KR101903772B1 - 주요 시설 저전력 모니터링 시스템에서의 패킷 생성 및 수신 방법 - Google Patents

주요 시설 저전력 모니터링 시스템에서의 패킷 생성 및 수신 방법 Download PDF

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Abstract

PHR 비트 및 PSDU 비트를 다중화하여 제1 비트열을 생성하는 단계, 상기 제1 비트열을 컨볼루션 부호화하는 단계, 상기 컨볼루션 인코딩된 제1 비트열을 인터리빙하는 단계, 상기 인터리빙된 제1 비트열을 SHR 비트와 다중화하여 제2 비트열을 생성하는 단계, 그리고 상기 제2 비트열을 FSK 방식 또는 위치 기반 FSK 방식으로 변조하는 단계를 포함하는 주요 시설 모니터링 저전력 무선 통신을 위한 패킷의 생성 방법이 제공된다.

Description

주요 시설 저전력 모니터링 시스템에서의 패킷 생성 및 수신 방법 {Method of generation and reception of packets for low energy critical infrastructure monitoring system}
본 발명은 주요 시설 저전력 모니터링(low energy critical infrastructure monitoring, LECIM) 시스템에서 패킷을 생성하고 수신하는 방법에 관한 것이다.
도 1은 LECIM 무선 네트워크를 나타낸 도면이다.
도 1을 참고하면, LECIM 무선 네트워크는 상전 코디네이터(mains-powered coordinator)(110)와 복수의 배터리전원 말단 장비(battery-powered endpoint device)(120)를 포함한다.
상전 코디네이터(110)는 다른 상전 코디네이터와 연결할 수 있고, 복수의 배터리전원 말단 장비(120)를 관리할 수 있다.
복수의 배터리전원 말단 장비(120)는 상전 코디네이터(110)와만 연결할 수 있다. 복수의 배터리전원 말단 장비(120)는 인력으로 관리되지 않아도 수년 동안 동작해야 하므로 저전력 특성이 우수해야 한다. 또한, 통신 반경이 수 백m에서 수 km에 달할 수 있기 때문에 경로 손실이 심할 수 있는 무선 환경에서도 신뢰성 있는 통신 품질을 유지해야 한다.
한편, 위와 같은 LECIM 무선 장치를 운용할 주파수 대역은 지역적으로 서로 다를 수 있으며, 전 세계적으로 LECIM 무선 장치는 868~870MHz, 902~928MHz, 2400~2483.5MHz 등의 주파수 대역에서 운용된다. 우리나라에서는 최대 10dBm 의 송신전력을 방사할 수 있는 917~923.5MHz 대역을 LECIM 무선장치를 위한 운용 주파수로 사용할 수 있다.
도 2는 LECIM 무선 네트워크에서 거리에 따른 경로 손실을 나타낸 도면이다.
도 2에서는 900MHz 운용 대역에서 거리에 따른 LECIM 채널 모델로서 오쿠무라-하타(Okumura-Hata) 모델이 채택되었다. 그리고, 900MHz대역에서 코디네이터가 30m 높이에 위치하고, 말단 장비가 2m 높이에 위치할 때 도시(중/소)(Urban_mid/small), 대도시(Urban_large), 교외(Suburban), 시골(Rural) 환경에 따라 경로 손실이 표시되었다.
도 2를 참고하면, 대도시의 경우 1km에서 경로 손실이 약 125dB에 해당하는 것을 알 수 있다. 이는 자유 공간에 비해 약 30dB의 손실이 더 발생하는 것으로, 기존 다른 무선 시스템의 채널 환경보다 열악한 조건이다. 따라서, 우수한 송수신 특성을 가진 상전 코디네이터가 빔포밍 이득(beamforming gain) 및 안테나 다이버시티 이득(antenna diversity gain)을 가진다고 하더라도 수신단에서는 굉장히 약한 신호가 수신될 수 있다.
표 1은 900MHz 대역, 대도시 채널 환경에서 계산된 수신전력을 나타낸다.
채널 모델 파라미터 설 명
주파수(MHz) 900 가용 범위 150~2400MHz
컬렉터(collector) 안테나 높이(m) 30 Hata 가용 범위 30-200m, 지형포함.
Erceg 가용 범위 10-80m, 지형포함
종단(endpoint) 안테나 높이(m) 2 Hata 가용 범위 1-10m, Erceg 2m 고정.
거리(km) 1 가용 범위 1-20km
하향링크 경로 손실 계산 설 명
컬렉터 송신 전력(dBm) 10 Subject to Tx power regulations
컬렉터 송신 안테나 이득(dBi) 6 Subject to Tx power regulations
경로 손실(dB) -125.40 Must reference the right path loss from the Hata or Erceg worksheet
섀도잉(shadowing) 마진(dB) -12 To buffer against variable shadowing loss
삽입(penetration) 손실(dB) 0 For underground vaults, etc.
종단 수신 안테나 이득(dBi) 2 If using same antenna for Tx,
must be same as in Uplink table
종단 간섭(dB) 1 Rise over Thermal interference
종단에서의 수신 전력 -118.40 Compare against Rx sensitivity
상향링크 경로 손실 계산 설 명
종단 송신 전력(dBm) 10 Subject to Tx power regulations,
Can be different from Collector
종단 송신 안테나 이득(dBi) 2 Subject to Tx power regulations
삽입 손실(dB) 0 For underground vaults, etc.
경로 손실(dB) -125.40 Same as Downlink
섀도잉 마진(dB) -12 Same as Downlink
컬렉터 수신 안테나 이득(dBi) 6 If using same antenna for Tx,
must be same as in Downlink table
컬렉터 간섭(dB) 2 Rise over Thermal interference
컬렉터에서의 수신 전력 -117.40 Compare against Rx sensitivity
표 1을 참고하면, 우리나라의 대도시에서 10dBm으로 신호를 송신하면 수신단에서 117dBm~118dBm 정도의 약한 신호가 수신됨을 알 수 있다.
채널 대역폭에 따라 달라질 수 있지만, 이렇게 약한 신호가 수신될 때 수신 안테나에서 신호 대 잡음비(signal to noise ratio, SNR)를 측정해보면, 0dB 이하가 될 수 있어 수신신호를 복구하는 것이 어려울 수 있다. 이에 따라 약한 수신 신호를 복구할 수 있도록, 수신단에서 노이즈 레벨을 낮출 수 있는 협대역(narrow band) 물리계층(physical layer, PHY)을 도입하고, 고성능 변조 방법을 사용하고, 채널 코드화(channel coding), 확산(spreading), 패킷 반복 또는 재전송 등의 방법을 사용하여 SNR을 높여야 한다.
그러나 위와 같이 수신 신호의 복구를 위해 고성능의 송수신 기법을 사용하면, 저전력 특성을 유지하기 어렵다는 문제가 있다.
따라서, 본 발명의 실시 예에서는, 통신 반경이 크고, 경로 손실(path loss)이 심한 채널 환경에서 통신 품질의 신뢰성을 보장할 수 있고, 말단 장비(endpoint device)의 저전력화를 가능하게 하는 LECIM 무선 통신 시스템의 패킷 생성 방법 및 송신 방법을 제공한다.
본 발명의 한 실시예에 따르면, 송신기에서 송신 신호를 변조하는 방법이 제공된다. 송신 신호의 변조 방법은, 상기 송신 신호의 비트열을 적어도 네 개의 비트 묶음으로 구분하는 단계, 각 비트 묶음에 변조 주파수를 할당하는 단계, 심볼의 지속구간에서 전송될 위치를 각 비트 묶음에 할당하는 단계, 각 비트 묶음을 할당된 변조 주파수와 할당된 위치로 변조하는 단계, 그리고 변조한 비트 묶음을 전송하는 단계를 포함한다.
본 발명의 다른 실시예에 따르면, 송신기에서의 패킷 생성 방법이 제공된다. 송신기에서의 패킷 생성 방법은, 물리 계층 헤더(physical layer header, PHR) 비트 및 물리 계층 서비스 데이터 유닛(physical layer service data unit, PSDU) 비트를 다중화하여 제1 비트열을 생성하는 단계, 상기 제1 비트열을 부호화하는 단계, 상기 부호화한 제1 비트열을 인터리빙(interleaving) 하는 단계, 상기 인터리빙된 제1 비트열을 동기 헤더(synchronization header, SHR) 비트와 다중화하여 제2 비트열을 생성하는 단계, 그리고 상기 제2 비트열을 주파수 천이 변조(frequency shift keying, FSK) 방식 및 상기 FSK 방식에 위치 정보가 반영된 방식 중 적어도 하나의 방식으로 변조하는 단계를 포함한다.
본 발명의 또 다른 실시예에 따르면, 수신기에서의 패킷 수신 방법이 제공된다. 수신기에서의 패킷 수신 방법은, 안테나로부터 수신된 패킷을 주파수 천이 변조(frequency shift keying, FSK) 방식 및 상기 FSK 방식에 위치 정보가 반영된 방식 중 적어도 하나의 방식으로 복조하는 단계, 상기 복조된 패킷을 디인터리빙(de-interleaving) 하는 단계, 상기 디인터리빙 된 패킷을 복호화 하는 단계, 상기 복호화된 패킷을 물리 계층 헤더(physical layer header, PHR) 비트 및 물리 계층 서비스 데이터 유닛(physical layer service data unit, PSDU) 비트로 역다중화하는 단계를 포함한다.
이와 같이 본 발명의 한 실시 예에 따르면, 하드웨어의 복잡도를 크게 증가시키지 않으면서 비트 에러율을 개선할 수 있도록 패킷을 변조하여 생성할 수 있고, 말단 장비에서 패킷을 수신할 때 전력 소모를 최소화할 수 있다.
도 1은 LECIM 무선 네트워크를 나타낸 도면이다.
도 2는 LECIM 무선 네트워크에서 거리에 따른 경로 손실을 나타낸 도면이다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 P-FSK 방식의 파형을 나타낸 도면이다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 P-FSK 방식이 구현된 P-FSK 변조부를 나타낸 블록도이다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 P-FSK 방식의 성능을 FSK 방식과 비교한 그래프이다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 P-FSK 수신기의 판정부를 나타낸 블록도이다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 LECIM PHY 패킷 포맷을 나타낸 도면이다.
도 8 및 도 9는은 본 발명의 실시예에 따른 송수신단에서의 패킷 플로우를 나타낸 도면이다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 P-FSK 방식의 파형을 나타낸 도면이다.
도 3을 참고하면, 본 발명의 실시예에 따른 신호 변조는 FSK 방식을 기반으로 한다. FSK 시스템은 대표적인 협대역 PHY이고, 전력 소모가 큰 고선형 전력 증폭기(high-linearity power amplifier)를 사용하지 않아도 되며, 캐리어 위상(carrier phase)을 추적하지 않아도 되는 저전력, 저복잡도의 비간섭(non-coherent) 수신기 구성이 가능하다는 장점이 있다.
또한, FSK 기반의 협대역 PHY는 주어진 동작 주파수 밴드에서 채널 다이버시티(diversity)를 가질 수 있다. 예를 들어 902MHz 대역에서는 총 162개의 채널을 할당할 수 있고, 2.4GHz 대역에서는 총 521개의 채널을 할당할 수 있다. 따라서, 같은 지역에서 동시에 다수 LECIM 네트워크를 구성할 수 있도록 채널 할당 하거나, 같은 대역 내 존재하는 다른 무선 시스템과의 간섭을 피하기 위해 다른 채널을 할당하고자 할 때, 가용한 채널 수가 많으므로 유리하다.
특히 최적-간섭(optimal coherent) 수신기와 비간섭 수신기 사이의 성능 차이가 1dB 내외여서 성능의 열화 정도가 크지 않은 저전력 수신기를 구현할 수 있다는 장점이 있다.
그러나 일반적으로 이진 위상천이 변조방식(binary phase shift keying, BPSK)에 비하여 성능이 떨어지기 때문에 이러한 단점을 보완하기 위해 본 발명의 실시예에서는 위치 기반 FSK(position-based FSK, 앞으로 'P-FSK'라 함)을 함께 사용한다.
본 발명의 실시예에 따른 P-FSK 방식은 주파수 영역에서의 직교 시그널링(orthogonal signaling)인 2-레벨 FSK와 시간 영역에서의 직교 시그널링인 2-ary펄스 위치 변조(pulse-position modulation) 방식을 조합한 것이다. P-FSK 방식에 따르면, 비트율(bit rate)와 신호 대역폭(signal bandwidth)는 유지하면서 4차원 직교 신호(4-dimension orthogonal signal)를 생성할 수 있고, 필요 비트(bit)당 SNR을 낮춤으로써 목적 비트에러율(target bit error rate, target BER)을 맞출 수 있다.
도 3을 참고하면, 본 발명의 실시예에 따른 P-FSK 방식은 2비트를 동시에 전송하며, 1비트는 FSK에, 그리고 나머지 1비트는 위치(position)에 정보를 실어 신호를 전송하는 방식이다. 즉, FSK 방식은 심볼 지속구간(symbol duration, Ts) 동안 0 또는 1의 1비트를 전송함에 비해, P-FSK 방식은 2Ts 동안 2비트를 전송한다.
예를 들어, 비트열을 00, 01, 10, 그리고 11의 네 개의 비트 묶음으로 구분한다. 그리고, 00과 01에 주파수 f1을 할당하고, 10과 11에 주파수 f2을 할당하면, 00과 10은 2Ts의 전반에 각각 f1과 f2의 주파수로 신호가 전송되고, 01과 11은 2Ts의 후반에 각각 f1과 f2의 주파수로 신호가 전송된다. 즉, 주파수에 따라 앞의 비트를 결정하고, 심볼의 지속구간의 위치에 따라 뒤의 비트를 결정할 수 있다. 결국, P-FSK 방식은 기본적으로 FSK 방식을 사용하기 때문에 FSK 송신기보다 복잡도가 증가하지 않는다.
이때, 기존 FSK 방식으로 변조된 신호는 아래 수식에 따른다.
Figure 112012072032674-pat00001
위 식에서 p(t)는 심볼율(symbol rate)에 해당하는 폭 Ts의 구형파(rectangular pulse)이고, Eb는 비트당 에너지, fc는 캐리어 주파수, Δf는 주파수 편이량(frequency deviation)이다. 그리고 bk는 0 또는 1에 해당하는 입력 데이터 비트를 -1 또는 1로 변환한 신호이다.
반면, P-FSK 방식으로 변조된 신호는 아래 수식에 따를 수 있다.
Figure 112012072032674-pat00002
Figure 112012072032674-pat00003
위 식에서 G(b, t)는 입력 데이터 비트에 따라 온오프 위치가 정해질 수 있는 게이팅 함수(gating function)이다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 P-FSK 방식이 구현된 P-FSK 변조부를 나타낸 블록도이다.
도 4를 참고하면, 본 발명의 실시예에 따른 P-FSK 방식이 구현된 P-FSK 변조부(400)는, 2비트 그룹핑부(401), FSK 변조부(402), 그리고 온오프(on-off) 게이트(403)를 포함할 수 있다.
P-FSK 변조부(400)로 입력된 비트열은 2비트 그룹핑부(401)에서 2비트씩 묶이고(grouping), 각 비트 묶음에서 첫 번째 비트와 두 번째 비트 정보에 따라 각 비트 묶음이 변조될 주파수 및 심볼 지속구간 내에서의 위치가 결정된다.
도 4의 좌측 하단을 참조하면, 비트 묶음 중 '00' 및 '01'은 첫 번째 비트가 0이기 때문에 FSK 변조부에서 제1 주파수(f1)로 변조되고, '10' 및 '11'은 첫 번째 비트가 1이기 때문에 FSK 변조부에서 제2 주파수(f2)로 변조될 수 있다. 이때 제1 주파수와 제2 주파수는 서로 다르다.
이후, FSK 변조부에서 변조된 비트 묶음은 온오프 게이트를 통해 심볼의 지속구간 내에서 전송될 위치가 결정된다. 도 4의 우측 상단을 참고하면, '00' 및 '10'은 두 번째 비트가 0이기 때문에 심볼의 지속구간에서 뒤쪽에 위치하고, '01' 및 '11'은 두 번째 비트가 1이기 때문에 심볼의 지속구간에서 앞쪽에 위치할 수 있다.
본 발명의 실시예에서, 비트 묶음의 두 비트 중 변조 주파수를 결정하는 비트가 첫 번째 비트이고 위치를 결정하는 비트는 두 번째 비트인 것으로 정했지만, 변조 주파수를 결정하는 비트를 두 번째 비트로 하고, 위치를 결정하는 비트를 첫 번째 비트로 정할 수도 있음은 물론이다.
또한, 본 발명의 다른 실시예에 따르면, 비트 묶음 전체를 하나의 심볼에 매핑할 수도 있다. 즉, [표 2]에 나타난 바와 같이, 비트묶음 '00', '01', '10', 그리고 '11'을 네 개의 심볼에 각각 매핑할 수 있다.
비트 묶음 변조 주파수 주파수 변량 시간 변량 심볼 번호
00 f1 -Δf 0 1
01 f1 -Δf Ts 2
10 f2 +Δf 0 3
11 f2 +Δf Ts 4
또한, 본 발명의 다른 실시예에 따르면, 비트 묶음 전체를 하나의 심볼에 매핑할 수도 있다. 즉, [표 2]에 나타난 바와 같이, 비트묶음 '00', '01', '10', 그리고 '11'을 네 개의 심볼에 각각 매핑할 수 있다.
이후, 각 비트들은 온오프 게이트(403)의 동작에 의해 전송될 심볼 지속구간 내 위치 정보에 따라 조합되어 P-FSK 방식으로 변조된 신호로 출력된다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 P-FSK 방식의 성능을 FSK 방식과 비교한 그래프이다.
도 5에서, 성능 지수는 BER이고, 비트 당 SNR에 따라 도시하였다. 그리고 각 신호의 복조(demodulation)에는 최적-간섭 수신기 및 비간섭 수신기가 모두 사용되었다.
도 5를 참고하면, 4차원 직교 시그널링 방식인 P-FSK의 BER이 2차원 직교 시그널링(2-dimension orthogonal signaling) 방식인 FSK의 BER에 비하여 10-5에서 약 2.7dB 개선되었음을 알 수 있다. 그리고, 간섭 수신기와 비간섭 수신기 사이의 성능 차이가 1dB 내외인 것을 확인할 수 있다.
이에 따라, 본 발명의 실시예에서는, 상전 코디네이터에서는 최적-간섭 수신기를 사용하고, 전력소모의 제한을 받아 초저전력 특성이 있어야 하는 배터리-전원 말단 장비는 비간섭 수신기를 사용할 수 있다. 비간섭 수신기가 저전력 특성을 달성하기 용이하고, 구현된 모듈의 복잡도를 증가시키지 않기 때문이다. 이때, P-FSK 방식을 위한 비간섭 수신기는 기존 FSK 방식에서 사용되는 비간섭 수신기의 구조와 동일하며, 단지 위치 비트(position bit)를 복원하기 위해 약간의 계산 부담(computational load)이 있을 수 있다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 P-FSK 수신단을 나타낸 블록도이다.
도 6을 참고하면, 수신된 신호는 신호처리부(600)을 거쳐서, 판정부(601)로입력된다. P-FSK 수신기의 판정부(601)에서는 2Ts 동안 {Z0(2n), Z1(2n)} 및 {Z0(2n+1), Z1(2n+1)}을 모은 다음 각 Ts에서 아래 수식을 통해 에너지를 계산한다.
Figure 112012072032674-pat00004
그리고
Figure 112012072032674-pat00005
값을 결정 문턱값(decision threshold) 0와 비교하여 위치 비트를 아래 수식과 같이 복원한다.
Figure 112012072032674-pat00006
이후, 위치 비트를 복원한 시간 슬롯(time slot)에서 FSK 복조 방식을 그대로 사용하여 FSK로 복조된 비트도 복원할 수 있다.
따라서, P-FSK 수신기는 각 Ts에서 사각 포락선(squared envelop)을 더하여 에너지를 계산하는 부분과, 결정 문턱값 0와 비교하여 위치 비트를 복원하는 부분이 기존 FSK 수신기에 더해지게 되지만, 위와 같은 요소가 더해지더라도 하드웨어의 복잡도 증가량은 아주 작게 된다.
한편, P-FSK 신호의 스펙트럼 효율을 높이기 위해, 전송단에서 펄스 성형(pulse shaping)이 수행될 수 있다. 즉, P-FSK 신호의 스펙트럼 효율이 좋지 않으면, 인접 간섭(adjacent interference)를 야기할 수 있으므로 펄스 성형으로 외곽 밴드영역(out-band)에서 신호 성분을 제거할 수 있다.
또한, LECIM 무선 채널은 경로 손실이 심하고 환경 변화에 의한 영향이 크기 때문에, 에러 정정 능력(error correction capability)이 필수적이다. 그리고 LECIM 무선 채널에서는, 랜덤 비트 에러(random bit error)라기 보다는 긴 군집 에러(long burst error)가 더 많이 발생될 수 있으므로, 인터리버(interleaver) 또한 필수적이다. 인터리버를 적용하는 경우, 채널 환경이나 송신단과 수신단 사이의 지연(latency)를 고려한다면 물리 계층 헤더(physical layer header, PHR) 또는 물리 계층 서비스 데이터 유닛(physical layer service data unit, PSDU)에 적용하는 인터리버를 정의할 수 있다. 인터리버를 적용할 경우 다음과 같은 경우를 고려할 수 있다.
1. 패킷 전체에 하나의 인터리버를 적용하는 경우
채널의 변화가 심하고 수신단이 수신 패킷을 처리하는데 시간 제약이 없다면, 수신할 때 가장 복호 확률을 높일 수 있는 방법이다. 하지만, 패킷 처리 시간이 길어지면서 송신단에 패킷에 대한 응답이 지연(latency 증가)될 수 있다.
2. 패킷의 PHR와 PSDU에 각각 다른 인터리버를 적용하는 경우
PHR는 나머지 수신 신호의 길이나 포맷을 정의하게 되므로 PHR를 최대한 빨리 알아낼 수 있어야 한다. PHR의 복호를 신속하게 수행할수록 수신기에서 소모되는 전력을 줄일 수 있으므로, PHR의 인터리버 길이를 PSDU과 다르게 적용할 수 있다.
즉, PHR의 인터리버는 PHR만 포함하도록 짧게 정의할 수도 있고, 수신단에 허용될 수 있는 지연을 고려하여 PSDU의 일부분까지 포함하도록 정의할 수도 있다. 이때, PHR이 부호화된 이후의 비트 길이에 따라 인터리버의 길이가 결정된다.
그리고 PSDU에 대해서는 전체 인터리버의 길이를 설정할 때 임의의 인터리버 길이를 초기값(default)로 설정할 수 있다. 예를 들면, 스펙(specification)에 일정한 길이를 인터리버 길이의 초기값으로 설정해두거나 PHR와 같은 길이를 인터리버 길이의 초기값으로 설정해둘 수 있다. 이때, 변화하는 PSDU의 인터리버 길이는 PHR에서 직접 값을 알려주는 형식을 취할 수 있다.
한편, 인터리버 길이의 초기값은 임의로 정해질 수 있고, 인터리빙이 수행되는 PSDU 구간의 범위를 정의한 값은 PHR에 별도로 포함될 수 있다. 또한, PHR에서는 PHR의 특정 비트, 특정 비트의 조합, 또는 비트 시퀀스(sequence)의 변화를 이용하여 PSDU 구간에 적용되는 인터리버의 종류를 정의할 수 있다.
3. PHR과 PSDU에 관계없이 일정한 길이의 인터리버를 적용하는 경우
초기 채널 환경에 대한 분석이 완료되어 송수신기의 동작 환경이 명확할 경우, 일정한 인터리버 길이를 사전에 미리 정의해두고 동작시키는 방법이 유용하다.
즉, 송수신기의 동작 환경에 따라 최적의 인터리버 길이를 계산해내고 그에 적합한 인터리버 패턴을 사용하여 인터리빙/디인터리빙(de-interleaving)을 수행할 수 있다.
본 발명의 실시예에 따른 FSK 수신기에서는 1/2 부호화율(rate)의 (133,171) 인터리빙된 컨벌루션 코드(convolutional code with interleaving)를 사용할 수 있다. 이런 컨벌루션 코드는 이미 IEEE 802.15.4 PHY에서 널리 사용되고 있고, 연판정 비터비 복호기(soft decision Viterbi decoder)를 사용했을 때 부호화되지 않은 경우보다 BER가 5dB 개선될 수 있다.
또한, 본 발명의 실시예에서는 상전 코디네이터에서만 연판정 비터비 복호기를 사용하고, 배터리-전원 말단 장비에서는 경판정(hard decision) 비터비 디코더를 사용한다. 연판정 비터비 디코더는 경판정 비터비 디코더에 비해 성능은 좋지만 복잡도가 높고 전력소모가 크기 때문이다.
그리고, 본 발명의 실시예에서는 유사잡음9 시퀀스 발생기(pseudo noise9 sequence generator, PN9 sequence generator)를 사용하여 PHR 또는 PSDU 비트열에 대해서 데이터 화이트닝(data whitening)을 수행할 수 있다. FSK 시스템에서는 0 또는 1이 계속해서 반복될 경우 비트 타이밍 회복(bit timing recovery) 및 추적(tracking)이 어려워질 수 있기 때문이다. 이때, 데이터 화이트닝은 비트열을 채널 부호화하기 이전 또는 채널 부호화한 이후에 수행될 수 있다. 또한, 인터리빙 된 비트열에도 수행될 수 있다.
또한, 본 발명의 실시예에 따른 FSK 수신기는 수신 신호를 올바르게 복원해내기 위해서 추가적인 이득을 얻기 위한 확산(spreading) 기법을 사용할 수 있다.
확산 방법은 먼저 단순 반복을 고려할 수 있다. 즉, 0이 입력되면 0을 n번 반복하고, 1이 입력되면 1을 n번 반복한다. 이때, n은 확산 인자(spreading factor)로서 0, 2, 4, 8, 16, 또는 32의 값을 가질 수 있다(dB 형식의 이득으로 표시하면, 각각 0dB, 3dB, 6dB, 9dB, 12dB, 그리고 15dB이다).
또한, FSK 신호의 특성을 고려하여 차등화된 반복 패턴을 부여할 수 있다. FSK 신호의 경우, 0 또는 1이 번갈아 가며 수신되면 수신단에서 주파수 오프셋(frequency offset) 추정 및 타이밍 회복(timing recovery) 성능이 좋아질 수 있도록 설계할 수 있음을 이용할 수 있다. 예를 들어, n이 2일 때 0이 입력되면 "01"로, 1이 입력되면 "10"으로 확산시키고, n이 8일 때 0이 입력되면 "01010101"로, 1이 입력되면 "10101010"으로 확산시킬 수 있다. [표 3]은 확산 인자에 대한 확산 비트를 나타낸 표이다. [표 3]에서 입력 비트는 bi이고, 출력 비트는 ck이다.
확산 인자 입력 비트 (b0) = 0 입력 비트 (b0) = 1
1 (c0) = 0 (c0) = 1
2 (c0,c1) = 01 (c0,c1) = 10
4 (c0,…,c3) = 0101 (c0,…,c3) = 1010
8 (c0,…,c7) = 01010101 (c0,…,c7) = 10101010
16 (c0,…,c15) = 0101010101010101 (c0,…,c15) = 1010101010101010
32 (c0,…,c31) = 0101010101010101
0101010101010101		 (c0,…,c31) = 1010101010101010
1010101010101010
이와 같이 0과 1의 단순한 반복 패턴 이외에, 다른 노드들과 동시에 동작할 수 있음을 고려하여 다양한 직교 시퀀스(orthogonal sequence)을 추가로 정의할 수 있다. 예를 들면, "01" 또는 "10"이 반복되는 확산 코드가 사용될 때 다른 노드에 대한 신호와 겹치는 상황에서는, 높은 상호 상관 결과가 발생할 수 있다. 따라서, 위와 같은 경우에는 다른 노드와 서로 상관도가 낮은 시퀀스를 사용해야하고, 직교 시퀀스로 왈쉬 코드, 카작(CAZAC) 시퀀스, 또는 골드 시퀀스(gold sequence) 등과 같은 자기/상호 상관 특성이 좋은 시퀀스를 사용할 수 있다.
또한, 본 발명의 실시예에서 확산하는 위치는 인터리버 다음이 될 수도 있고, 인코더와 인터리버 사이에 위치할 수도 있으며, 인코더의 앞에 위치할 수도 있다. 그리고, 확산 시퀀스의 특징에 따라서 데이터 화이트닝을 적용하지 않을 수도 있고, 동시에 적용할 수도 있다. 예를 들면, 확산 시퀀스로 인해 0과 1의 비율이 보장될 수 있으면 데이터 화이트닝을 생략할 수 있다. 확산과 함께 데이터 화이트닝을 수행해야 한다면, 확산 코드는 데이터 화이트닝이 적용되는 위치와 무관하게 적용될 수 있다.
그리고, 확산 인자는 LECIM 환경에 따라 달라질 수 있으며, 확산 인자에 따라 LECIM 무선 전송장치의 데이터율이 달라진다. 통상 하향링크보다는 상향링크의 데이터가 많기 때문에, 본 발명의 실시예에 따른 LECIM 시스템에서는 심볼율을 40KHz, 20KHz, 10KHz로 정하되, 상향링크를 위한 필수 심볼율(mandatory symbol rate)은 40KHz, 하향링크를 위한 필수 심볼율은 20KHz로 정할 수 있다.
[표 4]는 1/2 부호화율의 컨벌루션 코드와 확산 인자를 고려한 데이터율을 나타내고 있다.
Symbol Rate
SF		 40 20 10
0 20 Kbps 10 Kbps 5 Kbps
2 10 Kbps 5 Kbps 2.5 Kbps
4 5 Kbps 2.5 Kbps 1.25 Kbps
8 2.5 Kbps 1.25 Kbps 0.625 Kbps
16 1.25 Kbps 0.625 Kbps 0.3125 Kbps
32 0.625 Kbps 0.3125 Kbps 0.15625 Kbps
본 발명의 실시예에서는 배터리-전원 말단 장비가 패킷 송수신이 가능하도록 SNR을 보장해야 하므로, 상전 코디네이터가 확산 인자를 지정할 수 있도록 매체 접근 제어(media access control, MAC) 기반 방식을 사용할 수 있다. 이 경우, 상전 코디네이터가 전송하는 패킷에 대한 배터리-전원 말단 장비에서의 수신 여부를 체크하기 위해서 다양한 확산 인자를 통한 통신이 시도될 수 있다.
이때, 채널 환경이 어떻게 변화될지 알 수 없기 때문에, 상전 코디네이터와 배터리-전원 말단 장비 사이의 연결을 자동으로 생성될 수 있도록 하는 접근 방법이 사용될 수 있다.
즉, 상전 코디네이터는 브로드캐스트 정보에 근거한 전송 포맷 또는 전송 포맷의 집합, 또는 미리 정해진 전송 포맷 또는 전송 포맷의 집합에 대하여, 단말에 전송할 패킷의 적절한 포맷을 찾기 위해, 일정한 순서로 패킷을 전송할 수 있다.
이후, 배터리-전원 말단 장비는 패킷 수신 가능 수준에 대한 응답을 상전 코디네이터로 전송함으로써, 상전 코디네이터로 채널 환경에 대한 응답을 보낼 수 있다.
예를 들면, 상전 코디네이터가 일정한 순서에 따라 확산 인자 및 심볼율의 조합을 사용하여 배터리-전원 말단 장비에 패킷을 전송할 수 있다. 이후, 배터리-전원 말단 장비에서 수신 가능한 수준의 신호가 검출되면 상전 코디네이터가 사용한 확산 인자 및 심볼율의 조합에 따라 배터리-전원 말단 장비도 패킷을 전송할 수 있다. 또한, 배터리-전원 말단 장비는 패킷 내부에 설정된 값에 따라서 패킷을 전송할 수도 있다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 LECIM PHY 패킷 포맷을 나타낸 도면이다.
도 7을 참고하면, 본 발명의 실시예에 따른 LECIM PHY 패킷은, 동기 헤더(synchronization header, SHR), PHR, 그리고 PSDU를 포함한다.
SHR은 프리앰블(preamble) 및 시작 프레임 구분 문자(start frame delimiter, SFD)를 포함하고, SHR은 FSK 방식으로 변조된다. 그 이유는 연속된 FSK 신호를 사용하여 타이밍 회복, 주파수 오프셋 추정, 그리고 보상 등을 수행할 수 있기 때문이다. 한편 PHR과 PSDU는, 둘 다 FSK 방식으로 변조될 수도 있고, P-FSK 방식으로 변조될 수도 있으며, PSDU만 P-FSK가 적용되고, PHR에는 FSK 방식이 적용될 수도 있다.
SHR의 프리앰블 및 SFD는 정해진 신호 구조를 가지고 있어야 하며, 충분한 검출 성능을 보일 수 있도록 시퀀스 및 확산(spreading) 등의 검출 포맷이 결정되어야 한다.
이후, 결정된 검출 포맷에 따라서 수신단이 블라인드 탐색(blind detection)을 수행할 수 있다. 통상, 블라인드 탐색은 특정 신호 뒤에 수신되는 신호에 대한 검출 지시자나 다른 유용한 정보를 탐색하고자 할 때 사용될 수 있다. 예를 들어, 여러 개의 프리앰블 시퀀스가 가능하다면, SFD의 검출 방식이나 PHR, PSDU의 검출 방식을 지시하는 용도로 블라인드 탐색을 사용할 수 있다. 또는, 여러 개의 SFD 시퀀스가 가능한 경우, 이를 통해 얻은 정보로 PHR이나 PSDU의 검출 방식을 지시할 수 있다.
또는, 블라인드 탐색은 PHY에서 수신된 비트열을 복원하기 위한 방법을 지시하거나, 복원된 비트를 해석하는 방법을 지시하기 위해 수행될 수 있다. 즉, 블라인드 탐색을 통해 얻은 정보는, 확산율, 변조 방식, 채널 코드, 인터리버, 그리고 무선 포지셔닝 등의 수신된 비트열의 복원과 관계된 PHY의 동작에 관한 사항이나, PHR의 해석 방법, 시스템 호환성, 그리고 특정 시스템 모드 정보 등의 MAC의 동작에 관한 사항을 지칭할 수 있다.
이때, 검출 방식은 변조 방식을 지시하거나 확산율(spreading rate)을 지시할 때 사용될 수 있다. 예를 들어, SFD에서 여러 개의 시퀀스 또는 시퀀스의 조합이 사용될 경우, 특정 시퀀스에 따라서, PHR의 확산율과 PSDU의 확산율에 일정한 조합이 생성될 수 있다. 즉, SFD에 검출 가능한 네 가지의 시퀀스 조합이 있다면, PHR과 PSDU에 (32, 8), (16, 4), (8, 2), (4, 1)와 같은 방법으로 세트를 정의하여 확산 인자를 지시할 수 있다. 또는 SFD에서의 시퀀스 조합은 PHR의 확산 인자를 지시하고, PHR 내부에서 일정 부분의 비트 시퀀스(bit sequence, 길이 1이상)가 PSDU의 확산 인자를 지시할 수 있다.
한편, 프리앰블, SFD 및 PHR의 전송 포맷이 미리 정해져 있다면(변조 방식, 확산 인자 등), PSDU의 확산 인자는 PHR에서 지시할 수 있도록 장비를 구현하거나, 또는 MAC 계층에서 통신을 통해 확산 인자를 설정할 수 있다.
SHR과 PHR에서는 필수 심볼율을 이용한다. 즉, 하향링크에서는 20KHz, 상향링크에는 40KHz의 심볼율을 이용할 수 있다. PSDU는 PHR에서 지정해둔 값을 심볼율로 한다. 이때, 심볼율이 지정되었더라도, 미리 블라인드 탐색이 수행되었다면, 블라인드 탐색 결과에 따라서 스펙에 정의된 필수 심볼율이 바뀔 수 있다.
먼저 프리앰블은 "01010101" 시퀀스를 반복하여 사용한다. FSK 시스템에서 "01010101" 시퀀스를 사용하면 동기화(synchronization) 성능을 좋게 할 수 있기 때문이다. 반복 횟수는 최소 16번이어야 하고, LECIM 무선 환경에서도 프리앰블이 잘 탐색될 수 있도록 충분히 반복시켜야 한다.
SFD는 특정 시퀀스를 반복하여 사용할 수 있다. 예를 들어, IEEE 802.15.4g에서 사용하던 16비트 SFD 시퀀스 "0110111101001110"을 여러 번 반복할 수 있다. 반복횟수는 최소 4번으로서 LECIM 무선 환경에서도 SFD가 잘 탐색될 수 있도록 한다. 이때, 위와 같은 SFD 시퀀스가 최소 4번 반복되면, SFD의 총 길이는 64비트 이상이 된다. SFD의 총 길이를 최소 64비트 이상으로 선택하면, 수신 신호와 SFD 시퀀스에 상관(correlation)을 취할 경우 정확히 매치(match)되었을 때, 18dB (10*log10(64))의 이득이 발생하여 SFD 시퀀스를 탐색할 때 짧은 시퀀스에 비하여 유리하기 때문이다. 또한, 확산을 취하는 PHR 및 패이로드(payload)와 비슷한 탐색(detection) 성능을 내기 위해서도 상대적으로 긴 길이의 SFD 시퀀스를 사용한다.
한편, LECIM 무선 채널 환경이 좋은 곳에서는 짧은 시퀀스를 반복 사용함으로써, 상관(correlation)을 취할 때 짧은 시퀀스를 이용한 필터를 사용할 수 있으므로 응용에 따라 복잡도를 낮추고, 저전력화를 구현할 수 있다.
짧은 시퀀스를 반복 사용하는 경우, 반복된 각 SFD 시퀀스는 같은 위상(phase)일 수도 있으나, 추가적인 제어 정보(뒤에 전송될 패킷의 포맷에 대한 기본 정보, 송신단으로 전송하는 피드백 정보 등)를 보내는 경우에는 위상을 달리 하여 전송할 수 있다. 예를 들면, 반복되는 시퀀스의 일부 구간을 반전(inverting)하여 보내는 방법 등을 생각할 수 있다. 위와 같이 짧은 시퀀스의 조합을 이용하여 수신단에서 SFD 탐색하는데 동일한 복잡도(complexity)를 가지지만, 각 시퀀스의 위상 변화 또는 반전된 상태에 따라 추가적인 정보를 알아낼 수 있는 장점이 있다. 또한, 뒤따르는 비트에 영향을 주지 않으면서 SFD 검출 성능을 향상시키고자 할 때에도 시퀀스를 반복 사용할 수 있다.
한편, SFD로서 특정 시퀀스를 반복하는 형태를 사용하지 않는 경우에는 미리 정해진 길이의 시퀀스가 사용될 수 있다. 이때, 블라인드 탐색이 미리 수행되는 경우에는 여러 종류의 시퀀스가 SFD로 가능하다. 이때, SFD로는 시퀀스는 다르고 길이는 동일할 수 있고, 시퀀스와 길이가 모두 다를 수 있다. 시퀀스의 길이가 다를 경우에는 이후의 비트에 영향을 미칠 수 있다.
특정 시스템의 확장 모드를 정의하고자 할 때는, 특정 시스템에 해당하는 SFD의 앞부분에 임의 길이의 시퀀스를 추가할 수 있다. 이 경우, SFD에 추가된 시퀀스를 인식할 수 있는 수신기는 특정 시스템의 확장 모드를 수행할 수 있다.
PHR 및 PSDU는 FSK 또는 P-FSK로 변조될 수 있다. PHR의 길이는 정해지며, 7비트의 길이 필드(length field) 및 2비트의 심볼율 필드, 그리고 3비트의 확산 인자 필드를 포함할 수 있다. 또한, PHR은 추가적으로 1비트 또는 그 이상의 패리티 체크(parity check) 비트를 포함하여, 수신단에서 수신된 PHR의 에러를 검출할 때 패리티 체크 비트를 사용할 수 있다. PHR에 포함된 패리티 체크 비트는 PHR에 포함된 비트들의 조합으로 생성될 수 있고, 수신단에서는 패리티 체크 비트를 통해 PHR의 에러 여부를 판단하여 에러가 있을 경우, PSDU의 프로세싱을 중지할 수 있다.
또한, PHR에 대한 FSK 복조기(demodulator)의 안정성을 고려한다면, 비트의 패턴이 랜덤할 필요도 있다. 만약 PHR가 확산된 경우에는 확산 시퀀스로부터 0과 1(또는 -1과 1)의 패턴을 어느 정도 랜덤하게 해둘 수 있지만, 확산 시퀀스가 적용되지 않은 경우에는 임의로 PHR의 0과 1의 비율을 조절할 필요가 있다.
PHR의 비트 비율을 조절하기 위하여 송신단에서는 PHR에 선택적으로 또는 강제적으로 화이트닝을 적용할 수 있다. 수신단에서는 강제적으로 화이트닝이 적용된 신호에 대해서는 항상 디-화이트닝(de-whitening)을 적용해야 한다. 반면에, 선택적으로 화이트닝이 적용된 신호에 대해서 수신단에서는 블라인드 탐색을 하거나 PHR의 특정 부분의 비트 패턴으로 화이트닝 적용여부를 알 수 있다.
블라인드 탐색을 하는 경우에는 수신단에서 디-화이트닝을 적용한 경우와 적용하지 않은 경우의 PHR의 적정성(필드값이 적절한지, 또는 필드값이 유효 범위 내에 있는지 등)을 판단하여 디-화이트닝을 적용할 수 있다.
그리고, PHR의 특정 비트 위치에 수신단이 화이트닝의 적용 여부를 판단할 수 있는 값을 지시할 수 있다. 예를 들어, PHR의 특정 위치에 1비트로 화이트닝의 적용 여부를 알려주거나, 2비트 이상의 비트 패턴('01'이면 화이트닝이 적용되지 않은 PHR이고, '10'이면 화이트닝이 적용된 PHR임을 약속)을 이용하여 화이트닝의 적용 여부를 알려줄 수 있다.
한편, PSDU는 16비트의 순환 중복 검사(cyclic redundancy checking, CRC) 비트를 포함하여 최대 127바이트의 데이터를 포함할 수 있다.
도 8과 도 9는 본 발명의 실시예에 따른 송수신단에서의 패킷 플로우를 나타낸 도면이다.
도 8을 참조하면, PHR와 PSDU는 제1 다중화기(multiplexer, MUX)(801)를 통하여 하나의 비트열로 묶인다. 이때, PSDU 비트에는 위에서 설명한 데이터 화이트닝(808)이 적용될 수 있다. PHR와 PSDU는 하나의 비트열로 묶인 후, 인코더(802)와 인터리버(803)에서 각각 채널 부호화 후 인터리빙 될 수 있다. 이때, 채널 부호화 방법으로 터보 인코딩 또는 컨볼루션 인코딩 등이 사용될 수있다. 본 발명의 실시예에서는, PHR와 PSDU을 함께 컨볼루션 인코딩함으로써 PHR를 PSDU과 동일한 수준으로 보호(protection) 할 수 있다.
이때, 채널 부호화 및 인터리빙과 함께, 송신단의 확산기(804)에서는 PHR 및 PSDU의 비트열을 확산(spreading)시킬 수 있다. 즉, PHR 및 PSDU의 비트열은 확산된 후, 채널 부호화 및 인터리빙이 수행될 수 있고, 또는 채널 부호화가 수행된 후 확산되고 이후에 인터리빙이 수행될 수 있으며, 또는 채널 부호화 및 인터리빙이 수행된 이후에 확산될 수도 있다.
도 8을 참조하면, 인코더(802)와 인터리버(803)에서 PHR 및 PSDU의 비트열이 채널 부호화 및 인터리빙 된 이후, 확산기(804)에서 필수 확산 인자를 4로 정하여 PHR를 확산시키고, PHR에 지정해둔 값을 이용하여 PSDU을 확산시킬 수 있다.
이후, 확산된 PHR 및 PSDU는 제2 다중화기(805)를 통하여 SHR과 하나의 비트열로 묶인다. 이때, 송신단에서는 수신 신호의 비트당 SNR을 향상시키기 위해서 확산과 유사한 방식으로 패킷을 반복하는 방법을 고려할 수 있다. 이때, 프리앰블부터 PSDU까지의 모든 패킷을 반복하는 방식과, 패킷의 일부분만 반복하는 방식을 고려할 수 있다. 전체 패킷을 반복하는 경우, 말단 장비는 매체 접근 제어 계층(media access control layer, MAC layer)의 지시에 따라 반복 전송하는 방식과, MAC layer의 지시 없이 스스로 반복 전송하는 방식을 사용할 수 있다.
패킷의 일부분만 반복하는 경우, 프리앰블에서 SFD까지는 공통으로 패킷에 포함되고, PHR과 PSDU만 반복하는 방식 또는 프리앰블에서 PHR까지 공통으로 패킷에 포함되고, PSDU만 반복하는 방식을 고려할 수 있다.
이때, 수신단의 복조기가 짧은 지연으로 패킷을 처리할 수 있도록, 반복 부분을 다 전송한 다음 다시 반복 부분을 전송하는 방식을 사용할 수 있다.
예를 들어, PHR과 PSDU을 반복하는 경우의 전송 패킷은
프리앰블+SFD+PHR+PSDU+PHR + PSDU+PHR + PSDU+PHR + PSDU + ...
가 될 수 있고, PSDU을 반복하는 경우의 전송 패킷은
프리앰블+SFD+PHR+PSDU+PSDU+PSDU+PSDU+PSDU + ...
가 될 수 있다.
또한, 채널 상태가 불안정할 때는, SFD 또는 프리앰블까지 반복하도록 전송 패킷을 생성할 수 있다. 즉,
프리앰블+SFD+PHR+PSDU+SFD + PHR + PSDU+SFD + PHR + PSDU+ SFD + PHR + PSDU + ...
또는,
프리앰블+SFD+PHR+PSDU+프리앰블 + SFD + PHR + PSDU+프리앰블 + SFD + PHR + PSDU+프리 앰블+ SFD + PHR + PSDU+ ...
가 될 수 있다.
이때, 반복 부분과 반복 횟수는 확산 인자를 정하는 방식과 유사하게 결정될 수 있다. 즉, MAC layer와의 통신에 의해서 결정하거나 SFD의 시퀀스 조합 또는 PHR의 정보 필드에서 지시된 값으로 결정될 수 있다.
이후, 제2 다중화기(805)에서 반복되어 묶인 비트열은 변조기(806)를 통해 변조된 후, 증폭기(807)를 거쳐 송신된다. 이때, 변조기(806)에서 비트열을 변조하는 방법은 위에서 설명한 바와 같다.
도 9를 참조하면, PHR 비트 및 PSDU 비트는 인코더(901)에서 채널 부호화되고, 인터리버(902)에서 인터리빙된다. 이후, 데이터 화이트닝(903) 된 PSDU 비트 및 인터리빙 된 PHR 비트는 각각 확산기(904)를 거쳐 확산된 후, 다중화기(905)로 삽입된 SHR과 함께 다중화된다. 이후, 다중화된 비트열은 변조기(906)를 통해 변조된 후, 증폭기(907)를 거쳐 송신된다. 이때, 변조기(906)에서 비트열을 변조하는 방법은 위에서 설명한 바와 같다.
표 3은 본 발명의 실시예에 따라 계산된 하향링크 버짓을 나타내고, 표 4는 본 발명의 실시예에 따라 계산된 상향링크 버짓을 나타낸다.
링크 버짓의 계산에 앞서, 위에서 설명된 패킷은 대도시 환경에서 송수신되며, 사용 채널은 900MHz 대역이다. 국내 규정에 따라 송신전력은 10dBm이며, 표 1에 나타난 바와 같이 배터리-전원 종단 장비에서의 수신 전력은 -118.4dBm, 상전 코디네이터에서의 수신 전력은 -117.4dBm이다.
P-FSK 변조 방법을 사용한 경우, 목적 BER 10-5을 달성하기 위한 최소 잡음전력밀도에 대한 비트당 에너지비(energy per bit to noise spectral density ratio, Eb/No)는, 간섭 수신기(coherent receiver)의 경우 10dB, 비간섭 수신기(non-coherent receiver)의 경우 11dB이다. 그리고, 1/2 부호화율의 (133,171) 컨볼루션 채널 부호화(convolutional channel coding)를 사용했을 때, 연판정 복호기(soft decision decoding, SDD)는 5dB, 경판정 복호기(hard decision decoding, HDD)는 3dB의 이득을 가진다.
이를 바탕으로 하향링크(코디네이터 -> 종단 장비)와 상향링크(종단 장비 -> 코디네이터)의 링크 버짓을 계산하면 표 5 및 표 6과 같다.
하향링크
파라미터 단위 값
Symbol rate [Rb] KHz 20
Bandwidth [BW] MHz 0.08
Rx power at Endpoint [Pr] dBm -118.4
Receiver AWGN noise floor [N=-174+10log(BW)] dBm -125.0
RF noise figure of Endpoint [Nf] dB 7.0
Average noise power [Pn=N+Nf] dBm -118.0
Minimum Eb/No [S] dB 8.0
Implementation loss [I] dB 3.0
Processing gain [PG] dB 15
Link Margin [LM=Pr-Pn-S-I+PG] dB 3.6
Proposed Min. Rx Sensitivity Level(Endpoint) [Pmin] dBm -122.0
상향링크
파라미터 단위 값
Symbol rate [Rb] KHz 40
Bandwidth [BW] MHz 0.16
Rx power at Collector [Pr] dBm -117.4
Receiver AWGN noise floor [N=-174+10log(BW)] dBm -122.0
RF noise figure of Collector [Nf] dB 7.0
Average noise power [Pn=N+Nf] dBm -115.0
Minimum Eb/No [S] dB 5.0
Implementation loss [I] dB 3.0
Processing gain [PG] dB 15
Link Margin [LM=Pr-Pn-S-I+PG] dB 4.6
Proposed Min. Rx Sensitivity Level(Collector) [Pmin] dBm -122.0
표 5 및 표 6을 참조하면, 하향링크의 최소 Eb/No는 비간섭 수신기와 경판정 복호기를 고려하였기 때문에 8dB(11-3=8)이고, 상향링크의 최소 Eb/No는 간섭 수신기와 연판정 복호기를 고려하였기 때문에 5dB(10-5=5)이다. 이때, 하향링크의 심볼율을 필수 심볼율인 20kHz, 상향링크의 심볼율은 40kHz이다.
900MHz, 대도시 환경에서는 수신 신호가 미약하므로 이를 복원하기 위해 확산 인자가 32(15dB)는 되어야 링크 마진(link margin)이 비로소 0보다 커지는 것을 알 수 있다.
또한 최소 수신단 감도 수준(minimum rx sensitivity level)은 하향링크과 상향링크 모두 -122dB이다. 이는 코디네이터와 말단 장비가 각각 수신기 구조, 비터비 복호기 특성 등에서 서로 다른 성능을 나타내더라도 비대칭인 심볼율을 조절하여 노이즈 수준(noise level)을 낮춤으로써 서로 동일한 수신단 감도 수준을 가지도록 한 것이다.
한편, 표 5 및 표 6에서 나타난 바와는 다르게, 교외(suburban) 환경 또는 시골(rural) 환경에서는 상대적으로 경로 손실이 작게 나타나므로, 확산 인자를 0, 2 또는 4 등의 작은 값을 사용하더라도 목적 BER을 만족하면서 데이터를 복원할 수 있다.
이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.

Claims (20)

  1. 송신 신호를 변조하는 방법으로서,
    상기 송신 신호의 비트열의 각 비트를 적어도 네 개의 심볼에 매핑하는 단계,
    상기 적어도 네 개의 심볼의 각 심볼에 변조 주파수를 할당하는 단계,
    상기 각 심볼의 지속구간에서 상기 심볼에 매핑된 비트가 전송될 위치를 결정하는 단계,
    상기 변조 주파수 및 상기 위치에 기반하여 상기 각 심볼을 변조하는 단계
    를 포함하고,
    상기 각 심볼의 지속구간에서 상기 심볼에 매핑된 비트가 전송될 위치를 결정하는 단계는,
    상기 각 심볼의 지속구간을 복수의 위치로 나누고, 상기 복수의 위치 중 상기 할당된 변조 주파수가 전송될 위치와 상기 할당된 변조 주파수가 전송되지 않을 위치를 결정하는 단계
    를 포함하는, 신호 변조 방법.
  2. 제1항에서,
    상기 송신 신호의 비트열의 각 비트를 적어도 네 개의 심볼에 매핑하는 단계는,
    상기 비트열을 00, 01, 10, 그리고 11로 구분하는 단계를 포함하고,
    상기 변조 주파수를 할당하는 단계는,
    상기 00 및 01에 제1 변조 주파수를 할당하는 단계, 그리고
    상기 10 및 11에 상기 제1 변조 주파수와 다른 제2 변조 주파수를 할당하는 단계
    를 포함하는 신호 변조 방법.
  3. 제2항에서,
    상기 위치를 결정하는 단계는,
    상기 00과 10에 상기 복수의 위치 중 제1 위치를 할당하는 단계, 그리고
    상기 01과 11에 상기 복수의 위치 중 상기 제1 위치와 다른 제2 위치를 할당하는 단계
    를 포함하는 신호 변조 방법.
  4. 송신기가 패킷을 생성하는 방법으로서,
    물리 계층 헤더(physical layer header, PHR) 비트 및 물리 계층 서비스 데이터 유닛(physical layer service data unit, PSDU) 비트를 동기 헤더(synchronization header, SHR) 비트와 다중화하여 제1 비트열을 생성하는 단계,
    그리고
    주파수 천이 변조(frequency shift keying, FSK) 방식 및 상기 FSK 방식에 상기 제1 비트열의 비트가 전송될 위치에 관한 위치 정보가 반영된 방식 중 적어도 하나의 방식으로 상기 제1 비트열을 변조하는 단계
    를 포함하고,
    상기 제1 비트열을 FSK 방식 및 상기 FSK 방식에 상기 제1 비트열의 비트가 전송될 위치에 관한 위치 정보가 반영된 방식 중 적어도 하나의 방식으로 변조하는 단계는,
    상기 제1 비트열의 각 비트를 적어도 네 개의 심볼에 매핑하는 단계,
    상기 적어도 네 개의 심볼의 각 심볼에 변조 주파수를 할당하는 단계,
    상기 각 심볼의 지속구간에서 상기 심볼에 매핑된 비트가 전송될 위치를 결정하는 단계, 그리고
    상기 변조 주파수 및 상기 위치에 기반하여 상기 각 심볼을 변조하는 단계
    를 포함하고,
    상기 각 심볼의 지속구간에서 상기 심볼에 매핑된 비트가 전송될 위치를 결정하는 단계는,
    상기 각 심볼의 지속구간을 복수의 위치로 나누고, 상기 복수의 위치 중 상기 할당된 변조 주파수가 전송될 위치와 상기 할당된 변조 주파수가 전송되지 않을 위치를 결정하는 단계
    를 포함하는, 패킷 생성 방법.
  5. 제4항에서,
    상기 PHR 비트는, 상기 PHR 비트에 포함된 비트의 조합으로 생성된 적어도 하나의 패리티 체크 비트를 포함하는, 패킷 생성 방법.
  6. 제4항에서,
    상기 PHR 비트 및 상기 PSDU 비트를 부호화하는 단계
    를 더 포함하고,
    상기 제1 비트열을 생성하는 단계는,
    부호화된 상기 PHR 비트 및 상기 PSDU 비트를 상기 SHR 비트와 다중화하는 단계
    를 포함하는, 패킷 생성 방법.
  7. 제6항에서,
    부호화된 상기 PHR 비트 및 상기 PSDU 비트를 인터리빙(interleaving) 하는 단계
    를 더 포함하고,
    상기 제1 비트열을 생성하는 단계는,
    인터리빙 된 상기 PHR 비트 및 상기 PSDU 비트를 상기 SHR 비트와 다중화하는 단계
    를 포함하는, 패킷 생성 방법.
  8. 제7항에서,
    상기 부호화된 상기 PHR 비트 및 상기 PSDU 비트를 상기 인터리빙 하는 단계는,
    제1 인터리빙 길이를 부호화된 상기 PHR 비트에 적용하는 단계, 그리고
    상기 제1 인터리빙 길이와 다른 제2 인터리빙 길이를 상기 PSDU에 적용하는 단계
    를 포함하는, 패킷 생성 방법.
  9. 제7항에서,
    인터리빙 된 상기 PSDU 비트를 데이터 화이트닝(data whitening) 하는 단계
    를 더 포함하고,
    상기 제1 비트열을 생성하는 단계는,
    인터리빙 된 상기 PHR 비트 및 데이터 화이트닝 된 상기 PSDU 비트를 상기 SHR 비트와 다중화하는 단계
    를 포함하는, 패킷 생성 방법.
  10. 제9항에서,
    인터리빙 된 상기 PHR 비트 및 데이터 화이트닝 된 상기 PSDU 비트에 확산 코드(spreading code)를 적용하는 단계
    를 더 포함하고,
    상기 제1 비트열을 생성하는 단계는,
    확산된 상기 PHR 비트 및 상기 PSDU 비트와 상기 SHR 비트를 다중화하는 단계
    를 포함하는, 패킷 생성 방법.
  11. 제10항에서,
    상기 확산 코드는 '01' 또는 '10'이 반복되는 패턴을 갖는 코드인, 패킷 생성 방법.
  12. 제4항에서,
    상기 SHR 비트는 프리앰블(preamble) 및 미리 결정된 시작 프레임 구분 문자(start frame delimeter, SFD) 군에서 선택되는 적어도 하나의 시퀀스로 구성되는, 미리 결정된 횟수로 반복되는 SFD를 포함하는, 패킷 생성 방법.
  13. 제12항에서,
    상기 프리앰블은, '0' 및 '1'이 교대로 반복되는 패턴을 갖고, 상기 SFD는 '0' 또는 '1'로 구성되는 미리 결정된 시퀀스 또는 상기 미리 결정된 시퀀스의 조합으로 생성되는, 패킷 생성 방법.
  14. 삭제
  15. 제4항에서,
    상기 제1 비트열 중 제2 비트열은, 상기 SHR 비트의 비트열을 포함하고, 상기 제1 비트열 중 상기 제2 비트열과 서로 다른 제3 비트열은, 상기 PHR 비트의 비트열 및 상기 PSDU 비트의 비트열을 포함하는, 패킷 생성 방법.
  16. 제4항에서,
    상기 제1 비트열 중 제2 비트열은, 상기 SHR 비트의 비트열 및 상기 PHR 비트의 비트열을 포함하고, 상기 제1 비트열 중 상기 제2 비트열과 서로 다른 제3 비트열은, 상기 PSDU 비트의 비트열을 포함하는, 패킷 생성 방법.
  17. 제4항에서,
    변조된 상기 제1 비트열의 일부분을 미리 결정된 횟수만큼 반복 전송하는 단계
    를 더 포함하는 패킷 생성 방법.
  18. 제4항에서,
    상기 PSDU 비트는 순환 중복 검사(cyclic redundancy checking, CRC) 비트를 포함하는, 패킷 생성 방법.
  19. 삭제
  20. 삭제
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
‘IEEE standard for local and metropolitan area networks Part 15.4: Low-Rate Wireless Personal Area Networks (WPANs)’, Draft IEEE P802.15.4REV/D09*
Mustafa Cenk Gursoy et al., 'Diversity Analysis of Peaky FSK Signaling in Fading Channels', IEEE Transactions on Wireless Communications Volume: 8, Issue: 8*
Qiuling Tang et al., 'Battery Power Efficiency of PPM and FSK in Wireless Sensor Networks', IEEE Transactions on Wireless Communications Volume: 6, Issue: 4*

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