KR19980067320A - Switching test device for high-speed power semiconductor devices - Google Patents
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Abstract
본 발명은 고속 전력용 반도체 소자의 스위칭 테스트장치에 관한 것으로서, 특히 교류 전압을 직류 전압으로 정류시키는 정류부; 상기 정류부의 직류전압을 공급받아 스위칭 신호에 응답하여 제 1 고전압을 발생하고, 릴레이 구동신호에 따라 승압된 전압을 제 1 커패시터에 충전시킨 후, 스위칭 테스트시 상기 충전된 전압을 부하 및 전력용 트랜지스터에 전원전압으로 공급하는 제 1 스위칭 레귤레이터; 상기 정류부의 직류전압을 공급받아 스위칭 신호에 응답하여 제 2 고전압을 발생하고, 릴레이 구동신호에 따라 승압된 전압을 제 2 커패시터에 충전시킨 후, 스위칭 테스트시 상기 충전된 전압이 상기 전력용 트랜지스터의 과전압을 제어하는 제 2 스위칭 레귤레이터; 및 상기 전력용 트랜지스터의 순방향 회복 시간 후, 상기 전력용 트렌지스터의 콜렉터 에미터간 전압을 상기 제 2 스위칭 레귤레이터의 충전전압으로 제한하는 제어 스위치를 특징으로 한다.The present invention relates to a switching test apparatus for a semiconductor device for high-speed power, in particular, a rectifying unit for rectifying the AC voltage to a DC voltage; After receiving the DC voltage of the rectifier, a first high voltage is generated in response to a switching signal, and a voltage boosted according to a relay driving signal is charged to the first capacitor, and the charged voltage is applied to the load and power transistor during the switching test. A first switching regulator for supplying a power supply voltage to the power supply; After receiving the DC voltage of the rectifier, a second high voltage is generated in response to a switching signal, and the voltage boosted according to the relay driving signal is charged to the second capacitor. A second switching regulator for controlling the overvoltage; And a control switch for limiting the voltage between the collector emitters of the power transistor to the charging voltage of the second switching regulator after a forward recovery time of the power transistor.
따라서, 본 발명은 릴레이를 사용하여 전원부와 IGBT 소자를 분리하므로 IGBT 소자 파괴시에도 전원부를 안전하게 보호할 수 있다.Therefore, the present invention separates the power supply unit and the IGBT element using a relay, so that the power supply unit can be safely protected even when the IGBT element is destroyed.
Description
본 발명은 전력형 반도체 소자를 테스트하기 위한 장치에 관한 것으로서, 특히 전력용 소자인 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터 및 전력용 MOSFET의 스위칭 특성을 테스팅하기 위한 고속 전력용 반도체 소자의 스위칭 테스트 장치에 관한 것이다.BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a device for testing a power semiconductor device, and more particularly, to a switching test device for a high speed power semiconductor device for testing switching characteristics of an insulated gate bipolar transistor, which is a power device, and a power MOSFET.
일반적으로 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(Insulated Gate Bipolar Transister; 이하 IGBT라 한다.)는 모스 게이트 구조와 바이폴라 트랜지스터가 결합한 형태로 고전류, 고전압 용량의 특성 때문에 고속 전력용 소자로 널리 사용된다.In general, an insulated gate bipolar transistor (hereinafter referred to as an IGBT) is a combination of a MOS gate structure and a bipolar transistor, and is widely used as a high-speed power device because of its high current and high voltage capacity.
전력용 MOSFET의 스위칭 특성은 IGBT의 컬렉터 전류 및 컬렉터 에미터간 전압(전력용 MOSFET의 드레인 전류 및 드레인 소스 전압)에 의해 지연시간, 상승시간, 하강시간, 스위칭 손실 및 에너지가 결정된다.The switching characteristics of the power MOSFETs are determined by the collector current of the IGBT and the voltage between the collector emitters (drain current and drain source voltage of the power MOSFET) to determine the delay time, rise time, fall time, switching loss and energy.
그리고, IGBT는 100∼500 ㎱ 내에 스위치를 온/오프시킬 수 있기 때문에 테스트 장치의 설계에 있어서 IGBT의 고전류와 고항복전압 성능 및 신속한 스위칭 특성으로 스위칭 평가가 매우 어려워진다.In addition, since the IGBT can turn the switch on and off within 100 to 500 kHz, switching evaluation becomes very difficult due to the high current, high breakdown voltage performance and fast switching characteristics of the IGBT in the design of the test apparatus.
도 1 은 종래 기술에 따른 반도체 소자의 스위칭 테스트 장치를 나타내는 회로도로서, DC 전압 공급부(10)와, 상기 DC 전압 공급부(10)의 출력단자에 접속된 IGBT에 의해 스위칭 테스트시 DC 전압 공급부(10)로 전류가 역류되는 것을 방지하기 위한 제어 스위치(20)와, 상기 제어 스위치(20)를 통해 흐르는 전류는 제 1 전류센서(CT2)에 의해 감지되고, 상기 DC 전압 공급부(10)를 통해 흐르는 전류는 제 2 전류 센서(CT1)에 의해 감지되는 전류 감지부(30)와, 상기 제어 스위치(20)의 IGBT 에미터부분에 접속된 유도성 부하(Ld) 및 상기 전류 감지부(30)에 접속되어 스위칭 특성을 테스트하기 위한 하프 브리지 구조의 IGBT를 구비한 테스트 소자(40)로 구성된다.FIG. 1 is a circuit diagram illustrating a switching test apparatus of a semiconductor device according to the prior art, wherein a DC voltage supply unit 10 during a switching test by an IGBT connected to a DC voltage supply unit 10 and an output terminal of the DC voltage supply unit 10. In order to prevent the current from flowing back to the control switch 20, the current flowing through the control switch 20 is sensed by the first current sensor (CT2), flowing through the DC voltage supply unit 10 The current is applied to the current sensing unit 30 sensed by the second current sensor CT1, the inductive load Ld connected to the IGBT emitter portion of the control switch 20, and the current sensing unit 30. It consists of a test element 40 having an IGBT of a half bridge structure for connecting and testing switching characteristics.
상기와 같이 구성된 반도체 소자의 스위칭 테스트 장치는 상기 DC 전압 공급부(10)의 출력단자에서 공급되는 전압이 300∼1,000V의 범위로 조절되어 상기 테스트 소자(40)의 IGBT로 입력된다.In the switching test apparatus of the semiconductor device configured as described above, the voltage supplied from the output terminal of the DC voltage supply unit 10 is adjusted to a range of 300 to 1,000 V and input to the IGBT of the test device 40.
그리고, 상기 제어 스위치(20)는 고 전류 및 고 항복전압의 특성을 가지는 IGBT로 인해 상기 테스트 소자(40)의 IGBT가 신속한 스위칭시 상기 DC 전압 공급부(10)의 회로가 손상되지 않도록 제어하며 보호한다.In addition, the control switch 20 controls and protects the circuit of the DC voltage supply unit 10 from being damaged when the IGBT of the test device 40 is rapidly switched due to the IGBT having the characteristics of high current and high breakdown voltage. do.
상기 제어 스위치(20)를 통해 공급되는 전원전압에 의해 구동되는 상기 테스트 소자(40)의 IGBT가 온 내지 오프의 스위칭 동작을 정확하게 수행하는가를 테스트한다.It is tested whether the IGBT of the test element 40 driven by the power supply voltage supplied through the control switch 20 correctly performs the on-off switching operation.
도 2 는 종래 도 1 에서 보인 회로의 동작 파형도로서, Vge(AT)는 제어 스위치인 IGBT의 게이트 에미터간 전압을 나타내고, Vge(F)는 테스트 소자의 IGBT 게이트 에미터간 전압을 나타내고, Ic는 테스터부의 IGBT를 통해 흐르는 콜렉터 전류를 나타낸다.FIG. 2 is an operation waveform diagram of the circuit shown in FIG. 1, where Vge (AT) represents a voltage between gate emitters of an IGBT that is a control switch, Vge (F) represents a voltage between IGBT gate emitters of a test device, and Ic is The collector current flowing through the IGBT of the tester section is shown.
도 1 내지 도 2 를 참조하여 보면, 상기 제어 스위치(20)가 t1 시간에서 턴온되어 상기 테스트 소자(40)에 상기 DC 전압 공급부(10)의 전원전압(Vcc)을 공급하며 유도성 부하(Ld)에 전류를 축적한다. 수 마이크로 초의 지연시간이 경과한 t2 시간에 상기 테스트 소자(40)를 통해 게이트 구동 전압이 테스트 중에 있는 IGBT의 게이트 에미터간 전압으로 하프-브리지 구조의 상부 내지 하부에 인가된다. 이로 인해, 상기 테스트 소자(40)의 IGBT는 콜렉터 전류가 점차 증가된다.1 and 2, the control switch 20 is turned on at a time t1 to supply the power supply voltage Vcc of the DC voltage supply unit 10 to the test device 40 and inductive load Ld. Accumulates current). At a time t2 after a delay time of several microseconds, a gate driving voltage is applied to the upper and lower portions of the half-bridge structure by the gate emitter voltage of the IGBT under test through the test element 40. As a result, the collector current of the IGBT of the test device 40 is gradually increased.
상기 IGBT를 통해 증가되는 콜렉터 전류가 예상 전류치에 도달되는 t3 시간에 상기 테스트 소자(40)의 IGBT에 공급되는 게이트 구동 전압이 제어회로에 의해 제거된다. 이에 따라 유도성 부하(Ld)에 축적된 부하 전류는 대향되는 하측 순방향 회복 다이오드(42)로 전달되어 상기 테스트 소자(40)의 IGBT를 턴오프 시킨다.The gate driving voltage supplied to the IGBT of the test element 40 is removed by the control circuit at a time t3 when the collector current increased through the IGBT reaches an expected current value. Accordingly, the load current accumulated in the inductive load Ld is transmitted to the opposite lower forward recovery diode 42 to turn off the IGBT of the test device 40.
그리고, 수 마이크로 초가 경과된 t4 시간에 대향되는 순방향 회복 다이오드(42)로 전달되는 전류가 상승함에 따라 다이오드는 온되어 부하 전류가 점진적으로 IGBT로 전달된다. 증가되는 부하 전류에 의해 IGBT는 다시 턴온 되어 t3 시간일 때 흐른 콜렉터 전류에서 인가되는 부하 전류만큼의 소정 전류가 합쳐져 예상 턴오프 t5 시간까지 점차 그 크기가 증가한다.Then, as the current delivered to the forward recovery diode 42 which is opposed to t4 time, which has elapsed several microseconds, the diode is turned on so that the load current is gradually transferred to the IGBT. By increasing the load current, the IGBT is turned on again and the predetermined current equal to the load current applied from the collector current flowing at the time t3 is increased and gradually increases until the expected turnoff t5 time.
t5 시간이 될 경우 상기 테스트 소자(40)의 IGBT에 공급되는 게이트 구동 전압이 제어회로에 의해 제거되어 IGBT를 다시 턴오프 시킨다.When time t5 is reached, the gate driving voltage supplied to the IGBT of the test device 40 is removed by the control circuit to turn off the IGBT again.
그리고, t6 시간에서 상기 제어 스위치(20)의 게이트 구동전압이 차단되어 전원전압(Vcc)을 공급하지 않으므로 상기 테스트 소자(40)의 IGBT 스위칭 테스터가 종료된다.In addition, since the gate driving voltage of the control switch 20 is cut off at a time t6 and thus the power supply voltage Vcc is not supplied, the IGBT switching tester of the test device 40 is terminated.
그러나, IGBT의 스위칭 온 내지 오프 시에 고 전압 서프들(high voltage surfs)이 컬렉터 에미터간 전압에 부득이하게 발생된다. 전압 피크가 높은 컬렉터 전류의 증배율(multification factor)에 기인하여 정상적인 카운터파트(counterpart)보다 훨씬 낮게 되는 다이내믹 애벌란시 전압을 초과하게 될 경우 IGBT는 파괴된다.However, high voltage surfs are inevitably generated at the collector emitter voltage upon switching on or off of the IGBT. The IGBT is destroyed when the voltage peak exceeds the dynamic avalanche voltage, which is much lower than the normal counterpart due to the high multiplication factor of the collector current.
또한, 상기 제어 스위치(20)에 대용량의 IGBT를 사용하지 않을 경우 상기 테스트 소자(40)의 IGBT가 턴오프된 상태에서 순방향 회복 다이오드(42)를 통해 흐르는 전류는 유도성 부하(Ld)에 축적되지 않고, 상기 제어 스위치(20)를 거쳐 상기 DC 전압 공급부(10)로 흐르게 되어 전원 공급회로를 파괴시킬 수 있다.In addition, when a large capacity IGBT is not used for the control switch 20, a current flowing through the forward recovery diode 42 when the IGBT of the test device 40 is turned off is accumulated in the inductive load Ld. Rather, it flows through the control switch 20 to the DC voltage supply unit 10 to destroy the power supply circuit.
따라서, 종래에는 IGBT 스위칭 테스트 과정에서 발생되는 과전압 및 대용량의 IGBT를 사용하지 않을 경우 테스트 소자의 파괴 및 전원 공급 회로가 치명적인 손상을 받을 수 있는 문제점이 있었다.Therefore, in the related art, when the overvoltage and the large capacity IGBT generated during the IGBT switching test process are not used, the test device may be destroyed and the power supply circuit may be fatally damaged.
본 발명의 목적은 상기와 같은 종래 기술의 문제점을 해결하기 위하여 전원공급회로를 보호하기 위한 제어 스위치인 대용량 IGBT 없이 전원 공급회로와 테스트 소자를 전기적으로 분리시켜 스위칭 특성을 테스팅할 수 있는 고속 전력용 반도체 소자의 스위칭 테스트 장치를 제공하는데 있다.An object of the present invention is for high-speed power that can test the switching characteristics by electrically separating the power supply circuit and the test device without a large capacity IGBT which is a control switch for protecting the power supply circuit to solve the problems of the prior art as described above. The present invention provides a switching test apparatus for a semiconductor device.
상기 목적을 달성하기 위하여 본 발명의 장치는 교류 전압을 직류 전압으로 정류시키는 정류부; 상기 정류부의 직류전압을 공급받아 스위칭 신호에 응답하여 제 1 고전압을 발생하고, 릴레이 구동신호에 따라 승압된 전압을 제 1 커패시터에 충전시킨 후, 스위칭 테스트시 상기 충전된 전압을 부하 및 전력용 트랜지스터에 전원전압으로 공급하는 제 1 스위칭 레귤레이터; 상기 정류부의 직류전압을 공급받아 스위칭 신호에 응답하여 제 2 고전압을 발생하고, 릴레이 구동신호에 따라 승압된 전압을 제 2 커패시터에 충전시킨 후, 스위칭 테스트시 상기 충전된 전압이 상기 전력용 트랜지스터의 과전압을 제어하는 제 2 스위칭 레귤레이터; 및 상기 전력용 트랜지스터의 순방향 회복 시간 후, 상기 전력용 트렌지스터의 콜렉터 에미터간 전압을 상기 제 2 스위칭 레귤레이터의 충전전압으로 제한하는 제어 스위치를 구비하는 것을 특징으로 한다.In order to achieve the above object, the device of the present invention includes a rectifier for rectifying the AC voltage into a DC voltage; After receiving the DC voltage of the rectifier, a first high voltage is generated in response to a switching signal, and a voltage boosted according to a relay driving signal is charged to the first capacitor, and the charged voltage is applied to the load and power transistor during the switching test. A first switching regulator for supplying a power supply voltage to the power supply; After receiving the DC voltage of the rectifier, a second high voltage is generated in response to a switching signal, and the voltage boosted according to the relay driving signal is charged to the second capacitor. A second switching regulator for controlling the overvoltage; And a control switch for limiting the voltage between the collector emitters of the power transistor to the charging voltage of the second switching regulator after a forward recovery time of the power transistor.
도 1 은 종래 기술에 따른 반도체 소자의 스위칭 테스트 장치를 나타내는 회로도이다.1 is a circuit diagram showing a switching test apparatus of a semiconductor device according to the prior art.
도 2 는 도 1 의 동작 파형을 나타내는 파형도이다.FIG. 2 is a waveform diagram illustrating an operating waveform of FIG. 1.
도 3 은 본 발명에 따른 고속 전력용 반도체 소자의 스위칭 테스트 장치를 나타내는 회로도이다.3 is a circuit diagram showing a switching test apparatus of a high-speed power semiconductor device according to the present invention.
도 4 는 도 3 의 동작 파형을 나타내는 파형도이다.4 is a waveform diagram illustrating an operating waveform of FIG. 3.
*도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명** Description of the symbols for the main parts of the drawings *
10: DC 전압 공급부. 20,600: 제어 스위치.10: DC voltage supply. 20,600: control switch.
30: 전류감지부. 40: 테스트 소자.30: current sensing unit. 40: test element.
100: 정류부. 200: 제 1 스위칭 레귤레이터.100: rectification part. 200: first switching regulator.
300: 제 2 스위칭 레귤레이터. 400: IGBT.300: second switching regulator. 400: IGBT.
이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 발명을 상세하게 설명하고자 한다.Hereinafter, with reference to the accompanying drawings will be described in detail the present invention.
도 3 은 본 발명에 따른 고속 전력용 반도체 소자의 스위칭 테스트 장치를 나타내는 회로도의 일 실시예로서, 노이즈 제거 필터(110) 및 풀 브리지 다이오드(120)를 통해 교류 전압을 직류 전압으로 정류시키는 정류부(100)와, 상기 정류부(100)의 출력단자에 접속되어 직류전압을 스위칭 신호에 응답하여 제 1 고전압을 발생하고, 릴레이 구동신호에 따라 승압된 전압을 제 1 평활 커패시터(246)에 충전시킨 후, 상기 제 1 평활 커패시터(246)에 병렬로 접속된 유도성 부하(Ld) 및 전력용 트랜지스터에 공급하는 제 1 스위칭 레귤레이터(200)와, 상기 정류부(100)의 출력단자에 접속되어 직류전압을 스위칭 신호에 응답하여 제 2 고전압을 발생하고, 릴레이의 구동에 따라 승압된 전압을 제 2 평활 커패시터(346)에 충전시키는 제 2 스위칭 레귤레이터(300) 및 상기 전력용 트랜지스터(400)와 상기 제 2 스위칭 레귤레이터(300) 사이에 접속된 제어 스위치(500)로 구성된다.3 is a circuit diagram illustrating a switching test apparatus for a high-speed power semiconductor device according to an exemplary embodiment of the present invention, and includes a rectifying unit rectifying an AC voltage to a DC voltage through a noise removing filter 110 and a full bridge diode 120. 100 and a first high voltage connected to an output terminal of the rectifier 100 to generate a first high voltage in response to a switching signal, and charge the voltage boosted by the relay driving signal to the first smoothing capacitor 246. And a first switching regulator 200 for supplying an inductive load Ld connected in parallel to the first smoothing capacitor 246 and a power transistor, and an output terminal of the rectifying unit 100 to supply a DC voltage. A second switching regulator 300 and the power supply circuit for generating a second high voltage in response to the switching signal and charging the voltage boosted by the relay to the second smoothing capacitor 346 according to the driving of the relay; It consists of a control switch (500) connected between the register 400 and the second switching regulator (300).
상기 제 1 스위칭 레귤레이터(200)는 상기 정류부(100)의 출력단자에 권선비가 1:3인 제 1 변압기(214)가 접속되고 상기 변압기(214)의 1차측 권선에 제 1 n-채널 MOSFET(212)가 직렬로 접속되고 상기 변압기(214)의 2차측 권선에 제 1 다이오드(216)가 접속된 제 1 전압 정류 승압부(210)와, 상기 제 1 전압 정류 승압부(210)의 제 1 다이오드(216)에 직렬로 접속된 제 1 절환 스위치(220)와, 상기 제 1 절환 스위치(220)에 직렬로 제 1 저항(232)과 제 1 릴레이(234)가 접속된 제 1 방전부(230)와, 상기 제 1 방전부(230)의 제 1 저항(232)에 제 2 다이오드(242)와 제 1 인덕터(244)가 병렬로 접속되고, 상기 제 1 인덕터(244)에 제 1 평활 커패시터(236)가 병렬로 접속된 제 1 충전부(240) 및 상기 제 1 충전부(240)의 제 1 평활커패시터(246)에 병렬로 접속된 유도성 부하(Ld)로 구성된다.The first switching regulator 200 is connected to a first transformer 214 having a winding ratio of 1: 3 to the output terminal of the rectifier 100 and a first n - channel MOSFET (1) to the primary winding of the transformer 214. The first voltage rectifier booster 210 and the first voltage rectifier booster 210 of which the first diode 216 is connected to the secondary winding of the transformer 214 are connected in series. A first discharge switch 220 connected in series to the diode 216 and a first resistor 232 and a first relay 234 connected in series to the first switch 220; 230, a second diode 242 and a first inductor 244 are connected in parallel to the first resistor 232 of the first discharge part 230, and have a first smoothness to the first inductor 244. The capacitor 236 includes a first charging unit 240 connected in parallel and an inductive load Ld connected in parallel to the first smoothing capacitor 246 of the first charging unit 240.
상기 제 2 스위칭 레귤레이터(300)는 상기 정류부(100)의 출력단자에 권선비가 1:3인 제 2 변압기(314)가 접속되고 상기 변압기(314)의 1차측 권선에 제 2 n-채널 MOSFET(312)가 직렬로 접속되고 상기 변압기(314)의 2차측 권선에 제 3 다이오드(316)가 접속된 제 2 전압 정류 승압부(310)와, 상기 제 1 전압 정류 승압부(310)의 제 3 다이오드(316)에 직렬로 접속된 제 2 절환 스위치(320)와, 상기 제 2 절환 스위치(320)에 직렬로 제 2 저항(332)과 제 2 릴레이(334)가 접속된 제 2 방전부(330)와, 상기 제 2 방전부(330)의 제 2 저항(332)에 제 4 다이오드(342)와 제 2 인덕터(344)가 병렬로 접속되고, 상기 제 2 인덕터(344)에 제 1 평활 커패시터(346)가 병렬로 접속된 제 2 충전부(340)로 구성된다.The second switching regulator 300 has a second transformer 314 having a winding ratio of 1: 3 connected to an output terminal of the rectifying unit 100 and a second n - channel MOSFET (for a primary winding of the transformer 314). A third voltage rectifying booster 310 and a third voltage generator of the first voltage rectifying booster 310 having 312 connected in series and having a third diode 316 connected to the secondary winding of the transformer 314. A second discharge switch 320 connected in series to the diode 316, and a second discharge unit in which a second resistor 332 and a second relay 334 are connected in series to the second switch 320; 330, a fourth diode 342, and a second inductor 344 are connected in parallel to the second resistor 332 of the second discharge unit 330, and have a first smoothness to the second inductor 344. The capacitor 346 is composed of a second charging unit 340 connected in parallel.
상기 전력용 트랜지스터(400)는 에미터 및 콜렉터부분에 제 1 순방향 회복 다이오드(410)가 접속되고, 상기 콜렉터부분과 제 1 순방향 회복 다이오드(410)가 접속된 공통노드에 제 2 순방향 회복 다이오드(420)가 접속되어 있는 IGBT이다.In the power transistor 400, a first forward recovery diode 410 is connected to an emitter and a collector portion, and a second forward recovery diode is connected to a common node to which the collector portion and the first forward recovery diode 410 are connected. 420 is the IGBT to which it is connected.
도 4 는 본 발명에 따른 도 3 의 회로를 동작시킨 파형도로서, Vcc는 제 1 평활 커패시터에 충전된 전원전압, Vcl은 제 2 평활 커패시터에 충전된 클램프 전압, Vge(F)은 IGBT 게이트 구동전압, Ic는 IGBT에 흐르는 콜렉터전류를 나타낸다.4 is a waveform diagram of the circuit of FIG. 3 according to the present invention, Vcc is a power supply voltage charged in a first smoothing capacitor, Vcl is a clamp voltage charged in a second smoothing capacitor, and Vge (F) is an IGBT gate driving. The voltage, Ic, represents the collector current flowing through the IGBT.
도 3 내지 도 4 를 참조하여 보면, 본 발명은 상기 정류부(100)에서 200V 교류전압이 노이즈 제거 필터(110), 풀 브리지 다이오드(120)를 통과하여 직류 전압으로 정류된다.3 to 4, in the present invention, the 200 V AC voltage is rectified to the DC voltage through the noise removing filter 110 and the full bridge diode 120 in the rectifying unit 100.
그리고, 상기 정류부(100)를 통해 정류된 전압은 상기 제 1 전압 정류 승압부(210)로 입력되어 5A/500V 제 1 n-채널 MOSFET(212)가 30k㎒에서 스위칭될 경우 제 1 변압기(214)의 1차측 권선을 횡단하여 2차측 권선으로 1,000V의 고전압이 출력된다.The voltage rectified through the rectifying unit 100 is input to the first voltage rectifying booster 210 so that the first transformer 214 when the 5A / 500V first n - channel MOSFET 212 is switched at 30kMHz. A high voltage of 1,000V is output to the secondary winding across the primary winding of
상기 제 1 n-채널 MOSFET(212)가 스위칭되어 구동되기 시작하면 상기 제 1 절환 스위치(220)의 릴레이(222)는 닫히고, 상기 제 1 방전부(230)의 제 1 릴레이(234)는 열린다.When the first n - channel MOSFET 212 is switched and started to drive, the relay 222 of the first switch 220 is closed and the first relay 234 of the first discharge part 230 is opened. .
이에 따라 상기 제 1 다이오드(216)를 통해 다시 정류된 전압은 상기 제 1 절환 스위치(220)를 거쳐 상기 제 1 충전부(240)로 입력된다. 상기 제 1 충전부(240)는 상기 제 1 변압기(214)의 2차측 권선에 공급된 고전압을 상기 제 1 인덕터(244)를 통하여 제 1 평활 커패시터(246)로 충전한다.Accordingly, the voltage rectified again through the first diode 216 is input to the first charging unit 240 via the first switching switch 220. The first charging unit 240 charges the high voltage supplied to the secondary winding of the first transformer 214 to the first smoothing capacitor 246 through the first inductor 244.
그리고, 상기 제 1 평활 커패시터(246)내의 충전된 전압이 전원전압(Vcc)에 도달하는 t2 시간에서 상기 제 1 전압 정류 승압부(210)의 제 1 n-채널 MOSFET(212)는 턴오프되어 상기 제 1 충전부(240)의 충전을 종료한다.The first n - channel MOSFET 212 of the first voltage rectifying booster 210 is turned off at a time t2 when the charged voltage in the first smoothing capacitor 246 reaches the power supply voltage Vcc. The charging of the first charging unit 240 ends.
또한, 상기 제 1 n-채널 MOSFET(212)이 스위칭되어 상기 제 1 충전부(240)를 통해 제 1 평활 커패시터(246)의 충전이 시작되는 t1 시간에서상기 제 2 전압 정류 승압부(310)의 제 2 n-채널 MOSFET(312)도 동시에 턴온 한다.In addition, at the time t1 when the first n - channel MOSFET 212 is switched to start charging of the first smoothing capacitor 246 through the first charging unit 240, the voltage of the second voltage rectifying booster 310 is increased. The second n - channel MOSFET 312 also turns on at the same time.
이에 따라 상기 제 2 전압 정류 승압부(310)를 통해 공급되는 고전압은 상기 제 2 절환 스위치(320)가 닫힌 상태이므로 상기 제 2 충전부(340)로 입력되어 제 2 평활 커패시터(346)에 상기 전압을 충전한다.Accordingly, the high voltage supplied through the second voltage rectifying booster 310 is input to the second charging unit 340 because the second switching switch 320 is closed, so that the voltage is supplied to the second smoothing capacitor 346. To charge.
본 발명에서 상기 제 1 변압기(214)는 1:3의 권수비를 가지는 반면에 상기 제 2 변압기(314)는 1:5의 권수비를 가지므로 4700㎌/400V의 특성을 가지는 전해질 커패시터들을 사용할 경우 상기 제 1 스위칭 레귤레이터(200)를 통해 1000V 정격전압이 출력되고, 상기 제 2 스위칭 레귤레이터(300)를 통해 1600V의 정격전압이 출력된다.In the present invention, since the first transformer 214 has a turn ratio of 1: 3, the second transformer 314 has a turn ratio of 1: 5, and thus, when using electrolytic capacitors having a characteristic of 4700 kV / 400 V, The rated voltage of 1000V is output through the first switching regulator 200, and the rated voltage of 1600V is output through the second switching regulator 300.
상기 제 1 및 제 2 절환 스위치(220,320)는 이하의 상기 IGBT(400)의 스위칭 테스트 기간 중 오픈된 상태로 유지된다.The first and second switching switches 220 and 320 remain open during the switching test period of the IGBT 400 described below.
그리고, 상기 제 2 충전부(340)의 출력이 미리 정한 충전전압 Vcl로 되는 t3 시간에서 상기 제 2 n-채널 MOSFET(312)는 턴오프되어 상기 제 2 평활 커패시터(346)의 충전을 종료한다.The second n - channel MOSFET 312 is turned off at the time t3 at which the output of the second charging unit 340 becomes the predetermined charging voltage Vcl to terminate the charging of the second smoothing capacitor 346.
소정시간이 지연된 t4 시간에서 상기 IGBT(400)의 게이트로 제 1 게이트 구동 펄스가 인가되어 상기 제 1 평활 커패시터(246), 유도성 부하(Ld) 및 테스팅 중에 있는 IGBT(400)를 통하여 전류 통로가 형성된다.At a time t4 at which a predetermined time is delayed, a first gate driving pulse is applied to the gate of the IGBT 400 to pass a current path through the first smoothing capacitor 246, the inductive load Ld, and the IGBT 400 under testing. Is formed.
상기 유도성 부하(Ld)내의 콜렉터 전류(Ic)는 상승하기 시작하여 전류가 예상된 값에 도달되는 t5 시간에서 상기 IGBT(400)의 게이트 전압력은 제어 회로에 의해 제거되어 상기 IGBT(400)를 턴오프 시킨다.At the time t5 when the collector current Ic in the inductive load Ld starts to rise and the current reaches an expected value, the gate voltage force of the IGBT 400 is removed by a control circuit to remove the IGBT 400. Turn off.
이때, 부하 전류는 상기 IGBT(400)의 에미터를 거쳐 대향된 제 1 및 제 2 순방향 회복 다이오드(410,420)에 의해 수반된다. 그리고, 부하 전류가 무시될 수 있는 1∼5㎲의 지연시간이 경과된 t6 시간에서 상기 IGBT(400)는 다시 턴온되어 그 턴온 특성을 테스팅한다. 이와 동시에 순방향 회복 다이오드의 역회복 성능도 측정될 수 있다.At this time, the load current is carried by the first and second forward recovery diodes 410 and 420 opposed through the emitter of the IGBT 400. The IGBT 400 is turned on again to test the turn-on characteristic at a time t6 after a delay time of 1 to 5 kHz that the load current can be ignored. At the same time, the reverse recovery performance of the forward recovery diode can be measured.
그리고, 상기 IGBT(400)의 게이트로 제 2 게이트 구동 펄스가 인가되는 t6 시간에 콜렉터 전류(Ic)는 소정크기로 증가된 부하전류와 합쳐져 점차 증가된다.In addition, at a time t6 when the second gate driving pulse is applied to the gate of the IGBT 400, the collector current Ic is gradually increased in combination with the load current increased to a predetermined size.
이때, 상기 제 1 및 제 2 충전부(240,340)의 각 전압들(Vcc,Vcl)은 상기 제 1 및 제 2 방전부(230,330)의 릴레이(234,334)들을 턴온하여 방전시킨다.In this case, the voltages Vcc and Vcl of the first and second charging units 240 and 340 turn on and discharge the relays 234 and 334 of the first and second discharge units 230 and 330.
상기 콜렉터 전류(Ic)는 상승하기 시작하여 전류가 예상된 값에 도달되는 t7 시간에서 상기 IGBT(400)의 게이트 전압력은 제어 회로에 의해 제거되어 상기 IGBT(400)를 턴오프 시킨다.The gate voltage force of the IGBT 400 is removed by a control circuit to turn off the IGBT 400 at time t7 when the collector current Ic starts to rise and the current reaches an expected value.
그리고, 상기 제 1 및 제 2 충전부(240,340)의 제 1 및 제 2 평활 커패시터(246,346)를 통해 충전된 각 전압들(Vcc,Vcl)이 완전히 방전되는 t8 시간에서 상기 IGBT(400)의 스위칭 테스트는 종료된다.In addition, the switching test of the IGBT 400 at a time t8 when each of the voltages Vcc and Vcl charged through the first and second smoothing capacitors 246 and 346 of the first and second charging units 240 and 340 is completely discharged. Ends.
본 발명은 고속 전력형 반도체 소자인 IGBT(400)를 테스트하는 동안 상기 IGBT(400)로 게이트 구동전압이 인가되는 시점에서 상기 제 1 및 제 2 절환 스위치(220,320)의 릴레이와 상기 제 1 및 제 2 방전부(230,330)의 릴레이들(234,334)을 동시에 열리게 함으로서 전원으로부터 테스트 소자를 전기적으로 분리시킨다.According to the present invention, a relay of the first and second switching switches 220 and 320 and the first and second switches are applied when a gate driving voltage is applied to the IGBT 400 while the IGBT 400 is a high-speed power semiconductor device. The relays 234 and 334 of the two discharge parts 230 and 330 are simultaneously opened to electrically separate the test device from the power supply.
그리고, 상기 IGBT(4000)의 컬렉터 에미터간 전압이 턴온 내지 턴오프시 상기 IGBT(400)의 콜렉터 에미터간 전압은 제 2 스위칭 레귤레이터(300)의 출력전압인 클램프전압과 동일하게 클램핑된다.When the voltage between the collector emitters of the IGBT 4000 is turned on or off, the voltage between the collector emitters of the IGBT 400 is clamped to be equal to the clamp voltage which is the output voltage of the second switching regulator 300.
그러므로, 상기 IGBT(400)의 콜렉터 에미터간 전압이 상기 2 스위칭 레귤레이터(300)의 클램프전압을 초과하는 경우에 큰 서핑전류가 발생할지라도 상기 제어 스위치(500)를 통하여 흐르게 되어 과전압으로 인한 반도체 소자의 파괴를 미연에 방지한다.Therefore, even when a large surf current occurs when the voltage between the collector emitters of the IGBT 400 exceeds the clamp voltage of the two switching regulators 300, the current flows through the control switch 500 so that the Prevent destruction.
따라서, 본 발명은 IGBT 스위칭에 있어서의 안전 작동에 임계적인 영향을 미치는 높은 다이내믹 전력 피크를 피할 수 있으며 테스트 회로와 반도체 소자를 전기적으로 분리시킬 수 있으므로 IGBT 소자가 파괴되더라도 안전하게 테스트 회로를 보호할 수 있다.Therefore, the present invention can avoid high dynamic power peaks that critically affect the safe operation of IGBT switching and can electrically isolate the test circuit from the semiconductor device, thus protecting the test circuit safely even if the IGBT device is destroyed. have.
본 발명은 릴레이를 사용하여 DC 공급전원과 반도체 소자를 전기적으로 분리시킬 수 있어 스위칭 테스트시 IGBT 파괴시에도 테스터 회로를 안전하게 보호할 수 있으며 또한, 테스트 중에 있는 IGBT의 과전압을 클램핑 전압으로 제어시켜 반도체 소자의 안전 동작을 유지시킬 수 있는 효과가 있다.According to the present invention, the DC power supply and the semiconductor device can be electrically separated using a relay, so that the tester circuit can be safely protected even when the IGBT breaks down during the switching test, and the overvoltage of the IGBT under test is controlled by the clamping voltage. There is an effect that can maintain the safe operation of the device.
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