KR102439713B1 - 스위칭 레귤레이터 동기 노드 스너버 회로 - Google Patents

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Abstract

전력 변환기를 스위칭시키기 위한 스너버 회로를 포함하는 다양한 방법 및 디바이스가 개시된다. 예시적인 전력 변환기는 스너빙 회로를 갖는다. 스너버 회로는 전력 변환기의 입력 노드를 전력 변환기의 접지 노드에 연결하는 바이패스 커패시터, 전력 변환기의 입력 노드를 스너버 노드에 연결하는 디커플링 커패시터 및 스너버 노드를 접지 노드에 연결하는 스너빙 저항을 포함한다. 스너빙 저항은 디커플링 커패시터를 전력 변환기의 접지 노드에 연결한다. 스너빙 저항은 1 옴보다 크다. 디커플링 커패시터는 5 나노패럿보다 크고 0.5 마이크로패럿보다 작다. 바이패스 커패시터는 1 마이크로패럿보다 크다.

Description

스위칭 레귤레이터 동기 노드 스너버 회로
관련 출원에 대한 상호-참조 본 출원은 2016년 11월 16일자로 출원된 미국 정규 특허 출원 제15/353,554 호의 연속인, 2017년 9월 15일자로 출원된 미국 정규 특허 출원 제15/705,745호의 이익을 주장하며, 이들 모두는 전체적으로 참고 문헌으로 인용된다.
전자 디바이스는 종종 단일 전원에 의해서만 전력이 공급되는 동안 다수의 전력 정격(power regime)들을 생성해야 한다. 예를 들어, 랩톱 컴퓨터는 단 하나의 배터리만 가질 수 있지만 랩톱의 다양한 구성 요소들에 대해 서로 다른 공급 전압을 갖는 전력 정격들을 생성해야 할 수 있다. 또한, 다수의 전력 정격들에 대한 필요성과 무관하게, 전자 디바이스는 종종 외부 소스로부터 전달되는 전력을 조절할 필요가 있다. 랩톱 사례로 돌아가서, 랩톱 프로세서는 민감한 전자 부품들을 포함하고 있으며 프로세서의 작동 강도에 따라 전력 요구량이 매우 다양하게 된다. 메인 전압 소스의 DC 버전을 간단히 연결하는 것은 옵션이 아니며, 이는 프로세서가 전원 공급 디바이스의 딥스(dips) 또는 서지(surge)로부터 보호되지 않고 전원 공급 장치는 마찬가지로 프로세서가 소비하는 전력의 빠른 전환과 보조를 맞출 수 없기 때문이다. 전술한 요구 사항은 전력 변환기에 의해 처리된다.
전력 변환기는 공급 전력 정격으로부터 전력을 수신하고 레귤레이팅된 전력 정격을 생성한다. 일 예시에서, 전력 변환기는 레귤레이팅된 전력 정격에서 공급 전압을 안정화시키고 그렇게 하기 위해 공급 전력 정격으로부터 변화하는 전류를 제공한다. 전류를 변화시킴으로써 그러한 전력 변환기가 레귤레이팅된 전력 정격의 공급 전압을 안정하게 유지하면서, 레귤레이팅된 전력 정격의 임의의 구성 요소 또는 디바이스의 다양한 전력 요구를 공급할 수 있게 한다. 다른 전력 변환기는 전류를 안정되게 유지하면서 전압을 변화시킴으로써 또는 레귤레이팅된 정격에 전달되는 전력의 양을 안정하게 유지하기 위해 전류 및 전압을 변화시킴으로써 레귤레이팅된 전력 정격을 생성한다.
전력 변환기의 하나의 등급은 신속한 스위치 전환을 사용하여 그들의 입력에 연결된 전원에서 그들의 출력에 연결된 부하까지 제어된 방식으로 전력을 전송한다. 이러한 전력 변환기는 종종 스위칭 레귤레이터 또는 스위치 모드 레귤레이터라고 지칭된다. 스위치가 도통 상태와 비도통 상태 사이에서 스위칭되는 주파수는 변환기의 스위칭 주파수라고하며 전원에서 부하로 전달되는 전력의 양을 설정한다. 도 1은 벅(bug) 변환기(100) 형태의 스위칭 레귤레이터의 일 예를 제공한다. 벅 토폴로지는 전력 변환기의 입력이 출력보다 높은 전압에 있을 때 이용된다. 도시된 바와 같이, 전압(VIN)은 전압(VOUT)보다 높다. 부하 전류(iL)는 인덕터(101) 및 커패시터(102)를 포함하는 출력 필터를 통해 부하(103)에 제공된다. 스위치들(104 및 105)은 노드(108) 상의 부하 및/또는 전력 변환기의 상태에 관한 정보를 수신하는 드라이버 회로(106) 및 피드백 회로(107)에 의해 제어된다.
통상의 동작 동안, 스위치들(104 및 105)은 입력(VIN)으로부터 위상 노드(109)(스위치-노드라고도 함)에 전류를 교대로 제공하고 위상 노드(109)를 접지에 결합시킨다. 스위치(105)가 온(on)되는 사이클의 부분 동안, 부하(103)에 대한 전력은 인덕터(101) 및 커패시터(102)에 저장된 에너지에 의해서만 제공된다. 동시에, 에너지는 스위치(105)의 기생 인덕턴스 및 커패시터에 저장된다. 사이클이 스위칭될 때, 이러한 기생 성분, 스위치(105)의 바디 다이오드에 저장된 에너지 및 스위치(104)에 의해 제공된 전력은 위상 노드(109)에서 바람직하지 않은 링잉(ringing)을 생성한다. 링잉은 바람직하지 않으며, 이는 링잉이 변환기가 포함된 전자 시스템의 나머지 부분에 전자기 간섭을 일으키기 때문이며 그리고 링잉이 제어 회로가 시스템의 현재 상태를 결정하고 부하(103)의 전력 요구 사항의 변화에 응답하여 스위칭 주파수를 조정하는 데 걸리는 시간을 증가시키기 때문이다.
위상 노드(109)에서 링잉을 감소시키기 위한 하나의 옵션은 커패시터 및 저항을 포함하는 R-C 스너버 회로(110)를 부가하는 것이다. 스너버 회로(110)의 커패시터는 스위칭 이벤트 동안 인덕터를 통한 전류의 변화가 빠르지 않도록 전류를 제공한다. R-C 회로의 공진 주파수는 링잉 주파수에서 작동하는 신호를 상당히 감쇠시키도록 선택된다. 스너버 회로는 링잉을 줄이고 서로 다른 주파수들의 신호들에 미치는 영향을 최소화하도록 조정된다. 그러나, 스너버 회로는 전력 변환기의 전체 효율을 몇 % 포인트 낮춘다. 도 1에서 알 수 있는 바와 같이, 스너버 회로(110)의 커패시터는 각 스위칭 사이클 동안 스위치(104) 양단의 전압이 변동되기 때문에 모든 스위칭 사이클 동안 충전 및 방전되어야 한다. 이러한 효율의 감소는 스너버 회로에 의해 소비되는 전력이 입력 전압과 출력 전압의 차이에 비례하며 부하 전류(iL)에 의존하지 않기 때문에 작은 부하에서 가장 두드러지게 느껴진다.
하나의 접근법에서, 스너버 회로를 갖는 전력 변환기가 개시된다. 스너버 회로는 전력 변환기의 입력 노드를 전력 변환기의 접지 노드에 연결하는 바이패스 커패시터, 전력 변환기의 입력 노드를 스너버 노드에 연결하는 디커플링 커패시터 및 스너버 노드를 접지 노드에 연결하는 스너빙 저항을 포함한다. 스너빙 저항은 디커플링 커패시터를 전력 변환기의 접지 노드에 연결하며 1 옴보다 크다. 디커플링 커패시터는 5 나노패럿보다 크고 0.5 마이크로패럿보다 작다. 바이패스 커패시터는 1 마이크로패럿보다 크다.
보다 구체적인 접근법에서, 전력 변환기는 또한 위상 노드 및 입력 노드를 위상 노드에 연결하는 전계 효과 트랜지스터를 포함한다. 디커플링 커패시터와 스너빙 저항은 입력 노드에서 접지 노드까지의 단일 전류 경로를 형성한다. 단일 전류 경로에는 키르히호프 접합이 없다. 스너버 회로는 위상 노드에서 발진을 감쇠시킨다.
다른 접근법에서, 스너버 회로를 갖는 전력 변환기가 개시된다. 스너버 회로는 전력 변환기의 입력 노드를 전력 변환기의 접지 노드에 결합하는 제1 커패시터 및 제1 단자를 갖는 제2 커패시터를 포함하며, 제1 단자는 전력 변환기의 입력 노드에 연결되고, 저항은 제2 커패시터의 제2 단자를 접지 노드에 연결한다. 저항은 1 옴보다 크다. 제2 커패시터는 5 나노패럿보다 크고 0.5 마이크로패럿보다 작다. 제1 커패시터는 1 마이크로패럿보다 크다.
보다 구체적인 접근법에서, 전력 변환기는 또한 위상 노드 및 게이트 노드를 가지며 입력 노드를 위상 노드에 결합시키는 전력 트랜지스터를 포함한다. 제1 커패시터는 입력 노드와 접지 사이에 제1 회로 브랜치를 형성한다. 제2 커패시터 및 저항은 입력 노드와 접지 사이에 제2 회로 브랜치를 형성한다. 제1 및 제2 회로 브랜치들은 스너버 회로를 통한 접지 노드까지의 유일한 전류 경로이다. 스너버 회로는 위상 노드에서 발진을 감쇠시킨다.
도 1은 종래 기술에 따른 스너버 회로를 갖는 전력 변환기의 블록도이다.
도 2는 일부 실시 예들에 따른 고효율 스너버 회로를 갖는 전원 변환기의 블록도이다.
도 3은 전력 변환기의 동기 노드 상의 두 개의 링잉(ringing) 플롯들을 포함하는 차트로서 하나의 플롯은 도 2의 스너버 회로에 따른 스너버를 도시하고 하나의 플롯은 직렬 저항이 없는 도 2의 스너버 회로에 따른 스너버를 도시한다.
도 4는 도 3의 플롯들을 생성하는데 사용된 스너버 회로들의 효율을 나타내는 두 개의 플롯들을 포함하는 차트입니다.
도 5는 일부 실시 예에 따른 고효율 스너버 회로를 사용하여 전력 변환기에서 링잉을 감소시키는 방법의 세트의 흐름도이다.
도 6은 일부 실시 예에 따른 개별 구성 요소들을 갖는 고효율 스너버 회로를 갖는 패키지 형 전력 변환기의 블록도이다.
도 7은 일부 실시 예에 따른 변환기의 구성 요소들과 동일한 집적 회로 상에 집적된 고효율 스너버 회로를 갖는 패키지 형 전력 변환기의 블록도이다.
도 8은 일부 실시 예에 따른 스너버 회로의 구성 요소들 각각이 능동 디바이스들을 포함하는 변환기의 구성 요소들과 동일한 집적 회로 상에 집적된 고효율 스너버 회로를 갖는 패키지 형 전력 변환기의 블록도이다.
이제는 개시된 발명의 실시 예들에 대한 상세한 설명이 이루어질 것이며, 그 하나 이상의 예시들이 첨부 도면에 도시된다. 각각의 예시는 본 기술의 설명으로서 제공되는 것이지, 본 기술의 제한으로서 제공되는 것은 아니다. 실제로, 본 기술의 범위를 벗어나지 않으면서 본 기술에서 수정 및 변형이 이루어질 수 있음은 당업자에게 명백할 것이다. 예를 들어, 일 실시 예의 일부로서 도시되거나 기술된 특징은 또 다른 실시 예와 함께 사용될 수 있다. 따라서, 본 발명은 첨부된 특허 청구 범위 및 그 등가물의 범위 내에서 모든 그러한 변형 및 변화를 포함하는 것으로 의도된다.
스위칭 전력 변환기(switching power converter)를 위한 고효율 스너버 회로(snubber circuit)는 전력 변환기의 위상 노드(스위치-노드라고도 함)에서의 링잉(ringing)을 방지하면서 종래의 접근법들에 비해 임의의 주어진 스위칭 사이클 동안 감소된 전력 손실을 제공한다. 스너버 회로는, 전력 변환기의 입력과 부하 사이 또는 전력 변환기의 부하를 가로 질러 회로 경로를 놓지 않으면서, 스위칭 트랜지스터의 기생 인덕턴스와 커패시터에 전하를 제공하고 이들로부터 전하를 수신하도록 배치된다. 스너버 회로의 구성 요소는 전력 변환기의 원하는 작동 모드에 따라 부분적으로 선택된다. 구성 요소는 아래에 설명된 바와 같이 여러 가지 방법으로 구현될 수 있다. 동기 벅 변환기(synchronous buck converter)의 예가 상세히 제공되지만, 본 개시의 일반적 교시는 벅(bug), 부스트(boost), 벅-부스트, 부스트-벅 또는 변압기-기반 변환기와 같은 상이한 스위칭 레귤레이터에 동일하게 적용 가능하다.
스너버 회로는 위상 노드 발진(oscillation)을 감쇠시킬 수 있으며, 위상 노드 자체에 직접 연결되지 않고 위상 노드의 기생 성분에 전하를 제공하거나 이로부터 전하를 끌어낼 수 있다. 특히, 전력 변환기의 입력에 연결된 적절한 크기의 저항 커패시터(R-C) 스너버 회로는 입력 노드에 연결된 스위치를 통해 위상 노드에 전하를 제공할 수 있다. R-C 스너버 회로의 크기 결정은 달리 발생할 수 있는 위상 노드에서의 링잉 주파수를 일치시키기 위해 수행될 수 있지만, 위상 노드의 도입을 위한 것은 아니다. 주파수는 레귤레이터(regulator)의 스위칭 주파수, 전원 및 부하 전력 정격의 특성, 레귤레이터의 출력 필터 및 스위치의 특성과 같은 다양한 요인에 따라 달라진다.
도 2는 스너버 회로(snubber circuit)가 직접 결합되지 않으면서 위상 노드(phase node)(202) 상에서 링잉(ringing)을 방지할 수 있는 예시적인 전력 변환기(power converter)(200) 및 스너버 회로(201)를 도시한다. 전력 변환기(200)는 불필요한 입력 노드(204) 상의 변동 또는 노이즈를 전력 변환기(200)에 영향을 미치지 않도록 필터링(filtering)하기 위해 사용되는 바이패스 커패시터(bypass capacitor)(203)를 포함한다. 스너버 회로(201)는 디커플링 커패시터(decoupling capacitor)(205) 및 스너빙 저항(snubbing resistor)(206)을 포함한다. 스너버 회로는 전력 변환기(200)의 동기 노드(synchronous node)(207)에 접속된다. 동기 노드는 전력 변환기(200)의 특정 물리적 구현에 기초하여 입력 노드와 다를 수 있다. 예를 들어, 단자(lead)들 또는 인쇄 회로 기판 트레이스(trace)들을 패키징하는 것은 동기 노드(207)와 입력 노드(204)가 회로의 개별 넷(net)들로 작용하게 하는 도 2의 회로 다이어그램에 기생 성분(parasitic)을 추가한다. 디커플링 커패시터(205)는 동기 노드(207)를 스너빙 노드에 결합 및 연결한다. 스너빙 저항(206)은 스너빙 노드를 접지에 결합 및 연결한다. 디커플링 커패시터(205) 및 스너빙 저항(206)을 통한 것 이외에는 스너빙 노드에 대한 다른 전류 경로가 없다. 디커플링 커패시터(205)는 동기 노드(207)를 스너빙 저항(206)에 결합 및 연결한다.
전력 변환기(200)는 스위치(209)를 통해 부하(208)에 전원을 전달한다. 도시된 바와 같이, 스위치(209)는 전계 효과 트랜지스터(field effect transistor)이고 전력 변환기(200)의 제어 FET로 지칭될 수 있다. 스위치는 대안적으로 바이폴라 접합 트랜지스터(field effect transistor)일 수 있고, 큰 전류를 처리하고 큰 전압을 유지할 수 있는 이점이 있는 전원 디바이스일 수 있다. 인덕터(210) 및 커패시터(211)를 포함하는 출력 필터를 통해 부하(208)에 전하(charge)가 제공된다. 출력 필터는 스위치(209)가 턴 오프(turn off)되고 스위치(212)가 턴 온(turn on)되는 경우에도 부하(208)에 전원을 계속 공급한다. 예시된 바와 같이, 스위치(212)는 FET이고, 전력 변환기(200)의 동기 FET로 지칭될 수 있다. 두 스위치들 모두 n-형 디바이스들로 설명되었지만, 각각 개별적으로 p-형 디바이스로 전환될 수 있다. 스위치들(209, 212)이 턴 온되는 상대 시간들은 전력 변환기의 입력으로부터 전력 변환기의 출력으로 전달되는 전력 량을 설정한다. 스위칭은 노드(215) 상에 전달된 피드백 신호의 영향 하에서 제어 회로(214)에 응답하는 게이트 드라이버(213)에 의해 제어된다. 피드백 신호는 부하(208) 또는 전력 변환기 자체의 상태에 관한 정보를 포함한다. 도시된 바와 같이, 위상 노드(202) 및 인덕터(210)에 직접 연결된 스너버 회로가 없고, 제어 FET 및 동기 FET는 위상 노드(202)에 연결된 유일한 디바이스들이다
스너버 회로는 저 커패시턴스 값의 고주파 응답 입력 디커플링 커패시터와 직렬로 연결된 스너빙 저항을 포함하여 전력 변환기의 위상 노드에서 발진(oscillation)에 무 손실 형태의 감쇠(damping)를 제공할 수 있다. 스너버 회로는 전력 변환기의 입력 노드 또는 동기 노드에 연결될 수 있지만, 동기 노드에 연결되는 것이 유리할 것이다. 일 예로서도 2의 회로를 사용하면, 스너버 회로(201)는 스너빙 저항(206)과 직렬로 연결된 낮은 커패시턴스를 갖는 디커플링 커패시터(205)를 포함할 수 있다. 디커플링 커패시터(205) 및 스너빙 저항(206)은 위상 노드(202)에 급속하게 전하를 제공하거나 그렇지 않으면 그로부터 위상 노드(202)에서 발생하는 발진을 상당히 감쇠시키는 방식으로 급속하게 전하를 흡수하도록 선택된다. 즉, 커패시터 및 저항의 값들은 노드 상의 기생에 의해 그리고 스위치들(209 및 212)의 스위칭에 의해 야기된 발진의 주파수에 비례하는 R-C 상수(constant)를 설정하도록 선택될 수 있다. 따라서, 스너버 회로는 위상 노드(202) 상의 발진을 감쇠시킨다.
스너버 회로(201) 및 이 동일한 등급의 다른 스너버 회로는 전력 변환기에 무 손실 감쇠를 제공한다. 스위치들(209 및 212)에 걸쳐 결합된 스너버 회로들과는 달리, 스너버 회로(201)는 사실상 두 개의 상이한 바이어스 전압들 사이에 직접 연결된다. 전력 변환기가 표준 작동 상태 일 때 VIN과 접지 전압은 변화하지 않도록 설계된다. 결과적으로, 입력 전압 소스 및 바이패스 커패시터(203)가 처리하기에는 너무 느린 전력 변환기 스위치에 제공되거나 또는 전력 변환기 스위치로부터 수신되는 초과 전류를 제외하고는 큰 순환 손실이 없다. 따라서 스너버 회로(201) 양단의 전압은 제로와 VIN 또는 VOUT과 같은 큰 DC 전압 사이에서 크게 변하지 않는다. 대신, 전압은 상당히 덜 변동된다.
도 2의 교시에 따른 보다 넓은 등급의 스너버 회로는 전력 변환기의 입력으로부터 접지로의 직접 경로를 제외하고 추가적인 회로 경로를 제공하지 않는 토폴로지(topology)를 나타낸다. 이러한 스너버 회로에서, 디커플링 커패시터와 스너빙 저항은 입력 노드에서 접지 노드까지 단일 전류 경로를 형성하며, 단일 전류 경로에는 키르히호프 접합(Kirchhoff junction)이 없다. 즉, 스너버 회로를 통한 전력 변환기 시스템의 대체 노드로부터 접지로의 대체 경로가 존재하지 않는다. 이러한 보다 넓은 등급의 스너버 회로는 전력 변환기의 입력 노드와 접지 사이에 회로 브랜치(circuit branch)를 형성하는 커패시터와 저항을 포함할 수 있다. 이 제1 회로 브랜치는, 입력 노드와 접지 사이에 제2 회로 브랜치를 형성하는, 바이패스 커패시터(203)와 같은, 제2 커패시터와 병렬로 존재할 수 있다. 제1 및 제2 회로 브랜치들은 전력 변환기의 스너버 회로를 통한 접지 노드로의 유일한 전류 경로일 수 있다.
디커플링 커패시터(205) 및 저항(206)의 값들은 입력 전압 대 출력 전압의 비, 스위칭 주파수, 출력 인덕터의 크기 및 스위치의 기생을 토대로 선택될 수 있다. 이 값들은 또한 바이패스 커패시터(203)의 크기에 대략 의존할 수 있는데, 이는 디커플링 커패시터가 바이패스 커패시터의 1000 분의 1 이상으로 유지되어야 하기 때문이다. 12 V의 입력 전압 VIN, 1.2 V의 출력 전압 VOUT, 1.0 MHz의 스위칭 주파수 및 0.47 uH의 출력 필터 인덕터(210)에서 작동하는 전력 변환기의 경우, 디커플링 커패시터는 약 0.1 uF 일 수 있으며 저항 대략 1 Ohm 일 수 있다.
도 3은 가로 좌표가 마이크로 초 단위의 시간이고, 세로 좌표가 전압 단위인 축들의 세트(300)를 도시한다. 도시된 두 개의 곡선들은 전력 변환기의 위상 노드의 전압을 보여준다. 제1 곡선(301)은 전력 변환기(200)의 스너버 회로와 같은 스너버 회로가 1 Ohm 저항 및 0.1 uF 커패시터로 어떻게 동작 하는지를 도시한다. 두 곡선들의 관련 동작 조건은 적절한 크기의 n-형 전력 FET를 사용하여 12V의 입력 전압 VIN, 1.2V의 출력 전압 VOUT, 1.0 MHz의 스위칭 주파수 및 0.47 uH의 출력 필터 인덕터(210)이었다. 제2 곡선(302)은 전력 변환기(200)의 스너버 회로와 같은 스너버 회로가 저항기 없이 어떻게 동작하는지를 도시한다. 도시된 바와 같이, 제1 곡선(301)은 제2 곡선(302)보다 훨씬 더 신속하게 안정화된다. 도면은 스너버 회로의 R 및 C 값 모두를 선택하는 중요성을 보여준다. R-C 상수가 너무 낮으면 전하가 위상 노드에 신속하게 제공되지만, 전하가 너무 빠르게 제공되어 바이패스 커패시터만 사용된 경우 오버슈팅(overshooting) 및 발진이 높아진다.
도 4는 가로 좌표는 암페어의 단위로 부하 전류(iL)이고, 세로 좌표는 얼마나 많은 전력이 전력 변환기에 의해 전달되었는지에 대해 얼마나 많은 양의 전력이 전력 변환기에서 사용되었는지에 대한 효율인 축들의 세트(400)를 도시한다. 따라서, 100 % 효율은 모든 전력이 전력 변환기에 의해 전달되고, 어느 것도 스너버 회로에 의해 소비되지 않는다는 것을 의미한다. 2 개의 곡선들(401 및 402)은 각각 곡선들(301 및 302) 각각에 관해 전술한 조건에 대응된다. 효율은 스너빙 저항의 도입에 의해 크게 영향 받지 않는다. 또한, 전력 변환기의 전체 효율은 스너버 회로가 위상 노드에 직접 부착되는 방식에 비해 높다. 특히, 위상 노드에 부착된 스너버 회로를 사용하는 전력 변환기의 효율 곡선은 고 부하 전류에 대한 효율의 꾸준하고 보다 현저한 감소를 나타낼 것이다.
스너빙 회로의 저항 및 커패시터는 발진 감쇠가 필요한 전력 변환기의 특성에 따라 선택된다. 고 전력 FET 및 1 MHz 내지 8 MHz 범위의 스위칭 주파수로 작동하는 전력 변환기는 일반적으로 이러한 값들 및 상이한 값들을 선택하는 것과 관련된 상대적인 트레이드오프(tradeoff)를 선택하기 위한 목적으로 동일한 정격(regime)에서 작동하는 것으로 간주될 수 있다. 설명을 위해, 전력 변환기(200)는 1 MHz의 스위칭 주파수를 갖는 것으로 고려될 수 있다. 이러한 조건 하에서, 디커플링 커패시터는 10 nF 내지 0.1 uF의 값을 가질 수 있으며, 효율 및 감쇠 측면에서 본 명세서에 개시된 이점을 여전히 유지한다. 스너빙 저항은 1-2 Ohms 범위의 값을 가질 수 있으며 최대 4 Ohms이 될 수 있다. 바이패스 커패시터의 크기는 일반적으로 스너버 회로의 성능에 대한 1 차 효과를 가지지 않는 크기이다. 이를 위해, 디커플링 커패시터의 커패시턴스는 바이패스 커패시터의 커패시턴스보다 훨씬 작다. 특히, 바이패스 커패시터는 디커플링 커패시터 값의 1000 배까지 될 수 있다. 바이패스 커패시터의 크기는 시스템 스위칭 주파수 및 입력 전압 RMS와 같은 다른 제약 조건에 의해 설정된다. 예를 들어 디커플링 커패시터는 10 uF 일 수 있다. 디커플링 커패시터는 MLCC 50V X5R과 같은 세라믹 커패시터일 수 있다. 디커플링 커패시터는 인쇄 회로 기판 상에 배치된 외부 구성 요소일 수 있다.
스너빙 저항 값을 증가시켜 위상 노드 링잉(ringing)에 추가 감쇠를 추가할 수 있다. 예를 들어, 스너빙 저항 값을 두 배로 하면 링잉이 상당히 감소된다. 그러나, 스너빙 저항의 값이 증가함에 따라, 바이패스 커패시터의 전체적인 임피던스가 증가하기 시작하여, 파워 트랜지스터 스위칭 천이 동안 감쇠 효과를 감소시킨다. 도 3 및 4의 예시를 사용하면, 4 옴(Ohm)을 초과하여 스너빙 저항을 증가 시키면 감쇠의 감소가 초래된다.
디커플링 커패시터는 스위치가 전력 변환기의 전체 출력 전류를 전도하기 시작할 때 전력 트랜지스터에 주 스위칭 전하를 공급하는 커패시터이다. 도 2의 예에서, 이는 전체 인덕터 전류 및 스위치(212)의 바디 다이오드로부터의 역방향 복구 전류이다. 이러한 스위칭 천이(switching transition)는 일반적으로 변환기 동작 스위칭 주파수에 비해 훨씬 빠르게 발생한다. 디커플링 커패시터는 변환기의 스위칭 주파수보다 높은 주파수에서 낮은 임피던스를 가져야만 하므로, 스위치(209)에서의 전류의 램프 업(ramp up) 시간 동안, 커패시터(205)로부터 전하가 공급될 수 있다. 디커플링 커패시터의 값이 증가함에 따라, 커패시터의 임피던스는 스위치(209)의 스위칭 천이와 연관된 보다 높은 주파수에서 용량성(capacitive)이 아니라기 보다는 유도성(inductive)이 되고, 이는 스너빙 저항(206)에 의해 제공될 수 있는 감쇠를 감소시킨다. 디커플링 커패시터의 값은 변환기의 관련 시스템의 성능에 의해 요구되는 바에 따라 낮춰질 수 있다. 특정 파워 트랜지스터의 크기와 고유 스위칭 시간 및 PCB 보드 인덕턴스는 파워 트랜지스터에서 전류의 램프 업 시간을 변화시킨다.
도 5는 전력 변환기의 위상 노드 상의 발진을 감쇠시키는 일련의 방법에 대한 흐름도(500)를 도시한다. 이 방법은 위상 노드와 접지에 연결된 동기 전력 트랜지스터를 턴 오프시키는 단계(501)를 포함한다. 이 방법은 전력 변환기의 입력 노드로부터 전력 변환기의 위상 노드까지 저 임피던스 회로 경로를 생성하기 위해 제어 전력 트랜지스터를 턴 온시키는 단계(502)로 계속된다. 제어 전력 트랜지스터는 전력 변환기(200)로부터의 제어 스위치(209)일 수 있다. 동기 트랜지스터는 전력 변환기(200)로부터의 동기 스위치(212)일 수 있다. 입력 전압이 양 전력 트랜지스터들 양단의 저 임피던스 경로를 통해 크로스 바(cross bar) 전류를 통해 접지에 직접 연결되지 않도록 단계들(501과 502) 사이에 짧은 데드 타임(dead time)이 추가될 수 있다.
흐름도(500)는 제어 전력 트랜지스터를 통해 위상 노드에 전하가 제공되는 2 개의 동시 단계들(503 및 504)로 계속된다. 단계(503)에서, 제어 전원 트랜지스터 턴 온의 10 피코초(picoseconds) 이내에 제1 전하량이 제1 커패시터로부터 위상 노드에 제공된다. 단계(504)에서, 제어 전원 트랜지스터 턴 온의 10 피코초 이내에 제2 전하량은 제2 커패시터로부터 위상 노드에 제공된다. 제1 커패시터는 바이패스 커패시터(203)일 수 있다. 제2 커패시터는 디커플링 커패시터(205)일 수 있다. 제2 전하량은 제1 전하량보다 크다. 제2 커패시터는 저항과 직렬로 연결되며 전력 변환기의 입력을 저항과 함께 접지에 연결한다. 제1 커패시터는 전력 변환기의 입력을 접지에 직접 연결한다. 그러나, 제2 커패시터는 위상 노드의 전압의 급격한 변화에보다 신속하게 응답하고 전력 변환기의 위상 노드에서 발진을 감쇠시키는 전류를 신속하게 제공한다.
스너버 회로는 다양한 구성에서 전력 변환기와 함께 물리적으로 구현될 수 있다. 스너버 회로의 수동 구성 요소들은 각각 개별적으로 개별 수동 디바이스들로 구현될 수 있다. 개별 디바이스들은 전력 변환기에 근접한 인쇄 회로 기판 상에 배치될 수 있다. 전력 변환기 자체는 단일 집적 회로 상에 또는 단일 패키지로 결합된 칩 세트로 구현될 수 있다. 대안적으로, 개별 수동 디바이스들은 전력 변환기와 함께 패키지로 결합될 수 있다. 또한, 스너버 회로의 요소들 중 하나 또는 모두가 전력 변환기와 통합될 수 있다. 요소들은 전력 변환기 자체가 완전히 통합된 경우 전력 변환기의 특정 구성 요소 또는 전체 전력 변환기와 동일한 집적 회로에 형성될 수 있다. 다음의 예시들에서, 전력 변환기는 스위치들(209 및 212), 게이트 드라이브(213) 및 제어기(214)가 동일한 집적 회로 상에 형성되도록 완전히 집적된다. 그러나, 다음의 각각의 예시들에서, 스너버 회로는 완전히 집적되지 않은 전력 변환기와 통합되거나 그와 함께 사용될 수 있다.
하나의 접근법에서, 전력 변환기는 전력 변환기의 입력 노드를 위상 노드에 연결하는 트랜지스터를 포함한다. 전력 변환기는 또한 인쇄 회로 기판 상에 배치된 패키지를 포함한다. 트랜지스터는 패키지에 있을 수 있다. 전력 변환기는 또한 디커플링 커패시터 및 스너빙 저항을 갖는 스너버 회로를 포함할 수 있다. 전력 변환기는 또한 바이패스 커패시터를 포함할 수 있다. 바이패스 커패시터는 바이패스 커패시터(203) 일 수 있고, 디커플링 커패시터는 디커플링 커패시터(205)일 수 있고, 스너빙 저항은 스너빙 저항(206)일 수 있다. 바이패스 커패시터, 디커플링 커패시터 및 스너빙 저항 각각은 인쇄 회로 기판에 직접 부착된 개별 수동 구성 요소일 수 있다. 트랜지스터와 개별 구성 요소들간의 연결은 패키지 연결 및 인쇄 회로 기판상의 트레이스를 포함할 수 있다. 바이패스 커패시터는 세라믹 커패시터일 수 있다. 디커플링 커패시터는 전해 커패시터일 수 있다. 개별 구성 요소들은 또한 인쇄 회로 기판에 납땜된 분리 가능한 구성 요소가 아니라 인쇄 회로 기판에 통합될 수 있다.
스너버 회로는 전력 변환기의 다른 구성 요소들과 동일한 패키지에 통합될 수 있지만 전력 변환기의 다른 구성 요소들과 동일한 집적 회로에는 집적되지 않는다. 도 6은 디커플링 커패시터(603) 및 스너빙 저항(604)을 포함하는 스너버 회로 및 다른 전력 변환기 구성 요소들이 구비된 집적 회로(602)를 갖는 패키지(601)가 구비된 전력 변환기(600)를 도시한다. 특히, 출력 필터 구성 요소들은 패키지(601)의 외부에서 구현되지만, 패키지 내에서도 구현될 수 있다. 패키지(601)는 인쇄 회로 기판 상에 구현될 수 있고, 바이패스 커패시터(203)는 땜납을 통해 인쇄 회로 기판에 직접 부착된 개별 커패시터이거나 인쇄 회로 기판에 집적될 수 있다. 스너빙 저항(604) 및 디커플링 커패시터(603)는 패키지(602)의 기판 상에 형성되고 패키지(601)의 패키지 리드에 결합되는 개별 수동 구성 요소일 수 있다. 개별 구성 요소들은 또한 전력 변환기의 다른 구성 요소들을 수용하는 패키지(601)의 다른 집적 회로들의 측면들에 본딩될 수 있다.
스너버 회로는 저항 및 커패시터 에뮬레이터(emulator)를 사용하는 것과 같은 능동 디바이스를 사용하여 구현될 수도 있다. 이러한 접근에서, 스너버 회로는 전력 변환기의 다른 구성 요소들과 동일한 집적 회로에 집적될 수 있다. 도 7은 스너버 회로뿐만 아니라 전력 변환기의 다양한 요소들을 수용하는 단일 집적 회로(701)를 갖는 전력 변환기(700)를 도시한다. 이 접근에서, 스너버 회로는 디커플링 커패시터(702) 및 스너빙 저항(703)을 포함한다. 디커플링 커패시터(702)는 집적 회로(701)의 배선 층(wiring layer)에 형성된 금속 절연체 금속 커패시터일 수 있다. 이 경우에 스너빙 저항은 저항을 에뮬레이션하기 위해 단자(704)에 의해 제어되는 제어된 부하로서 집적 회로 기반의 전류 미러(current mirror)로서 구현된다. 전류 미러는 트랜지스터와 같은 능동 디바이스를 포함할 수 있다. 트랜지스터는 피드백 회로(214)의 트랜지스터와 동일한 기판에 형성될 수 있다. 일부 접근법에서, 트랜지스터는 스위치들(209 및 212)를 구현하는 FET들과 동일한 기판에 형성될 수 있다.
도 8은 스너버 회로의 디커플링 커패시터가 집적 회로 기반의 커패시터 멀티플라이어(multiplier)(802) 및 소형 집적 회로 커패시터(803)로서 구현된다는 것을 제외하고는 집적 회로(701)와 유사한 단일 집적 회로(801)를 갖는 전력 변환기(800)를 도시한다. 커패시터 멀티플라이어(802)는 커패시터(803)의 커패시턴스에 위상 노드의 적절한 감쇠에 필요한 크기를 곱하면서 집적 회로 상에 구현된 대형 커패시터를 가질 필요를 피할 것이다. 집적 회로 기반 커패시터 멀티플라이어(802) 및 소형 집적 회로 커패시터(803)는 모두 패키지 홀딩 집적 회로(801) 내에 있다. 커패시터 멀티 플라이어는 트랜지스터와 같은 능동 디바이스를 포함할 수 있다. 트랜지스터는 피드백 회로(214)의 트랜지스터와 동일한 기판에 형성될 수 있다. 일부 접근법에서, 트랜지스터는 스위치들(209 및 212)을 구현하는 FET들과 동일한 기판에 형성될 수 있다.
도 7 및 8의 접근법에서, 도 8의 저항과 커패시터의 값은 실제 변환기의 성능을 기준으로 트리밍(trimming)될 수 있다. 일반적으로, 이는 트리밍이 제공되는 관련 개별 구성 요소에 가변적인 영향을 갖는 트리밍 회로를 도입함으로써 위에 설명된 접근법들 중 하나를 사용하여 수행될 수 있다. 그러나, 도 7 및 도 8의 접근법들은 능동 회로의 디바이스 고유의 사용으로 인해 이 접근법에 특히 적합하다. 이러한 방식을 사용하면 위상 노드에서 링잉의 주파수에 기여하는 기생 성분이 디바이스마다 다를 수 있으므로 디바이스 별로 디바이스의 R-C 값을 조정하기 위해 구성 요소들을 트리밍할 수 있다. 보다 일반적으로, 트리밍 회로를 사용하여 R-C 값을 선택하면 링잉의 주파수가 전제적인 관점에서 모델링하고 추정하기가 어려운 파라미터가 될 수 있으므로 설계 위험이 줄어든다.
본 명세서가 본 발명의 특정 실시 예들에 관하여 상세히 설명되었지만, 당업자는 전술한 내용을 이해할 때 이들 실시 예들에 대한 변경, 변형 및 균등물을 쉽게 생각할 수 있음을 이해할 것이다. 본 개시의 예는 레귤레이팅된 정격에 고정된 전압을 제공하는 스위칭 전력 변환기에 관한 것이지만, 동일한 접근법이 레귤레이팅된 정격에 고정된 전류를 공급하는 전력 변환기에 적용될 수 있다. 제공된 예시들에서, 기준, 접지 및 신호 전달 전압의 극성을 전체적으로 또는 부분적으로 전환되어 유사한 결과를 얻을 수 있다. 예를 들어, 추가 인버터가 시스템에 추가되거나 전체 시스템이 전환되면, 로직 로우(logic low) 및 로직 하이(high)가 스위칭될 수 있다. 전력 변환기는 POL(point of load) 디바이스일 수 있다. POL 디바이스는 중앙 집중식 제어기와 함께 작동할 수 있다. 더욱이, 본 개시의 예시들이 스위칭 변환기에 대한 것이지만, 본원에 개시된 접근법은 동작 모드들 사이에서 전이되고 제어 루프를 포함하는 임의의 전력 변환기 방식에 적용된다. 본 발명에 대한 이들 및 다른 변형 및 변경은 본 발명의 범위를 벗어나지 않고 당업자에 의해 실시될 수 있으며, 이는 특히 첨부된 청구 범위에서 설명된다.

Claims (49)

  1. 스너버 회로(snubber circuit)를 갖는 전력 변환기(power converter)에 있어서, 상기 스너버 회로는,
    상기 전력 변환기의 입력 노드를 상기 전력 변환기의 접지 노드에 연결하는 바이패스 커패시터(bypass capacitor);
    상기 전력 변환기의 상기 입력 노드를 스너버 노드에 연결하는 디커플링 커패시터(decoupling capacitor);
    상기 스너버 노드를 상기 접지 노드에 연결하는 스너빙 저항(snubbing resistor);
    위상 노드와 접지 노드 사이에 연결된 동기 전력 트랜지스터(synchronous power transistor);
    상기 입력 노드와 상기 위상 노드 사이에 연결된 제어 전력 트랜지스터; 및
    상기 동기 전력 트랜지스터를 턴 오프(turn off)시킨 후 상기 제어 전력 트랜지스터를 턴 온(turn on)시켜 상기 입력 노드로부터 상기 위상 노드로의 저 임피던스 회로 경로를 생성하는 동작을 수행하도록 동작 가능한 제어 회로를 포함하고,
    상기 스너빙 저항은 상기 디커플링 커패시터를 상기 전력 변환기의 상기 접지 노드에 연결하고;
    상기 스너빙 저항은 1 옴(ohm)보다 크고;
    상기 디커플링 커패시터는 5 나노패럿(nanofarads)보다 크고 0.5 마이크로패럿보다 작고;
    상기 바이패스 커패시터는 1 마이크로패럿보다 크며; 그리고
    상기 제어 전력 트랜지스터 턴 온의 10 피코초(picoseconds) 이내에 전하가 상기 제어 전력 트랜지스터를 통해 상기 바이패스 커패시터 및 상기 디커플링 커패시터로부터 상기 위상 노드로 제공되는, 전력 변환기.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 디커플링 커패시터와 상기 스너빙 저항은 상기 입력 노드에서 상기 접지 노드로의 단일 전류 경로를 형성하고;
    상기 단일 전류 경로에는 키르히호프 접합(Kirchhoff junction)이 존재하지 않고; 그리고
    상기 스너버 회로는 상기 위상 노드에서 발진(oscillation)을 감쇠(damping)시키는, 전력 변환기.
  3. 청구항 2에 있어서,
    상기 위상 노드에 연결된 인덕터를 더 포함하고;
    상기 동기 전력 트랜지스터, 상기 인덕터 및 상기 제어 전력 트랜지스터는 상기 위상 노드에 연결된 유일한 디바이스들인, 전력 변환기.
  4. 청구항 1에 있어서,
    상기 스너빙 저항은 4 옴보다 작은, 전력 변환기.
  5. 청구항 1에 있어서,
    인쇄 회로 기판 상에 위치된 패키지를 더 포함하고;
    상기 제어 전력 트랜지스터는 상기 패키지 내에 위치되며;
    상기 바이패스 커패시터, 상기 디커플링 커패시터 및 상기 스너빙 저항은 상기 인쇄 회로 기판에 직접 부착된 개별 수동 구성 요소인, 전력 변환기.
  6. 청구항 5에 있어서,
    상기 바이패스 커패시터는 세라믹 커패시터이고;
    상기 전력 변환기는 스위칭된 전력 변환기이며, 상기 스위칭된 전력 변환기는 스위칭 주파수를 가지며; 그리고
    상기 스위칭 주파수는 1 메가헤르츠(megahertz)보다 크고 8 메가헤르츠보다 작은, 전력 변환기.
  7. 청구항 1에 있어서,
    인쇄 회로 기판 상에 위치된 패키지를 더 포함하고;
    상기 제어 전력 트랜지스터는 상기 패키지 내에 위치되고;
    상기 디커플링 커패시터 및 상기 스너빙 저항은 상기 인쇄 회로 기판 내에 위치된 개별 수동 구성 요소이며; 그리고
    상기 바이패스 커패시터는 상기 인쇄 회로 기판에 직접 부착된 개별 수동 구성 요소인, 전력 변환기.
  8. 스너버 회로를 갖는 전력 변환기에 있어서, 상기 스너버 회로는,
    상기 전력 변환기의 입력 노드를 상기 전력 변환기의 접지 노드에 연결하는 바이패스 커패시터;
    상기 전력 변환기의 상기 입력 노드를 스너버 노드에 연결하는 디커플링 커패시터;
    상기 스너버 노드를 상기 접지 노드에 연결하는 스너빙 저항;
    위상 노드;
    상기 입력 노드를 상기 위상 노드에 연결하는 제1 트랜지스터; 및
    인쇄 회로 기판 상에 위치된 패키지를 포함하고;
    상기 스너빙 저항은 상기 디커플링 커패시터를 상기 전력 변환기의 상기 접지 노드에 연결하고;
    상기 스너빙 저항은 1 옴(Ohm)보다 크고;
    상기 스너빙 저항은 제2 트랜지스터를 갖는 저항 에뮬레이터(emulator) 회로이고;
    상기 디커플링 커패시터는 5 나노패럿보다 크고 0.5 마이크로패럿보다 작고;
    상기 제1 및 제2 트랜지스터들은 모두 상기 패키지 내에 위치되며; 그리고
    상기 바이패스 커패시터는 상기 인쇄 회로 기판에 직접 부착된 개별 수동 구성 요소이며;
    상기 바이패스 커패시터는 1 마이크로패럿보다 크고, 그리고
    상기 제1 트랜지스터 턴 온의 10 피코초 이내에 전하가 상기 제1 트랜지스터를 통해 상기 바이패스 커패시터 및 상기 디커플링 커패시터로부터 상기 위상 노드로 제공되는, 전력 변환기.
  9. 청구항 8에 있어서,
    상기 디커플링 커패시터는 커패시터 멀티플라이어(multiplier) 및 수동 커패시터이며; 그리고
    상기 커패시터 멀티플라이어 및 상기 수동 커패시터는 모두 상기 패키지 내에 위치되는, 전력 변환기.
  10. 청구항 9에 있어서,
    상기 커패시터 멀티플라이어, 상기 수동 커패시터 및 상기 제1 및 제2 트랜지스터들은 모두 단일 집적 회로의 상기 기판 상에 형성되는, 전력 변환기.
  11. 청구항 8에 있어서,
    상기 디커플링 커패시터 및 상기 스너빙 저항은 상기 입력 노드에서 상기 접지 노드로의 단일 전류 경로를 형성하고;
    상기 단일 전류 경로에는 키르히호프 접합이 존재하지 않으며; 그리고
    상기 스너버 회로는 위상 노드에서 발진을 감쇠시키는, 전력 변환기.
  12. 청구항 11에 있어서,
    상기 위상 노드에 연결된 인덕터를 더 포함하고;
    상기 제1 트랜지스터, 상기 인덕터 및 상기 제2 트랜지스터는 상기 위상 노드에 연결된 유일한 디바이스들인, 전력 변환기.
  13. 청구항 8에 있어서,
    상기 스너빙 저항은 4 옴보다 작은, 전력 변환기.
  14. 청구항 8에 있어서,
    상기 바이패스 커패시터는 세라믹 커패시터이고;
    상기 전력 변환기는 스위칭된 전력 변환기이며, 상기 스위칭된 전력 변환기는 스위칭 주파수를 가지며; 그리고
    상기 스위칭 주파수는 1 메가헤르츠보다 크고 8 메가헤르츠보다 작은, 전력 변환기.
  15. 스너버 회로를 갖는 전력 변환기에 있어서, 상기 스너버 회로는,
    상기 전력 변환기의 입력 노드를 상기 전력 변환기의 접지 노드에 결합하는 제1 커패시터;
    상기 전력 변환기의 상기 입력 노드에 결합된 제1 단자를 갖는 제2 커패시터;
    상기 제2 커패시터의 제2 단자를 상기 접지 노드에 결합하는 저항;
    위상 노드와 상기 접지 노드 사이에 연결된 제1 전력 트랜지스터;
    상기 입력 노드와 상기 위상 노드 사이에 연결된 제2 전력 트랜지스터; 및
    상기 제1 전력 트랜지스터를 턴 오프시킨 후 상기 제2 전력 트랜지스터를 턴 온시켜 상기 입력 노드로부터 상기 위상 노드로의 저 임피던스 회로 경로를 생성하는 동작을 수행하도록 동작 가능한 제어 회로를 포함하고,
    상기 저항은 1 옴보다 크고;
    상기 제2 커패시터는 5 나노패럿보다 크고 0.5 마이크로패럿보다 작고;
    상기 제1 커패시터는 1 마이크로패럿보다 크며; 그리고
    상기 제2 전력 트랜지스터 턴 온의 10 피코초 이내에 전하가 상기 제2 전력 트랜지스터를 통해 상기 제1 커패시터 및 상기 제2 커패시터로부터 상기 위상 노드로 제공되는, 전력 변환기.
  16. 청구항 15에 있어서,
    상기 제1 커패시터는 상기 입력 노드와 접지 사이에 제1 회로 브랜치(branch)를 형성하고;
    상기 제2 커패시터 및 저항은 상기 입력 노드와 접지 사이에 제2 회로 브랜치를 형성하고;
    상기 제1 및 제2 회로 브랜치들은 상기 스너버 회로를 통한 상기 접지 노드로의 유일한 전류 경로들이며; 그리고
    상기 스너버 회로는 위상 노드에서 발진을 감쇠시키는, 전력 변환기.
  17. 청구항 16에 있어서,
    상기 위상 노드에 연결된 인덕터를 더 포함하고;
    상기 제1 전력 트랜지스터, 상기 인덕터 및 상기 제2 전력 트랜지스터는 상기 위상 노드에 연결된 유일한 디바이스들인, 전력 변환기.
  18. 청구항 15에 있어서,
    상기 저항은 4 옴보다 작은, 전력 변환기.
  19. 청구항 15에 있어서,
    인쇄 회로 기판 상에 위치된 패키지를 더 포함하고;
    상기 제2 전력 트랜지스터는 상기 패키지 내에 위치되며;
    상기 제1 커패시터, 상기 제2 커패시터 및 상기 저항은 각각 상기 인쇄 회로 기판에 직접 부착된 개별 수동 구성 요소인, 전력 변환기.
  20. 청구항 19에 있어서,
    상기 제1 커패시터는 세라믹 커패시터이고;
    상기 전력 변환기는 스위칭된 전력 변환기이며, 상기 스위칭된 전력 변환기는 스위칭 주파수를 가지며; 그리고
    상기 스위칭 주파수는 1 메가헤르츠(megahertz)보다 크고 8 메가헤르츠보다 작은, 전력 변환기.
  21. 청구항 15에 있어서,
    인쇄 회로 기판 상에 위치된 패키지를 더 포함하고;
    상기 제2 전력 트랜지스터는 상기 패키지 내에 위치되고;
    상기 제2 커패시터 및 상기 저항은 각각 상기 인쇄 회로 기판에 위치된 수동 구성 요소이며; 그리고
    상기 제1 커패시터는 상기 인쇄 회로 기판에 직접 부착된 개별 수동 구성 요소인, 전력 변환기.
  22. 스너버 회로를 갖는 전력 변환기에 있어서, 상기 스너버 회로는,
    상기 전력 변환기의 입력 노드를 상기 전력 변환기의 접지 노드에 결합하는 제1 커패시터;
    상기 전력 변환기의 상기 입력 노드에 결합된 제1 단자를 갖는 제2 커패시터;
    상기 제2 커패시터의 제2 단자를 상기 접지 노드에 결합하는 저항;
    위상 노드;
    상기 입력 노드를 상기 위상 노드에 연결하는 제1 트랜지스터; 및
    인쇄 회로 기판 상에 위치된 패키지를 포함하고;
    상기 저항은 1 옴보다 크고;
    상기 저항은 제2 트랜지스터를 갖는 저항 에뮬레이터 회로이고;
    상기 제1 및 제2 트랜지스터들은 모두 상기 패키지 내에 위치되며; 그리고
    상기 제1 커패시터는 상기 인쇄 회로 기판에 직접 부착된 개별 수동 구성 요소이고;
    상기 제1 커패시터는 1 마이크로패럿보다 크며;
    상기 제2 커패시터는 5 나노패럿보다 크고 0.5 마이크로패럿보다 작고, 그리고
    상기 제1 트랜지스터 턴 온의 10 피코초 이내에 전하가 상기 제1 트랜지스터를 통해 상기 제1 커패시터 및 상기 제2 커패시터로부터 상기 위상 노드로 제공되는, 전력 변환기.
  23. 청구항 22에 있어서,
    상기 제2 커패시터는 커패시터 멀티플라이어 및 수동 커패시터이고;
    성가 커패시터 멀티플라이어 및 상기 수동 커패시터는 모두 상기 패키지 내에 위치되는, 전력 변환기.
  24. 청구항 23에 있어서,
    상기 커패시터 멀티플라이어, 상기 수동 커패시터 및 상기 제1 및 제2 트랜지스터들은 모두 단일 집적 회로의 상기 기판 상에 형성되는, 전력 변환기.
  25. 스너버 회로를 갖는 전력 변환기에 있어서, 상기 스너버 회로는,
    상기 전력 변환기의 입력 노드를 상기 전력 변환기의 접지 노드에 결합하는 제1 커패시터;
    상기 전력 변환기의 상기 입력 노드에 결합된 제1 단자를 갖는 제2 커패시터;
    상기 제2 커패시터의 제2 단자를 상기 접지 노드에 결합하는 스너빙 저항;
    위상 노드;
    상기 위상 노드와 상기 접지 노드 사이에 연결된 동기 전력 트랜지스터; 및
    상기 입력 노드와 상기 위상 노드 사이에 연결된 제어 전력 트랜지스터를 포함하고;
    상기 스너빙 저항은 1 옴보다 크고;
    상기 제1 커패시터는 1 마이크로패럿보다 크고;
    상기 제2 커패시터는 5 나노패럿보다 크고 0.5 마이크로패럿보다 작으며;
    상기 제2 커패시터는 커패시터 멀티플라이어 및 집적 회로 커패시터를 포함하고, 상기 커패시터 멀티플라이어는 상기 집적 회로 커패시터의 커패시턴스를 곱하고, 그리고
    상기 제어 전력 트랜지스터 턴 온의 10 피코초 이내에 전하가 상기 제어 전력 트랜지스터를 통해 상기 제1 커패시터 및 상기 제2 커패시터로부터 상기 위상 노드로 제공되는,
    전력 변환기.
  26. 청구항 25에 있어서,
    상기 위상 노드에 연결된 인덕터를 더 포함하고;
    상기 제어 전력 트랜지스터, 상기 인덕터 및 상기 동기 전력 트랜지스터는 상기 위상 노드에 연결된 상기 전력 변환기의 유일한 디바이스인, 전력 변환기.
  27. 청구항 25에 있어서,
    상기 커패시터 멀티플라이어는 증폭기, 제1 단자 및 제2 단자를 갖는 제1 저항 및 제1 단자 및 제2 단자를 갖는 제2 저항을 포함하고;
    상기 제1 저항의 상기 제1 단자는 상기 제2 커패시터의 상기 제1 단자이고;
    상기 제1 저항의 상기 제2 단자는 상기 제2 커패시터의 상기 제2 단자이고;
    상기 제1 저항의 상기 제1 단자는 상기 증폭기의 출력에 결합되고;
    상기 제1 저항의 상기 제2 단자는 상기 제2 저항의 상기 제1 단자에 결합되고;
    상기 증폭기의 입력 및 상기 제2 저항의 상기 제2 단자는 상기 집적 회로 커패시터의 제1 단자에 결합되며; 그리고
    상기 집적 회로 커패시터의 제2 단자는 상기 접지 노드에 결합되는, 전력 변환기.
  28. 청구항 25에 있어서,
    상기 커패시터는 세라믹 커패시터이며; 그리고
    상기 커패시터 멀티플라이어의 상기 트랜지스터는 상기 동기 전력 트랜지스터 및 상기 제어 전력 트랜지스터 중 하나 또는 모두와 함께 패키지 내에 위치되는, 전력 변환기.
  29. 청구항 25에 있어서,
    상기 커패시터 멀티플라이어는 트랜지스터를 포함하며; 그리고
    상기 커패시터 멀티플라이어의 상기 트랜지스터는 피드백 회로의 트랜지스터와 함께 패키지 내에 위치되는, 전력 변환기.
  30. 청구항 25에 있어서,
    상기 커패시터 멀티플라이어는 트랜지스터를 포함하고;
    상기 커패시터 멀티플라이어의 상기 트랜지스터는 기판 상에 형성되고;
    상기 제어 전력 트랜지스터 및 상기 동기 전력 트랜지스터 중 하나 또는 모두는 또한 상기 기판 상에 형성되며; 그리고
    상기 기판은 단일 집적 회로의 기판인, 전력 변환기.
  31. 청구항 25에 있어서,
    상기 커패시터 멀티플라이어는 트랜지스터를 포함하고;
    상기 커패시터 멀티플라이어의 상기 트랜지스터는 기판 상에 형성되고;
    피드백 회로의 트랜지스터는 또한 상기 기판 상에 형성되며; 그리고
    상기 기판은 단일 집적 회로의 기판인, 전력 변환기.
  32. 청구항 25에 있어서,
    상기 스너빙 저항은 저항 에뮬레이터 회로를 포함하는, 전력 변환기.
  33. 청구항 32에 있어서, 상기 저항 에뮬레이터 회로는 집적 회로 기반 전류 미러(mirror)를 포함하는, 전력 변환기.
  34. 청구항 32에 있어서,
    상기 저항 에뮬레이터 회로는 트랜지스터를 포함하며; 그리고
    상기 저항 에뮬레이터 회로의 상기 트랜지스터는 상기 동기 전력 트랜지스터 및 상기 제어 전력 트랜지스터 중 하나 또는 모두와 함께 패키지 내에 위치되는, 전력 변환기.
  35. 청구항 32에 있어서,
    상기 저항 에뮬레이터 회로는 트랜지스터를 포함하며; 그리고
    상기 저항 에뮬레이터 회로의 상기 트랜지스터는 피드백 회로의 트랜지스터와 함께 패키지 내에 위치되는, 전력 변환기.
  36. 청구항 32에 있어서,
    상기 저항 에뮬레이터 회로는 트랜지스터를 포함하고;
    상기 저항 에뮬레이터 회로의 상기 트랜지스터는 기판 상에 형성되고;
    상기 동기 전력 트랜지스터 및 상기 제어 전력 트랜지스터 중 하나 또는 모두는 또한 상기 기판 상에 형성되며; 그리고
    상기 기판은 단일 집적 회로의 기판인, 전력 변환기.
  37. 청구항 32에 있어서,
    상기 저항 에뮬레이터 회로는 트랜지스터를 포함하고;
    상기 저항 에뮬레이터 회로의 상기 트랜지스터는 기판 상에 형성되고;
    피드백 회로의 트랜지스터는 또한 상기 기판 상에 형성되며; 그리고
    상기 기판은 단일 집적 회로의 기판인, 전력 변환기.
  38. 전력 변환기의 위상 노드에서 발진을 감쇠시키는 방법에 있어서,
    상기 위상 노드 및 접지에 연결된 동기 전력 트랜지스터를 턴 오프시키는 단계;
    상기 전력 변환기의 입력 노드로부터 상기 위상 노드로 저 임피던스 회로 경로를 생성하기 위해 제어 전력 트랜지스터를 턴 온시키는 단계;
    상기 제어 전력 트랜지스터 턴 온의 10 피코초 이내에 제1 커패시터로부터 상기 위상 노드로 제1 전하량을 제공하는 단계; 및
    상기 제어 전력 트랜지스터 턴 온의 10 피코초 이내에 제2 커패시터로부터 상기 위상 노드로 제2 전하량을 제공하는 단계를 포함하고;
    상기 제1 커패시터는 1 마이크로패럿보다 크고 상기 입력 노드를 접지 노드에 결합하고;
    상기 제2 커패시터는 상기 제 1 커패시터보다 작고, 5 나노패럿보다 크며 그리고 상기 입력 노드를 저항 에뮬레이터 회로에 결합하고;
    상기 저항 에뮬레이터 회로는 1 옴보다 큰 저항을 에뮬레이팅하고 상기 제2 커패시터를 상기 접지 노드에 결합하며; 그리고
    상기 제2 전하량은 상기 제1 전하량보다 큰, 방법.
  39. 청구항 38에 있어서, 상기 저항 에뮬레이터 회로는 집적 회로 기반 전류 미러를 포함하는, 방법.
  40. 청구항 38에 있어서,
    상기 저항 에뮬레이터 회로는 트랜지스터를 포함하며; 그리고
    상기 저항 에뮬레이터 회로의 상기 트랜지스터는 상기 동기 전력 트랜지스터 및 상기 제어 전력 트랜지스터 중 하나 또는 모두와 함께 패키지 내에 위치되는, 방법.
  41. 청구항 38에 있어서,
    상기 저항 에뮬레이터 회로는 트랜지스터를 포함하며; 그리고
    상기 저항 에뮬레이터 회로의 상기 트랜지스터는 피드백 회로의 트랜지스터와 함께 패키지 내에 위치되는, 방법.
  42. 청구항 38에 있어서,
    상기 저항 에뮬레이터 회로는 트랜지스터를 포함하고;
    상기 저항 에뮬레이터 회로의 상기 트랜지스터는 기판 상에 형성되고;
    상기 동기 전력 트랜지스터 및 상기 제어 전력 트랜지스터 중 하나 또는 모두는 또한 상기 기판 상에 형성되며; 그리고
    상기 기판은 단일 집적 회로의 기판인, 방법.
  43. 청구항 38에 있어서,
    상기 저항 에뮬레이터 회로는 트랜지스터를 포함하고;
    상기 저항 에뮬레이터 회로의 상기 트랜지스터는 기판 상에 형성되고;
    피드백 회로의 트랜지스터는 또한 기판 상에 형성되며; 그리고
    상기 기판은 단일 집적 회로의 기판인, 방법.
  44. 청구항 38에 있어서, 상기 제2 커패시터는 커패시터 멀티플라이어 및 집적 회로 커패시터를 포함하는, 방법.
  45. 청구항 44에 있어서,
    상기 커패시터 멀티플라이어는 트랜지스터를 포함하며; 그리고
    상기 커패시터 멀티플라이어의 상기 트랜지스터는 상기 동기 전력 트랜지스터 및 상기 제어 전력 트랜지스터 중 하나 또는 모두와 함께 패키지 내에 위치되는, 방법.
  46. 청구항 44에 있어서,
    상기 커패시터 멀티플라이어는 트랜지스터를 포함하며; 그리고
    상기 커패시터 멀티플라이어의 상기 트랜지스터는 피드백 회로의 트랜지스터와 함께 패키지 내에 위치되는, 방법.
  47. 청구항 44에 있어서,
    상기 커패시터 멀티플라이어는 트랜지스터를 포함하고;
    상기 커패시터 멀티플라이어의 상기 트랜지스터는 기판 상에 형성되고;
    상기 동기 전력 트랜지스터 및 상기 제어 전력 트랜지스터 중 하나 또는 모두는 또한 상기 기판 상에 형성되며; 그리고
    상기 기판은 단일 집적 회로의 기판인, 방법.
  48. 청구항 44 있어서,
    상기 커패시터 멀티플라이어는 트랜지스터를 포함하고;
    상기 커패시터 멀티플라이어의 상기 트랜지스터는 기판 상에 형성되고;
    피드백 회로의 트랜지스터는 또한 기판 상에 형성되며; 그리고
    상기 기판은 단일 집적 회로의 기판인, 방법.
  49. 삭제
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