KR19980702348A - 채널 식별 장치 및 방법 - Google Patents

채널 식별 장치 및 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR19980702348A
KR19980702348A KR1019970705745A KR19970705745A KR19980702348A KR 19980702348 A KR19980702348 A KR 19980702348A KR 1019970705745 A KR1019970705745 A KR 1019970705745A KR 19970705745 A KR19970705745 A KR 19970705745A KR 19980702348 A KR19980702348 A KR 19980702348A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
channel
signal
impulse response
test signal
values
Prior art date
Application number
KR1019970705745A
Other languages
English (en)
Inventor
사미르 엔. 훌리알카르
지유안 구안
Original Assignee
요트.게.아.롤페즈
필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 요트.게.아.롤페즈, 필립스 일렉트로닉스 엔.브이. filed Critical 요트.게.아.롤페즈
Publication of KR19980702348A publication Critical patent/KR19980702348A/ko

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N5/00—Details of television systems
    • H04N5/14—Picture signal circuitry for video frequency region
    • H04N5/21—Circuitry for suppressing or minimising disturbance, e.g. moiré or halo
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/024—Channel estimation channel estimation algorithms
    • H04L25/0242—Channel estimation channel estimation algorithms using matrix methods
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0212—Channel estimation of impulse response
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
    • H04L25/0228—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N5/00—Details of television systems
    • H04N5/14—Picture signal circuitry for video frequency region
    • H04N5/21—Circuitry for suppressing or minimising disturbance, e.g. moiré or halo
    • H04N5/211—Ghost signal cancellation

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Multimedia (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Picture Signal Circuits (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)

Abstract

본 발명은 2개의 최소 제곱법(LS) 추정자를 이용한 채널 식별 방법 및 장치에 관한 것이다. 각 LS 추정자는 일련의 채널값을 계산 및 추정된 채널 임펄스 응답 정보가 밴드의 일부에 걸쳐 유일하게 신뢰할 수 있더라도 전체 주파수 밴드에 걸쳐 추정된 채널 임플스 반응값을 판단하기 위해 이용된다. 각 LS 추정자는 추정된 채널 임펄스 반응폭이 공지된 테스트 신호의 폭보다 작은 경우에 동작하여, 테스트 신호는 채널을 식별하기 위해 이용되는 채널에 전송된다. 수신된 신호로 부터 채널 유도된 왜곡의 제거를 위한 TV 고스트 제거 시스템에 있어서, LS 추정자는 채널 임펄스 반응 효과를 계산하기 위해 이용되며, 여기서 상기 시스템은 신호로부터 채널의 영향을 제거하기 위한 채널 임펄스 반응에 연관된 고스트 제거 필터를 포함한다.

Description

채널 식별 장치 및 방법
통신 공학은 신호가 전송되는 통신 채널에 의해 변경된 신호를 회복시키는 문제를 계속해서 다루어야 한다. 신호 회복은 종종 통신 채널이 최소한 신호 변경에 기여하는 파라메터들에 관하여 완전히 특성화된 경우에 달성될 수 있다. 따라서, 신호 회복 문제의 빈번한 필수 성분은 통신 채널의 특성을 식별하는 것이다.
그의 채널 임펄스 반응에 의한 채널의 특성은 고스트-제거, 등화 및 적응할 수 있는 필터 디자인에서 극히 중요한 역할을 한다. 텔레비전 신호를 위한 고스트-제거에 있어서, 채널 임펄스 반응 데이터는 예를 들면 본 발명의 양수인에게 양도된 미합중국 특허 제 5,047,859호(대리인의 정리 번호 제PHA 21622호) 및 동 제 5,111,298호(대리인의 정리 번호 제PHA 21644호)에 기재된 바와 같이 에코를 제거하기 위해 유한-임펄스 반응(FIR) 및 무한-임펄스 반응(IIR) 필터를 개발하기 위해 사용되며, 그의 개시 내용을 본 명세서에 참고로 기재한다. 채널 임펄스 반응에서 추정 에러는 전체적인 성능을 개선시키기 위해 가능한 한 작은 것이 필수적이고, 이는 초기 포착 및 정상 상태 트래킹 모두의 견지에서 그렇게 칭할 수 있다. 고스트 제거 문제 및 일부 이론적인 해결책이 우수한 개관은 W. Ciciora, G.Sgrignoli 및 W. Thomas의 문헌 [A Tutorial on Ghost Cancelling in Television Systems, IEEE Trans. Consumer Elect., 제CE-25권, 제9-43페이지(1979. 2)]에서 발견할 수 있다.
채널 식별 문제에 대한 바른 시도는 목적하는 채널 상으로 공지된 신호를 전송하고, 그 신호가 채널을 통해 통과한 후 전송된 신호를 수신하는 것이다. 그러나, 공지된 신호는 선형 채널 및 잡음에 의해 변조된다. 잡음은 부가적인 화이트 가우스 잡음(AWGN)인 것으로 추정된다. 이어서, 원래 전송된 신호는 수신된 신호와 비교되고, 채널 특성의 모델은 비교에 근거하여 개발된다. 공지된 신호는 역시 반복적으로 전송됨으로써, 단순한 평균화 기술은 신호 대 잡음 비율(SNR)을 증가시키기 위해 사용될 수 있으며, 아마도, 근사치로서 잡음은 무시할 수 있는 것으로 추정될 수 있다. 이어서 채널의 특성화는 공지된 전송 신호의 대역폭을 위해 가능하다.
때때로 다른 고려할 사항들은 공지된 신호가 채널의 대역폭 이상의 대역폭으로 전송되는 것을 방지한다. 결과적으로, 채널 주파수 반응의 완전한 정보는 유용하지 않다. 예를 들면, 아날로그 NTSC 고스트-제거를 위해 사용된 고스트-제거-기준(GCR)은 4.2 MHz의 대역폭을 갖는다. 그러나, 저단가 디지탈 신호 처리 기술은 수행하도록 공지된 수상기에 사용된 아날로그 디지탈(A/D) 변환기는 14.3 MHz의 샘플링 속도, 그에 따라 효율적으로 생각되는 7.15MHz의 채널을 가지며; 여기서 채널의 대역폭은 수상기에서 A/D변환기에 선행하는 필터에 의해 결정된다. 따라서, 과다 샘플링된 아날로그 신호에 대해, 채널 대역폭은 공지된 신호(즉, 우리의 실시예에서 GCR 신호에 대응함)의 대역폭보다 항상 더 크다. 일반적으로, 이러한 문제는 유일하게 해결될 수 없다. 바람직한 GCR 신호는 D. Koo에게 허여된 미합중국 특허 공개 제 5,121,211호(대리인 정보 번호 제PHA21667호)에 기재되어 있다.
실제적인 관점에서, GCR 신호는 신호가 엄격히 밴드제한되지 않고; 실제로 적은 양의 에너지 역시 4.2 내지 7.15 MHz 범위로 존재하는 것을 의미하는 유한 비영 길이를 갖는다. 잡음의 존재하에, 4.2 내지 7.15 MHz 범위의 GCR 신호의 일부는 매우 신뢰할 수 없게 됨으로써 공지된 채널-임펄스 반응 추정 방법에서 부정확성을 유발한다.
따라서, 정보가 밴드의 일부에 걸쳐 유일하게 신회할 수 있더라도 전체 주파수 밴드에 걸쳐 채널의 추정값을 제공하는 채널 식별 방법 및 장치를 제공하는 것이 바람직할 수 있다.
본 발명은 일반적으로 통신 채널의 특성을 식별하기 위한 방법 및 장치에 관한 것이며, 보다 상세하게는 텔레비전 신호의 전송 중에 발생할 수 있는 에코(고스트 라고도 칭함)를 실질적으로 제거하기 위한 방법 및 장치에 관한 것이다.
도 1A 및 1B는 불연속 시간 채널로서 모델화된 시간과 TV 채널의 함수로서 실제 TV 채널 신호 전송 결로의 블록도를 나타내고,
도 2는 본 발명을 기재할 목적으로 사용된 Koo 고스트 제거 기준(GCR) 신호를 나타내며,
도 3은 본 발명에 따라 제 1 추정자에 대응하는 채널 보간 기술의 수행을 설명하는 임펄스 반응을 나타내고,
도 4는 본 발명에 따라 제 1 추정자에 대응하는 채널 보간 기술의 수행을 추가로 나타내기 위해 도 3의 임펄수 반응의 주파수 반응을 나타내며,
도 5는 본 발명에 따라 제 2 추정자에 대응하는 채널 보간 기술의 수행을 설명하는 임펄수 반응을 나타내고,
도 6은 본 발명에 따라 제 2 추정자에 대응하는 채널 보간 기술의 수행을 추가로 나태내기 위해 도 5의 임펄스 반응의 주파수 반응을 나타내며,
도 7은 본 발명의 따라 에코 제거 회로의 실시예의 블록도를 나타내고.
도 8은 본 발명에 따라 통신 채널 임펄스 반응의 값을 연산하기 위한 처리기 회로의 개략도를 나타낸다.
본 발명의 목적은 상기한 바와 같이 당업계의 문제점들을 극복하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 정보가 밴드의 일부에 걸쳐 유일하게 신뢰할 수 있더라도 전체 주파수 밴드에 걸쳐 채널의 추정값을 제공하는 채널 식별 방법 및 장치를 제공하는 것이다.
본 발명의 일면에 따라, 통신 채널 식별 방법은 식별될 통신 채널로 시험 신호(x)를 전송하는 단계를 포함하며, 시험 신호(x)는 신호 전폭을 갖는다. 신호(y)가 수신되며, 여기서 신호(y)는 시험 신호(x)가 통신 채널을 통해 통과되고 그에 의해 왜곡된 후 시험 신호(x)를 포함한다. 추정된 채널 임펄스 반응에 대응하는 채널값의 시퀸스가 산출되며, 채널 임펄스 반응은 통신 채널의 추정값을 제공한다. 채널값의 시퀸스는 [-L, M]에 의해 제한된 기간에 비영 인덱스의 유한 수의 샘플링된 불연속 채널을 포함하고, 여기서 채널 임펄스 반응은 M+L과 동일한 임펄스 반응 스팬을 가지며, 임펄스 반응 스팬은 시험 신호(x)의 스팬보다 더 작다. 산출 단계는 최소 제곱법(LS) 추정자를 추가로 포함한다.
또한, 본 발명에 따라, 통신 채널 식별 장치는 신호(y)를 수신하기 위한 수신 수단을 포함한다. 신호(y)는 시험 신호(x) 가 식별될 통신 채널을 통해 통과되고 그에 의해 왜곡된 후의 시험 신호(x)를 포함하고, 시험 신호(x)는 통신 채널에 의해 전송되고, 추가로 신호 스팬을 갖는다. 저장 수단은 기준 시험 신호(xREF)를 기억하고, 여기서, 기준 시험 신호(xREF)는 통신 채널에 의해 변조되지 않은 시험 신호(x)를 포함한다. 마지막으로, 수신된 신호(y) 및 기준 시험 신호(xREF)에 반응성인 연산 수단은 추정된 채널 임펄스 반응에 대응하는 채널 값의 시퀸스를 산출하고, 채널 임펄스 반응은 통신 채널의 추정값을 제공한다. 채널 값의 시퀸스는 [-L, M]에 의해 제한된 기간에 비영 인덱스의 유한 수의 샘플링된 불연속 채널을 포함하고, 여기서 채널 임펄스 반응은 M+L과 동일한 임펄스 반응 스팬을 가지며, 임펄스 반응 스팬은 시험 신호(x)의 스팬보다 더 작다. 산출 단계는 최소 제곱법(LS) 추정자를 추가로 포함한다.
본 발명에 따른 다른 방법은 신호들로부터 채널 유도된 왜곡을 제거하는 것을 포함한다. 이 방법은 신호들을 수신하는 단계를 포함하고, 여기서 이 신호들은 신호(y)를 포함한다. 신호(y)는 시험 신호(x)가 통신 채널을 통해 통과하고, 그에 의해 왜곡된 후 시험 신호(x)를 포함한다. 시험 신호(x)는 신호 스팬을 갖는 신호를 포함한다. 통신 채널은 실시간에 식별되고, 여기서 채널을 식별하는 단계는 추정된 채널 임펄스 반응에 대응하는 채널 값의 시퀀스를 산출하는 단계를 포함한다.
채널 임펄스 반응은 통신 채널의 추정값을 제공하고, 여기서 채널 값의 시퀀스는 [-L, M]에 의해 제한된 기간에 비영 인텍스의 유한 수의 샘플링된 불연속 채널을 포함하고, 여기서 채널 임펄스 반응은 M+L과 동일한 임펄스 반응 스팬을 가지며, 임펄스 반응 스팬은 시험 신호(x)의 스팬보다 더 작다. 채널 값의 시퀀스를 산출하는 단계는 최소 제곱법(LS) 추정자를 추가로 포함한다. 마지막으로, 수신된 신호들은 이 신호들로 부터 채널 유도된 왜곡을 제거하기 위해 추정된 채널 임펄스 반응에 대응하는 채널 값의 시퀀스에 반응하여 실시간으로 필터링된다.
본 발명의 또 다른 실시예는 신호들로부터 채널 유도된 왜곡을 제거하는 장치를 포함한다. 이 장치는 신호들을 수신하는 수단을 포함하고, 여기서 신호들은 신호(y)를 포함한다. 신호(y)는 시험 신호(x)가 통신 채널을 통해 통과되고 그에 의해 왜곡된 후의 시험 신호(x)를 포함하고, 여기서 시험 신호(x)는 통신 채널에 의해 전송되고, 추가로 신호 스팬을 갖는다. 저장 수단은 기준 시험 신호(xREF)를 기억하고, 여기서, 기준 시험 신호(xREF)는 통신 채널에 의해 변조되지 않은 시험 신호(x)를 포함한다, 수신된 신호(y) 및 기준 시험 신호(xREF)에 반응성인 통신 채널 식별 수단은 통신 채널을 실시간으로 식별하도록 제공된다. 식별 수단은 추정된 채널 임펄스 반응에 대응하는 채널 값의 시퀀스를 산출하고, 채널 임펄스 반응은 통신 채널의 추정값을 제공한다. 채널 값의 시퀀스는 [-L, M]에 의해 제한된 기간에 비영 인덱스의 유한 수의 샘플링된 불연속 채널을 포함하고, 여기서 채널 임펄스 반응은 M+L과 동일한 임펄스 반응 스팬을 가지며, 임펄스 반응 스팬은 시험 신호(x)의 스팬보다 더 작다. 산출 단계는 최소 제곱법(LS) 추정자를 추가로 포함한다. 마지막으로, 필터링 수단은 신호들로부터 채널 유도된 왜곡을 제거하기 위해 추정된 채널 임펄스 반응에 대응하는 채널 값의 시퀀스에 반응하여 수신된 신호들을 실시간으로 필터링하도록 제공한다.
특허 청구의 범위 제1항, 제7항, 제8항, 제9항 및 제 10항은 본원 발명을 규정한다. 독립항들은 유리한 실시예들을 규정한다.
본 발명의 상기 및 기타 교훈 및 장점은 아래 나타내는 바와 같이 본 발명의 실시예의 상세한 설명에 따라 보다 명백해질 것이다. 하기 설명에 있어서, 동일한 참조 번호가 이월되는 수반된 도면을 참조하게 될 것이다.
본 발명을 기재하기 위한 목적으로, TV 고스트-제거 시스템은 본 발명의 동력 및 효율을 나타내기 위해 선택되었다. 따라서, 고스트-제거 채널 모델을 본 명세서에 기재한다. 고스트-제거 채널 모델을 위해, 채널 식별 방법은 본 발명에 따라 LS 기술을 사용하여 공식화하고, 아래 추가로 기재한다. 더욱이, 하기 설명으로부터 명백히 알수 있듯이, 본 발명에 따라 LS 추정자를 사용할 때 얻은 실험 결과는 거의 최상의 채널 식별을 제공한다.
본 발명은 하기 국면을 고려한다. 채널의 임펄스 반응의 최대 길이가 공지된 경우, 전체 채널 주파수 반응을 결정하기 위해 적은 잡음 정보를 사용하여 얻은 '신뢰할 수 있는 ' 주파수 반응의 보간법을 효율적으로 수행하는 채널 식별 기술을 개발할 수 있다. 예를 들면, CATV 채널에 의해, 임펄스 반응 길이는 기껏 2μsec인 것을로 공지되어 있다. 관찰 시간창에 대한 임펄스 반응 길이의 비율(예, 아래 수학식 2에 정의된 바의 신호(y)의 값의 시퀸스에 관한 간격(N+L))이 전체 대역폭에 대한 '신뢰할 수 있는 ' 정보 밴드의 비율보다 작은 경우, 본 발명에 따른 보간법은 매우 정확할 수 있다. 본 발명에 따른 채널 식별 방법 및 장치는 공지된 단일 값 분해(SVD) 기술을 추가로 사용하는 공지된 최소 제곱법(LS) 선형 예측 이론에 기초한 방법을 혼입한다. 또한, 잡음 특성에 관한 정보가 독립적으로 결정되는 경우, 보간법의 문제는 일반화된 LS 예측 문제로서 다시 공식화될 수 있다.
일펄스 반응 추정자
NTSC 고스트-제거를 위해, Koo GCR로서 당업계에 공지된 도 2에 나타낸 바의 GCR 신호는 상기한 특성을 갖는 GCR로 사용된다. 이러한 GCR 신호는 전송된 텔레비전 신호의 수직 블랭킹 간격으로 라인 19 중에 삽입된다. 수상기에서, 완전한 NTSC 타이밍 synch가 추정된다. 이는 디지탈 신호 처리가 고스트 제거 필터를 실행하기 위해 사용될 수 있다. 간단히 하기 위해, A/D 변환기는 컬러 부반송파 주파수의 4배인 14.3 MHz의 샘플링 주파수를 사용한다. 채널이 매우 신속하게 변화하지 않는다고 가정하면, 변조된 GCR 신호의 다중 카피는 잡음을 최소화하기 위해 평균된다. 샘플링된 전송된 GCR 신호를 인식하고, 채널에 의해 저하된 신호를 인식함으로써, 채널 식별 문제는 채널의 임펄스 반응을 결정하는 것이다.
이하, 도 1A를 참조하여, 실제 TV 채널 신호 전송 경로의 설명이 이루어진다. 완전한 타이밍이 추정되기 때문에, TV 채널은 도 1B에 나타낸 바와 같이 일반적인 불연속 시간 채널로서 모델링될 수 있다. 따라서, 본 발명에 따른 방법 및 장치는 고스트 제거 전략으로 특정되지 않지만, 후속하는 가정에 따라 도 1B에 나타낸 바와 같이 모델링된 임의의 채널로 일반화될 수 있다.
모든 시퀸스(즉, 입력, 채널, 잡은 및 출력)는 고스트 제거를 위한 실제 값을 갖는다. 아래 기재된 방법은 마찬가지로 복잡한 시퀸스로 일반화될 수도 있다.
도 1A를 다시 참조하여, 14.3 MHz에서 작동하는 디지탈-아날로그(D/A) 변환기(10)를 사용함으로써 아날로그 신호로 변환되는 샘플(Xn)로 GCR 신호를 나타낸다고 가정하자. 이어서, 아날로그 신호는 참조 번호(12)로 나태낸 채널 상에서 작동하고, h(t)를 특징으로 하고, 추가로 w(t)로 나타낸 부가적인 잡음에 의한 영향을 받는다. 수상기에서, 수신된 파형(y(t))은 아날로그-디지탈(A/D) 변환기(14)를 사용하여 14.3MHz의 주파수에서 샘플링된다. 도 1A 및 도 1B 에 나타낸 바와 같이, 수신된 신호의 샘플은 yn=y(nT)로 나타내고, 여기서, T는 샘플링 간격이다. 샘플링된 불연속 채널을 나타내는 hn이 L(t), M(t)로 정의된 간격(즉, 간격[-L, MT], 또는 동등하게 간격[-L, M]의 인덱스의 유한 수에 대한 비영 값으로 추정되는 경우,
이고, 여기서, T는 A/D변환기(14)의 샘플링 간격이고, p=min(n,M), wn은 잡음 성분이며, xx은 인과적인 것으로도 추정되고, 이하 간격[-LT, MT]는 간단히 하기 위해 간격[-L, M]으로 표현될 수 있다. xx이 n=0 내지 (N+L-1)에 대해 유한 세트의 값들을 갖는 경우, 하기 매트릭스 수학식
y(N+L)x1= T(N+L)X(M+L)h(M+L)x1+ W(N+L)x1(수학식 2)
을 기록할 수 있고, 볼드체 활자(y, T, h, w)는 상기한 바와 같이 적절한 크기의 벡터 또는 매트릭스를 나타낸다. 또한
h(M+L)X1= (h-L, h-L+1, hM-1)T,
y(N+L)X1= (y-L, y-L+1, yN-1)T,
및 유사한 W(N+L)X1정의를 갖는 경우,
채널 식별의 문제점은 추정시 에러의 p번째 노름이 최소화되도록 추정자를 발견하는 것이다. 여기서, 추정자는 p=2인 선형적인 것으로 추정된다. 고스트 제거를 위해 '맥스' 노름을 선택하거나 또는 p=∞로 설정하는 것이 바람직할 수 있음에 주의한다. 이러한 공식화는 임펄스 반응 길이가 공지된 선행 기술의 길이 및 기준 신호(xn)의 길이보다 작은 것으로 추정되는 것을 제외하고는 미합중국 특허 제 5,047,859호 및 제5,111,298호에 가재된 바와 같이 채널 식멸의 데콘벌루션 방법에 기재된 것과 유사하다. 예를 들면, CATV 채널에 의한 임펄스 반응 스팬은 기껏 2μsec이다. 실제로 응용하기 위해, 이는 채널 식별의 문제점을 엄청나게 단순화시킨다.
초기에 기재한 바와 같이, 시퀀스(Xn)는 (-π, π) 밴드의 단편으로 밴드제한된다. 정확히 하기 위해 xn이 유한 토대를 갖는 경우, xn에 의해 점유된 대역폭 외부의 밴드에서 에너지는 매우 적을 수 있지만, 0은 아니다. 이는 이러한 밴드 외부의 채널에 관한 정보가 잡음에 의해 변조될 수 있음을 의미한다. 이러한 효과는 아래 기재하는 바와 같이 약간의 단순한 비선형 처리 기술에 의해 제거될 수 있다. 본 발명에 따라 임펄스 반응 추정자를 기재하기 위해, 잡음이 0이라고, 즉, 잡음이 없을 때를 추정할 수 있다.
A. 잡음이 없을 때
w=0일 때, (수학식 2) 는 선형 예측의 문제이고, 제 1 추정자에 대응하는 LS 해결책은 하기 수학식
으로 제공되고, 여기서, T+는 무어-펜모어(대략) 인버스이다. T의 단일 값 분해(SVD)를 사용함으로써, 그의 인버스는 다음과 같이 연산될 수 있다.
T = USWT (수학식 5)
라 하면, 여기서 U 및 W는 직교 매트릭스이고, S는 엘리먼트{si}와의 직교 매트릭스이며, 이는 T의 단일 값이다(즉, 이들은 TTT의 고유치이다). 다음으로
T+= WS+UT(수학식 6)
이고, 여기서
해결하기 위한 다른 시도(수학식 2)는 최소 제곱 문제들은 해결하기 위한 공지된 방법 및 매트릭스 연산을 포함하는 통상적인 수학식을 사용하는 것이다. 예를 들면, 이들 수학식은 다음
TTy = TTTh(수학식 8)
으로 주어진 LS 문제를 해결함으로써 얻을 수도 있다.
따라서, 제 2 추정자는 하기 수학식
으로 제공된다.
두 추정자및는 무한 정밀도가 모든 양을 나타내게 위해 사용되는 경우 동일하다. (수학식 5)를 사용하면,
TTT = WSUTUSWT= WS2WT(수학식 10)
따라서,
(TTT)+TT= (W(S2)+WT)(WSUT) = W(S2)+SUT= WS+UT= T+
그러나, 유한 정밀도가 사용될 때, 두개의 추정자및는 상이한 작용을 한다. 매트릭스 표시에서 임의의 동요(예를 들면, 많은 정밀도 때문에)는 에러의 노름으로서 정의된 정규화된 에러에 기초하여 측정되고, ┃┃h┃┃에 의해 양분된다. 공지된 매트릭스 이론 방법을 사용함으로써,에 대해 정규화된 에러는양에 비례하고, 여기서K(T)는 T의 조건수이고(T의 가장 큰 비영 단일 값 및 가장 작은 비영 단일 값의 비율로 정의됨),는 부정확한 추정값에 대한 잔류 에러이다.에 대해, 정규화된 에러는K(T)2에 비례한다. 따라서,가 작을때, 추정자는 추정자보다 양호한 추정값을 제공한다.
B. 잡음이 존재할 때
w가 영-평균 독립적이고, 동일하게 분배된 성분을 갖는 것으로 추정되는 경우(즉, 공분산 매트릭스가 σ2I와 동일한 경우, I는 식별 매트릭스 임), LS추정자는 공지된 적절한 필터 이론에 기초하여 측정된 바와 같은 최상의 선형 비 바이어스 추정값인 것으로 나타낼 수 있다. w가 가우스 값인 경우, LS 추정값은 비바이어스 추정자에 대한 크레이머-라오 하위 경계를 달성한다. 따라서, LS 추정자는 '화이트' 가우스 잡음에 대한 최상값이다.
앞 단락에서 정규화된 에러에 대해 제공된 표현으로부터, 추정자는 부가 적인 잡음의 편차에 대해 비교적 둔감하다.는 잡음 편차에 대응하기 때문에, σ2의 큰값에 대해, 추정자에 비해 양호한 추정자일 수 있음에 주위해야 한다. 이는 이하 기재되는 실험에서 관찰된다.
w가 체널 식별 공정이 개시되기 전에 수신된 신호가 필터를 통해 먼저 통과 되는 경우일 수 있는 화이트가 아닐 때, 일반화된 LS 문제는 다음과 같이 공식화될 수 있다. 일부 B에 대해 K=BBT가 산출되거나 또는 공지될 수 있도록 w가 제로 평균 및 대칭 공분산 매트릭스 σ2K를 갖는다고 하자(예를 들면, B는 현재의 필터 임펄스 반응 계수가 B에 들어가는 것을 제외하고는 T와 유사한 매트릭스일 수 있고, 여기서 필터는 수상기에 있다). w =Bv 일 수 있으며, 여기서 v는 화이트이다. B가 단일값이 아닌 경우, (수학식 2)는 아래와 같이 다시 기록할 수 있으며,
B-1y = B-1Th + V(수학식 11)
이는 v가 회이트이기 때문에 해결될 수 있다. B가 단일값인 경우, 일반화된 LS 문제는 아래와 같이 공식화된다.
minυTυ
y = Th+Bυ(수학식 12)
해결하는 단순한 방법(수학식 12)은 그의 SVD UBSBWB에 의해 B를 나타내고, y = Th+Bυ를
SB +UB +y = SB +TB TTh + WB Tυ(수학식 13)
으로 재기록하는 것이다.
WB T가 직교이기 때문에, WB Tυ 역시 화이트(EWB T,υ υTWB= σ2I)이다. 따라서, (수학식 12)에서 일반화된 LS 문제가 해결된다. 보다 훌륭한 해결책은 슈도-직교 매트릭스(ST및 SB)에 따라 T=P-1STWT T및 B=P-1SBWB T이도록 직교 매트릭스(WT및 WB) 및 비단일 매트릭스(P)를 사용하여 두 매트릭스(T 및 B)의 지수 SVD를 구성함으로써 얻어진다. SB의 근사한 좌측 인버스를 정의할 수 있고, 그에 따라
SB +Py = SB +STWT Th + WB Tυ(수학식 14)
은 (수학식 13)보다 단순하다.
실헐 결과
상기 논의한 추정자의 유효성을 시험하기 위해, 하기 실험 세트가 수행된다. 고스트-제거에서 채널 식별 문제가 고려된다. 채널(T)은 도 2에 나타낸 Koo GCR 신호를 사용하여 일반화된다(수직 축 상의 진폭, 수평 축 상의 샘플).
도 2의 모든 샘플은 1/14.3 μsec의 시간격을 나타낸다. 더욱이, GCR 신호는 4.15 MHz의 3dB 대역폭을 갖는다.
GCR 신호가 CATV 채널 너머로 전송될 경우, 임펄스 반응 길이는 기껏 2μsec인 것으로 알려졌다. 간격 MT-(-LT)≥2μsec 이고, T=1/14.3μsec이기 때문에, 이는 (수학식 2)에 정의된 스팬(또는 임펄스 반응 길이) M+L이 약 28임을 의미한다.
다음에서, GCR 신호는 다중 경로 채널을 통해 통과하고, (수학식 4) 및 (수학식 9)에 의해 각각 제공된 제 1 및 제 2 추정자의 결과는 상이한 시나리오로 연구된다. 또한, 에러는 dB 스케일에서 제곱된 추정 에러(SE),인 것으로 정의된다.
이하 도 3을 참조하여, 잡음의 부재하에 24와 동일한 M+L에 따라 제 1 추정자를 사용하여 얻은 임펄스 반응을 나타낸다. 도 3에서, 추정된 채널 임펄스 반응은 실선(20)으로 나타낸다. '제곱' 기호(22)로 역시 나타낸 것은 기대되는 임펄스 반응 값이다. 도 3에 관하여, 추정자는 불연속 값들(즉, 그래프 상의 점들)을 제공하고, 실선(20)은 실제로 기대된 임펄스 반응 값에 비교할 때 추정자의 결과를 나타내기 위해 해명의 목적으로 그렸다. 또한, 추정된 채널 임펄스 반응은 상이한 시간에 hn의 값에 대응하고, 추가로 각각의 샘플 번호에 대응한다. 도 3은 제1 추정자를 사용하여 유도된 계수의 시퀸스의 그래프이다. 다중경로 반응에서 참조 번호 19로 식별한 2개의 프리에코가 존재하고, 여기서 프리에코는 채널의 특성을 보다 복잡하게 만드는 데 주의해야 한다. 좌측에서 우측으로 나타낸 프리에코(19)는 h-2및 h-1각각과 동일한 hn값에 대응한다. h0과 동일한 hn에 대응하는 추정된 채널 임펄스 반응의 주요 계수는 참조 번호(21)로 식별된다. 또한, 포스트에코 역시 추정된 채널 임펄스 반응에서 발생하며, 참조 번호(23)에 의해 나타낸다. 도 3으로부터 관찰할 수 있듯이, 추정된 임펄스 반응과 기대되는 임펄스 반응 사이의 대응은 매우 치밀하며; 측정된 SE는 -58.1 dB로 밝혀졌다.
이하 도 4를 참조하여, 도 3의 임펄스 반응의 대응하는 주파수 반응을 나타낸다. 도 4에서, 추정된 채널 주파수 반응은 실선(30)으로 나타낸다. 더욱이, 도 4에서 'x' 기호(32)는 공지된 채널 임펄스 반응으로 부터 연산된 주파수 반응의 기대되는 진폭을 특정한다. 도 4는 점선(34)으로 나타낸 바와 같이 이상화환 GCR의 주파수-반응의 진폭을 나타낸다. GCR 신호에 관하여, 스펙트럼의 일부는 신뢰할 수 있는 정보(두곳에서 참조 번호(36)로 식별됨)를 포함하고, 스펙트럼의 일부는 신뢰할 수 없는 정보(참조 번호(38)로 식별됨)를 포함한다. 참조 번호(38)로 식별된 GCR 신호의 영역은 극도로 낮은 에너지(즉, 비영)를 함유하고, 신뢰할 수 없는 것으로 간주된다.
도 5 및 도 6은 24와 동일한 M+L에 대해, 제 2 추정자에 대한 임펄스 반응 및 주파수 반응의 진폭을 나타낸다. 수치 정확도에 대한 이러한 제 2 추정자의 민감성은 높기 때문에, TTT의 일부 작은 단일 값은 0으로 설정된다(모든 실험은 단일-정확도 부동 소숫점 연산을 사용하여 수행함.) 결과적으로, 임펄스 반응(샘플 번호에 대한 샘플값)은 도 5에 나타낸 바와 같이 약간 퇴화되고, 여기서, 추정된 채널 임펄스 반응은 실선(40)으로 나타낸다. 도 5에 관하여, 추정자는 불연속 값들(즉, 그래프 상의 점들)을 제공하고, 실선(40)은 실제로 기대된 임펄스 반응 값에 비교할때 추정자의 결과를 나타내기 위해 설명할 목적으로 그렸다. 따라서, 도 5는 제 2 추정자 hn를 사용하여 유도된 계수의 시퀸스의 그래프이다. 다중경로 반응에서 참조 번호 39로 식별한 2개의 프리에코가 존재하는 것에 주의해야 한다. ho과 동일한 hn에 대응하는 추정된 채널 임펄스 반응의 주요 계수는 참조 번호(41)로 식별된다. 또한, 포스트에코 역시 추정된 채널 임펄스 반응에서 발생하며, 참조 번호(43)에 의해 나타낸다. 여전히 도 5를 참조하면, 약간의 동요가 6 내지 19의 샘플 번호의 범위 사이에 실선(40)에서 발생하며, 이는 추정자가 0과 상이한 것을 나타내는 것에 주의해야 한다.
도 5의 임펄스 반응의 대응하는 추정된 채널 주파수 반응(주파수에 대한 주파수 반응의 진폭)은 실선(50)으로 나타낸다.
' x' 기호(32)를 포함하는 허선(52)은 공지된 채널 임펄스 반응으로 부터 연산된 주파수 반응의 기대되는 진폭을 특정한다. 도 6은 점선(54)으로 나타낸 바와 같이 이상화한 GCR의 주파수-반응의 진폭을 나타낸다. GCR 에너지가 도 6 으로부터 알 수 있듯이 참조 번호(38)로 식별된 신뢰할 수 없는 정보 영역에 대응하여 7.4 내지 16.6 주파수 단위에서 매우 작은 경우의 영역의 주파수 반응에서 단일 값들이 0 유도 에러로 버려지는것에 주목하는 것은 흥미롭다. 달리 말하자면, 추정된 반응은 기대되는 반응과 동일하지 않고; 오히려, 추정된 반응은 기대되는 반응에서 약간 벗어난다.
도 5 및 도 6을 얻게 위해 0으로 설정된 단일 값들의 수는 최종 SE가 발견될 때까지, 가장 작은 단일 값들의 증가하는 수를 버림으로써 밝혀졌다. 24와 동일한 M+L에 대해, 아래 기재한 표 1은 최상의 SE 수행이 가장 작은 4개의 단일 값들은 버림으로써 얻어지는것을 나타낸다. 이들 4개의 단일 값들은 1x104미만(이하, 1e-4로 표현함)인 것으로 밝혀졌다. 또한, TTT에 근사한 인버스가 어떻게 산출되는 지는 중요하지 않다. 예를 들면, 인버스는 TTT의 SVD를 사용하여 산출될 수 있다. TTT의 SVD를 사용하여 인버스를 산출하는 방법은 이러한 연산 및 후속 연산을 위해 (수학식 9)에 의해 기재된 추정자를 산출하기 위해 사용된 방법이다. 대안으로 인버스는 T및 (수학식 10)의 단일 값들을 사용함으로써 산출될 수 있다. 두 경우, 결과는 4개의 단일 값들이 최소 SE를 얻기 위해 버려질 필요가 있음을 나타낸다. 일반적으로, 스팬 또는 임펄스 반응 길이( M+L)가 공지된(또는 상향 경계된) 경우, 본 명세서에 기재된 이러한 기술은 버려지는 값들의 최상의 수를 결정하기 위해 사용될 수 있다. 대신에 M+L이 수상기에서 가변되는 경우, 그와 같이 버려진 값들의 수는 당업계에 공지된 다른 비선형 최소 제곱 기술에 의해 복잡하지 않게 얻을 수 있다.
M+L의 상이한 값들의 선택을 피하는 한가지 방식은 채널 임펄스 반응에 대해 보수적인 상향 경계를 사용하는 것이다. 이어서, M+L의 선택에 민감한 경우를 결정하는 것은 흥미롭다. 따라서, 동일한 다중 경로 채널에 대해, M+L 값은 표 2에서 개략적으로 기재된 바와 같이 두 추정자및에 대해 변화되고 산출된다.
(수학식 9)로 기재한 제 2 추정자에 대해, le-4 미만의 모든 단일 값들은 0으로 설정된다. 다시 표 2를 참조하면, 추정된 스팬이 실제 임펄스 반응 스팬(즉, M+L 의 상이한 값들의 범위에 걸쳐 dB에서 SE의 변화는 -58.12 dB에 관하여 14dB 이상 변화시키지 않는 것에 주의)의 2배 이상일 때 수행의 활발함에 주의해야 한다. 표 2로 부터, 추정자및를 사용하는데 있어서 정보가 주파수 대역의 부분에 걸쳐 유일하게 신뢰할 수 있을 때 조차 전체 주파수 대역에 걸쳐 채널의 추정값을 유리하게 얻을 수 있다. 더욱이, 표 2로부터 잡음 부재시에 제 1 추정자는 제 2 추정자의 SE 수행에 비해 항상 더 양호한 SE수행을 제공하는 것을 알수 있다.
다음으로, 실험은 잡음 존재하의 수행을 시험하기 위해 수행되었다. 주어진 SNR에 대해 다음가 같이 정의된다.
잡음 편차 σ2가 산출될 수 있다. 영 평균 및 편차 σ2를 갖는 가우스 난수가 채널임펄스- 반응 계수를 추정하기 전에 자극된 채널의 출력에 첨가된다. 잡음 샘플 벡터들의 상이한 세트가 상이한 SE를 갖는 상이한 임펄스-반응 계수를 초래하고, 20-30개의 잡음 셈플 벡터 세트에 대해 얻은 최대 제곱 추정 에러 SE를 표 3에 보고한다. 제 2에 대해, 버려진 SVD 값의 수는 모든 경우 4이다. 제 1 추정자에 대해, 2가지 경우의 세트가 고려된다. 제1 세트에 대해, 모든 단일 값들이 사용된다. 제2 세트에 대해, 표 3의 제3 칼럼의 괄호 안에 나타낸 가장 작은 단일 값들의 최상의 수는 0으로 버려졌다.
잡음의 존재하에 2개의 추정자들의 수행을 위한 설명은 다음과 같다. 제1 추정자 T-51 는 모든 단일 값에 존재하는 정보를 사용하도록 시도하거나 또는 달리 말하자면, 정보는 GCR 신호의 전체 디지탈 스펙트럼에 존재한다. 그러나, 신호는 4.2 내지 7.15 MHz 범위에서 막대하게 상쇄되고(도 4에 나타내고, 정규화된 주파수의 단위로 표현한 바와 같이 약 7.4 내지 16.6의 범위에 대응함), 이 영역에서 잡음은 낮은 SNR에 대한 수행을 저하시킨다. 4.2 내지 7.15 MHz 영역의 정보에 대응하는 단일 값들의 규정된 수(즉, 보다 작은 단일 값들)가 버려지고, 이것이 이 영역에서 무시하는 정보에 대응하는 경우, 개선된 수행이 얻어진다. 예를 들면 40 dB의 SNR을 위해 표 3에서에 대한 SE, 여기서에 대한 SE는 4개의 버려진 값을 갖는 -18.1 dB이고, 추가로 후자는 제거 없이 7.4의에 대한 SE보다 더 양호한 럼보다 적은 스펙트럼이 이용된다는 사실에 비추어 전체 주파수 대역에 걸쳐 채널 임펄스 반응의 추정값을 제공하고, 즉, 정보는 스펙트럼의 일부에 걸쳐 완성되지 않거나 또는 신뢰할 수 없다. 제2 추정자는 보다 작은 단일 값들이 휠씬 더 작아지거나 또는 무시되기 때문에 잡음의 영향에 대해 보다 더 활발하다. 제 2 추정자에 관한 이러한 후자의 결과는 섹션 A의 끝 부분 및 섹션 B의 시작 부분에 제공된 토의에 기초하는 것으로 기대된다.
모든 경우, 다중 경로 채널은 비교 목적으로 동일한 것으로 선택된다. 마찬가지 작용이 상이한 다중 경로 채널의 다양성에 대해 얻어졌다.
수행
임펄스-반응 스팬( M+L)이 GCR 신호의 스팬에 비해 작을 때, (수학식 9)에 기재된 제 2 추정자는 수행의 견지에서 상당히 유리하다. T는 토플리츠이고, TTT는 대칭성이기 때문에, 2개의 매트릭스 승산을 수행하기 위해 수상기에 기억되어야 하는 샘플 값들의 전체수는 다음과 같다.
CATV의 고스트 제거를 위해, 임펄스-반응 스팬( M+L)은 28과 동일하고, N은 564와 동일하고, 여기서 N은 (수학식 16)을 사용하는 GCR 신호의 샘플들의 규정된 수의 대응하고, 이는 도 2에 나타낸 Koo GCR 신호의 비영 값만을 고려하여 전체 970개의 샘플값(즉, 406+564=970)을 의미한다.
도 7은 이하 추가로 기재하게 될 일반적인 고스트-제거 시스템을 추가로 나타낸다. 작동 중에, 추정자를 결정하기 위해 (수학식 9)의 2개의 매트릭스 승산은 표준 소프트웨어 라이브러리 루틴을 사용하는 디지탈-신호 처리기(DSP)의 소프트웨어로 수행될 수 있다. 또한, 당업계에 공지된 바와 같이 벡터를 갖는 대칭 매트릭스의 승산을 위해 적절한 알고리즘 역시 사용될 수 있다. ( M+L)*( M+L-1)/2값은 T에서 0이고, 이는 수신된 신호 벡터를 갖는 토플리츠 매트릭스 T의 승산의 수행을 단순화시킨다.
고스트 제거
델리베전 신호를 전송하는 동안 발생하는 에코를 제거하는데 통상적으로 2가지 주요 단계가 포함된다. 먼, 통신 채널(임의의 경우 에코를 포함함)의 특성은 추정자및에 대응하여, 본 발명이 방법 및 장치에 따라 수상기에 결정된다. 이들 특성으로부터, 인버스 채널 특성은 필터 계수의 시퀸스의 형태로 결정된다. 이들 계수는 인버스 채널 처리, 즉 에코 제거를 수행하기 위해 사용되는 필터에 제공된다.
수신된 비디오 신호는 상이한 지연 시간 및 진폭을 갖는 원래 전송된 신호의 과다 중첩된 카피로 이루어진 에코를 함유한다. 가장 강력한 신호 성분은 원래 전송된 또는 주요 신호 성분을 나타낸다. 시간 영역을 보면, 주요 신호 성분 전에 발생하는 임의의 에코 성분은 프리-에코라 칭하고, 주요 신호 성분 후에 발생하는 임의의 카피는 포스트-에코 라 칭한다.
도 7은 에코의 두 유형을 제거하기 위해 사용될 수 있는 에코 제거 회로를 기재한다. IIR 필터(61)는 포스트-에코를 제거하기 위해 사용되고, IIR 필터(63)는 프리-에코를 제거하기 위해 사용된다.
비디오 샘플이 수신되고, 아날로그-디지탈(A/D) 변환기(65)에 입력되고, 텔레비전 신호의 수직 블랭킹 간격 동안 전송되는 고스트 제거 기준(GCR) 신호로서 통상적으로 공지된 시험 신호는 분리되어 버퍼 메모리(67)에 공급된다. 채널 특성에 따라 왜곡된 이렇나 기준 신호는 때때로 프레임 수에 비해, 샘플링된 버전의 평균은 도 8에 보다 상세히 나타낸 처리기(69)에 공급된다. 판독 전용 메모리(ROM)(70)은 전송된 GCR의 미리처리되고 기억된 버전을 함유하고, 버퍼(67)의 내용은 CPU(72)에서 (ROM)(70)으로부터 GCR의 기억된 버전에 비교되고, 이러한 비교로부터 채널의 임펄스 반응은 본 발명에 따라 추정자및를 사용하고 추가로 필터(61 및 63)에 대한 계수의 시퀸스를 연산하기 위해 결정될 수 있다.
본 발명은 기재할 목적으로, 도 2의 시간 영역에 나타낸 바와 같이 Koo GCR 신호를 사용하였다. 이렇나 GCR은 (ROM)(70)에 전송되고 기억된 신호이고(이거나) (ROM)(70)에 기억된 신호의 처리된 버전이다. 본 발명은 Koo GCR 신호를 사용하는 것에 관하여 기재하였지만, 본 발명이 결과적으로 표준으로서 선택될 수도 있는 시험 기준 신호의 임의의 다른 유형에 의해 실시될 수 있음을 이해해야 한다.
필터 계수가 필터(61 및 63)에 공급된 후, 완전하 텔레비전 신호가 에코 성분이 실질적으로 제거된 이들 필터를 통해 처리된다. IIR 필터(61)의 출력은 디지탈-아날로그(D/A) 변환기(74)에 공급되고, 이후 비디오 출력 신호로서 존재한다.
결론
채널의 임펄스-반응 스팬에 관한 정보를 이용하는 채널 식별의 거의 최상의 방법을 본 명세서에 기재하였다. 본 발명에 따라, 제 1 및 제2 추정자및를 개발하기 위해 최소 제곱법이 사용되었으며, 여기서 임펄스-반응 스팬은 GCR 신호 스팬의 그것보다 더 작다. 제1 추정자는 잡음이 없을 때 이상적으로 선택되는 SE 수행을 행하는 것으로 나타냈다. 그러나, 잡음의 존재하에, 제1 추정자 T-68의 SE 수행은 상당히 극적으로 된다. 제2 추정자는 잡음이 없는 상황에서 수적인 정확도의 효과를 나타내고(즉, 표 1에 나타낸 바와 같이 le-4 미만의 단일 값을 버리지 않음), 그에 따라 잡음의 부재하에 SE 수행을 보다 열등하게 한다. 그러나, 제2 추정자의 SE 수행 은 잡음의 존재하에 보다 양호하다.
더욱이, 제2 추정자는 임펄스 반응 스팬( M+L)이 GCR 신호 스팬보다 휠신 더 작을 경우에 특히 보다 용이한 실시간 수행이 이루어지는 부가된 장점을 갖는다. 따라서, 제2 추정자는 TV 고스트-제거의 일부로서 채널 식별을 위해 효율적으로 사용될 수 있다.
추정자및를 사용하는 두 경우, 정보가 주파수 대역의 일부에 걸쳐 완전하지 않거나 또는 신뢰할 수 없다는 사실에 비추어 그의 전체 주파수 대역에 걸쳐 채널의 추정을 유리하게 얻을 수 있다. 달리 말하자면, 전체 주파수 대역에 걸쳐 채널이 추정은 추정치를 얻는데 사용된 정보가 주파수 대역의 일부에 걸쳐 신뢰할 수 있는 경우조차 얻을 수 있다.
요약하자면, 본 발명의 바람직한 일면은 2개의 최소 재곱(LS) 추정자를 이용하여 채널을 식별하는 방법 및 장치를 제공한다. 각각의 LS 추정자는 정보가 주파수 대역의 일부에 걸쳐 완전하지 않거나 또는 신뢰할 수 없다는 사실에 비추어 그의 전체 주파수 대역에 걸쳐, 채널 값들의 시퀸스를 산출하고, 추가로 추정된 채널 임펄스 반응을 결정하기 위해 사용된다. 각각의 LS 추정자는 추정된 채널 임펄스 반응 스팬이 공지된 시험 신호의 스팬보다 적은 경우에 작동하고, 시험 신호는 채널을 식별하는데 사용하기 위해 채널 상으로 전송된다. 수신된 신호로부터 채널 유도된 왜곡을 제거하기 위한 TV 고스트-제거 시스템에서, 각각의 LS 추정자는 채널 임펄스 반응 계수를 연산하기 위해 사용되고, 여기서, 이 시스템은 신호들로부터 채널의 효과를 제거하기 위해 채널 임펄스 반응에 대해 반응성은 고스트-제거 필터를 포함한다.
본 발명은 그의 바람직한 실시예에 관하여 특별히 나타내고 기재하였지만, 본 발명의 정신 및 범위에서 벗어나지 않는 형태의 다양한 변화가 이루어질 수 있음을 당업계의 숙련자들은 이해할 수 있을 것이다.
내용 없음

Claims (10)

  1. 식별된 통신 채널로부터 신호(y)를 수신하는 단계(여기서 신호(y)는 시험 신호(x)가 통신 채널을 통해 통과한 후 시험 신호(x)를 포함함); 및
    통신 채널의 추정값을 제공하는 추정된 채널 임펄스 반응에 대응하는 채널 값의 시퀸스를 산출하는 단계[여기서, 채널값의 시퀸스는 [-L, M]에 의해 제한된 기간에 비영 인덱스의 유한 수의 샘플링된 불연속 채널을 포함하고, 채널 임펄스 반응은 M+L과 동일한 임펄스 반응 스팬을 가지며, 임펄스 반응 스팬은 시험 신호(x)의 스팬 신호보다 더 작고, 상기 채널 값의 시퀸스를 산출하는 단계는 최소 제곱법(LS) 추정자를 추가로 포함함]를 포함하는 통신 채널 식별 방법.
  2. 제 1항에 있어서, 채널 값의 시퀀스를 산출하는 단계가 하기 수학식
    [여기서, T+는 T의 무어-펜모어(대략) 인버스이고, T는 하기 수학식
    으로 제공된 토플리츠 매트릭스이며, 여기서 n=0 내지(N+L-1)에 대해, xn은 기준 시험 신호(xREF)의 샘플링 값의 유한 시퀸스이고, 기준 시험 신호(xREF)는 통신 채널에 의해 변조되지 않은 시험 신호 x를 포함하고, N은 xn의 유한 시퀸스의 샘플링 값의 수와 동일하고 , y는 수신된 신호의 샘플링 값의 유한 시퀸스이다] 으로 주어진 최소 제곱법(LS) 추정자를 사용하는 것을 추가로 포함하는 통신 채널 식별 방법.
  3. 제1항에 있어서, 채널 값의 시퀸스를 산출하는 단계가 하기 수학식
    T-76
    [여기서, (TTT)+TT는 거의 T+와 동일하고, T+는 T의 무어-펜모어(대략) 인버스이고, T는 하기 수학식
    T-77
    으로 제공된 토플리츠 매트릭스이며, 여기서 n=0 내지 (N+L-1)에 대해, xn은 기준 시험 신호(xREF)의 샘플링 값의 유한 시퀸스이고, 기준 시험 신호(xREF)는 통신 채널에 의해 변조되지 않은 시험 신호 x를 포함하고, N은 xn의 유한 시퀸스의 샘플링 값의 수와 동일하고 , y는 수신된 신호의 샘플링 값의 유한 시퀸스이다] 으로 주어진 최소 제곱법(LS) 추정자를 사용하는 것을 추가로 포함하는 통신 채널 식별 방법.
  4. 제 1항에 있어서, 채널 값의 시퀀스를 산출하는 단계가 많은 단일-값-분해(SVD) 단일 값을 발생하는 단계 및 SVD 단일 값의 최적의 수가 영으로 버려지는 단계를 추가로 포함하는 통신 채널 식별 방법.
  5. 제4항에 있어서, SVD 단일 값의 최적의 수를 영으로 버리는 단계가 (i) 가장 작은 단일 값의 제1의 수를 버리는 단계 및 (ii) LS 추정자의 수행의 최소 제곱-추정 에러(SE)가 얻어질 때까지 가장 작은 단일 값의 중가하는 수를 계속하여 제거하는 단계를 포함하는 통신 채널 식별 방법.
  6. 제4항에 있어서, SVD 단일 값의 최적의 수를 영으로 버리는 단계가 1x10-4미만의 단일 값을 버리는 단계를 포함하는 통신 채널 식별 방법
  7. 시험 신호(x)가 식별될 통신 채널을 통해 통과한 후의 시험 신호(x)를 포함하는 신호(y)를 수신하는 수단(시험 신호(x) 는 통신 채널 상으로 전송되고, 신호 스팬을 추가로 가짐);
    통신 채널에 의해 변조되지 않은 시험 신호(x)를 포함하는 기준 시험 신호(xREF)를 기억하는 수단; 및
    통신 채널의 추정값을 제공하는 추정된 채널 임펄스 반응에 대응하는 채널 값의 시퀀스를 산출하기 위해 수신된 신호(y) 및 기준 시험 신호(xREF)에 반응성인 수단[여기서, 채널 값의 시퀀스 [-L, M]에 의해 제한된 기간에 비영 인덱스의 유한 수의 샘플링된 불연속 채널을 포함하고, 채널 임펄스 반응은 M+L과 동일한 임펄스 반응 스팬을 가지며, 임펄스 반응 스팬은 시험 신호(x)의 스팬 신호보다 더 작고, 상기 산출 수단은 최소 제곱법(LS) 추정자를 추가로 포함함]를 포함하는 통신 채널 식별 장치.
  8. 시험 신호(x)가 통신 채널을 통해 통과하고, 그에 의해 왜곡된 후의 시험 신호(x)를 포함하는 신호(y)를 포함하는 신호를 수신하는 단계(시험 신호(x)는 통신 채널상으로 전송되고, 신호 스팬을 추가로 가짐);
    통신 채널의 추정값을 제공하는 추정된 채널 임펄스 반응에 대응하는 채널 값의 시퀀스를 산출하는 단계를 포함하는 통신 채널을 실시간으로 식별하는 단계[여기서, 채널 값의 시퀀스 [-L, M]에 의해 제한된 기간에 비영 인덱스의 유한 수의 샘플링된 불연속 채널을 포함하고, 채널 임펄스 반응은 M+L과 동일한 임펄스 반응 스팬을 가지며, 임펄스 반응 스팬은 시험 신호(x)의 스팬 신호보다 더 작고, 채널 값의 시퀀스를 산출하는 단계가 최소 제곱법(LS) 추정자를 사용하는 단계를 추가로 포함함]; 및
    신호들로부터 채널 유도된 왜곡을 제거하기 위해, 추정된 채널 임펄스 반응에 대응하는 채널 값의 시퀀스에 반응하여 수신된 신호들을 실시간으로 필터링하는 단계를 포함하는 신호들로부터 채널 유도된 왜곡의 제거 방법.
  9. 시험 신호(x)가 통신 채널을 통해 통과하고, 그에 의해 왜곡된 후의 시험 신호(x)를 포함하는 신호(y)를 포함하는 신호를 수신하는 수단(시험 신호(x)는 통신 채널 상으로 전송되고, 신호 스팬을 추가로 가짐);
    통신 채널의 추정값을 제공하는 추정된 채널 임펄스 반응에 대응하는 채널 값의 시퀀스를 산출하는 단계를 포함하는 통신 채널을 실시간으로 식별하기 위해 수신된 신호(y) 및 기준 시험 신호(xREF)에 반응성인 수단[여기서, 채널 값의 시퀀스는 [-L, M]에 의해 제한된 기간에 비영 인덱스의 유한 수의 샘플링된 불연속 채널을 포함하고, 채널 임펄스 반응은 M+L과 동일한 임펄스 반응 스팬을 가지며, 임펄스 반응 스팬은 시험 신호(x)의 스팬 신호보다 더 작고, 상기 산출 수단은 최소 제곱법(LS) 추정자를 추가로 포함함]; 및
    신호들로부터 채널 유도된 왜곡을 제거하기 위해, 추정된 채널 임펄스 반응에 대응하는 채널 값의 시퀀스에 반응하여 수신된 신호들을 실시간으로 필터링하는 수단을 포함하는 신호들로부터 채널 유도된 왜곡의 제거 장치.
  10. 제9항에 정의된 바와 같은 신호(이 신호는 텔레비전 신호임)로 부터 채널-유도된 왜곡을 제거하는 장치; 및
    필터링 수단에 의해 공급된 필터링된 신호를 디스플레이하기 위한 디스플레이 수단을 포함하는 텔레비전 수상기.
KR1019970705745A 1995-12-18 1996-11-25 채널 식별 장치 및 방법 KR19980702348A (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US08/573,857 US5761088A (en) 1995-12-18 1995-12-18 Method and apparatus for channel identification using incomplete or noisy information
US573,857 1995-12-18

Publications (1)

Publication Number Publication Date
KR19980702348A true KR19980702348A (ko) 1998-07-15

Family

ID=24293680

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1019970705745A KR19980702348A (ko) 1995-12-18 1996-11-25 채널 식별 장치 및 방법

Country Status (6)

Country Link
US (1) US5761088A (ko)
EP (1) EP0809910B1 (ko)
JP (1) JPH11501186A (ko)
KR (1) KR19980702348A (ko)
DE (1) DE69615005T2 (ko)
WO (1) WO1997023089A1 (ko)

Families Citing this family (34)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5179444A (en) * 1990-10-09 1993-01-12 North American Philips Corporation System for echo cancellation comprising an improved ghost cancellation reference signal
FR2762167B1 (fr) * 1997-04-14 1999-09-24 Nortel Matra Cellular Sondage a ponderation spatiale d'une voie de transmission
US5914982A (en) * 1997-06-13 1999-06-22 Rockwell Semiconductor Systems, Inc. Method and apparatus for training linear equalizers in a PCM modem
ATE270482T1 (de) 1998-07-21 2004-07-15 Nokia Corp Schätzung der kanalimpulsantwort mittels der streuung vom empfangenen signal
US6304299B1 (en) * 1998-11-30 2001-10-16 General Electric Company System and method for mitigating multipath effects in television systems
US6141393A (en) * 1999-03-03 2000-10-31 Motorola, Inc. Method and device for channel estimation, equalization, and interference suppression
US6470047B1 (en) * 2001-02-20 2002-10-22 Comsys Communications Signal Processing Ltd. Apparatus for and method of reducing interference in a communications receiver
US6987797B2 (en) * 2002-07-26 2006-01-17 Qualcomm Incorporated Non-parametric matched filter receiver for wireless communication systems
US10554985B2 (en) 2003-07-18 2020-02-04 Microsoft Technology Licensing, Llc DC coefficient signaling at small quantization step sizes
US7602851B2 (en) * 2003-07-18 2009-10-13 Microsoft Corporation Intelligent differential quantization of video coding
US7580584B2 (en) * 2003-07-18 2009-08-25 Microsoft Corporation Adaptive multiple quantization
US7738554B2 (en) 2003-07-18 2010-06-15 Microsoft Corporation DC coefficient signaling at small quantization step sizes
US8218624B2 (en) * 2003-07-18 2012-07-10 Microsoft Corporation Fractional quantization step sizes for high bit rates
US7801383B2 (en) * 2004-05-15 2010-09-21 Microsoft Corporation Embedded scalar quantizers with arbitrary dead-zone ratios
US7388935B2 (en) * 2004-06-15 2008-06-17 Telefonktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method of inverting nearly Toeplitz or block Toeplitz matrices
US8422546B2 (en) 2005-05-25 2013-04-16 Microsoft Corporation Adaptive video encoding using a perceptual model
US7974340B2 (en) 2006-04-07 2011-07-05 Microsoft Corporation Adaptive B-picture quantization control
US8503536B2 (en) 2006-04-07 2013-08-06 Microsoft Corporation Quantization adjustments for DC shift artifacts
US8130828B2 (en) 2006-04-07 2012-03-06 Microsoft Corporation Adjusting quantization to preserve non-zero AC coefficients
US8059721B2 (en) 2006-04-07 2011-11-15 Microsoft Corporation Estimating sample-domain distortion in the transform domain with rounding compensation
US7995649B2 (en) 2006-04-07 2011-08-09 Microsoft Corporation Quantization adjustment based on texture level
US8711925B2 (en) 2006-05-05 2014-04-29 Microsoft Corporation Flexible quantization
US8238424B2 (en) 2007-02-09 2012-08-07 Microsoft Corporation Complexity-based adaptive preprocessing for multiple-pass video compression
US8498335B2 (en) 2007-03-26 2013-07-30 Microsoft Corporation Adaptive deadzone size adjustment in quantization
US8243797B2 (en) 2007-03-30 2012-08-14 Microsoft Corporation Regions of interest for quality adjustments
US8442337B2 (en) 2007-04-18 2013-05-14 Microsoft Corporation Encoding adjustments for animation content
WO2008151137A2 (en) * 2007-06-01 2008-12-11 The Trustees Of Columbia University In The City Of New York Real-time time encoding and decoding machines
US8331438B2 (en) 2007-06-05 2012-12-11 Microsoft Corporation Adaptive selection of picture-level quantization parameters for predicted video pictures
WO2009006405A1 (en) 2007-06-28 2009-01-08 The Trustees Of Columbia University In The City Of New York Multi-input multi-output time encoding and decoding machines
FI20085161A0 (fi) * 2008-02-22 2008-02-22 Nokia Corp Signaalin käsittely elektronisessa laitteessa
US8189933B2 (en) 2008-03-31 2012-05-29 Microsoft Corporation Classifying and controlling encoding quality for textured, dark smooth and smooth video content
US8897359B2 (en) 2008-06-03 2014-11-25 Microsoft Corporation Adaptive quantization for enhancement layer video coding
WO2012109407A1 (en) 2011-02-09 2012-08-16 The Trustees Of Columbia University In The City Of New York Encoding and decoding machine with recurrent neural networks
US8644265B2 (en) * 2011-09-30 2014-02-04 Xiao-an Wang Wideband analog channel information feedback

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2534737B2 (ja) * 1987-11-24 1996-09-18 日本電気ホームエレクトロニクス株式会社 ゴ―スト除去用フィルタ回路
EP0421526B1 (en) * 1989-10-06 1996-07-31 Koninklijke Philips Electronics N.V. Adaptive ghost cancellation circuit
US5121211A (en) 1990-10-09 1992-06-09 North American Philips Corporation System for echo cancellation comprising an improved ghost cancellation reference signal
DE4028322A1 (de) * 1990-09-06 1992-03-19 Bosch Gmbh Robert Verfahren zur verbesserung einer kanalparameterschaetzung und anordnung zu dessen durchfuehrung
US5179444A (en) * 1990-10-09 1993-01-12 North American Philips Corporation System for echo cancellation comprising an improved ghost cancellation reference signal
US5172232A (en) * 1990-10-09 1992-12-15 North American Philips Corporation Method and apparatus for communication channel identification and signal restoration
US5047859A (en) * 1990-10-09 1991-09-10 North American Philips Corporation Method and apparatus for communication channel identification and signal restoration
US5111298A (en) * 1990-10-09 1992-05-05 North American Philips Corporation Method and apparatus for communication channel identification and signal restoration
JP3351855B2 (ja) * 1993-05-31 2002-12-03 株式会社日立国際電気 符号化伝送装置

Also Published As

Publication number Publication date
US5761088A (en) 1998-06-02
EP0809910B1 (en) 2001-09-05
JPH11501186A (ja) 1999-01-26
DE69615005T2 (de) 2002-06-13
WO1997023089A1 (en) 1997-06-26
DE69615005D1 (de) 2001-10-11
EP0809910A1 (en) 1997-12-03

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR19980702348A (ko) 채널 식별 장치 및 방법
EP0463781B1 (en) Ghost cancellation technique for analog TV
JP3051984B2 (ja) 多重通路歪みを補正するシステム
US5659583A (en) Tone canceller for QAM demodulator
US5121211A (en) System for echo cancellation comprising an improved ghost cancellation reference signal
US20040071241A1 (en) Multipath signal strength indicator
JPH05219415A (ja) Ｎｔｓｃテレビジョン伝送からゴーストを除去するためのシステム
JP3330630B2 (ja) 信号からチャネル誘起歪みを除去する方法及び装置
US6133963A (en) System for echo cancellation comprising an improved ghost cancellation reference signal
US4982428A (en) Arrangement for canceling interference in transmission systems
EP0334339B1 (en) Ghost cancelling apparatus
US4539674A (en) Method of providing adaptive echo cancellation in transmission of digital information in duplex, and apparatus for performing the method
JP2003536317A (ja) 干渉の影響を減少する方法及び受信器
KR0180936B1 (ko) 파형 등화 필터장치
GB2276064A (en) Carrier recovery in a digital radio link between a fixed and a mobile radio unit
KR20040096319A (ko) 특성이 다른 신호의 간섭을 제거하기 위한 장치 및 그의제거방법
Chao Multi-path equalization for NTSC video by using digital IIR filter
JPH0723256A (ja) 波形等化装置
KR960014414B1 (ko) 등화기 계수를 이용한 위상동기회로
KR100283888B1 (ko) 고스트 제거 장치의 필터 계수 산출 방법
Kurita et al. A digital video equalizer for cancelling transmission distortion
KR100283887B1 (ko) 고스트 제거 장치의 필터 계수 산출 방법
KR960016015B1 (ko) 고스트 제거를 위한 필터계수 계산방법
JP3430087B2 (ja) ゴースト除去装置
JPH06188785A (ja) 自動等化器

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
NORF Unpaid initial registration fee