KR102262474B1 - Ｌｔｅ ｖ2ｘ 통신에 있어서 ｐｓｃｃｈ ｄｍｒｓ 검출 장치 및 그 검출 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명의 검출 장치는, 24개의 시퀀스 요소를 포함하는 PSCCH(Physical Sidelink Control Channel) DMRS(Demodulation Reference Signal) 시퀀스를 수신하여 PSCCH DMRS를 검출하는 장치로서, 제 1 순환 시프트(Cyclic Shift) 내지 제 4 순환 시프트 중 하나의 순환 시프트에 대해, 수신된 24개의 시퀀스 요소와 상기 장치에서 재생산된 24개의 시퀀스 요소와의 상관도를 나타내는 1차 상관도값을 산출하는 1차 상관도값 산출기;를 포함한다.

Description

ＬＴＥ Ｖ2Ｘ 통신에 있어서 ＰＳＣＣＨ ＤＭＲＳ 검출 장치 및 그 검출 방법{APPARATUS FOR DETECTING PSCCH DMRS IN LTE V2X COMMUNICATION AND METHOD THEREFOR}
본 발명은 LTE V2X 통신에 있어서 PSCCH DMRS 검출 장치 및 그 검출 방법에 관한 것이다.
V2X(Vehicle-to-Everything) 통신이란 주행 중인 차량이 다른 차량이나 도로 인프라, 또는 보행자 등과 지속적으로 위치 및 교통 정보를 교환·공유함으로써 교통사고 발생율을 감소시키고 교통효율을 높이며 궁극적으로는 군집주행과 자율주행의 기반이 되는 통신기술이다. V2X에서 “X”는 Pedestrian(V2P), Infrastructure(V2I), Vehicle(V2V) 등을 나타낸다.
LTE 표준에서 V2X 기술은 3GPP release 14를 통해 처음으로 릴리즈 되었는데, 기존 LTE 셀룰러(Cellular) 서비스에서 사용되는 단말(UE)과 기지국(eNB) 사이의 통신링크인 업링크(Uplink, UL), 다운링크(Downlink, DL) 외에 eNB를 거치지 않고 단말과 단말 사이에 직접 통신이 가능한 사이드링크(Sidelink, SL) 통신방식도 표준에 포함되었다.
기존의 LTE 셀룰러 통신과 동일하게 SL 통신에서도 1 서브프레임(Subframe, 길이는 1msec) 단위로 통신이 이루어지는데, 이를 전송 시간 구간(Transmission Time Interval, TTI)이라고 한다. 즉, SL 송신 단말과 수신 단말 사이에는 1 서브프레임마다 데이터 스케쥴링 및 그에 따른 무선 자원 할당이 이루어지며, 이 무선 자원은 1 서브프레임 구간동안 유효하다.
아울러, 1 서브프레임은 총 14개의 SC-FDMA(Single-Carrier Frequency Division Multiple Access) 심볼(Symbol)로 구성된다.
SL 통신은 2개의 물리채널(Physical Channel), 즉 PSCCH(Physical Sidelink Control Channel) 및 PSSCH(Physical Sidelink Shared Channel)를 통해서 이루어진다. PSSCH는 V2X 통신을 통해 전달되어야 하는, 단말의 위치 정보 또는 인프라의 교통정보 등의 실제적인 사용자 데이터가 전송되는 데이터 채널이다. PSCCH는 PSSCH 전송과 관련된 정보, 예를 들어 PSSCH가 할당된 주파수 영역의 자원 할당 정보, MCS(Modulation and Coding Scheme), HARQ 전송 횟수 등의 제어 정보를 전송하는 제어 채널로서 하나의 PSCCH와 PSSCH는 쌍을 이루는데, 이러한 PSCCH-PSCCH 페어링(Pairing) 관계를 흔히 “어쏘시에이티드(Associated)” 라고 표현한다. 즉, SL 송신 단말이 V2X 메시지를 전송하기 위해서는 그 메시지를 PSSCH라는 물리채널에 담아서 전송해야 하는데, 그 PSSCH에 대한 제어정보는 “어쏘시에이티드” PSCCH에 담겨져서 동일한 서브프레임 구간동안 동시에 전송된다.
PSCCH로 전송되는 제어정보의 데이터 단위는 24 비트(Bit)로 구성된 SCI(Sidelink Control Information)이며, PSCCH에는 고정적으로 QPSK 변조(Modulation) 및 테일 바이팅 컨벌루셔널 채널 인코딩(Tail-Biting Convolutional Channel Encoding)이 적용된다. PSSCH로 전송되는 데이터 단위는 SL-SCH(Sidelink-Shared Channel) 전송 블록(Transport Block)이며, 그 크기는 가변적이다. PSSCH에는 QPSK, 16QAM 또는 64QAM 변조가 선택적으로 적용될 수 있고 터보 채널 인코딩(Turbo Channel Encoding)이 사용된다.
PSCCH와 어쏘시에이티드 PSSCH는 동일한 서프프레임에서 전송된다고 하였는데, 이 때 두 물리채널은 주파수-멀티플렉싱(Frequency-Multiplexing) 된다. 즉 시간 축에서는 1 서브프레임 구간을 PSCCH와 PSSCH가 동시에 점유하고 주파수축에서는 겹치지 않는 서로 다른 RB(Resource Block) 영역을 두 물리채널이 나누어 점유한다. 이 때, PSSCH가 할당되는 RB 개수는 가변적인 반면, PSCCH가 할당되는 RB 개수는 항상 2개이다. 또한, PSCCH와 어쏘시에이티드 PSSCH의 RB 영역이 주파수 축에서 인접한지 아닌 지에 따라 인접 모드(Adjacent Mode)와 비인접 모드(Non-adjacent Mode)로 구분된다. 도 1은 인접 모드와 비인접 모드에 대한 설명도를 나타낸다.
주파수 축에서 PSCCH가 전송될 수 있는 RB 영역은 사전에 미리 정의되어 단말에 설정(Pre-configuration)된다. PSCCH가 전송될 수 있는 RB 영역을 PSCCH RB 풀(Pool)이라고 한다. 도 2는 인접 모드와 비인접 모드의 PSCCH RB 풀에 대한 설명도를 나타낸다.
SL 송신 단말이 PSCCH를 전송할 때는 어쏘시에이티드 PSSCH의 정보가 담긴 24 비트 SCI를 인코딩 및 변조한 후, 이 신호를 PSCCH RB 풀에 속하는 2 RB 영역을 이용하여 전송하게 된다.
한편, 1 서브프레임은 14개의 SC-FDMA로 구성됨을 앞서 설명하였다. PSCCH는 데이터와 DMRS(Demodulation Reference Signal)로 구분되는데, 각각은 SC-FDMA 심볼 단위로 도 3과 같이 매핑(Mapping) 된다. 마지막 14번째 심볼은 어떠한 데이터도 전송되지 않는 가드 심볼(Guard Symbol)이다.
주파수 축에서 1 RB는 12개의 RE(Resource Element)로 구성된다. RE란 OFDM 기술에서 흔히 사용하는 용어인 서브캐리어(Sub-carrier)를 LTE 표준에서 칭하는 용어로서 1 RE는 15kHz에 해당한다. 따라서, PSCCH는 주파수 축에서 총 2 RB, 또는 24 RE를 통하여 전송된다.
PSCCH DMRS는 PSCCH 데이터 복조를 위해 필요한 일종의 파일럿 신호(Pilot Signal) 역할을 한다. SL 수신 단말은 DMRS를 이용하여 데이터 복조에 필수적으로 필요한 채널추정을 수행한다. PSCCH는 길이, 즉 항(term)이 24인 복소 시퀀스(Complex-Valued Sequence)로서 다음의 [수학식 1]과 같이 정의된다.
Figure 112019127870021-pat00001
여기서 ncs를 순환 시프트(Cyclic Shift)라고 하는데, ncs∈{0, 3, 6, 9}와 같이 총 4개의 값을 가질 수 있으며 SL 송신 단말은 PSCCH 전송을 할 때마다 ncs값을 랜덤하게 선택한다. [수학식 1]에서 Ψ(n)은 도 4와 같이 정의된다.
지금부터는 SL 수신 단말 입장에서 생각해 보자. SL 수신 단말은 V2X 메시지를 수신하기 위해 PSCCH를 우선적으로 복조 및 디코딩 해야 하고 그 복조의 결과 도출된 PSSCH의 정보를 이용하여, 동일한 서브프레임에서 수신한 PSSCH를 복조 및 디코딩하게 된다. PSCCH를 정상적으로 수신하지 못할 경우, 어쏘시에이티드 PSSCH 역시 수신 불가능하다.
그런데, SL 수신 단말은 PSCCH RB 풀의 어느 RB에서 PSCCH가 전송되는지, 또한 어떤 ncs값을 이용하여 DMRS가 만들어졌는지 알지 못한다. 따라서, SL 수신 단말은 PSCCH RB 풀 내의 모든 가능한 2 RB 단위 영역 및 {0, 3, 6, 9} 4개의 ncs값에 대해서 수신되는 PSCCH가 있는지 검출(detect) 해야 한다. 이 과정을 PSCCH 블라인드 검출이라고 하며, 줄여서 PSCCH 검출이라고 한다.
도 5는 SL 수신 단말의 구성도를 나타낸다. 도 5로부터 알 수 있는 바와 같이, SL 수신 단말에서 PSCCH 검출이 성공적으로 완료된 경우에만 비로소 어쏘시에이티드 PSSCH 복조를 시작할 수 있다. 즉, PSCCH 검출이란 주변의 SL 송신 단말에서 전송한 PSCCH가 현재 서브프레임에 존재하는지 아닌지의 여부만 판단하는 것이라 PSCCH를 통해 전송된 SCI를 성공적으로 복조 및 디코딩 하는 과정을 전부 포함한다.
그럼, PSCCH 검출 방법을 구체적으로 생각해 보자. 가장 쉽게 생각할 수 있는 것은 PSCCH RB 풀의 모든 영역에 걸쳐 모든 ncs값에 대해 각각 PSCCH 복조 및 디코딩을 수행하는 것이다. 도 6은 PSCCH 복조 및 디코딩 과정을 간략히 나타낸 것이다. 예를 들어, PSCCH RB 풀에 PSCCH 전송이 가능한 2 RB 영역의 개수가 5라고 가정할 경우, 5개의 서로 다른 RB 영역별로 모든 ncs값을 대입하여 PSCCH 복조/디코딩을 시도하는 것이다. 이 경우, 총 복조/디코딩 시도 횟수는 최대 5×4=20회가 된다. 디코딩의 마지막 단계인 CRC(Cyclic Redundancy Check) 결과에 따라 복조/디코딩 시도가 성공인지 아닌지 판정되고 이 결과에 따라 PSCCH 검출여부를 판단한다.
하지만, 이 방법은 모든 경우의 수에 대하여 복조/디코딩을 수행해야 하므로 PSCCH 검출 시간이 매우 길어진다는 단점이 있다. 특히, PSCCH 검출 이후에 PSSCH 복조/디코딩이 시작됨을 고려하면, 이러한 방식은 EEBL(Electronic Emergency Brake Light)과 같은 레이턴시 크리티컬(Latency-critical) V2X 메시지의 송수신에 부적합하므로 PSCCH 검출 시간을 단축시킬 수 있는 기술이 필요하다.
본 발명은 전술한 바와 같은 기술적 과제를 해결하는 데 목적이 있는 발명으로서, PSCCH 검출 시간을 단축시킬 수 있는 LTE V2X 통신에 있어서 PSCCH DMRS 검출 장치 및 그 검출 방법을 제공하는 것에 그 목적이 있다.
아울러, 본 발명은 송수신 단말 사이의 타이밍 오프셋으로 인한 주파수 영역에서의 선형 페이즈 및 주파수 선택적 페이딩 채널의 영향을 감소시킬 수 있는, PSCCH DMRS 검출 장치 및 그 검출 방법을 제공하는 것에도 그 목적이 있다.
본 발명의 검출 장치는, 24개의 시퀀스 요소를 포함하는 PSCCH(Physical Sidelink Control Channel) DMRS(Demodulation Reference Signal) 시퀀스를 수신하여 PSCCH DMRS를 검출하는 장치로서, 제 1 순환 시프트(Cyclic Shift) 내지 제 4 순환 시프트 중 하나의 순환 시프트에 대해, 수신된 24개의 시퀀스 요소와 재생산된 24개의 시퀀스 요소와의 상관도를 나타내는 1차 상관도값을 산출하는 1차 상관도값 산출기;를 포함한다.
아울러, 본 발명의 검출 장치는, 상기 1차 상관도값을 이용하여, 상기 제 1 순환 시프트 내지 상기 제 4 순환 시프트 중 나머지 3개의 순환 시프트 각각에 대해, 수신된 24개의 시퀀스 요소와 재생산된 24개의 시퀀스 요소와의 상관도를 나타내는 2차 상관도값을 산출하는 2차 상관도값 산출기;를 더 포함하는 것을 특징으로 한다.
바람직하게는, 상기 1차 상관도값 산출기는, 수신된 24개의 시퀀스 요소 중 하나의 시퀀스 요소의 공액값을, 수신된 24개의 시퀀스 요소 중 해당 시퀀스 요소와 인접하는 다음 시퀀스 요소의 값과 곱하는 것에 의해, 23개의 곱한 값을 산출한다. 아울러, 상기 1차 상관도값 산출기는, 상기 23개의 곱한 값 각각에 대해 변경값을 산출하되, 23개의 변경값 각각은, 복소 좌표계에서 해당 곱한 값을 일정 각도만큼 회전한 값에 대응한다.
또한, 상기 1차 상관도값 산출기는, 상기 23개의 곱한 값 각각에 대해, 제 2 실수 부분과 제 2 허수 부분으로 된 복소수값인 변경값을 생성하되, 상기 제 2 실수 부분은, 해당 곱한 값의 실수 부분인 제 1 실수 부분과 해당 곱한 값의 허수 부분인 제 1 허수 부분 중 하나의 부호를 유지하거나 변경한 값과 동일한 값이고, 상기 제 2 허수 부분은, 상기 제 1 실수 부분과 상기 제 1 허수 부분 중 다른 하나의 부호를 유지하거나 변경한 값과 동일한 값인 것을 특징으로 한다.
아울러, 상기 1차 상관도값 산출기는, 23개의 변경값을 합산하여, 상기 1차 상관도값을 산출하는 것이 바람직하다.
또한, 3개의 2차 상관도값 각각은, 복소 좌표계에서 상기 1차 상관도값을 일정 각도만큼 회전한 값에 대응한다.
구체적으로, 3개의 2차 상관도값 모두의 실수 부분은, 상기 1차 상관도값의 실수 부분인 제 1 상관 실수 부분과 상기 1차 상관도값의 허수 부분인 제 1 상관 허수 부분 중 하나의 부호를 유지하거나 변경한 값과 동일한 값이고, 상기 3개의 2차 상관도값 모두의 허수 부분은, 상기 제 1 상관 실수 부분과 제 1 상관 허수 부분 중 다른 하나의 부호를 유지하거나 변경한 값과 동일한 값인 것을 특징으로 한다.
아울러, 상기 1차 상관도값 산출기는, 수신된 24개의 시퀀스 요소 중, 하나의 시퀀스 요소; 및 상기 하나의 시퀀스 요소와 인접하는 다음 시퀀스 요소;를 이용하여 23개의 중간값을 산출하고, 23개의 중간값을 합산하여 하나의 1차 상관도값을 산출하는 것이 바람직하다.
본 발명의 검출 방법은, 24개의 시퀀스 요소를 포함하는 PSCCH(Physical Sidelink Control Channel) DMRS(Demodulation Reference Signal) 시퀀스를 수신하여 PSCCH DMRS를 검출하는 방법으로서, 제 1 순환 시프트(Cyclic Shift) 내지 제 4 순환 시프트 중 하나의 순환 시프트에 대해, 수신된 24개의 시퀀스 요소와 재생산된 24개의 시퀀스 요소와의 상관도를 나타내는 1차 상관도값을 산출하는 1차 상관도값 산출 단계;를 포함하는 것이 바람직하다.
아울러, 본 발명의 검출 방법은, 상기 1차 상관도값을 이용하여, 상기 제 1 순환 시프트 내지 상기 제 4 순환 시프트 중 나머지 3개의 순환 시프트 각각에 대해, 수신된 24개의 시퀀스 요소와 재생산된 24개의 시퀀스 요소와의 상관도를 나타내는 2차 상관도값을 산출하는 2차 상관도값 산출 단계;를 더 포함하는 것을 특징으로 한다.
구체적으로, 상기 1차 상관도값 산출 단계는, 수신된 24개의 시퀀스 요소 중 하나의 시퀀스 요소의 공액값을, 수신된 24개의 시퀀스 요소 중 해당 시퀀스 요소와 인접하는 다음 시퀀스 요소의 값과 곱하는 것에 의해, 23개의 곱한 값을 산출하는 것이 바람직하다.
아울러, 상기 1차 상관도값 산출 단계는, 상기 23개의 곱한 값 각각에 대해 변경값을 산출하되, 23개의 변경값 각각은, 복소 좌표계에서 해당 곱한 값을 일정 각도만큼 회전한 값에 대응하는 것을 특징으로 한다. 또한, 상기 1차 상관도값 산출 단계는, 상기 23개의 곱한 값 각각에 대해, 제 2 실수 부분과 제 2 허수 부분으로 된 복소수값인 변경값을 생성하되, 상기 제 2 실수 부분은, 해당 곱한 값의 실수 부분인 제 1 실수 부분과 해당 곱한 값의 허수 부분인 제 1 허수 부분 중 하나의 부호를 유지하거나 변경한 값과 동일한 값이고, 상기 제 2 허수 부분은, 상기 제 1 실수 부분과 상기 제 1 허수 부분 중 다른 하나의 부호를 유지하거나 변경한 값과 동일한 값인 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 1차 상관도값 산출 단계는, 23개의 변경값을 합산하여, 상기 1차 상관도값을 산출하는 것이 바람직하다.
아울러, 3개의 2차 상관도값 각각은, 복소 좌표계에서 상기 1차 상관도값을 일정 각도만큼 회전한 값에 대응한다. 바람직하게는, 3개의 2차 상관도값 모두의 실수 부분은, 상기 1차 상관도값의 실수 부분인 제 1 상관 실수 부분과 상기 1차 상관도값의 허수 부분인 제 1 상관 허수 부분 중 하나의 부호를 유지하거나 변경한 값과 동일한 값이고, 상기 3개의 2차 상관도값 모두의 허수 부분은, 상기 제 1 상관 실수 부분과 제 1 상관 허수 부분 중 다른 하나의 부호를 유지하거나 변경한 값과 동일한 값인 것을 특징으로 한다.
바람직하게는, 상기 1차 상관도값 산출 단계는, 수신된 24개의 시퀀스 요소 중, 하나의 시퀀스 요소; 및 상기 하나의 시퀀스 요소와 인접하는 다음 시퀀스 요소;를 이용하여 23개의 중간값을 산출하고, 23개의 중간값을 합산하여 하나의 1차 상관도값을 산출하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 LTE V2X 통신에 있어서 PSCCH DMRS 검출 장치 및 그 검출 방법에 따르면, PSCCH 검출 시간을 단축시킬 수 있을 뿐만 아니라, 송수신 단말 사이의 타이밍 오프셋으로 인한 주파수 영역에서의 선형 페이즈 및 주파수 선택적 페이딩 채널의 영향을 감소시킬 수 있다.
도 1은 인접 모드와 비인접 모드에 대한 설명도.
도 2는 인접 모드와 비인접 모드의 PSCCH RB 풀에 대한 설명도.
도 3은 하나의 서브프레임에서의 PSCCH 데이터와 DMRS의 매핑도.
도 4는 Ψ(n)값의 테이블.
도 5는 SL 수신 단말의 구성도.
도 6은 PSCCH 복조 및 디코딩 과정의 설명도.
도 7은 PSCCH DMRS 시퀀스의 성상도.
도 8a 및 도 8b는 각각, 종래의 상관성 기반의 검출 장치의 구성도.
도 9는 본 발명의 제 1 실시예에 따른 PSCCH DMRS 검출 장치의 구성도.
도 10은, 도 9의 인접 RE와의 차분 곱셈 연산의 설명도.
도 11은 도 10의 변형도.
도 12는 ncs에 따른
Figure 112019127870021-pat00002
시퀀스 값의 테이블.
도 13은 라우팅 예시도.
도 14는 차분 상관성 기반의 PSCCH 검출 방식에서 Z0, Z3, Z6, Z9의 관계도.
도 15는 본 발명의 제 2 실시예에 따른 PSCCH DMRS 검출 장치의 구성도.
도 16은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 PSCCH DMRS 검출 장치의 구성도.
도 17은 본 발명의 제 2 실시예에 따른 PSCCH DMRS 검출 장치의 구성도.
도 18은 시뮬레이션에 사용된 파라미터를 정리한 표.
도 19a 내지 도 19c는, AWGN 채널 환경에서 3가지 다른 PSCCH 검출 방식을 적용하였을 때의 최종적인 PSCCH 검출 성능의 비교 결과 그래프.
도 20a 내지 도 20c는, VEA1500 채널 환경에서의 성능의 비교 결과 그래프.
이하, 첨부된 도면을 참조하면서 본 발명의 실시예들에 따른 PSCCH DMRS 검출 장치 및 그 검출 방법에 대해 상세히 설명하기로 한다.
본 발명의 하기의 실시예들은 본 발명을 구체화하기 위한 것일 뿐 본 발명의 권리 범위를 제한하거나 한정하는 것이 아님은 물론이다. 본 발명의 상세한 설명 및 실시예로부터 본 발명이 속하는 기술 분야의 전문가가 용이하게 유추할 수 있는 것은 본 발명의 권리 범위에 속하는 것으로 해석된다.
사이드링크를 통한 LTE V2X 통신을 함에 있어 수신 단말에서의 PSCCH(Physical Sidelink Control Channel) 검출 시간을 최소화하는 방법을 찾고자 한다. 가장 최선의 해결방안은 PSCCH가 전송된 RB 영역과 사용된 ncs, 2가지 모두를 빠른 시간 내에 찾는 것이겠지만, 본 발명에서는 PSCCH 복조/디코딩 과정을 거치지 않고 ncs만을 검출하는 것을 목적으로 한다. 즉, 주어진 2 RB PSCCH 영역에 대하여 PSCCH가 전송되었다고 가정한 후, ncs를 검출하는 것이다. ncs를 정확히 찾을 경우, 해당 ncs만을 이용하여 1회만 PSCCH를 복조/디코딩 하면 되므로 모든 경우의 수에 대하여 복조/디코딩하는 것과 대비하여 최대 1/4 정도 검출 시간이 단축된다. 본 발명에서는 이러한 ncs 검출을 “DMRS(Demodulation Reference Signal) 검출 (detection)”이라 칭한다. “DMRS 검출”과 “PSCCH 검출”의 개념은 구분되어야 함을 유의할 필요가 있다. “DMRS 검출”은 전송에 사용된 ncs값을 검출함을 의미하는 반면, “PSCCH 검출”은 DMRS 검출이 성공한 이후, 검출된 DMRS를 이용하여 PSCCH의 복조/디코딩까지 성공하여 최종적으로 PSCCH를 통하여 전송된 SCI를 얻어내는 과정을 모두 포함한다. 즉, PSCCH 검출은, DMRS 검출 뿐만 아니라, PSCCH의 복조/디코딩까지를 포함하는 개념이다.
결국, 본 발명은 PSCCH 검출 과정에 있어 효율적인 DMRS 검출 방법을 제안함으로써, 궁극적으로 PSCCH 검출 시간을 단축시키는 것을 목적으로 한다. 또한, 본 발명의 DMRS 검출 방법을 적용하여도 PSCCH 검출 확률 성능에는 영향이 없어야 한다.
앞서 설명한 [수학식 1]의 PSCCH DMRS 시퀀스 공식을 [수학식 2]와 같이 다시 하기에 나타내었다.
Figure 112019127870021-pat00003
여기서 ncs∈{0, 3, 6, 9}이고, Ψ(n)은 [도 4]에서 정의하였다.
수학적으로
Figure 112019127870021-pat00004
는 도 7과 같이
Figure 112019127870021-pat00005
값을 갖는 복소 시퀀스이다.
또한,
Figure 112019127870021-pat00006
는 서로 다른 ncs값에 대하여 직교성을 갖는다. 즉, 다음의 [수학식 3]과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112019127870021-pat00007
따라서, PSCCH DMRS의 직교성을 이용하면 상관성(Correlation) 기반의 DMRS 검출이 이론적으로 가능하다.
도 8a 및 도 8b는 각각, 종래의 상관성 기반의 검출 장치의 구성도를 나타낸다. 구체적으로, 도 8a는 코히런트 상관성(Coherent Correlation) 기반의 검출 장치의 구성도를 나타내고, 도 8b는 논-코히런트 상관성(Non-coherent Correlation) 기반의 검출 장치의 구성도를 나타낸다.
즉, 종래의 상관성 기반의 검출에는 다음과 같이 크게 2가지 방식이 있다. 2가지 방식 모두, 수신한 PSCCH DMRS 신호와 수신단에서 재생산한 ncs별 DMRS 시퀀스 사이에 상관성을 취한 결과인 {Z0, Z3, Z6, Z9}를 계산한 후, 이 값들을 이용하여 최종적으로 ncs값을 결정한다는 공통점이 있다. 즉, ncs = 0, 3, 6, 9에 대하여 동일한 상관 동작을 반복한다.
코히런트 상관성과 논-코히런트 상관성 기반의 검출 방식은 각각 장단점이 있는데, 두 가지 방식 모두 주파수 영역에서 상관성을 취하므로 SL 송수신 단말 사이의 타이밍 오프셋(Timing Offset)으로 인한 주파수 영역에서의 선형 페이즈(Linear Phase) 및 주파수 선택적 페이딩(Frequency-selective Fading) 채널에 취약한 단점이 있다. 특히, 코히런트 방식은 SL 송수신 단말 사이의 주파수 오차 및 고속 시변 채널(Fast Time-varying Channel)에서 성능 열화가 심하다.
이러한 기존의 심볼 간 코히런트/논-코히런트 상관성 방식의 단점을 해결하기 위하여 본 발명에서 제안한 방식은 도 9와 같은 차분 상관성(Differential Correlation) 기반의 방식이다.
즉, 도 9는 본 발명의 바람직한 제 1 실시예에 따른 PSCCH DMRS 검출 장치(100)의 기본 구조도이다.
여기서 r(0),… , r(23)은 하나의 SC-FDMA 심볼에 대하여 주파수 축에서 수신한 PSCCH DMRS 시퀀스이고,
Figure 112019127870021-pat00008
은 특정 ncs에 해당하는 재생산된 DMRS 시퀀스이다.
코히런트 상관성과 논-코히런트 상관성 기반의 검출 방식을 사용할 경우 인접 DMRS 시퀀스와의 공액(conjugate)값과의 곱셈 이후 인접 RE, 즉 서브캐리어(Sub-carrier)와 차분 곱셈을 취하는 과정에서 선형 페이즈의 영향이 완전히 상쇄되며, 또한 주파수 선택적 페이딩 채널의 영향도 상당부분 상쇄된다. 도 9에서 “순환 시프트 결정(Cyclic Shift Decision)” 블록은 ncs값을 선택하는 블록인데, 여러가지 다양한 알고리즘이 존재할 수 있다.
도 10은, 도 9의 인접 RE와의 차분 곱셈 연산의 설명도이다.
도 10으로부터 알 수 있는 바와 같이, 인접 RE와의 차분 곱셈 연산을 따로 보면 다음의 [수학식 4]와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112019127870021-pat00009
[수학식 4]에서,
Figure 112019127870021-pat00010
이다.
따라서, 도 10은 도 11로 대치가 가능하다.
그런데,
Figure 112019127870021-pat00011
를 구해보면, 다음의 [수학식 5]와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112019127870021-pat00012
즉,
Figure 112019127870021-pat00013
는 복소수이기는 하지만 절대값이 1인 실수 부분(real part) 또는 허수 부분(imaginary part)만 존재하는 복소수로 단순화된다. 도 12는 ncs에 따른
Figure 112019127870021-pat00014
시퀀스 값을 나타낸다.
위와 같은 이유로, 도 11에서
Figure 112019127870021-pat00015
과의 복소수 곱셈은 실제 곱셈 동작은 일어나지 않고 도 13과 같이 입력되는 복소수의 실수 부분 및 허수 부분을
Figure 112019127870021-pat00016
값에 따라 라우팅(Routing) 해주기만 하면 된다.
한편,
Figure 112019127870021-pat00017
는 다음의 [수학식 6] 내지 [수학식 8]과 같은 성질이 성립한다.
Figure 112019127870021-pat00018
Figure 112019127870021-pat00019
Figure 112019127870021-pat00020
그런데,
Figure 112019127870021-pat00021
는 결국
Figure 112019127870021-pat00022
를 곱하여 얻어진 값들이므로 다음의 [수학식 9] 내지 [수학식 11]과 도 14 역시 성립한다.
Figure 112019127870021-pat00023
Figure 112019127870021-pat00024
Figure 112019127870021-pat00025
즉, ncs=0에 대하여 Z0만 구하면, 나머지 Z3, Z6, Z9는 추가 계산없이 앞서 설명한 라우팅만으로 구할 수 있으며 결론적으로 도 9는 도 15로 단순화가 가능하다. 여기서 ncs=3, 6, 9에 대한 연산은 필요하지 않는 것을 알 수 있다. 도 15는 본 발명의 LTE V2X 통신에 있어서 PSCCH DMRS 검출 장치(200)의 구성도에 해당한다.
하기에 도 9 및 도 15에 나타낸 본 발명의 바람직한 제 1 실시예 및 제 2 실시예에 따른 LTE V2X 통신에 있어서 PSCCH DMRS 검출 장치(100, 200)의 특징에 대해 정리하기로 한다.
먼저, 본 발명의 바람직한 제 1 실시예에 따른 LTE V2X 통신에 있어서 PSCCH DMRS 검출 장치(100)의 동작에 대해 구체적으로 설명하기로 한다.
도 16은 본 발명의 바람직한 제 1 실시예에 따른 LTE V2X 통신에 있어서 PSCCH DMRS 검출 장치(100)의 구성도를 나타낸다. 즉, 도 16과 도 9는 동일한 본 발명의 바람직한 제 1 실시예에 따른 LTE V2X 통신에 있어서 PSCCH DMRS 검출 장치(100)의 구성도이다.
도 16으로 알 수 있는 바와 같이 본 발명의 바람직한 제 1 실시예에 따른 LTE V2X 통신에 있어서 PSCCH DMRS 검출 장치(100)는, 1차 상관도값 산출기(110) 및 순환 시프트 결정 블록(130)을 포함하여 구성된다.
본 발명의 바람직한 제 1 실시예에 따른 PSCCH DMRS 검출 장치(100)는, 24개의 시퀀스 요소를 포함하는 PSCCH DMRS 시퀀스를 수신하여 PSCCH DMRS를 검출한다. 24개의 시퀀스 요소라는 것은, 시퀀스의 항에 대응한다.
본 발명의 바람직한 제 1 실시예에 따른 PSCCH DMRS 검출 장치(100)는, 통신 기능이 있는 사용자 단말기와 같은 컴퓨팅 장치의 프로세서를 이용하여 구현될 수 있다.
1차 상관도값 산출기(110)는, 제 1 순환 시프트 내지 제 4 순환 시프트 중 하나의 순환 시프트에 대해, 수신된 24개의 시퀀스 요소와 재생산된 24개의 시퀀스 요소와의 상관도를 나타내는 1차 상관도값을 산출한다. 본 발명의 PSCCH DMRS 검출 장치(100)는, 4개의 제 1 순환 시프트 내지 제 4 순환 시프트 각각을 위한 4개의 1차 상관도값 산출기(110)를 포함하여 구성되는 것이 바람직하다.
구체적으로, 1차 상관도값 산출기(110)는, 수신된 24개의 시퀀스 요소 중, 하나의 시퀀스 요소; 및 하나의 시퀀스 요소와 인접하는 다음 시퀀스 요소;를 이용하여 23개의 중간값을 산출하고, 23개의 중간값을 합산하여 하나의 1차 상관도값을 산출한다.
아울러, 재생산된 24개의 시퀀스 요소라는 것은 본 발명의 검출 장치(200)에서 생성되어 저장된 24개의 시퀀스 요소를 의미한다. 참고로, 제 1 순환 시프트 내지 제 4 순환 시프트는 각각, 순환 시프트값인 ncs값이 0, 3, 6, 9를 나타내는 순환 시프트이다.
순환 시프트 결정 블록(130)은, 4개의 1차 상관도값을 이용하여, 제 1 순환 시프트 내지 제 4 순환 시프트 중 하나를 선택한다. 즉, 순환 시프트 결정 블록(130)은, 송신 단말에서 어떤 순환 시프트를 사용하여, 신호를 전송하였는 지를 결정하는 역할을 한다.
하기에 본 발명의 바람직한 제 2 실시예에 따른 LTE V2X 통신에 있어서 PSCCH DMRS 검출 장치(200)의 동작에 대해 구체적으로 설명하기로 한다.
도 17은 본 발명의 바람직한 제 2 실시예에 따른 LTE V2X 통신에 있어서 PSCCH DMRS 검출 장치(200)의 구성도를 나타낸다. 즉, 도 17과 도 15는 동일한 본 발명의 바람직한 제 2 실시예에 따른 LTE V2X 통신에 있어서 PSCCH DMRS 검출 장치(200)의 구성도이다.
도 17으로 알 수 있는 바와 같이 본 발명의 바람직한 제 2 실시예에 따른 LTE V2X 통신에 있어서 PSCCH DMRS 검출 장치(200)는, 1차 상관도값 산출기(210), 2차 상관도값 산출기(220) 및 순환 시프트 결정 블록(230)을 포함하여 구성된다.
본 발명의 바람직한 제 2 실시예에 따른 PSCCH DMRS 검출 장치(200)는, 24개의 시퀀스 요소를 포함하는 PSCCH DMRS 시퀀스를 수신하여 PSCCH DMRS를 검출한다. 24개의 시퀀스 요소라는 것은, 시퀀스의 항에 대응한다.
본 발명의 바람직한 제 2 실시예에 따른 PSCCH DMRS 검출 장치(200)는, 통신 기능이 있는 사용자 단말기와 같은 컴퓨팅 장치의 프로세서를 이용하여 구현될 수 있다.
1차 상관도값 산출기(210)는, 제 1 순환 시프트 내지 제 4 순환 시프트 중 하나의 순환 시프트에 대해, 수신된 24개의 시퀀스 요소와 재생산된 24개의 시퀀스 요소와의 상관도를 나타내는 1차 상관도값을 산출한다. 여기서, 하나의 순환 시프트는 사용자의 선택에 의해 결정될 수 있다. 재생산된 24개의 시퀀스 요소라는 것은 본 발명의 검출 장치(200)에서 생성되어 저장된 24개의 시퀀스 요소를 의미한다. 참고로, 제 1 순환 시프트 내지 제 4 순환 시프트는 각각, 순환 시프트값인 ncs값이 0, 3, 6, 9를 나타내는 순환 시프트이다.
구체적으로, 1차 상관도값 산출기(210)는, 수신된 24개의 시퀀스 요소 중, 하나의 시퀀스 요소; 및 하나의 시퀀스 요소와 인접하는 다음 시퀀스 요소;를 이용하여 23개의 중간값을 산출하고, 23개의 중간값을 합산하여 하나의 1차 상관도값을 산출한다.
구체적으로, 1차 상관도값 산출기(210)는, 공액값 산출기(211), 곱셈기(212), 변경값 산출기(213) 및 합산기(214)를 포함하여 구성된다.
공액값 산출기(211)는, 수신된 24개의 시퀀스 요소 중 23개의 시퀀스 요소의 공액(Conjugate)값을 산출하는 역할을 한다.
곱셈기(212)는, 공액값 산출기(211)에 의해 산출된 24개의 시퀀스 요소 중 하나의 시퀀스 요소의 공액값을, 수신된 24개의 시퀀스 요소 중 해당 시퀀스 요소와 인접하는 다음 시퀀스 요소의 값과 곱하여, 23개의 곱한 값을 산출하는 역할을 한다.
변경값 산출기(213)는, 23개의 곱한 값 각각에 대해 변경값을 산출하는 역할을 한다. 23개의 변경값 각각은, 복소 좌표계, 즉 성상도 상에서 해당 곱한 값을 일정 각도만큼 회전한 값에 대응한다.
변경값 산출기(213)는, 복소 좌표계에서 해당 곱한 값을 일정 각도만큼 회전하는 라우터를 이용할 수 있다. 일정 각도는, 0°, 90°, 180°, 270°중 하나일 수 있고, 23개의 변경값 각각에 대해 설정되는 것이 바람직하다. 또는 변경값 산출기(213)는, 도 13에서 나타낸 바와 같이, 멀티플렉서를 이용할 수 있다. 즉, 변경값 산출기(213)는, 23개의 곱한 값 각각에 대해, 해당 곱한 값의 실수 부분인 제 1 실수 부분과 허수 부분인 제 1 허수 부분을 이용하여, 제 2 실수 부분과 제 2 허수 부분으로 된 복소수값인 변경값을 생성하는 것이 바람직하다. 여기서, 제 2 실수 부분은, 제 1 실수 부분과 제 1 허수 부분 중 하나의 부호를 유지하거나 변경한 값과 동일한 값에 해당한다. 아울러, 제 2 허수 부분은, 제 1 실수 부분과 제 1 허수 부분 중 다른 하나의 부호를 유지하거나 변경한 값과 동일한 값에 해당한다.
합산기(214)는, 23개의 변경값을 합산하여, 1차 상관도값을 산출하는 역할을 한다.
2차 상관도값 산출기(220)는, 1차 상관도값을 이용하여, 제 1 순환 시프트 내지 제 4 순환 시프트 중 나머지 3개의 순환 시프트 각각에 대해, 수신된 24개의 시퀀스 요소와 재생산된 24개의 시퀀스 요소와의 상관도를 나타내는 2차 상관도값을 산출하는 역할을 한다.
아울러, 3개의 2차 상관도값 각각은, 복소 좌표계, 즉 성상도 상에서 1차 상관도값을 일정 각도만큼 회전한 값에 대응한다. 따라서, 2차 상관도값 산출기(220)는, 복소 좌표계에서 1차 상관도값을 일정 각도만큼 회전하는 라우터를 이용할 수 있다. 일정 각도는, 90°, 180°, 270°중 하나일 수 있고, 3개의 2차 상관도값 각각에 대해 설정되는 것이 바람직하다. 또는 2차 상관도값 산출기(220)는, 도 13에서 나타낸 바와 같이, 멀티플렉서를 이용할 수 있다.
즉, 2차 상관도값 산출기(220)는, 1차 상관도값의 실수 부분인 제 1 상관 실수 부분과 허수 부분인 제 1 상관 허수 부분을 이용하여, 3개의 2차 상관도값을 산출한다. 아울러, 3개의 2차 상관도값 모두의 실수 부분은, 제 1 상관 실수 부분과 제 1 상관 허수 부분 중 하나의 부호를 유지하거나 변경한 값과 동일한 값이다. 또한, 3개의 2차 상관도값 모두의 허수 부분은, 제 1 상관 실수 부분과 제 1 상관 허수 부분 중 다른 하나의 부호를 유지하거나 변경한 값과 동일한 값인 것을 특징으로 한다.
순환 시프트 결정 블록(230)은, 1차 상관도값 및 3개의 2차 상관도값을 이용하여, 제 1 순환 시프트 내지 제 4 순환 시프트 중 하나를 선택한다. 즉, 순환 시프트 결정 블록(230)은, 송신 단말에서 어떤 순환 시프트를 사용하여, 신호를 전송하였는 지를 결정하는 역할을 한다.
본 발명의 바람직한 제 1 실시예에 따른 PSCCH DMRS 검출 방법은, 도 16에 나타낸 본 발명의 바람직한 제 1 실시예에 따른 PSCCH DMRS 검출 장치(100)를 이용하여 구현될 수 있다. 따라서, 본 발명의 바람직한 제 1 실시예에 따른 PSCCH DMRS 검출 방법은, 별도의 설명이 없더라도 본 발명의 바람직한 제 1 실시예에 따른 PSCCH DMRS 검출 장치(100)의 모든 특징을 포함하고 있음은 물론이다. 아울러, 본 발명의 바람직한 제 1 실시예에 따른 PSCCH DMRS 검출 방법은, 프로세서에 의해 실시되는 소프트웨어 프로그램의 형태로 구현될 수 있다.
본 발명의 바람직한 제 1 실시예에 따른 PSCCH DMRS 검출 방법은, 24개의 시퀀스 요소를 포함하는 PSCCH DMRS 시퀀스를 수신하여 PSCCH DMRS를 검출하는 방법으로서, 1차 상관도값 산출 단계(S110) 및 순환 시프트 결정 단계(S130)를 포함한다.
1차 상관도값 산출 단계(S110)는, 제 1 순환 시프트 내지 제 4 순환 시프트 중 하나의 순환 시프트에 대해, 수신된 24개의 시퀀스 요소와 재생산된 24개의 시퀀스 요소와의 상관도를 나타내는 1차 상관도값을 산출한다. 재생산된 24개의 시퀀스 요소라는 것은 미리 생성되어 저장된 24개의 시퀀스 요소를 의미한다.
구체적으로, 1차 상관도값 산출 단계(S110)는, 수신된 24개의 시퀀스 요소 중, 하나의 시퀀스 요소; 및 하나의 시퀀스 요소와 인접하는 다음 시퀀스 요소;를 이용하여 23개의 중간값을 산출하고, 23개의 중간값을 합산하여 하나의 1차 상관도값을 산출한다. 아울러, 본 발명의 바람직한 제 1 실시예에 따른 PSCCH DMRS 검출 방법은 제 1 순환 시프트 내지 제 4 순환 시프트 각각에 대한 1차 상관도값을 검출하기 위해, 제 1 순환 시프트 내지 제 4 순환 시프트 각각에 대해 1차 상관도값 산출 단계(S110))를 실시하는 것이 바람직하다.
순환 시프트 결정 단계(S130)는, 4개의 1차 상관도값을 이용하여, 제 1 순환 시프트 내지 제 4 순환 시프트 중 하나를 선택하는 역할을 한다.
하기에 본 발명의 바람직한 제 2 실시예에 따른 PSCCH DMRS 검출 방법에 대해 설명하기로 한다.
본 발명의 바람직한 제 2 실시예에 따른 PSCCH DMRS 검출 방법은, 상술한 본 발명의 바람직한 제 2 실시예에 따른 PSCCH DMRS 검출 장치(200)를 이용하므로 별도의 설명이 없더라도 본 발명의 바람직한 제 2 실시예에 따른 PSCCH DMRS 검출 장치(200)의 모든 특징을 포함하고 있음은 물론이다. 아울러, 본 발명의 바람직한 제 2 실시예에 따른 PSCCH DMRS 검출 방법은, 프로세서에 의해 실시되는 소프트웨어 프로그램의 형태로 구현될 수 있다.
본 발명의 바람직한 제 2 실시예에 따른 PSCCH DMRS 검출 방법은, 24개의 시퀀스 요소를 포함하는 PSCCH DMRS 시퀀스를 수신하여 PSCCH DMRS를 검출하는 방법으로서, 1차 상관도값 산출 단계(S210), 2차 상관도값 산출 단계(S220) 및 순환 시프트 결정 단계(S230)를 포함한다.
1차 상관도값 산출 단계(S210)는, 제 1 순환 시프트 내지 제 4 순환 시프트 중 하나의 순환 시프트에 대해, 수신된 24개의 시퀀스 요소와 재생산된 24개의 시퀀스 요소와의 상관도를 나타내는 1차 상관도값을 산출한다. 구체적으로, 1차 상관도값 산출 단계(S210)는, 수신된 24개의 시퀀스 요소 중, 하나의 시퀀스 요소; 및 하나의 시퀀스 요소와 인접하는 다음 시퀀스 요소;를 이용하여 23개의 중간값을 산출하고, 23개의 중간값을 합산하여 하나의 1차 상관도값을 산출한다. 재생산된 24개의 시퀀스 요소라는 것은 미리 생성되어 저장된 24개의 시퀀스 요소를 의미한다.
구체적으로, 1차 상관도값 산출 단계(S210)는, 수신된 24개의 시퀀스 요소 중 하나의 시퀀스 요소의 공액값을, 수신된 24개의 시퀀스 요소 중 해당 시퀀스 요소와 인접하는 다음 시퀀스 요소의 값과 곱하는 것에 의해, 23개의 곱한 값을 산출하는 곱한 값 산출 단계; 23개의 곱한 값 각각에 대해 변경값을 산출하는 변경값 산출 단계; 및 23개의 변경값을 합산하여, 1차 상관도값을 산출하는 합산 단계;를 포함한다.
23개의 변경값 각각은, 복소 좌표계에서 해당 곱한 값을 일정 각도만큼 회전한 값에 대응한다. 아울러, 변경값 산출 단계는, 23개의 곱한 값 각각에 대해, 해당 곱한 값의 실수 부분인 제 1 실수 부분과 허수 부분인 제 1 허수 부분을 이용하여, 제 2 실수 부분과 제 2 허수 부분으로 된 복소수값인 변경값을 생성하는 것이 바람직하다.
구체적으로, 제 2 실수 부분은, 제 1 실수 부분과 제 1 허수 부분 중 하나의 부호를 유지하거나 변경한 값과 동일한 값이다. 또한, 제 2 허수 부분은, 제 1 실수 부분과 제 1 허수 부분 중 다른 하나의 부호를 유지하거나 변경한 값과 동일한 값인 것을 특징으로 한다.
2차 상관도값 산출 단계(S220)는, 1차 상관도값을 이용하여, 제 1 순환 시프트 내지 제 4 순환 시프트 중 나머지 3개의 순환 시프트 각각에 대해, 수신된 24개의 시퀀스 요소와 재생산된 24개의 시퀀스 요소와의 상관도를 나타내는 2차 상관도값을 산출한다.
3개의 2차 상관도값 각각은, 복소 좌표계에서 1차 상관도값을 일정 각도만큼 회전한 값에 대응한다.
구체적으로, 2차 상관도값 산출 단계(S220)는, 1차 상관도값의 실수 부분인 제 1 상관 실수 부분과 허수 부분인 제 1 상관 허수 부분을 이용하여, 3개의 2차 상관도값을 산출하는 것이 바람직하다.
아울러, 3개의 2차 상관도값 모두의 실수 부분은, 제 1 상관 실수 부분과 제 1 상관 허수 부분 중 하나의 부호를 유지하거나 변경한 값과 동일한 값이다. 또한, 3개의 2차 상관도값 모두의 허수 부분은, 제 1 상관 실수 부분과 제 1 상관 허수 부분 중 다른 하나의 부호를 유지하거나 변경한 값과 동일한 값인 것을 특징으로 한다.
1차 상관도값 및 3개의 2차 상관도값 각각은, 해당 순환 시프트에서, 24개의 시퀀스 요소 사이의 상관 관계를 나타내는 값이다.
순환 시프트 결정 단계(S230)는, 1차 상관도값 및 3개의 2차 상관도값을 이용하여, 제 1 순환 시프트 내지 제 4 순환 시프트 중 하나를 선택하는 역할을 한다.
본 발명의 PSCCH DMRS 검출 장치(100, 200) 및 그 검출 방법의 기술적 구현 방법에 대해 상술하였다. 하기에는, 차분 상관성에 기반한 본 발명의 PSCCH DMRS 검출 장치(100, 200) 및 그 검출 방법의 성능에 대해 알아보기로 한다.
본 발명의 PSCCH DMRS 검출 장치(100, 200) 및 그 검출 방법의 성능 검증을 위하여 AWGN 채널 및 VEA(Extended Vehicular-A) 채널에서 시뮬레이션(Simulation)을 수행하였다. VEA 채널은 3GPP에서 사이드링크 통신의 성능 요구조건을 정의할 때 레퍼런스로 사용되는 채널 모델 중 하나인데, 단말의 성능 기준 문서인 3GPP TS 36.101(UE Radio Transmission and Reception)에서 PSCCH 성능 기준값은 VEA1500 (최대 도플러 주파수 1500Hz) 환경에서 정의되어 있다. 도 18은 시뮬레이션에 사용된 파라미터를 정리한 표이다.
도 19a 내지 도 19c는, AWGN 채널 환경에서 3가지 다른 PSCCH 검출 방식을 적용하였을 때의 최종적인 PSCCH 검출 성능을 비교한 그래프이다. 각 그래프에서 가로축은 신호 잡음비(Signal-to-Noise Ratio, SNR), 세로축은 PSCCH 검출 실패 확률을 나타낸다. PSCCH 검출이 실패함은 PSCCH 검출이 실패했거나 또는 PSCCH 검출은 성공하였으나 PSCCH 복조 및 디코딩이 실패한 경우에 해당한다. 타이밍 오프셋=CP/4 또는 0인 경우에는 코히런트, 논-코히런트 및 차분 상관성의 그래프가 일치하므로 PSCCH 검출 성능 또한 일치한다. 이것이 의미하는 것은 세가지 PSCCH 검출 방식 중 어떠한 것을 적용하여도 PSCCH 검출 성능의 보틀넥(Bottle Neck)이 되는 것은 DMRS 검출 성능이 아니라 복조/디코딩 성능임을 의미하는 것이다. 하지만, 타이밍 오프셋=CP/2인 경우에는 차분 상관성 기반의 PSCCH 검출을 적용하였을 때가 코히런트 또는 논-코히런트 상관성 기반의 DMRS 검출 방식을 적용하였을 때보다 성능이 월등히 좋음을 알 수 있는데, 이것은 타이밍 오프셋이 커짐에 따라 코히런트 및 논-코히런트 상관성 기반의 DMRS 검출 성능이 급격히 열화되었기 때문이다. 이러한 성능 열화의 이유는 앞서 언급한 것처럼 타이밍 오프셋이 커지면 그 결과 발생하는 주파수 축에서의 선형 페이즈가 커지고, 그로 인해서 주파수 영역에서의 상관 에너지가 감소하기 때문이다.
도 20a 내지 도 20c는, VEA1500 채널 환경에서의 성능을 비교한 것이다. AWGN 채널 상황보다 성능의 차이가 더욱 크게 나타나며, 차분 상관성 기반의 DMRS 검출 성능이 우월함을 알 수 있다. 성능의 차이가 발생하는 원인은 AWGN 채널에서 설명한 것과 동일하다.
상술한 바와 같이, 본 발명의 LTE V2X 통신에 있어서 PSCCH DMRS 검출 장치(100, 200) 및 그 검출 방법에 따르면, PSCCH 검출 시간을 단축시킬 수 있을 뿐만 아니라, 송수신 단말 사이의 타이밍 오프셋으로 인한 주파수 영역에서의 선형 페이즈 및 주파수 선택적 페이딩 채널의 영향을 감소시킬 수 있음을 알 수 있다.
100, 200 : PSCCH DMRS 검출 장치
110, 210 : 1차 상관도값 산출기
220 : 2차 상관도값 산출기
130, 230 : 순환 시프트 결정 블록
211 : 공액값 산출기
212 : 곱셈기
213 : 변경값 산출기
214 : 합산기

Claims (18)

  1. 24개의 시퀀스 요소를 포함하는 PSCCH(Physical Sidelink Control Channel) DMRS(Demodulation Reference Signal) 시퀀스를 수신하여 PSCCH DMRS를 검출하는 장치에 있어서,
    제 1 순환 시프트(Cyclic Shift) 내지 제 4 순환 시프트 중 하나의 순환 시프트에 대해, 수신된 24개의 시퀀스 요소와 재생산된 24개의 시퀀스 요소와의 상관도를 나타내는 1차 상관도값을 산출하는 1차 상관도값 산출기; 및
    상기 1차 상관도값을 이용하여, 상기 제 1 순환 시프트 내지 상기 제 4 순환 시프트 중 나머지 3개의 순환 시프트 각각에 대해, 수신된 24개의 시퀀스 요소와 재생산된 24개의 시퀀스 요소와의 상관도를 나타내는 2차 상관도값을 산출하는 2차 상관도값 산출기;를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  2. 삭제
  3. 제1항에 있어서,
    상기 1차 상관도값 산출기는,
    수신된 24개의 시퀀스 요소 중 하나의 시퀀스 요소의 공액값을, 수신된 24개의 시퀀스 요소 중 해당 시퀀스 요소와 인접하는 다음 시퀀스 요소의 값과 곱하는 것에 의해, 23개의 곱한 값을 산출하는 것을 특징으로 하는 장치.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 1차 상관도값 산출기는, 상기 23개의 곱한 값 각각에 대해 변경값을 산출하되,
    23개의 변경값 각각은,
    복소 좌표계에서 해당 곱한 값을 일정 각도만큼 회전한 값에 대응하는 것을 특징으로 하는 장치.
  5. 제3항에 있어서,
    상기 1차 상관도값 산출기는, 상기 23개의 곱한 값 각각에 대해, 제 2 실수 부분과 제 2 허수 부분으로 된 복소수값인 변경값을 생성하되,
    상기 제 2 실수 부분은, 해당 곱한 값의 실수 부분인 제 1 실수 부분과 해당 곱한 값의 허수 부분인 제 1 허수 부분 중 하나의 부호를 유지하거나 변경한 값과 동일한 값이고,
    상기 제 2 허수 부분은, 상기 제 1 실수 부분과 상기 제 1 허수 부분 중 다른 하나의 부호를 유지하거나 변경한 값과 동일한 값인 것을 특징으로 하는 장치.
  6. 제4항 또는 제5항에 있어서,
    상기 1차 상관도값 산출기는,
    23개의 변경값을 합산하여, 상기 1차 상관도값을 산출하는 것을 특징으로 하는 장치.
  7. 제1항에 있어서,
    3개의 2차 상관도값 각각은,
    복소 좌표계에서 상기 1차 상관도값을 일정 각도만큼 회전한 값에 대응하는 것을 특징으로 하는 장치.
  8. 제1항에 있어서,
    3개의 2차 상관도값 모두의 실수 부분은, 상기 1차 상관도값의 실수 부분인 제 1 상관 실수 부분과 상기 1차 상관도값의 허수 부분인 제 1 상관 허수 부분 중 하나의 부호를 유지하거나 변경한 값과 동일한 값이고,
    상기 3개의 2차 상관도값 모두의 허수 부분은, 상기 제 1 상관 실수 부분과 제 1 상관 허수 부분 중 다른 하나의 부호를 유지하거나 변경한 값과 동일한 값인 것을 특징으로 하는 장치.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 1차 상관도값 산출기는, 수신된 24개의 시퀀스 요소 중,
    하나의 시퀀스 요소; 및
    상기 하나의 시퀀스 요소와 인접하는 다음 시퀀스 요소;를 이용하여 23개의 중간값을 산출하고, 23개의 중간값을 합산하여 하나의 1차 상관도값을 산출하는 것을 특징으로 하는 장치.
  10. 24개의 시퀀스 요소를 포함하는 PSCCH(Physical Sidelink Control Channel) DMRS(Demodulation Reference Signal) 시퀀스를 수신하여 PSCCH DMRS를 검출하는 방법에 있어서,
    제 1 순환 시프트(Cyclic Shift) 내지 제 4 순환 시프트 중 하나의 순환 시프트에 대해, 수신된 24개의 시퀀스 요소와 재생산된 24개의 시퀀스 요소와의 상관도를 나타내는 1차 상관도값을 산출하는 1차 상관도값 산출 단계; 및
    상기 1차 상관도값을 이용하여, 상기 제 1 순환 시프트 내지 상기 제 4 순환 시프트 중 나머지 3개의 순환 시프트 각각에 대해, 수신된 24개의 시퀀스 요소와 재생산된 24개의 시퀀스 요소와의 상관도를 나타내는 2차 상관도값을 산출하는 2차 상관도값 산출 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  11. 삭제
  12. 제10항에 있어서,
    상기 1차 상관도값 산출 단계는,
    수신된 24개의 시퀀스 요소 중 하나의 시퀀스 요소의 공액값을, 수신된 24개의 시퀀스 요소 중 해당 시퀀스 요소와 인접하는 다음 시퀀스 요소의 값과 곱하는 것에 의해, 23개의 곱한 값을 산출하는 것을 특징으로 하는 방법.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 1차 상관도값 산출 단계는, 상기 23개의 곱한 값 각각에 대해 변경값을 산출하되,
    23개의 변경값 각각은,
    복소 좌표계에서 해당 곱한 값을 일정 각도만큼 회전한 값에 대응하는 것을 특징으로 하는 방법.
  14. 제12항에 있어서,
    상기 1차 상관도값 산출 단계는, 상기 23개의 곱한 값 각각에 대해, 제 2 실수 부분과 제 2 허수 부분으로 된 복소수값인 변경값을 생성하되,
    상기 제 2 실수 부분은, 해당 곱한 값의 실수 부분인 제 1 실수 부분과 해당 곱한 값의 허수 부분인 제 1 허수 부분 중 하나의 부호를 유지하거나 변경한 값과 동일한 값이고,
    상기 제 2 허수 부분은, 상기 제 1 실수 부분과 상기 제 1 허수 부분 중 다른 하나의 부호를 유지하거나 변경한 값과 동일한 값인 것을 특징으로 하는 방법.
  15. 제13항 또는 제14항에 있어서,
    상기 1차 상관도값 산출 단계는,
    23개의 변경값을 합산하여, 상기 1차 상관도값을 산출하는 것을 특징으로 하는 방법.
  16. 제10항에 있어서,
    3개의 2차 상관도값 각각은,
    복소 좌표계에서 상기 1차 상관도값을 일정 각도만큼 회전한 값에 대응하는 것을 특징으로 하는 방법.
  17. 제10항에 있어서,
    3개의 2차 상관도값 모두의 실수 부분은, 상기 1차 상관도값의 실수 부분인 제 1 상관 실수 부분과 상기 1차 상관도값의 허수 부분인 제 1 상관 허수 부분 중 하나의 부호를 유지하거나 변경한 값과 동일한 값이고,
    상기 3개의 2차 상관도값 모두의 허수 부분은, 상기 제 1 상관 실수 부분과 제 1 상관 허수 부분 중 다른 하나의 부호를 유지하거나 변경한 값과 동일한 값인 것을 특징으로 하는 방법.
  18. 제10항에 있어서,
    상기 1차 상관도값 산출 단계는, 수신된 24개의 시퀀스 요소 중,
    하나의 시퀀스 요소; 및
    상기 하나의 시퀀스 요소와 인접하는 다음 시퀀스 요소;를 이용하여 23개의 중간값을 산출하고, 23개의 중간값을 합산하여 하나의 1차 상관도값을 산출하는 것을 특징으로 하는 방법.
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