KR102649201B1 - 유한제어요소 모델예측제어 기반의 영구자석 동기전동기 구동 시스템 - Google Patents

유한제어요소 모델예측제어 기반의 영구자석 동기전동기 구동 시스템 Download PDF

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Abstract

본 발명은 H8 인버터에서 공통 모드 전압(CMV)으로 인해 발생하는 전도성 전자기간섭(EMI) 및 전고조파왜곡(THD)을 개선하기 위한 영구자석 동기전동기 구동 시스템 및 그에 대한 유한제어요소 모델예측제어 방법에 관한 것으로서, 본 발명에 따른 FCS-MPC 기반의 PMSM 구동 시스템 및 PMSM 구동 시스템에서의 FCS-MPC 방법에 의하면, 현재 시퀀스 k에서의 최적 전압 벡터 V αβ_opt [k], 전류 섹터 CS[k] 및 다음 시퀀스 k+1에서의 최적 전압 벡터 V αβ_opt [k+1]에 기초하여 H8 인버터의 스위칭 상태가 결정될 수 있으므로, 어떠한 AVV들 간의 천이에 대해서도 피크 CMV가 발생하는 것이 방지될 수 있다. 따라서, 피크 CMV를 유발하는 특정 AVV들 간의 천이를 배제하지 않을 수 있으므로, CMV로 인한 전도성 EMI의 문제가 해소됨과 함께 3상 전류의 THD가 악화되는 것이 방지될 수 있다.

Description

유한제어요소 모델예측제어 기반의 영구자석 동기전동기 구동 시스템{FINITE-CONTROL-SET MODEL PREDICTIVE CONTROL BASED PERMANENT MAGNET SYNCHRONOUS MOTOR DRIVING SYSTEM}
본 발명은 유한제어요소 모델예측제어 기반의 영구자석 동기전동기 구동 시스템에 관한 것이다. 보다 상세하게는, 본 발명은 H8 인버터에서 공통 모드 전압(CMV)으로 인해 발생하는 전도성 전자기간섭(EMI) 및 전고조파왜곡(THD)을 개선하기 위한 영구자석 동기전동기 구동 시스템 및 그에 대한 유한제어요소 모델예측제어 방법에 관한 것이다.
영구자석 동기전동기(Permanent Magnet Synchronous Motor, PMSM)는 로터에 내장되는 영구자석에 의한 자기장을 활용하는 모터의 일종으로, PMSM의 구동은 직류 전원을 3상 교류 전원으로 변환하는 인버터를 제어함으로써 이루어질 수 있다. PMSM 구동 제어를 위해 유한제어요소 모델예측제어(Finite-Control-Set Model Predictive Control, FCS-MPC) 기법이 활용될 수 있다.
PMSM 구동 시스템에서 인버터의 스위칭 주파수가 증가하는 경우, 펄스파 형태의 빠른 전압 변동 성분으로 인해 공통 모드 전압(CMV) 이슈가 발생할 수 있다. CMV 크기 및 변동 성분에 의해 기생 커패시터에 공통 모드 전류(CMC)가 흘러 전도성 EMI의 문제가 발생할 수 있고, 전도성 EMI를 해소하기 위한 과정에서 3상 전류의 THD가 열화되는 문제가 발생할 수 있다. 즉, 전도성 EMI를 유발하는 피크 CMV를 발생시키는 특정 유효전압 벡터(AVV)들 간의 천이 및 영전압 벡터(ZVV)의 사용을 배제하는 방식으로 MPC 기법을 사용할 경우, 해당 AVV들 간의 천이 및 ZVV의 사용이 불가하게 되어 THD가 악화될 수 있다.
한편, 하나의 AVV를 사용하면서 특정 AVV들 간의 천이 및 ZVV의 사용을 배제할 경우 전류 THD가 크게 향상(악화)될 수 있다는 점에서, 이를 극복하기 위해 여전히 특정 AVV들 간의 천이 및 ZVV의 사용을 배제하지만 한 샘플링 동안 두 개의 AVV를 사용하여 전류 THD 개선하는 DAVV MPC 기법들이 제안되었으나, 그 경우 오히려 CMV 변동 성분이 증가할 수 있어 EMI 문제가 더욱 악화될 수 있다. 또는, H6 인버터의 토폴로지를 변형하여 DC 링크 단에 2개의 직렬연결 스위치들을 부가한 H8 인버터가 활용될 수 있다. H8 인버터에서는 ZVV 동안 직렬연결 스위치들을 턴-오프하는 방식으로, ZVV를 사용하더라도 피크 CMV의 발생이 회피될 수 있다.
H8 인버터에서 직렬연결 스위치들의 온/오프를 제어하기 위해 NAND 게이트 기반의 로직 및 OR 게이트 기반의 로직이 활용될 수 있다. 다만, NAND 게이트 기반의 로직에서는 인버터의 데드-타임 구간이 고려되지 못해 ZVV로의 진입과 ZVV로부터의 진출시에 예기치 못한 피크 CMV가 발생할 수 있다. 또한, OR 게이트 기반의 로직에서는 데드-타임 구간이 고려될 수 있으나, 특정 AVV들 간의 천이시에 발생하는 피크 CMV의 문제가 해결되지 않아, 여전히 EMI의 문제가 해소될 수 없고, 해당 AVV들의 천이를 배제할 경우 THD 악화의 문제가 발생할 수 있다.
PMSM 구동 시스템의 EMI 발생 및 THD 악화의 문제를 해결하기 위한 선행기술문헌으로, 비특허문헌 1이 참조될 수 있다. 비특허문헌 1에서는 ZVV와 관련한 피크 CMV를 해소하기 위한 방안이 제시되었으나, 피크 CMV를 유발하는 특정 AVV들 간의 천이는 여전히 허용되지 않고 있으며, 데드-타임 동안에 발생하는 전압 및 전류 왜곡이 고려되지 않고 있다. 따라서, ZVV 관련 피크 CMV뿐만 아니라 특정 AVV들 간의 천이에 의한 피크 CMV까지 해소할 수 있도록 PMSM 구동 시스템의 제어 기법을 개선할 것이 요구될 수 있다.
본 발명에 의해 해결하고자 하는 기술적 과제는, H8 인버터 토폴로지를 채용하는 PMSM 구동 시스템에서 ZVV에 관한 피크 CMV 문제 및 특정 AVV들 간의 천이에 관한 피크 CMV 문제를 모두 해결할 수 있으면서, 전류 예측 모델식에서 데드-타임 동안에 발생하는 전압 왜곡을 보상하여 전류 예측 에러 및 전류 THD를 개선할 수 있는 FCS-MPC 기법을 제공하는 것이다.
전술한 기술적 과제를 해결하기 위한 수단으로서, 본 발명의 일부 실시예에 따른 유한제어요소 모델예측제어(Finite-Control-Set Model Predictive Control, FCS-MPC) 기반의 영구자석 동기전동기(Permanent Magnet Synchronous Motor, PMSM) 구동 시스템은, DC 링크를 통해 인가되는 직류 전원을 PMSM에 인가되는 교류 전원으로 변환하는 H8 인버터; 및 상기 H8 인버터에 대한 FCS-MPC를 수행하는 제어부로서: 현재 시퀀스 k가 시작되는 시점에서 상기 PMSM에 인가되는 3상 전류 ia[k], ib[k], ic[k]를 센싱하고, 상기 3상 전류 ia[k], ib[k], ic[k]를 정지 좌표계 전류 iα [k], iβ[k]로 변환하고, 상기 정지 좌표계 전류 iα[k], iβ[k] 및 이전 시퀀스 k-1에서 선택된 상기 현재 시퀀스 k의 최적 전압 벡터 Vαβ_opt[k]에 기초하여 상기 현재 시퀀스 k의 데드-타임 구간 DT[k]에서의 예측 데드-타임 전류 ip αd[k], ip βd[k]를 예측하고, 상기 예측 데드-타임 전류 ip αd[k], ip βd[k]에 기초하여 i) 상기 데드-타임 구간 DT[k]에서의 전류 섹터 CS[k] 및 ii) 상기 H8 인버터의 전압 벡터들 각각에 대한 다음 시퀀스 k+1에서의 예측 데드-타임 전류 ip αd[k+1], ip βd[k+1]를 예측하고, 상기 예측 데드-타임 전류 ip αd[k+1], ip βd[k+1]에 기초하여 상기 전압 벡터들 각각의 비용 함수 g를 계산함으로써 상기 전압 벡터들 중 가장 낮은 상기 비용 함수 g의 값을 갖는 전압 벡터를 상기 다음 시퀀스 k+1에서의 최적 전압 벡터 Vαβ_opt[k+1]로 선택하고, 상기 최적 전압 벡터 Vαβ_opt[k], 상기 전류 섹터 CS[k] 및 상기 최적 전압 벡터 Vαβ_opt[k+1]에 기초하여 상기 데드-타임 구간 DT[k]에서의 상기 H8 인버터의 제1 스위칭 상태를 미리 결정하고, 상기 최적 전압 벡터 Vαβ_opt[k+1]에 기초하여 상기 다음 시퀀스 k+1에서의 상기 H8 인버터의 제2 스위칭 상태를 미리 결정하고, 상기 제1 스위칭 상태 및 상기 제2 스위칭 상태에 따라 상기 데드-타임 구간 DT[k] 및 상기 다음 시퀀스 k+1에서 상기 H8 인버터의 스위치들의 온/오프 상태를 제어하도록 구성되는 상기 제어부; 를 포함한다.
전술한 기술적 과제를 해결하기 위한 또다른 수단으로서, 본 발명의 일부 실시예에 따른 DC 링크를 통해 인가되는 직류 전원을 PMSM에 인가되는 교류 전원으로 변환하는 H8 인버터를 포함하는 PMSM 구동 시스템에서의 FCS-MPC 방법은, 현재 시퀀스 k가 시작되는 시점에서 상기 PMSM에 인가되는 3상 전류 ia[k], ib[k], ic[k]를 센싱하는 단계; 상기 3상 전류 ia[k], ib[k], ic[k]를 정지 좌표계 전류 iα[k], iβ[k]로 변환하는 단계; 상기 정지 좌표계 전류 iα[k], iβ[k] 및 이전 시퀀스 k-1에서 선택된 상기 현재 시퀀스 k의 최적 전압 벡터 Vαβ_opt[k]에 기초하여 상기 현재 시퀀스 k의 데드-타임 구간 DT[k]에서의 예측 데드-타임 전류 ip αd[k], ip βd[k]를 예측하는 단계; 상기 예측 데드-타임 전류 ip αd[k], ip βd[k]에 기초하여 i) 상기 데드-타임 구간 DT[k]에서의 전류 섹터 CS[k] 및 ii) 상기 H8 인버터의 전압 벡터들 각각에 대한 다음 시퀀스 k+1에서의 예측 데드-타임 전류 ip αd[k+1], ip βd[k+1]를 예측하는 단계; 상기 예측 데드-타임 전류 ip αd[k+1], ip βd[k+1]에 기초하여 상기 전압 벡터들 각각의 비용 함수 g를 계산함으로써 상기 전압 벡터들 중 가장 낮은 상기 비용 함수 g의 값을 갖는 전압 벡터를 상기 다음 시퀀스 k+1에서의 최적 전압 벡터 Vαβ_opt[k+1]로 선택하는 단계; 상기 최적 전압 벡터 Vαβ_opt[k], 상기 전류 섹터 CS[k] 및 상기 최적 전압 벡터 Vαβ_opt[k+1]에 기초하여 상기 데드-타임 구간 DT[k]에서의 상기 H8 인버터의 제1 스위칭 상태를 미리 결정하는 단계; 상기 최적 전압 벡터 Vαβ_opt[k+1]에 기초하여 상기 다음 시퀀스 k+1에서의 상기 H8 인버터의 제2 스위칭 상태를 미리 결정하는 단계; 및 상기 제1 스위칭 상태 및 상기 제2 스위칭 상태에 따라 상기 데드-타임 구간 DT[k] 및 상기 다음 시퀀스 k+1에서 상기 H8 인버터의 스위치들의 온/오프 상태를 제어하는 단계; 를 포함한다.
본 발명에 따른 FCS-MPC 기반의 PMSM 구동 시스템 및 PMSM 구동 시스템에서의 FCS-MPC 방법에 의하면, 현재 시퀀스 k에서의 최적 전압 벡터 Vαβ_opt[k], 전류 섹터 CS[k] 및 다음 시퀀스 k+1에서의 최적 전압 벡터 Vαβ_opt[k+1]에 기초하여 H8 인버터의 스위칭 상태가 결정될 수 있으므로, 어떠한 AVV들 간의 천이에 대해서도 피크 CMV가 발생하는 것이 방지될 수 있다. 따라서, 피크 CMV를 유발하는 특정 AVV들 간의 천이를 배제하지 않을 수 있으므로, CMV로 인한 전도성 EMI의 문제가 해소됨과 함께 3상 전류의 THD가 악화되는 것이 방지될 수 있다.
도 1은 일부 실시예에 따른 PMSM 구동 시스템을 구성하는 요소들을 설명하기 위한 도면이다.
도 2는 일부 실시예에 따른 PMSM 구동 시스템에서 수행되는 FCS-MPC 방법을 개략적으로 설명하기 위한 도면이다.
도 3은 일부 실시예에 따른 H8 인버터의 토폴로지(topology) 및 전압 벡터들을 설명하기 위한 도면이다.
도 4는 일부 실시예에 따른 3상 전류의 부호들에 따라 정의되는 전류 섹터를 설명하기 위한 도면이다.
도 5는 일부 실시예에 따른 PMSM 구동 시스템에 대한 FCS-MPC 방법이 수행되는 순서를 설명하기 위한 도면이다.
도 6은 일부 실시예에 따른 시퀀스별로 전압 벡터가 적용되는 방식 및 예측 전류를 계산하는 방식을 설명하기 위한 도면이다.
도 7은 일부 실시예에 따른 FCS-MPC 기반의 PMSM 구동 시스템의 종래 방식들 대비 공통 모드 전압 및 전류의 개선 결과를 설명하기 위한 도면이다.
도 8은 일부 실시예에 따른 FCS-MPC 기반의 PMSM 구동 시스템의 종래 방식들 대비 전류 예측 정확도의 개선 결과를 설명하기 위한 도면이다.
도 9 내지 도 11은 일부 실시예에 따른 FCS-MPC 기반의 PMSM 구동 시스템의 종래 방식들 대비 전고조파왜곡의 개선 결과를 설명하기 위한 도면이다.
도 12는 일부 실시예에 따른 FCS-MPC 기반의 PMSM 구동 시스템의 과도 응답 속도를 설명하기 위한 도면이다.
도 13은 일부 실시예에 따른 PMSM 구동 시스템에서의 FCS-MPC 방법을 구성하는 단계들을 설명하기 위한 도면이다.
이하에서는 도면을 참조하여 본 발명의 실시예들이 상세하게 설명될 것이다. 이하에서의 설명은 실시예들을 구체화하기 위한 것일 뿐, 본 발명에 따른 권리범위를 제한하거나 한정하기 위한 것은 아니다. 본 발명에 관한 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 발명의 상세한 설명 및 실시예들로부터 용이하게 유추할 수 있는 것은 본 발명에 따른 권리범위에 속하는 것으로 해석되어야 한다.
본 발명에서 사용되는 용어는 본 발명에 관한 기술 분야에서 널리 사용되는 일반적인 용어로 기재되었으나, 본 발명에서 사용되는 용어의 의미는 해당 분야에 종사하는 기술자의 의도, 새로운 기술의 출현, 심사기준 또는 판례 등에 따라 달라질 수 있다. 일부 용어는 출원인에 의해 임의로 선정될 수 있고, 이 경우 임의로 선정되는 용어의 의미가 상세하게 설명될 것이다. 본 발명에서 사용되는 용어는 단지 사전적 의미만이 아닌, 명세서의 전반적인 맥락을 반영하는 의미로 해석되어야 한다.
본 발명에서 사용되는 '구성된다' 또는 '포함한다'와 같은 용어는 명세서에 기재되는 구성 요소들 또는 단계들을 반드시 모두 포함하는 것으로 해석되지 않아야 하며, 일부 구성 요소들 또는 단계들은 포함되지 않는 경우, 및 추가적인 구성 요소들 또는 단계들이 더 포함되는 경우 또한 해당 용어로부터 의도되는 것으로 해석되어야 한다.
본 발명에서 사용되는 '제 1' 또는 '제 2'와 같은 서수를 포함하는 용어는 다양한 구성 요소들 또는 단계들을 설명하기 위해 사용될 수 있으나, 해당 구성 요소들 또는 단계들은 서수에 의해 한정되지 않아야 한다. 서수를 포함하는 용어는 하나의 구성 요소 또는 단계를 다른 구성 요소들 또는 단계들로부터 구별하기 위한 용도로만 해석되어야 한다.
이하에서는 도면을 참조하여 본 발명의 실시예들이 상세하게 설명될 것이다. 본 발명에 관한 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 널리 알려져 있는 사항들에 대해서는 자세한 설명이 생략된다.
도 1은 일부 실시예에 따른 PMSM 구동 시스템을 구성하는 요소들을 설명하기 위한 도면이다.
도 1을 참조하면, PMSM 구동 시스템(100)은 직류 전원(110), H8 인버터(120), PMSM(130) 및 제어부(140)를 포함할 수 있다. 다만 이에 제한되는 것은 아니고, 다른 범용적인 요소들이 PMSM 구동 시스템(100)에 더 포함될 수 있다.
PMSM 구동 시스템(100)은 제어부(140)에 의해 직류 전원(110)을 PMSM(130)에 인가될 교류 전원으로 변환하는 H8 인버터(120)의 스위칭이 제어되는 시스템을 의미할 수 있다. 제어부(140)는 유한제어요소 모델예측제어(FCS-MPC)를 통해 H8 인버터(120)의 스위칭이 제어함으로써 PMSM(130)를 구동할 수 있다.
제어부(140)는 PMSM 구동 시스템(100)에서의 FCS-MPC 방법을 수행하기 위한 구조로 제공될 수 있다. 예를 들면, 제어부(140)는 연산 처리 기능을 갖는 CPU, GPU, AP, 또는 그 조합의 형태 등으로 구현될 수 있고, 필요에 따라 DRAM, 플래시 메모리, SSD, 기타 다양한 형태의 메모리와 함께 구비될 수 있다.
도 2는 일부 실시예에 따른 PMSM 구동 시스템에서 수행되는 FCS-MPC 방법을 개략적으로 설명하기 위한 도면이다.
도 2를 참조하면, PMSM 구동 시스템(100)을 구성하는 직류 전원(110), H8 인버터(120) 및 PMSM(130)의 모식도가 도시되어 있으며, 제어부(140)에서 수행되는 FCS-MPC 방법의 단계 ① 내지 단계 ⑧이 도시되어 있다. 단계 ① 내지 단계 ⑧은 후술할 도 5의 순서도(500) 및 도 13의 단계(1310) 내지 단계(1380)에 대응될 수 있다.
개략적으로, 단계 ①에서 현재 시퀀스 k가 시작되는 시점의 3상 전류 ia[k], ib[k], ic[k]가 센싱될 수 있고, 단계 ②에서 정지 좌표계 전류 iα[k], iβ[k]로의 변환이 수행될 수 있다. 단계 ③에서 예측 데드-타임 전류 ip αd[k], ip βd[k]가 계산될 수 있고, 단계 ④에서 전류 섹터 CS[k] 및 다음 시퀀스 k+1에서의 예측 데드-타임 전류 ip αd[k+1], ip βd[k+1]가 예측될 수 있다.
단계 ⑤에서 다음 시퀀스 k+1에서의 최적 전압 벡터 Vαβ_opt[k+1]가 선택될 수 있고, 단계 ⑥에서 데드-타임 구간 DT[k]에서의 H8 인버터(120)의 제1 스위칭 상태가 미리 결정될 수 있다. 단계 ⑦에서 다음 시퀀스 k+1에서의 H8 인버터(120)의 제2 스위칭 상태가 미리 결정될 수 있고, 단계 ⑧에서 제1 스위칭 상태 및 제2 스위칭 상태에 따라 H8 인버터(120)의 스위치들의 온/오프 상태가 제어될 수 있다.
단계 ① 내지 단계 ⑧은 후술할 도 5를 통해 보다 상세하게 설명될 수 있다. PMSM 구동 시스템(100)에서의 FCS-MPC 방법에 의하면, 데드-타임 구간 DT[k]에서 H8 인버터(120)의 스위치들의 온/오프 상태가 Vαβ_opt[k], CS[k] 및 Vαβ_opt[k+1]에 기초하여 결정될 수 있다. 특히, 후술할 도 6에서 도시된 바와 같이 데드-타임 구간 DT[k]보다 이후 시점에 해당하는 다음 시퀀스 k+1의 Vαβ_opt[k+1]가 미리 고려될 수 있으므로, 특정 AVV들 간의 천이를 배제할 필요가 없도록 H8 인버터(120)의 스위칭 상태가 결정될 수 있어, 3상 전류의 THD 악화가 방지될 수 있다.
도 3은 일부 실시예에 따른 H8 인버터의 토폴로지(topology) 및 전압 벡터들을 설명하기 위한 도면이다.
도 3을 참조하면, H8 인버터(120)의 토폴로지(310) 및 H8 인버터(120)에 적용되는 전압 벡터들에 관한 표(320)가 도시되어 있다. 토폴로지(310) 및 표(320)에 관한 H8 인버터(120)는 H6 인버터를 기반으로 할 수 있다.
토폴로지(310)에서와 같이, H8 인버터(120)는 H6 인버터 토폴로지에 따른 6개의 3상 스위치들(S1, S2, S3, S4, S5, S6) 및 DC 링크와 3상 스위치들(S1, S2, S3, S4, S5, S6) 사이에 연결되는 2개의 직렬연결 스위치들(S7, S8)을 포함할 수 있다. 한편, H8 인버터(120)의 공통 모드 전압 vCM은 아래의 수학식 1과 같이 3상 노드들(a, b, c)에 인가되는 전압들(van, vbn, vcn)에 의해 계산될 수 있다.
표(320)과 관련하여, 전압 벡터들은 H8 인버터(120)의 3상 노드들(a, b, c)의 스위칭 함수들(Fa, Fb, Fc)의 조합에 따른 2개의 ZVV(Zero Voltage Vector)들 및 6개의 AVV(Active Voltage Vector)들로 구성되는 8개의 전압 벡터들(V0, V1, V2, V3, V4, V5, V6, V7)을 포함할 수 있다.
또한, 8개의 전압 벡터들(V0, V1, V2, V3, V4, V5, V6, V7)과 관련하여, 현재 시퀀스 k에서의 최적 전압 벡터 Vαβ_opt[k] 및 다음 시퀀스 k+1에서의 최적 전압 벡터 Vαβ_opt[k+1]는 8개의 전압 벡터들(V0, V1, V2, V3, V4, V5, V6, V7) 중 어느 하나일 수 있다.
표(320)에서와 같이, H8 인버터(120)가 사용되는 토폴로지(310)는 H6 인버터 토폴로지 대비 2개의 ZVV들(V0, V7)의 경우 공통 모드 전압(CMV)의 세기가 완화될 수 있다. 또한, PMSM 구동 시스템(100)의 FCS-MPC 방법은 6개의 AVV들(V1, V2, V3, V4, V5, V6) 상호간의 어떤 천이도 배제하지 않으므로, 3상 전류(ia, ib, ic)의 THD 악화를 방지할 수 있다.
도 4는 일부 실시예에 따른 3상 전류의 부호들에 따라 정의되는 전류 섹터를 설명하기 위한 도면이다.
3상 전류(ia, ib, ic)의 부호들에 따라 정의되는 전류 섹터(CS)를 설명하기 위한 그래프(400)가 도시되어 있다. 도시된 바와 같이, 현재 시퀀스 k에 대하여, 전류 섹터 CS[k]는 3상 전류 ia[k], ib[k], ic[k]의 부호들에 따라 6개의 섹터들 중 어느 하나로 결정될 수 있다.
전술한 바와 같이, 현재 시퀀스 k의 전류 섹터 CS[k]는, 현재 시퀀스 k에서의 최적 전압 벡터 Vαβ_opt[k] 및 다음 시퀀스 k+1에서의 최적 전압 벡터 Vαβ_opt[k+1]와 함께, 데드-타임 구간 DT[k]에서의 H8 인버터(120)의 제1 스위칭 상태를 결정하기 위해 활용될 수 있다.
도 5는 일부 실시예에 따른 PMSM 구동 시스템에 대한 FCS-MPC 방법이 수행되는 순서를 설명하기 위한 도면이다.
도 5를 참조하면, PMSM 구동 시스템(100)에 대한 FCS-MPC 방법의 순서도(500)가 도시되어 있다. 순서도(500)에서와 같이, 현재 시퀀스 k에서의 프로세스들이 이후 복수의 시퀀스들에 대해 반복적으로 수행될 수 있다.
순서도(500)의 프로세스(510)에서, 현재 시퀀스 k의 시작과 동시에 3상 전류(ia[k], ib[k], ic[k])가 측정되어, 그로부터 변환되는 정지 좌표계 전류 iαβ[k](=[iα[k] iβ[k]]T)가 측정될 수 있다. 또한, 현재 시퀀스 k의 시작과 동시에 최적 전압 벡터 Vαβ_opt[k]에 따라 H8 인버터(120)의 스위칭 상태가 변경될 수 있다. 최적 전압 벡터 Vαβ_opt[k]는 이전 시퀀스 k-1에서 미리 결정될 수 있다.
순서도(500)의 프로세스(520)에서, 최적 전압 벡터 Vαβ_opt[k]에 기초하여 데드-타임 구간 DT[k]에서의 예측 데드-타임 전류 ip αβd[k]([ip αd[k] ip βd[k]]T)가 아래의 수학식 2와 같이 예측될 수 있다.
수학식 2에서와 같이, 예측 데드-타임 전류 ip αβd[k]의 계산을 위해 이전 시퀀스 k-1의 데드-타임 구간 DT[k-1] 이후에 센싱된 전류값이 사용될 수 있고, 데드-타임 구간 DT[k-1]을 제외한 (1-d)Ts로 최적 전압 벡터 Vαβ_opt[k]의 인가 시간을 계산하기 때문에 정확한 ip αβd[k]의 예측이 가능할 수 있다. 한편, eαβ[k]는 PMSM(130)의 고정자 권선에 유기되는 역기전력(counter electromotive force)을 의미할 수 있다.
순서도(500)의 프로세스(530)에서, 예측 데드-타임 전류 ip αβd[k]에 기초하여 데드-타임 구간 DT[k]에서의 3상 전류가 예측될 수 있고, 그로부터 데드-타임 구간 DT[k]에서의 전류 섹터 CS[k]가 예측될 수 있다. 전류 섹터 CS[k]는 Vαβ_opt[k] 및 Vαβ_opt[k+1]와 함께 데드-타임 구간 DT[k]에서의 H8 인버터(120)의 제1 스위칭 상태를 결정하기 위해 활용될 수 있다.
순서도(500)의 프로세스(540)에서, 다음 시퀀스 k+1에서의 최적 전압 벡터 Vαβ_opt[k+1]가 선택될 수 있다. 최적 전압 벡터 Vαβ_opt[k+1]의 선택은 전압 벡터들(V0, V1, V2, V3, V4, V5, V6, V7) 각각에 대해 계산되는 다음 시퀀스 k+1에서의 예측 데드-타임 전류 ip αβd[k+1]에 기초하여 수행될 수 있다. 각 전압 벡터에 대한 ip αβd[k+1]은 아래의 수학식 3과 같이 계산될 수 있다.
수학식 3에서 예측되는 ip αβd[k+1]의 값은 이후 비용 함수(cost function) g의 계산에 활용될 수 있다. 종래의 FCS-MPC 기법과 비교할 때, 단지 dVαβ_opt[k]의 항만이 추가된 것이므로, 큰 연산량의 증가 없이 데드-타임 구간 DT[k]에서 발생하는 전압 왜곡이 보상될 수 있다. 한편, PMSM(130)의 고정자 권선에 유기되는 역기전력 eαβ[k]는 아래의 수학식 4와 같이 계산될 수 있다.
수학식 4에서의 역기전력 eαβ[k]는 종래의 FCS-MPC 기법과 동일한 방식으로 계산될 수 있다. 한편, 각 전압 벡터에 대해 예측된 ip αβd[k+1]을 기반으로, 아래의 수학식 5와 같이 비용 함수 g가 계산될 수 있다.
수학식 5에서와 같은 비용 함수 g는 전압 벡터들(V0, V1, V2, V3, V4, V5, V6, V7) 각각에 대해 계산될 수 있다. 다만, 2개의 ZVV들(V0, V7)에 대해서는 비용 함수 g가 1회만 계산될 수 있으므로, 프로세스(540)에 도시된 바와 같이 총 7회(x = 0, ..., 6)의 비용 함수 g 계산이 수행될 수 있다. 이는 스위칭 횟수 저감을 위해 2개의 ZVV들(V0, V7)은 서로 동일한 상태로 취급되기 때문일 수 있다.
즉, 다음 시퀀스 k+1에서의 최적 전압 벡터 Vαβ_opt[k+1]를 선택하기 위해 6개의 AVV들(V1, V2, V3, V4, V5, V6) 전부 및 2개의 ZVV들(V0, V7) 중 어느 하나에 대해 7회의 상기 비용 함수 g의 계산이 수행될 수 있다.
순서도(500)의 프로세스(510) 내지 프로세스(540)는 후술할 도 6에 도시된 바와 같이 현재 시퀀스 k가 시작되는 시점부터 수행되어 데드-타임 구간 DT[k]이 시작되기 이전에 완료될 수 있다. 따라서, 프로세스(540)가 완료되면 데드-타임 구간 DT[k]이 시작될 때까지 대기가 이루어질 수 있다.
프로세스(550)는 데드-타임 구간 DT[k]이 시작되는 시점에 수행될 수 있다. 전술한 바와 같이, 데드-타임 구간 DT[k]에서의 H8 인버터(120)의 제1 스위칭 상태는 Vαβ_opt[k], 전류 섹터 CS[k] 및 Vαβ_opt[k+1]에 기초하여 미리 결정되어 있으므로, 미리 결정된 제1 스위칭 상태에 따라 H8 인버터(120)의 스위치들(S1, S2, S3, S4, S5, S6, S7, S8)의 온/오프가 제어될 수 있다.
이후, 데드-타임 구간 DT[k]이 종료되고 다음 시퀀스 k+1가 시작되면, 미리 선택되어 있는 Vαβ_opt[k+1]에 기초하는 제2 스위칭 상태에 따라 H8 인버터(120)의 스위치들(S1, S2, S3, S4, S5, S6, S7, S8)의 온/오프가 제어될 수 있으며, 다시 프로세스(510)부터의 과정이 시퀀스 k+1에 대해 반복될 수 있다.
순서도(500)의 프로세스들에 의하면, H8 인버터(120)의 스위치들의 온/오프 상태가 미리 결정되어, 해당 시점이 도래하는 즉시 미리 결정된 스위칭 상태, 즉 제1 스위칭 상태 및 제2 스위칭 상태에 따라 즉각적으로 직렬연결 스위치들(S7, S8) 및 3상 스위치들(S1, S2, S3, S4, S5, S6)이 제어될 수 있다. 이와 같은 PMSM 구동 시스템(100)에서의 FCS-MPC 방법에 따르면 데드-타임 구간 DT[k]에서의 H8 인버터(120)의 제1 스위칭 상태가 별도로 제어될 수 있기 때문에, ZVV들(V0, V7)에 관한 피크 CMV뿐만 아니라 특정 AVV들(V1, V2, V3, V4, V5, V6)들 간의 천이시에 발생하는 피크 CMV까지 방지될 수 있다.
도 6은 일부 실시예에 따른 시퀀스별로 전압 벡터가 적용되는 방식 및 예측 전류를 계산하는 방식을 설명하기 위한 도면이다.
도 6을 참조하면, 시퀀스별로 전압 벡터가 적용되는 방식 및 예측 전류를 계산하는 방식을 설명하기 위한 그래프(600)가 도시되어 있다. 그래프(600)에서는 이전 시퀀스 k-1, 현재 시퀀스 k 및 다음 시퀀스 k+1에 대한 정지 좌표계 전류 iα의 변동이 도시되어 있다. 다만, 이와 같은 전압 벡터 적용 방식 및 예측 전류 계산 방식은 정지 좌표계 전류 iβ에 대해서도 유사한 방식 또는 동일한 방식으로 적용될 수 있다.
그래프(600)에서와 같이, FCS-MPC 기반의 PMSM 구동 시스템(100)은 각 시퀀스에서의 데드-타임을 무시하지 않고 전술한 수학식 2 내지 수학식 5의 계산식에 모두 반영할 수 있으므로, 데드-타임으로 인해 예측값에 왜곡이 발생하는 문제가 해소될 수 있다.
특히, 각 시퀀스에서 데드-타임이 도래하기 이전에 각 데드-타임에서 H8 인버터(120)의 직렬연결 스위치들(S7, S8)을 어떻게 스위칭할 것인지가 미리 결정될 수 있으므로, 그에 따른 각 데드-타임에서의 스위칭 제어에 의해 특정 AVV들 간의 천이시에 피크 CMV가 발생하는 것이 방지될 수 있다.
도 7은 일부 실시예에 따른 FCS-MPC 기반의 PMSM 구동 시스템의 종래 방식들 대비 공통 모드 전압 및 전류의 개선 결과를 설명하기 위한 도면이다.
도 7을 참조하면, 비교 결과 그래프(700)에서 종래 방식들에 해당하는 DAVV MPC 기법, NAND 게이트 로직 및 OR 게이트 로직에 대한 3상 전류의 파형, 공통 모드 전압(CMV) 및 공통 모드 전류(CMC)의 시뮬레이션 결과가 대조군으로 제시되어 있고, FCS-MPC 기반의 PMSM 구동 시스템(100)에서의 3상 전류의 파형, CMV 및 CMC에 대한 시뮬레이션 결과가 실험군으로 제시되어 있다.
비교 결과 그래프(700)에서와 같이, 기존 DAVV MPC 기법의 경우 ZVV의 부재 및 특정 AVV들 간의 천이가 불가하여 가장 큰 전류 THD가 나타난다는 점이 확인될 수 있다. 이와 더불어, 하나의 샘플링 시퀀스 동안 2개의 AVV를 인가하기 때문에(DAVV), CMV의 변동 성분이 가장 크며, 그로 인해 CMC가 증가한다는 점이 확인될 수 있다(CMC의 RMS값 4.86 μA).
기존 NAND 게이트 로직은 H8 인버터를 활용하였기 때문에 ZVV의 사용이 가능하고, 그로 인해 전류 THD가 비교적 개선되었다는 점이 확인될 수 있다. 다만, 데드-타임 구간의 진입/진출시에 피크 CMV가 발생하여 큰 CMC가 발생한다는 점이 확인될 수 있다(CMC의 RMS값 7.90 μA). 유사하게, 기존 OR 게이트 로직에서도 여전히 특정 AVV들 간의 천이시에 데드-타임 구간에서 피크 CMV가 발생하며, 그로 인해 CMC가 증가한다는 점이 확인될 수 있다(CMC의 RMS값 4.51 μA).
비교 결과 그래프(700)에서, 기존의 기법들과는 달리, FCS-MPC 기반의 PMSM 구동 시스템(100)에 의한 결과에서는 피크 CMV가 저감되어 가장 낮은 CMC가 유발된다는 점이 확인될 수 있다(CMC의 RMS값 3.94 μA). 또한, 전술한 수학식 2 내지 수학식 5의 전류 예측 과정에서 데드-타임 구간동안 발생하는 전압 왜곡이 보상될 수 있으므로, 가장 낮은 전류 THD를 보인다는 점이 확인될 수 있다(ia: 4.87%, ib: 4.95%, ic: 4.84%).
도 8은 일부 실시예에 따른 FCS-MPC 기반의 PMSM 구동 시스템의 종래 방식들 대비 전류 예측 정확도의 개선 결과를 설명하기 위한 도면이다.
도 8을 참조하면, FCS-MPC 기반의 PMSM 구동 시스템(100)의 종래 방식들 대비 전류 예측 정확도의 개선 결과를 설명하기 위한 그래프(800)가 도시되어 있다.
그래프(800)에서와 같이, FCS-MPC 기반의 PMSM 구동 시스템(100)에서는 기존의 FCS-MPC 기법과 대비할 때 전류 예측 오차가 크게 저감되었음이 확인될 수 있다. 그로 인해, 전류 섹터(CS)의 판별이 보다 정확해질 수 있으며, 전류 THD가 개선될 수 있다.
도 9 내지 도 11은 일부 실시예에 따른 FCS-MPC 기반의 PMSM 구동 시스템의 종래 방식들 대비 전고조파왜곡의 개선 결과를 설명하기 위한 도면이다.
도 9 내지 도 11을 참조하면, PMSM(130)가 300 rpm으로 구동하는 경우의 전고조파왜곡 비교 결과를 나타내는 그래프(900), PMSM(130)가 500 rpm으로 구동하는 경우의 전고조파왜곡의 비교 결과를 나타내는 그래프(1000)가 도시되어 있고, a상 전류에 대한 전류 THD의 비교 결과를 나타내는 그래프(1100)가 도시되어 있다.
그래프(900) 및 그래프(1000)에서와 같이, 기존 NAND/OR 게이트 기반 로직에서는 여전히 피크 CMV가 발생하는 반면, FCS-MPC 기반의 PMSM 구동 시스템(100)에서는 피크 CMV가 크게 저감되었음이 확인될 수 있다. 이는 PMSM(130)의 rpm이 300일 때와 500일 때 모두 동일하다는 점 또한 확인될 수 있다.
또한, 그래프(900) 및 그래프(1000)에서는 기존 FCS-MPC 기법 대비 전류 THD가 크게 감소하였음이 확인될 수 있다. PMSM(130)의 rpm이 300인 경우에는 OR 게이트 기반 로직에 비해 1.4%의 전류 THD 개선이 있으며, PMSM(130)의 rpm이 500인 경우에는 2.0%의 전류 THD 개선이 있다는 점이 확인될 수 있다.
그래프(1100)에서는 종래의 FCS-MPC 기법과 FCS-MPC 기반의 PMSM 구동 시스템(100)에서의 전류 THD에 대한 구체적인 비교표가 도시될 수 있다. 부하 전류에 따라, 그리고 PMSM(130)의 회전 속도에 따라 비교한 결과, 전 운전 영역에서 전류 THD가 개선된다는 점이 보다 구체적으로 확인될 수 있다.
도 12는 일부 실시예에 따른 FCS-MPC 기반의 PMSM 구동 시스템의 과도 응답 속도를 설명하기 위한 도면이다.
도 12를 참조하면, FCS-MPC 기반의 PMSM 구동 시스템(100)의 과도 응답 속도를 설명하기 위한 그래프(1200)가 도시되어 있다.
그래프(1200)에서와 같이, 전류 지령이 1 A에서 6 A로 스텝-업되는 경우 및 전류 지령이 1 A에서 6 A로 스텝-다운되는 경우에, 지령 추종이 신속하게 수행될 수 있음이 확인될 수 있다. 과도 응답 속도는 약 0.4 ms인 것으로서, 매우 신속한 특성을 가졌으며, 해당 수치는 종래의 FCS-MPC 기법에서의 과도 응답과 유사한 결과임이 확인될 수 있다.
도 13은 일부 실시예에 따른 PMSM 구동 시스템에서의 FCS-MPC 방법을 구성하는 단계들을 설명하기 위한 도면이다.
도 13을 참조하면, PMSM 구동 시스템(100)에서의 FCS-MPC 방법(1300)은 단계(1310) 내지 단계(1380)을 포함할 수 있다. 다만 이에 제한되는 것은 아니고, 다른 범용적인 단계들이 FCS-MPC 방법(1300)에 더 포함될 수도 있다.
FCS-MPC 방법(1300)은 PMSM 구동 시스템(100)에서, 바람직하게는 제어부(140)에서 시계열적으로 처리되는 단계들로 구성될 수 있다. 따라서, 이하에서 FCS-MPC 방법(1300)에 대해 생략되는 내용이라 할지라도, 이상에서 PMSM 구동 시스템(100)에 대해 기술되는 내용은 FCS-MPC 방법(1300)에 대해서도 동일한 방식으로 적용될 수 있다.
FCS-MPC 방법(1300)은, DC 링크를 통해 인가되는 직류 전원(110)을 PMSM(130)에 인가되는 교류 전원으로 변환하는 H8 인버터(120)를 포함하는 PMSM 구동 시스템(100)에서의 방법일 수 있다. FCS-MPC 방법(1300)의 단계(1310) 내지 단계(1380)는, 도 2에서 설명된 단계 ① 내지 단계 ⑧, 또는 도 5의 순서도(500)에서 설명된 프로세스들과 실질적으로 동일할 수 있다.
한편, FCS-MPC 방법(1300)은, 그 방법을 실행하는 명령어들을 포함하는 적어도 하나의 프로그램 또는 소프트웨어가 기록되는 컴퓨터로 판독 가능한 기록 매체에 기록될 수도 있다.
컴퓨터로 판독 가능한 기록 매체의 예에는 하드 디스크, 플로피 디스크 및 자기 테이프와 같은 자기 매체(magnetic media), CD-ROM, DVD와 같은 광기록 매체(optical media), 플롭티컬 디스크(floptical disk)와 같은 자기-광 매체(magneto-optical media), 및 롬(ROM), 램(RAM), 플래시 메모리 등과 같은 프로그램 명령을 저장하고 수행하도록 특별히 구성된 하드웨어 장치가 포함될 수 있다. 프로그램 명령어의 예에는 컴파일러에 의해 만들어지는 것과 같은 기계어 코드뿐만 아니라 인터프리터 등을 사용해서 컴퓨터에 의해서 실행될 수 있는 고급 언어 코드가 포함될 수 있다.
이상에서 본 발명의 실시예들이 상세하게 설명되었으나 본 발명에 따른 권리범위가 이에 한정되는 것은 아니고, 다음의 청구범위에 기재되어 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명에 따른 권리범위에 포함되는 것으로 해석되어야 한다.
100: PMSM 구동 시스템 110: 직류 전원
120: H8 인버터 130: PMSM
140: 제어부 1300: FCS-MPC 방법

Claims (10)

  1. 유한제어요소 모델예측제어(Finite-Control-Set Model Predictive Control, FCS-MPC) 기반의 영구자석 동기전동기(Permanent Magnet Synchronous Motor, PMSM) 구동 시스템에 있어서,
    DC 링크를 통해 인가되는 직류 전원을 PMSM에 인가되는 교류 전원으로 변환하는 H8 인버터; 및
    상기 H8 인버터에 대한 FCS-MPC를 수행하는 제어부로서:
    현재 시퀀스 k가 시작되는 시점에서 상기 PMSM에 인가되는 3상 전류 ia[k], ib[k], ic[k]를 센싱하고,
    상기 3상 전류 ia[k], ib[k], ic[k]를 정지 좌표계 전류 iα[k], iβ[k]로 변환하고,
    상기 정지 좌표계 전류 iα[k], iβ[k] 및 이전 시퀀스 k-1에서 선택된 상기 현재 시퀀스 k의 최적 전압 벡터 Vαβ_opt[k]에 기초하여 상기 현재 시퀀스 k의 데드-타임 구간 DT[k]에서의 예측 데드-타임 전류 ip αd[k], ip βd[k]를 예측하고,
    상기 예측 데드-타임 전류 ip αd[k], ip βd[k]에 기초하여 i) 상기 데드-타임 구간 DT[k]에서의 전류 섹터 CS[k] 및 ii) 상기 H8 인버터의 전압 벡터들 각각에 대한 다음 시퀀스 k+1에서의 예측 데드-타임 전류 ip αd[k+1], ip βd[k+1]를 예측하고,
    상기 예측 데드-타임 전류 ip αd[k+1], ip βd[k+1]에 기초하여 상기 전압 벡터들 각각의 비용 함수 g를 계산함으로써 상기 전압 벡터들 중 가장 낮은 상기 비용 함수 g의 값을 갖는 전압 벡터를 상기 다음 시퀀스 k+1에서의 최적 전압 벡터 Vαβ_opt[k+1]로 선택하고,
    상기 최적 전압 벡터 Vαβ_opt[k], 상기 전류 섹터 CS[k] 및 상기 최적 전압 벡터 Vαβ_opt[k+1]에 기초하여 상기 데드-타임 구간 DT[k]에서의 상기 H8 인버터의 제1 스위칭 상태를 미리 결정하고,
    상기 최적 전압 벡터 Vαβ_opt[k+1]에 기초하여 상기 다음 시퀀스 k+1에서의 상기 H8 인버터의 제2 스위칭 상태를 미리 결정하고,
    상기 제1 스위칭 상태 및 상기 제2 스위칭 상태에 따라 상기 데드-타임 구간 DT[k] 및 상기 다음 시퀀스 k+1에서 상기 H8 인버터의 스위치들의 온/오프 상태를 제어하도록 구성되는 상기 제어부; 를 포함하고,
    상기 현재 시퀀스 k의 최적 전압 벡터 Vαβ_opt[k]는
    예측 데드-타임 전류 ip αd[k], ip βd[k]에 기초하여 상기 전압 벡터들 각각의 비용 함수 g를 계산함으로써 상기 전압 벡터들 중 가장 낮은 상기 비용 함수 g의 값을 갖는 전압 벡터인, FCS-MPC 기반의 PMSM 구동 시스템.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 전압 벡터들은 상기 H8 인버터의 3상 노드들에 인가되는 전압들의 조합에 관한 2개의 ZVV(Zero Voltage Vector)들 및 6개의 AVV(Active Voltage Vector)들로 구성되는 8개의 전압 벡터들을 포함하고,
    상기 현재 시퀀스 k에서의 최적 전압 벡터 Vαβ_opt[k] 및 상기 다음 시퀀스 k+1에서의 최적 전압 벡터 Vαβ_opt[k+1]는 상기 8개의 전압 벡터들 중 어느 하나인, FCS-MPC 기반의 PMSM 구동 시스템.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 다음 시퀀스 k+1에서의 최적 전압 벡터 Vαβ_opt[k+1]를 선택하기 위해 상기 6개의 AVV들 전부 및 상기 2개의 ZVV들 중 어느 하나에 대해 7회의 상기 비용 함수 g의 계산이 수행되는, FCS-MPC 기반의 PMSM 구동 시스템.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 H8 인버터는 H6 인버터 토폴로지에 따른 6개의 3상 스위치들 및 상기 DC 링크와 상기 3상 스위치들 사이에 연결되는 2개의 직렬연결 스위치들을 포함하는, FCS-MPC 기반의 PMSM 구동 시스템.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 전류 섹터 CS[k]는 상기 예측 데드-타임 전류 ip αd[k], ip βd[k]로부터 다시 변환되는 abc 좌표계 전류 ip ad[k], ip bd[k], ip cd[k]의 부호들에 따라 6개의 섹터들 중 어느 하나로 결정되는, FCS-MPC 기반의 PMSM 구동 시스템.
  6. DC 링크를 통해 인가되는 직류 전원을 PMSM에 인가되는 교류 전원으로 변환하는 H8 인버터를 포함하는 PMSM 구동 시스템에서의 FCS-MPC 방법에 있어서,
    현재 시퀀스 k가 시작되는 시점에서 상기 PMSM에 인가되는 3상 전류 ia[k], ib[k], ic[k]를 센싱하는 단계;
    상기 3상 전류 ia[k], ib[k], ic[k]를 정지 좌표계 전류 iα[k], iβ[k]로 변환하는 단계;
    상기 정지 좌표계 전류 iα[k], iβ[k] 및 이전 시퀀스 k-1에서 선택된 상기 현재 시퀀스 k의 최적 전압 벡터 Vαβ_opt[k]에 기초하여 상기 현재 시퀀스 k의 데드-타임 구간 DT[k]에서의 예측 데드-타임 전류 ip αd[k], ip βd[k]를 예측하는 단계;
    상기 예측 데드-타임 전류 ip αd[k], ip βd[k]에 기초하여 i) 상기 데드-타임 구간 DT[k]에서의 전류 섹터 CS[k] 및 ii) 상기 H8 인버터의 전압 벡터들 각각에 대한 다음 시퀀스 k+1에서의 예측 데드-타임 전류 ip αd[k+1], ip βd[k+1]를 예측하는 단계;
    상기 예측 데드-타임 전류 ip αd[k+1], ip βd[k+1]에 기초하여 상기 전압 벡터들 각각의 비용 함수 g를 계산함으로써 상기 전압 벡터들 중 가장 낮은 상기 비용 함수 g의 값을 갖는 전압 벡터를 상기 다음 시퀀스 k+1에서의 최적 전압 벡터 Vαβ_opt[k+1]로 선택하는 단계;
    상기 최적 전압 벡터 Vαβ_opt[k], 상기 전류 섹터 CS[k] 및 상기 최적 전압 벡터 Vαβ_opt[k+1]에 기초하여 상기 데드-타임 구간 DT[k]에서의 상기 H8 인버터의 제1 스위칭 상태를 미리 결정하는 단계;
    상기 최적 전압 벡터 Vαβ_opt[k+1]에 기초하여 상기 다음 시퀀스 k+1에서의 상기 H8 인버터의 제2 스위칭 상태를 미리 결정하는 단계; 및
    상기 제1 스위칭 상태 및 상기 제2 스위칭 상태에 따라 상기 데드-타임 구간 DT[k] 및 상기 다음 시퀀스 k+1에서 상기 H8 인버터의 스위치들의 온/오프 상태를 제어하는 단계; 를 포함하고,
    상기 현재 시퀀스 k의 최적 전압 벡터 Vαβ_opt[k]는
    예측 데드-타임 전류 ip αd[k], ip βd[k]에 기초하여 상기 전압 벡터들 각각의 비용 함수 g를 계산함으로써 상기 전압 벡터들 중 가장 낮은 상기 비용 함수 g의 값을 갖는 전압 벡터인, PMSM 구동 시스템에서의 FCS-MPC 방법.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 전압 벡터들은 상기 H8 인버터의 3상 노드들에 인가되는 전압들의 조합에 관한 2개의 ZVV(Zero Voltage Vector)들 및 6개의 AVV(Active Voltage Vector)들로 구성되는 8개의 전압 벡터들을 포함하고,
    상기 현재 시퀀스 k에서의 최적 전압 벡터 Vαβ_opt[k] 및 상기 다음 시퀀스 k+1에서의 최적 전압 벡터 Vαβ_opt[k+1]는 상기 8개의 전압 벡터들 중 어느 하나인, PMSM 구동 시스템에서의 FCS-MPC 방법.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 다음 시퀀스 k+1에서의 최적 전압 벡터 Vαβ_opt[k+1]를 선택하기 위해 상기 6개의 AVV들 전부 및 상기 2개의 ZVV들 중 어느 하나에 대해 7회의 상기 비용 함수 g의 계산이 수행되는, PMSM 구동 시스템에서의 FCS-MPC 방법.
  9. 제 6 항에 있어서,
    상기 H8 인버터는 H6 인버터 토폴로지에 따른 6개의 3상 스위치들 및 상기 DC 링크와 상기 3상 스위치들 사이에 연결되는 2개의 직렬연결 스위치들을 포함하는, PMSM 구동 시스템에서의 FCS-MPC 방법.
  10. 제 6 항에 있어서,
    상기 전류 섹터 CS[k]는 상기 예측 데드-타임 전류 ip αd[k], ip βd[k]로부터 다시 변환되는 abc 좌표계 전류 ip ad[k], ip bd[k], ip cd[k]의 부호들에 따라 6개의 섹터들 중 어느 하나로 결정되는, PMSM 구동 시스템에서의 FCS-MPC 방법.
KR1020210140706A 2021-10-21 2021-10-21 유한제어요소 모델예측제어 기반의 영구자석 동기전동기 구동 시스템 KR102649201B1 (ko)

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