어내의 두 비트 사이의 최소 거리는 k 보다 커질 수 없다. 그래서, 이러한 코드를 위한 최적의 블록 인터리버는 k개 로우 (row)와 M개 칼럼 (column)의 매트릭스 형태를 갖는다. 인터리버를 이행하는 전송기내에서, 매트릭스는 칼럼별로 (column-by-column) 채워지고 로우별로 (row-by-row) 판독되어, 코드어내의 두 비트 사이의 최소 길이는 명확하게 k이고, 이는 최적 상태가 된다.

그러나, 블록 인터리버가 코드화된 신호를 콘볼루션적으로 인터리브하는데 사용될 때, 가장 적합한 인터리버의 설계는 명확하지 않다. 비율 1/r의 콘볼루션 코드에서, 코드어의 길이는 코드의 제한된 길이 Kr에서 무한대로 시작된다. 에러는 소수의 최단 코드어 길이에서 발생될 가능성이 가장 많으므로, 때때로 Kr (여기서, r은 코드화 비율) 보다 약간 크거나 같은 로우의 수를 선택한다. 그러나, 이러한 설계 기준은 결코 콘볼루션 코드와 연관되어 사용되는 인터리버에 최적이 되지 않는다.

그래서, 연관된 콘볼루션 코드에 대해 최적의 실행도를 달성하는 인터리버에 대한 필요성이 존재한다.

본 발명은 일반적으로 정보를 인터리브 (interleave)하는 것에 관한 것으로, 특히 확산 스펙트럼 통신 시스템에서 코드화된 정보를 콘볼루션 (convolution)적으로 인터리브하는 것에 관한 것이다.

도 1은 본 발명에 따라 콘볼루션 (convolution)적으로 코드화된 신호의 인터리브 (interleave)를 유리하게 이행할 수 있는 통신 시스템의 블록도.

도 2는 본 발명에 따라 콘볼루션적으로 코드화된 신호의 인터리브를 이행할 수 있는 이동국 전송기의 블록도.

도 3은 종래 기술의 인터리버 매트릭스 (interleaver matrix)를 도시하는 도면.

도 4는 본 발명에 따라 콘볼루션적으로 코드화된 신호의 인터리브를 이행하는 인터리버에 의해 만들어진 인터리버 매트릭스를 도시하는 도면.

도 5는 종래 기술의 인터리버 매트릭스를 이행하는 인터리버와 본 발명에 따라 콘볼루션적으로 코드화된 신호의 인터리브를 이행하는 인터리버 사이의 이동국 실행도 비교를 도시하는 도면.

도 6은 본 발명에 따라 콘볼루션적으로 코드화된 신호의 인터리브를 이행하는 인터리버에 의해 만들어진 또 다른 인터리버 매트릭스를 도시하는 도면.

패이딩 채널 (fading chammel)을 통해 콘볼루션적으로 코드화된 신호 입력과 통신하기에 적절한 블록 인터리버 (block interleaver)가 설명된다. 상기 블록 인터리버는 종래의 블록 인터리버 보다 더 나은 실행도를 제공하도록 특정한 콘볼루션 코드에 정합되는 다수의 인터리브 거리를 이행한다.

일반적으로, 콘볼루션적으로 코드화된 신호인 입력을 인터리브하는 방법은 그 자체가 소정의 제한 길이, 소정의 수의 연속적인 트렐리스 전이 브랜치, 및 복호화 깊이를 갖는 코드를 제공하는 코더 (coder)를 이행하는 확산 스펙트럼 통신 시스템에서 이행된다. 인터리브는 소정의 수의 연속적인 트렐리스 전이 브랜치에서 많은 코드화 비트의 가능한 최소 분리 중 제1 최대치를 결정하고, 다음에 제한된 코드 길이와 연관되는 연속적인 브랜치의 수에서 많은 코드화 비트의 가능한 최소 분리 중 제2 최대치를 결정함으로서 이행된다. 마지막으로, 복호화 깊이와 연관된 브랜치의 수에서 많은 코드화 비트의 가능한 최소 분리 중 제3 최대치가 결정되고, 이어서 그렇게 결정된 제1, 제2, 및 제3 최대치를 근거로 콘볼루션적으로 코드화된 신호 입력이 인터리브된다.

바람직한 실시예에서, 소정의 수의 연속적인 트렐리스 전이 브랜치는 제한된 코드 길이 보다 작고, 보다 특별히, 소정의 수의 연속적인 트렐리스 전이 브랜치는 대략 제한된 코드 길이의 제곱근과 같다. 또한, 바람직한 실시예에서, 확산 스펙트럼 통신 시스템은 IS-95A와 호환가능하다.

다른 말로 하면, 소정의 수의 비트 L로 구성된 콘볼루션적으로 코드화된 신호 입력은 N개 칼럼과 M개 로우를 갖는 매트릭스로 인터리브된다. 본 발명에 따른 방법은 각 칼럼에 대해, 각 칼럼을 M/M1 블록으로 나누는 단계, M/M1 블록의 제1 소자를 상단에서 하단으로 입력 코드 비트로 채우고 M/M1 블록의 제2 소자를 상단에서 하단으로 채우는 단계, 및 M/M1 블록의 최종 소자가 채워질 때까지 진행되는 단계를 실행한다. 상기 단계들은 다음 칼럼에 대해 반복된다.

N개 칼럼을 채우도록 실행되는 단계는 N개 블록을 N/N1 블록으로 나누는 단계, N/N1 블록의 제1 칼럼을, 칼럼별로, 좌측에서 우측으로 상술된 바와 같이 채우고 N/N1 블록의 제2 칼럼을 채우는 단계, 및 모든 칼럼이 채워질 때까지 진행되는 단계를 포함한다. 본 발명에 따라 이 방법을 이행하는 확산 스펙트럼 통신 시스템은 또한 IS-95A와 호환가능하다.

도 1은 일반적으로 본 발명에 따른 확산 스펙트럼 통신 시스템에서 유익하게 신호 제작을 이행하는 통신 시스템(100)의 블록도를 도시한다. 바람직한 실시예에서, 통신 시스템은 직접적인 시퀀스 코드-분할 다중 억세스 (direct sequence code-division multiple access, DS-CDMA) 셀룰러 무선전화기 시스템이다.

도 1에 도시된 바와 같이, 다수의 기지국 (101-103)은 제어기(104)로 연결된다. 각 기지국 (101-103)은 무선 주파수 (RF) 통신을 이동국 (105-106)에 제공한다. 바람직한 실시예에서, RF 통신을 지지하도록 기지국 (101-103) 및 이동국 (105-106)에서 이행되는 전송기/수신기 (송수신기) 하드웨어는 Telecommunication Industry Association (TIA)으로부터 이용가능한 이중 모드 광대역 확산 스펙트럼 셀룰러 시스템을 위한 이동국-기지국 호환성 표준 (Mobile Station-Base Station Compatibility Standard for Dual Mode Wideband Spread Spectrum Cellular System), 1993년 6월, TIA/EIA/IS-95A 명의 문서에서 정의된다. 계속하여, 제어기(104)는 그중에서도 트랜스코드 (transcoder)(110)를 통한 호출 처리와 이동 관리자(109)를 통한 이동 관리를 담당한다. 제어기(104)의 다른 작업은 특성 제어와 전송 및 네트워크 인터페이스를 포함한다. 제어기(104)의 기능에 대한 보다 많은 정보를 위해서는 여기서 참고로 포함되는 본 출원의 양수인에 양도된 Bach의 미국 특허 5,475,686을 참고한다.

또한, 도 1에는 제어기(104)의 이동 관리자(109)에 연결된 동작 및 유지 센터-무선 (OMCR)(112)이 도시된다. OMCR(112)은 통신 시스템(100)에서 무선 부분 (제어기 104 및 조합된 기지국 101-103)의 동작과 일반적인 유지를 담당한다. 제어기(104)는 공중 스위치 전화기 네트워크 (PSTN)(120), 집적 서비스 디지털 네트워크 (ISDN)(122), 및 제어기(104) 사이에서 스위칭 기능을 제공하는 이동 스위칭 센터 (MSC)(115)에 연결된다. 동작 및 유지 센터-스위치 (OMCS)(124)는 통신 시스템(100)에서 스위칭 부분 (MSC 115)의 동작과 일반적인 유지를 담당한다. 가정용 위치 레지스터 (HLR)(116)와 방문자 위치 레지스터 (VLR)(117)는 요금청구 목적으로 주로 사용되는 사용자 정보를 통신 시스템(100)에 제공한다.

제어기(104), MSC(115), HLR(116), 및 VLR(117)의 기능은 분포된 바와 같이 도 1에 도시되지만, 종래 기술에 숙련된 자는 그 기능이 단일 소자로 유사하게 집중될 수 있음을 이해하게 된다. 또한, 다른 구성에서, 트랜스코더(110)는 유사하게 MSC(115)나 기지국 (101-103)에 위치될 수 있다. 바람직한 실시예에서, MSC(115)를 제어기(104)와 연결시키는 링크 (126)는 종래 기술에서 이미 공지된 T1/E1 링크이다. 트랜스코더(110)를 제어기(104)에 배치함으로서, 트랜스코드(110)에 의한 입력 신호 (T1/E1 링크(126)로부터의 입력)의 압축으로 인해, 링크 경비가 4:1 만큼 개선된다. 압축된 신호는 특정한 이동국 (105-106)으로의 전송을 위해 특정한 기지국 (101-103)으로 전달된다. 특정한 기지국 (101-103)으로 전달되는 압축 신호는 전송되기 이전에 기지국 (101-103)에서 더 처리됨을 주목하는 것이 중요하다. 다른 말로 하면, 이동국 (105-106)에 전달되는 최후의 신호는 트랜스코더(110)를 빠져나온 압축 신호와 형태는 다르지만 실질적으로는 같다.

이동국 (105-106)이 기지국 (101-103)에 의해 전송된 신호를 수신할 때, 이동국 (105-106)은 기본적으로 트랜스코더(110)에 의해 행해진 음성 코드화와 기지국 (101-103)에서 행해진 모든 처리를 원상태로 되돌린다 (일반적으로 "복호화 (decode)"라 칭하여지는). 이동국 (105-106)이 신호를 다시 기지국 (101)-(103)에 전송할 때, 이동국 (105-106)은 유사하게 음성 코드화를 이행한다. 그래서, 도 1의 음성 코드(110)는 또한 이동국 (105-106)에도 있다. 음성 코드화가 행해진 신호가 이동국 (105-106) (이동국은 또한 신호의 형태를 변화시키도록 신호 처리를 더 실행하지만, 신호의 기본 실체는 변화시키지 않는다)에 의해 기지국 (101-103)으로 전송된 이후에, 기지국 (101-103)은 신호에 실행된 처리를 원상태로 해제시키고 그 결과의 신호를 음송 복호화를 위해 트랜스코더(110)로 전달한다. 트랜스코더(110)에 의한 음성 복호화 이후에, 신호는 T1/E1 링크(126)를 통해 단말 사용자에게 전달된다. MSC(106)의 스위칭 기능과 제어기(104)의 제어 기능은 도 1에 분포된 바와 같이 도시되지만, 종래 기술에 숙련된 자는 두 기능이 시스템 이행도를 위해 공통된 물리적 실체로 조합될 수 있음을 이해하게 된다.

도 1의 CDMA 셀룰러 무선전화기 통신 시스템에서 역링크 (이동국에서 기지국으로) 채널은 각각이 한 사용자에 의해 사용되는 다수의 통화 채널 (traffic channel)과 하나의 억세스 채널 (access channel)로 구성된다. 이들 채널은 직접적인 시퀀스 CDMA 기술을 사용한 똑같은 CDMA 주파수 할당을 공유한다. 각 통화 채널은 특정한 사용자와 연관된 별개 길이의 코드 시퀀스에 의해 식별되고; 각 억세스 채널은 별개의 억세스 채널 길이의 코드 시퀀스에 의해 식별된다. 다수의 역링크 CDMA 채널은 주파수 분할 다중화 방식에서 기지국에 의해 사용된다.

도 2는 일반적으로 본 발명에 따라 콘볼루션적으로 코드화된 신호의 인터리브를 이행할 수 있는 이동국(105)에서 전송기의 블록도를 도시한다. 도 2에 도시된 블록도는 상술된 IS-95A 표준에서 도시된 것과 동일한 것으로, 종래 기술에서 이미 공지되어 있다. 도 2에 도시된 블록도의 상세한 설명을 위해서는 상술된 IS-95A 문서를 참고한다.

일반적으로, 프레임 질 표시자 (frame quality indicator)가 부가되는 블록(200)에는 역통화 채널 정보 비트가 입력된다. 블록(200)의 출력은 정보의 프레임 당 8-비트 인코더 테일 (encoder tail)이 부가되는 블록(203)으로 입력된다. 블록(203)의 출력은 이어서 부호화 블록(206)에 의해 콘볼루션적으로 부호화된다. 심볼 반복 블록(209)에서는 부호화 블록(206)에서 부호화된 출력의 심볼 반복이 실행된다. 이때, 심볼 반복 블록(209)의 출력은 블록 인터리버(212)로 입력된다. 블록 인터리버(212)는 IS-95A의 §6.1.3.1.5에서 설명되는 바와 같이 블록 인터리브를 실행하고, 도 3에 도시된 종래 기술의 인터리버 매트릭스 (interleaver matrix)를 출력한다. 도 2의 나머지 블록의 기능은 상술된 IS-95A 문서에서 상세히 설명된다.

이때, 인터리브 매트릭스를 설명하는데 도움이 되도록 명칭을 정의하는 것이 유용하다. 예를 들면:

S(J) = J의 연속적인 트렐리스 전이 브랜치에서 rJ 코드화 비트의 가능한 최소-분리;

S(K) = 연속적인 K 브랜치에서 rK 코드화 비트의 가능한 최소-분리;

S(K') = K' 브랜치에서 rK' 코드화 비트의 가능한 최소-분리, 여기서 K'은 최소 거리와 같은 무게를 갖는 병합되지 않은 가장 긴 경로;

S(D) = 가능한 최소-분리.

도 3에 도시된 인터리버 매트릭스에서는 대부분의 시간에 S(J) = 3, S(K') = 3, 또한 S(D) = 0이다.

코드어내의 비트가 코드의 실행도에 똑같은 영향력을 갖는 블록 코드와 다르게, 콘볼루션 코드의 코드어는 서로 오버랩된다. 간략하게, 제한 길이 K와 코드화 비율 r을 갖는 콘볼루션 코드의 최단 코드어로, Kr 비트의 길이를 갖는 코드어만을 고려해본다. 같은 트렐리스 브랜치내의 r 비트는 길이 Kr을 갖는 K개 코드어에 의해 공유된다. 연속적인 2r 비트는 K-1개 코드어 등에 의해 공유된다. 그래서, 한 브랜치내의 r 비트와 하나 이상의 브랜치내에 분포된 r 비트가 이 브랜치들을 모두 포함하는 코드어의 결정에 똑같은 영향력을 갖더라도, 몇몇 다른 브랜치에 분포된 r 비트는 한 브랜치내의 r 비트 보다 더 적게 코드어 결정에 영향을 준다. 그 결과로, 코드 실행도에 대해 몇몇 다른 브랜치에 걸쳐 분포된 r 비트와 같은 중요도를 갖는 같은 브랜치에서는 r 비트를 관찰할 수 없다.

이제는 상기의 논의를 참고로 도 3에 도시된 인터리버 매트릭스에서의 결함이 설명된다. 도 3에 도시된 인터리버 매트릭스를 사용해, 코드화된 비트는 J (예를 들면, J = 3)로 구성되고, 연속적인 트렐리스 전이 브랜치는 비교적 서로 가깝다. 특별히, 이들은 전체적인 블록에 걸쳐 균일하게 분포되는 대신에 블록의 1/3 이내에 집중된다. 더욱이, 브랜치 N 및 N+11에 속하는 코드화 비트는 전형적으로 똑같은 왈시 심볼 (Walsh symbol)에 속하므로, 서로 매우 많이 상관된다. 이들 두 브랜치는 최단 코드어 보다 그렇게 많이 더 길지 않은 코드어에 속하므로, 이와 같이 높은 상관관계 (correlation)는 에러 확률을 증가시킨다.

본 발명에 따라, r개의 인접한 코드화 비트를 이행하는 인터리버는 긴 시간 간격에 걸쳐 분포된 코드화 비트 보다 코드 실행도에 대해 더 큰 영향력을 갖게 된다. 인터리버를 콘볼루션 코드와 최적으로 정합시키기 위해, 인터리버는:

(1) J개의 연속적인 트렐리스 전이 브랜치에서 rJ개 코드화 비트의 가능한 최소-분리 S(J) 중 최대치를 결정. 여기서, J는 코드의 제한 길이 K 보다 작고 K의 제곱근에 가깝게 최적으로 선택된다. S(J) <= LL/rJ임을 주목한다.

(2) 연속적인 K개 브랜치에서 rK개 코드화 비트의 가능한 최소-분리 S(K) 중 최대치를 결정. 여기서, K는 코드의 제한 길이이다. 또는

(2') K'개 브랜치에서 rK'개 코드화 비트의 가능한 최소-분리 S(K') 중 최대치를 결정. 여기서, K'은 최소 거리와 같은 무게를 갖는 비병합된 최장 경로이다. S(K') <= L/rK'이고 S(K) <= L/rK임을 주목한다.

(3) D개 브랜치에서 rD개 코드화 비트의 가능한 최소-분리 S(D) 중 최대치를 결정. 여기서, D는 최적에 가까운 복호화 실행도를 이루는 필요한 복호화 깊이다. S(D) <= L/rD임을 주목한다.

D > K' > K > J이기 때문에, 최소-분리의 가능한 최대치는 S(D) < S(K') < S(K) < S(J)임을 주목한다. 그래서, 인터리버는 덜 중요한 것의 분리를 줄이지 않으면서 가장 중요한 코드화 비트에 대한 최상의 가능한 분리를 달성한다.

직교 변조된 콘볼루션 코드화 신호에서, 한 왈시 심볼 (Walsh symbol)내의 모든 비트는 매우 상관되는 것으로 관찰될 수 있기 때문에, 분리는 왈시 심볼의 단위를 갖는다. IS-95A에서 사용되는 콘볼루션 코드 (K = 9, r = 1/3)에 대해, rK = 3*9 = 27이다. K'는 K 보다 약간 더 큰 것으로 가정될 수 있고 rK' = 32이다. K의 제곱근과 같은 J를 사용하여, J = 3이고 rJ = 9이다. 요구되는 결정 지연은 콘볼루션적으로 D = 5K = 45와 같거나 더 작은 것으로 가정된다. 여기서는 낮은 비율 코드에 대해 공지되기 때문에 D = 32라 가정하여, 요구되는 지연은 5K 보다 작다. 그래서, 도 4에 도시된 것과 같은 신호 전송을 위한 최적의 인터리버 매트릭스(400)가 구해진다. 이러한 인터리버 매트릭스(400)에서는 S(J) >= 9 왈시 심볼 (크게 S(j) = 6)의 대부분을 갖고, 여기서는 설계를 간략화하기 위해, 9 대신에 rJ = 8을 선택하고, S(K') = 3 왈시 심볼 (크게 S(K') = 2) 및 S(D) = 1 왈시 심볼의 대부분을 선택한다.

본 발명에 따라 도 4에 도시된 바와 같은 인터리버 매트릭스(400)는 매개변수 M, N, M1, 및 N1을 사용해 일반적인 형태로 설명될 수 있다. 도 4의 인터리버 매트릭스(400)는 M개 로우 및 N개 칼럼을 갖는 어레이로 구성된다. 숫자 M 또는 M+1은 M1으로 나누어질 수 있어야 하고, 숫자 N 또는 N+1은 N1으로 나누어질 수 있어야 한다. 코드 심볼은 이후 설명될 바와 같이 완전한 L = N x M 인터리버 매트릭스의 칼럼을 채움으로서 어레이로 기록된다. 인터리버 매트릭스(400)내의 데이터는 로우별로 순차적으로 판독된다.

인터리버 매트릭스(400)의 로우는 상단에서 하단으로 1 - M으로서 번호가 정해지고, 인터리버 매트릭스(400)의 칼럼은 좌측에서 우측으로 1 - N으로서 번호가 정해진다. 2차 인터리버의 어레이를 채우는 과정은 이후 도시되는 의사-코드 (pseudo-code)로 가장 잘 설명된다:

초기화 : n0 = 1, i = 1.

while (n0 <= N1){

n = n0;

while (n <= N){

mo = 1;

while (m0 <= M1){

m = m0;

while(m <= M){

Array(m,n) = code symbol i;

m += M1;

i++;

}

m0++;

}

n += N1;

}

n0++;

}

도 4에 도시된 인터리버 매트릭스(400)에서, 로우 M의 수는 32와 같고 M1은 4와 같다. 칼럼 N의 수는 M으로 나뉜 코드 비트 L의 총수와 같다. 도 4에 도시된 바람직한 실시예에서, L = 576이므로, N = 18이고 N1 = N/3 = 6이다.

인터리브 매트릭스(400)는 상단 좌측 모서리로부터 시작되어 채워진다. 제1 입력 비트(1)는 상단 좌측에 있고, 제2 입력 비트(2)는 제1 입력 비트 아래로 M1 (4) 로우에 있고, 제3 입력 비트(3)는 제2 입력 비트 아래로 M1 (4) 로우에 있고, 이는 제8 입력 비트(8)가 제29 로우에 채워질 때까지 계속된다. 이어서, 제9 입력 비트(9)는 제2 로우에 채워진다. 마지막으로, 제32 입력 비트(32)는 제1 칼럼의 제32 로우에 채워진다. 제1 칼럼이 채워진 이후에, 제33 입력 비트(33)는 제7 칼럼의 제1 로우에 채워진다. 일단 이 칼럼이 완전히 채워지면 (제1 칼럼에 대해 행해진 것과 같이), 제65 입력 비트(65)는 제13 칼럼의 제1 로우에 채워진다. 이러한 처리는 모든 코드 비트가 인터리버 매트릭스(400)에 채워질 때까지 계속된다.

도 5는 일반적으로 종래 기술의 인터리버 매트릭스를 이행하는 인터리버와 본 발명에 따라 콘볼루션적으로 코드화된 신호의 인터리브를 이행하는 인터리버 사이의 실행도 비교를 도시한다. 도 5에 도시된 바와 같이, 프레임 삭제 비율 (frame erasure rate, FER)로 표시되는 실행도는 본 발명에 따른 본 인터리버를 사용할 때 0.5 dB 만큼 개선된다. 실행도의 개선은 도 3에 도시된 인터리브 매트릭스 보다 도 4에 도시된 인터리브 매트릭스의 보다 나은 특성으로 인한 것이다. 특별히, 도 4에 도시된 매트릭스를 사용해, 8개의 인접한 코드화 비트는 최대의 가능한 분리를 이루도록 전체 인터리브 매트릭스에 걸쳐 균일하게 분포된다. 이들 비트는 분리된 비트 보다 더 에러를 발생시킬 기회가 많은 3개의 연속적인 트렐리스 브랜치에 속하므로, 이들 비트의 더 넓은 분리는 그 상관관계를 많이 줄이므로, 에러의 확률을 줄인다. 부가적으로, 비트는 N에 속하고 N+11 브랜치는 다른 왈시 심볼에 속하므로, 도 3에 도시된 종래 기술의 인터리브 매트릭스와 비교해, 그들의 상관관계가 줄어든다.

도 6은 일반적으로 본 발명에 따라 콘볼루션적으로 코드화된 신호의 인터리버를 이행하는 인터리버에 의해 만들어진 다른 방법의 인터리버 매트릭스(600)를 도시한다. 도 6에 도시된 인터리버 매트릭스(600)에서도 로우 M의 수는 32와 같고 M1은 4와 같다. 칼럼 N의 수는 M으로 나뉜 코드 비트 L의 총수와 같다. 이 다른 방법의 실시예에서는 L = 768이므로, N = 24이고 N1 = 12이다. 인터리브 매트릭스(600)는 또한 도 4를 참고로 상술된 바와 같이 상단 좌측 모서리로부터 시작되어 제1 칼럼이 채워진다. 제1 칼럼이 채워진 이후에, 제33 입력 비트(33)는 제13 칼럼의 제1 로우에 채워진다. 일단 이 칼럼이 완전히 채워지면 (제1 및 제13 칼럼에 대해 행해진 것과 같이), 제65 입력 비트(65)는 제14 칼럼의 제1 로우에 채워진다. 이러한 처리는 모든 코드 비트가 인터리버 매트릭스(600)에 채워질 때까지 계속된다. 64 kbps까지의 모든 데이터 비율에 대해, M은 48과 같고 M1은 6과 같다. 숫자 N은 M으로 나뉜 코드 비트의 총수와 같고 N1 = N/2이다. 코드 비율 144 kbps에서, M = 24, M1 = 6 및 N과 N1은 다른 비율에서와 같은 방법으로 결정된다.

본 발명은 특별히 특정한 실시예를 참고로 도시되고 설명되었지만, 종래 기술에 숙련된 자는 본 발명의 의도 및 범위에서 벗어나지 않고 형태 및 상세한 부분에서 다양한 변화가 이루어질 수 있음을 이해하게 된다. 아래의 청구항에서 대응하는 구조, 물질, 작용, 및 모든 수단이나 단계의 동일한 내용과 기능 소자는 특별히 청구된 바와 같은 다른 청구 소자와 조합되어 기능을 실행하기 위한 구조, 물질, 또는 작용을 포함하는 것으로 의도된다.

Claims

선정된 제한 길이를 갖는 코드를 제공하는 코더 (coder), 선정된 개수의 연속적인 트렐리스 전이 브랜치 (trellis transition branch), 또한 소정의 복호화 깊이를 이행하는 디코더 (decoder)를 이행하는 확산 스펙트럼 통신 시스템에서 콘볼루션 (convolution)적으로 코드화된 신호 입력을 인터리브 (interleave)하는 방법에 있어서:

소정의 수의 연속적인 트렐리스 전이 브랜치에서 다수의 코드화 비트의 가능한 최소-분리 중 제1 최대치를 결정하는 단계;

코드의 제한 길이와 연관된 연속적인 브랜치의 수에서 다수의 코드화 비트의 가능한 최소-분리 중 제2 최대치를 결정하는 단계;

복호화 깊이와 연관된 브랜치의 수에서 다수의 코드화 비트의 가능한 최소-분리 중 제3 최대치를 결정하는 단계; 및

그렇게 결정된 제1, 제2, 및 제3 최대치를 근거로 콘볼루션적으로 코드화된 신호 입력을 인터리브하는 단계

를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제1항에 있어서,

연속적인 트렐리스 전이 브랜치의 소정의 수는 코드의 제한 길이 보다 적은 것을 특징으로 하는 방법.
제1항에 있어서,

연속적인 트렐리스 전이 브랜치의 소정의 수는 코드의 제한 길이의 제곱근인 것을 특징으로 하는 방법.
제1항에 있어서,

확산 스펙트럼 통신 시스템은 IS-95A와 호환가능한 것을 특징으로 하는 방법.
확산 스펙트럼 통신 시스템에서 콘볼루션적으로 코드화된 신호 입력을 인터리브하고, 콘볼루션적으로 코드화된 신호 입력이 확산 스펙트럼 통신 시스템과 연관된 소정의 수의 비트 L로 구성되고, 그 소정의 수의 비트가 N개 칼럼 (column)과 M개 로우 (row)를 갖는 매트릭스로 인터리브되는 방법에 있어서:

각 칼럼에 대해

(a) 각 칼럼을 M/M1 블록으로 나누는 단계;

(b) M/M1 블록의 제1 소자를 상단에서 하단까지 입력 코드 비트로 채우는 단계;

(c) M/M1 블록의 제2 소자를 상단에서 하단까지 채우는 단계;

(d) M/M1 블록의 최종 소자가 채워질 때까지 계속되는 단계; 및

다음 칼럼에 대해 (a) - (d) 단계를 반복하는 단계

를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제5항에 있어서,

확산 스펙트럼 통신 시스템은 IS-95A와 호환가능한 것을 특징으로 하는 방법.
제5항에 있어서,

다음 칼럼에 대해 (a) - (d) 단계를 반복하는 단계는:

(e) N 칼럼을 N/N1 블록으로 나누는 단계;

(f) 좌측에서 우측으로 상기의 (a) - (d) 단계를 반복함으로서, 칼럼별로, N/N1 블록 각각의 제1 칼럼을 채우는 단계;

(g) 좌측에서 우측으로 상기의 (a) - (d) 단계를 반복함으로서, 칼럼별로, N/N1 블록 각각의 제2 칼럼을 채우는 단계; 및

모든 칼럼이 채워질 때까지 N/N1 블록 각각의 연속적인 칼럼에 대해 (f) - (g) 단계를 반복하는 단계

를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.