KR102164807B1 - 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템의 구동 제어 장치 및 방법 - Google Patents

Abstract

모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템의 구동 제어 방법에 관한 것이며, 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템의 구동 제어 방법은, (a) 세분된 전압 벡터 중 일부를 후보 전압 벡터로 선정하는 단계; 및 (b) 상기 선정된 후보 전압 벡터를 비용 함수의 입력으로 하여 전력변환장치에 인가되도록 제어하는 단계를 포함할 수 있다.

Description

모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템의 구동 제어 장치 및 방법 {APPARATUS AND METHOD FOR DRIVING CONTROL OF POWER CONVERSION SYSTEM BASED ON MODEL PREDICTIVE CONTROL}

본원은 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템의 구동 제어 장치 및 방법에 관한 것이다. 특히, 본원은 모델 예측 제어 기반의 직류단 커패시터가 없는 계통 연계형 전력 변환 시스템의 구동을 제어하는 장치 및 방법에 관한 것이다.

최근, 환경 규제 강화와 산업적 관심의 증대로 신재생 에너지 및 그에 대한 계통 연계형 전력 변환 시스템(Grid Connected Power Conversion System)에 대한 연구가 활발히 진행되고 있다. 이러한 시스템 중 직류단 커패시터가 없는 전력변환장치인 매트릭스 컨버터(matrix- converter)를 채택한 시스템(즉, 직류단 커패시터가 없는 계통 연계형 전력 변환 시스템)은 직류단 커패시터가 없어 부피가 작고 신뢰성이 높으며, 입력 역률의 제어 및 추가 소자 없는 양방향 전력 흐름이 가능하여, 차세대 시스템으로 주목받고 있다.

직류단 커패시터가 없는 계통 연계형 전력 변환 시스템은 일반적으로 비례-적분 제어기를 통해 제어되며, 일반적으로 입-출력 전류의 크기, 주파수, 역률 등을 제어한다. 예시적으로, 비례-적분 제어기를 이용한 계통연계형 인버터의 제어 기술로서 한국등록특허 제10-1178393호가 존재한다.

그런데, 이러한 비례-적분 제어기는 그 설계 및 조율이 시스템의 구동 시간, 구동 온도, 구동 전류 등과 같은 환경 영향에 민감하고, 제어 동특성이 제어기의 대역폭에 의해 제한되는 문제가 있다. 따라서 이에 대한 대안으로, 외부 환경 변화에 강인하고 동특성이 우수한 제어를 수행할 수 있는 다양한 제어 방법이 개발되었다

직류단 커패시터가 없는 계통 연계형 전력 변환 시스템의 제어 방법은 히스테리시스, 슬라이딩 모드, 인공 지능, 예측 방법 등이 존재한다.

히스테리시스 제어는 전력 변환 장치의 비선형성을 이용하는 방식으로서, 전력 반도체의 스위칭은 히스테리시스 폭을 고려하여 제어 대상의 측정값 및 지령과의 비교를 통해 수행된다. 슬라이딩 모드 제어는 가변 구조 제어의 일종으로 비선형 제어 방법이며, 슬라이딩 평면 위에서 제어시스템의 구조를 변화시키는 불연속 스위칭 입력에 대해 강인한 특성을 갖는다. 인공 지능 제어 방법은 세부적으로 퍼지, 신경망, 뉴로-퍼지 등의 기법으로 나누어지며, 인공 지능 이론을 기반으로 제어하는 방법을 의미한다.

이러한 앞서 설명한 제어 방법들(즉, 히스테리시스, 슬라이딩 모드, 인공 지능 기반의 제어 방법들)은 아날로그 기반의 제어 방법이기 때문에, 이를 디지털 시스템에서 구현할 경우 매우 높은 스위칭 주파수가 요구되거나(예를 들어, 히스테리시스의 경우), 출력 신호에 떨림이 있거나(예를 들어, 슬라이딩 모드의 경우), 과도한 연산량이 요구되어 실시간 구현이 어려운(예를 들어, 인공 지능의 경우) 문제가 있다.

예측 제어 방법은 전력 변환 시스템에 사용되는 디지털 신호 처리장치(Digital Signal Processor)의 연산 성능이 비약적으로 개선됨에 따라 많은 연구가 진행되고 있다.

예측 제어 방법 중 전력 변환 장치에 사용하기 적합한 종래의 기법으로는 고급 제어 기법 중 하나인 유한 제어 요소 모델 예측 제어(Finite Control Set-Model Predictive Control, FCS-MPC) 기법이 존재한다. 유한 제어 요소 모델 예측 제어 기법은 외부 환경 변화에 강인하며 동특성이 우수하고 비선형 부하에 적용이 용이한 장점이 있어, 항공 전자장비 및 전동기 구동 등을 위한 매트릭스 컨버터를 채택한 전력 변환 시스템에 대한 적용이 확대되고 있다.

그러나, 종래의 모델 예측 제어가 적용된 전력 변환 시스템은 스위칭 주파수가 가변하기 때문에 시스템이 공진할 수 있으며, 주파수 대역이 낮아 가청소음이 심하고, 입-출력 전류 리플이 상당하여 기술적 규제가 적용되는 계통 연계 전력 변환 장치에 적용하기 어려운 문제가 있다. 다시 말해, 종래의 모델 예측 제어가 적용된 전력 변환 시스템은 스위칭 주파수가 일정하지 않고, 주파수 대역이 낮으며, 입-출력 전류의 전고조파왜율(Total Harmonic Distortion, THD)이 커서 기술적 규제가 엄격히 적용되는 계통 연계형 전력 변환 시스템에 적용하기 어려운 문제가 있다.

본원은 전술한 종래 기술의 문제점을 해결하기 위한 것으로서, 직류단 커패시터가 없는 계통 연계형 전력 변환 시스템을 모델 예측 제어로 구동시킬 수 있는 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템의 구동 제어 장치 및 방법을 제공하려는 것을 목적으로 한다.

본원은 전술한 종래 기술의 문제점을 해결하기 위한 것으로서, 시스템의 공진 위험이 없으면서 가청소음이 심하지 않고, 입-출력 전류의 THD가 규정치 이내이며, 역률을 가변할 수 있는 기능을 가져 기술적 규제가 엄격히 적용되는 계통 연계형 전력 변환 시스템에 효과적으로 적용(활용)될 수 있는 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템의 구동 제어 장치 및 방법을 제공하려는 것을 목적으로 한다.

다만, 본원의 실시예가 이루고자 하는 기술적 과제는 상기된 바와 같은 기술적 과제들로 한정되지 않으며, 또 다른 기술적 과제들이 존재할 수 있다.

상기한 기술적 과제를 달성하기 위한 기술적 수단으로서, 본원의 일 실시예에 따른 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템의 구동 제어 방법은, (a) 세분된 전압 벡터 중 일부를 후보 전압 벡터로 선정하는 단계; 및 (b) 상기 선정된 후보 전압 벡터를 비용 함수의 입력으로 하여 전력변환장치에 인가되도록 제어하는 단계를 포함할 수 있다.

또한, 상기 (a) 단계는, 계통의 역기전력과 지령 전류를 이용하여 인버터단 측의 지령 전압을 추정함으로써 상기 후보 전압 벡터를 선정할 수 있다.

또한, 상기 (a) 단계는, 상기 세분된 전압 벡터로서 12개 이상의 수로 나누어진 세분된 전압 벡터를 이용할 수 있다.

또한, 상기 (a) 단계에서, 상기 세분된 전압 벡터의 세분 정도가 증가할수록 전력변환장치에 대한 입-출력 전류의 전고조파왜율이 감소할 수 있다.

또한, 상기 (b) 단계에서, 상기 전력변환장치에 인가되는 전압 벡터는, 상기 전력변환장치의 스위칭 주파수가 일정하게 설정되도록 공간 벡터 변조 기법이 적용된 상기 선정된 후보 전압 벡터일 수 있다.

또한, 상기 전력 변환 장치는, 직류단 커패시터가 없는 전력 변환 장치일 수 있다.

한편, 본원의 일 실시예에 따른 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템의 구동 제어 장치는, 세분된 전압 벡터 중 일부를 후보 전압 벡터로 선정하는 선정부; 및 상기 선정된 후보 전압 벡터를 비용 함수의 입력으로 하여 전력변환장치에 인가되도록 제어하는 제어부를 포함할 수 있다.

또한, 상기 선정부는, 계통의 역기전력과 지령 전류를 이용하여 인버터단 측의 지령 전압을 추정함으로써 상기 후보 전압 벡터를 선정할 수 있다.

또한, 상기 선정부는, 상기 세분된 전압 벡터로서 12개 이상의 수로 나누어진 세분된 전압 벡터를 이용할 수 있다.

또한, 상기 전력 변환 장치는, 직류단 커패시터가 없는 전력 변환 장치일 수 있다.

한편, 본원의 일 실시예에 따른 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템은, 3상 전압원에서 발전된 전류를 계통으로 공급하는 전력변환장치; 및 세분된 전압 벡터 중 일부를 후보 전압 벡터로 선정하고, 상기 선정된 후보 전압 벡터를 비용 함수의 입력으로 하여 전력변환장치에 인가되도록 제어하는 모델 예측 제어를 통해 전력 변환 시스템의 구동을 제어하는 전력 변환 시스템의 구동 제어 장치를 포함할 수 있다.

상술한 과제 해결 수단은 단지 예시적인 것으로서, 본원을 제한하려는 의도로 해석되지 않아야 한다. 상술한 예시적인 실시예 외에도, 도면 및 발명의 상세한 설명에 추가적인 실시예가 존재할 수 있다.

전술한 본원의 과제 해결 수단에 의하면, 모델 예측 제어 기반으로 직류단 커패시터가 없는 계통 연계형 전력 변환 시스템의 구동을 제어할 수 있다.

전술한 본원의 과제 해결 수단에 의하면, 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템의 구동 제어 장치 및 방법(특히, 모델 예측 제어 기반의 직류단 커패시터가 없는 계통 연계형 전력 변환 시스템의 구동을 제어하는 장치 및 방법)을 제공함으로써, 시스템의 공진 위험이 없으면서 가청소음이 심하지 않고, 입-출력 전류의 THD가 규정치 이내이며, 역률을 가변할 수 있는 기능을 가져 기술적 규제가 엄격히 적용되는 계통 연계형 전력 변환 시스템에 효과적으로 적용(활용)될 수 있다.

전술한 본원의 과제 해결 수단에 의하면, 직류단 커패시터가 없는 계통 연계형 전력 변환 시스템을 모델 예측 제어 방법으로 구동시킴으로써, 외부 환경 변화에 강인하고 동특성이 우수하며, 비선형 부하에 적용이 용이하다.

다만, 본원에서 얻을 수 있는 효과는 상기된 바와 같은 효과들로 한정되지 않으며, 또 다른 효과들이 존재할 수 있다.

도 1은 본원의 일 실시예에 따른 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템의 개략적인 구성을 나타낸 도면이다.
도 2는 본원의 일 실시예에 따른 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템에 포함된 발전부의 구성을 개략적으로 나타낸 도면이다.
도 3은 본원의 일 실시예에 따른 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템에 포함된 정류단의 공간 벡터도를 나타낸 도면이다.
도 4는 정류단의 전류 벡터에 따른 스위칭 상태와 직류단 전압의 예를 나타낸다.
도 5는 본원의 일 실시예에 따른 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템에 포함된 인버터단의 공간 벡터도를 나타낸 도면이다.
도 6은 본원의 일 실시예에 따른 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템의 제어 구성을 개략적으로 나타낸 도면이다.
도 7은 본원의 일 실시예에 따른 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템의 구동 제어 장치에서 고려되는 인버터단의 세분된 공간 벡터도를 나타낸 도면이다.
도 8은 본원의 일 실시예에 따른 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템의 구동 제어 장치에서 고려되는 인버터단의 세분된 공간 벡터도에서, 제1 섹터 내지 제3 섹터의 세분된 전압 벡터의 좌표 값을 나타낸 도면이다.
도 9는 본원의 일 실시예에 따른 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템의 구동 제어 장치에서 고려되는 인버터단의 세분된 공간 벡터도에서, 제1 섹터의 세분된 전압 벡터의 좌표 값 (a), 제2 섹터의 세분된 전압 벡터의 좌표 값 (b), 및 제3 섹터의 세분된 전압 벡터의 좌표 값 (c) 각각을 나타낸 도면이다.
도 10은 본원의 일 실시예에 따른 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템의 구동 제어 장치에서 본원에서 제안하는 모델 예측 제어에 의해, 일예로 N이 3일 때 기준 전압 벡터 주변에 감소된 후보 전압 벡터의 예를 나타낸 도면이다.
도 11은 본원의 일 실시예에 따른 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템의 구동 제어 장치의 효율성을 검증하기 위해 수행된 일 실험에서 고려된 시뮬레이션 파라미터의 예를 나타낸 도면이다.
도 12는 종래 FCS-MPC(Conventional FCS-MPC)와 비교하여 본원에서 제안된 기술(Proposed MPC)의 정상 상태의 성능을 시뮬레이션한 결과를 나타낸 도면이다.
도 13은 본원에서 제안된 기술의 동적 성능의 시뮬레이션 결과를 나타낸 도면이다.
도 14는 본원의 일 실시예에 따른 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템의 구동 제어 방법에 대한 동작 흐름도이다.

아래에서는 첨부한 도면을 참조하여 본원이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 본원의 실시예를 상세히 설명한다. 그러나 본원은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본원을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.

본원 명세서 전체에서, 어떤 부분이 다른 부분과 "연결"되어 있다고 할 때, 이는 "직접적으로 연결"되어 있는 경우뿐 아니라, 그 중간에 다른 소자를 사이에 두고 "전기적으로 연결" 또는 "간접적으로 연결"되어 있는 경우도 포함한다.

본원 명세서 전체에서, 어떤 부재가 다른 부재 "상에", "상부에", "상단에", "하에", "하부에", "하단에" 위치하고 있다고 할 때, 이는 어떤 부재가 다른 부재에 접해 있는 경우뿐 아니라 두 부재 사이에 또 다른 부재가 존재하는 경우도 포함한다.

본원 명세서 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성 요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성 요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성 요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.

이하 본원을 설명함에 있어서 '지령'이라는 용어는 '기준'이라는 용어로 달리 표현될 수 있다.

도 1은 본원의 일 실시예에 따른 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템(100)의 개략적인 구성을 나타낸 도면이다. 이하에서는 본원의 일 실시예에 따른 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템(100)을 설명의 편의상 본 시스템(100)라 하기로 한다.

도 1을 참조하면, 본 시스템(100)은 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템으로서, 모델 예측 제어를 통한 직류단 커패시터가 없는 계통 연계형 전력 변환 시스템이라 달리 표현될 수 있다.

본 시스템(100)은 전력 변환 시스템의 구동 제어 장치(10) 및 발전부(20)를 포함할 수 있다.

전력 변환 시스템의 구동 제어 장치(10)는 본원의 일 실시예에 따른 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템의 구동 제어 장치(10)로서, 특히, 모델 예측 제어를 통한 직류단 커패시터가 없는 계통 연계형 전력 변환 시스템의 구동 제어 장치(10)를 의미할 수 있다. 이하에서는 전력 변환 시스템의 구동 제어 장치(10), 즉 본원의 일 실시예에 따른 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템의 구동 제어 장치(10)를 설명의 편의상 본 장치(10)라 하기로 한다.

본 장치(10)는 선정부(11) 및 제어부(12)를 포함할 수 있다.

본 장치(10)는 세분된 전압 벡터 중 일부를 후보 전압 벡터로 선정하고, 선정된 후보 전압 벡터를 비용 함수의 입력으로 하여 전력변환장치에 인가되도록 제어하는 모델 예측 제어를 통해 전력 변환 시스템의 구동을 제어할 수 있다. 본 장치(10)에 대한 보다 구체적인 설명은 후술하여 설명하기로 한다.

발전부(20)에 대한 설명은 도 2를 참조하여 보다 쉽게 이해될 수 있다.

도 2는 본원의 일 실시예에 따른 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템(100)에 포함된 발전부(20)의 구성을 개략적으로 나타낸 도면이다.

도 2를 참조하면, 발전부(20)는 3상 전압원(3-Phase Voltage Source, 21), 전력변환장치(22) 및 계통(Grid, 26)를 포함할 수 있다.

전력변환장치(22)는 정류단(23), 직류단(DC-link, 24) 및 인버터단(25)을 포함할 수 있다. 여기서, 정류단(23)은 전류원 정류단(Current Source Rectifier, CSR, 23)이라 달리 표현되고, 인버터단(25)은 전압원 인버터단(Voltage Source Inverter, VSI, 25)이라 달리 표현될 수 있다. 또한, 직류단(24)은 커패시터가 없는 직류단(24)으로서, 정류단(23)과 인버터단(25) 사이의 부분을 의미할 수 있다. 전력변환장치(22)는 직류단 커패시터가 없는 전력변환장치(22)라 달리 표현될 수 있다.

또한, 본원에서 전력변환장치(22)는 간접 매트릭스 컨버터(indirect-matrix- converter, IMC)라 달리 표현될 수 있다. 여기서, 간접 매트릭스 컨버터(IMC)는 정류단(23)이 인버터단(25)으로 에너지 저장 소자 없이 직접 연결된 형태인 본원에서 제안하는 전력변환장치(22)의 토폴로지를 의미할 수 있다

전력변환장치(22)는 3상 전압원(21)에서 발전된 전류를 계통(26)으로 공급(전달)할 수 있다.

전력변환장치(22)의 정류단(23)은 본 시스템(100)(특히, 발전부)의 입력 측에 배치되고, 3상 전압원(21)과 연결되도록 배치될 수 있다. 정류단(23)은 양방향 스위치 6개로 이루어질 수 있으며, 하나의 양방향 스위치는 단방향 스위치(IGBT)와 역방향 다이오드가 병렬로 조합된 두 세트가 직렬로 연결된 형태로 이루어질 수 있다.

전력변환장치(22)의 인버터단(25)은 본 시스템(100)(특히 발전부)의 출력 측에 배치되고, 계통(26)과 연결되도록 배치될 수 있다. 전압원 인버터단(25)은 6개의 단방향 스위치(IGBT)와 역방향 다이오드의 조합으로 이루어질 수 있다.

본 시스템(100)의 입력 측에는 풍력 발전, 바이오 매스, 소수력 등의 신재생 에너지 시스템으로부터 출력되는 3상 전압원(21)이 정류단(23)과 연결되도록 배치될 수 있다. 또한, 본 시스템(100)의 출력 측에는 마이크로 그리드, 스마트 그리드와 같은 계통(26)이 인버터단(25)과 연결되도록 배치될 수 있다.

본 시스템(100)에 적용된 전력변환장치(22)는 부피가 크고 수명이 짧아 신뢰성을 저하시키는 직류단 커패시터가 제거된 형태의 전력변환장치(22)이므로, 본 시스템(100)은 종래 일반적인 계통 연계형 전력 변환 시스템과 대비하여 전체 시스템의 부피 및 비용을 줄일 수 있고, 신뢰성을 향상시킬 수 있다. 다시 말해, 본원에서 제안하는 IMC(22)에 의하면, 직류단(24)에 커패시터가 필요 없기 때문에, AC-DC-AC 전력변환의 일반적인 시스템과는 달리 시스템의 부피를 효과적으로 줄일 수 있다. IMC(22)는 시스템의 신뢰성(reliability)과 전력밀도(power density)를 높일 수 있다.

전력변환장치(22)에 대하여 3상 전압원(21)에서 발전된 입력 측 전류(i _a , i _b , i _c ) 및 계통(26)으로 공급되는 출력 측 전류(i _r , i _s , i _t )는 모두 본원에서 제안하는 본 장치(10)에 의한 세분된 전압 벡터를 후보로 하는 모델 예측 제어 기술(방법)에 의하여 그 크기 및 주파수가 빠르게 제어될 수 있으며, 외부 환경 변화에 강인할 수 있다. 또한, 본 장치(10)에 의해 전력변환장치(22)에 대한 입-출력 측 3상의 역률 제어가 가능하므로, 본 장치(10) 및 본 장치(10)를 포함하는 시스템(즉, 모델 예측 제어 기반의 직류단 커패시터가 없는 계통 연계형 전력 변환 시스템, 100)은 계통 연계에 효과적으로 적용될 수 있다.

다시 말해, 전력변환장치(22)는 입력 신호로서, 3상 전압원(21)에서 발전된 입력 전류를 입력받을 수 있다. 전력변환장치(22)는 출력 신호로서, 출력 전류를 계통(26)으로 공급할 수 있다. 전력변환장치(22)에 대한 입-출력 전류의 크기 및 주파수는 외부 환경 변화에 강인하며 동특성이 우수한 본 장치(10)에 의한 모델 예측 제어 기법을 통해 제어될 수 있다. 또한, 본 장치(10)에 의한 본 시스템(100)의 제어를 통해 3상 전압원(21) 및 계통(26)의 입-출력 역률 제어가 가능하다.

이러한 본 시스템(100)은 비례-적분 제어기 기반의 종래의 직류단 커패시터가 없는 계통 연계형 전력 변환 시스템과 비교하여 외부 환경 변화에 강인하며, 제어 동특성이 우수하고, 비선형 부하를 구동하기 쉬우며, 상호 간섭이 없는 제어가 가능하다. 따라서, 본 장치(10) 및 본 장치(10)가 적용된 본 시스템(100)은, 비선형적 부하를 포함하는 시스템이면서 강인성 및 우수한 제어 동특성이 필요하고, 각 축 전류 간의 상호 독립적인 제어가 요구되는 계통 연계 전력 변환 응용 분야에서 효과적으로 적용(사용, 이용)될 수 있다.

즉, 본원에서는 간접 매트릭스 컨버터(IMC, 22)에서 전류 리플(current ripple) 감소를 위해, 세분된 전압 벡터(세분화된 전압 벡터, subdivided voltage vectors)를 사용하는 모델 예측 제어(model predictive control, MPC) 기술에 대하여 제안한다. 달리 말해, 본 장치(10)는 세분된 전압 벡터를 사용하는 모델 예측 제어를 통해, 직류단 커패시터가 없는 계통 연계형 전력 변환 시스템(100)의 구동을 제어할 수 있다.

이하 설명에서는 본원에서 제안하는 모델 예측 제어 기술(Proposed MPC)을 설명의 편의상 본원에서 제안된 기술(Proposed MPC)이라 표현하기로 한다. 이러한 본원에서 제안된 기술이라 함은 본 장치(10)에 의한 모델 예측 제어를 통한 직류단 커패시터가 없는 계통 연계형 전력 변환 시스템의 구동 제어 기술을 의미할 수 있다.

본원에서 제안된 기술(Proposed MPC)에서, 후보 전압 벡터(candidate voltage vectors)의 수는 세분된 전압 벡터에 의해 증가될 수 있으며, 이는 IMC(22)의 입-출력 전류 리플을 줄일 수 있다. 또한, 본 장치(10)는 본원에서 제안된 기술(Proposed MPC)을 통해 기준 전압 벡터(reference voltage vector)의 위치를 추정함으로써 세분화된 전압 벡터(subdivided voltage vectors)에 의해 발생되는 계산 부하를 감소시킬 수 있다. 따라서, 본 장치(10)에서 제안하는 모델 예측 제어(MPC)에 의하면, IMC(22)의 입-출력 전류 리플이 계산 부담없이 감소될 수 있다. 본원에서 제안된 기술(Proposed MPC)의 효과는 후술하는 시뮬레이션 결과에 의해 검증될 수 있다.

종래에 다양한 MPC 기술 중 하나인 유한 제어 요소 모델 예측 제어(Finite Control Set-Model Predictive Control, FCS-MPC) 기술은 시스템의 출력을 예측하는 부하 모델(load model)을 사용하는 비용 함수를 사용한다. FCS-MPC에서는 후보 전압 벡터(candidate voltage vectors)를 사용하여 비용 함수를 최소화하는 제어 입력을 결정한다. 그러나, FCS-MPC는 제어주기 동안 하나의 기본 전압 벡터가 인가되기 때문에 낮은 스위칭 주파수를 갖는 단점이 있다.

후보 전압 벡터의 수가 제한된 FCS-MPC가 IMC 구동(drives)에 사용되는 경우에는 출력 전류 리플이 증가하며, 이는 IMC의 출력 품질이 좋지 않다는 것을 의미할 수 있다. 이러한 FCS-MPC의 단점을 극복하기 위해, 후보 전압 벡터를 다시 세분화(subdivided)할 수 있다. 그런데, 세분된 전압 벡터는 다수의 후보 전압 벡터로 인해 계산상의 부담을 증가시킬 수 있다.

따라서, 본원에서는 IMC(22)에서 입출력 전류 리플을 줄이기 위해 세분화된 전압 벡터를 사용하는 모델 예측 제어(MPC) 기술을 제안한다. 또한, 본원에서는 기준 전압 벡터의 위치(reference voltage vector)를 추정하여 계산 부담을 줄일 수 있는 방안에 대하여 제안한다. 이러한 세분화된 전압 벡터를 사용하는 모델 예측 제어(MPC) 및 기준 전압 벡터의 위치 추정은 본 장치(10)에 의해 수행될 수 있다.

앞서 설명한 바와 같이, 전력변환장치(22, IMC)는 3상 전압원(21)에서 계통(26)으로의 전력 변환을 수행할 수 있다. 정류단(23)은 발전 시스템과 같은 3상 전압원(21)에 연결되고, 인버터단(25)은 필터가 있는 계통(26)에 연결될 수 있다.

본원에서 정류단(23)의 변조 과정 및 인버터단(25)의 변조 과정에서는 예시적으로 공간 벡터 변조(space-vector modulation, SVM) 기법이 적용될 수 있으며, 다만, 이에만 한정되는 것은 아니고, 종래 기 공지되었거나 향후 개발되는 다양한 변조 기법이 적용될 수 있다.

정류단(23)의 변조 과정에 대한 보다 구체적인 설명은 다음과 같다.

도 3은 본원의 일 실시예에 따른 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템(100)에 포함된 정류단(23, CSR)의 공간 벡터도(즉, 정류단의 공간 벡터 전류 다이어그램)를 나타낸 도면이다.

도 3을 참조하면, 각 섹터(sector)에서, 기준 전류 벡터(reference current vector)는 2 개의 인접한 전류 벡터의 조합에 의해 생성될 수 있다. 본원에서 기준 전류 벡터는 지령 전류 벡터라 달리 표현될 수 있다. 예를 들어, 제6 섹터(Sector Ⅵ)에서 기준 전류 벡터는 I ₁ 및 I ₆와 같은 벡터(유효 전류 벡터)를 사용하여 합성될 수 있다. 또한, 정류단(23)의 스위칭 상태(Switching states)와 전류 벡터(Current vector)에 따른 IMC(22)의 순간적인(instantaneous) 직류단(24)전압(DC-link voltage)은 예시적으로 도 4와 같을 수 있다.

도 4는 정류단(23)의 전류 벡터에 따른 스위칭 상태와 직류단(24) 전압의 예를 나타낸다.

본 시스템(100)에서 정류단(23)의 기준 전류 벡터(reference current vector)는 하기 식 1과 같이 표현될 수 있다.

[식 1]

여기서, i _i 는 기준 전류 벡터의 크기(magnitude)를 나타낸다. 또한, θ _ia , θ _ib , 및 θ _ic 는 기준 전류 벡터 요소(reference current vector components)(i ^* _a , i ^* _b , i ^* _c ) 각각의 위상각(phase angle)을 나타낸다.

단위 역률(unity power factor)에서 정류(rectification)를 수행하기 위해, 정류단(23)의 I ^* _i 는 입력 전압 벡터(input voltage vector)와 일치되어야 한다. 균형을 이루는 상태(balanced condition)에서, 입력 전압 벡터는 하기 식 2와 같이 표현될 수 있다.

[식 2]

여기서, v _i 는 입력 전압 벡터의 크기, ω _i 는 3상 전압원(21)의 각주파수(angular frequency), θ _va , θ _vb , 및 θ _vc 는 입력 전압 벡터 요소(input voltage vector components)(v _a , v _b , v _c ) 각각의 위상각(phase angle)을 나타낸다.

더하여, 3 상 전압원(21)이 균형(balanced)을 이룬다는 가정 하에 각 요소(components)들의 합이 0이기 때문에, 입력 전압 벡터 요소의 위상각은 하기 식 3을 만족할 수 있다.

[식 3]

I ^* _i 가 도 3에 도시된 바와 같이 제6 섹터(Sector Ⅵ)에 위치하는 경우, A-레그(A-leg)의 상부 스위치가 클램프(clamped)될 수 있다. 따라서, 듀티비(d _x , d _y )는 하기 식 4와 같이 표현될 수 있다.

[식 4]

여기서, d _x 와 d _y 는 각각 B-레그(B-leg)와 C-레그(C-leg)의 하부 스위치의 듀티비를 나타낸다.

또한, 직류단(24)에 걸리는 전압의 평균, 즉 평균 직류단 전압인 v _{DC ( avg )} 는 3 상 전압원(21)의 선간 전압(line-to-line voltage)(v _ab 와 v _ca ) 및 듀티비(d _x , d _y )를 이용하여 하기 식 5를 만족하도록 산출(계산)될 수 있다.

[식 5]

여기서, v _{DC ( avg )} 는 스위칭 기간 동안 전력변환장치(IMC, 22)의 직류단(24)에 나타나는 평균 전압을 의미한다. v _{DC ( avg )} 는 후술하는 인버터단(25) 변조 과정에서 기준 전압(reference voltage)을 계산하는데 사용될 수 있다.

제1 섹터 내지 제6 섹터 중 제6 섹터를 제외한 나머지 섹터들(즉, 제1 섹터 내지 제5 섹터)에 대해서는 앞서 제6 섹터에 대하여 설명한 변조 방식과 동일 내지 유사한 방식으로 변조가 이루어질 수 있다. 즉, 제6 섹터에 대하여 설명된 내용은 나머지 섹터들(즉, 제1 섹터 내지 제5 섹터) 각각에 대한 설명에도 동일하게 적용될 수 있다.

정류단(23)의 변조 과정에 대하여 다시 설명하면 다음과 같다.

본 장치(10)의 제어부(12)는 정류단(23)의 변조가 이루어지도록 제어할 수 있다. 즉, 제어부(12)의 제어에 의하여, 정류단(23)은 변조 과정을 수행할 수 있다.

제어부(12)는 정류단(23)의 변조 과정을 통해, 입력 측 전류의 기본파 크기와 주파수를 정현적으로 제어할 수 있다. 또한, 제어부(12)는 정류단(23)의 역률(즉, 입력 역률)을 조절하여 입력 측 무효전력과 유효전력을 제어할 수 있으며, 이와 동시에 직류단(23) 전압이 입력 측 교류 전압의 최대값으로 인가되도록 제어할 수 있다.

따라서, 직류단(24) 전압은 정류단(23)의 변조에 따른 스위칭 상태가 그 크기를 결정하며, 매 순간 도통(ON, 단락)되어 있는 정류단(23)의 상단 양방향 스위치와 하단 양방향 스위치를 통해 직류단(24) 전압이 유지될 수 있다. 달리 표현하여, 제어부(12)는 정류단(23)의 변조에 따른 스위칭 상태의 제어를 통해 직류단(24) 전압의 크기를 제어할 수 있다. 또한, 제어부(12)는 직류단(24) 전압을 유지시키기 위해, 정류단(23)의 상단 양방향 스위치와 하단 양방향 스위치를 매 순간 도통(ON, 단락)되도록 제어할 수 있다.

도 3에 도시된 정류단(23)의 공간 벡터도를 참조하면, 제어부(12)는 정류단(23)의 스위칭 상태에 따라 6개의 유효 전류 벡터와 3개의 무효 전류 벡터가 정류단(23)에 인가되도록 제어할 수 있다.

제어부(12)의 제어에 의해 서로 다른 상(레그, 암)에서 상단부의 양방향 스위치와 하단부의 양방향 스위치가 도통되는 경우에는 계통(26)과 직류단(24)이 연결될 수 있으며, 이때 유효 전류 벡터가 인가될 수 있다. 반면, 제어부(12)의 제어에 의해 같은 상의 상/하단 스위치가 도통되는 경우에는 직류단(24)에 계통(24) 전압이 인가되지 않으며, 무효 전류 벡터가 인가될 수 있다.

정류단(23)의 변조 과정은 다음의 과정을 통해 이루어질 수 있다. 지령 전류 벡터(달리 말해, 기준 전류 벡터)의 위상이 제6 섹터(제6 영역)에 위치하는 경우, 제어부(12)는 지령 전류 벡터에 인접한 두 개의 유효 전류 벡터(I ₁ , I ₆ )를 정류단(23)에 인가함으로써 지령 전류 벡터를 합성할 수 있으며, 이때 지령 상 전류(i ^* _a , i ^* _b , i ^* _c )가 상기 식 1과 같이 생성될 수 있다.

제어부(12)는 제6 섹터에서 두 개의 유효 전류 벡터(I ₁ , I ₆ )를 인가하는 동안에, 정류단(23)의 a상 상단부 스위치를 스위칭 한 주기 동안 도통 상태로 유지(지속)되도록 제어할 수 있다. 한편, 3상 전압원(21)이 균형(평형)을 유지하는 경우, 제어부(12)는 정류단(23)의 b상과 c상 하단부 스위치가 스위칭 한 주기 동안 상기 식 4의 듀티비(d _x , d _y )와 한 주기를 곱한 시간만큼 도통되도록 제어할 수 있다.

본 시스템(100)의 직류단(24)에 인가되는 전압의 평균값(즉, 평균 직류단 전압) v _{DC ( avg )} 는 입력 측 선간 전압(v _ab 와 v _ca ) 및 듀티비(d _x , d _y )의 곱을 통해 상기 식 5와 같이 계산될 수 있다. 다른 섹터(제1 섹터 내지 제5 섹터) 각각에 대해서도 제6 섹터에서의 변조 방식과 동일한 방식으로 지령 전류 벡터(기준 전류 벡터)의 위상에 따른 정류단(23)의 변조가 이루어질 수 있다.

인버터단(25)의 변조 과정에 대한 보다 구체적인 설명은 다음과 같다.

인버터단(25, VSI)의 변조 과정에서, 변조된 기준 전압(modulated reference voltage)은 평균 직류단 전압인 v _{DC ( avg )} 와 정류단(23)의 커뮤테이션(commutation)를 기반으로 결정될 수 있다.

도 5는 본원의 일 실시예에 따른 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템(100)에 포함된 인버터단(25)의 공간 벡터도(즉, 인버터단의 공간 벡터 전압 다이어그램)를 나타낸 도면이다.

인버터단(25)의 변조 과정은 일반적인 인버터의 변조 기술과 유사할 수 있다. 그러나, 본원에서 제안하는 전력변환장치(22, IMC)의 인버터단(25)의 변조 과정에서는 직류단(24) 영전류 커뮤테이션(zero DC-link current commutation)을 만족시키기 위해 정류단(23, CSR)의 스위칭 상태를 고려할 수 있다.

따라서, 본원에서 전력변환장치(22, IMC)의 인버터단(25)의 변조 과정에서는 두 개의 변조 기준 전압(modulation reference voltages)이 이용될 수 있다.

R-상(R-phase)에서의 변조 기준 전압의 상한(upper) 및 하한(lower)은 하기 식 6과 같이 표현될 수 있다.

[식 6]

여기서, v _sn 은 오프셋 전압(offset voltage)을 의미하고, 이는 하기 식 7을 만족하도록 계산될 수 있다. 이는 공간 벡터 변조(SVM) 기법을 사용하기 위해 3상 기준 전압(v ^* _r , v ^* _s , v ^* _t )에 추가(제공, 반영)될 수 있다.

인버터단(25)의 변조 과정에 대하여 다시 설명하면 다음과 같다.

본 장치(10)의 제어부(12)는 인버터단(25)의 변조가 이루어지도록 제어할 수 있다. 즉, 제어부(12)의 제어에 의하여, 인버터단(25)은 변조 과정을 수행할 수 있다.

본 시스템(100)에서 인버터단(25)의 변조 과정은 일예로 2-레벨 전압원 인버터의 일반적인 변조 기법과 유사할 수 있다.

도 5에 도시된 인버터단(25)의 공간 벡터도를 참조하면, 제어부(12)는 인버터단(25)의 스위칭 상태에 따라 6개의 유효 전압 벡터와 2개의 무효 전압 벡터를 인버터단(25)에 인가할 수 있다.

인버터단(25)의 변조를 위해 일예로 반송파 기반의 공간 벡터 변조 기법이 이용될 수 있다. 또한, 제어부(12)는 인버터단(25)의 변조 제어 수행시, 반송파와 비교되는 두 지령 신호를 사용하여 영전류 커뮤테이션이 수행되도록 함으로써, 스위칭 손실을 줄일 수 있다. 여기서, 반송파와 비교되는 두 지령 신호는 상기 식 6과 같이 표현되는 R-상(R-phase)에서의 변조 기준 전압의 상한인 v ^* _upper 와 하한인 v ^* _lower 를 의미할 수 있다.

이하에서는 전력변환장치(22, IMC)의 모델 예측 제어(MPC) 기술에 대하여 보다 상세히 설명한다.

먼저, 종래의 유한 제어 요소 모델 예측 제어(Finite Control Set-Model Predictive Control, FCS-MPC)(즉, Conventional FCS-MPC)에 대하여 설명하면 다음과 같다.

예측된 전류(predicted current)는 IMC에서의 출력 전류의 FCS-MPC에 필요하며, 이는 각 후보 전압 벡터(each candidate voltage vectors)와 부하 모델(load model)에 의해 계산될 수 있다. 연속 시간 영역에서 도2에 도시된 바와 같은 인버터단(25, VSI)의 부하 모델에서의 출력 전압 벡터 V는 하기 식 8과 같이 표현될 수 있다.

[식 8]

여기서, L _of 와 R _of 는 각각 유도성(inductive) 필터와 저항성(resistive) 필터를 나타낸다. 전력변환장치(22)의 출력 전류 벡터(output current vector, I) 및 계통 전압 벡터(grid voltage vector, E)와 같은 변수(variables)는 α-β 고정 기준 프레임(stationary reference frame)에서 표현될 수 있다.

디지털 신호 처리장치(digital signal processor, DSP)에 FCS-MPC를 구현하기 위해서는 이산화 모델(discretized model)이 필요하다. 상기 식 8과 같은 부하 모델(load model)은 순방향 오일러 방법(forward Euler method)을 사용하여 이산화(discretized)될 수 있다. 예측된 전류 벡터(predicted current vector)와 관련하여 하기 식 9와 같이 표현될 수 있다.

[식 9]

여기서, I(k) 및 E(k) 는 각각 센서로부터 획득된 순간 출력 전류(instantaneous output current) 및 계통 전압 벡터(grid voltage vector)를 나타낸다. V(k)는 후보 전압 벡터(candidate voltage vector)를 나타내고, T _s 는 샘플링 주기(sampling period)를 나타낸다.

FCS-MPC에서, 비용 함수(cost function)는 α-β 고정 기준 프레임(stationary reference frame)에서 하기 식 10을 기반으로 기준 전류(reference current) 및 예측된 전류(predicted current)를 사용하여, 하기 식 10과 같이 정의될 수 있다.

[식 10]

결과적으로, IMC에서의 출력 전류의 FCS-MPC에 대한 기준 전압 벡터(reference voltage vector)는 비용 함수가 최소화되도록 선택될 수 있다. 그러나, 종래 FCS-MPC 방식에서 후보 전압 벡터(candidate voltage vectors)의 수는 영 전압 벡터(zero voltage vectors, 달리 표현해 무효 전압 벡터)를 포함한 8개의 기본 전압 벡터(basic voltage vectors)로 제한된다. 따라서, 종래 FCS-MPC 방식이 적용된 전력 변환 시스템은 IMC의 출력 전류 리플(utput current ripple)이 상당하며, 제어주기에 대하여 오직 하나의 벡터만 적용되기 때문에 스위칭 주파수(switching frequency)가 낮은 문제가 있다. 따라서, 종래 FCS-MPC는 계통에 연결된 전력변환장치(IMC)에서 사용하기에 부적절한 측면이 있다.

다시 말하자면, 종래 모델 예측 제어 기법은 전력 변환 시스템의 후보 전압 벡터와 필터를 포함한 계통 모델을 바탕으로 향후의 계통 전류를 예측하고, 비용함수를 통해 선택된 최적 입력을 사용하여 계통 전류를 제어한다.

그런데, 종래의 모델 예측 제어 방법(예를 들어, FCS-MPC 등)이 적용된 전력 변환 시스템은 스위칭 주파수의 대역폭이 낮고, 가변하는 성질을 가지므로, 입-출력 필터 및 부하조건에 따라 공진할 수 있는 위험이 있으며, 가청소음이 심한 문제가 있다. 또한, 종래의 모델 예측 제어 방법에서는 한정된 개수의 후보 전압 벡터만 사용 가능하기 때문에, 입-출력 전류의 리플이 상당하여 계통사업자가 정한 계통 연계 규정을 만족시키지 못하는 문제가 있다.

따라서, 직류단 커패시터가 없는 계통 연계 시스템을 모델 예측 제어할 수 있는 시스템의 개발이 요구된다. 더불어, 모델 예측 제어 기반의 직류단 커패시터가 없는 계통 연계 시스템은 시스템 공진의 위험이 없으면서 입-출력 전류의 THD가 규정치 이내이며, 역률을 가변할 수 있는 능력을 지녀야 한다. 본원은 이러한 조건을 만족시킬 수 있는 기술에 대하여 제안한다. 즉, 본원은 직류단 커패시터가 없는 계통 연계 시스템을 모델 예측 제어하는 장치(본 장치, 10)에 대하여 제안한다. 이러한 본 장치(10)가 적용된 본 시스템(100)은 시스템 공진의 위험이 없으면서 입-출력 전류의 THD가 규정치 이내이며, 역률을 가변할 수 있는 기능을 가질 수 있다.

이하에서는 본원에서 제안된 기술(Proposed MPC)에 대하여 보다 상세히 설명한다.

도 6은 본원의 일 실시예에 따른 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템(100)의 제어 구성을 개략적으로 나타낸 도면이다.

도 1 및 도 6 을 참조하면, 본 장치(10)의 제어부(12)는 발전부(20)의 구동을 제어할 수 있다.

제어부(12)는 전력변환장치(22)의 입력 측에 배치된 정류단(23)을 제어할 수 있다. 제어부(12)는 정류단(23)에 대하여, 측정된 전압의 위상(즉, 입력 전압 벡터 요소의 위상각, θ _v )을 판별하고, 이를 기준으로 원하는 역률을 얻으면서 직류단(24) 전압을 최대로 하는 듀티비를 계산(Duty Ratio Calculation, S1)할 수 있다. 이때, 제어부(12)는 듀티비를 상기 식 4를 기초로 하여 계산할 수 있다.

또한, 제어부(12)는 정류단(23)의 변조 신호(Modulation Signal, S2)를 획득할 수 있다. 이때, 정류단(23)의 변조 신호는 계산된 듀티비를 이용하여 획득될 수 있다.

또한, 제어부(12)는 계통(26) 측 입력 선간 전압의 크기(V _i )와 계산된 듀티비를 이용하여, 직류단 전압으로서 평균 직류단 전압 v _{DC ( avg )} 를 계산(v _DC(avg) Calculation, S3)할 수 있다.

또한, 제어부(12)는 디지털 신호 처리장치(DSP) 내에서 변조 신호와 삼각반송파의 비교를 수행하여 정류단(23)의 변조가 이루어지도록 제어할 수 있다. 이러한 정류단(23)의 변조 과정을 통해 제어부(12)는 정류단(23)에 대한 입력 교류 전류를 제어할 수 있으며, 직류단(23) 전압을 최대로 제어할 수 있다.

달리 말해, 제어부(12)는 앞서 생성된 변조 신호(S2)와 삼각 반송파의 비교를 통해 획득된 PWM(Pulse Width Modulation, S4) 신호를 이용하여 정류단(23)의 변조가 수행(즉, 정류단에 변조 기법이 적용)되도록 제어할 수 있다. 그 결과, 제어부(12)는 정류단(23)의 변조를 통해 획득된 기준 전류 벡터를 게이트 신호(Gate Signal, S5) 신호로서 정류단(23)에 제공(전달)할 수 있다.

다시 말하자면, 제어부(12)는 정류단(23)의 변조 기법 적용을 통해 전력변환장치(22)에 입력되는 입력 전류(입력 교류 전류)를 제어할 수 있다. 이때, 정류단(23)의 변조 기법은, 디지털 신호 처리장치(DSP) 내에서 변조 신호와 삼각반송파의 비교를 통해 이루어질 수 있다. 또한, 전력변환장치(22)에 입력되는 입력 전류는 정류단(23)의 변조 기법이 적용된 정류단의 변조 신호이고, 정류단(23)의 변조 신호는 직류단(24) 전압을 최대로 하도록 계산된 듀티비 및 계통 측 입력 선간 전압의 크기와 듀티비를 이용하여 계산된 직류단 전압(특히, 평균 직류단 전압)을 이용하여 획득될 수 있다.

또한, 제어부(12)는 전력변환장치(22)의 출력 측에 배치된 인버터단(25)을 제어할 수 있다. 보다 구체적인 설명은 다음과 같다.

제어부(12)는 본원에서 제안된 기술(Proposed MPC)을 위해(즉, 본원에서 제안하는 모델 예측 제어를 위해), 종래 FCS-MPC 방식에서 후보 전압 벡터로서 무효 전압 벡터가 포함된 8개의 기본 전압 벡터(기존 전압 벡터)를 이용하는 것과는 달리(달리 말해, 종래에 후보 전압 벡터의 수가 무효 전압 벡터를 포함하는 8개의 전압 벡터로 제한되었던 것과는 달리), 12개의 영역으로 나누어진 세분된 전압 벡터(세분화된 전압 벡터)를 이용할 수 있다.

도 7은 본원의 일 실시예에 따른 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템의 구동 제어 장치(10)에서 고려되는 인버터단(25)의 세분된 공간 벡터도를 나타낸 도면이다. 또한, 도 8은 본원의 일 실시예에 따른 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템의 구동 제어 장치(10)에서 고려되는 인버터단(25)의 세분된 공간 벡터도에서, 제1 섹터(S ₁ ) 내지 제3 섹터(S ₃ )의 세분된 전압 벡터(subdivided voltage vectors)의 좌표 값(Coordinate values)을 나타낸 도면이다. 특히, 도 9는 본원의 일 실시예에 따른 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템의 구동 제어 장치(10)에서 고려되는 인버터단(25)의 세분된 공간 벡터도에서, 제1 섹터(S ₁ )의 세분된 전압 벡터의 좌표 값(a), 제2 섹터(S ₂ )의 세분된 전압 벡터의 좌표 값(b), 및 제3 섹터(S ₃ )의 세분된 전압 벡터의 좌표 값(c) 각각을 나타낸 도면이다.

도 7 내지 9를 참조하면, 본 장치(10)에서 고려되는 인버터단(25)의 세분된 전압 공간 벡터도에서 섹터는 12개의 섹터(S ₁ 내지 S ₁₂ )로 구분될 수 있다.

제어부(12)는 본원에서 제안된 기술(Proposed MPC)의 수행 시, 12개의 섹터에 대해 세분된 전압 벡터(subdivided voltage vectors)를 전력변환장치(22)의 출력 전류(output current)를 제어하기 위해 이용할 수 있다. 즉, 제어부(12)는 12개의 섹터에 대해 세분된 전압 벡터를 이용하여 전력변환장치(22)의 출력 전류를 제어할 수 있다.

도 8과 도 9는 제1 섹터 내지 제3 섹터 각각의 세분된 전압 벡터의 좌표 값을 나타내는 것으로서, 섹터에서 좌표 값은 각각 하기 식 11 내지 식 13과 같이 표현될 수 있다.

[식 11]

[식 12]

[식 13]

여기서, 여기서 x _i 및 y _i 는 좌표 값을 설명하는 인덱스(index)를 의미한다. N은 세분의 수(즉, 세분화된 수)를 나타낸다. 즉, N은 세분 정도를 나타내는 지표로서, 일예로 사용자 입력에 의해 결정(설정)될 수 있다. 다른 제4 섹터 내지 제12 섹터에 대해서는 이와 같은 방식으로 동일 내지 유사하게 정의될 수 있다.

이러한 N의 값이 증가함에 따라 전류의 전고조파왜율(Total Harmonic Distortion, THD)은 감소할 수 있으며, 이는 제어의 강인성 및 연산 시간과 트레이드 오프(trade off) 관계에 있다고 할 수 있다. 본 장치(10)는 종래 8개의 전압 벡터를 이용하는 대신, 세분된 전압 벡터(세분화된 전압 벡터)를 이용함으로써 입-출력 전류의 리플을 모두 감소시켜 계통 연계 규정을 만족시키도록 제어할 수 있으며, 역률 또한 제어가 가능하다.

또한, 제어부(12)는 세분된 전압 벡터를 전력변환장치(22)를 통해 계통(26)으로 인가되도록 하기 위해, 공간 벡터 변조 기법을 사용할 수 있다. 이를 통해, 제어부(12)는 본 시스템(100)의 스위칭 주파수를 반송파 주파수와 일치시켜 일정하게 할 수 있다. 달리 표현하여, 제어부(12)는 전력변환장치(22)에 전압 벡터를 인가할 수 있으며, 여기서, 전력변환장치(22)에 인가되는 전압 벡터는, 전력변환장치(22)의 스위칭 주파수가 일정하게 설정되도록 공간 벡터 변조 기법이 적용된 후보 전압 벡터일 수 있다.

한편, 많은 후보 전압 벡터에 의해 계산상의 부담(burden)이 야기되기 때문에, 세분된 전압 벡터(세분화된 전압 벡터)에 따라 모든 인스턴트(instant) I(k+1)를 예측하는 것은 불가능하다고 할 수 있다. 따라서, 기준 전압 벡터(reference voltage vector)의 위치는 추정 과정을 통해 결정되어야 할 필요가 있다.

본 장치(10)에서는 본원에서 제안된 기술(Proposed MPC)을 위해, 기준 전압 벡터의 추정에 기초하여 계산 부하(calculation load)를 완화(alleviates, 감소)시키는 기법이 고려될 수 있다.

다시 말해, 모든 세분된 전압 벡터는 상기 식 10과 같은 비용 함수에 입력으로 사용되어 전력 변환 시스템에서 인가될 수 있다. 하지만, 이들을 모두 고려(즉, 모든 세분된 전압 벡터를 비용 함수에 대입, 달리 표현해 모든 세분된 전압 벡터를 비용 함수의 입력으로 적용)하는 경우에는 실시간 제어가 요구되는 계통 연계 시스템의 용이한 구현이 어려우며, 이는 고가의 디지털 신호 처리장치(DSP)를 필요로 한다.

따라서, 도 6을 참조하면, 본 장치(10)는 계통(26)의 역기전력(e _d , e _q )과 지령 전류(기준 전류, I ^*)를 사용해 인버터단(25) 측의 지령 전압(기준 전압, V)의 크기와 위치를 추정(Position Estimation, S6)하여 후보 전압 벡터의 개수를 줄이는 연산량 저감 기술을 제안한다. 이러한 연산량 저감 기술은 후술하는 기준 전압 벡터의 추정 과정을 의미할 수 있으며, 이는 후술하는 식 14 및 식 16을 통해 구현될 수 있다.

본 장치(10)의 선정부(11)는 추정된 기준 전압(지령 전압, V)의 크기와 위치의 추정(S6)을 기반으로 모든 세분된 전압 벡터(전체 세분화된 전압 벡터) 중 일부를 후보 전압 벡터로 선정할 수 있다. 즉, 선정부(11)는 후보 전압 벡터를 선정(산출, 계산)할 수 있다(Candidate Vector Selection, S7).

이후, 제어부(12)는 단계S7에서 선정(계산, 산출)된 후보 전압 벡터를 비용 함수의 입력으로 하여 전력변환장치(22)에 인가되도록 제어할 수 있다.

구체적으로, 제어부(12)는 단계S7에서 선정된 후보 전압 벡터를 비용 함수의 입력으로 하여 선정된 후보 전압 벡터에 대한 비용 함수를 계산(Cost function Calculation, S8)할 수 있다. 이후, 제어부(12)는 선정된 후보 전압 벡터에 대한 비용 함수 계산의 결과값(V^*)에 대하여, 전력변환장치의 스위칭 주파수가 일정하게 설정되도록 공간 벡터 변조 기법을 적용(S2, S4)할 수 있다. 즉, 제어부(12)는 공간 벡터 변조 기법이 적용된 선정된 후보 전압 벡터가 인버터단(25)에 인가되도록 제어할 수 있다. 이를 통해, 제어부(12)는 이를 기반으로 본 시스템(100)의 구동이 제어되도록 함으로써, 전력변환장치(22)에 대한 입-출력 전류의 리플을 감소시키는 동시에 저가의 디지털 신호 처리장치에서의 실시간 구현을 가능하게 할 수 있다.

기준 전압 벡터의 추정 과정은 다음의 과정을 통해 유도될 수 있다. 구체적으로, 기준 전압 벡터의 추정 과정에서는 기준 전압 벡터(V)의 크기(v _mag )와 위치(θ _ref )가 추정될 수 있다.

전력변환장치(22)의 출력 전류 벡터(output current vector)는 하기 식 14와 같이 표현될 수 있다.

[식 14]

여기서, Z는 필터(filter)의 임피던스를 나타내고, f 는 계통(26) 전압의 기본 주파수(기본파, fundamental frequency)를 나타낸다. 또한, θ 는 기준 전압 벡터(reference voltage vector)와 계통 전압 벡터(grid voltage vector) 사이의 각도로서, 하기 식 15와 같이 표현될 수 있다.

[식 15]

이에 따라, 기준 전압 벡터의 위상각(θ _ref )은 하기 식 16을 만족하도록 결정될 수 있다.

[식 16]

여기서, θ _grid 는 계통(26) 전압의 각(angle)을 나타낸다.

전력변환장치(22)의 인버터단(25, VSI)에 대한 기준 전압 벡터의 크기는 필터의 작은 저항(small resistance)과 인덕턴스(inductance)로 인해 소정의 변동이 있을 수 있다. 따라서, 인버터단(25, VSI)에 대한 기준 전압 벡터의 크기는, 최종 샘플링 주기(last sampling period)의 기준 전압 벡터인 V(k-1)와 유사할 수 있으며, 하기 식 17과 같이 표현될 수 있다.

[식 17]

따라서, 인버터단(25, VSI)에 대한 기준 전압 벡터의 크기는 하기 식 18과 같을 수 있다. 결과적으로, 기준 전압 벡터를 결정하기위한 지표는 하기 식 19 및 식 20과 같이 표현될 수 있다.

[식 18]

[식 19]

[식 20]

여기서, S와 L은 기준 전압 벡터(reference voltage vector)에 가장 가까운 후보 전압 벡터(candidate voltage vectors)를 결정하기위한 작은 인덱스(small indices)와 큰 인덱스(large indices)를 의미한다.

이러한 기준 전압 벡터의 추정 과정에서, 본원에서 제안된 기술(Proposed MPC)에 대한 후보 전압 벡터의 수는 도 10에 도시된 바와 같이 줄일 수 있다(감소될 수 있다).

도 10은 본원의 일 실시예에 따른 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템의 구동 제어 장치(10)에서 본원에서 제안된 기술(Proposed MPC)에 의해, 일예로 N이 3일 때 기준 전압 벡터 주변에 감소된 후보 전압 벡터(Reduced candidate voltage vectors)의 예를 나타낸 도면이다.

도 10을 참조하면, 제어부(12)에 의한 기준 전압 벡터의 추정 과정에 의해, 본 장치(10)는 본원에서 제안하는 모델 예측 제어(Proposed MPC)시 이용(고려)되는 후보 전압 벡터의 수를 도 10에 도시된 바와 같이 줄일 수 있다. 즉, 본원에서 제안된 기술(Proposed MPC)에 의하면, 본 장치(10)는 계산 부담없이 세분된 전압 벡터를 이용하여 전력변환장치(22)의 출력 전류 리플을 감소시킬 수(줄일 수) 있다.

본 장치(10)는 모델 예측 제어를 통해 직류단 커패시터가 없는 계통 연계형 전력 변환 시스템(100)의 구동을 제어할 수 있다.

본 장치(10)의 선정부(11)는 모든(전체) 세분된 전압 벡터 중 일부를 후보 전압 벡터로 선정할 수 있다. 이후, 제어부(12)는 선정부(11)에서 선정된 후보 전압 벡터를 비용 함수의 입력으로 하여 전력변환장치(22)에 인가되도록 제어할 수 있다.

이때, 선정부(11)는 계통(26)의 역기전력(e _d , e _q )과 지령 전류(기준 전류, I ^*)를 이용하여 인버터단(25) 측의 지령 전압(기준 전압, V)의 크기(v _mag )와 위치(θ _ref )를 추정함으로써 후보 전압 벡터를 선정할 수 있다. 이때, 선정부(11)는 기준 전압의 크기(v _mag )는 상기 식 18을 만족하도록 추정될 수 있으며, 기준 전압의 위치(θ _ref )는 상기 식 16을 만족하도록 추정될 수 있다.

선정부(11)는 세분된 전압 벡터 중 일부를 후보 전압 벡터로 선정할 수 있으며, 구체적으로 선정부(11)는 도 10에 도시된 바와 같이, 세분된 전압 벡터의 좌표 값 중 일부의 좌표 값을 후보 전압 벡터의 좌표 값으로서 선정될 수 있다.

또한, 선정부(11)는 후보 전압 벡터의 선정시, 일예로 12개의 섹터(영역)(S1 내지 S12)로 나누어진 세분된 전압 벡터를 이용할 수 있다. 달리 말해, 선정부(1)는 후보 전압 벡터의 선정시 고려하는 세분된 전압 벡터(즉, 모든 세분된 전압 벡터)로서 12개 이상의 수로 나누어진 세분된 전압 벡터를 이용할 수 있다.

이때, 선정부(11)에서, 세분된 전압 벡터의 세분 정도(N)가 증가할수록, 전력변환장치(22)에 대한 입-출력의 전고조파왜율(THD)이 감소할 수 있다. 달리 표현하여, 선정부(11)는 전력변환장치(22)의 입-출력의 THD를 감소시키기 위해, 세분된 전압 벡터의 세분 정도(N)를 보다 큰 값으로 설정할 수 있으며, 예시적으로 세분 정도(N)를 3 이상의 값 중 어느 하나의 값으로 설정할 수 있다. 다만 이에만 한정되는 것은 아니고, 다양한 값으로 설정될 수 있다.

또한, 제어부(12)에 의하여 전력변환장치(22)에 인가되는 전압 벡터(최종 전압 벡터)는, 전력변환장치(22)의 스위칭 주파수가 일정하게 설정되도록 공간 벡터 변조 기법이 적용된 선정된 후보 전압 벡터일 수 있다. 달리 표현하여, 제어부(12)는 선정된 후보 전압 벡터를 비용 함수의 입력으로 하여 전력변환장치(22)에 인가할 수 있으며, 이때, 전력변환장치(22)에 인가하는 전압 벡터로서, 공간 벡터 변조 기법이 적용된 선정된 후보 전압 벡터를 인가할 수 있다. 이를 통해, 제어부(12)는 본 시스템(100)(특히 전력변환장치)의 스위칭 주파수를 반송파 주파수와 일치시켜 일정하게 되도록 할 수 있다.

또한, 제어부(12)의 제어에 의하여 선정된 후보 전압 벡터(특히, 공간 벡터 변조 기법이 적용된 후보 전압 벡터)가 인가되는 대상인 전력변환장치(22)는 발전부(20) 내 직류단 커패시터가 없는 전력 변환 장치(22)로서, 이는 매트릭스 컨버터(22)로 달리 표현될 수 있다.

이에 따르면, 본원에서는 전력변환장치(22, IMC)에서의 전류 리플 감소를 위해 세분된 전압 벡터를 사용하는 모델 예측 제어(MPC) 기술에 대하여 제안한다. 즉, 본 장치(10)는 세분된 전압 벡터를 사용하는 모델 예측 제어를 통해 직류단 커패시터가 없는 계통 연계형 전력 변환 시스템(100)의 구동을 제어할 수 있다.

본 장치(10)에서는 본원에서 제안된 기술(Proposed MPC)을 위해, 후보 전압 벡터의 수가 세분된 전압 벡터에 의해 증가될 수 있다. 따라서, 본 장치(10)는 종래의 모델 예측 제어 기법인 FCS-MPC와 대비하여, 전력변환장치(22, IMC)의 입-출력 전류 리플을 감소시킬 수 있다. 또한, 본 장치(10)는 상술한 기준 전압 벡터의 추정 과정을 통해 기준 전압 벡터의 각도와 크기를 추정함으로써, 세분된 전압 벡터에 의해 발생되는 계산 부하를 효과적으로 감소시킬 수 있다.

이하에서는 본원에서 제안된 기술(Proposed MPC)의 효율성을 입증하기 위한 시뮬레이션 결과에 대하여 기술한다.

본원의 일 실험에서는 일예로 PSIM 소프트웨어를 사용하여 계통에 연결된 전력변환장치(22, IMC)를 위한 본원에서 제안된 기술(Proposed MPC)의 효율성 검증을 수행하였다.

도 11은 본원의 일 실시예에 따른 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템의 구동 제어 장치(10)의 효율성을 검증하기 위해 수행된 일 실험에서 고려된 시뮬레이션 파라미터의 예를 나타낸 도면이다.

도 11을 참조하면, 본원의 일 실험에서는 시뮬레이션 파라미터로서, 3상 전압원(Three-phase voltage source, 21)은 220 V_rms / 60 Hz, 계통(26)은 110 V_rms / 60 Hz, 필터 저항(Filter resistance)은 0.1 Ω, 필터 인덕턴스(Filter inductance)는 3 mH, 스위칭 주파수(Switching frequency)는 10 kHz, 세분화된 수(Number of subdivisions, 세분 정도)는 3으로 설정될 수 있다.

도 12는 종래 FCS-MPC(Conventional FCS-MPC)와 비교하여 본원에서 제안된 기술(Proposed MPC)(즉, 본 장치(10)에 의한 모델 예측 제어 기술)의 정상 상태(steady state)의 성능을 시뮬레이션한 결과를 나타낸 도면이다.

구체적으로, 도 12에서 (a)는 입력 상 전류(input phase currents), (b)는 직류단(24) 전압, (c)는 출력 상 전류(output phase currents)와 d-q 기준 프레임(reference frame)에서의 변환 값(transformed value), (d)는 α-β 기준 전압 벡터(reference voltage vector)에 대한 그래프를 나타낸다.

도 12를 참조하면, 본원의 일 실험에서는 전력변환장치(22)의 3상 출력 전류가 15A로 제어될 수 있다. 또한, 제어 방식(control scheme)은 종래 FCS-MPC에서 본원에서 제안된 기술(Proposed MPC)로 0.4 초에서 변경될 수 있다.

도 12의 시뮬레이션 결과로부터 본원에서 제안된 기술(Proposed MPC)에 대한 세가지 중요한 결과를 확인할 수 있다.

첫째, 본원에서 제안된 기술(Proposed MPC)에 의하면, 전력변환장치(22, IMC)의 입력 전류 리플은 종래 FCS-MPC에 비해 상당히 감소됨을 확인할 수 있다. 둘째, 본원에서 제안된 기술(Proposed MPC)에 의하면, 전력변환장치(22, IMC)의 출력 전류 리플이 현저하게 감소됨을 확인할 수 있다. 셋째, 전력변환장치(22, IMC)의 스위칭 주파수가 본원에서 제안된 기술(Proposed MPC)이 적용될 때 10 kHz에서 일정(constant)하게 나타남을 확인할 수 있다. 이는 비용 함수의 계산(S8)에서 고려되는 세분된 전압 벡터(subdivided voltage vectors)의 결과라 할 수 있다. 세분된 전압 벡터에 의해 생성된 기준 전압 벡터(V ^* )는 0.4 초 후에 도 12의 (d)를 통해 확인할 수 있다.

도 13은 본원에서 제안된 기술(Proposed MPC)의 동적 성능(dynamic performance)의 시뮬레이션 결과를 나타낸 도면이다.

도 13에서 (a)는 입력 상 전류(input phase currents)에 대한 그래프를 나타내고, (b)는 d-q 기준 프레임(reference frame)에서의 출력 상 전류(output phase currents)와 그 변환 값에 대한 그래프를 나타낸다.

도 13을 참조하면, 본원에서 제안된 기술(Proposed MPC)에 의하면, 전력변환장치(22)의 출력 전류(output current)가 0.4초에서, 15A에서 7.5A로 변경될 수 있다. 이에 따르면, 본원에서 제안된 기술(Proposed MPC)에 의하면, 전력변환장치(22)의 출력 전류가 빠른 동적 응답(fast dynamic response)을 가짐을 확인할 수 있다.

이에 따르면, 본원은 직류단 커패시터가 없는 계통 연계형 전력 변환 시스템(100)을 모델 예측 제어로 제어할 수 있는 기술에 관한 것으로서, 모델 예측 제어를 통한 직류단 커패시터가 없는 계통 연계형 전력 변환 시스템의 구동 제어 장치(본 장치, 10)를 제안한다.

본 장치(10)는 측정된 전압의 위상을 판별하고, 직류단(24) 전압의 듀티비를 계산하며, 변조 신호와 삼각반송파의 비교를 수행하여 입력 교류 전류를 제어할 수 있다. 또한, 본 장치(10)는 계통(26)의 역기전력과 지령 전류(기준 전류)를 사용하여 인버터단(25) 측의 지령 전압의 크기와 위치를 추정(계산)함으로써, 이를 기반으로 후보 전압 벡터의 수를 줄일 수 있다. 이러한 본 장치(10)는 줄어든 후보 전압 벡터의 수를 기반으로 본 시스템(100)을 동작시킴에 따라, 연산량을 효과적으로 줄일 수 있다.

본 장치(10)는 본원에서 제안된 기술(Proposed MPC)을 통하여, 연산량을 줄이고 추려진 후보 전압 벡터를 비용 함수의 입력으로 하여 입-출력 전류의 리플을 감소시키는 등 제어 효율을 향상시킬 수 있다.

다시 말해, 본 장치(10)는 세분된 공간 전압 벡터를 이용해 입-출력 전류의 THD를 줄이고 스위칭 주파수를 일정하도록 하는 모델 예측 제어 기반의 직류단 커패시터가 없는 계통 연계형 전력 변환 시스템(100)의 제어가 가능함에 따라, 계통 연계 환경에 효과적으로 사용될 수 있다. 또한, 본 장치(10)는 빠른 동특성이 필요하거나 비선형적인 특성을 포함하는 다양한 부하에 대응이 가능하기 때문에, 풍력 발전, 바이오 매스, 소수력 등 신재생 에너지를 활용하는 분산 전원의 계통 연계 분야에 효과적으로 적용될 수 있다. 또한, 본 장치(10)는 연산량 저감(감소) 기술을 통해 저가의 디지털 신호 처리장치(DSP)에서 구현이 가능하다.

본 장치(10)는 직류단 커패시터가 없는 계통 연계형 전력 변환 시스템을 모델 예측 제어 방법으로 구동시킴에 따라, 외부 환경 변화에 강인하고 동특성이 우수하며, 비선형 부하에 적용이 가능한 시스템의 제공이 가능하다.

본원은 종래 비례-적분 제어기를 이용하는 계통 연계형 인버터는 달리, 모델 예측 제어 기반의 계통 연계형 전력 변환 시스템(100)에 대하여 제안한다. 이러한 본원은 직류단 커패시터가 없는 계통 연계형 전력 변환 시스템(100)의 구성 및 변조 기법뿐만 아니라, 모델 예측 제어 기반의 계통과 3상 전압원의 제어 기술 및 연산량 저감 기술 등에 대하여 제안한다.

본원은 세분된 전압 벡터와 연산량 저감 기법을 포함하는 모델 예측 제어 기술에 대하여 제안한다. 본원은 간접형 매트릭스 컨버터(indirect-matrix- converter, IMC)를 이용하여 계통 연계하는 시스템과 전류 제어 기술에 대하여 제안한다. 또한, 본원은 간접형 매트릭스 컨버터에서 모델 예측 제어를 이용하여 3상 저항-인덕턴스 부하의 구동을 제어할 수 있다.

또한, 본원은 모델 예측 제어 기반의 직류단 커패시터가 없는 계통 연계 시스템으로써, 계통 연계 규정을 만족시키면서 저가의 디지털 신호 처리장치로도 구현이 가능한 모델 예측 제어 기술에 대하여 제안한다. 또한, 본원은 손실을 유발하는 스위칭 주파수 증가를 피하면서 입-출력 전류의 리플을 저감할 수 있고, 연산량 저감 기술을 통해 실제 구현이 용이한 모델 예측 제어 기술에 대하여 제안한다.

본원은 모델 예측 제어 기반의 직류단 커패시터가 없는 계통 연계형 전력 변환 시스템의 구동을 제어하는 본 장치(10)에 관한 것이다. 이러한 본 장치(10)는 외부 환경 변화에 강인하고 제어 동특성이 우수하며 상호간섭이 없는 모델 예측 제어 기법을 통해 입력 측 3상 전압원의 전류 및 출력 측 계통의 전류에 대해 그 크기 및 주파수와 역률을 제어할 수 있다.

본 시스템(100)에는, 3상 전압원으로부터 공급되는 교류 전압과 교류 전류를 이용하여 계통 측 교류 전압과 교류 전류를 조절하는 전력변환장치(22) 및 전력변환장치(22)를 제어하는 제어부(12)를 포함할 수 있다. 또한, 본 시스템(100)에서는 전압/전류 고조파의 함유량을 감소시키기 위해, 입력 측(특히, 3상 전압원과 정류단 사이)에 LC 필터가 구비되고, 출력 측(특히, 인버터단과 계통 사이)에 L필터가 구비될 수 있다. 또한, 본 시스템(100)에는 계통(26, 계통 전원)이 포함될 수 있다.

앞서 말한 바와 같이, 본 시스템(100)의 입력 측 정류단(23)은 IGBT와 다이오드로 구성된 양방향 반도체 소자를 이용하여 입력 측 전류의 기본파를 제어하고, 직류단 전압을 유지시킬 수 있다. 또한, 본 시스템(100)의 출력 측 인버터단(25)은 본원에서 제안하는 연산량 저감 기법과 함께 세분된 전압 벡터를 후보로 하는 모델 예측 제어를 수행할 수 있다. 이때, 세분된 전압 벡터의 세분된 정도(세분 정도, N)는 전류 품질과 강인성, 연산 시간과의 관계를 고려하여 설정(조절)될 수 있다. 이러한, 세분된 정도는 일예로 사용자 입력에 의하여 설정(조절)될 수 있다.

본원은 빠른 동특성이 요구되거나 비선형 부하를 포함하는 다양한 응용에 대응이 가능하여 풍력발전, 바이오 매스를 이용한 터빈 발전, 소수력 발전 등 분산 전원의 계통 연계 분야에서 효과적으로 적용될 수 있다. 또한, 본 시스템(100)은 외부 환경 변화에 강인하고 제어 동특성이 우수한 모델 예측 제어 기법을 통해 정현파 입/출력 전류를 제어할 수 있고, 연산량 저감 기법을 적용하여 저가의 디지털 신호 처리 장치로도 용이하게 구현될 수 있다.

현재까지 개발된 모델 예측 제어가 적용된 전력 변환 시스템은 스위칭 주파수가 낮고 가변하여 공진 및 가청 소음이 심한 문제가 있으며, 입-출력 전류의 THD가 계통 연계 규제를 만족시킬 수 없었다. 이에 반해, 본원에서 제안된 기술(모델 예측 제어 기반의 직류단 커패시터가 없는 계통 연계 시스템의 구동 제어 기술)은 기술적 규제가 적용되는 계통 연계 분야에 효과적으로 활용될 수 있다.

본원은 규제를 만족시키며 저가의 디지털 신호 처리 장치로 구현이 용이하다. 특히, 본원은 계통 환경이 열악하여, 외부 환경 변화에 강인하고 제어 동특성이 우수한 제어가 요구되는 마이크로 그리드 및 연약계통 분야 등에 효과적으로 적용(활용)될 수 있다.

이하에서는 상기에 자세히 설명된 내용을 기반으로, 본원의 동작 흐름을 간단히 살펴보기로 한다.

도 14는 본원의 일 실시예에 따른 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템의 구동 제어 방법에 대한 동작 흐름도이다. 특히, 도 14는 본원의 일 실시예에 따른 모델 예측 제어를 통한 직류단 커패시터가 없는 계통 연계형 전력 변환 시스템의 구동 제어 방법에 대한 동작 흐름도이다.

도 14에 도시된 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템의 구동 제어 방법은 앞서 설명된 본 장치(10)에 의하여 수행될 수 있다. 따라서, 이하 생략된 내용이라고 하더라도 본 장치(10)에 대하여 설명된 내용은 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템의 구동 제어 방법에 대한 설명에도 동일하게 적용될 수 있다.

도 14를 참조하면, 단계 S110에서는 세분된 전압 벡터 중 일부를 후보 전압 벡터로 선정할 수 있다.

이때, 단계S110에서는 계통의 역기전력과 지령 전류를 이용하여 인버터단 측의 지령 전압을 추정함으로써 후보 전압 벡터를 선정할 수 있다.

또한, 단계S110에서는 세분된 전압 벡터로서 12개 이상의 수로 나누어진 세분된 전압 벡터를 이용할 수 있다.

또한, 단계S110에서, 세분된 전압 벡터의 세분 정도가 증가할수록 전력변환장치에 대한 입-출력 전류의 전고조파왜율(THD)가 감소될 수 있다.

다음으로, 단계S120에서는 단계S110에서 선정된 후보 전압 벡터를 비용 함수의 입력으로 하여 전력변환장치에 인가되도록 제어할 수 있다.

또한, 단계S120에서, 전력변환장치에 인가되는 전압 벡터는, 전력변환장치의 스위칭 주파수가 일정하게 설정되도록 공간 벡터 변조 기법이 적용된 선정된 후보 전압 벡터일 수 있다.

달리 표현하여, 단계S120에서, 제어부(120)는 전력변환장치에 전압 벡터를 인가할 수 있는데, 이때, 전력변환장치에 인가되는 전압 벡터(즉, 최종 전압 벡터, V*)로서, 전력변환장치의 스위칭 주파수가 일정하게 설정되도록 공간 벡터 변조 기법이 적용된 선정된 후보 전압 벡터를 인가할 수 있다.

상술한 설명에서, 단계 S110 및 S120은 본원의 구현예에 따라서, 추가적인 단계들로 더 분할되거나, 더 적은 단계들로 조합될 수 있다. 또한, 일부 단계는 필요에 따라 생략될 수도 있고, 단계 간의 순서가 변경될 수도 있다.

본원의 일 실시 예에 따른 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템의 구동 제어 방법은 다양한 컴퓨터 수단을 통하여 수행될 수 있는 프로그램 명령 형태로 구현되어 컴퓨터 판독 가능 매체에 기록될 수 있다. 상기 컴퓨터 판독 가능 매체는 프로그램 명령, 데이터 파일, 데이터 구조 등을 단독으로 또는 조합하여 포함할 수 있다. 상기 매체에 기록되는 프로그램 명령은 본 발명을 위하여 특별히 설계되고 구성된 것들이거나 컴퓨터 소프트웨어 당업자에게 공지되어 사용 가능한 것일 수도 있다. 컴퓨터 판독 가능 기록 매체의 예에는 하드 디스크, 플로피 디스크 및 자기 테이프와 같은 자기 매체(magnetic media), CD-ROM, DVD와 같은 광기록 매체(optical media), 플롭티컬 디스크(floptical disk)와 같은 자기-광 매체(magneto-optical media), 및 롬(ROM), 램(RAM), 플래시 메모리 등과 같은 프로그램 명령을 저장하고 수행하도록 특별히 구성된 하드웨어 장치가 포함된다. 프로그램 명령의 예에는 컴파일러에 의해 만들어지는 것과 같은 기계어 코드뿐만 아니라 인터프리터 등을 사용해서 컴퓨터에 의해서 실행될 수 있는 고급 언어 코드를 포함한다. 상기된 하드웨어 장치는 본 발명의 동작을 수행하기 위해 하나 이상의 소프트웨어 모듈로서 작동하도록 구성될 수 있으며, 그 역도 마찬가지이다.

또한, 전술한 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템의 구동 제어 방법은 기록 매체에 저장되는 컴퓨터에 의해 실행되는 컴퓨터 프로그램 또는 애플리케이션의 형태로도 구현될 수 있다.

전술한 본원의 설명은 예시를 위한 것이며, 본원이 속하는 기술분야의 통상의 지식을 가진 자는 본원의 기술적 사상이나 필수적인 특징을 변경하지 않고서 다른 구체적인 형태로 쉽게 변형이 가능하다는 것을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 이상에서 기술한 실시예들은 모든 면에서 예시적인 것이며 한정적이 아닌 것으로 이해해야만 한다. 예를 들어, 단일형으로 설명되어 있는 각 구성 요소는 분산되어 실시될 수도 있으며, 마찬가지로 분산된 것으로 설명되어 있는 구성 요소들도 결합된 형태로 실시될 수 있다.

본원의 범위는 상기 상세한 설명보다는 후술하는 특허청구범위에 의하여 나타내어지며, 특허청구범위의 의미 및 범위 그리고 그 균등 개념으로부터 도출되는 모든 변경 또는 변형된 형태가 본원의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 한다.

100: 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템
10: 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템의 구동 제어 장치
11: 선정부
12: 제어부
20: 발전부

Claims (11)

1. 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템의 구동 제어 방법으로서,
   (a) 세분된 전압 벡터 중 일부를 후보 전압 벡터로 선정하는 단계; 및
   (b) 상기 선정된 후보 전압 벡터를 비용 함수의 입력으로 하여 전력변환장치에 인가되도록 제어하는 단계,
   를 포함하되,
   상기 (a) 단계는,
   계통의 역기전력과 지령 전류를 이용하여 인버터단 측의 지령 전압을 추정함으로써 상기 후보 전압 벡터를 선정하는 것인, 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템의 구동 제어 방법.
2. 삭제
3. 제1항에 있어서,
   상기 (a) 단계는, 상기 세분된 전압 벡터로서 12개 이상의 수로 나누어진 세분된 전압 벡터를 이용하는 것인, 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템의 구동 제어 방법.
4. 제3항에 있어서,
   상기 (a) 단계에서, 상기 세분된 전압 벡터의 세분 정도가 증가할수록 전력변환장치에 대한 입-출력 전류의 전고조파왜율이 감소하는 것인, 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템의 구동 제어 방법.
5. 제1항에 있어서,
   상기 (b) 단계에서, 상기 전력변환장치에 인가되는 전압 벡터는, 상기 전력변환장치의 스위칭 주파수가 일정하게 설정되도록 공간 벡터 변조 기법이 적용된 상기 선정된 후보 전압 벡터인 것인, 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템의 구동 제어 방법.
6. 제1항에 있어서,
   상기 전력 변환 장치는, 직류단 커패시터가 없는 전력 변환 장치인 것인, 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템의 구동 제어 방법.
7. 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템의 구동 제어 장치로서,
   세분된 전압 벡터 중 일부를 후보 전압 벡터로 선정하는 선정부; 및
   상기 선정된 후보 전압 벡터를 비용 함수의 입력으로 하여 전력변환장치에 인가되도록 제어하는 제어부,
   를 포함하되,
   상기 선정부는,
   계통의 역기전력과 지령 전류를 이용하여 인버터단 측의 지령 전압을 추정함으로써 상기 후보 전압 벡터를 선정하는 것인, 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템의 구동 제어 장치.
8. 삭제
9. 제7항에 있어서,
   상기 선정부는,
   상기 세분된 전압 벡터로서 12개 이상의 수로 나누어진 세분된 전압 벡터를 이용하는 것인, 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템의 구동 제어 장치.
10. 제7항에 있어서,
    상기 전력 변환 장치는, 직류단 커패시터가 없는 전력 변환 장치인 것인, 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템의 구동 제어 장치.
11. 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템으로서,
    3상 전압원에서 발전된 전류를 계통으로 공급하는 전력변환장치; 및
    세분된 전압 벡터 중 일부를 후보 전압 벡터로 선정하고, 상기 선정된 후보 전압 벡터를 비용 함수의 입력으로 하여 전력변환장치에 인가되도록 제어하는 모델 예측 제어를 통해 전력 변환 시스템의 구동을 제어하는 전력 변환 시스템의 구동 제어 장치,
    를 포함하되,
    상기 전력 변환 시스템의 구동 제어 장치는,
    계통의 역기전력과 지령 전류를 이용하여 인버터단 측의 지령 전압을 추정함으로써 상기 후보 전압 벡터를 선정하는 것인, 모델 예측 제어를 통한 전력 변환 시스템.

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