KR19980020600A - 영전압 스위칭 3-레벨 보조 공진 폴 인버터 - Google Patents

영전압 스위칭 3-레벨 보조 공진 폴 인버터 Download PDF

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Abstract

본 발명은 영전압 스위칭 3-레벨 보조 공진 폴 인버터에 관한 것으로, 두개의 양방향 스위치와 하나의 공진인덕터로 구성되어 공진인덕터와 보조소자들은 인버터 폴에 병렬로 연결되어 보조회로가 구성되고, 상기 보조회로의 각 양방향 스위치는 분압된 입력캐패시터의 중성점에 연결되어 있고, 주 소자의 전압 상승율을 제한하기 위해 세개의 공진 캐패시터가 주 소자 양단과 출력단자와 중성점 사이에 접속되어 구성된 것으로 기존의 2-레벨 보조 공진 폴 인버터와 3-레벨 인버터의 장점을 가지도록 구성되었다. 공진인덕터 전류의 실효치 정격은 작아도 무방하며, 주 소자를 오프시키는 데에 작은 실효치 정격의 보조소자로도 충분하다. 또한 전압 불균형 없이 두개의 스위칭 소자를 직렬로 동작시킬 수 있으므로 고압, 대용량화는 물론 출력측에서 낮은 고조파가 생성되며, 보조 회로의 동작에 의해 주스위칭 소자는 전압과 전류 스트레스의 증가없이 영전압 스위칭을 얻을 수 있는 영전압 스위칭 3-레벨 보조 공진 폴 인버터에 관한 것이다.

Description

영전압 스위칭 3-레벨 보조 공진 폴 인버터
본 발명은 영전압 스위칭 3-레벨 보조 공진 폴 인버터에 관한 것으로, 2-레벨 공진 폴 인버터의 개념을 확장하여 하나의 공진인덕터와 두 개의 양방향 스위치로 구성된 보조회로의 동작에 의해 주 소자는 전압과 전류의 스트레스의 증가없이 영전압 스위칭이 얻어지고, 보조소자는 영전류 스위칭을 하여 종래보다 큰 용량을 가질 수 있는 영전압스위칭 3-레벨 보조 공진 폴 인버터에 관할 것이다.
종래에 있어서, 전력용 반도체 소자 기술의 상당한 진보에 부흥하여 IGBT와 MCT 같은 스위칭 소자는 스너버회로나 소프트 스위칭 회로없이 1~10㎑의 동작이 쉽게 이루어진다. 그러므로 500KW이하의 인버터에서는 소프트 스위칭의 필요성이 점차 줄어들고 있다. 그러나 MW급의 대용량 인버터에서는 스위칭 소자로 아직 GTO가 쓰이며 소자의 di/dt와 dv/dt를 제한하기 위한 스너버 회로가 반드시 요구된다. 대용량 GTO 인버터에서 스너버에 따라 전력회로의 신뢰성 및 특성이 많이 좌우되므로 스너버 설계기술이 상당히 중요하다. 또한 스너버 에너지가 일반적으로 매우 크기 때문에 이 에너지를 전원쪽으로 돌려주기 위한 별도의 전원장치가 요구된다. 이러한 스너버 회로는 소프트 스위칭 기법을 적용함으로써 제거할 수 있으며 이에 따라 상당한 스위칭 손실 저감과 낮은 가청 소음 그리고 전자기 간섭(EMI : Electromagnetic interface)감소 등을 기할 수 있으며 동작주파수를 증가시킬 수 있어 전체 시스템의 신뢰성 및 효율의 향상을 도모할 수 있었다. 그러나 대용량 회로에 소프트 스위칭 기법을 적용하는 것은 소자수와 소자 전압 또는 전류 정격의 상당한 증가를 초래하므로 많은 제약이 있었다. 그리고, 스위칭 소자와 수동 소자의 부가적인 도통 손실로 인해 소프트 스위칭으로 얻어지는 이점이 많이 감소되는 문제점이 있었다.
최근 대용량 인버터에의 적용을 위해서 제시된 소프트 스위칭 기법들 중에서 보조 공진 폴 인버터(ARCPI : Auxiliary Resonant Commutated Pole Inverter)가 관심의 대상이 되고 있다. 보조 공진 폴 인버터의 보조회로는 각 폴에 하나의 양방향 스위치와 공진 인덕터로 구성되어 있으며, 인버터 폴과 병렬로 배치되어 있다. 이 보조회로에 의해 보조 공진 폴 인버터(ARCPI)는 주 소자의 영전압 스위칭과 작은 전류스트레스 그리고 보조소자의 영전류 스위칭과 같은 많은 장점을 가지며 전류스트레스가 작아서 대용량 분야(0.5~1MVA)에 효과적으로 적용할 수 있다. 보조회로에 사용되는 스위칭 소자로는 저가의 싸이리스터(Thyrister)가 쓰일 수 있다. 보조 회로에 의해 제어회로 부분이 기존의 하드스위칭 방식의 인버터에 비해 다소 복잡해지지만 대용량 인버터의 전체 규모와 비교해 볼 때 차지하는 비중이 작기 때문에 큰 문제가 되지 않는다.
도 6은 종래에서 가장 일반적인 에너지 회생 스너버 회로를 갖는 3-레벨 인버터의 회로도를 도시한 것으로, Ls1과 Cs1은 S1과 S3의 di/dt와 dv/dt를 제한한다. 마찬가지로, Ls2, Cs2는 S2와 S4의 di/dt와 dv/dt를 제한한다. Ls1(Ls2)과 Cs1(Cs2)의 스너버 에너지는 일시적으로 Cc1(Cc2)에 저장되었다가 DC/DC 컨버터를 통해 전원 캐패시터로 되돌아간다. DC/DC 컨버터의 정격은 전적으로 스너버 회로의 파라미터 Ls와 Cs, 그리고 스위칭 주파수에 의존한다. 저 주파수(300~400Hz)의 동작에서는 두 대의 DC/DC 컨버터의 정격이 통상 전체전력의 1~2%가 된다. 이것은 상당한 전력이며 예로, 1MW의 인버터에서 10~20KW에 달한다. 만약, 스위칭 주파수가 1~2㎑로 올라가면, 약 30~60kW가 된다. 이것으로 인해 대용량 GTO 인버터에서 최대 스위칭 주파수가 제한된다.
도 7은 스너버회로를 적용한 인버터와 보조 공진 폴 인버터의 전형적인 파형을 나타내는 도면으로, 스너버회로 적용의 경우 스위칭 주기 동안에 첨두치 소자 전류와 전압을 갖는다. 이것은 스너버회로가 주 전력이 흐르는 경로에 위치하기 때문이다. 첨두 전압은 일반적으로 입력전압 Vs의 15~30%이며, 이로 인해 높은 전압 정격의 주소자가 사용되어야 한다. 스너버 인덕터는 높은 rms전류 정격이 요구되며 결과적으로, 전체효율이 감소된다. 그렇지만, 보조 공진 폴 인버터의 파형은 스위칭 주기 동안에 첨두전류나 전압이 없다. 이것은 공진 인덕터가 인버터 폴과 병렬로 연결되어 있기 때문이다. 따라서 작은 rms 전류 정격의 인덕터가 사용될 수 있으며, 주 소자의 정격 또한 낮아질 수 있다.
도 13은 스너버 적용 인버터와 보조 공진 폴 인버터의 회로 복잡성을 비교한 것으로, 소자의 스트레스와 각 소자의 정격은 스위칭 주기에 대한 스위칭 전환 주기의 시비율이 0.1이라는 가정과 함께 개략적으로 추정하였다. 스너버 적용 인버터의 경우 보조 공진 폴 인버터 보다 많은 소자가 필요되며 대부분의 소자들은 더 높은 정격의 소자가 요구됨을 알 수 있다. 더욱이, 두개의 클램프 캐패시터의 두대의 DC/DC 컨버터로 인해 회로는 보다 복잡해지며 인버터 시스템의 가격 또한 상승된다. 보조 공진 폴 인버터에서 제어회로의 복잡함에 따른 가격 상승 효과는 MW급 시스템에서는 거의 무시할 만하다. 그러므로 보조 공진 폴 인버터는 더 높은 효율과 낮은 가격으로 대용량 시스템을 구현할 수 있다.
본 발명은 상기와 같은 소프트 스위칭 기법을 적용한 공진 폴 인버터에 있어서, 새로운 방식인 영전압 스위칭 3-레벨 보조 공진 폴 인버터를 제공함이 그 목적으로 보조회로는 두 개의 양방향 스위치와 하나의 공진인덕터로 구성되며, 기종의 2-레벨 보조 공진 폴 인버터와 3-레벨 인버터의 장점을 가지도록 구성되었다. 소프트 스위칭을 하는 대용량 컨버터에서 높은 효율을 얻기 위해서는 보조소자에 의해 주소자가 부가적인 전압과 전류 스트레스를 가져서는 안되며, 출력전류의 경로상에 보조소자와 공진인덕터가 있어서는 안된다. 따라서 본 발명에서 공진인덕터와 보조소자들은 인버터 폴에 병렬로 연결되어 있다. 보조소자에 흐르는 공진인덕터 전류의 첨두치는 보통 1.3 내지 1.8p.u.이지만, 시비율은 1:10 내지 1:20으로 매우 작다. 따라서 공진인덕터 전류의 실효치 정격은 작아도 무방하며, 주 소자를 오프시키는 데에 작은 실효치 정격의 보조소자로도 충분하다. 또한 전압 불균형 없이 두개의 스위칭 소자를 직렬로 동작시킬 수 있으므로 고압, 대용량화는 물론 출력측에서 낮은 고조파가 생성되며, 보조 회로의 동작에 의해 주스위칭 소자는 전압과 전류 스트레스의 증가없이 영전압 스위칭을 얻을 수 있다.
도 1은 본 발명의 회로구성도
도 2는 본 발명의 출력전류가 큰 값일 경우의 동작 모드도
도 3은 출력전류가 작을시 세분한 동작모드도
도 4는 도 2의 동작파형도
도 5는 낮은 출력에서의 주 스위치오프시 동작파형도
(a)는 보조전류회로가 없을 경우
(b)는 보조전류회로 동작시
도 6은 에너지 회생 스너버 회로를 갖는 3-레벨 인버터 회로도
도 7은 전형적인 스위칭 파형 비교도
(a)는 스너버회로를 적용한 경우
(b)는 보조 공진 폴 인버터의 경우
도 8은 실시예의 회로구성도
도 9는 전 부하에서의 출력전압과 출력전류 및 공진전류 파형도
도 10은 다이오드 오프시의 확대파형도
(a)는 보조스위치가 싸이리스터인 경우
(b)는 보조스위치가 싸이리스터와 직렬로 다이오드가 연결된 경우
도 11은 큰 전류에서 스위치 오프시 확대파형도
도 12는 스위치 오프시의 확대파형도
(a)는 낮은 전류시
(b)는 낮은전류에서 보조 공진 폴 동작이 이루어질 경우
도 13 회로 복잡성 비교도
*도면중 주요 부분에 대한 부호의 설명*
1 : 보조회로2 : 입력 캐패시터 중성점
3 : 주 소자4, 4' : 인버터 폴
5 : 출력단자
이하, 첨부 도면을 참조하여 본 발명의 회로구성 및 작용효과에 대해 알아보면, 도 1에 도시한 바와 같이 본 발명의 회로구성은 하나의 공진인덕터(Lr)와 인버터 폴(4),(4')에 병렬로 연결된 두 개의 양방향 스위치(A1, A2), (A3, A4)에 의해 보조회로(1)가 구성되고, 상기 보조회로(1)의 각 양방향 스위치(A1, A2), (A3, A4)는 분압된 입력캐패시터의 중성점(2)에 연결되어 있고, 주 소자(3)의 전압 상승율을 제한하기 위해 주소자(3) 양단에 공진캐패시터(C1), (C2)와 출력단자(5)와 입력 캐패시터 중성점(2) 사이에 공진 캐패시터(C3)가 접속되어 구성된다.
상기와 같이 구성된 본 발명의 동작을 16개 모드로 나누어 설명하며 도 2와 도 4는 각각 출력전류가 양의 큰 값일 때이 동작 모드와 동작파형을 도시한 것이다. 또한 동작원리를 간략화하기 위해서 모든 소자들은 이상적이고 출력전류는 일정하다고 가정한다.
모드 1 (스위치 S1, S2 온)
부하전류가 스위치 S1과 S2를 통해 흐른다.
모드 2 (스위치 S2 온)
스위치 S1을 턴-오프하면, 부하 전류는 캐패시터 C1을 충전시키고, 동시에 캐패시터C3를 방전시킨다. 부하전류가 일정하므로 도 4에 도시한 바와 같이 캐패시터 전압은 선형적으로 증가하거나 감소한다. 만약 C1과 C3의 합이 충분히 크다면, 스위치 S1의 턴-오프 손실은 거의 없다. 소자 전압의 상승율은 다음과 같이 얻어진다.
여기서, Cr=C1+C2=C1+C3이다.
모드 3 (스위치 S2, 다이오드 Da 온)
캐패시터 C3의 전압이 0에 도달할 때, 다이오드 Da는 턴-온되고 스위치 S3는 영전압 상태에서 턴-온된다. 출력단자는 중성점에 접속된다.
모드 4 (다이오드 D3 온)
스위치 S2를 턴-오프하면, 부하전류를 통해 캐패시터 C3는 -V(음전압)로 충전되고 캐패시터 C2는 다이오드 D2를 통하여 0으로 방전한다. Cr이 충분히 크다면 이 턴-오프 과정은 무손실로 이루어질 수 있다. 출력전압은 식(1)과 같은 기울기로 선형적으로 감소된다.
모드 5 (다이오드 D3, D4 온)
캐패시터 C2의 전압이 0에 도달할 때, D4는 턴-온되고 부하전류는 다이오드 D4와 D3를 통해 흐른다. 이 모드 동안에 스위치 S4는 영전압 조건으로 턴-온 된다. 출력단자는 중성점의 아래측 스위치들에 접속되게 된다.
모드 6 (다이오드 D3, D4, 싸이리스터 A3 온)
다이오드 D3와 D4를 턴-오프하기 위해 싸이리스터 A3가 턴-온 된다. 공진 인덕터전류는 Vs/ (2Lr)의 기울기로 증가된다. 공진 인덕터 전류가 선형적으로 증가하여 부하전류에 도달하며, D3와 D4는 턴-오프 하게 된다.
모드 7 (스위치 S3, S4, 싸이리스터 A3 온)
소자들과 스위치의 도통손실로 인해 스위치 S2의 영전압 스위칭 턴-온은 이루어지지 않을 수 있다. 영전압 스위칭을 보장하기 위해 공진인덕터 전류는 도 4에 도시한 바와 같이 특정한 값 Ib로 스위치 S3와 S4를 통해 초기화 된다.
모드 8 (스위치 S3, 싸이리스터 A3 온)
스위치 S4를 텅-오프하므로 공진인덕터 Lr, 캐패시터 C2 및 C3는 공진을 시작하고 C2와 C3의 전압은 도 4에서 도시한 것과 같이 증가된다. 캐패시터 C2 전압과 인덕터 전류는 다음과 같이 표현된다.
모드 9 (스위치 S3, 다이오드 Db, 싸이리스터 A3 온)
캐패시터 C2의 전압이 Vs에 도달하면 다이오드 Db는 턴-온 된다. 공진인덕터에 남아있는 에너지는 도 2에 도시한 바와 같이 스위치 S3와 다이오드 Db를 통해 전원으로 회생된다. 이 모드 동안에 스위치 S2는 영전압으로 턴-온 시킬수 있다.
모드 10 (스위치 S2, 다이오드 Da, 싸이리스터 A3 온)
인덕터 전류가 Io보다 작을 때, 스위치 S3와 다이오드 Db를 통해 흐르는 전류는 다이오드 Da와 스위치 S2를 통해 흐르게 된다. 인덕터 전류는 Vs/(Lr)의 기울기로 감소된다. 이 모드의 끝에서 Ir은 0에 도달하고 싸이리스터 A3는 영전류로 턴-오프 된다.
모드 11 (스위치 S2, S3, 다이오드 Da 온)
인덕터 전류가 0에 도달될 때 싸이리스터 A3는 그 전류값이 0이 되므로 자연 소호된다. 부하전류는 다이오드 Da와 스위치 S2를 통해 흐르고 출력은 중성점에 연결된다. 모드 3과 동일한 모드이다.
모드 12 (스위치 S2, 다이오드 Da, 싸이리스터 A2 온)
다이오드 Da를 오프하기 위해 싸이리스터 A2를 턴-온하며 인덕터 전류는 선형적으로 증가된다. 인덕터 전류가 부하 전류보다 클 때 Da는 턴-오프 된다.
모드 13 (스위치 S3, 다이오드 Db, 싸이리스터 A2 온)
모드 7에서와 같은 이유로 공진 인덕터 전류는 스위치 S3와 다이오드 Db를 통해 Ib까지 초기화 되어 진다.
모드 14 (다이오드 D2, 싸이리스터 A2 온)
스위치 S3를 오프하므로 공진인덕터 Lr, 캐패시터 C1 그리고 캐패시터 C3는 공진을 시작하며 출력전압은 정현파로 증가한다.
모드 15 (다이오드 D1, D2, 싸이리스터 A2 온)
캐패시터 C1의 전압이 0에 도달할 때, 다이오드 D1이 턴-온 된다. 따라서, 스위치 S1의 영전압 턴-온이 이뤄진다. 공진인덕터 Lr에 남아 있는 에너지는 다이오드 D1과 D2를 통해 전원으로 되돌려진다.
모드 16 (스위치 S1, S2, 싸이리스터 A2 온)
Ir이 Io보다 작을 때 다이오드 D1과 D2는 턴-오프되고, 결과적으로 스위치 S1과 S2는 턴-온한다. 그리고, 인덕터 전류는 계속 감소한다. 이 모드의 끝에서 Ir은 0에 도달하고 싸이리스터 A2는 영전류로 자연 소호된다. 이 모드 이후는 모드 1로 돌아가 다시 반복된다.
입력 전원의 중성점을 기준으로 해서 상단의 스위치 군에서 하단의 스위치 군으로 동작될 때(모드 1에서 모드 5) 보조회로의 동작없이 영전압 스위칭 조건이 얻어진다. 마찬가지로, Io가 음의 값으로 하단의 스위치 군에서 상단의 스위치 군으로 스위칭이 이루어질 때도 보조회로의 동작없이 영전압 스위칭이 이뤄진다. 모드 2와 모드 4의 스위칭 주기는 부하 전류의 크기에 의존하며, 만약 부하 전류가 작으면 이 구간은 상당히 넓어진다. 이 문제는 보조회로 동작에 의해 해결할 수 있다. 도 3과 도 5는 양의 경부하에서의 동작모드와 파형을 나타낸다. 모드 2(또는 모드 4)는 다음과 같이 세가지 모드로 나눌 수 있다.
모드 2a (스위치 S1, S2, 싸이리스터 A1 온)
싸이리스터 A1을 턴 온하며 인덕터 전류를 전류치 Ib까지 증가시킨다.
모드 2b (스위치 S2, 싸이리스터 A1 온)
스위치 S1을 턴-오프하면, 공진인덕터 Lr과 캐패시터 C1 그리고 C3는 도 3에 도시한 바와 같이 공진한다. 빠른 공진과정과 완전한 영전압이 얻어진다.
모드 2c (스위치 S2, 다이오드 Da, 싸이리스터 A1 온)
캐패시터 C1의 전압이 Vs에 도달되면 Da는 턴-온되고 공진인덕터에 남은 에너지는 다이오드 Da와 스위치 S2를 통해 전원측 캐패시터로 회생된다.
모드 1서 모드 11까지 완전한 영전압 스위칭을 얻기 위해, 스위치 S1은 병렬 다이오드가 도통할 때 턴-온하여야 한다. 그러나 공진에서는 소자와 각 요소의 손실이 존재하므로 이를 보상하는 승압전류구간이 없다면 병렬다이오드 D1은 결코 턴-온되지 않을 것이다.
그러므로 공진인덕터 전류는 완전한 영전압 스위칭을 얻기 위해 부하전류 이상으로 초기화되어야 한다. 여기서, 승압전류 Ib는 주의 깊게 설정되어야 한다. 만약, Ib가 너무 작으면 D1의 도통시간이 너무 짧아서 S1의 게이트 신호에 여유가 없으며, 만약 Ib가 너무 크면 보조호로의 도통 손실은 상당히 커진다. 그러므로 Ib는 두 가지의 파라미터에서 절충하여 선정되어야 한다.
낮은 출력 전류에서 스위치를 오프할 때, 빠른 스위칭 전환이 이루어져야 한다. 이것의 임계 수준은 다음 식으로 결정된다.
여기서, Tmax는 최대 스위칭 전환 시간이다. 제어회로의 설계에서 가장 고려해야 할 중요한 기준은 Ith+I가 부하전류의 첨두치를 초과하지 않도록 임계수준을 설정해야 한다는 것이다. 이 기준이 충족되면, 주 스위치들은 동급의 하드 스위칭 컨버터에 비해 더 큰 전류를 소호하지 않아도 된다. 그렇지 않다면, 주 소자는 더 높은 턴-오프 용량이 요구되며 보조 소자는 상당한 도통 손실의 증가가 생긴다.
보조 공진 폴 인버터의 동작과 손실은 보조 공진 인덕터 Lr과 공진 캐패시터 Cr의 선택에 의존한다. 이 공진 요소의 값을 선택하는 데에는 몇가지 상충되는 문제가 있다. 큰 Cr은 낮은 턴-오프손실을 가져온다. GTO와 같은 대용량 전력소자는 상당한 테일타임(tail time)(10~50us)을 가지므로 큰 Cr에 의한 저감된 스위칭 손실은 보조회로에 의해 증가된 손실분 보다 크다. 더욱이 손실면에서 공진소자 Lr과 Cr은 주소자에 인가되는 최대 di/dt와 dv/dt 스트레스에 따라 얻을 수 있는 최대 스위칭 주파수를 결정한다.
[실시예]
본 발명인 영전압 스위칭 3-레벨 보조 공진 폴 인버터의 동작을 검증하기 위한 일 실시예로서 4㎑, 10kW의 컨버터를 제작하였다. 회로 구성 및 각 소자의 값들은 도 8에 도시한 바와 같다. 주 스위칭 소자는 시험의 용이성을 위해 GTO 대신 구동이 쉬운 IGBT를 사용하였으며 2MBI200L-060(600V/200A)을 채택하였다. 그리고 보조 스위칭 소자는 빠른 회생 싸이리스터(fast recovery thyrister) S2800(600V/10A)을 사용하였다. 입력 캐패시터의 전압 균형을 위해 4개의 저항이 입력캐패시터에 병렬로 연결되었다. 3-레벨 공진 폴 인버터에서는 이러한 입력 캐패시터의 전압 불균형 문제가 전혀 없으므로 별도의 밸런싱 저항을 필요로 하지 않는다. 부하로는 100uH의 인덕터가 입력 전원의 중성점에 접속되었다. 출력 전압은 모든 가능한 동작 모드를 나타내기 위해 적절히 제어되었다. 도 9는 전부하에서의 전류 그리고 공진 인덕터 전류를 나타낸다. 보조회로는 매번 다이오드 오프시에 동작한다. 도 10 (a)는 도 9의 확대 파형을 나타낸다. 보조 싸이리스터 A3는 D4를 오프시키고 S2를 영전압 턴-온시키기 위해 턴-온 된다. 역 회복 전류가 존재하므로 이로 인한 손실이 상당하고 대용량 응용분야에서는 부가적인 스너버 회로가 필요하게 된다. 이 문제는 도 10 (b)에서 나타낸 것처럼 싸이리스터에 직렬로 빠른 역회복 특성을 갖는 다이오드를 연결하여 해결할 수 있다. 도 11은 큰 전류가 흐르는 스위치의 전류파형을 보여준다. 도시한 바와 같이 영 전압 스위칭이 보조회로의 동작없이 이뤄진다. 이 과정에서 약 2us의 시간이 걸린다. 도 12(a)는 낮은 전류 파형을 나타낸다. 동작 시간은 다소 긴 약 4us이다. 빠른 스위칭 동작 시간은 도 12 (b)에서 보여진 것처럼 보조 회로의 동작에 의해 이뤄진다. 모든 파형들이 이론적인 것과 잘 일치함을 알 수 있다.
이상에서 설명한 바와 같은 회로 구성 및 특성을 가지는 본 발명에 의해서 얻을 수 있는 효과는, 하나의 공진인덕터와 두 개의 양방향 스위치로 구성된 보조회로의 동작에 의해 주 소자는 전압과 전류의 스트레스의 증가없이 영전압 스위칭이 얻어지고, 보조소자는 영전류 스위칭을 하여 종래보다 큰 용량을 가질 수 있다는 것이다.

Claims (4)

  1. 하나의 공진인덕터(Lr)와 인버터폴(4),(4')에 병렬로 연결된 두 개의 양방향 스위치(A1, A2), (A3, A4)에 의해 보조회로(1)가 구성되고, 상기 보조회로(1)이 각 양방향 스위치(A1, A2), (A3, A4)는 분압된 입력캐패시터의 중성점(2)에 연결되어 있고, 주 소자(3)의 전압 상승율을 제한하기 위해 주 소자(3) 양단에 공진캐패시터(C1), (C2)와 출력단자(5)와 입력 캐패시터 중성점(2) 사이에 공진 캐패시터(C3)가 접속되어 구성됨을 특징으로 하는 영전압 스위칭 3-레벨 보조 공진 폴 인버터.
  2. 제1항에 있어서,
    부하전류가 스위치 S1과 S2를 통해 흐르는 모드 1 ;
    스위치 S1을 턴-오프하면, 부하 전류는 캐패시터 C1을 충전시키고, 동시에 캐패시터 C3를 방전시키며, 부하전류가 일정하므로 캐패시터 전압은 선형적으로 증가하거나 감소하고, C1과 C3의 합이 충분히 크다면 스위치 S1의 턴-오프 손실은 거의 없는 모드 2;
    캐패시터 C3의 전압이 0에 도달할 때 다이오드 Da는 턴-온되고 스위치 S3는 영전압 상태에서 턴-온되며 출력단자는 중성점에 접속되는 모드 3;
    스위치 S2를 턴-오프하면 부하전류를 통해 캐패시터 C3는 -Vs로 충전되고 캐패시터 C2는 다이오드 D2를 통하여 0으로 방전하고, Cr충분히 크다면 이 턴-오프 과정은 무손실로 이루어질 수 있고, 출력전압은 선형적으로 감소되는 모드 4;
    캐패시터 C2의 전압이 0에 도달할 때 D4 턴-온되고 부하전류는 다이오드 D4와 D3를 통해 흐르며, 이 모드 동안에 스위치 S4는 영전압 조건으로 턴-온되고 출력단자는 중성점의 아래측 스위치들에 접속되게 되는 모드 5 ;
    다이오드 D3와 D4를 턴-오프하기 위해 싸이리스터 A3가 턴-온되고 공진 인덕터 전류는 Vs/(2Lr)의 기울기로 증가되며, 공진 인덕터 전류가 선형적으로 증가하여 부하전류에 도달하면 D3와 D4는 턴-오프하게 되는 모드 6 ;
    소자들과 스위치의 도통손실로 인해 스위치 S2의 영전압 스위칭 턴-온은 이루어질 수 있으므로 영전압 스위칭을 보장하기 위해 공진 인덕터 전류는 특정한 값 Ib로 스위치 S3와 S4를 통해 초기화 되는 모드 7 ;
    스위치 S4를 턴-오프하므로 공진 인덕터 Lr, 캐패시터 C2 및 C3는 공진을 시작하고 C2와 C3의 전압은 증가되는 모드 8 ;
    캐패시터 C2의 전압이 Vs에 도달하면 다이오드 Db는 턴-온되고, 공진 인덕터에 남아 있는 에너지는 스위치 S3와 다이오드 Db를 통해 전원으로 회생되고, 이 모드 동안에 스위치 S2는 영전압으로 턴-온 시킬 수 있는 모드 9 ;
    인덕터 전류가 I0보다 작을 때 스위치 S3와 다이오드 Db를 통해 흐르는 전류는 다이오드 Da와 스위치 S2를 통해 흐르게 되고 인덕터 전류는 Vs/(2Lr)의 기울기로 감소되며, 이 모드의 끝에서 Ir은 0에 도달하고 싸이리스터 A3는 영전류로 턴-오프되는 모드 10 ;
    인덕터 전류가 0에 도달될 때 싸이리스터 A3는 그 전류값이 0이 되므로 자연 소호되며, 부하전류는 다이오드 Da와 스위치 S2를 통해 흐르고 출력은 중성점에 연결되는 모드 11 ;
    다이오드 Da를 오프하기 위해 싸이리스터 A2를 턴-온하며 인덕터 전류는 선형적으로 증가되고, 인덕터 전류가 부하 전류보다 클 때 Da는 턴-오프되는 모드 12 ;
    상기 모드 7과 같은 이유로 공진 인덕터 전류는 스위치 S3와 다이오드 Db를 통해 Ib까지 초기화 되어지는 모드 13 ;
    스위치 S3를 오프하므로 공진 인덕터 Lr, 캐패시터 C1 그리고 캐패시터 C3는 공진을 시작하며 출력전압은 정현파로 증가하는 모드 14 ;
    캐패시터 C1의 전압이 0에 도달할 때 다이오드 D1이 턴-온되므로 스위치 S1의 영전압 턴-온이 이뤄지고, 공진 인덕터 Lr에 남아 있는 에너지는 다이오드 D1과 D2는 턴-오프되고, 결과적으로 스위치 S1과 S2는 턴-온하고 인덕터 전류는 계속 감소하며, 이 모드의 끝에서 Ir은 0에 도달하고 싸이리스터 A2는 영전류로 자연 소호되며, 이 모드 이후는 상기 모드 1로 돌아가 다시 반복되는 모드 16의 동작모드를 가지는 것을 특징으로 하는 영전압 스위칭 3-레벨 보조 공진 폴 인버터.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    모드 2 또는 모드 4는 싸이리스터 A1를 턴-온하여 인덕터 전류를 전류치 Ib까지 증가시키는 모드 2a ;
    스위치 S1을 턴-오프하면 공진 인덕터 Lr과 캐패시터 C1 그리고 C3는 공진하고, 빠른 공진과정과 완전한 영전압이 얻어지는 모드 2b ;
    캐패시터 C1의 전압이 Vs에 도달되면 Da는 턴-온되고 공진 인덕터에 남은 에너지는 다이오드 Da와 스위치 S2를 통해 전원측 캐패시터로 회생되는 모드 3c의 3개 모드로 세분할 수 있음을 특징으로 하는 영전압 스위칭 3-레벨 보조 공진 폴 인버터.
  4. 제1항에 있어서,
    본 발명인 영전압 스위칭 3-레벨 보조 공진 폴 인버터의 동작을 검증하기 위한 일 실시예로서, 주 스위칭 소자는 시험의 용이성을 위해 GTO 대신 구동이 쉬운 IGBT인 2MBI200L-060(600V/200A)을 채택하고, 보조 스위칭 소자는 빠른 회생 싸이리스터(fast recovery thyrister) S2800(600V/10A)을 사용하고, 입력 캐패시터의 전압 균형을 위해 4개의 저항이 입력 캐패시터에 병렬로 연결되고, 부하로는 100uH의 인덕터가 입력 전원의 중성점에 접속되고, 출력 전압은 모든 가능한 동작 모드를 나타내기 위해 적절히 제어되고, 보조회로는 매번 다이오드 오프시에 동작하며, 보조 싸이리스터 A3는 D4를 오프시키고 S2를 영전압 턴-온 시키기 위해 턴-온되며, 역 회복 전류가 존재하므로 이로 인한 손실이 상당하므로 대용량 응용분야에서는 부가적인 스너버 회로가 필요함에 따라 이 문제를 해결하기 위해 싸이리스터에 직렬로 빠른 역회복 특성을 갖는 다이오드를 연결하여 모든 파형들이 이론적인 것과 잘 일치함을 특징으로 하는 영전압 스위칭 3-레벨 보조 공진 폴 인버터.
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Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100433954B1 (ko) * 1999-08-04 2004-06-04 주식회사 포스코 쓰리 레벨 지티오 인버터/컨버터용 스너버 회로
EP2757677A2 (en) 2013-01-16 2014-07-23 Samsung Electro-Mechanics Co., Ltd Multilevel inverter
CN110635538A (zh) * 2019-10-23 2019-12-31 西南交通大学 一种均衡电压差可控的谐振均衡电路及控制方法
CN113691123A (zh) * 2021-08-23 2021-11-23 三峡大学 一种零电压关断零电流开通高增益Zeta变换器
CN113691124A (zh) * 2021-08-23 2021-11-23 三峡大学 一种零电压关断零电流开通高增益Cuk变换器

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100433954B1 (ko) * 1999-08-04 2004-06-04 주식회사 포스코 쓰리 레벨 지티오 인버터/컨버터용 스너버 회로
EP2757677A2 (en) 2013-01-16 2014-07-23 Samsung Electro-Mechanics Co., Ltd Multilevel inverter
CN110635538A (zh) * 2019-10-23 2019-12-31 西南交通大学 一种均衡电压差可控的谐振均衡电路及控制方法
CN110635538B (zh) * 2019-10-23 2023-12-19 西南交通大学 一种均衡电压差可控的谐振均衡电路及控制方法
CN113691123A (zh) * 2021-08-23 2021-11-23 三峡大学 一种零电压关断零电流开通高增益Zeta变换器
CN113691124A (zh) * 2021-08-23 2021-11-23 三峡大学 一种零电压关断零电流开通高增益Cuk变换器
CN113691124B (zh) * 2021-08-23 2023-10-27 三峡大学 一种零电压关断零电流开通高增益Cuk变换器
CN113691123B (zh) * 2021-08-23 2023-10-27 三峡大学 一种零电压关断零电流开通高增益Zeta变换器

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