KR102208957B1 - 초 저전력 통신을 기반으로 한 초 재생 수신기에 대한 타이밍 동기화 시스템 및 방법 - Google Patents

초 저전력 통신을 기반으로 한 초 재생 수신기에 대한 타이밍 동기화 시스템 및 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR102208957B1
KR102208957B1 KR1020140057951A KR20140057951A KR102208957B1 KR 102208957 B1 KR102208957 B1 KR 102208957B1 KR 1020140057951 A KR1020140057951 A KR 1020140057951A KR 20140057951 A KR20140057951 A KR 20140057951A KR 102208957 B1 KR102208957 B1 KR 102208957B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
preamble signal
pulse
sequence
receiver
value
Prior art date
Application number
KR1020140057951A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20150018362A (ko
Inventor
지네시 파라메시와란 나이르
키란 바이넘
마노즈 초드하리
프라딥 드와라카나스
홍영준
Original Assignee
삼성전자주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 삼성전자주식회사 filed Critical 삼성전자주식회사
Priority to US14/455,517 priority Critical patent/US9240816B2/en
Publication of KR20150018362A publication Critical patent/KR20150018362A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR102208957B1 publication Critical patent/KR102208957B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
    • H04L7/04—Speed or phase control by synchronisation signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
    • H04L7/0079—Receiver details
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
    • H04L7/0091—Transmitter details

Abstract

무선 통신 시스템에서의 타이밍 동기화에 관한 내용이 개시되어 있다. 일 실시 예로, 전송부는 프리앰블 신호, SFD(Start Frame Delimiter), 데이터 페이로드(data payload)를 포함하는 데이터 패킷을 생성하고 전송한다. 프리앰블 신호는 각 동기화 시퀀스 블록 사이에 제 1의 이동(shift)이 있는 하나 이상의 동기화 시퀀스를 포함한다. 각 동기화 시퀀스 블록은 기본 시퀀스 사이에 제 2의 이동(shift)이 있는 반복적인 기본 시퀀스를 포함한다. 게다가, 각 기본 시퀀스는 하나 이상의 주기를 포함한다. 수신기는 수신되는 기저 대역 신호에 기초하여 데이터 패킷의 존재를 공기 중에서 검출한다. 데이터 패킷이 검출되면, 수신기는 프리앰블 신호의 시작점을 결정하고, 프리앰블 신호의 시작점과 비교하여 오버 ??칭 레이트(over quenching rate)를 1로 갖는 ??치 파형을 이동(shift)시킴으로써 프리앰블 신호의 각 펄스의 피크를 수신기의 감도 영역에 동기화한다.

Description

초 저전력 통신을 기반으로 한 초 재생 수신기에 대한 타이밍 동기화 시스템 및 방법{Timing Synchronization System and Method for Super Regenerative Receiver based Ultra Low Power Communications}
통신 시스템의 분야와 관련되고, 더 상세하게는, 무선 통신 시스템에서의 타이밍 동기화와 관련되어 있다.
초 재생 수신기(Super Regenerative Receiver)(SRR)와 같은 수신기는 낮은 데이터 레이트(low-data rate) 애플리케이션을 위한 초 저전력 라디오(Ultra low-power Radio) 수신기이다. 초 재생 수신기(SRR)의 기본 구조는 안테나와 저잡음 증폭기(Low Noise Amplifier), 초 재생 오실레이터(Super Regenerative Oscillator)(SRO), 포락선 검파기(Envelop Detector)(Ed), 자동 이득 조정(Automatic Gain Control)(AGC), ??치 파형 생성기, 및 기저 대역 필터(BaseBand Filter)(BBF)를 포함한다. 초 재생 수신기(SRR)의 작동 원리는 안테나에 의해 차단된 무선 주파수(RF) 신호 주파수의 주변 주파수를 갖는 초 재생 오실레이터에서 자체 생성된 진동의 반복된 축적과 감소에 기초한다. 초 재생 수신기는 전형적으로 저 전력 영역 네트워크, 차고 문 오프너, 로봇, 모형 배, 비행기 등과 같은 원격 제어 시스템, 짧은 거리의 원격 및 무선 보안에서 사용된다.
일반적으로, 초 재생 수신기의 주파수 선택성은 ??치 신호의 오버 ??칭 레이트(over quenching rate)(OQR)에 의해 직접적으로 영향을 받는다. 통용되는(currently), 각 데이터 심볼은 데이터 레이트보다 훨씬 큰 ??치 레이트에서 작동하는 ??치 신호에 의해 오버 샘플된다. 이것은 상대적으로 낮은 주파수 선택성과 신호 대역폭보다 더 넓은 등가 잡음 대역폭(equivalent noise bandwidth)인 것을 의미한다. 그러므로, 초 재생 수신기는 대역 외의 간섭에 취약하다. 그래서, OQR을 가능한 한 낮게 유지하는 것이 바람직하다. 그러나, 높은 OQR은 초 재생 수신기내에 수신되는 각각의 펄스 포락선에 대해 복수의 출력이 획득되는 것을 보장하기 위해 필요하다. 이러한 출력들로부터, 수신되는 신호의 전체 에너지 획득을 최대화 하기 위해 부분 샘플링 레이트(fractional sampling rate)가 선택된다. 그러므로, 간섭 제거를 향상시키기 위하여 낮은 OQR이 바람직하다는 것은 분명하다. 반대로, 향상된 동기화 성능은 높은 OQR을 필요로 한다.
에너지 효율화를 위한 초 재생 수신기의 오버 ??칭 레이트(Over quenching rate)를 1로 갖는 타이밍 동기화 방법 및 장치를 제공한다.
제 1 측면에 따른 송신기의 동작 방법은, 초 재생 수신기(super-regenerative receiver)의 감도 영역(sensitivity region)에 각 펄스의 피크가 동기화 되는 프리앰블 신호를 생성하는 단계; 및 상기 생성된 프리앰블 신호에 대응하는 기저 대역 신호 형태로 상기 프리앰블 신호를 포함하는 데이터 패킷을 상기 초 재생 수신기에게 전송하는 단계;를 포함할 수 있다.
제 2 측면에 따른 초 재생 수신기의 동작 방법은, 송신기로부터 수신된 프리앰블 신호에 대응하는 기저 대역 신호에 기초하여 수신되는 데이터 패킷의 존재를 검출하는 단계; 검출된 데이터 패킷에 대응하는 프리앰블 신호의 첫 번째 심볼의 시작점을 설정하는 단계; 및 프리앰블 신호의 첫 번째 심볼의 시작점에 기초하여, 프리앰블 신호의 각 펄스의 피크를 초 재생 수신기의 감도 영역에 동기화시키는 단계를 포함할 수 있다.
제 3 측면에 따른 송신기는, 초 재생 수신기(super-regenerative receiver)의 감도 영역(sensitivity region)에 각 펄스의 피크가 동기화 되는 프리앰블 신호를 생성하는 프리앰블 신호 생성 모듈; 및 상기 생성된 프리앰블 신호에 대응하는 기저 대역 신호 형태로 상기 프리앰블 신호를 포함하는 데이터 패킷을 상기 초 재생 수신기에게 전송하는 전송부를 포함할 수 있다.
제 4 측면에 따른 초 재생 수신기는, 송신기로부터 수신된 프리앰블 신호에 대응되는 기저 대역 신호에 기초하여 수신되는 데이터 패킷의 존재를 검출하도록 구성된 패킷 검출 모듈; 검출된 데이터 패킷에 대응되는 프리앰블 신호의 첫 번째 심볼의 시작점을 설정하도록 구성된 심볼 동기화 모듈; 및 프리앰블 신호의 첫 번째 심볼의 시작점에 기초하여 프리앰블 신호의 각 펄스의 피크를 초 재생 수신기의 감도 영역에 동기화시킬 수 있도록 구성된 펄스 동기화 모듈을 포함할 수 있다.
도 1은, 일 실시 예에 따라, 무선 통신 시스템의 블록 다이어그램을 나타낸다.
도 2는, 일 실시 예에 따라 도 1에서 나타난 것과 같이 송신기의 분해 조립도를 나타낸다.
도 3은, 일 실시 예에 따라, 프리앰블 신호를 생성하는 예시적인 방법을 나타낸다.
도 4는, 프리앰블 신호를 생성하기 위해 사용되는 기본 2진 시퀀스를 나타내는 도식의 표현이다.
도 5는, 일 실시 예에 따라, 도 1에서 나타난 것과 같이, 수신기의 분해 조립도를 나타낸다.
도 6은, 일 실시 예에 따라, 수신기에서 타이밍 동기화의 예시적인 방법을 나타낸다.
도 7은, 일 실시 예에 따라, 수신되는 데이터 패킷을 검출하는 예시적인 방법을 나타낸다.
도 8은, 일 실시 예에 따라, 검출된 데이터 패킷에 대응하여 프리앰블 신호의 시작점을 설정하는 예시적인 방법을 나타낸다.
도 9는, 일 실시 예에 따라, 검출된 데이터 패킷에 대응하는 프리앰블 신호의 각 펄스의 피크가 수신기의 감도 영역에 동기화하는 예시적인 방법을 나타낸다.
도 10A와 10B는, 프리앰블 신호의 각 펄스의 피크가 초 재생 수신기의 감도 영역에의 동기화를 묘사하는 도식적인 표현이다.
도 11은, 일 실시 예에 따라, 초 재생 수신기의 블록 다이어그램을 나타낸다.
이하 첨부된 도면을 참조하면서 오로지 예시를 위한 실시예에 의해 발명을 상세히 설명하기로 한다. 하기 실시예는 발명을 구체화하기 위한 것일 뿐 발명의 권리 범위를 제한하거나 한정하는 것이 아님은 물론이다. 상세한 설명 및 실시예로부터 발명이 속하는 기술분야의 전문가가 용이하게 유추할 수 있는 것은 발명의 권리범위에 속하는 것으로 해석된다.
본 명세서에서 사용되는 '구성된다' 또는 '포함한다' 등의 용어는 명세서 상에 기재된 여러 구성 요소들, 또는 여러 단계들을 반드시 모두 포함하는 것으로 해석되지 않아야 하며, 그 중 일부 구성 요소들 또는 일부 단계들은 포함되지 않을 수도 있고, 또는 추가적인 구성 요소 또는 단계들을 더 포함할 수 있는 것으로 해석되어야 한다.
또한, 본 명세서에서 사용되는 '제 1' 또는 '제 2' 등과 같이 서수를 포함하는 용어는 다양한 구성 요소들을 설명하는데 사용할 수 있지만, 상기 구성 요소들은 상기 용어들에 의해 한정되어서는 안 된다. 상기 용어들은 하나의 구성 요소를 다른 구성 요소로부터 구별하는 목적으로만 사용된다.
본 실시예들은 무선 통신 시스템에서의 타이밍 동기화에 관한 것으로서 이하의 실시예들이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 널리 알려져 있는 사항들에 관해서는 자세한 설명을 생략한다.
도 1은 일 실시 예로써, 예시적인 무선 통신 시스템(100)의 블록 다이어그램을 나타낸다. 도 1에서, 무선 통신 시스템(100)은 수신기(102), 송신기(104), 및 무선 네트워크(106)를 포함한다. 송신기(104)와 수신기(102)는 무선 네트워크(106)를 통해 무선으로 연결되어 있다. 수신기(102)는 초 재생 수신기(super regenerative receiver)(SRR)가 될 수 있다.
전형적으로, 무선 통신 시스템(100)에서 송신기(104)는 프리앰블(preamble) 신호, SFD(start frame delimiter), 데이터 페이로드(data payload)를 포함하는 데이터 패킷을 생성하고 전송할 수 있다. 프리앰블 신호는 트레이닝 시퀀스라고 언급되는 복수의 동기화 시퀀스 블록을 포함할 수 있고, 연속적인 동기화 시퀀스 블록들 사이에 제 1의 간헐적인 부분 이동(fractional shift)이 있다. 각각의 동기화 시퀀스 블록은 연속적인 기본 시퀀스를 포함할 수 있고, 상기 연속적인 기본 시퀀스 사이에 제 2의 간헐적인 부분 이동이 있다. 각각의 기본 시퀀스는 좋은 상관 특성(correlation properties)을 갖는 하나 이상의 주기로 구성될 수 있다.
수신기(102)는 끊임없이 공기 중에서 데이터 패킷의 존재를 검출한다. 송신기(104)가 기저 대역 신호의 형태로 프리앰블 신호를 전송할 때, 수신기(102)는 공기 중에서 수신되는 기저 대역 신호에 기초한 데이터 패킷의 존재를 검출한다. 데이터 패킷이 검출되면, 수신기(102)는 프리앰블 신호의 시작점을 결정하고, 상기 프리앰블 신호의 시작점과 비교하여 오버 ??칭 레이트(over quenching rate)를 1로 갖는 ??치 파형을 이동(shifting)시킴으로써 수신기(102)의 감도(sensitivity) 영역에 프리앰블 신호의 각각의 펄스의 피크가 동기화되도록 한다. 이러한 타이밍 동기화가 SRR 수신기의 주파수 선택성에 영향을 주지 않고 달성되게 된다. 수신기(102)의 감도 영역은 SRR의 재생 이득이 중요한 값을 갖는 영역에 대응된다. 예를 들어, SRR의 감도 영역은 ??치 파형의 영점 교차점에서 음의 기울기를 가지는 지점이나, SRR의 재생 이득이 중요한 임의의 지점이 될 수 있다. ??치 파형은 수신되는 기저 대역 신호와 감도 영역의 조합이 SRR의 재생 이득을 최대화시키기 위해 이동될 수 있다. 그 이후에, 수신기(102)는 남은(remaining) 수신되는 기저 대역 신호를 처리하고, 데이터 탐색를 진행한다.
도 2는 일 실시 예로써, 송신기(104)의 분해 조립도를 나타낸다. 송신기(104)는 데이터 패킷 생성 모듈(202)과 전송부(204)를 포함한다. 데이터 패킷 생성 모듈(202)은 프리앰블 신호 생성 모듈(206)을 포함한다. 데이터 패킷 생성 모듈(202)은 수신기(202)를 위해 의도된 데이터를 수반하는 데이터 패킷을 생성하도록 구성된다. 각각의 데이터 패킷은 프리앰블 신호, SFD, 및 페이로드 데이터를 포함한다. 본 발명에 따르면, 프리앰블 신호 생성 모듈(206)은 프리앰블 신호를 생성하도록 구성된다. 프리앰블 신호는 수신기(102)가 송신기(104)와 타이밍 동기화를 수행할 수 있도록 한다. 프리앰블 신호를 생성하기 위해, 프리앰블 신호 생성 모듈(206)은 좋은 상관 특성을 지닌 기본 2진 시퀀스를 선택할 수 있다. 기본 2진 시퀀스는 본질적으로 P 주기와 L 길이를 가질 수 있다. 예를 들어, 도 4에서 보여지는 바와 같이, 기본 2진 시퀀스는 0s과 1s을 사용하여 구성된 P 주기와 L길이를 지닌 의사 잡음 시퀀스(PN sequence)가 될 수 있다. 프리앰블 신호 생성 모듈(206)은 소정의 횟수만큼(예로, Q=3) 기본 2진 시퀀스를 반복할 수 있다. 프리앰블 신호 생성 모듈(206)은 펄스 성형 필터(pulse shaping filter)를 사용하여 기본 2진 시퀀스를 기본 펄스 시퀀스로 변환한다. 하나의 예시로써, 기본 2진 시퀀스는 특정 인자에 의해 업샘플(upsample)될 수 있다. 그리고, 업샘플된 기본 2진 시퀀스에서 1s은 가우시안 필터(Gaussian filter) 또는 증가하는 코사인 필터(raised cosine filter)를 사용하여 주기 Ts와 관련된 소정의 펄스 형태의 불연속 파형으로 변환된다. 결과적으로, Q번의 반복과 길이 LPTS의 펄스와 0s를 포함하는 기본 펄스 시퀀스가 획득된다.
그 이후에, 프리앰블 신호 생성 모듈(206)은 기본 펄스 시퀀스 사이에 αTs 지속기간을 갖는 간헐적인 부분 이동을 삽입하고, 여기서 Ts는 단일 펄스의 시간 주기이고 α값은 0과 1사이의 값이다. 각각의 기본 펄스 시퀀스동안 α값은 기본 펄스 시퀀스에서 펄스들의 다른 부분이 수신기(102)의 감도 영역에 포함되게끔 선택된다. 전형적으로, α값은 Ts/4의 값이다. 간헐적인 부분 이동(αTs)은 단일 펄스의 시간 주기의 분수 배(fractional multiple)를 한 것이다. 다른 말로, 단일 펄스의 시간 주기에서 0과 1사이의 값을 곱한 것이다. 예를 들어, 2진 펄스 시퀀스를 Q=3번 반복하면, 프리앰블 신호 생성 모듈(206)은 간헐적인 부분 이동을 첫 번째 기본 펄스 시퀀스와 두 번째 기본 펄스 시퀀스 사이에 삽입하고, 또 다른 간헐적인 부분 이동을 두 번째 기본 펄스 시퀀스와 세 번째 기본 펄스 시퀀스 사이에 삽입한다. Q=3일 때, 프리앰블 신호 생성 모듈(206)은 Q-1개의 간헐적인 부분 이동을 삽입한다. 간헐적인 부분 이동은 프리앰블 신호의 다른 부분 안에 펄스의 다른 위치에서 수신기(102)의 감도 영역이 발생하도록 도입되고, 수신기(102)의 에너지 포획은 프리앰블 신호의 각 주기마다 변화한다. 같은 방식으로, 프리앰블 신호 생성 모듈(206)은 두 기본 펄스 시퀀스 사이에 간헐적인 부분 이동(αTs)이 있는 길이 LPTS인 반복적인 기본 펄스 시퀀스를 포함하는 동기화 시퀀스의 단일 블록을 생성할 수 있다. 다른 실시 예로, 프리앰블 신호 생성 모듈(206)은 각 블록마다 간헐적 부분 이동(βTs)이 있는 복수의 동기화 시퀀스 블록을 생성할 수 있다. 부분 이동의 합은 (Q-1)αTs + βTs (i), i =1-(Z-1)로 표현할 수 있고, 이는 하나의 펄스의 시간 주기인 Ts의 정수배이다. 이는 동기화 시퀀스의 각각의 블록들이 동기화 시퀀스 블록의 해당하는 부분들의 각각이 수신기(102)의 감도 영역에 영향을 주는 것과 같은 방식으로 실행한다. β값은 동기화 시퀀스의 각 블록들이 수신기(102)를 지날 때와 같은 방식으로 수행하게끔 선택된다. 전형적으로, α값이 Ts/4이고, Q=3일때, β값은 Ts/2이다. 하지만, β값은 0과 1사이에 임의의 값일 수 있다.
상기에서 설명된 바와 같이, 동기화 시퀀스의 블록들은 SFD 시퀀스보다 선행한다. SFD 시퀀스는 프리앰블 신호의 첫 번째 심볼의 시작점의 좋은 추정을 획득하기 위해 추가된다. 예를 들어, SFD 시퀀스는 길이 8 또는 16의 좋은 상관 특성을 갖는 2진 시퀀스이다. (예로, 01011001) 그리고 SFD 시퀀스는 업샘플되고 펄스 성형 필터를 통과하게 된다.
데이터 패킷이 생성되면, 전송부(204)는 데이터 패킷을 프리앰블 신호와 함께 수신기(102)로 전송시킨다.
도 3은 일 실시 예로써, 프리앰블 신호를 생성시키는 예시적인 방법을 설명하는 프로세스 절차도이다. 단계 302에서, 주기 P와 길이 L을 갖고 좋은 상관 특성을 갖는 기본 2진 시퀀스가 생성된다. 예를 들어, 기본 2진 시퀀스는 PN 시퀀스일 수 있다. 단계 304에서, 기본 2진 시퀀스는 소정의 횟수(Q)만큼 반복된다. 단계 306에서, 반복된 기본 2진 시퀀스는 펄스 성형 필터를 사용하여 펄스와 0s으로 이루어진 반복된 기본 펄스 시퀀스로 변환된다.
단계 308에서, 간헐적인 부분 이동(αTs)이 동기화 시퀀스 블록을 형성하기 위해 기본 펄스 시퀀스 사이에 추가된다. 단계 310에서, 동기화 시퀀스 블록은 소정의 횟수만큼 반복된다. 단계 312에서, 간헐적인 부분 이동(βTs)이 프리앰블 신호를 획득하기 위해 동기화 시퀀스 블록들 사이에 추가된다. 단계 310 과 312는 선택적일 수 있다. 즉, 프리앰블 신호는 복수의 동기화 시퀀스 블록 대신에 단일 동기화 시퀀스 블록을 포함할 수 있다.
도 5를 보면, 일 실시 예로써, 수신기(102)의 분해 조립도를 나타낸다. 수신기(102)는 아날로그-디지털 변환기(ADC)(501), 타이밍 동기화 모듈(500), ??치 파형 생성기(506), 및 데이터 검출 모듈(510)을 포함할 수 있다. 타이밍 동기화 모듈(500)은 패킷 검출 모듈(502), 심볼 동기화 모듈(504), 및 펄스 동기화 모듈(508)을 포함할 수 있다.
아날로그-디지털 변환기(ADC)(501)는 수신되는 기저 대역 신호를 아날로그 형식에서 디지털 형식으로 변환시킨다. 패킷 검출 모듈(502)은 ADC(501)로부터 수신된 입력 신호에 기초하여 연속적으로 공기 중에 데이터 패킷의 존재를 검출한다. 송신기(104)가 기저 대역 신호의 형태로 데이터 패킷을 전송하면, 수신기(102)는 수신되는 기저 대역 신호에 기초하여 데이터 패킷의 존재를 결정한다. 데이터 패킷을 검출하면, 심볼 동기화 모듈(504)은 검출된 데이터 패킷에 상응하는 프리앰블 신호의 시작 인덱스를 추정하고, 추정된 시작 인덱스에 기초하여 프리앰블 신호의 첫 번째 심볼의 시작점을 설정한다. 펄스 동기화 모듈(508)은 검출된 데이터 패킷에 대응하는 프리앰블 신호의 각 펄스의 피크를 SRR의 감도 영역에 동기화 시키기 위해 ??치 파형에서 필요로 하는 이동량(λ)을 계산한다. 실시 예로써, 생성된 ??치 파형은 1의 값을 갖는 오버 ??칭 레이트(OQR)를 갖는다. 또한, 펄스 동기화 모듈(506)은 기저 대역 신호의 각 펄스의 피크를 ??치 파형과 동기화 시키기 위해 필요한 정보를 제공한다. 데이터 검출 모듈(510)은 상기 동기화 후에 남은 수신되는 기저 대역 신호를 처리하고, 데이터 패킷의 페이로드 데이터를 검출한다.
도 6을 보면 일 실시 예로써, 수신기(102)에서 타이밍 동기화의 예시적인 방법을 나타낸다. 송신기(103)가 프리앰블 신호에 대응하는 기저 대역 신호를 수신기(102)에 전송할 때, 수신기(102)는 하기와 같은 단계 602 에서 606까지의 타이밍 동기화 과정을 거친다.
단계 602에서, 수신되는 데이터 패킷은 송신기(104)로부터 수신된 기저 대역 신호에 기초하여 검출된다. 기저 대역 신호는 송신기(104)에 의해 전송된 프리앰블 신호를 수반하는 데이터 패킷에 상응한다. 프리앰블 신호는 하나 이상의 동기화 시퀀스 블록을 포함하고, 각각의 동기화 시퀀스 블록은 연속적인 기본 시퀀스 사이에 소정의 시간의 간헐적인 부분 이동(αTs)이 있는 기본 펄스 시퀀스를 포함한다. 소정의 시간의 부분 이동이 있는 기본 시퀀스는 수신기(102)가 수신되는 데이터 패킷을 검출하게 할 수 있다. 수신되는 데이터 패킷을 검출하는 자세한 과정은 도 7에서 설명한다.
단계 604에서, 검출된 데이터 패킷에 상응하는 프리앰블 신호의 시작 인덱스가 추정되고, 프리앰블 신호의 첫 번째 심볼의 시작점이 상기 추정된 시작 인덱스에 기초하여 설정된다. 데이터 패킷이 검출되면, 데이터 패킷이 검출된 부분의 인덱스가 결정된다. 게다가, 검출된 데이터 패킷의 인덱스 주위에 존재하는 피크들이 결정된다. 상기 피크들의 개수에 기초하여, 상기 인덱스로부터 가장 멀리 있는 피크에 해당하는 인덱스가 프리앰블 신호의 시작 인덱스로써 결정된다. 상기 시작 인덱스에 기초하여 프리앰블 신호의 첫 번째 심볼의 시작점이 설정된다. 프리앰블 신호의 시작 인덱스를 결정하는 상세한 과정은 도 8에 의한다.
단계 606에서, 프리앰블 신호의 첫 번째 심볼의 시작점에 기초하여, 검출된 데이터 패킷에 대응하는 프리앰블 신호의 각 펄스의 피크가 수신기(102)의 감도 영역에 동기화된다. 실시 예로써, 각 펄스의 피크가 수신기(102)의 감도 영역에 위치하도록 프리앰블 신호의 첫 번째 심볼의 시작 점으로부터 ??치 파형을 이동시킴으로써 각 펄스의 피크는 수신기(102)의 감도 영역에 동기화된다. 상기 동기화 과정에 관한 상세한 설명은 도 9에서 설명된다.
도 7을 참조하면, 일 실시 예로써, 기저 대역 신호에 기초하여 수신되는 데이터 패킷의 예시적인 방법이 나타난다. 단계 702에서, 수신되는 기저 대역 신호가 수신된다. 기저 대역 신호는 송신기(104)에 의해 전송된 프리앰블 신호에 상응할 수 있다. 프리앰블 신호는 하나 이상의 트레이닝 시퀀스를 포함하고, 각각의 트레이닝 시퀀스는 하나 이상의 기본 시퀀스를 포함한다. 각각의 기본 시퀀스는 하나 이상의 주기(P)를 갖는다. 단계 704에서, 정규화된 슬라이딩 상관 값(sliding correlation value)은 수신되는 기저 대역 신호(y(t))와 미리 정의된 기본 시퀀스(x(t))를 상관시킴으로써 계산된다. 실시 예로써, 상관 값을 획득하기 위해, 기본 시퀀스(x(t))의 단일 주기와 수신되는 기저 대역 신호(y(t))는 상관된다. 이러한 실시 예로써, 기본 시퀀스의 단일 주기에 대한 상관 값은 다음과 같은 방정식에 의해 계산된다.
Figure 112014045414759-pat00001
상기 수학식 1에서, L은 기본 시퀀스의 길이고, P는 주기이고,
Figure 112014045414759-pat00002
은 다음과 같이 나타난다.
Figure 112014045414759-pat00003
Figure 112014045414759-pat00004
일 실시 예로써, 오류 검출(false alarm)의 확률을 최소화 하기 위해, 수신되는 데이터 패킷은 상기 수신되는 신호가 하기 수학식 4과 같을 때, 기저 대역 신호에 기초하여 검출된다.
Figure 112014045414759-pat00005
프리앰블 신호가 단일 주기(P=1)의 기본 시퀀스를 포함한다면, 단일 상관 값이 획득된다. 그러나, 프리앰블 신호가 하나 이상의 주기를 갖는 기본 시퀀스를 포함한다면, 기본 시퀀스에서 각 주기마다의 상관 값이 수학식 1에 의하여 계산된다. 그리고 상기 상관 값들은 다음의 식을 이용하여 평균화된 상관 값으로써 계산된다.
Figure 112014045414759-pat00006
더욱이, 만약 프리앰블 신호가 복수의 동기화 시퀀스 블록들을 갖는다면, 각 동기화 시퀀스 블록들에 대한 평균화된 상관 값들은 다음의 식을 이용하여 평균화된다.
Figure 112014045414759-pat00007
Figure 112014045414759-pat00008
여기서, Z는 프리앰블 신호에서 기본 시퀀스의 개수이다.
단계 706에서, 상관 값(Rxy)은 소정의 임계 값(Tp)과 비교된다. 소정의 임계 값은 필요한 간과(missed detection) 확률 또는 오류 검출 확률에 기초하여 계산된다. 임계 값(Tp)은 오류 검출 확률의 제한 조건하에 간과 확률을 만족할 수 있게끔 정해진다. 예를 들어, 임계 값은 0.6과 0.8 근방에서 정해진다.
단계 708에서, 상관 값(Rxy)이 소정의 임계 값(Tp)보다 크거나 같은지 여부를 결정한다. 상관 값(Rxy)이 소정의 임계 값(Tp)보다 크거나 같다면, 단계 710에서 데이터 패킷은 검출된 것으로써 선언된다.
도 8은 상기 검출된 데이터 패킷에 상응하는 프리앰블 신호의 시작점을 설정하는 방법에 관한 예시적인 설명을 나타낸다. 단계 802에서, 수신되는 기저 대역 신호(y(t))와 소정의 SFD 시퀀스(s(t))를 상관시킴으로써, 수신되는 기저 대역 신호(y(t))에서의 SFD 시퀀스의 존재가 검출된다. 실시 예로, 수신되는 기저 대역 신호(y(t))는 다음의 식을 이용하여 소정의 SFD 시퀀스(s(t))와 상관된다.
Figure 112014045414759-pat00009
수학식8에서 Ls는 소정의 SFD 시퀀스(s(i))의 길이이다.
단계 804에서, 상기 수학식8로부터 획득된 상관 값(Rsy)이 소정의 임계 값(Tf)보다 크거나 같은 지 여부를 결정한다. 임계 값(Tf)은 오류 검출 확률의 제한 하에서 간과 확률을 만족하도록 설정된다. 예를 들어, 임계 값은 0.7과 0.8 근방이다. 상관 값(Rsy)이 미리 결정된 임계 값(Tf)보다 크거나 같다면, 수신되는 기저 대역 신호(y(t))에서의 SFD 시퀀스는 존재하는것을 의미한다. 상관 값(Rsy)이 미리 결정된 임계 값(Tf)보다 작다면, 수신되는 기저 대역 신호(y(t))에서의 SFD 시퀀스는 존재하지 않는 것을 의미한다.
SFD 시퀀스(s(t))가 검출되면, 단계 806에서, 심볼 동기화 지점이 결정된다. 실시 예로써, 심볼 동기화 지점은 수신되는 기저 대역 신호(y(t))에서 SFD 시퀀스가 검출된 지점에 상응하는 지점이다. SFD 시퀀스가 검출되지 않는 다면, 단계 808에서, 상관 값(Rxy)에 대응하는 인덱스 값(τp)이 결정된다. 상관 값(Rxy)은 수신되는 데이터 패킷이 검출된 지점에서의 값이다.
단계 810에서 상관 값(
Figure 112014045414759-pat00010
)들의 집합은 소정의 인덱스 값(τp)을 이용하여 계산된다. 상관 값(
Figure 112014045414759-pat00011
)은 다음의 식을 이용하여 계산된다.
Figure 112014045414759-pat00012
예를 들어, 기본 시퀀스(Q)의 개수가 3이라면, 상관 값들의 집합은 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112014045414759-pat00013
상관 값들의 집합은 다음의 식과 같이 일반화 될 수 있다.
Figure 112014045414759-pat00014
단계 812에서, 하나 이상의 상관 값이 소정의 임계 값(Ts)보다 크거나 같은지 여부를 상관 값 집합에서 인식할 수 있다. 임계 값(Ts)은 오류 검출 확률의 제한 하에서 간과 확률을 만족시키도록 선택된다. 예를 들어, 임계 값은 0.4와 0.8 근방이 되도록 설정된다. 단계 814에서, 프리앰블 신호의 시작 인덱스(τs)는 단계 812에서 인식되는 상관 값들의 개수에 기초하여 추정된다. 시작 인덱스(τs)는 송신기(104)에 의하여 전송되는 프리앰블 신호의 첫 번째 심볼의 시작점을 가리킨다. 단계 816에서, 프리앰블 신호의 첫 번째 심볼의 시작점은 프리앰블 신호의 시작 인덱스(τs)에 기초하여 설정된다.
예를 들어, 상관 값들의 개수가 프리앰블 신호에서의 기본 시퀀스의 개수(Q)보다 크거나 같다면, 인식된 상관 값들에 대응하는 인덱스(τs)의 최소 값이 프리앰블 신호의 첫 번째 심볼의 시작점으로써 설정된다.
대안으로써, 첫 번째 상관 값과 두 번째 상관 값 사이에 인덱스 값의 차이와, 두 번째 상관 값과 세 번째 상관 값 사이에 인덱스 값의 차이가 계산된다. 인덱스 값의 차이가 각각 Q와 Q+1과 같다면, 상관 값은 단계 812에서 인식된 하나 이상의 상관 값들의 최대 인덱스(τPmax)로부터 Q 근방의 이동(shift)된 미리 정의된 SFD 시퀀스와 수신되는 기저 대역 신호(y(t))를 상관시킴으로써 계산된다. 예를 들어, 상관 값은 다음의 식을 이용하여 계산된다.
Figure 112014045414759-pat00015
게다가, 최대 상관 값(Rsy)은 수학식 12를 사용하여 획득된 상관 값으로부터 선택되고, 미리 결정된 임계 값(Tf)과 비교된다. 최대 상관 값이 미리 결정된 임계 값을 초과한다면, 첫 번째 심볼의 시작점이 최대 상관 값에 해당하는 인덱스로부터 오프셋 지속기간(offset duration)만큼 오프셋된다. 오프셋 지속기간은 하기와 같은 식을 이용하여 계산된다.
Figure 112014045414759-pat00016
여기서 τSFD는 수신되는 기저 대역 신호(y(t))에서 SFD 시퀀스가 검출되는 것을 이용하는 상관 값에 해당하는 인덱스 값이다.
첫 번째 심볼의 시작점을 추정하는 프로세스는 일반적으로 프리앰블 신호의 기본 시퀀스에서 첫 번째 주기의 낮은 진폭 부분이 수신기(102)의 감도 영역 안에 놓일 수 있는 경우에 적용된다.
연속적인 상관 값들 사이에 지속기간이 Q+1보다 크다면, 연속적인 상관 값들의 최소 값에 해당하는 인덱스(τs)는 프리앰블 신호의 첫 번째 심볼의 시작점으로써 결정된다. 반면에, 상관 값들의 개수가 프리앰블 신호의 기본 시퀀스의 개수(Q)보다 작다면, 상관 값은 단계 812에서 인식된 상관 값들의 최대 인덱스(τPmax)로부터 (L*P)만큼 이동된 미리 결정된 SFD 시퀀스와 수신되는 기저 대역 신호(y(t))를 상관시킴으로써 계산된다. 예를 들어, 상관 값(Rsy(τPmax + LP))은 하기와 같은 식을 사용하여 계산된다.
Figure 112014045414759-pat00017
게다가, 최대 상관 값(Rsy(τPmax + LP))은 미리 결정된 임계 값(Tf)과 비교된다. 최대 상관 값(Rsy(τPmax + LP))이 미리 결정된 임계 값(Tf)을 초과한다면, 첫 번째 심볼의 시작점(τs)은 하기의 식을 사용하여 계산된다.
Figure 112014045414759-pat00018
최대 상관 값(Rsy(τPmax + LP))이 미리 결정된 임계 값(Tf)보다 작다면, 상관 값들의 최소 값의 인덱스(τs)가 프리앰블 신호의 첫 번째 심볼의 시작점으로써 선택된다. 인식된 상관 값(Rsy(τPmax + LP))의 개수가 1과 같다면, 인식된 상관 값(Rsy(τPmax + LP))에 해당하는 인덱스(τs)는 프리앰블 신호의 첫 번째 심볼의 시작점으로써 고려된다.
프리앰블 신호의 시작점이 시작 인덱스(τs)로써 설정된다면, 프리앰블 신호(ys(t))의 설정된 시작점이 있는 수신되는 기저 대역 신호는 하기의 설명과 같이 수신기(102)의 감도 영역에 프리앰블 신호의 각 펄스의 피크의 동기화를 위해 펄스 동기화 모듈(510)에 제공된다.
도 9는 검출된 데이터 패킷에 상응하는 프리앰블 신호의 각 펄스의 피크가 수신기(102)의 감도 영역에 동기화되는 예시적인 방법을 나타낸다. 단계 902에서, 펄스 동기화 플래그(pulse synchronization flag)의 상태가 결정된다. 프리앰블 신호의 시작 인덱스의 추정 동안에, 펄스 동기화 플래그는‘0’또는 ‘1’로 설정된다. 펄스 동기화 플래그가 ‘0’일 때 각각의 펄스의 피크와 수신기(102)의 감도 영역의 동기화가 수행될 것이 필요하다는 것을 펄스 동기화 플래그는 지시한다. 반면에, 펄스 동기화 플래그가 ‘1’일 때, 각각의 펄스의 피크의 동기화가 수행되지 않는다. 예를 들어, 첫 번째 주기의 낮은 진폭 부분이 수신기(102)의 감도 영역 내에 놓일 때, 펄스 동기화 플래그는 ‘1’로 설정된다. 또한, 상관 값들의 개수가 Q-1보다 작고 상기 상관 값들의 최대 값이 미리 결정된 임계 값(Tf)보다 클 때, 펄스 동기화 플래그는 ‘1’로 설정된다.
단계 904에서, 펄스 동기화 플래그가 ‘1’인지 여부를 결정한다. 펄스 동기화 플래그가 ‘1’로 설정되었다면, 단계 906에서, 수신기(102)의 ??치 파형은 Ts/2와 동일한 지속기간만큼 이동(shift)되고 수신되는 데이터 패킷은 이동된 ??치 파형에 기초하여 처리된다.
펄스 동기화 플래그가 ‘0’으로 설정되었다면, 단계 908에서, 프리앰블 신호에서 기본 시퀀스의 각 주기에 대응하는 평균 샘플이 획득된다. 예를 들어, 기본 시퀀스가 3주기를(예로, P=3) 갖는다면, 3주기에 대응하는 평균 샘플(Sλ) 하기의 식을 이용하여 계산된다.
Figure 112014045414759-pat00019
Figure 112014045414759-pat00020
Figure 112014045414759-pat00021
대안적으로, 평균 샘플인 Sλ (1), Sλ (2), 및 Sλ (3)들은 상기 수학식 16, 17, 18을 사용하여 프리앰블 신호의 기본 시퀀스 안에서 1s에 대해 계산된다.
단계 910에서, 펄스 오프셋 메트릭(pulse offset error metric)인 βλ은 획득된 평균 샘플들을 사용하여 계산된다. 예를 들어, 펄스 오프셋 메트릭은 하기와 같은 식을 이용하여 계산된다.
Figure 112014045414759-pat00022
단계 912에서, 프리앰블 신호의 첫 번째 심볼의 시작점과 비교하여 ??치 파형에서 필요로 하는 이동(λ)은 펄스 오프셋 에러 메트릭(βλ)에 의해 추정된다. 실시 예로써, 펄스 오프셋 에러 메트릭(βλ)에 대응하는 ??치 파형에서 필요로 하는 이동(λ)은 정의표(lookup table)를 사용하여 추정된다. 정의표는 펄스 오프셋 에러 메트릭(βλ)의 N 값들을 포함하고, 펄스 오프셋 에러 메트릭에 따라 ??치 파형에서 필요로 하는 이동(λ)은 0에서 T까지 변한다.
단계 914에서, 프리앰블 신호의 각 펄스의 피크는 결정된 이동 값(λ)에 의하여 프리앰블 신호의 첫 번째 심볼의 시작점으로부터 ??치 파형을 이동시킴으로써 수신기(102)의 감도 영역에 동기화 된다. 결과적으로, ??치 파형의 감도 영역은 재생 이득을 최대화 하기 위해 수신되는 기저 대역 신호의 각 펄스의 피크와 맞추어 조정된다. 이것은 프리앰블 신호에서의 간헐적인 부분 이동(αTs,βTs) 때문에 가능하고, 프리앰블 신호의 다른 영역 동안에 수신되는 기저 대역 신호의 다른 부분들이 수신기(102)의 감도 영역 내에 놓이기 때문에 가능하다. 각각의 펄스가 동기화 되면, ??치 파형과 수신되는 기저 대역 신호는 추가적인 처리를 위해 다시 피드(feed)된다.
단계 912에서 계산된 λ값은 동기화 시퀀스의 블록에서의 기본 시퀀스의 개수(Q)가 3보다 작거나 같은 경우에 적용될 수 있다. 그러나, Q>3일 때, 프리앰블 신호의 첫 번째 심볼의 시작점과 비교하여 ??치 파형에서 필요로 하는 부분 이동인 λ 또는 Tfoff는 하기와 같은 식을 사용하여 추정된다.
Figure 112014045414759-pat00023
여기서, Nmax는 도 8의 단계 812에서 인식되는 소정의 임계 값(Ts)보다 큰 상관 값들의 집합으로부터 획득되는 최대 상관 값에 대응하는 인덱스이다.
도 10A와 10B는 프리앰블 신호의 각 펄스의 피크가 ??치 파형의 감도 영역과 동기화하는 것을 묘사하는 도식적인 표현을 나타낸다. 도 10A에서 도식적인 표현(1000)은 프리앰블 신호에 대응하는 수신되는 기저 대역 신호(1004)와 오버 ??칭 레이트(OQR)를 1로 갖는 ??치 파형(1002)간의 상관을 나타낸다. 수신되는 기저 대역 신호(1004)는 프리앰블 신호의 기본 시퀀스 사이에 간헐적인 부분 이동(1006)을 갖는 것을 볼 수 있다. 또한, ??치 파형(1002)이 수신되는 기저대역 신호의 각 펄스의 피크로부터 떨어진 감도 영역(1008)을 갖는 것을 볼 수 있다.
도 10B를 보면, 도시적인 표현(1050)은 시작 인덱스(1054)로부터 이동 지속기간(1052)에 의해 프리앰블 신호의 각 펄스의 피크를 동기화하기 위해 ??치 파형의 이동을 나타낸다. 이동 지속기간(1052)만큼 ??치 파형을 이동시킴으로써, 수신기(102)와 동기화된 프리앰블 신호의 각 펄스의 피크가 참조 숫자인 1056이 가리키는 것으로써 볼 수 있다.
도 11은 일 실시 예로써, 예시적인 초 재생 수신기(SRR)(1100)를 나타낸다. SRR(1100)은 도 1의 수신기(102)의 예시적인 실시 예이다. SRR(1100)은 안테나(1102), 저 잡음 증폭기(a low noise amplifier)(LNA)(1104), 초 재생 오실레이터(SRO)(1108), 포락선 검파기(1108), 저역 필터(LPF)(1110), 아날로그-디지털 변환기(ADC)(501), 타이밍 동기화 모듈(500), ??치 파형 생성기(506), 및 데이터 검출 모듈(510)을 포함한다.
도 11에서 볼 수 있듯이, ADC(501)와 연결된 타이밍 동기화 모듈(500)은 프리앰블 신호에 대응하는 데이터 패킷을 공기 중에서 검출하고, 프리앰블 신호의 시작 인덱스를 결정하고, 프리앰블 신호에 대응하는 수신하는 기저 대역 신호의 펄스의 피크가 SRR의 감도 영역에 동기화되기 위해 ??치 파형에서의 이동(shift)을 계산한다. SRO(1106)가 남아있는 수신되는 기저 대역 신호의 각각의 펄스의 피크가 ??치 파형의 감도 영역에 동기화 시키기 위하여, ??치 파형에서 필요로 하는 시작 인덱스와 이동(shift)은 ??치 파형 생성기(504)에게 제공된다. 안테나(1102), LNA(1104), SRO(1106), 포락선 검파기(1108), 및 LPF(1100)와 같은 SRR(1100)의 구성 요소들은 당업자에게 충분히 알려졌고, 그러므로 이에 대한 설명은 생략한다.
이제까지 실시예들을 중심으로 살펴보았다. 개시된 실시예들이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 개시된 실시예들이 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 변형된 형태로 구현될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 개시된 실시예들은 한정적인 관점이 아니라 설명적인 관점에서 고려되어야 한다. 실시예들에 따른 발명의 범위는 전술한 설명이 아니라 특허청구범위에 나타나 있으며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 차이점은 발명의 범위에 포함된 것으로 해석되어야 할 것이다.
게다가, 다양한 장치들, 모듈들, 및 본원의 기술은 하드웨어 회로를 사용하여 작동하고 가능하게 될 것이다. 여기서 하드웨어 회로의 예로는, 논리 회로에 기반한 상보적 금속 산화물 반도체, 펌 웨어, 소프트웨어 또는 하드웨어의 다양한 조합, 머신 판독 가능 매체(machine readable medium)에서 내장된 소프트웨어 또는 펌 웨어를 들 수 있다. 예를 들어, 다양한 전기적 구조 및 방법들은 트랜지스터, 논리 게이트, 주문형 반도체(application specific integrated circuit)와 같은 전기 회로에 구현(embodied)될 수 있다.

Claims (30)

  1. 초 재생 수신기(super-regenerative receiver)의 감도 영역(sensitivity region)에 각 펄스의 피크가 동기화 되는 프리앰블 신호를 생성하는 단계; 및
    상기 생성된 프리앰블 신호에 대응하는 기저 대역 신호 형태로 상기 프리앰블 신호를 포함하는 데이터 패킷을 상기 초 재생 수신기에게 전송하는 단계;를 포함하고,
    상기 프리앰블 신호는
    하나 이상의 동기화 시퀀스 블록을 갖고,
    상기 각각의 동기화 시퀀스 블록은 연속적인 기본 시퀀스 사이에 소정의 시간의 간헐적인 부분 이동(fractional shift)이 있는 복수의 기본 시퀀스로 구성되는 송신기의 동작 방법.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 복수의 기본 시퀀스의 각각은 정해진 길이를 갖고, 하나 이상의 주기(period)로 구성된 동작 방법.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 프리앰블 신호를 생성하는 단계는,
    기본 2진 시퀀스를 생성하는 단계;
    소정의 횟수만큼 상기 기본 2진 시퀀스를 반복하는 단계;
    상기 반복된 기본 2진 시퀀스를 반복된 기본 펄스 시퀀스로 변환시키는 단계;
    동기화 시퀀스 블록을 획득하기 위해 상기 반복된 기본 펄스 시퀀스 사이에 제 1의 간헐적인 부분 이동을 추가하는 단계;
    소정의 횟수만큼 상기 동기화 시퀀스 블록을 반복하는 단계; 및
    상기 동기화 시퀀스 블록 사이에 제 2의 간헐적인 부분 이동을 추가하는 단계를 포함하는 동작 방법.
  4. 제 3항에 있어서, 상기 제 1의 간헐적인 부분 이동은 단일 펄스의 시간 주기의 분수 배(fractional multiple)인 동작 방법.
  5. 제 3항에 있어서, 상기 제 1의 간헐적인 부분 이동과 제 2의 간헐적인 부분 이동의 총합은 단일 펄스의 시간 주기의 정수 배인 동작 방법.
  6. 송신기로부터 수신된 프리앰블 신호에 대응하는 기저 대역 신호에 기초하여 수신되는 데이터 패킷의 존재를 검출하는 단계;
    상기 검출된 데이터 패킷에 대응하는 상기 프리앰블 신호의 첫 번째 심볼의 시작점을 설정하는 단계; 및
    상기 프리앰블 신호의 첫 번째 심볼의 시작점에 기초하여, 상기 프리앰블 신호의 각 펄스의 피크를 초 재생 수신기의 감도 영역에 동기화시키는 단계를 포함하고,
    상기 프리앰블 신호는
    하나 이상의 동기화 시퀀스 블록을 갖고,
    상기 각각의 동기화 시퀀스 블록은 연속적인 기본 시퀀스 사이에 소정의 시간의 간헐적인 부분 이동(fractional shift)이 있는 복수의 기본 시퀀스로 구성되는 상기 초 재생 수신기의 동작 방법.
  7. 제 6항에 있어서,
    상기 복수의 기본 시퀀스의 각각은 정해진 길이를 갖고, 하나 이상의 주기로 구성된 동작 방법.
  8. 제 6 항에 있어서,
    상기 수신되는 데이터 패킷의 존재를 검출하는 단계는,
    미리 결정된 기본 시퀀스와 상기 기저 대역 신호의 상관을(correlating) 통해 상관 값(correlation value)을 계산하는 단계;
    상기 계산된 상관 값과 미리 결정된 임계 값을 비교하는 단계; 및
    상기 비교 결과에 따라, 상기 수신되는 데이터 패킷을 검출하는 단계;를 포함하는 동작 방법.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 상관 값을 계산하는 단계는,
    상기 프리앰블 신호의 기본 시퀀스에서 각 주기의 상관 값을 계산하는 단계; 및 상기 계산된 각 주기의 상관 값들의 평균화를 통해 평균 상관 값을 계산하는 단계를 포함하는 동작 방법.
  10. 제 6 항에 있어서,
    상기 검출된 데이터 패킷에 대응하는 프리앰블 신호의 첫 번째 심볼의 시작점을 설정하는 단계는,
    상기 수신되는 기저 대역 신호와 미리 결정된 SFD(start frame delimiter) 시퀀스의 상관 값 계산을 통해 상기 수신되는 기저 대역 신호의 SFD 시퀀스의 존재를 검출하는 단계; 및
    상기 상관 값과 미리 결정된 임계 값과의 비교를 통해, 심볼 동기화 지점을 결정하는 단계를 포함하는 동작 방법.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 검출된 데이터 패킷에 대응하는 프리앰블 신호의 첫 번째 심볼의 시작점을 설정하는 단계는,
    상기 상관 값과 상기 미리 결정된 임계 값과의 비교를 통해, 상기 기저 대역 신호와 상기 미리 결정된 기본 시퀀스를 상관시킴으로써 획득된 상관 값에 대응하는 인덱스(index) 값을 결정하는 단계;
    상기 인덱스 값을 이용하여 상관 값의 집합을 계산하는 단계;
    상기 상관 값의 집합 중 미리 결정된 임계 값보다 크거나 같은 상관 값을 인식하는 단계; 및
    상기 인식된 상관 값의 개수에 기초하여 상기 프리앰블 신호의 시작 인덱스를 추정하는 단계를 더 포함하고,
    상기 추정된 시작 인덱스에 기초하여 상기 프리앰블 신호의 첫번째 심볼의 시작점을 설정하는 것을 특징으로 하는 동작 방법.
  12. 제 6 항에 있어서,
    상기 프리앰블 신호의 각 펄스의 피크를 초 재생 수신기의 감도 영역에 동기화시키는 단계는,
    펄스 동기화 플래그의 상태를 결정하는 단계;
    상기 플래그의 상태에 기초하여, 일정 주기만큼 퀀치(quench) 파형을 이동 시키고 남은(remaining) 수신되는 데이터 패킷을 처리하는 단계를 포함하는 동작 방법.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 프리앰블 신호의 각 펄스의 피크를 초 재생 수신기의 감도 영역에 동기화시키는 단계는,
    상기 플래그의 상태에 기초하여, 상기 프리앰블 신호에서 복수의 기본 시퀀스 각각에 대한 평균 샘플을 획득하는 단계;
    상기 획득된 평균 샘플을 이용하여 펄스 오프셋 에러 메트릭(pulse offset error metric)을 계산하는 단계; 및
    상기 계산된 펄스 오프셋 에러 메트릭에 기초하여, 상기 프리앰블 신호의 각 펄스의 피크를 상기 초 재생 수신기의 감도 영역에 동기화시키기 위해 상기 프리앰블 신호의 시작 인덱스에 대하여 ??치 파형에서 필요로 하는 이동량을 추정하는 단계를 더 포함하고,
    상기 추정된 이동량에 기초하여 상기 프리앰블 신호의 각 펄스의 피크를 상기 초 재생 수신기의 감도 영역에 동기화시키는 동작 방법.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 이동량을 추정하는 단계는,
    정의표(look up table)를 사용하여 상기 펄스 오프셋 에러 메트릭에 대응하는 ??치 파형에서 필요로 하는 이동량을 결정하는 단계를 포함하는 동작 방법.
  15. 제 11항에 있어서,
    상기 프리앰블 신호의 각 펄스의 피크를 초 재생 수신기의 감도 영역에 동기화시키는 단계는,
    상기 인식된 상관 값들 중의 최대 상관 값에 대응하는 인덱스를 인식하는 단계;
    상기 인식된 인덱스에 기초하여, 상기 프리앰블 신호의 각 펄스의 피크를 상기 초 재생 수신기의 감도 영역에 동기화시키기 위해 상기 프리앰블의 시작 인덱스에 대하여 ??치 파형에서 필요로 하는 이동량을 추정하는 단계를 포함하고,
    상기 추정된 이동량에 기초하여 상기 프리앰블 신호의 각 펄스의 피크를 상기 초 재생 수신기의 감도 영역에 동기화시키는 동작 방법.
  16. 초 재생 수신기(super-regenerative receiver)의 감도 영역(sensitivity region)에 각 펄스의 피크가 동기화 되는 프리앰블 신호를 생성하는 프리앰블 신호 생성 모듈; 및
    상기 생성된 프리앰블 신호에 대응하는 기저 대역 신호 형태로 상기 프리앰블 신호를 포함하는 데이터 패킷을 상기 초 재생 수신기에게 전송하는 전송부를 포함하고,
    상기 프리앰블 신호는
    하나 이상의 동기화 시퀀스 블록을 갖고,
    각각의 동기화 시퀀스 블록은 연속적인 기본 시퀀스 사이에 소정의 시간의 간헐적인 부분 이동(fractional shift)이 있는 복수의 기본 시퀀스로 구성되는 송신기.
  17. 제 16항에 있어서,
    상기 복수의 기본 시퀀스의 각각은 정해진 길이를 갖고, 하나 이상의 주기(period)로 구성되는 송신기
  18. 제 16항에 있어서,
    상기 프리앰블 신호 생성 모듈은,
    기본 2진 시퀀스를 생성하고,
    소정의 횟수만큼 상기 기본 2진 시퀀스를 반복하고,
    상기 반복된 기본 2진 시퀀스를 반복된 기본 펄스 시퀀스로 변환하고,
    동기화 시퀀스 블록을 획득하기 위해 상기 반복된 기본 펄스 시퀀스 사이에 제 1의 간헐적인 부분 이동을 추가하고,
    소정의 횟수만큼 상기 동기화 시퀀스 블록을 반복하고,
    상기 동기화 시퀀스 블록 사이에 제 2의 간헐적인 부분 이동을 추가하는 송신기.
  19. 제 18항에 있어서, 상기 제 1의 간헐적인 부분 이동은 단일 펄스의 시간 주기의 분수 배(fractional multiple)인 송신기.
  20. 제 18항에 있어서, 상기 제 1의 간헐적인 부분 이동과 상기 제 2의 간헐적인 부분 이동의 총합은 단일 펄스의 시간 주기의 정수 배인 송신기.
  21. 송신기로부터 수신된 프리앰블 신호에 대응되는 기저 대역 신호에 기초하여 수신되는 데이터 패킷의 존재를 검출하도록 구성된 패킷 검출 모듈;
    상기 검출된 데이터 패킷에 대응되는 프리앰블 신호의 첫 번째 심볼의 시작점을 설정하도록 구성된 심볼 동기화 모듈; 및
    상기 프리앰블 신호의 첫 번째 심볼의 시작점에 기초하여 상기 프리앰블 신호의 각 펄스의 피크를 초 재생 수신기의 감도 영역에 동기화시킬 수 있도록 구성된 펄스 동기화 모듈을 포함하고,
    상기 프리앰블 신호는
    하나 이상의 동기화 시퀀스 블록을 갖고,
    각각의 동기화 시퀀스 블록은 연속적인 기본 시퀀스 사이에 소정의 시간의 간헐적인 부분 이동(fractional shift)이 있는 복수의 기본 시퀀스로 구성되는 초 재생 수신기.
  22. 제 21항에 있어서,
    상기 복수의 기본 시퀀스의 각각은 정해진 길이를 갖고, 하나 이상의 주기(period)로 구성되는 초 재생 수신기
  23. 제 21 항에 있어서,
    상기 패킷 검출 모듈은,
    미리 결정된 기본 시퀀스와 상기 기저 대역 신호의 상관을(correlating) 통해 상관 값(correlation value)을 계산하고,
    상기 계산된 상관 값과 미리 결정된 임계 값을 비교하고,
    상기 비교 결과에 따라 상기 수신되는 데이터 패킷을 검출하는 초 재생 수신기.
  24. 제 23 항에 있어서,
    상기 패킷 검출 모듈은,
    상기 프리앰블 신호의 기본 시퀀스에서 각 주기의 상관 값을 계산하고, 상기 계산된 각 주기의 상관 값들의 평균화를 통해 평균 상관 값을 계산하는 초 재생 수신기.
  25. 제 21 항에 있어서,
    상기 심볼 동기화 모듈은,
    상기 수신되는 기저 대역 신호와 미리 결정된 SFD(start frame delimiter) 시퀀스의 상관 값 계산을 통해 수신된 기저 대역 신호의 SFD 시퀀스의 존재를 검출하고,
    상기 상관 값과 미리 결정된 임계 값과의 비교를 통해, 심볼 동기화 지점을 결정하는 초 재생 수신기.
  26. 제 25 항에 있어서,
    상기 심볼 동기화 모듈은,
    상기 상관 값과 상기 미리 결정된 임계 값과의 비교를 통해, 상기 기저 대역 신호와 미리 결정된 기본 시퀀스를 상관시킴으로써 획득된 상관 값에 대응하는 인덱스(index) 값을 결정하고,
    상기 인덱스 값을 이용하여 상관 값의 집합을 계산하고,
    상기 상관 값의 집합 중 미리 결정된 임계 값보다 크거나 같은 상관 값을 인식하고,
    상기 인식된 상관 값의 개수에 기초하여 상기 프리앰블 신호의 시작 인덱스를 추정하고,
    상기 추정된 시작 인덱스에 기초하여 상기 프리앰블 신호의 첫 번째 심볼의 시작점을 설정하는 초 재생 수신기
  27. 제 21 항에 있어서,
    상기 펄스 동기화 모듈은,
    펄스 동기화 플래그의 상태를 결정하고,
    상기 플래그의 상태에 기초하여, 일정 주기만큼 ??치(quench) 파형을 이동 시키고 남은(remaining) 수신되는 데이터 패킷을 처리하는 초 재생 수신기.
  28. 제 27 항에 있어서,
    상기 펄스 동기화 모듈은,
    상기 플래그의 상태에 기초하여, 상기 프리앰블 신호에서 복수의 기본 시퀀스 각각에 대한 평균 샘플을 획득하고,
    상기 획득된 평균 샘플을 이용하여 펄스 오프셋 에러 메트릭(pulse offset error metric)을 계산하고,
    상기 계산된 펄스 오프셋 에러 메트릭에 기초하여, 상기 프리앰블 신호의 각 펄스의 피크를 상기 초 재생 수신기의 감도 영역에 동기화 시키기 위해 상기 프리앰블의 시작 인덱스에 대하여 ??치 파형에서 필요로 하는 이동량을 추정하고,
    상기 추정된 이동량에 기초하여 상기 프리앰블 신호의 각 펄스의 피크를 상기 초 재생 수신기의 감도 영역에 동기화시키는 초 재생 수신기.
  29. 제 28 항에 있어서,
    상기 펄스 동기화 모듈은,
    정의표(look up table)를 사용하여 상기 펄스 오프셋 에러 메트릭에 대응하는 ??치 파형에서 필요로 하는 이동량을 결정하는 초 재생 수신기.
  30. 제 26항에 있어서,
    상기 펄스 동기화 모듈은,
    상기 인식된 상관 값들 중에 최대 상관 값에 대응하는 인덱스를 인식하고,
    상기 인식된 인덱스에 기초하여, 상기 프리앰블 신호의 각 펄스의 피크를 상기 초 재생 수신기의 감도 영역에 동기화 시키기 위해 상기 프리앰블의 시작 인덱스에 대하여 ??치 파형에서 필요로 하는 이동량을 추정하고,
    상기 추정된 이동량에 기초하여 상기 프리앰블 신호의 각 펄스의 피크를 상기 초 재생 수신기의 감도 영역에 동기화시키는 초 재생 수신기.
KR1020140057951A 2013-08-09 2014-05-14 초 저전력 통신을 기반으로 한 초 재생 수신기에 대한 타이밍 동기화 시스템 및 방법 KR102208957B1 (ko)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US14/455,517 US9240816B2 (en) 2013-08-09 2014-08-08 Timing synchronization system and method of super regenerative receiver based on ultra low power communication

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
IN3564/CHE/2013 2013-08-09
IN3564CH2013 2013-08-09

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20150018362A KR20150018362A (ko) 2015-02-23
KR102208957B1 true KR102208957B1 (ko) 2021-01-28

Family

ID=53046823

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020140057951A KR102208957B1 (ko) 2013-08-09 2014-05-14 초 저전력 통신을 기반으로 한 초 재생 수신기에 대한 타이밍 동기화 시스템 및 방법

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR102208957B1 (ko)

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20110274141A1 (en) * 2007-10-25 2011-11-10 Nokia Corporation Method of and apparatus for synchronization
US20120307839A1 (en) * 2011-05-31 2012-12-06 Dumitru Mihai Ionescu Method for receiving channel selection information

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20110274141A1 (en) * 2007-10-25 2011-11-10 Nokia Corporation Method of and apparatus for synchronization
US20120307839A1 (en) * 2011-05-31 2012-12-06 Dumitru Mihai Ionescu Method for receiving channel selection information

Also Published As

Publication number Publication date
KR20150018362A (ko) 2015-02-23

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US9954701B2 (en) Bluetooth signal receiving method and device using improved packet detection and symbol timing acquisition
US9853787B2 (en) Carrier frequency offset estimation for wireless communication
JP4821375B2 (ja) 送信装置および通信システム
WO2013104281A1 (zh) 一种频谱感知方法和系统
JP2011515954A (ja) 決定帰還等化と追跡とのための単一キャリアバースト構造
KR101178248B1 (ko) 수신 데이터 값들의 결정
KR101945178B1 (ko) 초저전력 초재생 수신 장치 및 방법
US9240816B2 (en) Timing synchronization system and method of super regenerative receiver based on ultra low power communication
KR102208957B1 (ko) 초 저전력 통신을 기반으로 한 초 재생 수신기에 대한 타이밍 동기화 시스템 및 방법
WO2009025621A1 (en) Method and system for determining whether a transmitted data signal comprising a cyclic prefix is present in a received signal
Oh et al. IR-UWB packet-based precise ranging system for u-Home networks
He et al. Fast and low-complexity frame-level synchronization for transmitted reference receivers
JP4506248B2 (ja) 同期装置及び同期方法
Thangalakshmi et al. Matched filter detection based spectrum sensing in cognitive radio networks
CN110535620B (zh) 一种基于判决反馈的信号检测与同步方法
August et al. Pulse sense: A method to detect a busy medium in pulse-based ultra wideband (UWB) networks
JP4845819B2 (ja) 信号検出装置、受信機およびしきい値算出方法
CN113949609B (zh) 一种sc-fde解调同步方法和系统
JP5413962B2 (ja) 無線通信システム
Dan et al. A novel presence detector for burst signals based on the fluctuation of the correlation function
Kiyani et al. Co-channel interference mitigation technique for non-coherent OOK receivers
KR20110010020A (ko) 버스트 모드 패킷 전송 시스템을 위한 프리앰블 검출 방법
Shi et al. Spectrum sensing algorithms in the cognitive radio network
Nair et al. Timing synchronization in super-regenerative receivers with a single quench cycle per symbol
Di Renzo et al. A Modified Delay Locked Loop Synchronizer for Ranging–based Fine Timing Acquisition of Differential Transmitted Reference UWB Receivers

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right