KR102583327B1 - It-형 중성점 클램프트 인버터 - Google Patents

Abstract

직류 링크 전압의 일단에 서로 순차적으로 직렬 연결된 제1 및 제2 전력 소자와, 상기 제2 전력 소자와 상기 직류 링크 전압의 타단 사이에 순차적으로 직렬 연결된 제3 및 제4 전력 소자를 갖는 I-형 레그; 및 상기 직류 링크 전압의 일단에 일단이 연결된 제5 전력 소자와, 상기 직류 링크 전압의 중성점과 상기 제5 전력 소자의 타단 사이에 순차적으로 직렬 연결되어 선택적으로 양방향 전류 흐름을 형성하는 제6 및 제7 전력 소자와, 상기 제5 전력 소자의 타단과 상기 직류 링크 전압의 타단 사이에 연결된 제8 전력 소자를 포함하는 T-형 레그를 포함하며, 상기 제2 전력 소자와 상기 제3 전력 소자의 연결 노드 및 상기 제5 전력 소자와 상기 제8 전력 소자의 연결 노드를 통해 단상 교류 출력이 이루어지는 것을 특징으로 하는 IT-형 중성점 클램프트 인버터가 개시된다.

Description

IT-형 중성점 클램프트 인버터{IT-TYPE NEUTRAL POINT CLAMPED INVERTER}

본 발명은 IT-형 중성점 클램프트(Neutral Point Clamped: NPC) 인버터에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 효율성과 신뢰성 향상을 위해 원 레그 클램핑 펄스 폭 변조(OLC-PWM)가 적용된 단상 IT-형 NPC 인버터에 관한 것이다.

태양광 발전(photovoltaic: PV) 에너지는 청정 전력 생산을 위한 화석 연료 에너지의 유망한 대안 중 하나이며, 지난 10 여년 동안 태양광 발전 시스템의 보급이 급격히 증가했다. 그러나 대체 에너지원으로서 경쟁력을 갖추기 위해서는 태양광 에너지의 비용 절감이 여전히 요구된다. 많은 국가에서는 태양광 발전 에너지의 비용 절감을 위한 목표를 설정하였다. 예를 들어, 미국 에너지부는 주거용 태양광 발전 시스템의 비용을 2030년까지 0.05 USD/kW·h까지 줄여야 한다고 권고했으며 다른 국가들도 이와 유사한 수준의 목표를 설정하였다. 에너지 비용은 자본 비용, 운영 및 유지 보수 비용, 연간 에너지 생산량으로 구성된다.

자본 비용과 운영 및 유지 보수 비용이 감소하고 연간 에너지 생산량이 증가하면 에너지 비용은 감소하게 된다. 따라서 태양광 발전 시스템의 경우 태양광 발전 인버터의 효율성 및 신뢰성을 향상시키면 연간 에너지 생산 뿐만 아니라 태양광 발전 시스템의 운영 및 유지 보수 비용을 절감시킬 수 있으므로, 인버터의 효율 및 신뢰도를 향상시키는 것은 태양광 발전 에너지 비용을 감소시키기 위한 중요한 측면이 될 수 있다.

태양광 발전 시스템은 태양광 발전 모듈 배열에 따라 단일 모듈, 모듈 스트링, 다양한 정격 전력에 대한 다중 스트링 및 어레이로 분류할 수 있다. 이에 따라, 태양광 발전 인버터로서 AC 모듈 인버터, 스트링 인버터, 멀티 스트링 인버터 및 중앙 인버터 등과 같은 다양한 인버터 구조가 제안되고 있다.

도 1은 스트링 인버터를 포함하는 단순화된 2상 태양광 발전 시스템의 구성 및 제어 구조를 도시한 도면이다. 스트링 인버터 구조는 통상 정격 전력이 10 kW 미만인 태양광 발전 시스템에 주로 사용된다. DC/DC 부스트 컨버터와 단상 DC/AC 인버터는 태양광 발전 스트링과 그리드 사이의 인터페이스로 사용된다. DC/DC 부스트 컨버터는 태양광 발전 스트링에서 최대 전력 추출을 위해 제어되며 응용 분야에 따라 제외될 수도 있다.

단상 5레벨 NPC(Neutral Point Clamped) 인버터는, 기존 H-브리지 인버터에 비해 패시브 부품을 더 작게 만들고 누설 전류를 낮추는 탁월한 효율과 더 낮은 총 고조파 왜곡(Total Harmonic Distortion: THD)으로 인해 스트링 태양광 발전 인버터로서 매력적인 토폴로지이다. I-형 NPC 인버터가 먼저 제안된 후 효율, 비용, 누설 전류, 및 THD를 향상시키기 위해 T-형, ANPC(Active Neutral Point Clamped) 및 하이브리드 H-브리지와 같은 다른 확장형 5단 토폴로지가 제안되었다.

[G. E. Valderrama, G. V. Guzman, E. I. Pool-Mazun, P. R. Martinez-Rodriguez, M. J. Lopez-Sanchez, and J. M. S. Zuniga, “A single-phase asymmetrical T-type five-level transformerless PV inverter," IEEE J. Emerg. Sel. Topics Power Electron., vol. 6, no. 1, pp. 140-150, Mar. 2018.]에는, 하나의 T-형 레그를 하프 브리지 레그로 교체한 비대칭 단상 5단 T-형 NPC 인버터가 제안되었다. 이 토폴로지는 기존의 단상 5단 T-형 NPC 인버터에 비해 전력소자의 수를 줄이고 효율을 높인다. 그러나 이 토폴로지는 두 커패시터 전압 사이에 편차가 발생하면 중성점 전압을 제어할 수 없는 단점이 있다. 비대칭 I-형 NPC 인버터라고 하는 I-형 NPC 인버터를 기반으로 하는 유사한 비대칭 토폴로지가 [J.-S. Kim, J.-M. Kwon, and B.-H. Kwon, "High-efficiency two-stage three-level grid-connected photovoltaic inverter," IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 65, no. 3, pp. 2368-2377, Mar. 2018.]에서 제안되었다. 그러나 이 인버터 토폴로지는 자체적으로 중성점 전압을 제어할 수 없고 두 개의 커패시터에 개별적으로 연결된 두 개의 DC-DC 컨버터가 커패시터 전압의 균형을 맞출 수 있다. 따라서 최신 비대칭 NPC 인버터는 자체적으로 두 개의 DC 링크 커패시터 전압의 균형을 맞추는 기능이 없기 때문에 적용이 제한적이다.

상기의 배경기술로서 설명된 사항들은 본 발명의 배경에 대한 이해 증진을 위한 것일 뿐, 이 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 이미 알려진 종래기술에 해당함을 인정하는 것으로 받아들여져서는 안 될 것이다.

G. E. Valderrama, G. V. Guzman, E. I. Pool-Mazun, P. R. Martinez-Rodriguez, M. J. Lopez-Sanchez, and J. M. S. Zuniga, "A single-phase asymmetrical T-type five-level transformerless PV inverter," IEEE J. Emerg. Sel. Topics Power Electron., vol. 6, no. 1, pp. 140-150, Mar. 2018. J.-S. Kim, J.-M. Kwon, and B.-H. Kwon, "High-efficiency two-stage three-level grid-connected photovoltaic inverter," IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 65, no. 3, pp. 2368-2377, Mar. 2018.

이에 본 발명은, 효율성 및 신뢰성이 높고 중성점 전압 제어 등과 같이 제어성이 우수한 IT-형 중성점 클램프트 인버터를 제공하는 것을 해결하고자 하는 기술적 과제로 한다.

상기 기술적 과제를 해결하기 위한 수단으로서 본 발명은,

직류 링크 전압의 일단에 서로 순차적으로 직렬 연결된 제1 및 제2 전력 소자와, 상기 제2 전력 소자와 상기 직류 링크 전압의 타단 사이에 순차적으로 직렬 연결된 제3 및 제4 전력 소자를 갖는 I-형 레그; 및

상기 직류 링크 전압의 일단에 일단이 연결된 제5 전력 소자와, 상기 직류 링크 전압의 중성점과 상기 제5 전력 소자의 타단 사이에 순차적으로 직렬 연결되어 선택적으로 양방향 전류 흐름을 형성하는 제6 및 제7 전력 소자와, 상기 제5 전력 소자의 타단과 상기 직류 링크 전압의 타단 사이에 연결된 제8 전력 소자를 포함하는 T-형 레그를 포함하며,

상기 제2 전력 소자와 상기 제3 전력 소자의 연결 노드 및 상기 제5 전력 소자와 상기 제8 전력 소자의 연결 노드를 통해 단상 교류 출력이 이루어지는 것을 특징으로 하는 IT-형 중성점 클램프트 인버터를 제공한다.

본 발명의 일 실시예에서, 상기 I-형 레그 및 상기 T-형 레그는 원 레그 클램핑 펄스 폭 변조 방식으로 동작할 수 있다.

본 발명의 일 실시예에서, 상기 원 레그 클램핑 펄스 폭 변조 방식의 기준 전압은 하기 식 1 및 식 2와 같이 결정될 수 있다.

[식 1]

[식 2]

상기 식에서, V_m은 기준 전압의 진폭, f_g는 연결되는 계통의 주파수,V_DC는 상기 직류 링크 전압, V_{A_ref_OLC}는 상기 I-형 레그에 대한 원 레그 클램핑 펄스 폭 변조 방식의 기준 전압, V_{B_ref_OLC}는 상기 T-형 레그에 대한 원 레그 클램핑 펄스 폭 변조 방식의 기준 전압이다.

본 발명의 일 실시예는, 상기 직류 링크 전압의 일단과 상기 중성점 사이에 연결된 상부 커패시터와 상기 중성점과 상기 직류 링크 전압의 타단 사이에 연결된 하부 커패시터를 더 포함할 수 있다.

본 발명의 일 실시예에서, 상기 상부 커패시터에 인가된 전압의 크기가 상기 하부 커패시터에 인가된 전압의 크기 보다 큰 경우, 하기 식 3과 같이 기준 전압을 수정할 수 있다.

[식 3]

여기서, V_{A_ref_cap} 및 V_{B_ref_cap}은 각각 I-형 및 T-형 레그에 대한 원 레그 클램핑 펄스 폭 변조 방식의 기준 전압의 수정값, region A 및 region E는 p형 소전압 벡터와 n형 소전압 벡터를 상호 대체시킬 수 있는 시간 영역이다.

본 발명의 일 실시예에서, 상기 상부 커패시터에 인가된 전압의 크기가 상기 하부 커패시터에 인가된 전압의 크기 보다 작은 경우, 하기 식 4와 같이 기준 전압을 수정할 수 있다.

[식 4]

여기서, V_{A_ref_cap} 및 V_{B_ref_cap}은 각각 I-형 및 T-형 레그에 대한 원 레그 클램핑 펄스 폭 변조 방식의 기준 전압의 수정값, region B 및 region D는 p형 소전압 벡터와 n형 소전압 벡터를 상호 대체시킬 수 있는 시간 영역이다.

상기 IT-형 중성점 클램프트 인버터에 따르면, OLC-PWM을 적용함으로써 최소화 될 수 있는 전력 손실을 고려하여 I-형 및 T-형 레그를 활용함으로써 효율 향상을 도모할 수 있다.

또한, 상기 IT-형 중성점 클램프트 인버터에 따르면, DC 링크를 형성하는 두 개의 커패시터 전압의 균형을 자체적으로 잡을 수 있어 다양한 태양광 발전 시스템에 적용이 가능하다.

또한, 상기 IT-형 중성점 클램프트 인버터에 따르면, 시스템 수준의 신뢰성 평가 결과 종래이 I-형 및 T-형 NPC 인버터보다 B_X 수명이 길어 신뢰성 향상을 달성할 수 있다.

또한, 상기 IT-형 중성점 클램프트 인버터에 따르면, 효율성과 신뢰성을 향상에 따른 에너지 비용 절감을 기대할 수 있으며, 다른 응용 분야로 확장될 수도 있다.

본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

도 1은 스트링 인버터를 포함하는 단순화된 통상적인 2상 태양광 발전 시스템의 구성 및 제어 구조를 도시한 도면이다.
도 2(a) 및 2(b)는 각각 종래의 단상 5레벨 I-형과 T-형 NPC 인버터 토폴로지를 도시한 도면이다.
도 3(a)는 단극 펄스 폭 변조 방법에서 A상의 T-형 레그와 B상의 I-형 레그의 기준 전압을 각각 나타낸 도면이고, 도 3(b)는 본 발명의 실시예에 따른 IT-형 NPC 인버터에 적용되는 OLC-PWM에서의 수정된 기준 전압을 도시한 도면이다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 OLC-PWM이 적용된 IT-형 NPC 인버터의 출력을 다양한 운전 조건에서 도시한 도면이다.
도 5는 종래의 UP-PWM과 본 발명의 실시예에 따른 OLC-PWM에서 IT-형 NPC 인버터의 누설전류를 비교한 결과를 도시한 도면이다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 IT-형 NPC 인버터에서 커패시터 전압에 대한 전압 벡터의 영향을 도시한 도면이다.
도 7는 본 발명의 실시예에 따른 IT-형 NPC 인버터의 기본 주파수에서의 기준 전압을 나타내는 도면이다.
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 IT-형 NPC 인버터에서 DC 링크의 상부 커패시터 전압(V_DC1)이 하부 커패시터 전압(V_DC2) 보다 높을 때 커패시터 전압 제어 방법의 결과를 도시한 도면이다.
도 9는 UP-PWM을 적용한 경우 7kW에서 I-형 레그와 T-형 레그 소자의 전력 손실 분포를 나타낸다.
도 10은 UP-PWM을 적용한 경우 I-형 레그와 T-형 레그 소자의 접합 온도를 도시한 도면이다.
도 11은 OLC-PWM을 적용한 경우 IT-형 NPC인버터에서 I-형 레그 및 T-형 레그의 전력 손실 분포를 도시한 것이다.
도 12는 OLC-PWM을 적용한 경우 IT-형 NPC인버터에서 I-형 레그와 T-형 레그 소자의 접합 온도를 도시한 도면이다.
도 13에 본 발명의 실시예에 따른 IT-형 NPC 인버터의 수명 평가를 위해 적용되는 스페인 Iza 지역의 일사량과 주변 온도로 구성된 미션 프로파일을 도시한 도면이다.
도 14는 도 13의 미션 프로파일에 따른 IT-형 NPC 인버터의 전력 소자(S_A2(I)와 S_A3(I))의 열부하를 나타낸 도면이다.
도 15는 도 14에 도시된 열부하에 해당하는 IT-형 NPC 인버터의 전력 소자(S_A2(I)와 S_A3(I))의 누적 손상을 나타낸 도면이다.
도 16은 본 발명의 실시예에 따른 IT-형 NPC 인버터의 I-형 및 T-형 레그의 전력 소자의 비신뢰성 함수와 I-형 및 T-형 레그의 비신뢰성 함수 및 두 레그를 고려한 IT-형 NPC 인버터의 비신뢰성 함수를 도시한 도면이다.
도 17은 I-형과 T-형 NPC 인버터의 비신뢰성 함수를 도시한 도면이다.
도 18은 2개의 비대칭 NPC 인버터의 비신뢰성 곡선을 도시한 도면이다.
도 19는 I-형, T-형, 및 I-형 NPC 인버터 조립 시 T-형 레그 1개를 I-형 레그로 교체한 IT-형 NPC 인버터의 프로토타입을 도시한 도면이다.
도 20은 본 발명의 실시예에 따른 IT-형 NPC 인버터에 OLC-PWM 방식을 적용한 경우의 T-형 레그와 I-형 레그의 기준전압을 각각 도시한 도면이다.
도 21은 계통 연계 운전 시 본 발명의 실시예에 따른 OLC-PWM을 적용한 IT-형 NPC 인버터의 출력전압, 출력전류, 계통전압, 2개의 커패시터 전압을 도시한 도면이다.
도 22는 UP-PWM을 적용할 경우 여러 NPC 인버터의 효율을 도시한 도면이다.
도 23은 OLC-PWM을 적용할 경우 여러 NPC 인버터의 효율을 도시한 도면이다.

이하, 첨부의 도면을 참조하여 본 발명의 일 실시형태에 따른 IT-형 중성점 클램프트(Neutral Point Clamped, 이하, 'NPC'라 함) 인버터를 더욱 상세하게 설명하기로 한다.

도 2(a)와 2(b)는 각각 종래의 단상 5레벨 I-형과 T-형 NPC 인버터 토폴로지를 도시한 도면이고, 도 2(c)는 본 발명의 실시예에 따른 IT-형 NPC 인버터 토폴로지를 도시한 도면이다.

도 2(a)에 도시된 것과 같이, I-형 NPC 인버터는 직렬로 연결된 두 개의 전력 소자들(S_A1(I)와 S_A2(I) 직렬 연결_, S_A3(I)와 S_A4(I) 직렬연결_, S_B1(I)와 S_B2(I) 직렬 연결_, S_B3(I)와 S_B4(I) 직렬연결)를 사용하여 전체 DC 링크 전압을 차단한다. 정격 전압이 낮은 전력 소자를 사용할 수 있으므로 스위칭 손실이 비교적 낮다. 그러나 차단 전압이 절반인 2개의 직렬 연결된 전력 소자는 전체 차단 전압을 제공하는 하나의 전력 소자에 비해 전도 손실이 증가한다.

도 2(b)에 도시된 것과 같이, T-형 NPC 인버터는 정격 전압이 다른 전력 소자로 구성된다. 단일 전력 소자(S_A1(T), S_A4(T), S_B1(T) 및 S_B4(T))는 전체 DC 링크 전압을 차단해야 하는 반면 중성점에 연결된 양방향 전력 소자(S_A2(T), S_A3(T)), (S_B2(T) 및 S_B3(T))는 DC 링크 전압의 절반을 차단해야 한다. 양방향 전력 소자로 정격 전압이 낮은 전력 장치를 사용함에 따라, 더 낮은 스위칭 손실과 더 낮은 허용 가능한 전도 손실이 달성된다. I-형 NPC 인버터의 레그('I-형 레그'라 하기도 한다)와는 달리, DC 링크 전압을 차단하기 위해 직렬 연결된 전력소자가 존재하지 않으므로 전도 손실을 줄일 수 있다. 그러나 I-형 NPC 인버터에서 사용되는 차단 전압의 절반을 사용하는 전력 소자에 비해, 전체 DC 링크 차단 전압을 위한 전력 소자는 스위칭 손실이 더 높다.

도 2(c)에 도시된 것과 같이, 본 발명의 실시예에 따른 단상 IT-형 NPC 인버터는 I-형 NPC 인버터의 레그와 T-형 NPC 인버터의 레그의 두 레그로 구성되어 있어 OLC-PWM 방식이 적용되는 경우 전력 손실 측면에서 장점을 갖는다.

본 발명의 실시예에 따른 단상 IT-형 NPC 인버터는, 직류 링크 전압(V_DC1+V_DC2)의 일단에 서로 순차적으로 직렬 연결된 제1 및 제2 전력 소자(S_A1(I)와 S_A2(I))와, 제2 전력 소자(S_A2(IT))와 직류 링크 전압(V_DC1+V_DC2)의 타단 사이에 순차적으로 직렬 연결된 제3 및 제4 전력 소자(S_A3(I)와 S_A4(I))를 포함하는 I-형 레그 및, 직류 링크 전압(V_DC1+V_DC2)의 일단에 일단이 연결된 제5 전력 소자(S_A1(T))와, 직류 링크 전압(V_DC1+V_DC2)의 중성점(Z)과 제5 전력 소자(S_B1(T))의 타단 사이에 순차적으로 직렬 연결되어 선택적으로 양방향 전류 흐름을 형성하는 제6 및 제7 전력 소자(S_B2(T), S_B3(T))와, 제5 전력 소자(S_B1(T))의 타단과 직류 링크 전압(V_DC1+V_DC2)의 타단 사이에 연결된 제8 전력 소자(S_B4(T))를 포함하는 T-형 레그를 포함할 수 있다.

여기에서, I-형 레그 내 제1 및 제2 전력 소자(S_A1(I)와 S_A2(I))의 연결 노드 및 제3 및 제4 전력 소자(S_A3(I)와 S_A4(I))는 다이오드(D_CA1, D_CA2)에 의해 직류 링크 전압(V_DC1+V_DC2)의 중성점과 단방향의 전류 흐름이 이루어지도록 연결될 수 있다. 또한, 제2 전력 소자(S_A2(I))와 제3 전력 소자(S_A3(I))의 연결 노드 및 제5 전력 소자(S_A1(T))와 제8 전력 소자(S_A4(T))의 연결 노드를 통해 단상 교류 출력이 이루어진다. 즉, I-형 레그의 출력이 A상, T-형 레그의 출력이 B상을 구성하는 단상 출력이 이루어진다.

I-형 및 T-형 NPC 인버터의 각 위상에는 [P], [O] 및 [N]의 세 가지 스위칭 상태가 존재한다. 스위칭 상태 [P]는 전력 소자(S_x1 및 S_x2, 여기서 X는 위상에 해당, 이하의 설명에서도 동일하게 적용됨)가 켜져 있음을 의미한다. 따라서, 스위칭 상태 [P]에서 I-형 NPC 인버터의 출력 극 전압은 +V_DC/2이다. 스위칭 상태 [O]는 전력 소자(S_x2 및 S_x3)가 켜진 상태에서 출력 극 전압이 0임을 의미한다. 스위칭 상태 [N]의 경우, 전력 소자(S_x3 및 S_x4)가 켜져 극 전압이 -V_DC/2가 된다. 이러한 설명은 태양광 발전(PV) 인버터의 역률을 1로 가정한 것이다.

도 3(a)는 단극(unipolar) 펄스 폭 변조(이하, 'UP-PWM'라 함) 방법에서 A상의 T-형 레그와 B상의 I-형 레그의 기준 전압(V_{A_ref} 및 V_{B_ref})을 각각 나타낸다. 두 기준 전압 사이에는 180도의 위상차가 있으므로 다음 식 1과 같이 표현될 수 있다.

[식 1]

여기에서, V_m은 기준 전압의 진폭이고 f_g는 인버터가 연결되는 계통의 주파수이다.

기준 전압은 원 레그 클램핑 펄스 폭 변조(이하, 'OLC-PWM'라 함)에 적용되기 위해 수정되며, 여기서 T-형 레그에 대한 V_{B_ref}는 크기에 따라 V_DC/2, 0 또는 -V_DC/2 값만 갖도록 수정된다. 'V_{B_ref}/V_m'이 0.5보다 크면 OLC-PWM에서의 B상의 기준 전압(V_{B_ref_OLC})은 V_DC/2로 수정된다. 이에 따라 A상의 기준 전압(V_{A_ref_OLC})을 'V_{A_ref} + (V_DC/2 - V_{B_ref})'로 수정하여 두 상의 전압차의 크기를 유지한다. 'V_{B_ref}/V_m'이 -0.5와 0.5 사이이면, V_{B_ref_OLC} 및 V_{A_ref_OLC}는 각각 0 및 'V_{A_ref} - V_{B_ref}'이 된다. 마지막으로 'V_{B_ref}/V_m'이 -0.5 미만일 때 V_{B_ref_OLC}는 -V_DC/2로 클램프되고 V_{A_ref_OLC}는 'V_{A_ref} - (V_DC/2 + V_{B_ref})'로 변경된다. 결과적으로 OLC-PWM에 대한 수정된 기준 전압은 다음 식 2와 같이 정의될 수 있다.

[식 2]

도 3(b)는 본 발명의 실시예에 따른 IT-형 NPC 인버터에 적용되는 OLC-PWM에서의 수정된 기준 전압을 도시한 도면이다.

OLC-PWM 방식은 기준 전압(V_{B_ref_OLC})이 각각 V_DC/2, 0 및 -V_DC/2 일 때, 그 스위칭 상태를 [P], [O], 및 [N]으로 클램프함으로써 상대적으로 전도 손실이 낮은 T-형 레그를 활용할 수 있다. 따라서, T-형 레그의 스위칭 손실이 감소하게 된다. 또한, T-형 레그를 [P] 또는 [N]으로 클램프 하는 경우, 양방향 전력 소자를 통해 전류가 흐르지 않는다. 따라서 양방향 전력 소자의 전도 손실이 크게 감소하게 된다. 반면, I-형 레그는 수정된 기준 전압(V_{A_ref_OLC})으로 동작하지만 스위칭 주파수가 기존 레그에 비해 변하지 않아 상대적으로 낮은 스위칭 손실을 가지는 이점이 있다.

도 4는 본 발명의 실시예에 따른 OLC-PWM이 적용된 IT-형 NPC 인버터의 출력을 다양한 운전 조건에서 도시한 도면이다.

NPC 인버터와 관련된 매개변수는 다음의 표 1에 나타난 것과 같다.

[표 1]

도 4(a)는 4kW에서 7kW까지 유효 전력의 단계적 변화를 나타낸다. 도 4(b)와 4(c)는 역률이 각각 0.8 후행, 0.8 선행이 되도록 무효전력의 단계적 변화를 보여준다. OLC-PWM을 적용한 IT-형 NPC인버터는 출력전류의 현저한 왜곡 없이 적절하게 제어되는 결과를 볼 수 있다.

도 5는 종래의 UP-PWM과 본 발명의 실시예에 따른 OLC-PWM에서 IT-형 NPC 인버터의 누설전류를 비교한 결과를 도시한 도면이다.

접지 임피던스와 기생 커패시턴스는 각각 15nF와 20nF로 설정되어 있다. 도 5(a)와 같이 UP-PWM에서 누설전류의 rms는 약 300mA이나 OLC-PWM을 적용하면 그림 5(b)와 같이 275mA로 감소한다. OLC-PWM이 적용되는 경우 누설 전류에 심각한 악영향이 없음을 확인할 수 있다.

도 6은 본 발명의 실시예에 따른 IT-형 NPC 인버터에서 커패시터 전압에 대한 전압 벡터의 영향을 도시한 도면이다.

IT-형 NPC 인버터는 대전압 벡터(large voltage vector), 소전압 벡터(small voltage vector) 및 제로 전압 벡터를 갖는다. 도 6(a)에 도시된 것과 같이, 중성점(Z)가 연결되지 않기 때문에 대전압 벡터는 중성점 전압에 영향을 미치지 않는다. 제로 전압 벡터 또한 중성점 전압에 영향을 미치지 않는다. 도 6(b)에 도시된 것과 같이, 제로 전압 벡터의 스위칭 상태[OO]가 중성점 Z에 연결되어 있지만, 중성점 Z를 통해 전류가 흐르지 않는다. 따라서, 중성점 전압은 변경되지 않는다. 도 6(c)는 p-형 소전압 벡터의 스위칭 상태 [PO]에서 인버터 동작을 도시한 것이다. IT-형 NPC인버터의 두 레그의 출력은 양의 DC-링크와 중성점 Z 사이에 연결되기 때문에 전류가 중성점 Z로 흐르게 되어 중성점 전압이 상승한다. 즉, V_DC2는 증가하지만 V_DC1은 감소한다. 반면, 도 6(d)에 도시된 것과 같이, n형 소전압 벡터의 스위칭 상태[ON]는 두 레그의 출력이 중성점 Z와 음의 DC 링크 사이에 연결되어 있기 때문에 중성점 전압을 감소시킨다.

이상의 설명은 IT-형 NPC인버터가 역률 1로 반전모드에 있다는 가정하에 작성되었음을 참고하여야 한다.

도 7(a)는 본 발명의 실시예에 따른 IT-형 NPC 인버터의 기본 주파수에서의 기준 전압을 나타내는 도면으로, 기준 전압에 따른 스위칭 상태가 도시된다. p형 및 n형 소전압 벡터의 드웰(dwell) 시간은 기본 기간 동안 균등하게 분포되기 때문에 상부 커패시터 전압(V_DC1)과 하부 커패시터 전압(V_DC2)이 균형을 이룬다. 이는 두 커패시터 전압 사이에 편차가 발생할 때 p형 소전압 벡터를 n형 소전압 벡터로 대체하거나 그 반대로 하여 커패시터 전압을 제어할 수 있음을 의미한다. p형 소전압 벡터와 n형 소전압 벡터를 상호 대체시킬 수 있는 시간 영역인 영역 A, B, D 및 E는 두 커패시터 전압의 균형을 맞추는 데 사용할 수 있다.

V_DC1 > V_DC2일 때, V_DC1과 V_DC2는 p형 소전압 벡터의 드웰 시간을 증가시켜 균형을 맞출 수 있다. 다음의 식 3과 같이 기준 전압을 수정하여 영역 A 및 E에서 소전압 벡터의 n형 스위칭 상태를 작은 벡터의 p형 스위칭 상태로 교체함으로써 균형을 맞출 수 있다.

[식 3]

여기서 V_{A_ref_cap} 및 V_{B_ref_cap}은 커패시터 전압 밸런싱을 위해 각각 위상 A 및 위상 B의 수정된 기준 전압이다.

도 7(b)는 기본 주파수에서 IT-형 NPC 인버터의 기준 전압을 도시한 도면으로, 영역 A에서 스위칭 상태 [OO] 및 [NO]가 스위칭 상태 [PP] 및 [OP]로 대체된 것을 볼 수 있다. 또한, 영역 E에서 스위칭 상태 [ON] 및 [NN]이 스위칭 상태 [PO]와 [OO]로 대체됨을 볼 수 있다. 두 상 사이의 전압차이의 크기가 2V_{A_ref}로 유지되어 출력전압에 왜곡이 없다.

V_DC1 < V_DC2일 때, 이 경우 영역 B와 D에서 기준 전압을 다음의 식 4와 같이 교체하여 소전압 벡터의 p형 스위칭 상태가 소전압 벡터의 n형 스위칭 상태로 대체될 수 있다.

[식 4]

도 7(c)에서 나타나 듯이, 영역 D에서 스위칭 상태 [PO]와 [OO] 대신에 스위칭 상태 [ON]과 [NN]과 영역 B에서 스위칭 상태 [PP] 및 [OP] 대신 스위칭 상태 [OO] 및 [NO]에 의해 기준 전압이 만들어 질 수 있다.

도 8은 본 발명의 실시예에 따른 IT-형 NPC 인버터에서 DC 링크의 상부 커패시터 전압(V_DC1)이 하부 커패시터 전압(V_DC2) 보다 높을 때 커패시터 전압 제어 방법의 결과를 도시한 도면이다.

두 캐패시터 사이에 전압 편차가 발생하며, 상부 캐패시터 전압이 하부 캐패시터 전압보다 높으므로 제안하는 캐패시터 전압 밸런싱 방법이 식 3에 따라 1.1초에서 적용된다. 제안한 방법을 적용한 후 두 개의 커패시터 전압이 200V로 평형을 이루는 것을 알 수 있다.

이하에서는, IT-형, I-형, T-형, 비대칭형 I-형 및 T-형 NPC 인버터의 전력 손실과 접합 온도를 비교 분석한다.

전력소자의 총 전력 손실(P_loss)은 다음 식 5와 같이 스위칭 손실(P_sw)과 전도 손실(P_c)로 구성된다.

[식 5]

IGBT의 스위칭 손실(P_sw)은 다음 식 6과 같이 계산된다.

[식 6]

여기서, E_sw는 스위칭 에너지이고, f_sw는 소자의 스위칭 주파수이다. 일 스위칭 사이클에서 평균 도통 손실(P_c)은 다음 식 7과 같다.

[식 7]

여기서 V_CE는 콜렉터-이미터 전압이고, I_C는 콜렉터 전류이고, D는 듀티 사이클이다.

소자의 순방향 전압 강하 및 스위칭 에너지는 접합 온도의 영향을 받기 때문에 전력 손실 분석을 위해서는 접합 온도를 고려해야 한다.

IGBT 모듈에서 소자의 접합 온도(T_j)는 다음 식 8과 같이 구한다.

[식 8]

여기서, P_loss(device)는 소자의 전력 손실, Z_th(j-h)는 방열판 열 임피던스에 대한 접합부, P_loss(Module)는 IGBT 모듈의 전력 손실, Z_th(h-a)는 방열판 주변 열 임피던스에 대해 T_a는 주변 온도이다.

전력 소자의 Z_th(j-h)는 포스터(Foster) 모델에 의해 다음 식 9와 같이 나타난다.

[식 9]

여기서, τ = RC(R은 열저항, C는 열커패시턴스)이고, i는 포스터 모델의 RC 조합의 개수를 의미한다. 소자의 스위칭 에너지 및 순방향 전압 강하에 대한 정보와 R 및 τ인 열 모델에 대한 관련 매개변수는 데이터 시트에서 얻을 수 있다.

인버터의 정격 전력에서 전력 소자의 접합 온도는 전력 소자의 최대 정격 접합 온도(T_jmax) 미만이어야 한다.

따라서 일반적으로 냉각 용량은 접합 온도(T_j)가 정격 전력에서 T_jmax의 약 70% 내지 80%가 되도록 선택된다. 이를 위해 본 발명에서는 주변 열 저항 R_th(h-a)에 대한 방열판을 열 모델에 대해 0.204 K/W로 설정하고 3개의 NPC 인버터의 전력 손실 및 열 해석에 적용하였다.

도 9는 UP-PWM을 적용한 경우 7kW에서 I-형 레그와 T-형 레그 소자의 전력 손실 분포를 도시한 도면이며, 도 10은 UP-PWM을 적용한 경우 I-형 레그와 T-형 레그 소자의 접합 온도를 도시한 도면이다.

3개의 NPC인버터에 UP-PWM 방식을 적용하였기 때문에 I-형 인버터와 IT-형 인버터의 I-형 레그 사이 및 T-형 인버터와 IT-형 인버터의 T-형 레그 사이의 전력 손실에 차이가 없다. I-형 레그의 전력 손실 분포는 도 9(a)에 도시된 것과 같다. 다이오드 D_A1(I), D_A2(I), D_A3(I), D_A4(I)에서는 전력 손실이 거의 0이다. 전도 손실은 전력 소자에 집중되지만 S_A1(I) 및 S_A4(I)의 경우 일부 스위칭 손실도 나타난다. 도 10(a)에 나타난 것과 같이, I-형 레그에서 가장 높은 접합 온도는 IGBT S_A2(I) 및 S_A3(I)의 섭씨 104.5도이다.

그림 9(b)에 도시된 바와 같이, T-형 레그에서, 전도 손실과 스위칭 손실로 구성된 S_B1(T) 및 S_B4(T)의 전력 손실이 지배적이다. 양방향 소자는 S_B1(T) 및 S_B4(T)의 IGBT보다 전력 손실이 낮지만, T-형 레그의 전체 전력 손실 중 많은 부분을 차지하며 전도 손실이 주로 기여한다. 다이오드 D_B1(T) 및 D_B4(T)에서는 전력 손실이 거의 발생하지 않는다. 해당 접합 온도 분포는 도 10(b)에 도시된다. IGBT S_B1(T) 및 S_B2(T)는 섭씨 109도의 가장 높은 접합 온도를 갖는다.

도 11은 OLC-PWM을 적용한 경우 IT-형 NPC인버터에서 I-형 레그 및 T-형 레그의 전력 손실 분포를 도시한 것이고, 도 12는 OLC-PWM을 적용한 경우 IT-형 NPC인버터에서 I-형 레그와 T-형 레그 소자의 접합 온도를 도시한 도면이다.

OLC-PWM에서는, 전술한 바와 같이 출력 전압의 크기에 따라 스위칭 상태가 일정 시간 [P], [O], [N]으로 고정된다. 따라서 모든 전력 소자에서 스위칭 손실이 거의 0이다. S_B1(T) 및 S_B4(T)의 스위칭 손실은 전도 손실로 대체되며 전체 손실이 약간 감소한다. 또한, 스위칭 상태가 [P] 또는 [N]으로 고정되어 있는 동안 양방향 장치에 전류가 흐르지 않아 전도 손실이 크게 감소한다. S_B1(T) 및 S_B4(T)의 전력 손실 감소와 IT-형 NPC 인버터의 전체 전력 손실 감소로 인해, 최고 접합 온도인 S_B1(T) 및 S_B4(T)의 접합 온도는 도 12(b)에 나타난 것과 같이 섭씨 109도에서 섭씨 102도로 감소한다.

도 11(a)에 도시된 것과 같이, I-형 레그의 경우, I-형 레그의 기준 전압 변경으로 인해 S_A1(I) 및 S_A4(I)의 도통 손실은 감소하지만 유사한 양의 D_CA1 및 D_CA2의 도통 손실이 증가한다. 따라서 I-형 레그의 전체 전력 손실에는 큰 변화가 없다. 그러나 IT-형 NPC 인버터의 전체 전력 손실 감소로 인해 UP-PWM에서 I-형 레그의 최고 접합 온도인 S_A2(I)와 S_A3(I)의 접합 온도는 섭씨 104.5도에서 섭씨 98.4도로 감소한다. 이에 반해 D_CA1과 D_CA2의 접합온도는 섭씨 95도에서 섭씨 99도로 상승하여 도 12(a)에 나타난 것과 같이 IT-형 NPC인버터에서 접합온도가 가장 높은 소자가 된다.

종래의 I-형, T-형 인버터 및 제안된 IT-형 NPC 인버터의 전력 레벨에 따른 총 전력 손실은 다음의 표 2에 요약되어 있다.

[표 2]

UP-PWM에서 T-형 NPC 인버터는 1, 2, 4kW 출력에서 3개의 NPC 인버터 중 전력 손실이 가장 낮다. 그러나 I-형 NPC인버터는 7kW 출력에서 T-형 NPC인버터보다 전력손실이 적다.

IT-형 NPC 인버터의 경우 T-형과 I-형 NPC 인버터의 레그로 구성되어 있어 T-형과 I-형 NPC 인버터 사이에서 전력손실이 발생한다. OLC-PWM을 적용하면 IT-형 NPC인버터가 3개의 NPC 인버터 중 고려한 모든 정격전력에서 가장 낮은 전력손실을 보인다. 또한 UP-PWM을 이용한 3개의 NPC 인버터보다 낮다.

UP-PWM에서 가장 낮은 전력 손실과 비교하여, OLC-PWM을 적용한 IT-형 NPC 인버터의 전력 손실은, 출력 전력이 1, 2, 4 및 7 kW일 때 각각 약 19.5%, 15.3%, 15.5%, 및 15.5% 감소한다. 또한, Rth(h-a)로 표시되는 동일한 냉각 용량을 고려할 때, OLC-PWM이 적용된 IT-형 NPC 인버터 내 소자의 최고 접합 온도는 UP-PWM이 적용된 T-형 및 IT-형 NPC 인버터의 장치보다 각각 섭씨 10도 더 낮고, UP-PWM이 적용된 I-형 NPC 인버터 보다 섭씨 5.5도 낮다.

또한, 비대칭 NPC 인버터의 전력 손실이 표 2에 나타난다. 비대칭 T-형 NPC 인버터는 기존의 OLC-PWM이 적용된 I-형 및 T-형 NPC 인버터보다 전력 손실이 적지만 제안된 OLC-PWM이 적용된 IT-형 NPC 인버터보다 전력 손실이 더 높다. 비대칭 T-형 NPC 인버터의 T-형 레그에 있는 D_A2(T) 및 D_A3(T)의 최대 접합 온도는 약 섭씨 116.1도로 OLC-PWM이 적용된 IT-형 NPC 인버터보다 섭씨 15도 더 높다. OLC-PWM이 적용된 T-형 NPC 인버터도 이와 유사하다. 비대칭 I-형 NPC인버터의 경우 OLC-PWM이 적용된 IT-형 NPC인버터보다 전력손실이 적으나 그 차이는 크지 않다. 섭씨 103.6도의 최대 접합 온도를 갖는 전력 소자는 비대칭 I-형 NPC 인버터의 하프 브리지 레그의 IGBT(S_B1 및 S_B2)이며, OLC-PWM이 적용된 IT-형 NPC 인버터 중 접합 온도가 가장 높은 S_B1(T) 및 S_B4(T)의 접합 온도보다 약 섭씨 2도 높다. 2개의 PWM 방식을 사용하는 3개의 NPC 인버터와 비대칭 NPC 인버터의 7 kW에서 최고 접합 온도는 다음의 표 3에 요약된다.

[표 3]

5 ~ 30kHz의 서로 다른 스위칭 주파수에서, 7kW에서의 I-형, T-형 및 IT-형 NPC 인버터의 전력 손실은 다음 표 4에 상세히 나타난다.

[표 4]

비대칭 I-형 및 T-형 NPC 인버터는 두 개의 커패시터 전압을 제어할 수 없기 때문에 본 발명의 주요 관심사가 아니므로 이 분석에서 고려되지 않는다. 제안된 OLC-PWM을 적용한 IT-형 NPC 인버터는 고려한 모든 스위칭 주파수 범위에서 가장 낮은 전력 손실을 가짐을 알 수 있다. I-형 및 T-형 NPC 인버터에 비해 효율 면에서 OLC-PWM이 있는 IT-형 NPC 인버터의 우수성은 스위칭 주파수가 증가함에 따라 명확하게 나타난다. 또한 제안된 IT-형 NPC인버터는 최고 접합 온도가 다른 인버터보다 낮기 때문에 냉각용량이 적게 요구된다.

이하에서는, 태양광 발전 인버터 내에서 가장 신뢰성이 중요한 부품중의 하나인 전력 소자의 수명에 중점을 두고 IT-형, I-형, T-형 NPC 인버터의 미션 프로파일 기반(mission-profile-based) 비교 신뢰성 평가를 수행한다. 더하여, 비대칭 I-형 및 비대칭 T-형 NPC 인버터도 신뢰성 비교를 위해 고려된다.

도 13에 본 발명의 실시예에 따른 IT-형 NPC 인버터의 수명 평가를 위해 적용되는 스페인 Iza 지역의 일사량과 주변 온도로 구성된 미션 프로파일을 도시한 도면이고, 도 14는 도 13의 미션 프로파일에 따른 IT-형 NPC 인버터의 전력 소자(S_A2(I)와 S_A3(I))의 열부하를 나타낸 도면이다.

신뢰성 비교를 위해, 도 13에 도시된 것과 같은 스페인 Iza 지역의 일사량과 주변 온도로 구성된 미션 프로파일이 고려되며, 열응력(thermal stress)이 전력 소자의 전형적인 마모 고장을 일으키는 주된 응력 요인이므로 고려된다. 수명 평가는 각 장치의 누적 손상(AD)을 얻기 위해 구성 요소 수준에서 먼저 수행된다. 그런 다음 몬테카를로(Monte Carlo) 기법을 사용하여 시스템 수준의 신뢰성 평가가 수행된다.

미션 프로파일에 기반하여, 태양광 발전 인버터의 입력 전력인 태양광 발전 어레이에서 생성된 전력이 결정된다. 그 후, 주어진 입력 전력에서 전력 소자의 접합 온도는 식 8 및 식 9로 나타나는 것과 같이 전력 소자의 열모델을 통해 결정된다. 이어, 주어진 임무 프로파일 동안 전력 소자의 열 부하를 룩업 테이블을 통해 획득되며, 이는 장기 시뮬레이션을 처리하는 데 도움이 된다. 룩업 테이블은 입력 전력과 주변 온도와 연관하여 구축된다. 결과적으로 발전 전력과 주변 온도가 주어졌을 때 전력 소자의 열 부하가 획득된다.

전력 소자의 1년 열부하 중 전력소자의 수명모델에서 고려되는 열응력 계수인 접합온도 스윙(T_j), 최소 접합 온도(T_jm) 및 가열 시간(t_on)을 레인플로우 카운팅(Rainflow counting) 기법을 이용하여 추출한다. 주어진 열 응력 계수에서 고장까지의 사이클 수(Nf)가 수명 모델에 넣어 계산된다. 일반적으로 수명 모델은 다양한 열 스트레스 조건에서 전력 사이클링 테스트 결과를 기반으로 구축된다.

본 발명에서, 고려된 IGBT 모듈의 수명 모델이 이용될 수 없으므로 [R. Bayerer, T. Herrmann, T. Licht, J. Lutz, and M. Feller, "Model for power cycling lifetime of IGBT modules-various factors influencing lifetime," in Proc. CIPS, vol. 8, Mar. 2008, pp. 1-6]에서 제시된 수명 모델이 사용된다. 따라서 결과는 비교 목적으로만 고려하는 것이 바람직하다. 마지막으로 전력 소자의 누적 손상(AD)이 다음 식 10과 같은 마이너 법칙을 기반으로 계산된다.

[식 10]

여기서 n_i는 T_j, T_jm 및 t_on의 열응력 계수의 조합인 특정 열응력(S_i)에서 누적된 사이클 수이고, N_i는 수명 모델에서 결정된 S_i에서 파손될 때까지의 사이클 수이다. 누적 손상은 미션 프로파일로 운용했을 때 누적된 데미지나 라이프 소모량을 나타낸다. 누적 손상이 1이 되면 전력 소자는 수명이 다한 것으로 간주된다.

도 15는 도 14에 도시된 열부하에 해당하는 IT-형 NPC 인버터의 S_A2(I)와 S_A3(I)의 누적 손상을 도시한 것이다. 1년의 미션 프로파일에 대한 누적 손상은 약 0.577%이다. UP-PWM을 적용한 I-형 NPC 인버터, UP-PWM을 적용한 T-형 NPC 인버터 및 OLC-PWM을 적용한 IT-형 NPC 인버터의 전력 소자는 다음의 표 5에 나타난다.

[표 5]

I-형 NPC 인버터의 전력 소자들 중 SA2(I) , SA3(I), SB2(I), SB3(I)는 누적 손상이 0.867%로 가장 높아 I-형 NPC 인버터에서 가장 신뢰성이 중요한 소자라고 볼 수 있다. T-형 및 IT-형 NPC 인버터의 경우, S_A1(T), S_A4(T), S_B1(T), S_B4(T) 및 D_CA1와 D_CA2는 각각 0.953% 및 0.695%의 최대 누적 손상을 갖는다. 이러한 결과에서 알 수 있듯이, 전력소자는 서로 다른 누적 손상을 가지므로 서로 다른 수명을 갖는다. 따라서 시스템 수준의 신뢰성 평가가 필요하다.

실제로 수명은 고정된 값이 아닌 통계적 값으로 표현된다. 따라서 백분위 수명은 항목 모집단의 수명을 나타내는 데 널리 사용된다. 그것은 일정 비율의 항목이 고장날 수 있는 시간이다. 예를 들어, B₁ 수명은 전력 소자의 1%가 고장나는 시간을 의미한다. 즉, 그 때 신뢰도는 0.99이다. 그러나 통계 정보가 포함된 수명 모델은 거의 제공되지 않으며 본 발명에서 사용하는 수명 모델도 통계 정보가 없다.

따라서 몬테카를로 기법은 수명 모델 매개변수와 열 응력의 변화를 고려하여 전력 소자의 수명 분포를 구하는 데 사용된다. 이 접근 방식을 통해 시스템 수준의 신뢰성 평가를 위해 각 전력 소자의 시간 종속적 신뢰성 함수를 얻을 수 있다.

몬테카를로 기법을 적용하기 위해, 본 발명에서는 수명 모델 매개변수와 열 응력의 변화를 고려한다. 주어진 1년 미션 프로파일에 대해 T_j, T_jm, t_on의 열응력 인자의 다양한 조합이 있으므로, 몬테카를로 분석에서 모든 조합을 고려하기는 어렵다. 몬테카를로 분석을 단순화하기 위해, 수명 모델에 적용할 때 주어진 미션 프로파일에서 동일한 누적 손상을 일으키는 동등한 T_{j_eq}, T_{jm_eq} 및 t_{on_eq}가 찾아진다. 동등한 값을 선택하는 자유도를 줄이기 위해, 미션 프로파일 동안 T_jm, t_on의 평균값을 T_{jm_eq}, t_{on_eq}의 등가 값으로 변환하여 그에 해당하는 T_{j_eq}를 찾는다. 이후, 선행 연구([J. He, A. Sangwongwanich, Y. Yang, and F. Iannuzzo, "Lifetime evaluation of three-level inverters for 1500-V photovoltaic systems," IEEE J. Emerg. Sel. Topics Power Electron., vol. 9, no. 4, pp. 4285-4298, Aug. 2021, doi: 10.1109/JESTPE.2020.3008246], [U. M. Choi, I. Vernica, D. Zhou, and F. Blaabjerg, "Comparative evaluation of reliability assessment methods of power modules in motor drive inverter," Microelectron. Rel., vol. 114, Nov. 2020, Art. no. 113730], [I. Vernica, H. Wang, and F. Blaabjerg, "Impact of long-term mission profile sampling rate on the reliability evaluation of power electronics in photovoltaic applications," in Proc. IEEE Energy Convers. Congr. Expo. (ECCE), Portland, OR, USA, Sep. 2018, pp. 4078-4085])에 따라 수명 모델 매개변수와 등가 열응력 계수의 정규 분포를 갖는 5% 변동을 고려하여 10,000개 표본의 모집단으로 몬테카를로 해석을 수행한다. 몬테카를로 분석의 결과, 각 소자의 10,000개 샘플의 수명을 구하고 이들을 전력 소자의 시간 의존적 신뢰도 함수를 갖도록 Weibull 분포로 피팅한다.

개별 전력 소자의 고장은 전체 인버터 고장의 원인이 되므로 신뢰성 블록 다이어그램 접근 방식을 기반으로 전체 인버터 시스템의 비신뢰성 F_inverter(t)는 다음의 식 11과 같다.

[식 11]

여기서, F_k(t)는 NPC 인버터의 레그의 k번째 전력 소자의 비신뢰성이다.

도 16(a)는 IT-형 NPC 인버터의 I-형 레그의 전력 소자의 비신뢰성 함수와 IT-형 NPC 인버터의 I-형 레그의 비신뢰성 함수를 나타낸다. DCA1과 DCA2는 I-형 레그의 전력 소자 중 가장 수명이 짧은 것을 알 수 있다. 도 16(b)에 나타난 것과 같이 T-형 레그의 경우 SB1(T)과 SB4(T)가 가장 신뢰성이 중요한 소자이다.

두 레그를 고려한 IT-형 NPC 인버터의 비신뢰성 함수가 도 16(c)에 나타난다. 주어진 미션 프로파일에서 IT-형 NPC 인버터의 B1과 B10 수명은 각각 27년과 53년이다.

도 17(a)와 (b)는 각각 I-형과 T-형 NPC 인버터의 비신뢰성 함수를 나타낸 것이다. I-형 NPC 인버터의 B1 및 B10 수명은 각각 20.5년 및 40.5년이다. T-형 NPC 인버터는 B1 수명이 17.5년이고 B10 수명이 35년이다. IT-형 NPC 인버터의 B1 수명은 I-형 NPC 및 T-형 NPC 인버터에 비해 각각 약 32% 및 54% 길다. B₁₀ 수명의 경우 IT-형 NPC인버터가 I-형과 T-형 NPC인버터에 비해 각각 약 31% 및 53% 가량 길다. 다른 B_X 수명을 비교해 보면, 제안된 OLC-PWM이 적용된 IT-형 NPC 인버터는 주어진 미션 프로파일로 운전할 때 기존의 I-형 및 T-형 NPC 인버터보다 높은 신뢰성을 갖는 것을 결과로부터 알 수 있다.

도 18은 2개의 비대칭 NPC 인버터의 비신뢰성 곡선을 도시한 도면이다. 비대칭 I-형 NPC 인버터의 B1 및 B10 수명은 각각 27.4년 및 53.5년이다.

이 값들은 IT-형 NPC 인버터의 값과 거의 동일하다. 비대칭 T-형 인버터의 경우 B1과 B10의 수명은 각각 11년과 23년이다. 본 발명에서 고려한 5개의 NPC 인버터 중 수명이 가장 짧은 것을 알 수 있다. 5개의 NPC 인버터의 수명은 표 5에 요약되어 있다.

D_A1(I), D_A2(I), D_A3(I) 및 D_A4(I)와 같이 무시할 수 있는 열 응력을 갖는 전력 소자는 시스템 수준 신뢰성 분석에 고려되지 않는다. 또한 추정 수명의 검증은 매우 어려운 작업이고 많은 시간이 소요되므로 여전히 해결하여야 할 과제이다. 그러나 이 결과는 본 발명에서 제시한 신뢰도의 질적 비교에 유용할 수 있다.

비대칭 I-형 NPC 인버터는 그다지 눈에 띄지 않지만 효율성과 신뢰성 측면에서 제안된 IT-형 NPC 인버터보다 약간 더 나은 성능을 갖는 것으로 나타나며, 비대칭 I-형 NPC인버터는 제안된 IT-형 NPC인버터에 비해 더 적은 수의 전력소자가 요구될 수 있다. 그럼에도 불구하고 비대칭 I-형과 T-형 NPC 인버터는 자체적으로 두 DC 링크 커패시터 전압의 균형을 맞추는 능력이 부족하여 적용 범위가 제한되는 단점이 있다.

이하에서는, OLC-PWM을 적용한 제안된 IT-형 NPC 인버터의 유효성과 유효성을 표 1과 같은 조건에서 검증하기 위한 실험을 수행한 결과를 설명한다.

400V의 DC 링크를 갖는 I-형 및 T-형 NPC 인버터에 최적화된 상용 전력 모듈이 존재하지 않으므로, 본 발명에서 400V의 DC 링크에 비해 약간 더 높은 정격 전압을 갖는 전원 모듈이 사용되었다는 점에 유의하여야 한다. 단, 모든 NPC인버터에 동일한 조건이 적용되기 때문에 효율 비교 결과에는 영향을 미치지 않는다.

도 19는 I-형, T-형, 및 I-형 NPC 인버터 조립 시 T-형 레그 1개를 I-형 레그로 교체한 IT-형 NPC 인버터의 프로토타입을 도시한다.

도 20은 본 발명의 실시예에 따른 IT-형 NPC 인버터에 OLC-PWM 방식을 적용한 경우의 T-형 레그와 I-형 레그의 기준전압(V_{A_ref}, V_{B_ref})을 각각 도시한 것이다. T-형 레그는 스위칭 상태 [P], [O], [N]에 각각 일정 시간 개별적으로 클램프되며, 기준 전압의 기본 주기 동안 스위칭 상태가 4번만 변경된다. 따라서 S_A1(T) 및 S_A4(T)에서 스위칭 손실이 거의 없다. I-형 레그는 수정된 기준전압으로 동작하지만 기존 레그와 스위칭 횟수에는 큰 차이가 없다. 해당 출력 극 전압도 확인할 수 있다.

도 21은 계통 연계 운전 시 OLC-PWM을 적용한 IT-형 NPC 인버터의 출력전압(V_out), 출력전류(I_g), 계통전압(V_g), 2개의 커패시터 전압(V_DC1, V_DC2)을 도시한 것이다. 출력 전압은 5레벨이고 두 개의 커패시터 전압은 200V로 유지된다. 또한 계통 전압과 출력 전류는 동상이므로 역률이 1이다.

I-형, T-형, 및 제안된 IT-형 NPC 인버터의 효율은 기존의 UP-PWM과 OLC-PWM을 적용하여 서로 다른 전력 레벨에서 측정되었다. UP-PWM을 적용할 경우 I-형 NPC 인버터는 도 22에 나타난 것과 같이, 고려된 모든 전력 범위에서 T-형 NPC 인버터보다 효율이 우수하다. 모든 토폴로지에서 출력 전력이 2kW일 때 최대 효율이 달성된다. I-형 NPC 인버터의 효율은 약 97.09%로 T-형 NPC 인버터보다 약 0.2% 높다. IT-형 NPC인버터는 두 인버터 각각의 레그를 가지고 있어 그 효율은 I-형 NPC인버터와 T-형 NPC인버터 사이인 97.05%이다.

도 23은 OLC-PWM 방식을 적용했을 때 3개의 NPC 인버터의 효율을 나타낸 것이다. 각각의 클램핑된 한 레그의 전력 손실이 현저하게 감소하였으므로 세 토폴로지 모두 종래에 비해 효율이 향상되었음을 알 수 있다. 제안하는 IT-형 NPC 인버터는 세 토폴로지 중 약 97.61%의 가장 높은 효율을 보인 반면, T-형과 I-형 NPC 인버터의 효율은 각각 97.35%와 97.25%이다. 또한 이는 기존의 UP-PWM을 적용할 경우 3가지 토폴로지 중 가장 효율이 높은 I-형 NPC인버터보다 0.52% 높다. 실험 결과는 제안된 OLC-PWM을 적용한 IT-형 NPC 인버터의 효율이 가장 높은 것을 나타내는 것이다.

UP-PWM이 적용될 때보다 OLC-PWM이 적용될 때 출력 전류(Ig)가 더 왜곡된다는 점을 주목할 필요가 있다. 그 이유는, 출력 전압은 두 극 전압의 차이이므로 20kHz의 스위칭 주파수 때문에 UP-PWM이 적용될 때 출력 전압의 스위칭 주파수는 40kHz가 되기 때문이다. 그러나 OLC-PWM을 적용하면 한 위상이 클램프 되기 때문에 출력 전압의 스위칭 주파수는 약 20kHz이다. 출력 전압에서 증가하는 저차 고조파 성분으로 인해 OLC-PWM이 적용될 때 출력 전류의 THD가 증가한다. 따라서 효율성과 THD 사이에는 트레이드오프가 있다는 점을 염두에 두어야 한다. 그럼에도 불구하고 제안된 OLC-PWM을 적용한 IT-형 NPC인버터는 효율성과 신뢰성 측면에서 그 장점을 분명히 보여준다.

정리하면, 본 발명에서는 효율성과 신뢰성을 향상시키기 위해 태양광 발전 시스템에 OLC-PWM을 적용한 단상 5레벨 IT-형 NPC 인버터가 제안된다. OLC-PWM을 적용함으로써 최소화 될 수 있는 전력 손실을 고려하여 I-형 및 T-형 레그를 활용함으로써 효율 향상을 도모할 수 있다. 모든 고려된 전력 범위에서, 제안된 OLC-PWM이 적용된 IT-형 NPC 인버터는 I-형, T-형, IT-형 NPC 인버터 중 가장 높은 효율을 나타내었다. 또한 IT-형 NPC인버터는 두 개의 커패시터 전압의 균형을 자체적으로 잡을 수 있어 다양한 태양광 발전 시스템에 적용이 가능하다. 시스템 수준의 신뢰성 평가 결과 제안된 IT-형 NPC 인버터가 I-형 및 T-형 NPC 인버터보다 B_X 수명이 길어 신뢰성 향상이 달성되는 것으로 나타났다. 제안된 OLC-PWM을 적용한 IT-형 NPC 인버터 토폴로지의 유효성과 타당성을 시뮬레이션과 실험을 통해 검증하였다. OLC-PWM이 적용된 IT-형 NPC 인버터를 통해 효율성과 신뢰성을 향상시켜 에너지 비용 절감을 기대할 수 있다. 또한, 제안된 IT-형 NPC 인버터는 효율성 및 신뢰성 향상을 위해 다른 응용 분야로 확장될 수도 있다.

이상에서 본 발명의 특정한 실시형태에 관련하여 도시하고 설명하였지만, 이하의 특허청구범위에 의해 제공되는 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 한도 내에서, 본 발명이 다양하게 개량 및 변화될 수 있다는 것은 당 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 있어서 자명할 것이다.

Claims (6)

1. 직류 링크 전압의 일단에 서로 순차적으로 직렬 연결된 제1 및 제2 전력 소자와, 상기 제2 전력 소자와 상기 직류 링크 전압의 타단 사이에 순차적으로 직렬 연결된 제3 및 제4 전력 소자를 갖는 I-형 레그; 및
   상기 직류 링크 전압의 일단에 일단이 연결된 제5 전력 소자와, 상기 직류 링크 전압의 중성점과 상기 제5 전력 소자의 타단 사이에 순차적으로 직렬 연결되어 선택적으로 양방향 전류 흐름을 형성하는 제6 및 제7 전력 소자와, 상기 제5 전력 소자의 타단과 상기 직류 링크 전압의 타단 사이에 연결된 제8 전력 소자를 포함하는 T-형 레그를 포함하며,
   상기 제2 전력 소자와 상기 제3 전력 소자의 연결 노드 및 상기 제5 전력 소자와 상기 제8 전력 소자의 연결 노드를 통해 단상 교류 출력이 이루어지며,
   상기 I-형 레그 및 상기 T-형 레그는 원 레그 클램핑 펄스 폭 변조 방식으로 동작하고, 상기 원 레그 클램핑 펄스 폭 변조 방식의 기준 전압은 하기 식 1 및 식 2와 같은 것을 특징으로 하는 IT-형 중성점 클램프트 인버터.
   [식 1]
   
   
   [식 2]
   
   상기 식에서, V_m은 기준 전압의 진폭, f_g는 연결되는 계통의 주파수,V_DC는 상기 직류 링크 전압, V_{A_ref_OLC}: 상기 I-형 레그에 대한 원 레그 클램핑 펄스 폭 변조 방식의 기준 전압, V_{B_ref_OLC}: 상기 T-형 레그에 대한 원 레그 클램핑 펄스 폭 변조 방식의 기준 전압)
2. 삭제
3. 삭제
4. 청구항 1에 있어서,
   상기 직류 링크 전압의 일단과 상기 중성점 사이에 연결된 상부 커패시터와 상기 중성점과 상기 직류 링크 전압의 타단 사이에 연결된 하부 커패시터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 IT-형 중성점 클램프트 인버터.
5. 청구항 4에 있어서,
   상기 상부 커패시터에 인가된 전압의 크기가 상기 하부 커패시터에 인가된 전압의 크기 보다 큰 경우, 하기 식 3과 같이 기준 전압을 수정하는 것을 특징으로 하는 IT-형 중성점 클램프트 인버터.
   [식 3]
   
   (여기서, V_{A_ref_cap} 및 V_{B_ref_cap}은 각각 I-형 및 T-형 레그에 대한 원 레그 클램핑 펄스 폭 변조 방식의 기준 전압의 수정값, region A 및 region E: p형 소전압 벡터와 n형 소전압 벡터를 상호 대체시킬 수 있는 시간 영역)
6. 청구항 4에 있어서,
   상기 상부 커패시터에 인가된 전압의 크기가 상기 하부 커패시터에 인가된 전압의 크기 보다 작은 경우, 하기 식 4와 같이 기준 전압을 수정하는 것을 특징으로 하는 IT-형 중성점 클램프트 인버터.
   [식 4]
   
   (여기서, V_{A_ref_cap} 및 V_{B_ref_cap}은 각각 I-형 및 T-형 레그에 대한 원 레그 클램핑 펄스 폭 변조 방식의 기준 전압의 수정값, region B 및 region D: p형 소전압 벡터와 n형 소전압 벡터를 상호 대체시킬 수 있는 시간 영역)