KR102426372B1 - Power converting apparatus and air conditioner including the same - Google Patents

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Abstract

본 발명은 전력변환장치 및 이를 구비하는 공기조화기에 관한 것이다. 본 발명의 실시예에 따른 전력변환장치는, 스위칭 소자를 구비하며, 입력 교류 전원을 직류 전원으로 변환하여 출력하는 컨버터와, 컨버터를 제어하는 제어부를 포함하고, 제어부는, 입력 교류 전원의 반 주기를 복수 구간으로 구분하여, 제1 스위칭 주파수를 가지는 제1 및 제2 구간, 제1 및 제2 구간 사이에, 제1 스위칭 주파수 보다 낮은, 제2 스위칭 주파수를 가지는 제3 구간으로 구분되어 구동되도록, 컨버터 내의 스위칭 소자를 제어한다. 이에 따라, 컨버터 효율을 증가시킬 수 있게 된다.The present invention relates to a power converter and an air conditioner having the same. A power conversion device according to an embodiment of the present invention includes a converter having a switching element, converting an input AC power to DC power and outputting it, and a control unit for controlling the converter, wherein the control unit is a half cycle of the input AC power is divided into a plurality of sections, so that the first and second sections having the first switching frequency, and between the first and second sections, are divided and driven into a third section having a second switching frequency lower than the first switching frequency , to control the switching elements in the converter. Accordingly, it is possible to increase the converter efficiency.

Description

전력변환장치 및 이를 구비하는 공기조화기{Power converting apparatus and air conditioner including the same}Power converting apparatus and air conditioner including the same

본 발명은 전력변환장치 및 이를 구비하는 공기조화기에 관한 것으로, 더욱 상세하게는, 컨버터 효율을 증가시킬 수 있는 전력변환장치 및 이를 구비하는 공기조화기에 관한 것이다.The present invention relates to a power converter and an air conditioner having the same, and more particularly, to a power converter capable of increasing converter efficiency and an air conditioner having the same.

공기조화기는 쾌적한 실내 환경을 조성하기 위해 실내로 냉온의 공기를 토출하여, 실내 온도를 조절하고, 실내 공기를 정화하도록 함으로서 인간에게 보다 쾌적한 실내 환경을 제공하기 위해 설치된다. 일반적으로 공기조화기는 열교환기로 구성되어 실내에 설치되는 실내기와, 압축기 및 열교환기 등으로 구성되어 실내기로 냉매를 공급하는 실외기를 포함한다. The air conditioner is installed to provide a more comfortable indoor environment to humans by discharging hot and cold air into the room to create a comfortable indoor environment, controlling the indoor temperature, and purifying the indoor air. In general, an air conditioner includes an indoor unit configured as a heat exchanger and installed indoors, and an outdoor unit configured as a compressor and a heat exchanger and supplying refrigerant to the indoor unit.

한편, 현재의 대용량의 공기조화기는, 입력되는 3상 전압을, 수동 소자인, 다이오드를 이용하여, 정류하고, 정류된 전압을 이용하여, 인버터를 통해, 모터를 구동한다. 이러한 경우, 인버터에 접속되는 부하의 크기가 증대될수록, dc 단 전압이 감소하게 되며, 특히, 모터가 고속으로 회전하는 경우, dc 단 전압의 부족으로, 고속 운전의 제약이 발생하는 경향이 있다. On the other hand, a current large-capacity air conditioner rectifies an input three-phase voltage using a diode, which is a passive element, and uses the rectified voltage to drive a motor through an inverter. In this case, as the size of the load connected to the inverter increases, the dc stage voltage decreases. In particular, when the motor rotates at a high speed, the lack of the dc stage voltage tends to limit high-speed operation.

본 발명의 목적은, 컨버터 효율을 증가시킬 수 있는 전력변환장치 및 이를 구비하는 공기조화기를 제공함에 있다.It is an object of the present invention to provide a power converter capable of increasing converter efficiency and an air conditioner having the same.

상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 실시예에 따른 전력변환장치는, 스위칭 소자를 구비하며, 입력 교류 전원을 직류 전원으로 변환하여 출력하는 컨버터와, 컨버터를 제어하는 제어부를 포함하고, 제어부는, 입력 교류 전원의 반 주기를 복수 구간으로 구분하여, 제1 스위칭 주파수를 가지는 제1 및 제2 구간, 제1 및 제2 구간 사이에, 제1 스위칭 주파수 보다 낮은, 제2 스위칭 주파수를 가지는 제3 구간으로 구분되어 구동되도록, 컨버터 내의 스위칭 소자를 제어한다.A power conversion device according to an embodiment of the present invention for achieving the above object includes a converter having a switching element, converting input AC power to DC power and outputting it, and a control unit for controlling the converter, the control unit comprising: The half cycle of the input AC power is divided into a plurality of sections, and between the first and second sections having the first switching frequency, and between the first and second sections, the third section having a second switching frequency lower than the first switching frequency The switching element in the converter is controlled so that it is divided into sections and driven.

또한, 상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 실시예에 따른 공기조화기는, 스위칭 소자를 구비하며, 입력 교류 전원을 직류 전원으로 변환하여 출력하는 컨버터와, 컨버터를 제어하는 제어부를 포함하고, 제어부는, 입력 교류 전원의 반 주기를 복수 구간으로 구분하여, 제1 스위칭 주파수를 가지는 제1 및 제2 구간, 제1 및 제2 구간 사이에, 제1 스위칭 주파수 보다 낮은, 제2 스위칭 주파수를 가지는 제3 구간으로 구분되어 구동되도록, 컨버터 내의 스위칭 소자를 제어한다.In addition, the air conditioner according to an embodiment of the present invention for achieving the above object includes a converter having a switching element, converting input AC power to DC power and outputting it, and a control unit for controlling the converter, the control unit comprising: , By dividing the half cycle of the input AC power into a plurality of sections, between the first and second sections having a first switching frequency, and between the first and second sections, a second switching frequency lower than the first switching frequency The switching element in the converter is controlled so that it is divided into 3 sections and driven.

본 발명의 일실시예에 따르면, 전력변환장치 및 이를 구비하는 공기조화기는, 스위칭 소자를 구비하며, 입력 교류 전원을 직류 전원으로 변환하여 출력하는 컨버터와, 컨버터를 제어하는 제어부를 포함하고, 제어부는, 입력 교류 전원의 반 주기를 복수 구간으로 구분하여, 제1 스위칭 주파수를 가지는 제1 및 제2 구간, 제1 및 제2 구간 사이에, 제1 스위칭 주파수 보다 낮은, 제2 스위칭 주파수를 가지는 제3 구간으로 구분되어 구동되도록, 컨버터 내의 스위칭 소자를 제어함으로써, 컨버터 스위칭 소자의 스위칭 및 전도 손실을 저감시킬 수 있으며, 결국, 컨버터 효율을 증가시킬 수 있게 된다.According to an embodiment of the present invention, a power conversion device and an air conditioner having the same include a converter having a switching element, converting input AC power into DC power and outputting it, and a control unit for controlling the converter, and a control unit. By dividing the half cycle of the input AC power into a plurality of sections, between the first and second sections having the first switching frequency, and between the first and second sections, having a second switching frequency lower than the first switching frequency By controlling the switching element in the converter to be driven separately in the third section, switching and conduction loss of the converter switching element can be reduced, and consequently, converter efficiency can be increased.

한편, 컨버터 제어부는, 컨버터의 출력단의 부하가 커질수록, 제2 스위칭 주파수가 높아지도록 제어하거나, 제1 구간과 제2 구간의 구간 폭이 작아지도록 제어하거나, 제3 구간의 구간 폭이 커지도록 제어함으로써, 컨버터에 흐르는 전류 리플의 크기가 작아지도록 제어할 수 있으며, 이에 따라, 컨버터 스위칭 소자의 스위칭 및 전도 손실을 저감시킬 수 있으며, 결국, 컨버터 효율을 증가시킬 수 있게 된다.On the other hand, as the load of the output terminal of the converter increases, the converter control unit controls the second switching frequency to increase, to control the width of the first section and the second section to be smaller, or to increase the section width of the third section to increase the width of the third section. By controlling it, it is possible to control the size of the current ripple flowing through the converter to be small, and accordingly, it is possible to reduce switching and conduction losses of the converter switching element, and consequently, it is possible to increase the converter efficiency.

도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 공기조화기의 구성을 예시하는 도면이다.
도 2는 도 1의 실외기와 실내기의 개략도이다.
도 3은 도 1의 실외기 내의 압축기 구동을 위한 전력변환장치의 블록도이다.
도 4는 도 3의 전력변환장치의 회로도의 일예이다.
도 5는 도 3의 컨버터 제어부의 내부 블록도의 일예이다.
도 6 내지 도 10b는 도 5의 컨버터 제어부의 동작 설명에 참조되는 도면이다.
도 11는 도 3의 전력변환장치의 회로도의 다른 예이다.
도 12은 도 3의 인버터 제어부의 내부 블록도의 일예이다.1 is a diagram illustrating the configuration of an air conditioner according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a schematic diagram of the outdoor unit and indoor unit of FIG. 1 .
3 is a block diagram of a power converter for driving a compressor in the outdoor unit of FIG. 1 .
4 is an example of a circuit diagram of the power conversion device of FIG.
5 is an example of an internal block diagram of the converter control unit of FIG. 3 .
6 to 10B are diagrams referenced in the description of the operation of the converter control unit of FIG. 5 .
11 is another example of a circuit diagram of the power conversion device of FIG.
12 is an example of an internal block diagram of the inverter control unit of FIG. 3 .

이하에서는 도면을 참조하여 본 발명을 보다 상세하게 설명한다. Hereinafter, the present invention will be described in more detail with reference to the drawings.

이하의 설명에서 사용되는 구성요소에 대한 접미사 "모듈" 및 "부"는 단순히 본 명세서 작성의 용이함만이 고려되어 부여되는 것으로서, 그 자체로 특별히 중요한 의미 또는 역할을 부여하는 것은 아니다. 따라서, 상기 "모듈" 및 "부"는 서로 혼용되어 사용될 수도 있다.The suffixes "module" and "part" for the components used in the following description are given simply in consideration of the ease of writing the present specification, and do not impart a particularly important meaning or role by themselves. Accordingly, the terms “module” and “unit” may be used interchangeably.

도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 공기조화기의 구성을 예시하는 도면이다. 1 is a diagram illustrating the configuration of an air conditioner according to an embodiment of the present invention.

본 발명에 따른 공기조화기(100)는, 도 1에 도시된 바와 같이, 실내기(31), 실내기(31)에 연결되는 실외기(21)를 포함할 수 있다. As shown in FIG. 1 , the air conditioner 100 according to the present invention may include an indoor unit 31 and an outdoor unit 21 connected to the indoor unit 31 .

공기조화기의 실내기(31)는 스탠드형 공기조화기, 벽걸이형 공기조화기 및 천장형 공기조화기 중 어느 것이라도 적용 가능하나, 도면에서는, 스탠드형 실내기(31)를 예시한다.The indoor unit 31 of the air conditioner may be any of a stand-type air conditioner, a wall-mounted air conditioner, and a ceiling-type air conditioner, but in the drawings, the stand-type indoor unit 31 is exemplified.

한편, 공기조화기(100)는 환기장치, 공기청정장치, 가습장치 및 히터 중 적어도 하나를 더 포함할 수 있으며, 실내기 및 실외기의 동작에 연동하여 동작할 수 있다. Meanwhile, the air conditioner 100 may further include at least one of a ventilator, an air purifier, a humidifier, and a heater, and may operate in conjunction with the operation of the indoor unit and the outdoor unit.

실외기(21)는 냉매를 공급받아 압축하는 압축기(미도시)와, 냉매와 실외공기를 열교환하는 실외 열교환기(미도시)와, 공급되는 냉매로부터 기체 냉매를 추출하여 압축기로 공급하는 어큐뮬레이터(미도시)와, 난방운전에 따른 냉매의 유로를 선택하는 사방밸브(미도시)를 포함한다. 또한, 다수의 센서, 밸브 및 오일회수기 등을 더 포함하나, 그 구성에 대한 설명은 하기에서 생략하기로 한다. The outdoor unit 21 includes a compressor (not shown) that receives and compresses a refrigerant, an outdoor heat exchanger (not shown) that exchanges heat between the refrigerant and outdoor air, and an accumulator (not shown) that extracts gaseous refrigerant from the supplied refrigerant and supplies it to the compressor. city) and a four-way valve (not shown) for selecting a refrigerant flow path according to the heating operation. In addition, a plurality of sensors, valves, and an oil recovery device are further included, but a description of the configuration thereof will be omitted below.

실외기(21)는 구비되는 압축기 및 실외 열교환기를 동작시켜 설정에 따라 냉매를 압축하거나 열교환하여 실내기(31)로 냉매를 공급한다. 실외기(21)는 원격제어기(미도시) 또는 실내기(31)의 요구(demand)에 의해 구동될 수 있다. 이때, 구동되는 실내기에 대응하여 냉/난방 용량이 가변 됨에 따라 실외기의 작동 개수 및 실외기에 설치된 압축기의 작동 개수가 가변되는 것도 가능하다. The outdoor unit 21 operates a provided compressor and an outdoor heat exchanger to compress or heat exchange the refrigerant according to a setting to supply the refrigerant to the indoor unit 31 . The outdoor unit 21 may be driven by a remote controller (not shown) or a demand of the indoor unit 31 . In this case, as the cooling/heating capacity is changed corresponding to the driven indoor unit, it is also possible that the operating number of the outdoor unit and the operating number of the compressor installed in the outdoor unit are varied.

이때, 실외기(21)는, 연결된 실내기(310)로 압축된 냉매를 공급한다. At this time, the outdoor unit 21 supplies the compressed refrigerant to the connected indoor unit 310 .

실내기(31)는, 실외기(21)로부터 냉매를 공급받아 실내로 냉온의 공기를 토출한다. 실내기(31)는 실내 열교환기(미도시)와, 실내기팬(미도시), 공급되는 냉매가 팽창되는 팽창밸브(미도시), 다수의 센서(미도시)를 포함한다.The indoor unit 31 receives refrigerant from the outdoor unit 21 and discharges cold and hot air into the room. The indoor unit 31 includes an indoor heat exchanger (not shown), an indoor unit fan (not shown), an expansion valve (not shown) through which the supplied refrigerant is expanded, and a plurality of sensors (not shown).

이때, 실외기(21) 및 실내기(31)는 통신선으로 연결되어 상호 데이터를 송수신하며, 실외기 및 실내기는 원격제어기(미도시)와 유선 또는 무선으로 연결되어 원격제어기(미도시)의 제어에 따라 동작할 수 있다. At this time, the outdoor unit 21 and the indoor unit 31 are connected through a communication line to transmit and receive data, and the outdoor unit and the indoor unit are connected to a remote controller (not shown) by wire or wirelessly and operate according to the control of the remote controller (not shown). can do.

리모컨(미도시)는 실내기(31)에 연결되어, 실내기로 사용자의 제어명령을 입력하고, 실내기의 상태정보를 수신하여 표시할 수 있다. 이때 리모컨은 실내기와의 연결 형태에 따라 유선 또는 무선으로 통신할 수 있다. A remote controller (not shown) may be connected to the indoor unit 31 to input a user's control command to the indoor unit, and may receive and display status information of the indoor unit. In this case, the remote control may communicate with the indoor unit by wire or wirelessly depending on the connection type.

도 2는 도 1의 실외기와 실내기의 개략도이다.FIG. 2 is a schematic diagram of the outdoor unit and indoor unit of FIG. 1 .

도면을 참조하여 설명하면, 공기조화기(100)는, 크게 실내기(31)와 실외기(21)로 구분된다. Referring to the drawings, the air conditioner 100 is largely divided into an indoor unit 31 and an outdoor unit 21 .

실외기(21)는, 냉매를 압축시키는 역할을 하는 압축기(102)와, 압축기를 구동하는 압축기용 전동기(102b)와, 압축된 냉매를 방열시키는 역할을 하는 실외측 열교환기(104)와, 실외 열교환기(104)의 일측에 배치되어 냉매의 방열을 촉진시키는 실외팬(105a)과 실외팬(105a)을 회전시키는 전동기(105b)로 이루어진 실외 송풍기(105)와, 응축된 냉매를 팽창하는 팽창기구(106)와, 압축된 냉매의 유로를 바꾸는 냉/난방 절환밸브(110)와, 기체화된 냉매를 잠시 저장하여 수분과 이물질을 제거한 뒤 일정한 압력의 냉매를 압축기로 공급하는 어큐뮬레이터(103) 등을 포함한다. The outdoor unit 21 includes a compressor 102 serving to compress a refrigerant, a compressor electric motor 102b for driving the compressor, an outdoor heat exchanger 104 serving to radiate heat from the compressed refrigerant, and an outdoor unit. An outdoor blower 105 comprising an outdoor fan 105a disposed on one side of the heat exchanger 104 to promote heat dissipation of the refrigerant and an electric motor 105b rotating the outdoor fan 105a, and expansion to expand the condensed refrigerant The mechanism 106, the cooling/heating switching valve 110 for changing the flow path of the compressed refrigerant, and the accumulator 103 for temporarily storing the vaporized refrigerant to remove moisture and foreign substances and then supplying the refrigerant at a constant pressure to the compressor etc.

실내기(31)는 실내에 배치되어 냉/난방 기능을 수행하는 실내측 열교환기(109)와, 실내측 열교환기(109)의 일측에 배치되어 냉매의 방열을 촉진시키는 실내팬(109a)과 실내팬(109a)을 회전시키는 전동기(109b)로 이루어진 실내 송풍기(109) 등을 포함한다. The indoor unit 31 includes an indoor heat exchanger 109 disposed indoors to perform a cooling/heating function, an indoor fan 109a disposed at one side of the indoor heat exchanger 109 to promote heat dissipation of the refrigerant, and an indoor unit. and an indoor blower 109 including an electric motor 109b that rotates the fan 109a.

실내측 열교환기(109)는 적어도 하나가 설치될 수 있다. 압축기(102)는 인버터 압축기, 정속 압축기 중 적어도 하나가 사용될 수 있다.At least one indoor heat exchanger 109 may be installed. At least one of an inverter compressor and a constant speed compressor may be used as the compressor 102 .

또한, 공기조화기(100)는 실내를 냉방시키는 냉방기로 구성되는 것도 가능하고, 실내를 냉방시키거나 난방시키는 히트 펌프로 구성되는 것도 가능하다.In addition, the air conditioner 100 may be configured as an air conditioner for cooling the room, or may be configured as a heat pump for cooling or heating the room.

도 1의 실외기(21) 내의 압축기(102)는, 압축기 모터(250)를 구동하는, 압축기 구동을 위한 전력변환장치(도 3의 200)에 의해 구동될 수 있다. The compressor 102 in the outdoor unit 21 of FIG. 1 may be driven by a power converter ( 200 of FIG. 3 ) for driving the compressor motor 250 .

도 3은 도 1의 실외기 내의 압축기 구동을 위한 전력변환장치의 블록도이고, 도 4는 도 3의 전력변환장치의 회로도의 일예이다.3 is a block diagram of a power converter for driving a compressor in the outdoor unit of FIG. 1 , and FIG. 4 is an example of a circuit diagram of the power converter of FIG. 3 .

도면을 참조하면, 압축기 구동을 위한 전력변환장치(도 3의 200)는, 압축기 모터(250)에 삼상 교류 전류를 출력하는 인버터(220)와, 인버터(220)를 제어하는 인버터 제어부(230)와, 인버터(220)에 직류 전원을 공급하는 컨버터(210), 컨버터(210)를 제어하는 컨버터 제어부(215), 컨버터(210)와 인버터(220) 사이의 dc단 커패시터(C)를 포함할 수 있다. 한편, 압축기 모터 구동장치(200)는, dc단 전압 검출부(B), 입력 전압 검출부(A), 입력 전류 검출부(D), 출력 전류 검출부(E)를 더 포함할 수 있다. Referring to the drawings, the power conversion device ( 200 in FIG. 3 ) for driving the compressor includes an inverter 220 for outputting a three-phase alternating current to the compressor motor 250 , and an inverter controller 230 for controlling the inverter 220 . and a converter 210 for supplying DC power to the inverter 220, a converter controller 215 for controlling the converter 210, and a dc terminal capacitor C between the converter 210 and the inverter 220. can Meanwhile, the compressor motor driving apparatus 200 may further include a dc terminal voltage detection unit (B), an input voltage detection unit (A), an input current detection unit (D), and an output current detection unit (E).

전력변환장치(200)는, 계통으로부터의 교류 전원을 공급받아, 전력 변환하여, 압축기 모터(250)에 변환된 전력을 공급한다. 이에 따라, 전력변환장치(200)는, 압축기 구동장치라고도 할 수 있다.The power converter 200 receives AC power from the system, converts the power, and supplies the converted power to the compressor motor 250 . Accordingly, the power conversion device 200 may also be referred to as a compressor driving device.

한편, 본 발명의 실시예에 따른 전력변환장치(200)는, 입력 교류 전원의 레벨 또는 위상에 따라, 반 주기를 복수 구간으로 나누어, 복수 구간 중 적어도 일부 구간에 대해, 컨버터(210) 내의 스위칭 소자의 스위칭 주파수를 가변한다. 이에 의해, 컨버터 스위칭 소자의 스위칭 및 전도 손실을 저감시킬 수 있으며, 결국, 컨버터 효율을 증가시킬 수 있게 된다.On the other hand, the power conversion device 200 according to the embodiment of the present invention, according to the level or phase of the input AC power, dividing the half cycle into a plurality of sections, for at least some sections of the plurality of sections, switching in the converter 210 Change the switching frequency of the device. Thereby, it is possible to reduce the switching and conduction losses of the converter switching element, and, consequently, to increase the converter efficiency.

컨버터(210)는, 입력 교류 전원을 직류 전원으로 변환한다. 컨버터(210)는, 정류부(410)와 부스트 컨버터(420)를 포함하는 개념일 수 있다. 한편, 입력 교류 전원에 기초한 입력 전력은, Pgrid로 명명할 수 있다.The converter 210 converts the input AC power to DC power. The converter 210 may be a concept including a rectifier 410 and a boost converter 420 . On the other hand, the input power based on the input AC power can be named Pgrid.

정류부(410)는, 단상 교류 전원(201)을 입력받아 정류하여 정류된 전원을 출력한다.The rectifying unit 410 receives and rectifies the single-phase AC power 201 and outputs the rectified power.

이를 위해, 정류부(410)는, 각각 서로 직렬 연결되는 상암 다이오드 소자(Da,Db) 및 하암 다이오드 소자(D'a,D'b)가 한 쌍이 되며, 총 두 쌍의 상,하암 다이오드 소자가 서로 병렬(Da&D'a,Db&D'b)로 연결되는 것을 예시한다. 즉, 브릿지 형태로 서로 접속될 수 있다.To this end, the rectifying unit 410 includes a pair of upper-arm diode elements Da, Db and lower-arm diode elements D'a, D'b connected in series with each other, and a total of two pairs of upper and lower arm diode elements It is exemplified that they are connected to each other in parallel (Da&D'a, Db&D'b). That is, they may be connected to each other in the form of a bridge.

부스트 컨버터(420)는, 정류부(410)와 인버터(220) 사이에, 서로 직렬 접속되는 인덕터(L1)와 다이오드(D1), 인덕터(L1)와 다이오드(D1) 사이에 접속되는 스위칭 소자(S1)를 구비한다. 이러한 스위칭 소자(S1)의 온에 의해, 인덕터(L1)에 에너지가 저장되다가, 스위칭 소자(S1)의 오프에 의해, 인덕터(L1)에 저장된 에너지가 다이오드(D1)를 거쳐, 출력될 수 있다.The boost converter 420 includes an inductor L1 and a diode D1 connected in series with each other, and a switching element S1 connected between the inductor L1 and the diode D1 between the rectifying unit 410 and the inverter 220 . ) is provided. When the switching element S1 is turned on, energy is stored in the inductor L1, and when the switching element S1 is turned off, the energy stored in the inductor L1 is output through the diode D1. .

한편, 저용량의 dc 단 커패시터(C)를 사용하는 경우, 부스트 컨버터(420)는, 일정 전압이 승압된, 즉 오프셋된, 전압을 출력할 수도 있다. Meanwhile, when a low-capacity dc terminal capacitor C is used, the boost converter 420 may output a voltage in which a predetermined voltage is boosted, that is, an offset voltage.

컨버터 제어부(215)는, 부스트 컨버터(420) 내의 스위칭 소자(S1)의 턴 온 타이밍을 제어할 수 있다. 이에 따라, 스위칭 소자(S1)의 턴 온 타이밍을 위한 컨버터 스위칭 제어 신호(Scc)를 출력할 수 있다.The converter controller 215 may control the turn-on timing of the switching element S1 in the boost converter 420 . Accordingly, the converter switching control signal Scc for the turn-on timing of the switching element S1 may be output.

이를 위해, 컨버터 제어부(215)는, 입력 전압 검출부(A)와 입력 전류 검출부(B), dc단 전압 검출부(B)로부터 각각, 입력 전압(Vs)과, 입력 전류(Is)와, dc단 전압(Vdc)을 수신할 수 있다.To this end, the converter control unit 215 includes an input voltage Vs, an input current Is, and a dc terminal from the input voltage detection unit A, the input current detection unit B, and the dc terminal voltage detection unit B, respectively. A voltage (Vdc) can be received.

입력 전압 검출부(A)는, 입력 교류 전원(201)으로부터의 입력 전압(Vs)을 검출할 수 있다. 예를 들어, 정류부(410) 전단에, 위치할 수 있다.The input voltage detection unit A can detect the input voltage Vs from the input AC power supply 201 . For example, it may be located in front of the rectifying unit 410 .

입력 전압 검출부(A)는, 전압 검출을 위해, 저항 소자, OP AMP 등을 포함할 수 있다. 검출된 입력 전압(Vs)은, 펄스 형태의 이산 신호(discrete signal)로서, 컨버터 스위칭 제어 신호(Scc)의 생성을 위해, 컨버터 제어부(215)에 인가될 수 있다. The input voltage detection unit A may include a resistance element, an OP AMP, and the like for voltage detection. The detected input voltage Vs is a discrete signal in the form of a pulse, and may be applied to the converter controller 215 to generate the converter switching control signal Scc.

한편, 입력 전압 검출부(A)에 의해, 입력 전압의 제로 크로싱 지점도 검출할 수 있게 된다.On the other hand, the zero crossing point of the input voltage can also be detected by the input voltage detection unit A.

다음, 입력 전류 검출부(D)는, 입력 교류 전원(201)으로부터의 입력 전류(Is)를 검출할 수 있다. 구체적으로, 정류부(410) 전단에, 위치할 수 있다.Next, the input current detection unit D may detect the input current Is from the input AC power supply 201 . Specifically, it may be located in front of the rectifying unit 410 .

입력 전류 검출부(D)는, 전류 검출을 위해, 전류센서, CT(current trnasformer), 션트 저항 등을 포함할 수 있다. 검출된 입력 전압(Is)는, 펄스 형태의 이산 신호(discrete signal)로서, 컨버터 스위칭 제어 신호(Scc)의 생성을 위해, 컨버터 제어부(215)에 인가될 수 있다. The input current detection unit D may include a current sensor, a current transformer (CT), a shunt resistor, and the like for current detection. The detected input voltage Is may be applied to the converter controller 215 as a discrete signal in the form of a pulse to generate the converter switching control signal Scc.

dc 전압 검출부(B)는 dc 단 커패시터(C) 양단, 즉 dc 단 전압(Vdc)을 검출한다. 전원 검출을 위해, 저항 소자, OP AMP 등이 사용될 수 있다. 검출된 dc 단 커패시터(C)의 전압(Vdc)은, 펄스 형태의 이산 신호(discrete signal)로서, 컨버터 제어부(215), 인버터 제어부(230)에 인가될 수 있으며, dc 단 커패시터(C)의 직류 전압(Vdc)에 기초하여, 컨버터 스위칭 제어 신호(Scc), 인버터 스위칭 제어신호(Sic)가 각각 생성될 수 있다. The dc voltage detector B detects both ends of the dc terminal capacitor C, that is, the dc terminal voltage Vdc. For power detection, a resistive element, an OP AMP, or the like may be used. The detected voltage Vdc of the dc stage capacitor C is a discrete signal in the form of a pulse, and may be applied to the converter control unit 215 and the inverter control unit 230, and the voltage Vdc of the dc stage capacitor C is Based on the DC voltage Vdc, the converter switching control signal Scc and the inverter switching control signal Sic may be generated, respectively.

인버터(220)는, 복수개의 인버터 스위칭 소자를 구비하고, 스위칭 소자의 온/오프 동작에 의해 평활된 직류 전원(Vdc)을 소정 주파수의 삼상 교류 전원으로 변환하여, 삼상 모터(250)에 출력할 수 있다. The inverter 220 includes a plurality of inverter switching elements, and converts the smoothed DC power (Vdc) by the on/off operation of the switching elements into three-phase AC power of a predetermined frequency to output to the three-phase motor 250 . can

이에 따라, 인버터(220)는, 부하인 모터(250)로, 인버터 전력(Pinv)을 공급할 수 있다. 이때의 인버터 전력(Pinv)은, 부하인 모터(250)에서 필요한 전력으로서, 필요한 목표 전력에 추종할 수 있다. 따라서, 본 명세서에서는, 인버터 전력(Pinv)을 부하에서 필요한 목표 전력과 동일한 개념으로 기술할 수도 있다.Accordingly, the inverter 220 may supply the inverter power Pinv to the motor 250 serving as a load. In this case, the inverter power Pinv is power required by the motor 250 serving as a load, and can follow the required target power. Accordingly, in this specification, the inverter power Pinv may be described as the same concept as the target power required by the load.

구체적으로, 인버터(220)는, 복수의 스위칭 소자를 구비할 수 있다. 예를 들어, 각각 서로 직렬 연결되는 상암 스위칭 소자(Sa,Sb,Sc) 및 하암 스위칭 소자(S'a,S'b,S'c)가 한 쌍이 되며, 총 세 쌍의 상,하암 스위칭 소자가 서로 병렬(Sa&S'a,Sb&S'b,Sc&S'c)로 연결될 수 있다. 그리고, 각 스위칭 소자(Sa,S'a,Sb,S'b,Sc,S'c)에는 다이오드가 역병렬로 연결될 수 있다. Specifically, the inverter 220 may include a plurality of switching elements. For example, a pair of upper-arm switching elements (Sa, Sb, Sc) and lower-arm switching elements (S'a, S'b, S'c) connected in series with each other are a pair, and a total of three pairs of upper and lower arm switching elements are provided. may be connected to each other in parallel (Sa&S'a, Sb&S'b, Sc&S'c). In addition, a diode may be connected in anti-parallel to each of the switching elements Sa, S'a, Sb, S'b, Sc, and S'c.

인버터 제어부(230)는, 인버터(220)의 스위칭 동작을 제어하기 위해, 인버터 스위칭 제어신호(Sic)를 인버터(220)에 출력할 수 있다. 인버터 스위칭 제어신호(Sic)는 펄스폭 변조 방식(PWM)의 스위칭 제어신호로서, 모터(250)에 흐르는 출력 전류(io) 및 dc단 커패시터 양단인 dc 단 전압(Vdc)에 기초하여, 생성되어 출력될 수 있다. 이때의 출력 전류(io)는, 출력전류 검출부(E)로부터 검출될 수 있으며, dc 단 전압(Vdc)은 dc 단 전압 검출부(B)로부터 검출될 수 있다.The inverter controller 230 may output the inverter switching control signal Sic to the inverter 220 to control the switching operation of the inverter 220 . The inverter switching control signal (Sic) is a pulse width modulation (PWM) switching control signal, based on the output current (i o ) flowing through the motor 250 and the dc terminal voltage (Vdc) across the dc terminal capacitor, generated can be printed out. At this time, the output current i o may be detected from the output current detection unit E, and the dc terminal voltage Vdc may be detected from the dc terminal voltage detection unit B.

출력전류 검출부(E)는, 인버터(420)와 모터(250) 사이에 흐르는 출력전류(io)를 검출할 수 있다. 즉, 모터(250)에 흐르는 전류를 검출한다. 출력전류 검출부(E)는 각 상의 출력 전류(ia,ib,ic)를 모두 검출할 수 있으며, 또는 삼상 평형을 이용하여 두 상의 출력 전류를 검출할 수도 있다.The output current detection unit E may detect the output current i o flowing between the inverter 420 and the motor 250 . That is, the current flowing through the motor 250 is detected. The output current detection unit E may detect all of the output currents ia, ib, and ic of each phase, or may detect the output currents of two phases using three-phase balance.

출력전류 검출부(E)는 인버터(220)와 모터(250) 사이에 위치할 수 있으며, 전류 검출을 위해, CT(current trnasformer), 션트 저항 등이 사용될 수 있다. The output current detection unit E may be positioned between the inverter 220 and the motor 250 , and a current transformer (CT), a shunt resistor, or the like may be used to detect the current.

한편, 인버터 제어부(230)는, 전류 지령 생성부(도 12의 330), 전압 지령 생성부(도 12의 340), 및 스위칭 제어신호 출력부(도 12의 360)를 포함할 수 있다. 이에 대해서는, 도 12 이하를 참조하여 보다 상세히 기술한다.Meanwhile, the inverter control unit 230 may include a current command generator ( 330 in FIG. 12 ), a voltage command generator ( 340 in FIG. 12 ), and a switching control signal output unit ( 360 in FIG. 12 ). This will be described in more detail with reference to FIG. 12 or less.

출력되는 인버터 스위칭 제어 신호(Sic)는, 게이트 구동부(미도시)에서 게이트 구동 신호로 변환되어, 인버터(220) 내의 각 스위칭 소자의 게이트에 입력될 수 있다. 이에 의해, 인버터(220) 내의 각 스위칭 소자들(Sa,S'a,Sb,S'b,Sc,S'c)이 스위칭 동작을 하게 된다.The output inverter switching control signal Sic may be converted into a gate driving signal by a gate driver (not shown) and input to a gate of each switching element in the inverter 220 . Accordingly, each of the switching elements Sa, S'a, Sb, S'b, Sc, and S'c in the inverter 220 performs a switching operation.

도 5는 도 3의 컨버터 제어부의 내부 블록도의 일예이다.5 is an example of an internal block diagram of the converter control unit of FIG. 3 .

도면을 참조하면, 컨버터 제어부(215)는, 전류 지령 생성부(720), 전류류 제어부(730), 및 전향 보상부(740)를 구비할 수 있다.Referring to the drawings, the converter control unit 215 may include a current command generation unit 720 , a current flow control unit 730 , and a forward compensating unit 740 .

전류 지령 생성부(720)는, 입력 전압의 위상과 모양을 동기화시켜, 전류 지령치(I*)를 생성할 수 있다. 이를 위해, 전류 지령 생성부(720)는, 연산기(725), 전압 제어기(727), 및 입력 전압 보상부(729)를 구비할 수 있다.The current command generation unit 720 may synchronize the phase and shape of the input voltage to generate the current command value (I * ). To this end, the current command generator 720 may include an operator 725 , a voltage controller 727 , and an input voltage compensator 729 .

연산기(725)는, dc단 전압 지령치(V*dc)와, dc단 전압 검출부(B)에서 검출되는 dc단 전압(Vdc)와의 차이를 연산하고, 그 차이를 전압 제어기(727)에 전달한다.The calculator 725 calculates the difference between the dc stage voltage command value (V * dc) and the dc stage voltage Vdc detected by the dc stage voltage detection unit B, and transmits the difference to the voltage controller 727 . .

전압 제어기(727)는, dc단 전압 지령치(V*dc)와 검출되는 dc단 전압(Vdc)와의 차이에 기초하여, PI 제어 등을 통해, 전류 지령치를 생성할 수 있다.The voltage controller 727 may generate a current command value through PI control or the like, based on a difference between the dc stage voltage command value (V * dc) and the detected dc stage voltage (Vdc).

한편, 입력 전압 보상부(729)는, 입력 교류 전원(Vs)의 위상고 모양을 고려하여, 입력 전압을 보상하기 위한 보상 전류 지령치를 생성할 수 있다. 예를 들어, |sinωt|의 보상 전류 지령치를 출력할 수 있다.Meanwhile, the input voltage compensator 729 may generate a compensation current command value for compensating the input voltage in consideration of the phase height shape of the input AC power Vs. For example, a compensation current setpoint of |sinωt| can be output.

한편, 연산기(728)는, 전압 제어기(727)로부터의 전류 지령치와, 입력 전압 보상부(729)로부터의 보상 전류 지령치에 기초하여, 최종 전류 지령치를 생성하여 출력할 수 있다.Meanwhile, the calculator 728 may generate and output a final current command value based on the current command value from the voltage controller 727 and the compensation current command value from the input voltage compensator 729 .

예를 들어, 연산기(728)는, 전압 제어기(727)로부터의 전류 지령치에, 보상 전류 지령치(|sinωt|)를 곱셈하여, 출력할 수 있다. 이에 따라, 위상 성분이, 반영될 수 있다.For example, the calculator 728 multiplies the current command value from the voltage controller 727 by the compensation current command value |sinωt|, and can output it. Accordingly, the phase component can be reflected.

결국, 전류 지령 생성부(720)는, 전압 제어기(727)로부터의 전류 지령치와, 입력 전압 보상부(729)로부터의 보상 전류 지령치에 기초하여, 최종적으로, 전류 지령치(I*)를 생성하여 출력할 수 있다.After all, the current command generation unit 720, based on the current command value from the voltage controller 727 and the compensation current command value from the input voltage compensator 729, finally generates the current command value (I * ) can be printed out.

다음, 전압 지령 생성부(730)는, 전류 지령 생성부(720)로부터의 전류 지령치(I*)와, 입력 교류 전원(Vs)에 대응하는 검출되는 입력 전류(Is)에 기초하여, 전압 지령치(V*)를 생성하여 출력할 수 있다.Next, the voltage command generation unit 730, based on the current command value I * from the current command generation unit 720 and the detected input current Is corresponding to the input AC power supply Vs, the voltage command value (V * ) can be generated and output.

이를 위해, 전압 지령 생성부(730)는, 연산기(735), 전류 제어기(737), 및 연산기(739)를 구비할 수 있다.To this end, the voltage command generator 730 may include an operator 735 , a current controller 737 , and an operator 739 .

연산기(735)는, 전류 지령치(I*)와, 입력 전류 검출부(D)에서 검출되는 입력 전류(Is)와의 차이를 연산하고, 그 차이를 전류 제어기(737)에 전달한다.The calculator 735 calculates a difference between the current command value I * and the input current Is detected by the input current detection unit D, and transmits the difference to the current controller 737 .

전류 제어기(737)는, 전류 지령치(I*)와, 입력 전류 검출부(D)에서 검출되는 입력 전류(Is)와의 차이에 기초하여, PI 제어 등을 통해, 전압 지령치를 생성할 수 있다. 한편, 생성되는 전압 지령치는, 듀티에 대응하는 신호를 포함할 수 있다.The current controller 737 may generate a voltage command value through PI control or the like based on a difference between the current command value I * and the input current Is detected by the input current detection unit D. Meanwhile, the generated voltage command value may include a signal corresponding to the duty.

한편, 전향 보상부(740)는, 부스트 컨버터(420)의 입력전압(Vs) 및 dc 단 전압(Vdc)으로 이루어진 왜란을 제거하기 위해, 전향 보상(feed-forward compensation)을 수행할 수 있다. 이에 따라, 전향 보상부(740)는, 왜란 제거를 고려한, 제2 듀티에 대응하는 보상 전압 지령치를 생성할 수 있다.Meanwhile, the forward compensation unit 740 may perform feed-forward compensation in order to remove a disturbance composed of the input voltage Vs and the dc terminal voltage Vdc of the boost converter 420 . Accordingly, the forward compensator 740 may generate a compensation voltage command value corresponding to the second duty in consideration of the disturbance removal.

연산기(739)는, 전류 제어기(737)로부터의 전압 지령치와, 전향 보상부(740)로부터의 보상 전압 지령치를 가산하고, 그에 따라, 최종 전압 지령치(V*)를 출력할 수 있다.The calculator 739 may add the voltage command value from the current controller 737 and the compensation voltage command value from the forward compensator 740 , and thus output the final voltage command value V * .

예를 들어, 연산기(739)는, 전류 제어기(737)로부터의 전압 지령치의 듀티와, 전향 보상부(740)로부터의 보상 전압 지령치의 제2 듀티를 가산하고, 그에 따라, 최종 전압 지령치(V*)를 출력할 수 있다. For example, the calculator 739 adds the duty of the voltage command value from the current controller 737 and the second duty of the compensation voltage command value from the forward compensator 740 , and accordingly, the final voltage command value V * ) can be printed.

다음, 스위칭 주파수 가변부(770)는, 입력 교류 전원(Vs)의 레벨 또는 위상에 기초하여, 스위칭 소자의 스위칭 주파수(Fsw)를 설정할 수 있다.Next, the switching frequency variable unit 770 may set the switching frequency Fsw of the switching element based on the level or phase of the input AC power Vs.

한편, 스위칭 주파수 가변부(770)는, 직류 전원, 또는 직류 전원에 기초한 출력 전력에 더 기초하여, 스위칭 소자의 스위칭 주파수(Fsw)를 설정할 수 있다. Meanwhile, the switching frequency variable unit 770 may set the switching frequency Fsw of the switching element further based on DC power or output power based on DC power.

구체적으로, 스위칭 주파수 가변부(770)는, 입력 전압 검출부(A)에서 검출되는 입력 전압에 대한 위상 정보(θ)와, dc단 전압 검출부(B)에서 검출된 dc단 전압에 기초하여 연산된 전력(P)에 기초하여, 스위칭 소자의 스위칭 주파수(Fsw)를 설정할 수 있다.Specifically, the switching frequency variable unit 770 is calculated based on the phase information (θ) for the input voltage detected by the input voltage detection unit (A) and the dc terminal voltage detected by the dc terminal voltage detection unit (B). Based on the power P, the switching frequency Fsw of the switching element may be set.

예를 들어, 스위칭 주파수 가변부(770)는, 입력 교류 전원(Vs)의 레벨 또는 위상 정보(θ)에 기초하여, 입력 교류 전원(Vs)의 반 주기를 복수 구간으로 나누어, 복수 구간 중 적어도 일부 구간에 대해, 스위칭 소자의 스위칭 주파수를 가변할 수 있다.For example, the switching frequency variable unit 770 divides a half cycle of the input AC power Vs into a plurality of sections based on the level or phase information θ of the input AC power Vs, and divides at least one of the plurality of sections. For some sections, the switching frequency of the switching element may be varied.

다른 예로, 스위칭 주파수 가변부(770)는, 부하, 즉, 연산된 전력(P)에 기초하여, 입력 교류 전원(Vs)의 반 주기 중 일부 구간에 대해, 스위칭 소자의 주파수를 가변할 수 있다.As another example, the switching frequency variable unit 770 may vary the frequency of the switching element for a portion of the half cycle of the input AC power Vs based on the load, that is, the calculated power P. .

스위칭 주파수 가변부(770)의, 위상 정보(θ) 또는 연산된 전력(P)에 기초한, 다양한, 스위칭 주파수 가변 동작은 이하와 같이 수행될 수 있다. Various, switching frequency variable operations of the switching frequency variable unit 770 based on the phase information θ or the calculated power P may be performed as follows.

예를 들어, 컨버터 제어부(215), 특히, 스위칭 주파수 가변부(770)는, 입력 교류 전원(Vs)의 레벨 또는 위상에 따라, 반 주기를 복수 구간으로 나누어, 복수 구간 중 적어도 일부 구간에 대해, 스위칭 소자의 스위칭 주파수를 가변할 수 있다.For example, the converter control unit 215 , in particular, the switching frequency variable unit 770 , divides a half cycle into a plurality of sections according to the level or phase of the input AC power Vs, for at least some sections of the plurality of sections. , it is possible to vary the switching frequency of the switching element.

한편, 컨버터 제어부(215), 특히, 스위칭 주파수 가변부(770)는, 입력 전원(201)의 반 주기를 복수 구간으로 구분하여, 컨버터(210) 내의 스위칭 소자(S1)가, 제1 스위칭 주파수를 가지는 제1 및 제2 구간, 제1 및 제2 구간 사이에, 제1 스위칭 주파수 보다 낮은, 제2 스위칭 주파수를 가지는 제3 구간으로 구분되어 구동되도록, 제어할 수 있다.On the other hand, the converter control unit 215 , in particular, the switching frequency variable unit 770 , divides the half cycle of the input power supply 201 into a plurality of sections, so that the switching element S1 in the converter 210 has a first switching frequency Between the first and second sections and the first and second sections having , the control can be performed to be divided and driven into a third section having a second switching frequency lower than the first switching frequency.

한편, 컨버터 제어부(215), 특히, 스위칭 주파수 가변부(770)는, 컨버터 출력단의 부하(205)에 따라, 제3 구간 내의 제2 스위칭 주파수를 가변할 수 있다. 특히, 컨버터 제어부(215), 특히, 스위칭 주파수 가변부(770)는, 컨버터 출력단의 부하(205)가 커질수록, 제2 스위칭 주파수가 높아지도록 제어할 수 있다.Meanwhile, the converter control unit 215 , in particular, the switching frequency variable unit 770 may vary the second switching frequency within the third section according to the load 205 of the converter output stage. In particular, the converter control unit 215 , in particular, the switching frequency variable unit 770 may control the second switching frequency to increase as the load 205 of the converter output stage increases.

한편, 컨버터 제어부(215), 특히, 스위칭 주파수 가변부(770)는, 컨버터 출력단의 부하(205)가 커질수록, 제1 구간과 제2 구간의 구간 폭이 작아지도록 제어할 수 있다.Meanwhile, the converter control unit 215 , in particular, the switching frequency variable unit 770 may control the width of the first section and the second section to decrease as the load 205 of the converter output stage increases.

한편, 컨버터 제어부(215), 특히, 스위칭 주파수 가변부(770)는, 컨버터 출력단의 부하(205)가 커질수록, 제3 구간의 구간 폭이 커지도록 제어할 수 있다.Meanwhile, the converter control unit 215 , in particular, the switching frequency variable unit 770 may control the width of the third section to increase as the load 205 of the converter output stage increases.

한편, 컨버터 제어부(215), 특히, 스위칭 주파수 가변부(770)는, 입력 전원(201)의 반 주기를, 제1 구간과 제3 구간 사이의, 제4 구간, 및 제3 구간과 제2 구간 사이의 제5 구간으로 더 구분하고, 제4 구간과 제5 구간에, 제2 스위칭 주파수에 의해, 컨버터 내의 스위칭 소자가 동작하도록 제어할 수 있다.Meanwhile, the converter control unit 215 , in particular, the switching frequency variable unit 770 , performs a half cycle of the input power source 201 between the first section and the third section, the fourth section, and the third section and the second section. It is further divided into a fifth section between sections, and in the fourth section and the fifth section, the switching element in the converter can be controlled to operate by the second switching frequency.

한편, 컨버터 제어부(215), 특히, 스위칭 주파수 가변부(770)는, 제1 구간과 제3 구간 사이의, 제4 구간, 및 제3 구간과 제2 구간 사이의 제5 구간으로 더 구분하고, 제4 구간과 제5 구간에, 제2 스위칭 주파수 보다 높고 제1 스위칭 주파수 보다 낮은 제3 스위칭 주파수에 의해, 컨버터 내의 스위칭 소자가 동작하도록 제어할 수 있다.On the other hand, the converter control unit 215, in particular, the switching frequency variable unit 770 is further divided into a fifth section between the first section and the third section, the fourth section, and the third section and the second section, , in the fourth period and the fifth period, by a third switching frequency higher than the second switching frequency and lower than the first switching frequency, it is possible to control the switching element in the converter to operate.

한편, 컨버터 제어부(215), 특히, 스위칭 주파수 가변부(770)는, 입력 전원(201)의 반 주기를, 제1 구간과 제3 구간 사이의, 제4 구간, 및 제3 구간과 제2 구간 사이의 제5 구간으로 더 구분하고, 컨버터 출력단의 부하(205)가 커질수록, 제1 구간과 제2 구간의 구간 폭이 작아지거나, 제4 구간과 제5 구간의 구간 폭이 넓어지도록 제어할 수 있다.Meanwhile, the converter control unit 215 , in particular, the switching frequency variable unit 770 , performs a half cycle of the input power source 201 between the first section and the third section, the fourth section, and the third section and the second section. It is further divided into a fifth section between sections, and as the load 205 of the converter output stage increases, the section width between the first section and the second section becomes smaller or the section width between the fourth section and the fifth section becomes wider. can do.

한편, 컨버터 제어부(215), 특히, 스위칭 주파수 가변부(770)는, 입력 전원(201)의 반 주기를, 제1 구간과 제3 구간 사이의, 제4 구간, 및 제3 구간과 제2 구간 사이의 제5 구간으로 더 구분하고, 컨버터 출력단의 부하(205)가 커질수록, 제3 구간 내지 제5 구간에서의 스위칭 주파수가 커지도록 제어할 수 있다.Meanwhile, the converter control unit 215 , in particular, the switching frequency variable unit 770 , performs a half cycle of the input power source 201 between the first section and the third section, the fourth section, and the third section and the second section. It is further divided into a fifth section between sections, and as the load 205 of the converter output stage increases, the switching frequency in the third section to the fifth section can be controlled to increase.

한편, 컨버터 제어부(215), 특히, 스위칭 주파수 가변부(770)는, 컨버터 출력단의 부하(205)가 커질수록, 제3 구간 내지 제5 구간 중 제3 구간에서의 스위칭 주파수가 제4 구간 및 제5 구간에서의 스위칭 주파수보다 더 커지도록 제어할 수 있다.On the other hand, in the converter control unit 215 , in particular, the switching frequency variable unit 770 , as the load 205 of the converter output stage increases, the switching frequency in the third section among the third section to the fifth section increases in the fourth section and It can be controlled to be greater than the switching frequency in the fifth section.

한편, 컨버터 제어부(215), 특히, 스위칭 주파수 가변부(770)는, 컨버터(210) 내의 인덕터(L1)에 흐르는 전류 레벨에 따라, 제2 스위칭 주파수를 가변하거나, 제1 구간과 제2 구간의 폭을 가변한다. On the other hand, the converter control unit 215 , in particular, the switching frequency variable unit 770 , may vary the second switching frequency according to the current level flowing through the inductor L1 in the converter 210 , or may change the second switching frequency between the first section and the second section. change the width of

보다 구체적으로, 컨버터 제어부(215), 특히, 스위칭 주파수 가변부(770)는, 컨버터(210) 내의 인덕터(L1,L2)에 흐르는 전류 레벨이 클수록, 스위칭 주파수가 낮아지도록 제어할 수 있다. 특히, 제2 스위칭 주파수가, 제1 스위칭 주파수보다 낮아지도록 제어할 수 있다.More specifically, the converter control unit 215 , in particular, the switching frequency variable unit 770 may control the switching frequency to decrease as the current level flowing through the inductors L1 and L2 in the converter 210 increases. In particular, the second switching frequency may be controlled to be lower than the first switching frequency.

다음, 스위칭 제어 신호 출력부(760)는, 전압 지령치(V*), 및 설정된 스위칭 주파수(fsw)에 기초하여, 컨버터(210) 스위칭 제어 신호(Scc)를 출력할 수 있다.Next, the switching control signal output unit 760 may output the converter 210 switching control signal Scc based on the voltage command value V * and the set switching frequency fsw.

도 6 내지 도 10b는 도 5의 컨버터 제어부의 동작 설명에 참조되는 도면이다.6 to 10B are diagrams referenced in the description of the operation of the converter control unit of FIG. 5 .

도 6은, 컨버터의 스위칭 모드의 다양한 예를 예시하는 도면이다.6 is a diagram illustrating various examples of a switching mode of a converter.

먼저, 도 6의 (a)는, 임계 도통 모드(Critical Boundary Conduction Mode)로 컨버터가 동작하는 경우를 예시하며, 도 6의 (b)는, 연속 도통 모드(Continuous Conduction Mode)로 컨버터가 동작하는 경우를 예시한다.First, (a) of FIG. 6 exemplifies a case in which the converter operates in a critical boundary mode, and (b) of FIG. 6 illustrates a case in which the converter operates in a continuous conduction mode. exemplify the case

도 6의 (a)의 임계 도통 모드(Critical Boundary Conduction Mode) 또는 도 6의 (b)의 연속 도통 모드(Continuous Conduction Mode), 입력 전압의 반주기 동안 컨버터 내의 스위칭 소자를 구동하는 경우, 스위칭 소자의 스위칭 손실이 발생하게 된다. In the case of driving the switching element in the converter during the half cycle of the Critical Boundary Conduction Mode of FIG. 6A or the Continuous Conduction Mode of FIG. 6B, the input voltage is There will be switching losses.

특히, 고속 스위칭시, 스위칭 소자의 스위칭 동작에 따른 스위칭 손실이 커지게된다.In particular, during high-speed switching, a switching loss due to a switching operation of the switching element increases.

한편, 도 6의 (b)의 연속 도통 모드(Continuous Conduction Mode) 외에, 불연속 도통 모드(Disontinuous Conduction Mode)로 컨버터 내의 스위칭 소자를 동작시키는 경우, 스위칭 소자의 스위칭 손실이 더 저감되게 된다. On the other hand, when the switching element in the converter is operated in a discontinuous conduction mode other than the continuous conduction mode of FIG. 6B , the switching loss of the switching element is further reduced.

그러나, 불연속 도통 모드(Disontinuous Conduction Mode)는, 스위칭 손실은 저감되나, 연속 도통 모드(Continuous Conduction Mode)에 비해, 도통 손실이 증가하는 단점이 있다.However, in the discontinuous conduction mode, although the switching loss is reduced, there is a disadvantage in that the conduction loss is increased compared to the continuous conduction mode.

본 발명에서는, 이러한 점을 해결하기 위해, 불연속 도통 모드(Disontinuous Conduction Mode)와, 연속 도통 모드(Continuous Conduction Mode)를 함께 사용하는 것으로 한다.In the present invention, in order to solve this point, a discontinuous conduction mode and a continuous conduction mode are used together.

구체적으로, 컨버터 제어부(215)는, 입력 교류 전원의 반 주기 중 양 단부인 제1 및 제2 구간 동안, 스위칭 손실이 더 작은, 불연속 도통 모드(Disontinuous Conduction Mode)로, 스위칭 소자를 동작시키고, 입력 교류 전원의 반 주기 중 제1 및 제2 구간 사이의 제3 구간 동안, 도통 손실이 더 작은, 연속 도통 모드(Continuous Conduction Mode)로 스위칭 소자를 동작시키도록 제어하는 것이 바람직하다.Specifically, the converter control unit 215 operates the switching element in a discontinuous conduction mode, in which the switching loss is smaller, during the first and second sections, which are both ends of the half cycle of the input AC power, During the third section between the first and second sections of the half cycle of the input AC power, it is preferable to control the switching element to operate in a continuous conduction mode, which has a smaller conduction loss.

또한, 컨버터 제어부(215)는, 불연속 도통 모드(Disontinuous Conduction Mode)에서, 스위칭 주파수의 증가에도 불구하고, 스위칭 손실이 커지지 않으므로, 입력 교류 전원의 반 주기 중 양 단부인 제1 및 제2 구간 동안의 스위칭 주파수가, 입력 교류 전원의 반 주기 중 제1 및 제2 구간 사이의 제3 구간에서의 스위칭 주파수 보다 높도록 설정하는 것이 바람직하다.In addition, the converter control unit 215, in the discontinuous conduction mode (Dissontinuous Conduction Mode), despite the increase in the switching frequency, since the switching loss does not increase, during the first and second sections of both ends of the half cycle of the input AC power. It is preferable to set the switching frequency to be higher than the switching frequency in the third section between the first and second sections of the half cycle of the input AC power supply.

도 7은, 본 발명의 실시예에 따라, 컨버터의 스위칭 모드가, 불연속 도통 모드(Disontinuous Conduction Mode)와, 연속 도통 모드(Continuous Conduction Mode)가 혼합된 것을 예시한다.7 illustrates that the switching mode of the converter is a mixture of a discontinuous conduction mode and a continuous conduction mode according to an embodiment of the present invention.

특히, 입력 교류 전원의 반 주기 중 양 단부인 제1 구간(Pa) 및 제2 구간(Pc) 동안, 스위칭 손실이 더 작은, 불연속 도통 모드(Disontinuous Conduction Mode)로, 스위칭 소자가 동작하고, 입력 교류 전원의 반 주기 중 제1 및 제2 구간 사이의 제3 구간(Pb) 동안, 도통 손실이 더 작은, 연속 도통 모드(Continuous Conduction Mode)로 스위칭 소자가 동작하는 것을 예시한다.In particular, during the first section (Pa) and the second section (Pc), which are both ends of the half cycle of the input AC power, the switching element operates in a discontinuous conduction mode, in which the switching loss is smaller, and the input During the third section Pb between the first and second sections of the half cycle of the AC power, the switching element operates in a continuous conduction mode with a smaller conduction loss.

이에 따라, 특히, 입력 교류 전원(Vs)의 반 주기 중 양 단부인 제1 및 제2 구간 동안, 불연속 도통 모드(Disontinuous Conduction Mode)에서, 연속 도통 모드(Continuous Conduction Mode)에 비해, 상대적으로 다이오드 턴 오프 손실 및 스위칭 소자의 턴 온 손실이 더 작아지게 되므로, 컨버터 동작 효율이 증가되게 된다. Accordingly, in particular, during the first and second sections that are both ends of the half cycle of the input AC power Vs, in the discontinuous conduction mode, compared to the continuous conduction mode, the diode is relatively Since the turn-off loss and the turn-on loss of the switching element become smaller, the converter operation efficiency is increased.

한편, 도면에서의 파형(710)은, 도 4의 인덕터(L1)에 흐르는 전류를 나타낸다. On the other hand, a waveform 710 in the drawing represents a current flowing through the inductor L1 of FIG. 4 .

한편, 도면에서는, 입력 교류 전원의 반 주기 중 양 단부인 제1 구간(Pa) 및 제2 구간(Pc) 동안의 스위칭 주파수가 f2이고, 입력 교류 전원의 반 주기 중 제1 및 제2 구간 사이의 제3 구간(Pb)에서의 스위칭 주파수가, f2 보다 낮은 f1인 것을 예시한다.Meanwhile, in the drawing, the switching frequency during the first section (Pa) and the second section (Pc), which are both ends of the half cycle of the input AC power, is f2, and between the first section and the second section of the half cycle of the input AC power source. It is exemplified that the switching frequency in the third section Pb of , f1 is lower than f2.

이와 같이, 입력 교류 전원의 반 주기를 복수 구간으로 나누어, 복수 구간 중 적어도 일부 구간에 대해, 스위칭 소자의 스위칭 주파수를 가변함으로써, 컨버터 스위칭 소자의 스위칭 손실 및 전도 손실을 저감시킬 수 있으며, 결국, 컨버터 효율을 증가시킬 수 있게 된다.In this way, by dividing the half cycle of the input AC power into a plurality of sections, by varying the switching frequency of the switching device for at least some sections of the plurality of sections, it is possible to reduce the switching loss and conduction loss of the converter switching device, and eventually, It is possible to increase the converter efficiency.

또한, 입력 교류 전원(Vs)의 반 주기 중 양 단부인 제1 및 제2 구간에서의, 스위칭 소자의 스위칭 주파수가, 입력 교류 전원(Vs)의 반 주기 중 제1 및 제2 구간 사이의 제3 구간에서의 스위칭 주파수 보다 높도록 설정함으로써, 스위칭 주파수 증가로 인해 주파수 가변 구간에서 전류 리플이 감소되며, 스위칭 소자의 전도 손실 감소 및 리액터 또는 인덕터의 코어 손실이 저감될 수 있다. 따라서, 컨버터 효율을 증가시킬 수 있게 된다.In addition, in the first and second sections that are both ends of the half cycle of the input AC power supply Vs, the switching frequency of the switching element is the second interval between the first and second sections of the half cycle of the input AC power supply Vs. By setting the switching frequency to be higher than the switching frequency in the third section, the current ripple is reduced in the frequency variable section due to the increase in the switching frequency, and the conduction loss of the switching element and the core loss of the reactor or the inductor can be reduced. Accordingly, it is possible to increase the converter efficiency.

한편, 컨버터 제어부(215)는, 컨버터의 출력단의 부하가 커질수록, 컨버터(210)의 출력단의 부하가 커질수록, 불연속 도통 모드(Disontinuous Conduction Mode)로 동작하는 제1 및 제2 구간 구간이 작아지도록 설정할 수 있다.On the other hand, the converter control unit 215, the larger the load on the output terminal of the converter, the greater the load on the output terminal of the converter 210, the first and the second section that operates in the discontinuous conduction mode (Dissontinuous Conduction Mode) is smaller. It can be set to

도 8은 입력 교류 전원의 반 주기 내에서 스위칭 주파수에 따른 전류 리플의 크기를 예시하는 도면이다.8 is a diagram illustrating a magnitude of a current ripple according to a switching frequency within a half cycle of an input AC power supply.

도면을 참조하면, Thf는 입력 전원(201)의 반 주기를 나타내며, f1, f2, f3 각각은, 30kHz, 60kHz, 120kHz의 스위칭 주파수에 따라, 컨버터(210) 내에, 특히 인덕터(L1)에 흐르는 전류를 나타낸다.Referring to the drawing, Thf represents a half cycle of the input power supply 201, and each of f1, f2, and f3 flows in the converter 210, particularly in the inductor L1, according to the switching frequencies of 30 kHz, 60 kHz, and 120 kHz. represents the current.

30kHz의 스위칭 주파수로, 컨버터(210) 내의 스위칭 소자가 구동하는 경우에는, 도면과 같이, 상당한 전류 리플이 발생하나, 60kHz, 120kHz의 스위칭 주파수로 스위칭 소자(S1)를 구동하는 경우에는, 전류 리플이 상당히 감소하는 것을 알 수 있다.When the switching element in the converter 210 is driven at a switching frequency of 30 kHz, as shown in the figure, a significant current ripple occurs, but when the switching element S1 is driven at a switching frequency of 60 kHz and 120 kHz, the current ripple It can be seen that this decreases significantly.

한편, 도 8에 따르면, 스위칭 주파수 변동에 의해, 가운데 영역은 전류 리플 변화가 그다지 없으나, 양 옆의 영역은, 전류 리플 변화가 상당히 큰 것을 알 수 있다. On the other hand, according to FIG. 8 , it can be seen that, due to the switching frequency change, the current ripple change in the middle region is not much, but the current ripple change is quite large in the side regions.

이에 따라, 본 발명에서는, 이러한 전류 리플 감소를 위해, 한편, 컨버터 제어부(215)는, 입력 전원(201)의 반 주기를 복수 구간으로 구분하여, 컨버터(210) 내의 스위칭 소자(S1)가, 제1 스위칭 주파수를 가지는 제1 및 제2 구간, 제1 및 제2 구간 사이에, 제1 스위칭 주파수 보다 낮은, 제2 스위칭 주파수를 가지는 제3 구간으로 구분되어 구동되도록, 제어할 수 있다.Accordingly, in the present invention, in order to reduce this current ripple, the converter control unit 215 divides the half cycle of the input power source 201 into a plurality of sections, and the switching element S1 in the converter 210 is The first and second sections having the first switching frequency, and between the first and second sections, may be controlled to be divided into a third section having a second switching frequency lower than the first switching frequency and driven.

또는, 컨버터 제어부(215)는, 입력 전원(201)의 반 주기를, 제1 구간과 제3 구간 사이의, 제4 구간, 및 제3 구간과 제2 구간 사이의 제5 구간으로 더 구분하고, 제4 구간과 제5 구간에, 제2 스위칭 주파수에 의해, 컨버터 내의 스위칭 소자가 동작하도록 제어할 수 있다.Alternatively, the converter control unit 215 further divides the half cycle of the input power source 201 into a fifth section between the first section and the third section, the fourth section, and the third section and the second section, , in the fourth section and the fifth section, by the second switching frequency, it is possible to control the switching element in the converter to operate.

도 9a 내지 도 10b는, 부하에 따른, 스위칭 주파수 가변 또는, 구간의 길이 가변을 예시한다.9A to 10B illustrate a variable switching frequency or a variable length of a section according to a load.

먼저, 도 9a는, 입력 전원(201)의 반 주기를 복수 구간으로 구분하여, 제1 스위칭 주파수(fsa1)를 가지는 제1 및 제2 구간(pa1,pa2), 제1 및 제2 구간(pa1,pa2) 사이에, 제1 스위칭 주파수(fsa1) 보다 낮은, 제2 스위칭 주파수(fsa2)를 가지는 제3 구간(Pa3,Pa4,Pa5)으로 구분되어 구동되는 것을 예시한다.First, FIG. 9A shows first and second sections pa1 and pa2 and first and second sections pa1 having a first switching frequency fsa1 by dividing a half cycle of the input power source 201 into a plurality of sections. , pa2), the driving is divided into third sections Pa3, Pa4, and Pa5 having a second switching frequency fsa2 lower than the first switching frequency fsa1.

컨버터 제어부(215)는, 도 9a와 같이, 입력 전원(201)의 반 주기를 복수 구간으로 구분하여, 제1 스위칭 주파수(fsa1)를 가지는 제1 및 제2 구간(pa1,pa2), 제1 및 제2 구간(pa1,pa2) 사이에, 제1 스위칭 주파수(fsa1) 보다 낮은, 제2 스위칭 주파수(fsa2)를 가지는 제3 구간(Pa3,Pa4,Pa5)으로 구분되어 구동되도록, 제어할 수 있다.The converter control unit 215 divides the half cycle of the input power source 201 into a plurality of sections, as shown in FIG. 9A , and includes first and second sections pa1 and pa2 having a first switching frequency fsa1, a first and between the second sections pa1 and pa2, the third section Pa3, Pa4, Pa5 having a second switching frequency fsa2, which is lower than the first switching frequency fsa1, can be controlled to be driven separately have.

즉, 컨버터 제어부(215)는, 도 9a의 (b)와 같이, 컨버터(210) 내의 스위칭 소자(S1)가, 스위칭할 때, iLix 파형과, iLia 파형 사이에서, 제1 및 제2 구간(pa1,pa2)에서 제1 스위칭 주파수(fsa1)로 스위칭하고, 제3 구간(Pa3,Pa4,Pa5)에서 제2 스위칭 주파수(fsa2)로 스위칭하도록 제어할 수 있다.That is, the converter control unit 215, as shown in FIG. 9A (b), when the switching element S1 in the converter 210 switches, between the iLix waveform and the iLia waveform, the first and second sections ( It may be controlled to switch to the first switching frequency fsa1 in pa1 and pa2) and to switch to the second switching frequency fsa2 in the third period Pa3, Pa4, Pa5.

다음, 컨버터 제어부(215)는, 컨버터 출력단의 부하(205)에 따라, 제3 구간 내의 제2 스위칭 주파수를 가변할 수 있다. 특히, 컨버터 제어부(215)는, 도 9b와 같이, 컨버터 출력단의 부하(205)가 커질수록, 제2 스위칭 주파수(fsb2)가 높아지도록 제어할 수 있다.Next, the converter control unit 215 may vary the second switching frequency within the third section according to the load 205 of the converter output terminal. In particular, as shown in FIG. 9B , the converter control unit 215 may control the second switching frequency fsb2 to increase as the load 205 of the converter output stage increases.

즉, 컨버터 제어부(215)는, 도 9b의 (b)와 같이, 컨버터(210) 내의 스위칭 소자(S1)가, 스위칭할 때, iLix 파형과, iLib 파형 사이에서, 제1 및 제2 구간(pb1,pb2)에서 제1 스위칭 주파수(fsb1)로 스위칭하고, 제3 구간(Pb3,Pb4,Pb5)에서 제2 스위칭 주파수(fsb2)로 스위칭하도록 제어할 수 있다.That is, the converter control unit 215, as shown in FIG. 9B (b), when the switching element S1 in the converter 210 switches, between the iLix waveform and the iLib waveform, the first and second sections ( It is possible to control switching to the first switching frequency fsb1 in pb1 and pb2 and to the second switching frequency fsb2 in the third period Pb3, Pb4, and Pb5.

도 9b를 참조하면, 도 9b의 제2 스위칭 주파수(fsb2)는, 도 9a의 제2 스위칭 주파수(fsa2) 보다 커진 것을 알 수 있다.Referring to FIG. 9B , it can be seen that the second switching frequency fsb2 of FIG. 9B is greater than the second switching frequency fsa2 of FIG. 9A .

이와 같이, 컨버터 출력단의 부하(205)에 따라, 전류 리플이 상대적으로 큰, 제3 구간에서의 스위칭 주파수를 증가시키므로, 스위칭 효율이 향상될 수 있게 된다.As described above, according to the load 205 of the converter output stage, the switching frequency in the third section, in which the current ripple is relatively large, is increased, so that the switching efficiency can be improved.

한편, 컨버터 제어부(215)는, 컨버터 출력단의 부하(205)가 커질수록, 도 9b와 같이, 제1 구간(pb1)과 제2 구간(pb5)의 구간 폭이 작아지도록 제어할 수 있다. Meanwhile, as the load 205 of the converter output terminal increases, the converter controller 215 may control the width of the first section pb1 and the second section pb5 to decrease as shown in FIG. 9B .

도 9b의 제1 구간(pb1)과 제2 구간(pb5)의 구간의 폭은, 각각 도 9a의 제1 구간(pa1)과 제2 구간(pa5)의 구간의 구간 폭 보다 작은 것을 알 수 있다. It can be seen that the width of the section of the first section pb1 and the second section pb5 of FIG. 9B is smaller than the section width of the section of the first section pa1 and the second section pa5 of FIG. 9A , respectively. .

한편, 컨버터 제어부(215)는, 컨버터 출력단의 부하(205)가 커질수록, 도 9b와 같이, 제3 구간(Pb3,Pb4,Pb5)의 구간 폭이 커지도록 제어할 수 있다.Meanwhile, as the load 205 of the converter output terminal increases, the converter controller 215 may control the width of the third sections Pb3 , Pb4 , and Pb5 to increase as shown in FIG. 9B .

도 9b의 제3 구간(Pb3,Pb4,Pb5)의 구간의 폭은, 도 9a의 제3 구간(Pa3,Pa4,Pa5)의 구간 폭 보다 큰 것을 알 수 있다. It can be seen that the widths of the sections of the third sections Pb3, Pb4, and Pb5 of FIG. 9B are larger than the section widths of the third sections Pa3, Pa4, and Pa5 of FIG. 9A .

한편, 컨버터 제어부(215)는, 입력 전원(201)의 반주기에 대해, 도 9c와 같이, 제1 구간(pc1)과 제3 구간(Pc3) 사이의, 제4 구간(Pc2), 및 제3 구간(Pc3)과 제2 구간(Pc5) 사이의 제5 구간(Pc4)으로 더 구분하고, 제4 구간(pc2)과 제5 구간(pc4)에, 제2 스위칭 주파수(fsc2) 보다 높고 제1 스위칭 주파수(fsc1) 보다 낮은 제3 스위칭 주파수(fsc3)에 의해, 컨버터(210) 내의 스위칭 소자(s1)가 동작하도록 제어할 수 있다.On the other hand, the converter control unit 215, with respect to the half cycle of the input power source 201, as shown in FIG. 9C, between the first section pc1 and the third section Pc3, the fourth section Pc2, and the third section It is further divided into a fifth section Pc4 between the section Pc3 and the second section Pc5, and in the fourth section pc2 and the fifth section pc4, higher than the second switching frequency fsc2 and the first The switching element s1 in the converter 210 may be controlled to operate by the third switching frequency fsc3 lower than the switching frequency fsc1 .

도 9c를 참조하면, 도 9c의 제3 스위칭 주파수(fsc3))는, 제2 스위칭 주파수(fsc2) 보다 큰 것을 알 수 있다.Referring to FIG. 9C , it can be seen that the third switching frequency fsc3 of FIG. 9C is greater than the second switching frequency fsc2 .

이와 같이, 전류 리플이 상대적으로 큰, 제4 구간(pc2)과 제5 구간(pc4)에서의 스위칭 주파수를 증가시키므로, 스위칭 효율이 향상될 수 있게 된다.As described above, since the switching frequency in the fourth period pc2 and the fifth period pc4 in which the current ripple is relatively large is increased, switching efficiency may be improved.

한편, 도 9c를 참조하면, 도 9c의 제2 스위칭 주파수(fsc2)는, 도 9b의 제2 스위칭 주파수(fsb2) 보다 커진 것을 알 수 있다.Meanwhile, referring to FIG. 9C , it can be seen that the second switching frequency fsc2 of FIG. 9C is greater than the second switching frequency fsb2 of FIG. 9B .

한편, 컨버터 제어부(215)는, 컨버터 출력단의 부하(205)가 커질수록, 도 9c와 같이, 제1 구간(pc1)과 제2 구간(pc5)의 구간 폭이 작아지도록 제어할 수 있다. Meanwhile, as the load 205 of the converter output terminal increases, the converter controller 215 may control the section width of the first section pc1 and the second section pc5 to decrease as shown in FIG. 9C .

도 9c의 제1 구간(pc1)과 제2 구간(pc5)의 구간의 폭은, 각각 도 9b의 제1 구간(pb1)과 제2 구간(pb5)의 구간의 구간 폭 보다 작은 것을 알 수 있다. It can be seen that the width of the section of the first section pc1 and the second section pc5 of Fig. 9c is smaller than the section width of the section of the first section pb1 and the second section pb5 of Fig. 9b, respectively. .

한편, 컨버터 제어부(215)는, 입력 전원(201)의 반 주기를, 도 9c와 같이, 제1 구간(pc1)과 제3 구간(Pc3) 사이의, 제4 구간(Pc2), 및 제3 구간(Pc3)과 제2 구간(Pc5) 사이의 제5 구간(Pc4)으로 더 구분하고, 컨버터 출력단의 부하(205)가 커질수록, 제4 구간(Pc2)과 제5 구간(pc4)의 구간 폭이 넓어지도록 제어할 수 있다.On the other hand, the converter control unit 215, the half cycle of the input power source 201, as shown in FIG. 9C, between the first section pc1 and the third section Pc3, the fourth section Pc2, and the third It is further divided into a fifth section Pc4 between the section Pc3 and the second section Pc5, and as the load 205 of the converter output stage increases, the section between the fourth section Pc2 and the fifth section pc4 The width can be controlled to widen.

한편, 컨버터 제어부(215)는, 입력 전원(201)의 반 주기를, 도 9c와 같이, 제1 구간(pc1)과 제3 구간(Pc3) 사이의, 제4 구간(Pc2), 및 제3 구간(Pc3)과 제2 구간(Pc5) 사이의 제5 구간(Pc4)으로 더 구분하고, 컨버터 출력단의 부하(205)가 커질수록, 제3 구간 내지 제5 구간(pc2,pc3,pc4)에서의 스위칭 주파수가 커지도록 제어할 수 있다.On the other hand, the converter control unit 215, the half cycle of the input power source 201, as shown in FIG. 9C, between the first section pc1 and the third section Pc3, the fourth section Pc2, and the third It is further divided into a fifth section Pc4 between the section Pc3 and the second section Pc5, and as the load 205 of the converter output stage increases, in the third section to the fifth section pc2, pc3, pc4 can be controlled to increase the switching frequency of

즉, 도 9b에 비해, 도 9c의 제3 구간 내지 제5 구간(pc2,pc3,pc4)에서의 스위칭 주파수가 커지도록 제어함으로써, 부하 증가에도 불구하고, 스위칭 효율을 향상시킬 수 있게 된다. That is, by controlling the switching frequency to be increased in the third to fifth sections pc2, pc3, and pc4 of FIG. 9C compared to FIG. 9B, it is possible to improve switching efficiency despite an increase in load.

한편, 컨버터 제어부(215)는, 컨버터 출력단의 부하(205)가 커질수록, 제3 구간 내지 제5 구간(pc2,pc3,pc4) 중 제3 구간(pc3)에서의 스위칭 주파수가 제4 구간 및 제5 구간에서의 스위칭 주파수보다 더 커지도록 제어할 수 있다.On the other hand, the converter control unit 215, as the load 205 of the converter output stage increases, the switching frequency in the third section pc3 among the third to fifth sections pc2, pc3, pc4 increases in the fourth section and It can be controlled to be greater than the switching frequency in the fifth section.

전류 리플이 상대적으로 작은 제3 구간(pc3)에서 스위칭 주파수를 증가시킴으로써, 스위칭 효율을 향상시킬 수 있게 된다. By increasing the switching frequency in the third section pc3 in which the current ripple is relatively small, switching efficiency can be improved.

한편, 컨버터 제어부(215)는, 컨버터(210) 내의 인덕터(L1,L2)에 흐르는 전류 레벨에 따라, 제2 스위칭 주파수를 가변하거나, 제1 구간과 제2 구간의 폭을 가변할 수 있다. Meanwhile, the converter controller 215 may vary the second switching frequency or the widths of the first section and the second section according to the current levels flowing through the inductors L1 and L2 in the converter 210 .

보다 구체적으로, 컨버터 제어부(215)는, 컨버터(210) 내의 인덕터(L1)에 흐르는 전류 레벨이 클수록, 스위칭 주파수가 낮아지도록 제어할 수 있다. 특히, 제2 스위칭 주파수가, 제1 스위칭 주파수보다 낮아지도록 제어할 수 있다.More specifically, the converter controller 215 may control the switching frequency to decrease as the level of current flowing through the inductor L1 in the converter 210 increases. In particular, the second switching frequency may be controlled to be lower than the first switching frequency.

도 10a는, 입력 교류 전원(Vs)의 반 주기 중 양 단부인 제1 구간(T1) 및 제2 구간(T5) 동안, 불연속 도통 모드(Disontinuous Conduction Mode)로, 동작하고, 제1 구간(T1) 및 제2 구간(T5) 사이인 제3 구간(T3), 제4 구간(T2),제5 구간(T4) 동안, 연속 도통 모드(Continuous Conduction Mode)로 동작하는 것을 예시한다.10A is a diagram illustrating an operation in a discontinuous conduction mode during the first period T1 and the second period T5, which are both ends of the half cycle of the input AC power Vs, and the first period T1 ) and during the third section T3, the fourth section T2, and the fifth section T4 between the second section T5 and the second section T5, the operation in the continuous conduction mode is exemplified.

한편 도면과 달리, 제1 구간(P1)과 제3 구간(P3) 사이인 제4 구간(P2)과, 제3 구간(P3)과 제2 구간(P2) 사이인 제5 구간(P5)에, 연속 도통 모드(Continuous Conduction Mode)로, 스위칭 소자가 동작하는 것도 가능하다.Meanwhile, unlike the drawing, in the fourth section P2 between the first section P1 and the third section P3 and the fifth section P5 between the third section P3 and the second section P2 , in a continuous conduction mode, it is also possible for the switching element to operate.

한편, 도 10a에서는, 컨버터(210) 내의 스위칭 소자(S1)가, 스위칭할 때, iLiy 파형과, iLiz 파형 사이에서, 스위칭하도록 제어할 수 있다.Meanwhile, in FIG. 10A , the switching element S1 in the converter 210 may be controlled to switch between the iLiy waveform and the iLiz waveform when switching.

한편, 도 10b는, 입력 전원(201)의 반주기에 대해, 제1 구간(T1), 및 제2 구간(T5)에서는, 제1 스위칭 주파수(fsd1)로 동작하도록 제어하고, 제1 구간(T1)과 제2 구간(T5) 사이인 제3 구간(T3)에서는, 제1 스위칭 주파수(fsd1) 보다 낮은 제2 스위칭 주파수(fsd2)로 동작하도록 제어하고, 제1 구간과(T1)과 제3 구간(T3) 사이의, 제4 구간(T2), 및 제3 구간(T3)과 제2 구간(T5) 사이의 제5 구간(T4)에, 제2 스위칭 주파수(fsc2) 보다 높고 제1 스위칭 주파수(fsc1) 보다 낮은 제3 스위칭 주파수(fsc3)로, 컨버터(210) 내의 스위칭 소자(s1)가 동작하도록 제어하는 것을 예시한다.Meanwhile, in FIG. 10B , with respect to the half cycle of the input power source 201 , in the first period T1 and the second period T5 , the control is performed to operate at the first switching frequency fsd1 , and the first period T1 ) and the second period T5, in the third period T3, the control is performed to operate at a second switching frequency fsd2 lower than the first switching frequency fsd1, and the first period T1 and the third Between the period T3, the fourth period T2, and the fifth period T4 between the third period T3 and the second period T5, the second switching frequency fsc2 is higher than the first switching frequency Controlling the switching element s1 in the converter 210 to operate with a third switching frequency fsc3 lower than the frequency fsc1 is exemplified.

컨버터 제어부(415)는, 제1 구간(T1), 및 제2 구간(T5)에서, 스위칭 주파수를 변경하여 도통 손실(conduction loss)과 스위칭 손실(switching loss)가 트레이드 오프(trade off)되는, 최대 주파수를 최적 주파수로 선택할 수 있다.The converter control unit 415, in the first period (T1) and the second period (T5), by changing the switching frequency conduction loss (conduction loss) and switching loss (switching loss) is a trade off (trade off), The maximum frequency can be selected as the optimum frequency.

컨버터 제어부(415)는, 제4 구간(T2), 및 제5 구간(T4)에서, 인덕터(L1)에 흐르는 전류 리플이 가장 크므로, 입력 전류 하모닉 기준을 만족하기 위한 최소 주파수를 선택하는 것이 바람직하다.Since the converter control unit 415 has the largest current ripple flowing in the inductor L1 in the fourth period T2 and the fifth period T4, selecting the minimum frequency to satisfy the input current harmonic criterion is desirable.

컨버터 제어부(415)는, 제3 구간(T3)에서, 인덕터(L1)에 흐르는 전류 리플이 크며, 도 8에서 도시한 바와 같이, 주파수 감소에 따른 리플 증가량이 가장 작은 구간이므로, 주파수를 낮춰 선택하는 것이 바람직하다. 그러나, 제4 구간(T2), 및 제5 구간(T4) 보다는 높은 주파수를 선택할 수도 있다.In the third section T3, the converter control unit 415 has a large current ripple flowing through the inductor L1, and as shown in FIG. 8, the ripple increase amount according to the frequency decrease is the smallest section, so the frequency is lowered and selected. It is preferable to do However, a frequency higher than that of the fourth period T2 and the fifth period T4 may be selected.

한편, 상술한, 컨버터(210)는, 벅 컨버터, 부스트 컨버터, 벅 부스트 컨버터, 인터리브 벅 컨버터, 인터리브 부스트 컨버터, 또는 인터리브 벅 부스트 컨버터를 포함할 수 있다. 그리고, 상술한, 스위칭 주파수 가변 등이 그대로 적용될 수 있다.Meanwhile, the converter 210 described above may include a buck converter, a boost converter, a buck boost converter, an interleaved buck converter, an interleaved boost converter, or an interleaved buck boost converter. In addition, the above-described switching frequency variable and the like may be applied as it is.

도 11는 도 3의 전력변환장치의 회로도의 다른 예이다.11 is another example of a circuit diagram of the power conversion device of FIG.

도면을 참조하면, 도 11의 전력변환장치는, 인터리브 컨버터(420a,420b)를 구비할 수 있다. 특히, 부스트 인터리브 컨버터(420a,420b)를 구비할 수 있다.Referring to the drawings, the power conversion device of FIG. 11 may include interleaved converters 420a and 420b. In particular, boost interleaved converters 420a and 420b may be provided.

즉, 컨버터(210)가, 정류부(410a)와 부스트 인터리브 컨버터(420a,420b)를 구비하는 것을 예시한다.That is, the converter 210 exemplifies that the rectifying unit 410a and the boost interleaved converters 420a and 420b are provided.

정류부(410a)는, 단상 교류 전원(201)을 입력받아 정류하여 정류된 전원을 출력한다.The rectifying unit 410a receives and rectifies the single-phase AC power supply 201 and outputs the rectified power.

이를 위해, 정류부(410a)는, 각각 서로 직렬 연결되는 상암 다이오드 소자(Da,Db) 및 하암 다이오드 소자(D'a,D'b)가 한 쌍이 되며, 총 두 쌍의 상,하암 다이오드 소자가 서로 병렬(Da&D'a,Db&D'b)로 연결되는 것을 예시한다. 즉, 브릿지 형태로 서로 접속될 수 있다.To this end, the rectifying unit 410a is a pair of upper-arm diode elements Da, Db and lower-arm diode elements D'a, D'b connected in series with each other, and a total of two pairs of upper and lower arm diode elements It is exemplified that they are connected to each other in parallel (Da&D'a, Db&D'b). That is, they may be connected to each other in the form of a bridge.

한편, 제1 부스트 컨버터(420a)와 제2 부스트 컨버터(420b)는, 서로 병렬 접속되며, 정류부(410a)와, 커패시터(C) 사이에 배치된다.Meanwhile, the first boost converter 420a and the second boost converter 420b are connected in parallel to each other and are disposed between the rectifying unit 410a and the capacitor C.

제1 부스트 컨버터(420a)는, 커패시터(C)에 일단이 접속되는 제1 다이오드(D1), 제1 다이오드(D1)와 정류부(410) 사이에 접속되는 제1 인덕터(L1), 제1 인덕터(L1)와 제1 다이오드(D1)에 병렬 접속되는 제1 부스트 스위칭 소자(S1)를 포함할 수 있다. The first boost converter 420a includes a first diode D1 having one end connected to the capacitor C, a first inductor L1 connected between the first diode D1 and the rectifier 410, and a first inductor A first boost switching element S1 connected in parallel to L1 and the first diode D1 may be included.

한편, 제2 부스트 컨버터(420b)는, 커패시터(C)에 일단이 접속되는 제2 다이오드(D2), 제2 다이오드(D2)와 정류부(410) 사이에 접속되는 제2 인덕터(L2), 제2 인덕터(L2)와 제2 다이오드(D2)에 병렬 접속되는 제2 부스트 스위칭 소자(S2)를 포함할 수 있다. On the other hand, the second boost converter 420b includes a second diode D2 having one end connected to the capacitor C, a second inductor L2 connected between the second diode D2 and the rectifier 410, A second boost switching device S2 connected in parallel to the second inductor L2 and the second diode D2 may be included.

제1 전류 검출부(F1)는, 제1 부스트 컨버터(420a) 내의 제1 인덕터(L1)에 흐르는 전류(iL1)를 검출하며, 제2 전류 검출부(F2)는, 제2 부스트 컨버터(420b) 내의 제2 인덕터(L2)에 흐르는 전류(iL2)를 검출할 수 있다. 이를 위해, 제1 및 제2 전류 검출부(F1,F2)로, CT(current trnasformer), 션트 저항 등이 사용될 수 있다. 검출되는 인덕터 전류(iL1,iL2)는, 펄스 형태의 이산 신호(discrete signal)로서, 컨버터 제어부(415)에 입력될 수 있다.The first current detection unit F1 detects a current i L1 flowing through the first inductor L1 in the first boost converter 420a, and the second current detection unit F2 includes the second boost converter 420b. A current i L2 flowing through the second inductor L2 in the inner circuit may be detected. To this end, as the first and second current detectors F1 and F2, a current transformer (CT), a shunt resistor, or the like may be used. The detected inductor currents i L1 , i L2 may be input to the converter controller 415 as discrete signals in the form of pulses.

한편, 컨버터 제어부(415)는, 검출되는 전류(iL1), dc 단 전압(Vdc), 입력 전압(Vs) 등에 기초하여, 제1 부스트 컨버터(420a)를 제어하기 위한 제1 컨버터 스위칭 제어신호(Scc1)를 생성하여 출력하며, 검출되는 전류(iL2), dc 단 전압(Vdc), 입력 전압(Vs) 등에 기초하여, 제2 부스트 컨버터(420b)를 제어하기 위한 제2 컨버터 스위칭 제어신호(Scc2)를, 생성하여 출력할 수 있다.On the other hand, the converter control unit 415, the first converter switching control signal for controlling the first boost converter 420a based on the detected current (i L1 ), dc terminal voltage (Vdc), input voltage (Vs), etc. A second converter switching control signal for generating and outputting (Scc1) and controlling the second boost converter 420b based on the detected current (i L2 ), dc terminal voltage (Vdc), input voltage (Vs), etc. (Scc2) can be generated and output.

도 12은 도 3의 인버터 제어부의 내부 블록도의 일예이다.12 is an example of an internal block diagram of the inverter control unit of FIG. 3 .

도 12을 참조하면, 인버터 제어부(230)는, 축변환부(310), 속도 연산부(320), 전류 지령 생성부(330), 전압 지령 생성부(340), 축변환부(350), 및 스위칭 제어신호 출력부(360)를 포함할 수 있다.Referring to FIG. 12 , the inverter control unit 230 includes an axis conversion unit 310 , a speed calculation unit 320 , a current command generation unit 330 , a voltage command generation unit 340 , an axis conversion unit 350 , and A switching control signal output unit 360 may be included.

축변환부(310)는, 출력 전류 검출부(E)에서 검출된 삼상 출력 전류(ia,ib,ic)를 입력받아, 정지좌표계의 2상 전류(iα,iβ)로 변환한다.The axis conversion unit 310 receives the three-phase output current (ia, ib, ic) detected by the output current detection unit (E) and converts it into a two-phase current (iα, iβ) of a stationary coordinate system.

한편, 축변환부(310)는, 정지좌표계의 2상 전류(iα,iβ)를 회전좌표계의 2상 전류(id,iq)로 변환할 수 있다. Meanwhile, the axis conversion unit 310 may convert the two-phase currents (iα, iβ) of the stationary coordinate system into the two-phase currents (id, iq) of the rotational coordinate system.

속도 연산부(320)는, 축변환부(310)에서 축변화된 정지좌표계의 2상 전류(iα,iβ)에 기초하여, 연산된 위치(

Figure 112015071785211-pat00001
)와 연산된 속도(
Figure 112015071785211-pat00002
)를 출력할 수 있다.The speed calculating unit 320, the calculated position (
Figure 112015071785211-pat00001
) and the calculated speed (
Figure 112015071785211-pat00002
) can be printed.

한편, 전류 지령 생성부(330)는, 연산 속도(

Figure 112015071785211-pat00003
)와 속도 지령치(ω* r)에 기초하여, 전류 지령치(i* q)를 생성한다. 예를 들어, 전류 지령 생성부(330)는, 연산 속도(
Figure 112015071785211-pat00004
)와 속도 지령치(ω* r)의 차이에 기초하여, PI 제어기(335)에서 PI 제어를 수행하며, 전류 지령치(i* q)를 생성할 수 있다. 도면에서는, 전류 지령치로, q축 전류 지령치(i* q)를 예시하나, 도면과 달리, d축 전류 지령치(i* d)를 함께 생성하는 것도 가능하다. 한편, d축 전류 지령치(i* d)의 값은 0으로 설정될 수도 있다. On the other hand, the current command generation unit 330, the calculation speed (
Figure 112015071785211-pat00003
) and the speed command value (ω * r ), a current command value (i * q ) is generated. For example, the current command generation unit 330 may set the calculation speed (
Figure 112015071785211-pat00004
) and the speed command value (ω * r ) based on the difference, the PI controller 335 performs PI control, it is possible to generate a current command value (i * q ). In the drawing, the q-axis current command value (i * q ) is exemplified as the current command value, but unlike the drawing, it is also possible to generate the d-axis current command value (i * d ) together. On the other hand, the value of the d-axis current command value (i * d ) may be set to 0.

한편, 전류 지령 생성부(330)는, 전류 지령치(i* q)가 허용 범위를 초과하지 않도록 그 레벨을 제한하는 리미터(미도시)를 더 구비할 수도 있다.On the other hand, the current command generation unit 330, the current command value (i * q ) may further include a limiter (not shown) for limiting the level so as not to exceed the allowable range.

다음, 전압 지령 생성부(340)는, 축변환부에서 2상 회전 좌표계로 축변환된 d축, q축 전류(id,iq)와, 전류 지령 생성부(330) 등에서의 전류 지령치(i* d,i* q)에 기초하여, d축, q축 전압 지령치(v* d,v* q)를 생성한다. 예를 들어, 전압 지령 생성부(340)는, q축 전류(iq)와, q축 전류 지령치(i* q)의 차이에 기초하여, PI 제어기(344)에서 PI 제어를 수행하며, q축 전압 지령치(v* q)를 생성할 수 있다. 또한, 전압 지령 생성부(340)는, d축 전류(id)와, d축 전류 지령치(i* d)의 차이에 기초하여, PI 제어기(348)에서 PI 제어를 수행하며, d축 전압 지령치(v* d)를 생성할 수 있다. 한편, 전압 지령 생성부(340)는, d 축, q축 전압 지령치(v* d,v* q)가 허용 범위를 초과하지 않도록 그 레벨을 제한하는 리미터(미도시)를 더 구비할 수도 있다.Next, the voltage command generation unit 340 includes the d-axis and q-axis currents (i d ,i q ) that are axis-transformed into the two-phase rotational coordinate system by the axis transformation unit, and the current command values ( Based on i * d ,i * q ), d-axis and q-axis voltage command values (v * d ,v * q ) are generated. For example, the voltage command generator 340 performs PI control in the PI controller 344 based on the difference between the q-axis current (i q ) and the q-axis current command value (i * q ), q A shaft voltage setpoint (v * q ) can be generated. In addition, the voltage command generation unit 340 performs PI control in the PI controller 348 based on the difference between the d-axis current (i d ) and the d-axis current command value (i * d ), and the d-axis voltage A setpoint (v * d ) can be generated. On the other hand, the voltage command generation unit 340, the d-axis, q-axis voltage command value (v * d , v * q ) may further include a limiter (not shown) for limiting the level so as not to exceed the allowable range. .

한편, 생성된 d축, q축 전압 지령치(v* d,v* q)는, 축변환부(350)에 입력된다.On the other hand, the generated d-axis and q-axis voltage command values (v * d , v * q ) are input to the axis conversion unit 350 .

축변환부(350)는, 속도 연산부(320)에서 연산된 위치(

Figure 112015071785211-pat00005
)와, d축, q축 전압 지령치(v* d,v* q)를 입력받아, 축변환을 수행한다.The axis conversion unit 350, the position calculated by the speed calculating unit 320 (
Figure 112015071785211-pat00005
) and d-axis and q-axis voltage command values (v * d ,v * q ) are received, and axis transformation is performed.

먼저, 축변환부(350)는, 2상 회전 좌표계에서 2상 정지 좌표계로 변환을 수행한다. 이때, 속도 연산부(320)에서 연산된 위치(

Figure 112015071785211-pat00006
)가 사용될 수 있다.First, the axis transformation unit 350 performs transformation from a two-phase rotational coordinate system to a two-phase stationary coordinate system. At this time, the position calculated by the speed calculating unit 320 (
Figure 112015071785211-pat00006
) can be used.

그리고, 축변환부(350)는, 2상 정지 좌표계에서 3상 정지 좌표계로 변환을 수행한다. 이러한 변환을 통해, 축변환부(1050)는, 3상 출력 전압 지령치(v*a,v*b,v*c)를 출력하게 된다.Then, the axis transformation unit 350 performs transformation from the two-phase stationary coordinate system to the three-phase stationary coordinate system. Through this conversion, the shaft conversion unit 1050 outputs a three-phase output voltage command value (v * a, v * b, v * c).

스위칭 제어 신호 출력부(360)는, 3상 출력 전압 지령치(v*a,v*b,v*c)에 기초하여 펄스폭 변조(PWM) 방식에 따른 인버터용 스위칭 제어 신호(Sic)를 생성하여 출력한다. The switching control signal output unit 360 generates a switching control signal (Sic) for an inverter according to a pulse width modulation (PWM) method based on the three-phase output voltage command value (v * a, v * b, v * c) to output

출력되는 인버터 스위칭 제어 신호(Sic)는, 게이트 구동부(도 8a 또는 도 8b의 820a,820b 등)에서 게이트 구동 신호로 변환되어, 인버터(420) 내의 각 스위칭 소자의 게이트에 입력될 수 있다. 이에 의해, 인버터(420) 내의 각 스위칭 소자들(Sa,S'a,Sb,S'b,Sc,S'c)이 스위칭 동작을 하게 된다.The output inverter switching control signal Sic may be converted into a gate driving signal by a gate driver (eg, 820a or 820b of FIG. 8A or 8B ) and input to a gate of each switching element in the inverter 420 . Accordingly, each of the switching elements Sa, S'a, Sb, S'b, Sc, and S'c in the inverter 420 performs a switching operation.

본 발명에 따른 전력변환장치 및 이를 구비하는 공기조화기는 상기한 바와 같이 설명된 실시예들의 구성과 방법이 한정되게 적용될 수 있는 것이 아니라, 상기 실시예들은 다양한 변형이 이루어질 수 있도록 각 실시예들의 전부 또는 일부가 선택적으로 조합되어 구성될 수도 있다.The power conversion device according to the present invention and the air conditioner having the same are not limited to the configuration and method of the embodiments described as described above, but the embodiments are all of each embodiment so that various modifications can be made. Alternatively, some may be selectively combined and configured.

한편, 본 발명의 전력변환장치 또는 공기조화기의 동작방법은, 전력변환장치 또는 공기조화기에 구비된 프로세서가 읽을 수 있는 기록매체에 프로세서가 읽을 수 있는 코드로서 구현하는 것이 가능하다. 프로세서가 읽을 수 있는 기록매체는 프로세서에 의해 읽혀질 수 있는 데이터가 저장되는 모든 종류의 기록장치를 포함한다. 프로세서가 읽을 수 있는 기록매체의 예로는 ROM, RAM, CD-ROM, 자기 테이프, 플로피디스크, 광 데이터 저장장치 등이 있으며, 또한, 인터넷을 통한 전송 등과 같은 캐리어 웨이브의 형태로 구현되는 것도 포함한다. 또한, 프로세서가 읽을 수 있는 기록매체는 네트워크로 연결된 컴퓨터 시스템에 분산되어, 분산방식으로 프로세서가 읽을 수 있는 코드가 저장되고 실행될 수 있다.On the other hand, the operating method of the power converter or air conditioner of the present invention can be implemented as a processor-readable code on a processor-readable recording medium provided in the power conversion device or the air conditioner. The processor-readable recording medium includes all types of recording devices in which data readable by the processor is stored. Examples of the processor-readable recording medium include ROM, RAM, CD-ROM, magnetic tape, floppy disk, optical data storage device, etc., and also includes those implemented in the form of carrier waves such as transmission over the Internet . In addition, the processor-readable recording medium is distributed in a computer system connected to a network, so that the processor-readable code can be stored and executed in a distributed manner.

또한, 이상에서는 본 발명의 바람직한 실시예에 대하여 도시하고 설명하였지만, 본 발명은 상술한 특정의 실시예에 한정되지 아니하며, 청구범위에서 청구하는 본 발명의 요지를 벗어남이 없이 당해 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진자에 의해 다양한 변형실시가 가능한 것은 물론이고, 이러한 변형실시들은 본 발명의 기술적 사상이나 전망으로부터 개별적으로 이해되어져서는 안될 것이다.In addition, although preferred embodiments of the present invention have been illustrated and described above, the present invention is not limited to the specific embodiments described above, and the technical field to which the present invention belongs without departing from the gist of the present invention as claimed in the claims In addition, various modifications are possible by those of ordinary skill in the art, and these modifications should not be individually understood from the technical spirit or perspective of the present invention.

Claims (19)

스위칭 소자를 구비하며, 입력 교류 전원을 직류 전원으로 변환하여 출력하는 컨버터;
상기 컨버터를 제어하는 제어부;를 포함하고,
상기 제어부는,
상기 입력 교류 전원의 반 주기를 복수 구간으로 구분하여, 제1 스위칭 주파수를 가지는 제1 및 제2 구간, 상기 제1 및 제2 구간 사이에, 상기 제1 스위칭 주파수 보다 낮은, 제2 스위칭 주파수를 가지는 제3 구간으로 구분되어 구동되도록, 상기 컨버터 내의 상기 스위칭 소자를 제어하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.a converter having a switching element, the converter converting input AC power into DC power and outputting;
Including; a control unit for controlling the converter;
The control unit is
By dividing the half cycle of the input AC power into a plurality of sections, the first and second sections having a first switching frequency, and between the first and second sections, a second switching frequency lower than the first switching frequency Power conversion device, characterized in that for controlling the switching element in the converter so that the branch is divided into a third section to be driven. 제1항에 있어서,
상기 제어부는,
상기 컨버터 출력단의 부하에 따라,
상기 제3 구간 내의 상기 제2 스위칭 주파수를 가변하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.According to claim 1,
The control unit is
Depending on the load of the converter output stage,
Power conversion device, characterized in that for varying the second switching frequency within the third section. 제2항에 있어서,
상기 제어부는,
상기 컨버터 출력단의 부하가 커질수록, 상기 제2 스위칭 주파수가 높아지도록 제어하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.3. The method of claim 2,
The control unit is
As the load of the converter output stage increases, the power conversion device, characterized in that the second switching frequency is controlled to increase. 제1항에 있어서,
상기 제어부는,
상기 컨버터 출력단의 부하가 커질수록,
상기 제1 구간과 상기 제2 구간의 구간 폭이 작아지도록 제어하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.According to claim 1,
The control unit is
As the load of the converter output stage increases,
Power conversion device, characterized in that the control so that the width of the section between the first section and the second section is small. 제1항에 있어서,
상기 제어부는,
상기 컨버터 출력단의 부하가 커질수록,
상기 제3 구간의 구간 폭이 커지도록 제어하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.According to claim 1,
The control unit is
As the load of the converter output stage increases,
Power conversion device, characterized in that the control so as to increase the width of the section of the third section. 제1항에 있어서,
상기 제어부는,
상기 입력 교류 전원의 반 주기를,
상기 제1 구간과 상기 제3 구간 사이의, 제4 구간, 및 상기 제3 구간과 상기 제2 구간 사이의 제5 구간으로 더 구분하고,
상기 제4 구간과 상기 제5 구간에, 상기 제2 스위칭 주파수에 의해, 상기 컨버터 내의 상기 스위칭 소자가 동작하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.According to claim 1,
The control unit is
Half cycle of the input AC power,
further divided into a fifth section between the first section and the third section, a fourth section, and a fifth section between the third section and the second section,
In the fourth section and the fifth section, by the second switching frequency, the power conversion device, characterized in that the control to operate the switching element in the converter. 제1항에 있어서,
상기 제어부는,
상기 입력 교류 전원의 반 주기를,
상기 제1 구간과 상기 제3 구간 사이의, 제4 구간, 및 상기 제3 구간과 상기 제2 구간 사이의 제5 구간으로 더 구분하고,
상기 제4 구간과 상기 제5 구간에, 상기 제2 스위칭 주파수 보다 높고 상기 제1 스위칭 주파수 보다 낮은 제3 스위칭 주파수에 의해, 상기 컨버터 내의 상기 스위칭 소자가 동작하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.According to claim 1,
The control unit is
Half cycle of the input AC power,
further divided into a fifth section between the first section and the third section, a fourth section, and a fifth section between the third section and the second section,
In the fourth section and the fifth section, by a third switching frequency higher than the second switching frequency and lower than the first switching frequency, the power conversion device characterized in that it controls the switching element in the converter to operate . 제1항에 있어서,
상기 제어부는,
상기 입력 교류 전원의 반 주기를,
상기 제1 구간과 상기 제3 구간 사이의, 제4 구간, 및 상기 제3 구간과 상기 제2 구간 사이의 제5 구간으로 더 구분하고,
상기 컨버터 출력단의 부하가 커질수록,
상기 제1 구간과 상기 제2 구간의 구간 폭이 작아지거나,
상기 제4 구간과 상기 제5 구간의 구간 폭이 넓어지도록 제어하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.According to claim 1,
The control unit is
Half cycle of the input AC power,
further divided into a fifth section between the first section and the third section, a fourth section, and a fifth section between the third section and the second section,
As the load of the converter output stage increases,
The width of the section between the first section and the second section is reduced, or
Power conversion device, characterized in that the control so that the width of the section between the fourth section and the fifth section is widened. 제1항에 있어서,
상기 제어부는,
상기 입력 교류 전원의 반 주기를,
상기 제1 구간과 상기 제3 구간 사이의, 제4 구간, 및 상기 제3 구간과 상기 제2 구간 사이의 제5 구간으로 더 구분하고,
상기 컨버터 출력단의 부하가 커질수록,
상기 제3 구간 내지 제5 구간에서의 스위칭 주파수가 커지도록 제어하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.According to claim 1,
The control unit is
Half cycle of the input AC power,
further divided into a fifth section between the first section and the third section, a fourth section, and a fifth section between the third section and the second section,
As the load of the converter output stage increases,
Power conversion device, characterized in that the control so as to increase the switching frequency in the third section to the fifth section. 제9항에 있어서,
상기 제어부는,
상기 컨버터 출력단의 부하가 커질수록, 상기 제3 구간 내지 제5 구간 중 상기 제3 구간에서의 스위칭 주파수가 상기 제4 구간 및 제5 구간에서의 스위칭 주파수보다 더 커지도록 제어하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.10. The method of claim 9,
The control unit is
Power characterized in that as the load of the converter output terminal increases, the switching frequency in the third section among the third to fifth sections is controlled to be greater than the switching frequencies in the fourth section and the fifth section converter. 제1항에 있어서,
상기 컨버터는,
인덕터, 다이오드, 상기 인덕터와 다이오드 사이에 접속되는 스위칭 소자를 구비하며,
상기 제어부는,
상기 인덕터에 흐르는 전류 레벨에 따라, 상기 제2 스위칭 주파수를 가변하거나, 상기 제1 구간과 상기 제2 구간의 폭을 가변하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.According to claim 1,
The converter is
An inductor, a diode, and a switching element connected between the inductor and the diode,
The control unit is
According to the level of the current flowing through the inductor, the second switching frequency or the power conversion device, characterized in that for varying the width of the first section and the second section. 제1항에 있어서,
상기 제어부는,
상기 직류 전원에 기초하여 전류 지령치를 생성하는 전류 지령 생성부; 및
상기 전류 지령치와 상기 입력 교류 전원에 대응하는 입력 전류에 기초하여 전압 지령치를 생성하는 전압 지령 생성부; 및
상기 입력 교류 전원의 위상에 기초하여, 상기 스위칭 소자의 스위칭 주파수를 설정하는 스위칭 주파수 가변부;
상기 전압 지령치, 및 상기 설정된 스위칭 주파수에 기초하여, 상기 컨버터 스위칭 제어 신호를 출력하는 스위칭 제어 신호 출력부;를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.According to claim 1,
The control unit is
a current command generator for generating a current command value based on the DC power; and
a voltage command generator configured to generate a voltage command value based on the current command value and an input current corresponding to the input AC power; and
a switching frequency variable unit configured to set a switching frequency of the switching element based on the phase of the input AC power;
Based on the voltage command value and the set switching frequency, a switching control signal output unit for outputting the converter switching control signal; Power conversion device comprising a. 제12항에 있어서,
상기 스위칭 주파수 가변부는,
상기 직류 전원, 또는 상기 직류 전원에 기초한 출력 전력에 더 기초하여, 상기 스위칭 소자의 스위칭 주파수를 설정하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.13. The method of claim 12,
The switching frequency variable unit,
Power conversion device, characterized in that for setting the switching frequency of the switching element further based on the DC power supply or the output power based on the DC power supply. 제12항에 있어서,
상기 전류 지령 생성부는,
상기 입력 전압의 위상과 모양을 동기화시켜, 상기 전류 지령치를 생성하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.13. The method of claim 12,
The current command generation unit,
Power conversion device, characterized in that by synchronizing the phase and shape of the input voltage to generate the current command value. 제12항에 있어서,
상기 제어부는,
상기 입력 교류 전원에 대한 왜란을 보상하는 전향 보상부;를 더 포함하며,
상기 스위칭 제어 신호 출력부는,
상기 전향 보상부로부터의 보상 전압 지령치와, 상기 전압 지령치, 및 상기 설정된 스위칭 주파수에 기초하여, 상기 컨버터 스위칭 제어 신호를 출력하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.13. The method of claim 12,
The control unit is
Further comprising; a forward compensator for compensating for disturbance to the input AC power;
The switching control signal output unit,
Power conversion device, characterized in that outputting the converter switching control signal based on the compensation voltage command value from the forward compensator, the voltage command value, and the set switching frequency. 제1항에 있어서,
상기 컨버터는,
상기 입력 교류 전원을 정류하는 정류부;
상기 정류부와 상기 스위칭 소자 사이에 접속되는 인덕터;를 더 구비하며,
상기 제어부는,
상기 입력 교류 전원의 반 주기 중 양 단부인 제1 및 제2 구간에서의, 상기 인덕터에 흐르는 전류의 주파수가, 상기 입력 교류 전원의 반 주기 중 상기 제1 및 제2 구간 사이의 제3 구간에서의, 상기 인덕터에 흐르는 전류의 주파수 보다 높도록 설정하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.According to claim 1,
The converter is
a rectifying unit rectifying the input AC power;
Further comprising; an inductor connected between the rectifying unit and the switching element,
The control unit is
In the first and second sections that are both ends of the half cycle of the input AC power, the frequency of the current flowing through the inductor is determined in the third section between the first and second sections of the half cycle of the input AC power. Power conversion device, characterized in that set to be higher than the frequency of the current flowing through the inductor. 제1항에 있어서,
벅 컨버터, 부스트 컨버터, 벅 부스트 컨버터, 또는 인터리브 컨버터를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.According to claim 1,
A power converter comprising a buck converter, a boost converter, a buck boost converter, or an interleaved converter. 제1항에 있어서,
상기 컨버터로부터의 직류 전원을 저장하는 커패시터;
상기 커패시터에 저장된 직류 전원을 교류 전원으로 변환하여, 모터에 출력하는 인버터;를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.According to claim 1,
a capacitor for storing the DC power from the converter;
and an inverter for converting the DC power stored in the capacitor into AC power and outputting the DC power to the motor. 제1항 내지 제18항 중 어느 한 항의 전력변환장치를 구비하는 공기조화기.An air conditioner comprising the power conversion device of any one of claims 1 to 18.
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