KR101921322B1 - 샘플링 주파수 생성 방법 및 그 장치 - Google Patents

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Abstract

샘플링 주파수 생성 방법 및 그 장치가 제공된다. 기준 클락과 미리 설정된 배수값에 대응하는 주파수 배수 관계를 형성하는 신호가 생성되고, 전체 주파수 오프셋에서 채널에서 생기는 주파수 오프셋이 추출된다. 그리고 추출된 주파수 오프셋을 미리 설정된 값으로 나누어서 이동값을 획득하고, 생성된 신호를 이동값만큼 주파수 이동시켜 샘플링 주파수를 획득한다.

Description

샘플링 주파수 생성 방법 및 그 장치{Method and apparatus for generating sampling frequency}
본 발명은 샘플링 주파수 생성에 관한 것으로, 더욱 상세하게 말하자면 이동 통신에서 신호 처리시 사용되는 샘플링 주파수를 생성하는 방법 및 그 장치에 관한 것이다.
일반적으로 통신 시스템에서는 송신 장치가 기저대역 디지털 데이터를 DAC(digital to analog converter)를 통하여 이를 아날로그 기저대역 신호로 변환하고, 아날로그 기저대역 신호를 RF(radio frequency) 중심 주파수로 상향 변환(up-conversion)하여 송신한다. 이러한 RF 송신 신호는 수신 장치에 의하여 수신된다. 수신 장치는 수신된 RF 신호를 하향 변환(down-conversion) 하여 아날로그 기저대역 신호로 변환하고, ADC(analog to digital converter)를 이용하여 아날로그 기저대역 신호를 샘플링하여 디지털 기저대역 신호로 변환된다.
이 때, 이상적인 통신을 위해서는 샘플링 주파수가 소정의 조건을 만족해야 한다. 즉, 송신 장치의 DAC의 클락(clock)과 수신 장치의 ADC 클락이 일치되어야 한다. 만약 이 조건이 만족되지 않을 경우에는 나이키스트 표본화 이론(Nyquist Sampling Theorem)에 의해서 기저 대역 신호의 대역폭(bandwidth)에 따라 특정 주파수 구간에 에일리어싱(Aliasing)이 발생하여 정상적인 데이터를 전송하는데 문제가 발생할 수 있다. 이러한 주파수의 오차를 측정하는 동작은 일반적으로 디지털 도메인에서 이루어진다.
그런데, 샘플링 주파수의 오차의 경우, 디지털 도메인의 클락이 샘플링 클락으로 사용되는 것이 일반적이기 때문에, 샘플링 주파수의 오차를 측정하기 위해서는 아날로그 도메인에서 별도의 하드웨어를 지원해주지 않는 이상 매우 어렵다. 그러므로, 애초에 아날로그 도메인에서 샘플링 주파수 생성 시에 샘플링 주파수를 최대한 정확한 값으로 제공해 주도록 수신 장치가 설계되어야 한다. 그러나 이 경우에도 수신 장치(예를 들어, 단말)가 일반적으로 정확도가 떨어지는 기준 클락을 사용하기 때문에, 정확한 값을 가지는 샘플링 주파수를 제공하는 성능에는 한계가 있다.
따라서, 정확한 샘플링 주파수 제공을 위하여 높은 정밀도를 가지면서 안정적인 클락을 생성하기 위해서는, 기지국 클락을 기준으로 삼는 네거티브 피드백 루프(Negative Feedback Loop)를 이용할 필요성이 있다. 그런데, 네거티브 피드백 루프에서는 RF 중심 주파수 오차 보상 회로가 이미 구현되어 있으므로, 샘플링 주파수 생성 회로도 위의 회로를 이용하도록 설계하는 것이 일반적이다. 즉, 서로 배수 관계를 가지도록 샘플링 주파수와 RF 중심 주파수를 제한하여 단말의 기준 클락에 대해 모두 배수 관계를 가지도록 시스템을 설계한다. 그리고 RF 주파수 오차를 측정하고 이를 보상하면, 샘플링 주파수도 자동적으로 같이 보상되도록 하는 방법을 사용하며, 이러한 방법은 일반적이다.
그러나 이러한 방법을 사용하는 경우, RF 중심 주파수는 단말이 받은 신호와 동기화되지만 샘플링 주파수의 경우에는 기지국과 다른 값을 가지기 때문에, 에일리어싱(Aliasing)이 발생할 가능성이 있다. 특히, 샘플링 주파수가 채널에서 생기는 도플러 효과에 따른 주파수 오차에 비례하여 변화하는데, 이러한 변화값은 샘플링 주파수가 클수록, 그리고 단말의 이동 속도가 클수록 크게 변화하게 된다. 근래의 통신은 보다 넓은 대역폭을 통해 스루풋(throughput)을 늘리려는 추세에 있으며, 보다 빠른 이동성(mobility)을 지원하려는 추세라는 점을 감안해 보았을 때, 위와 같은 방법을 토대로 샘플링 주파수를 생성하는 것이 적절하지 않다.
또한, 일반적으로 모뎀은 샘플링 주파수를 받아서 이를 디지털 회로의 클락신호로 사용한다. 그러나 이러한 방법을 이용할 경우, 고속 환경에서 샘플링 주파수가 변화할 것을 고려하여 디지털 회로를 설계하여야 하는데, 이것은 설계시 큰 부담(burden)으로 작용한다.
그리고 가드 대역(guard band)이 샘플링 주파수 오차에 비해 충분치 않을 경우 에일리어싱 현상이 발생하게 된다. 이때, 최악의 경우, 채널 왜곡 측정이 이루어지는 주파수 대역에 에일리어싱을 발생시켜 정상적인 주파수 동기화를 방해할 수 있다.
따라서 위와 같이 고속 이동 환경하에서 안정적인 샘플링 주파수를 획득하기 위해서는, 앞에서 언급한 바와 같이, 샘플링 주파수와 RF 중심 주파수의 배수관계를 유지하여 오차를 측정하고 보상하는 방법만으로는 그 성능의 한계가 있다.
그러므로 위와 같이 샘플링 클락을 생성하는 것보다는 이동 속도에 관계없이 일정한 주파수를 유지할 수 있는 형태로 샘플링 클락을 생성하는 것이 보다 이상적인 모뎀 설계에 가까우며, 이를 위해서는 기존과 다른 새로운 구조의 샘플링 주파수 획득 방법 및 장치가 필요하다.
본 발명이 해결하고자 하는 과제는 단말의 이동 속도에 관계없이 일정한 주파수를 유지할 수 있는 형태로 샘플링 클락을 생성할 수 있는 샘플링 주파수 생성 방법 및 그 장치를 제공하는 것이다.
본 발명의 특징에 따른 샘플링 주파수 생성 방법은, 단말이 수신되는 신호를 샘플링 하기 위한 샘플링 주파수를 생성하는 방법에서, 전체 주파수 오프셋에서 채널에서 생기는 주파수 오프셋을 추출하는 단계: 상기 추출된 주파수 오프셋을 미리 설정된 값으로 나누어서 이동값을 획득하는 단계; 및 설정된 신호를 상기 이동값만큼 주파수 이동시켜 샘플링 주파수를 획득하는 단계를 포함한다.
또한 상기 방법은 기준 클락과 미리 설정된 배수값에 대응하는 주파수 배수 관계를 형성하는 신호를 생성하는 단계를 더 포함할 수 있으며, 상기 생성된 신호가 상기 설정된 신호로 사용될 수 있다. 또한 상기 신호를 생성하는 단계는 기지국으로 제공받은 클락을 상기 기준 클락으로 사용할 수 있다.
한편 상기 주파수 오프셋을 추출하는 단계는 단말의 속도와 위치를 모르는 경우, 상기 단말이 복수의 기지국들과 각각 연결되는 복수의 링크별로, 주파수 오프셋을 추출하는 단계를 포함할 수 있다.
이외에도, 상기 이동값을 획득하는 단계는 링크별 주파수 오프셋을 미리 설정된 값으로 나누어서 링크별 이동값을 획득하는 단계를 포함 할 수 있다. 그리고 상기 샘플링 주파수를 획득하는 단계는 상기 생성된 신호를 링크의 이동값만큼 주파수 이동시켜 해당 링크의 샘플링 주파수를 획득하여, 링크별로 샘플링 주파수를 획득하는 단계를 포함 할 수 있다.
상기 샘플링 주파수를 획득하는 단계는 상기 링크별로 획득한 샘플링 주파수를 합산하고, 합산된 샘플링 주파수를 설정 상수만큼 나누어서 최종 샘플링 주파수를 획득하는 단계를 더 포함 할 수 있다. 여기서 상기 설정 상수는 링크 수일 수 있다.
본 발명의 다른 특징에 따른 샘플링 주파수 생성 장치는, 단말이 수신되는 신호를 샘플링 하기 위한 샘플링 주파수를 생성하는 장치에서, 복수의 링크들에 대한 기준 주파수들을 토대로 생성된 샘플링 주파수 신호들을 입력받고, 샘플링 주파수 신호들 합하여 출력하는 제1 주파수 감산부; 상기 제1 주파수 감산부에서 출력되는 신호를 설정된 값으로 분주하여 출력하는 주파수 분주부; 및 상기 주파수 분주부에서 출력되는 신호와 상기 각 링크에 대한 샘플링 주파수 신호를 토대로 설정된 연산을 수행하여 각 링크별 최종 샘플링 주파수 신호를 출력하는 제2 주파수 감산부를 포함한다.
상기 제1 주파수 감산부는 채널 주파수 오프셋을 미리 설정된 상수로 나눈 값만큼 각 링크별 샘플링 주파수 신호들을 이동시켜 샘플링 주파수 신호를 획득할 수 있다.
상기 제1 주파수 감산부는 제1 링크에 대한 제1 샘플링 주파수 신호와 제2 링크에 대한 제2 샘플링 주파수 신호를 곱하여 출력하는 제1 곱셈기; 상기 제1 샘플링 주파수 신호를 설정값 이동시킨 신호와 상기 제2 샘플링 주파수 신호를 설정값 이동시킨 신호를 곱하여 출력하는 제2 곱셈기; 및 상기 제1 곱셈기로부터 출력되는 신호와 상기 제2 곱셈기로부터 출력되는 신호를 합하여 출력하는 합산기를 포함할 수 있다.
이외에, 상기 장치는, 상기 제1 샘플링 주파수 신호를 설정값 지연시켜 상기 제2 곱셈기로 출력하는 제1 지연기; 및 상기 제2 샘플링 주파수 신호를 설정값 지연시켜 상기 제2 곱셈기로 출력하는 제2 지연기를 더 포함할 수 있다.
한편 상기 각 링크별 샘플링 주파수 신호는, 기지국으로 제공받은 기준 클락과 미리 설정된 배수값에 대응하는 주파수 배수 관계를 형성하는 신호일 수 있다.
상기 제2 주파수 감산부는 상기 주파수 분주부에서 출력되는 신호에서 상기 제1 주파수 감산부로 입력되는 제1 샘플링 주파수 신호를 감산하여 상기 제1 링크에 대한 최종 샘플링 신호를 출력 할 수 있으며, 상기 주파수 분주부에서 출력되는 신호에서 상기 제1 주파수 감산부로 입력되는 제2 샘플링 주파수 신호를 감산하여 상기 제2 링크에 대한 최종 샘플링 신호를 출력할 수 있다.
상기 주파수 분주부는 링크수에 대응하는 설정된 값으로 신호를 분주할 수 있다.
또한 본 발명의 다른 특징에 따른 샘플링 주파수 생성 장치는, 단말이 수신되는 신호를 샘플링 하기 위한 샘플링 주파수를 생성하는 장치에서, 복수의 링크들에 대한 기준 주파수들을 토대로 생성된 샘플링 주파수 신호들을 입력받고, 샘플링 주파수 신호들 합하여 출력하는 제1 주파수 감산부; 및 상기 제1 주파수 감산부에서 출력되는 신호를 설정된 값으로 분주하여 출력하는 주파수 분주부를 포함하며, 상기 제1 주파수 감산부는 제1 링크에 대한 제1 샘플링 주파수 신호와 제2 링크에 대한 제2 샘플링 주파수 신호를 곱하여 출력하는 제1 곱셈기; 상기 제1 샘플링 주파수 신호를 설정값 이동시킨 신호와 상기 제2 샘플링 주파수 신호를 설정값 이동시킨 신호를 곱하여 출력하는 제2 곱셈기; 및 상기 제1 곱셈기로부터 출력되는 신호와 상기 제2 곱셈기로부터 출력되는 신호를 토대로 감산 연산을 수행하는 감산기를 포함한다.
상기 제1 링크 및 상기 제2 링크가 하나의 쌍으로 처리될 수 있다. 또한 상기 각 링크별 샘플링 주파수 신호는, 기지국으로 제공받은 기준 클락과 미리 설정된 배수값에 대응하는 주파수 배수 관계를 형성하는 신호일 수 있다. 또한 상기 주파수 분주부는 링크수에 대응하는 설정된 값으로 신호를 분주할 수 있다.
본 발명의 실시 예에 따르면, AFC(auto frequency control)의 결과를 이용하여 고속 이동 환경에서도 이동 속도와 상관없이 안정적인 샘플링 주파수를 생성할 수 있다.
기존에는 단말의 이동성이 커지고 기저대역 대역폭이 커질수록, 고속에서 에일리어싱이 일어날 확률이 높아지는 것을 방지하기 위하여 항상 일정 크기 이상의 가드 대역이 사용되어야 한다. 그러나 본 발명의 실시 예에 따르면, 샘플링 주파수를 안정적으로 생성할 수 있으므로 가드 대역이 없는 경우에도 수신 신호의 대부분의 구간에서 에일리어싱이 발생되지 않는다. 따라서, 이동성과 기저대역 대역폭에 대하여 보다 독립적으로 가드 대역을 정할 수 있다. 또한 가드 대역의 크기를 최소화하여 실제 데이터 전송에 사용될 수 있는 데이터 자원을 확보할 수 있으므로, 기존 기술에 비하여 보다 높은 데이터 스루풋을 제공할 수 있다.
또한 성능이 좋지 않은 구간에서는 H-ARQ를 사용하여 에일리어싱에 대한 에러를 대비할 수 있으므로, 효율적인 장치 운영을 도모할 수 있다.
도 1은 통신 시스템에서 네거티브 피드백 루프(Negative Feedback Loop)를 이용하는 것을 나타낸 도이다.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 고속 이동 환경을 나타낸 도이다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 샘플링 주파수 생성 방법의 개념을 나타낸 도이다.
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 채널 주파수 오프셋 추출을 위하여 복수의 링크를 사용하는 환경을 나타낸 예시도이다.
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 도플러 주파수 오차의 시간 변화를 나타낸 도이다.
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 샘플링 주파수 생성 장치의 구조를 나타낸 도이다.
도 7은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 샘플링 주파수 생성 장치의 구조를 나타낸 도이다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시 예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시 예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
명세서 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성 요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.
이하, 도면을 참조하여 본 발명의 실시 예에 따른 샘플링 주파수 생성 방법 및 그 장치에 대하여 설명한다.
도 1은 통신 시스템에서 네거티브 피드백 루프(Negative Feedback Loop)를 이용하는 것을 나타낸 도이다.
첨부한 도 1에서와 같이, 기지국과 단말이 통신하는 경우, 이상적인 통신을 위해서는 신호 수신시 사용되는 샘플링 주파수가 다음과 같은 조건을 만족하여야 한다.
Figure 112014051753190-pat00001
여기서,
Figure 112014051753190-pat00002
는 기지국의 샘플링 주파수를 나타내고,
Figure 112014051753190-pat00003
는 단말의 샘플링 주파수를 나타낸다.
이상적인 통신을 위해서 위의 수학식 1이 만족되어야 한다. 즉, 송신시(Tx)의 DAC(digital to analog converter)의 클락과 수신시(Rx)의 ADC(analog to digital converter)의 클락이 일치되어야 한다.
이를 위하여, 기지국 클락을 기준으로 사용하는 네거티브 피드백 루프 방식이 사용되는데, 네거티브 피드백 루프 방식에서는 도 1에서와 같이, RF(radio frequency) 중심 주파수 오차 보상 회로(C1)를 사용한다. 중심 주파수 오차 보상 회로(C1)를 이용하여 샘플링 주파수 생성 회로를 구현할 수 있다. 즉, 다음 수학식 2와 같이, 서로 배수 관계를 가지도록 샘플링 주파수와 RF 중심 주파수를 제한한다.
Figure 112014051753190-pat00004
여기서,
Figure 112014051753190-pat00005
는 RF 중심 주파수를 나타내고,
Figure 112014051753190-pat00006
는 샘플링 주파수를 나타낸다. 그리고 ○는 단말의 기준 클락을 나타내며, N과 M은 배수를 나타낸다.
위의 수학식 2와 같이, 샘플링 주파수와 RF 중심 주파수가 서로 배수 관계를 가지고, 샘플링 주파수와 RF 중심 주파수가 모두 단말의 기준 클락에 대해 배수 관계를 가지도록 한 다음에, RF 중심 주파수 오차를 측정하고 이를 보상하면, 샘플링 주파수도 자동적으로 같이 보상된다.
이 때, RF 중심 주파수를 보상하기 위한 과정은 다음과 같다.
단말에서, 수신한 RF 신호의 중심 주파수 신호와 수신시(Rx)의 하향변환(down-conversion)에 사용될 중심 주파수를 일치시키기 위하여, RF 중심 주파수 보상이 수행된다.
RF 신호의 중심 주파수 신호와 하향 변환시 사용될 중심 주파수 신호가 일치하지 않을 경우, 하향 변환된 신호의 중심 주파수가 0이 되지 않아서, 수신한 모든 패킷의 성상도를 모든 주파수 성분에 대해서 동일한 양만큼 회전시키게 된다. 따라서, 기저 대역 입장에서 수신한 신호를 전송한 신호에 대비해 보면, 수신한 신호에는 RF 중심 주파수 오차가 발생해서 약 Φ(t)만큼 돌아간 형태의 성상도가 찍히게 된다. 이에 따라 기저 대역의 데이터를 복조할 때 오차가 발생하게 된다.
따라서 수신한 신호의 기준 신호 자원 공간(특정 주파수와 특정 시간으로 정의되는 공간)을 추출하여 기준 신호와 대비하여 주파수 오차를 측정하고, 측정된 주파수 오차를 전체 자원 공간으로 확장시킨다. 그 결과 측정된 주파수 오차의 반대 방향으로 보상되어 즉, -Φ(t)만큼 돌려져서 전송한 신호와 같은 성상도가 다시 생성되도록 한다. 이때 주파수 오차는 Ф(t)에 영향을 주는데, 이를 정량적인 표현으로 나타내면 수학식 3과 같다.
Figure 112014051753190-pat00007
여기서,
Figure 112014051753190-pat00008
주파수 오차를 나타낸다.
한편, 도 1에서, 하향 링크(downlink, DL)의 주파수 성분을 정량적으로 나타내면 다음과 같다. 여기서 하향 링크의 경우만 기술하는 이유는, 샘플링 주파수 입장에서 상향 링크(uplink)의 경우는 하향 링크를 통해 생성한 클락과 같은 신호를 사용하면 되기 때문이다.
우선, 단말이 설정 속도 보다 낮은 저속으로 이동하고 있는 경우에 대해서 설명한다.
도 1에서,
Figure 112014051753190-pat00009
는 기지국의 하향 링크(downlink, DL)의 RF 주파수를 나타내는데, 이를 정량적으로 나타내면 다음과 같다.
Figure 112014051753190-pat00010
또한, 도 1에서,
Figure 112014051753190-pat00011
는 하향링크 채널을 거치며 생기는 주파수 오차를 나타내며, 저속인 경우의
Figure 112014051753190-pat00012
를 정량적으로 나타내면 다음과 같다.
Figure 112014051753190-pat00013
도 1에서,
Figure 112014051753190-pat00014
는 하향링크 주파수 오차를 나타내는데, 저속인 경우의
Figure 112014051753190-pat00015
를 정량적으로 나타내면 다음과 같다.
Figure 112014051753190-pat00016
위와 같은 하향 링크의 주파수 오차 성분들은 도 1의 단말에서, L1 Control (AFC: auto frequency control)를 통해서 다시 RF 측으로 피드백 된다. 이때, RF 기준 클락(예: PLL (phase-locked loop) 기준 클락)의 주파수를 제어하여 수신시(Rx)의 RF 중심 주파수를 변경하도록 할 수 있다. 위의 수학식 5에 따라, 단말이 저속인 경우에, 채널에 의한 주파수 오차 성분이 0이 되므로 아래와 같은 수식들이 성립한다.
하기의 수학식 7은 정상 상태(steady state)에서의 기준 주파수를 나타낸다.
Figure 112014051753190-pat00017
여기서,
Figure 112014051753190-pat00018
는 단말의 하향링크 RF 주파수를 나타낸다.
하기의 수학식 8은 정상 상태(steady state)에서의 RF 중심 주파수를 나타낸다.
Figure 112014051753190-pat00019
하기의 수학식 9는 정상 상태(steady state)에서의 샘플링 주파수를 나타낸다.
Figure 112014051753190-pat00020
위의 수학식 7 내지 9를 토대로, 단말의 샘플링 주파수 및 RF 중심 주파수가 모두 기지국과 동기화되어, 이상적인 통신이 가능하게 된다.
하지만, 단말이 설정 속도보다 빠른 고속으로 이동하는 경우에는, 다음과 같은 수식들이 성립된다.
단말이 고속으로 이동하는 경우, 채널 주파수 오차(fo,ch,DL(t))는 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112014051753190-pat00021
단말이 고속으로 이동하는 경우, 하향링크 주파수 오차(fo,DL(t))는 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112014051753190-pat00022
따라서, 정상 상태에서는 다음과 같은 수식들이 성립됨을 알 수 있다.
하기의 수학식 12는 단말이 고속인 경우, 정상 상태(steady state)에서의 기준 주파수를 나타낸다.
Figure 112014051753190-pat00023
하기의 수학식 13은 단말이 고속인 경우, 정상 상태(steady state)에서의 RF 중심 주파수를 나타낸다.
Figure 112014051753190-pat00024
하기의 수학식 14는 단말이 고속인 경우, 정상 상태(steady state)에서의 샘플링 주파수를 나타낸다.
Figure 112014051753190-pat00025
이러한 수학식들을 토대로, 결론적으로 RF 중심 주파수는 단말이 수신한 신호와 동기화되지만, 샘플링 주파수는 기지국과 다른 값을 가지기 때문에, 에일리어싱(Aliasing)이 발생할 수 있음을 알 수 있다. 특히 샘플링 주파수가 채널에서 생기는 도플러 효과에 따른 주파수 오차에 비례하여 변환되고, 그 변화값은 샘플링 주파수가 클수록, 그리고 단말의 이동 속도가 클수록 크게 변화하게 됨을 알 수 있다.
고속 이동 환경 하에서 안정적인 샘플링 주파수를 획득하고자 하는 경우, 위와 같이 샘플링 주파수와 RF 중심 주파수의 배수관계를 유지하면서 RF 중심 주파수 오차를 측정하고 이를 보상하여 샘플링 주파수도 자동적으로 같이 보상되도록 하는 방법으로는, 그 성능에 한계가 있다.
본 발명의 실시 예에서는 단말의 이동 속도에 관계없이 일정한 주파수를 유지할 수 있도록 샘플링 클락을 생성한다.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 고속 이동 환경을 나타낸 도이다.
첨부한 도 2는 고속 이동 환경에서 고려되는 시나리오(LOS(Line of Sight)) 환경을 도시하고 있는데, 이러한 시나리오 환경에서의 도플러 효과를 정량적으로 나타내면 다음과 같다.
Figure 112014051753190-pat00026
위의 수학식 15을 참고하면, 고속 이동 환경에서는 저속 이동 환경과는 다르게 채널을 통과하면서 도플러 시프트(shift) 효과에 의한 주파수 변화가 생기게 됨을 알 수 있다. 또한 이러한 도플러 효과는 단말과 기지국간의 위치(cos 성분) 및 속도(v)에 대한 파라미터 함수로 주어지게 된다는 사실을 알 수 있다.
위의 수학식 15를 토대로 수학식 14를 다시 정리하면, 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112014051753190-pat00027
한편, NLOS(Non-Line of Sight) 환경에서는 도플러 시프트 대신에, 주파수 변화가 도플러 주파수 스프레드 형태로 나타나게 된다. NLOS 환경에서의 도플러 주파수 스프레드는 통계적인 방법으로 보정할 수 있지만 이 역시 보정 회로의 복잡도를 증가시키게 된다.
고속 이동 환경에서는 LOS가 보장된 환경에서 통신을 하는 것이 일반적이므로, 본 발명의 실시 예에서는 도플러 시프트 형태의 주파수 변호를 고려한다. 그러나, NLOS 환경에서도 주파수 변화가 신뢰할 수 있는 수준으로 측정된다고 하면, 본 발명의 실시 예에 따른 방법을 적용할 수 있다.
본 발명의 실시 예에서는 안정적인 샘플링 주파수를 획득하기 위해서, 네거티브 피드백 루프 구조를 사용한다. 네거티브 피드백 루프 구조를 사용하지 않을 경우에는 각 단말이 모두 제각각 서로 다른 주파수에서 동작하게 되고, 각 단말을 동작시키기 위해서는 단말 기준 클락을 발생시키는 오실레이터가 높은 정확도를 가져야 한다는 제약 조건이 따르게 된다. 이러한 제약을 고려하여 본 발명의 실시 예에서는 네거티브 피드백 루프 구조를 사용하지만, 이것에 한정되는 것은 아니다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 샘플링 주파수 생성 방법의 개념을 나타낸 도이다. 여기서는 수신시 처리 부분만을 도시하였다.
첨부한 도 3에서와 같이, 소정 채널을 통하여 수신된 RF 신호는 하향변환(down-conversion)되어 아날로그 기저대역 신호로 변환되고, 아날로그 기저대역 신호는 ADC(analog to digital converter)에 의하여 샘플링되어 디지털 기저대역 신호로 변환된다.
여기서, ADC의 샘플링 주파수가 기지국의 샘플링 주파수와 일치되도록 하기 위하여, 기지국의 클락을 기준으로 하는 네가티브 피드백 루프를 사용한다. 안정적인 샘플링 주파수를 획득하기 위하여, 기지국의 클락 즉, 기준 클락(reference clock)과의 미리 설정된 배수값에 대응하는 주파수 배수 관계를 유지하는 신호를 생성한다(S100).
그리고 전체 주파수 오프셋에서 채널에서 생기는 주파수 오프셋(도플러 주파수 오프셋)를 추출하며(S110), 추출된 주파수 오프셋을 미리 설정된 상수(O)로 나누어서 이동값을 획득한다(S120). 이동값만큼 생성된 신호의 주파수를 이동시켜 최종 샘플링 주파수를 획득한다(S130).
이를 수식으로 나타내면 다음과 같다.
Figure 112018106957292-pat00028
전체 주파수 오프셋에서 채널에서 생기는 주파수 오프셋 즉, 도플러 주파수 오프셋을 추출하는 과정에 대하여 설명한다.
도플러 주파수 오프셋을 추출하기 위하여, 크게 2개의 방법을 사용할 수 있다.
첫째는, 위치 기반 서비스를 토대로 단말의 속도 및 위치를 획득한 상태에서, 도플러 주파수 오프셋을 추출한다. 이러한 방법은 링크가 1개인 상황에서도 적용될 수 있다.
단말의 속도(v(t))와 단말의 위치(cos)를 토대로, 도플러 주파수 오프셋fo,ch,DL(t)을 위의 수학식 15를 토대로 산출할 수 있다. 그리고 산출된 도플러 주파수 오프셋을 미리 설정된 상수(O)로 나누어서 주파수 이동을 위한 값을 획득한다.
이러한 방법의 경우, 도플러 주파수 오프셋 fo,ch,DL(t) 산출시, 정확도를 위해서 기준 값(reference)으로 네가티브 피드백 루프내에 있는 신호를 사용하여야 하는데, 이때 기준값 대비 도플러 주파수 오프셋 fo,ch,DL(t)가 어떤 배수 관계를 가지는지 를 확인해야 한다.
둘째는, 단말의 속도(v(t))와 단말의 위치(cos)를 알 수 없는 경우의 도플러 주파수 오프셋 산출 방법이다. 위치 기반 서비스가 제공되지 않거나 이용할 수 없는 경우, 단말의 속도 및 위치를 알 수 없다. 이러한 경우에는 1개의 링크로는 채널의 주파수 오프셋 성분을 추출할 수 없다. 그러므로 도 4에서와 같이, 복수의 링크를 사용하여 주파수 오프셋 성분을 추출한다.
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 채널 주파수 오프셋 추출을 위하여 복수의 링크를 사용하는 환경을 나타낸 예시도이다.
도 4에 예시된 바와 같이, 단말이 복수의 기지국(RU1, RU2)와 링크를 형성하고 있는 상황에서, 복수의 링크(Link 1, Link 2)를 사용하여 채널의 주파수 오차 성분 즉, 도플로 주파수 오프셋을 추출한다.
각 링크의 주파수 오차 즉, 도플러 주파수 오프셋은 다음과 같이 나타낼 수 있다.
먼저, 제1 링크(Link 1)에 대하여 살펴본다.
Figure 112014051753190-pat00029
여기서,
Figure 112014051753190-pat00030
는 제1 링크의 하향 링크 주파수를 나타낸다.
제1 링크에 대한, 정상 상태(steady state)에서의 기준 주파수는 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112014051753190-pat00031
Figure 112014051753190-pat00032
는 제1 링크의 정상 상태에서의 기준 주파수를 나타낸다.
제1 링크에 대한, 정상 상태에서의 샘플링 주파수는 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112014051753190-pat00033
Figure 112014051753190-pat00034
제1 링크의 정상 상태에서의 샘플링 주파수를 나타낸다.
다음은, 제2 링크 (Link 2)에 대하여 살펴본다.
Figure 112014051753190-pat00035
여기서,
Figure 112014051753190-pat00036
는 제2 링크의 하향 링크 주파수를 나타낸다.
제2 링크에 대한 정상 상태에서의 기준 주파수는 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112014051753190-pat00037
Figure 112014051753190-pat00038
는 제2 링크의 정상 상태에서의 기준 주파수를 나타낸다.
제2 링크에 대한, 정상 상태에서의 샘플링 주파수는 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112014051753190-pat00039
Figure 112014051753190-pat00040
는 제2 링크의 정상 상태에서의 샘플링 주파수를 나타낸다.
링크별로 주파수 오프셋을 미리 설정된 값으로 나누어서 링크별 이동값을 획득하고, 이러한 링크의 이동값만큼 단계(S100)에서 생성된 신호를 주파수 이동시켜 링크별 샘플링 주파수를 획득할 수 있다.
단말이 등속 운동할 경우, 위의 도플러 효과에 관련된 수학식 15에서 코사인(cosine) 성분을 구해보면 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112014051753190-pat00041
여기서,
Figure 112014051753190-pat00042
는 제1 링크에 대한 코사인 성분을 나타내며,
Figure 112014051753190-pat00043
는 제2 링크에 대한 코사인 성분을 나타낸다.
위의 수학식 24를 토대로, 도플러 주파수 오차의 시간 변화를 관찰해보면 도 5와 같다.
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 도플러 주파수 오차의 시간 변화를 나타낸 도이다. 여기서는 도 4와 같은 복수의 링크가 형성되는 환경에서, 두 기지국 사이의 거리 D h =1km이고, 단말의 이동 속도 v=400km/h이며, 기지국의 기준 클락 f RF,BS,LO =27GHz)인 환경에서, 도플러 주파수 오차의 시간 변화를 나타낸다. 특히, 도 5의 (A)는 기지국과 도로 사이의 거리 Dv를 100m로 하였을 경우의 각 링크의 도플러 주파수 오프셋의 변화를 나타내며, 도 5의 (B)는 기지국과 도로 사이의 거리 Dv를 1.5m로 하였을 경우의 각 링크의 도플러 주파수 오프셋의 변화를 나타낸다.
도 5를 참조하면, 두 링크(제1 링크, 제2 링크)의 주파수 오차가 거의 대부분의 구간에서 크기가 서로 같으며 부호만 반대인 구간이 많다는 것을 알 수 있다. 이것은 단말이 등속 운동하는 것과는 상관없이 항상 성립한다. 특히 이러한 구간은 기지국이 도로에 붙어 있을 수록(즉, 도로와 기지국 사이의 거리 Dv의 값이 작을 수록) 비중이 높게 나타난다. 따라서 다음과 같은 조건이 성립하게 됨을 알 수 있다.
Figure 112014051753190-pat00044
즉, 링크별 주파수 오차는 거의 유사한 크기를 가지면서 부호가 반대임을 알 수 있다.
이러한 수학식 25를 토대로, 위의 제2 링크에 대한 정상 상태에서의 샘플링 주파수 관련된 수학식 23을 다음과 같이, 표현할 수 있다.
Figure 112014051753190-pat00045
따라서 제1 링크에 관련된, 정상 상태에서의 샘플링 주파수에 관련된 위의 수학식 20과, 제2 링크에 관련된, 정상 상태에서의 샘플링 주파수 관련된 수학식 26을 토대로, 각 링크의 채널 주파수 오차를 구하면 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112014051753190-pat00046
여기서,
Figure 112014051753190-pat00047
는 제1 링크에 대한 채널 주파수 오차를 나타내며,
Figure 112014051753190-pat00048
는 제2 링크에 대한 채널 주파수 오차를 나타낸다.
한편 2개의 링크를 쌍(pair)으로 동작시킬 경우, 다음과 같이, 2개의 링크의 샘플링 주파수들을 서로 합산하고, 합산된 값을 2로 나눈 값을 최종적인 샘플링 주파수로 결정할 수 있다.
Figure 112014051753190-pat00049
추가적으로, 특정 주파수만큼 작은 주파수를 아래와 같이 구성될 수 있다. 실제로는 cos이나 sin 둘 중에 하나를 선택해서 만들면 된다.
Figure 112014051753190-pat00050
이러한 본 발명의 실시 예에 따르면, 고속 이동 환경에서도 단말의 이동 속도와는 상관없이, 안정적인 샘플링 주파수를 생성할 수 있다.
기존에는 이동성이 커지고 기저대역 대역폭이 커질수록, 고속에서 에일리어싱이 일어날 확률이 높아지기 때문에 항상 일정 크기 이상의 가드 대역이 사용되어야 하지만, 본 발명의 실시 예에 따르면 안정적인 샘플링 주파수가 생성됨으로써, 가드 대역이 없는 경우에도 대부분의 구간에서 에일리어싱이 발생되지 않는다.
또한 고속 이동 환경에서는 일반적으로 셀 바로 아래 부분에서의 SNR(signal to noise ratio)이 좋지 않기 때문에, 셀 근처에서는 미리 다른 셀로 핸드오버된다는 전제하에서, 수학식 25에 따른 조건 즉, 링크별 주파수 오차가 거의 유사한 크기를 가지면서 부호가 반대인 조건이 만족될 수 있다. 이때, 항상 모든 구간에서 에일리어싱이 발생되지 않는다.
따라서, 이동성 및 기저대역 대역폭과는 독립적으로 가드 대역을 정할 수 있으며, 그 결과 가드 대역의 크기를 최소화하여 실제 데이터 전송에 사용될 수 있는 데이터 자원을 확보할 수 있다. 그러므로 보다 높은 데이터 쓰루풋(throughput)을 얻을 수 있다. 또한 성능이 좋지 않은 구간에서는 HARQ(hybrid automatic retransmit request)를 사용하여 에일리어싱에 대한 에러에 대비하여, 효율적인 운영을 도모할 수 있다.
위에 기술된 바와 같은 방법을 토대로 샘플링 주파수를 생성하는, 본 발명의 실시 예에 따른 샘플링 주파수 생성 장치에 대하여 설명한다.
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 샘플링 주파수 생성 장치의 구조를 나타낸 도이다.
첨부한 도 6에서와 같이, 본 발명의 실시 예에 따른 샘플링 주파수 생성 장치(100)는, 제1 주파수 감산부(10), 주파수 분주부(20), 그리고 제2 주파수 감산부(30)를 포함한다.
제1 주파수 감산부(10)는 복수의 링크들에 대한 기준 주파수들을 토대로 생성된 샘플링 주파수들을 감산한다. 여기서는 2개의 링크를 예시로 하여 설명을 하지만, 본 발명은 이에 한정되지 않는다.
구체적으로, 제1 링크에 대한 샘플링 주파수 신호(
Figure 112014051753190-pat00051
)와, 제2 링크에 대한 샘플링 주파수 신호(
Figure 112014051753190-pat00052
)는 PLL(40, 41)로부터 각각 링크를 통하여 수신되는 기지국의 RF 클락을 토대로 하는 단말의 하향 링크 기준 주파수 신호(
Figure 112014051753190-pat00053
)와 미리 설정된 배수 관계를 통해 생성된 신호들이다. 또는 수신되는 기지국의 RF 클락(
Figure 112014051753190-pat00054
)을 토대로 미리 설정된 배수 관계를 통해 각 링크에 대한 샘플링 주파수 신호를 바로 생성할 수도 있다. 샘플링 주파수 신호를 생성하는 방법은 여러 가지가 있을 수 있으며, 기지국으로부터 수신된 신호의 클락에 맞추어 적절한 배수관계를 통해 생성하는 모든 방법을 포함한다.
또한 제1 주파수 감산부(10)의 입력은 반드시 샘플링 주파수 신호만 가능한 것이 아니라, 수신된 기지국의 RF 클락과 이를 토대로 배수관계로 생성된 모든 신호가 입력으로 사용될 수 있다. 각각의 경우에 맞추어, ADC에 입력하기 전에 주파수를 샘플링주파수에 해당하는 배수관계로 변경해 주는 구성 요소(샘플링 주파수 생성부라고 명명될 수 있음)가 사용될 수 있다.
여기서 PLL(40, 41)은 입력과 출력의 주파수의 배수 관계를 표현하기 위해 사용되었으며, 상황에 따라서 주파수 분주기 혹은 주파수 곱셈기로 대체될 수 있다. 그리고 제1 링크에 대한 샘플링 주파수 신호(이하, 제1 샘플링 주파수 신호라고 명명함)와, 제2 링크에 대한 샘플링 주파수 신호(이하, 제2 샘플링 주파수 신호라고 명명함)를 토대로, 채널 주파수 오프셋을 산출하고, 채널 주파수 오프셋을 미리 설정된 상수(O)로 나눈 값만큼 제1 샘플링 주파수 신호 및 제2 샘플링 주파수 신호를 이동시켜 최종 샘플링 주파수를 획득한다. 이러한 제1 주파수 감산부(10)는 위의 수학식 27을 토대로 샘플링 주파수 신호를 처리할 수 있다.
이를 위하여, 제1 주파수 감산부(10)는 제1 샘플링 주파수 신호와 제2 샘플링 주파수 신호를 곱하여 출력하는 제1 곱셈기(11), 제1 샘플링 주파수 신호를 설정값만큼 딜레이시켜 출력하는 제1 지연기(12), 제2 샘플링 주파수 신호를 설정값만큼 딜레이시켜 출력하는 제2 지연기(13), 제1 지연기(12)로부터 출력되는 제1 샘플링 주파수 신호와 제2 지연기(13)로부터 출력되는 제2 샘플링 주파수 신호를 곱하여 출력하는 제2 곱셈기(14), 그리고 제1 곱셈기(11)로부터 출력되는 신호와 제2 곱셈기(14)로부터 출력되는 신호를 합하여 출력하는 합산기(15)를 포함한다. 한편, PLL(40, 41)에서 자체적으로 위상차이가 90도만큼 차이 나는 신호를 만들어 내는 경우에는, 제 1 지연기(12)와 제2 지연기(13)가 사용되지 않을 수 있다. 주파수 분주부(20)는 제1 주파수 감산부(10)에서 출력되는 주파수 신호를 미리 설정된 값으로 분주하여 출력한다.
이러한 제1 주파수 감산부(10) 및 주파수 분주부(20)를 통하여, 채널의 주파수 오프셋 성분을 주파수로 가지는 주파수 신호 특히, 코사인(cos), 사인(sin) 함수로 이루어지는 주파수 신호를 얻을 수 있다.
한편, 제2 주파수 감산부(30)는 주파수 분주부(20)로부터 출력되는 신호와, 각 링크에 대한 샘플링 주파수 신호(제1 샘플링 주파수 신호 또는 제2 샘플링 주파수 신호)를 토대로 연산을 수행하여 최종적으로 안정적인 샘플링 주파수 신호(이하, 최종 샘플링 신호라고 명명함)를 출력한다. 예를 들어, 제2 주파수 감산부(30)는 PLL(40)로부터 출력되어 제1 주파수 감산부(10)로 입력되는 제1 샘플링 주파수 신호(
Figure 112014051753190-pat00055
)에서 주파수 분주부(20)에서 출력되는 신호를 감산하여 제1 링크에 대한 최종 샘플링 신호를 출력한다. 또한 제2 주파수 감산부(30)는 PLL(41)로부터 출력되어 제1 주파수 감산부(10)로 입력되는 제2 샘플링 주파수 신호(
Figure 112014051753190-pat00056
)에서 주파수 분주부(20)에서 출력되는 신호를 감산하여 제2 링크에 대한 최종 샘플링 신호를 출력한다.
위와 같이, 각 링크별로 최종 샘플링 신호를 출력하는 동작이 수행될 수도 있으며, 또는 선택되는 임의 링크에 대하여 최종 샘플링 신호를 출력하는 동작이 수행될 수도 있다.
위에 기술된 바와 같이 제2 주파수 감산부(30)로부터 출력된 최종 샘플링 신호는 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하는 ADC(200)로 제공되어, 샘플링 처리에 사용된다.
도 7은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 샘플링 주파수 생성 장치의 구조를 나타낸 도이다. 여기서는 복수의 링크를 쌍(pair)으로 이용할 경우에 샘플링 주파수를 생성하는 장치의 구조를 나타낸다.
첨부한 도 7에서와 같이, 본 발명의 다른 실시 예에 따른 샘플링 주파수 생성 장치(100')는, 제1 주파수 감산부(10')와 주파수 분주부(20')를 포함한다.
여기서도 2개의 링크를 예시로 하여 설명을 하지만, 본 발명은 이에 한정되지 않는다.
제1 주파수 감산부(10')는 위의 실시 예와 동일하게, 제1 샘플링 주파수 신호(
Figure 112014051753190-pat00057
)와, 제2 샘플링 주파수 신호(
Figure 112014051753190-pat00058
)입력받아서, 채널 주파수 오프셋을 산출하고, 채널 주파수 오프셋을 미리 설정된 상수(O)로 나눈 값만큼 제1 샘플링 주파수 신호 및 제2 샘플링 주파수 신호를 이동시켜 최종 샘플링 주파수를 획득한다.
이를 위하여, 제1 주파수 감산부(10)는 위의 실시 예와 동일하게, 제1 샘플링 주파수 신호와 제2 샘플링 주파수 신호를 곱하여 출력하는 제1 곱셈기(11), 제1 샘플링 주파수 신호를 설정값만큼 딜레이시켜 출력하는 제1 지연기(12), 제2 샘플링 주파수 신호를 설정값만큼 딜레이시켜 출력하는 제2 지연기(13), 제1 지연기(12)로부터 출력되는 제1 샘플링 주파수 신호와 제2 지연기(13)로부터 출력되는 제2 샘플링 주파수 신호를 곱하여 출력하는 제2 곱셈기(14)를 포함한다. 다만, 위의 실시 예와는 달리, 제1 곱셈기(11)로부터 출력되는 신호와 제2 곱셈기(14)로부터 출력되는 신호를 토대로 감산 연산을 수행하는 감산기(16)를 포함한다.
여기서는 위의 수학식 28을 토대로 샘플링 주파수 신호를 처리하는데, 수학식 28에 따라, 각 링크의 샘플링 주파수 신호를 더한 다음에 주파수 분주한 결과는 ADC의 샘플링 주파수와 동일함을 알 수 있다. 따라서 주파수 덧셈 후에 바로 디지털 클락으로 만들기 위하여, 주파수 분주부(20')가 디지털 분주기(digital divider)로 이루어진다. 이에 따라, 제1 주파수 감산부(10')의 출력 신호가 주파수 분주부(20')의 입력 단자(D F/F)에 연결되며, 주파수 분주부(20')는 제1 주파수 감산부(10')에서 출력되는 신호를 토대로 최종 샘플링 주파수 신호 즉, 클락 신호를 생성하여 ADC(200)로 제공한다.
본 발명의 실시 예에 따른 샘플링 주파수 생성 장치의 구조는 위에 기술된 것에 한정되지 않으며, 위의 실시 예에 따른 방법을 만족하는 다양한 형태로 구현될 수 있다.
본 발명의 실시 예는 이상에서 설명한 장치 및/또는 방법을 통해서만 구현이 되는 것은 아니며, 본 발명의 실시예의 구성에 대응하는 기능을 실현하기 위한 프로그램, 그 프로그램이 기록된 기록 매체 등을 통해 구현될 수도 있으며, 이러한 구현은 앞서 설명한 실시예의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야의 전문가라면 쉽게 구현할 수 있는 것이다.
이상에서 본 발명의 실시 예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.

Claims (18)

  1. 단말이 수신되는 신호를 샘플링 하기 위한 샘플링 주파수를 생성하는 방법에서
    기지국으로부터 수신되는 신호로부터 획득되는 기준 클락을 이용하여, 상기 기준 클락과 미리 설정된 배수값에 대응하는 주파수 배수 관계를 가지는 신호를 생성하는 단계;
    상기 단말이 복수의 기지국들과 각각 연결되는 복수의 링크를 통해, 전체 주파수 오프셋 중에서 상기 단말의 이동에 따라 야기되는 도플러 주파수 오프셋을 추출하는 단계:
    상기 추출된 도플러 주파수 오프셋을 미리 설정된 값으로 나누어서 이동값을 획득하는 단계; 및
    상기 생성된 신호를 상기 이동값만큼 주파수 이동시켜 샘플링 주파수를 획득하는 단계
    를 포함하는, 샘플링 주파수 생성 방법.
  2. 제1항에 있어서
    상기 단말이 복수의 기지국들과 각각 연결되는 복수의 링크별로 각각, 상기 생성된 신호를 링크별로 획득되는 도플러 주파수 오프셋에 따른 상기 이동값만큼 주파수 이동시켜 샘플링 주파수를 획득하고, 상기 복수의 링크별로 획득된 샘플링 주파수들을 합하고 이를 토대로 최종 샘플링 주파수를 획득하는, 샘플링 주파수 생성 방법.
  3. 삭제
  4. 삭제
  5. 삭제
  6. 단말이 수신되는 신호를 샘플링하기 위한 샘플링 주파수를 생성하는 방법에서
    기지국으로부터 수신되는 신호로부터 획득되는 기준 클락을 이용하여, 상기 기준 클락과 미리 설정된 배수값에 대응하는 주파수 배수 관계를 가지는 신호를 생성하는 단계;
    상기 단말이 복수의 기지국들과 각각 연결되는 복수의 링크별로 각각, 전체 주파수 오프셋에서 상기 단말의 이동 속도에 따라 야기되는 도플러 주파수 오프셋을 추출하는 단계:
    상기 복수의 링크별로 각각, 상기 추출된 도플러 주파수 오프셋을 미리 설정된 값으로 나누어서 이동값을 획득하는 단계;
    상기 복수의 링크별로 각각, 상기 생성된 신호를 해당 링크에 대해 획득된 상기 이동값만큼 주파수 이동시켜 샘플링 주파수를 획득하는 단계; 및
    상기 링크별로 획득한 샘플링 주파수들을 합산하고, 합산된 샘플링 주파수를 설정 상수만큼 나누어서 최종 샘플링 주파수를 획득하는 단계
    를 포함하는 샘플링 주파수 생성 방법.
  7. 제6항에 있어서
    상기 설정 상수는 링크 수인, 샘플링 주파수 생성 방법.
  8. 단말이 수신되는 신호를 샘플링 하기 위한 샘플링 주파수를 생성하는 장치에서,
    기지국으로부터 수신되는 신호로부터 획득되는 기준 클락과 미리 설정된 배수값에 대응하는 주파수 배수 관계를 가지는 샘플링 주파수 신호를 입력받고, 상기 단말이 복수의 기지국들과 각각 연결되는 복수의 링크를 통해, 전체 주파수 오프셋 중에서 상기 단말의 이동에 따라 야기되는 도플러 주파수 오프셋을 추출하고, 상기 추출된 도플러 주파수 오프셋을 미리 설정된 상수로 나눈 이동값만큼, 상기 입력된 샘플링 주파수 신호를 이동시켜 출력하는 제1 주파수 감산부;
    상기 제1 주파수 감산부에서 출력되는 신호를 설정된 값으로 분주하여 출력하는 주파수 분주부; 및
    상기 주파수 분주부에서 출력되는 신호와 상기 제1 주파수 감산부로 입력된 샘플링 주파수 신호를 토대로 설정된 연산을 수행하여 최종 샘플링 주파수 신호를 출력하는 제2 주파수 감산부
    를 포함하는 샘플링 주파수 생성 장치.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 제2 주파수 감산부는 상기 주파수 분주부에서 출력되는 신호에서 상기 제1 주파수 감산부로 입력된 샘플링 주파수 신호를 감산하여 상기 최종 샘플링 신호를 출력하는, 샘플링 주파수 생성 장치.
  10. 제8항에 있어서,
    상기 제1 주파수 감산부는
    제1 링크에 대하여 입력되는, 기지국으로부터 수신되는 신호로부터 획득되는 기준 클락과 미리 설정된 배수값에 대응하는 주파수 배수 관계를 가지는 제1 샘플링 주파수 신호와, 제2 링크에 대하여 입력되는, 기지국으로부터 수신되는 신호로부터 획득되는 기준 클락과 미리 설정된 배수값에 대응하는 주파수 배수 관계를 가지는 제2 샘플링 주파수 신호를 입력받고, 상기 제1 샘플링 주파수 신호와 상기 제2 샘플링 주파수 신호를 곱하여 출력하는 제1 곱셈기;
    상기 제1 샘플링 주파수 신호를 설정값 이동시킨 신호와 상기 제2 샘플링 주파수 신호를 설정값 이동시킨 신호를 곱하여 출력하는 제2 곱셈기; 및
    상기 제1 곱셈기로부터 출력되는 신호와 상기 제2 곱셈기로부터 출력되는 신호를 합하여 출력하는 합산기
    를 포함하는, 샘플링 주파수 생성 장치.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 제1 샘플링 주파수 신호를 설정값 지연시켜 상기 제2 곱셈기로 출력하는 제1 지연기; 및
    상기 제2 샘플링 주파수 신호를 설정값 지연시켜 상기 제2 곱셈기로 출력하는 제2 지연기
    를 더 포함하는, 샘플링 주파수 생성 장치.
  12. 삭제
  13. 제10항에 있어서,
    상기 제2 주파수 감산부는
    상기 주파수 분주부에서 출력되는 신호에서 상기 제1 주파수 감산부로 입력되는 상기 제1 샘플링 주파수 신호를 감산하여 상기 제1 링크에 대한 최종 샘플링 신호를 출력하고,
    상기 주파수 분주부에서 출력되는 신호에서 상기 제1 주파수 감산부로 입력되는 상기 제2 샘플링 주파수 신호를 감산하여 상기 제2 링크에 대한 최종 샘플링 신호를 출력하는, 샘플링 주파수 생성 장치.
  14. 제9항에 있어서
    상기 주파수 분주부는 링크수에 대응하는 설정된 값으로 신호를 분주하는, 샘플링 주파수 생성 장치.
  15. 단말이 수신되는 신호를 샘플링 하기 위한 샘플링 주파수를 생성하는 장치에서,
    복수의 링크별로 기지국으로부터 수신되는 신호로부터 획득되는 기준 클락과 미리 설정된 배수값에 대응하는 주파수 배수 관계를 가지는 샘플링 주파수 신호들을 입력받고, 상기 단말이 복수의 기지국들과 각각 연결되는 복수의 링크를 통해, 전체 주파수 오프셋 중에서 상기 단말의 이동에 따라 야기되는 도플러 주파수 오프셋을 미리 설정된 상수로 나눈 이동값만큼 상기 입력된 샘플링 주파수 신호를 각각 이동시키고 상기 이동된 샘플링 주파수 신호들을 합하여 출력하는 제1 주파수 감산부; 및
    상기 제1 주파수 감산부에서 출력되는 신호를 설정된 값으로 분주하여 최종 샘플링 주파수 신호를 출력하는 주파수 분주부
    를 포함하며,
    상기 제1 주파수 감산부는
    제1 링크에 대한 제1 샘플링 주파수 신호와 제2 링크에 대한 제2 샘플링 주파수 신호를 곱하여 출력하는 제1 곱셈기;
    상기 제1 샘플링 주파수 신호를 설정값 이동시킨 신호와 상기 제2 샘플링 주파수 신호를 설정값 이동시킨 신호를 곱하여 출력하는 제2 곱셈기; 및
    상기 제1 곱셈기로부터 출력되는 신호와 상기 제2 곱셈기로부터 출력되는 신호를 토대로 감산 연산을 수행하는 감산기
    를 포함하는, 샘플링 주파수 생성 장치.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 제1 링크 및 상기 제2 링크가 하나의 쌍으로 처리되는, 샘플링 주파수 생성 장치.
  17. 삭제
  18. 제15항에 있어서
    상기 주파수 분주부는 링크수에 대응하는 설정된 값으로 신호를 분주하는, 샘플링 주파수 생성 장치.













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