KR101885966B1 - 보안 전송을 위한 다중안테나 증폭 및 재전송 릴레이 저피탐지율 전송 방법 및 장치 - Google Patents

보안 전송을 위한 다중안테나 증폭 및 재전송 릴레이 저피탐지율 전송 방법 및 장치 Download PDF

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Abstract

본 발명은 보안 전송을 위한 다중안테나 증폭 및 재전송 릴레이 저피탐지율 전송 방법 및 장치에 관한 것으로, 송신단이 제 1입력신호를 입력받는 단계; 중계기가 상기 송신단으로부터 H채널을 통해 제 2입력신호를 입력받는 단계; 중계기가 제 1출력신호 및 제 2출력신호를 G 채널 및 T 채널을 통해 수신단으로 출력하는 단계;를 포함하며, 상기 복수 개의 수신단은, 합법적 수신단 및 도청단을 포함하며, 도청자로부터 저피탐지율을 달성하고, 하위 호환성(backward compatibility)의 문제 및 다중데이터 스트림을 전송을 가능한 효과가 있음

Description

보안 전송을 위한 다중안테나 증폭 및 재전송 릴레이 저피탐지율 전송 방법 및 장치{Secure transmission methods and apparatus for low probability of interception in MIMO AF relaying systems.}
본 발명은 보안 전송을 위한 다중안테나 증폭 및 재전송 릴레이 저피탐지율 전송 방법 및 장치에 관한 것으로, 보다 상세하게는 중계기가 송신단으로부터 신호를 입력받아, 제 1출력신호 및 제 2출력신호를 각기 다른 채널을 통해 합법적 수신단 및 도청단을 포함하는 복수 개의 수신단으로 출력함으로써, 도청자로부터 저피탐지율을 달성하고, 다중데이터 스트림 전송이 가능한 보안 전송 시스템 및 방법에 관한 것이다.
무선 기술의 성장 및 보급과 함께, 무선 보안은 개인 및 사회의 모든 영역에 걸쳐 중요한 문제가 되고 있다. 무선 전송은 물리적 경계가 없으며, 주변에 위치한 어떠한 수신기라도 신호를 전송받을 수 있기 때문에, 무선 보안을 위해서는 최적의 물리 계층 보안 강화 설계가 필요하다.
물리 계층 무선 보안의 가장 큰 목적은 상위 계층 데이터 암호화에 의존하지 않고 도청단으로부터 탐지될 확률을 낮추어 무선 인터페이스를 보호하기 위한 것이다. 이를 위한 전형적인 기술로는, 확산 스펙트럼(spread spectrum) 방식이나 time-frequency hopping에 기반한 저피 탐지율 전송 방식이 있으나, 이는 일정 시간 간격으로 시퀀스(sequence) 정보를 공유하여야 하는 문제가 있다.
상기와 같은 문제점을 해결하기 위해 선행 기술 논문 (x. Li, 1. Hwu, and E. P. Ratazzi, “ Using antenna array redundancy and channel diversity for secure wireless transmissions," J. Commun., vol. 2, pp.24-32, May 2007)에서는 다중 안테나를 이용한 저피탐지율 전송방식을 제안하였으나, 상기와 같은 방법은 단일 데이터 스트림만 전송가능하기 때문에, 전송 효율이 떨어지는 문제가 있다. 또한, 도청자의 채널 추정을 방해하기 위해 송신단에서는 레퍼런스(reference) 신호를 전송하지 않기 때문에, 물리 계층 채널의 패킷(packet) 구조 변화로 인한 하위 호환성(backward compatibility) 에 대한 문제가 발생한다.
한국등록특허 10-1458480호(2014.10.30)
이와 같은 문제점을 해결하기 위해 본 발명은 중계기가 송신단으로부터 신호를 입력받아, 제 1출력신호 및 제 2출력신호를 각기 다른 채널을 통해 합법적 수신단 및 도청단을 포함하는 복수 개의 수신단으로 출력함으로써, 도청자로부터 저피탐지율을 달성하고, 하위 호환성(backward compatibility)의 문제 및 다중데이터 스트림 전송문제를 해결하는 전송 방식을 제공함에 목적이 있다.
상기와 같은 목적을 달성하기 위하여 본 발명에서 제안하는 보안 전송을 위한 다중안테나 증폭 및 재전송 릴레이 저피탐지율 전송 방법은 송신단이 제 1입력 신호를 입력받는 단계; 중계기가 상기 송신단으로부터 H채널을 통해 제 2입력신호를 입력받는 단계; 중계기가 제 1출력신호 및 제 2출력신호를 G 채널 및 T 채널을 통해 수신단으로 출력하는 단계;를 포함하며, 상기 복수 개의 수신단은, 합법적 수신단 및 도청단을 포함할 수 있다.
상기 수신단으로 출력하는 단계는, 상기 중계기는 제 1출력신호 및 제 2출력신호를 합법적 수신단 및 도청단에게 다음의 수학식 으로 각각 출력할 수 있다.
Figure 112016113703017-pat00001
Figure 112016113703017-pat00002
이때,
Figure 112016113703017-pat00003
는 제1 출력신호이며,
Figure 112016113703017-pat00004
는 제2 출력신호이며, B는 중계기의 리시버이며, L은 중계기의 프리코더이며, n은 노이즈이다.
상기 제1 출력신호는
Figure 112016113703017-pat00005
를 만족하며, 여기서 K는 LPI제한(Low　Probability　Of　Intercept constraint)이며, 상기 제2 출력신호는
Figure 112016113703017-pat00006
이다.
상기 송신단, 중계기 및 수신단은 복수 개의 안테나를 구비하며, 상기 중계기 안테나 개수는 상기 수신기 안테나 개수의 두 배 이상이며, 상기 송신기 안테나 개수는 상기 수신기 안테나 개수와 같거나 작을 수 있다.
또 다른 일 측면에 있어서, 본 발명에서 제안하는 보안 전송을 위한 다중안테나 증폭 및 재전송 릴레이 저피탐지율 전송 장치는, 제 1입력신호를 입력받는 송신단; 상기 송신단으로부터 H채널을 통해 제 2입력신호를 입력받는 중계기; 상기 중계기가 출력한 제 1출력신호 및 제 2출력신호를 G 채널 및 T 채널을 통해 각각 입력받는 수신단;을 포함하며, 상기 복수 개의 수신단은, 합법적 수신단 및 도청단을 포함할 수 있다.
상기 중계기는 제 1출력신호 및 제 2출력신호를 합법적 수신단 및 도청단에게 다음의 수학식으로 각각 출력할 수 있다.
Figure 112016113703017-pat00007
Figure 112016113703017-pat00008
이때,
Figure 112016113703017-pat00009
는 제1 출력신호이며,
Figure 112016113703017-pat00010
는 제2 출력신호이며, B는 중계기의 리시버이며, L은 중계기의 프리코더이며, n은 노이즈이다.
상기 제1 출력신호는
Figure 112016113703017-pat00011
를 만족하며, 여기서 K는 LPI제한(Low　Probability　Of　Intercept constraint)이며, 상기 제2 출력신호는
Figure 112016113703017-pat00012
이다.
상기 송신단, 중계기 및 수신단은 복수 개의 안테나를 구비하며, 상기 중계기 안테나 개수는 상기 수신기 안테나 개수의 두 배 이상이며, 상기 송신기 안테나 개수는 상기 수신기 안테나 개수보다 작거나 같다.
본 발명에 따른 보안 전송을 위한 다중안테나 증폭 및 재전송 릴레이 저피탐지율 전송방법 및 장치에 의하면, 도청자로부터 저피탐지율을 달성하고, 하위 호환성(backward compatibility)의 문제 및 다중데이터 스트림 전송문제를 해결하는 효과가 있다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 보안 전송을 위한 다중안테나 증폭 및 재전송 릴레이 저피탐지율 전송 장치의 전체적인 구성을 보여주는 도면이다.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 본 발명의 실시 예에 따른 보안 전송을 위한 다중안테나 증폭 및 재전송 릴레이 저피탐지율 전송 장치의 구체적인 구성을 보여주는 도면이다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 본 발명의 실시 예에 따른 보안 전송을 위한 다중안테나 증폭 및 재전송 릴레이 저피탐지율 전송 방법을 나타내는 흐름도이다.
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 시뮬레이션 결과를 도시한 도면이다.
이하, 본 발명의 일부 실시 예들을 예시적인 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 각 도면의 구성요소들에 참조부호를 부가함에 있어서, 동일한 구성요소들에 대해서는 비록 다른 도면상에 표시되더라도 가능한 한 동일한 부호를 가질 수 있다. 또한, 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 구성 또는 기능에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명은 생략할 수 있다.
또한, 이상에서 기재된 "포함하다", "구성하다" 또는 "가지다" 등의 용어는, 특별히 반대되는 기재가 없는 한, 해당 구성 요소가 내재될 수 있음을 의미하는 것이므로, 다른 구성 요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성 요소를 더 포함할 수 있는 것으로 해석되어야 한다. 기술적이거나 과학적인 용어를 포함한 모든 용어들은, 다르게 정의되지 않는 한, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 가진다. 사전에 정의된 용어와 같이 일반적으로 사용되는 용어들은 관련 기술의 문맥 상의 의미와 일치하는 것으로 해석되어야 하며, 본 발명에서 명백하게 정의하지 않는 한, 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미로 해석되지 않는다.
본 발명은 이에 한정되지 않고, 본 발명의 기술적 사상이 적용될 수 있는 모든 통신 시스템, 예컨대 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(Long Term Evolution), IEEE 표준, Ad-Hoc 네트워크에도 적용될 수 있다.
또한, 본 명세서에서 사용되는 제1, 제2 등과 같이 서수를 포함하는 용어는 다양한 구성 요소들을 설명하는데 사용될 수 있지만, 상기 구성 요소들은 상기 용어들에 의해 한정되어서는 안 된다. 상기 용어들은 하나의 구성 요소를 다른 구성요소로부터 구별하는 목적으로만 사용된다. 예를 들어, 본 발명의 권리 범위를 벗어나지 않으면서 제1 구성요소는 제2 구성 요소로 명명될 수 있고, 유사하게 제2 구성 요소도 제1 구성 요소로 명명될 수 있다.
이하, 본 발명에 대하여 첨부된 도면을 참고하여 보다 상세히 설명한다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 보안 전송을 위한 다중안테나 증폭 및 재전송 릴레이 저피탐지율 전송 장치의 전체적인 구성을 보여주는 도면이다.
도 1에 도시된 바와 같이, 보안 전송을 위한 다중안테나 증폭 및 재전송 릴레이 저피탐지율 전송 장치는 송신단(100), 중계기(200), 복수 개의 수신단(300)을 포함하여 구성될 수 있다.
이때 상기 복수 개의 수신단(300)은 합법적 수신단(310) 및 도청단(320)을 포함하여 구성될 수 있다.
또한, 송신단(100)과 복수 개의 수신단(300)간의 직접 링크는 큰 경로 손실로 인해 무시 할 수 있으며, 중계기(200)에서의 루프 간섭을 피하기 위해, 각각의 데이터 전송은 두 개의 분리된 슬롯에서 발생하는 것으로 가정한다.
송신단(100), 중계기(200), 합법적 수신단(310) 및 도청단(320)은 각각
Figure 112016113703017-pat00013
,
Figure 112016113703017-pat00014
,
Figure 112016113703017-pat00015
,
Figure 112016113703017-pat00016
개의 안테나를 구비하고 있다.
상기 송신단(100)과 상기 중계기(200)사이에는 H 채널이 존재하며, 상기 중계기(200)와 상기 수신단(300) 사이에는 G 채널이, 상기 중계기(200)와 상기 도청단(320)사이에는 T채널이 존재한다.
상기 H 채널, G 채널, T 채널은 하기와 같이 각각 복소 행렬로 각각 표기될 수 있다.
Figure 112016113703017-pat00017
,
Figure 112016113703017-pat00018
또한, 첫번째 슬롯에서 송신단(100)은 입력 순서{s(n)}을 생성한다. 이때, 상기 {s(n)}은
Figure 112016113703017-pat00019
에 대한 n번째 심볼 구간의 심볼 벡터이며,
Figure 112016113703017-pat00020
에 포함된다. 그리고 송신단(200)에서는 가중치 메트릭스 F(n)을 이용하여 코드화된 신호
Figure 112016113703017-pat00021
를 중계기(200)로 송신한다.
이때,
Figure 112016113703017-pat00022
은, 송신단(100)의 전력 한계 값
Figure 112016113703017-pat00023
를 만족하며, 매 심볼 구간에서 무작위로 변화한다.
중계기(200)가 송신단(100)으로부터 전송 받는 제 2입력신호는
Figure 112016113703017-pat00024
로 표기될 수 있으며, 이는 아래의 수학식과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112016113703017-pat00025
이때,
Figure 112016113703017-pat00026
와
Figure 112016113703017-pat00027
은 중계기(200)로의 n번째 심볼 구간의 가중치가 부여된 채널 매트릭스(a weighted channel matrix) 및 노이즈 벡터이다.
이후, 두번째 슬롯에서 중계기(200)는 송신단(100)으로부터 입력 받은
Figure 112016113703017-pat00028
을 의
Figure 112016113703017-pat00029
조건을 만족하도록, 중계기 트렌시버
Figure 112016113703017-pat00030
에 의해 선형증폭하여 복수 개의 수신단(300)으로 출력한다.
상기의 과정을 통해 합법적 수신단(310)이 수신하는 신호
Figure 112016113703017-pat00031
및 도청단(320)이 수신하는 신호
Figure 112016113703017-pat00032
는 하기의 수학식과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112016113703017-pat00033
Figure 112016113703017-pat00034
이때,
Figure 112016113703017-pat00035
는 상기 합법적 수신단(310) 및 도청단(320)에서의 잡음 벡터이다.
일반적으로, 모든 적합한 노드는 기존의 시스템에서와 마찬가지로 채널 판단을 위해서 트레이닝 신호(또는 파일롯 신호)를 송신할 수 있다. 이때, 중계기는 송신단과 수신단으로부터 up/downlink의 트레이닝의 도움을 받아서, 그리고 송신단과 중계기 사이의 랜덤 매트릭스 F(n)의 공유된 시드 넘버들의 도움으로 H 채널과 G 채널의 완전한 CSI(채널 상태 정보, Channel State Information)를 획득한다.
하지만, 본 제안 발명에서는 합법적 수신단(310)과 도청단(320)은 각자 자신의 링크의 CSI에만 접근할 수 있다. 중계기(200)는 송신단(100)과의 채널정보인 H를 상기 합법적 수신단(320)과 도청단(320)에게 송신하지 않기 때문이다. 간단히 말해, F(n)에서를 제외하고는 송신단(100)에서 어떤 프리코딩도 고려되지 않는다. 그러나 결과는 더 일반적인 경우들까지 확장될 수 있다.
또한 도청단(320)은 어떠한 신호도 송신하지 않으므로, 도청단(320)의 채널 T는 합법적 수신단(310)이 알 수 없다고 가정하는 것이 옳다. 이때, 본 발명에서는 도청단(320)으로부터 LPI(Low Probability of Interception)를 획득하며, 합법적 수신단(310)의 MSE(mean square error)를 최소화하는 MIMO(MIMO/Multiple Input Multiple Output)시스템에서의 중계기(200)를 설계하는 것을 목표로 한다.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 본 발명의 실시 예에 따른 보안 전송을 위한 다중안테나 증폭 및 재전송 릴레이 저피탐지율 전송 장치의 구체적인 구성을 보여주는 도면이다.
송신단(100)은 제 1입력신호인 s(n)을 입력받는다.
이후 중계기(200)는 송신단(100)으로부터 첫번째 슬롯에서 H채널을 통해 제 2입력신호
Figure 112016113703017-pat00036
를 입력받는다. 그리고 중계기(200)는 두번째 슬롯에서 G 및 T 채널을 통해 제 1출력신호인
Figure 112016113703017-pat00037
및 제2 출력신호인
Figure 112016113703017-pat00038
를 합법적 수신단(310) 및 도청단(320)에게 출력한다.
또한, 본 발명에서는 상기 중계기(200)의 RF 체인은 분리될 수 있으며,
Figure 112016113703017-pat00039
로 표기한다. 본 발명의 일 실시예에서는 RF 체인을 2개로 분리하였으나, 분리하는 개수는 이에 한정하지 않는다.
본 발명에서, 중계기(200)의 분리된 RF 체인은
Figure 112016113703017-pat00040
로 표현될 수 있다.
또한, 상기 송신단(100), 중계기(200), 합법적 수신단(310) 및 도청단(320)이 구비한 안테나의 개수는
Figure 112016113703017-pat00041
표현될 수 있으며, 상기 송신단(100), 중계기(200), 합법적 수신단(310) 및 도청단(320)이 구비한 안테나의 개수는 하기의 조건을 만족한다고 가정한다.
Figure 112016113703017-pat00042
또한, H 채널은
Figure 112016113703017-pat00043
, 중계기(200)가 입력받는 신호는
Figure 112016113703017-pat00044
, 중계기(200)의 노이즈 성분은
Figure 112016113703017-pat00045
로 정의되며, 이때 i 는 상기 분리된 RF 체인을 나타낸다. 이때 중계기(200)의
Figure 112016113703017-pat00046
에서 입력받는 신호는
Figure 112016113703017-pat00047
로 표기될 수 있다.
상기 식에서,
Figure 112016113703017-pat00048
로 표현할 수 있으며, 이는 채널
Figure 112016113703017-pat00049
에서, 송신단(100)과 중계기(200)에서의 프리코딩된 유효 채널을 의미한다.
또한, RF체인은 중계기 리시버(L)과 프리코더(B)를 구비하고 있으며,
Figure 112016113703017-pat00050
에서의
Figure 112016113703017-pat00051
및
Figure 112016113703017-pat00052
는 아래와 같이 정의될 수 있다.
Figure 112016113703017-pat00053
이때, 합법적 수신단(310) 및 도청단(320)이 수신하는 신호는 아래와 같이 수학식 1로 표현될 수 있다.
Figure 112016113703017-pat00054
Figure 112016113703017-pat00055
이때,
Figure 112016113703017-pat00056
는 합법적 수신단(310)이 수신하는 신호이며,
Figure 112016113703017-pat00057
는 도청단이 수신하는 신호이다.
이때
Figure 112016113703017-pat00058
로 정의되며, G와 T는
Figure 112016113703017-pat00059
가 된다.
방정식을 풀면 아래와 같다.
위 식과 같이 주어진 수신기 구조에서 MMSE 기반의 최적의 릴레이 필터 Q=BL는 두개의 행렬의 연속된 곱으로 표현될 수 있다.
완전한 MMSE 추정기
Figure 112016113703017-pat00060
을 얻기 위해
Figure 112016113703017-pat00061
,
Figure 112016113703017-pat00062
를 결합한다.
이때, 우리는
Figure 112016113703017-pat00063
는
Figure 112016113703017-pat00064
의 조건을 만족한다고 가정하며, 이때 K는
Figure 112016113703017-pat00065
이며 임의의 행렬로, 본 발명에서는 상기 조건을 LPI 제한(Low Probability Of Intercept constraint) 라고 명칭한다.
상기와 같은 가정을 통해 [수학식 1]의
Figure 112016113703017-pat00066
는 하기와 같이 (식 1)로 표현될 수 있다.
(식 1)
Figure 112016113703017-pat00067
이때,
Figure 112016113703017-pat00068
는 릴레이에서 MMSE 수신기 L로 필터링된 출력신호를 나타내며,
Figure 112016113703017-pat00069
는 결합 노이즈 벡터이다.
이때,
Figure 112016113703017-pat00070
이 MMSE 수신기 구조를 갖는 조건에서, 하기의 수식으로 표현되는 MSE decomposition(MSE 분해)을 적용할 수 있다.
Figure 112016113703017-pat00071
MSE decomposition(MSE 분해)은, 복잡한 중계 채널을 2개의 point-to-point MIMO 시스템의 간단한 연결을 가능하게 해준다.
Figure 112016113703017-pat00072
를 y의 공분산 행렬로 두고, W를 합법적 수신단의 최적의 수신기로 두고, 상기의 수식을 이용하면 MSE 분해(MSE decomposition)는 하기와 같이 유지된다.
(식 2)
Figure 112016113703017-pat00073
이때, 상기 (식 2) 두번째 항은 W 및 K와 독립적이므로,
최적의 합법적 수신단(310)의 W는 상기 (식 2)의 첫번째 항만 고려하여 하기와 같이 표현될 수 있다.
(식 3)
Figure 112016113703017-pat00074
이때, 이론상으로 W를 산출하기 위해서는
Figure 112016113703017-pat00075
로 인한
Figure 112016113703017-pat00076
의 CSI를 알 필요가 있다. 그럼에도 불구하고, y의 second order statistics는 낮거나 높은 SNR regime에서 모두 s의 통계자료에 근접한다고 확인될 수 있다. 따라서,
Figure 112016113703017-pat00077
이므로, 이는 합법적 수신단(310)이
Figure 112016113703017-pat00078
의 정보 없이 K의 정보만으로도 입력 신호인 s(n)을 추정할 수 있음을 암시한다.
그러나, 도청단(320)은
Figure 112016113703017-pat00079
이기 때문에, 도청단(400)의 신호, 즉 [수학식 1]의
Figure 112016113703017-pat00080
는 (식 2)로 표현될 수 없으며 따라서
Figure 112016113703017-pat00081
의 정보 없이 신호의 온전한 복호가 불가능하다.
본 발명의 목적을 달성하기 위해서, 즉 LPI 제한을 만족하면서도 MSE를 최소화 하기 위한
Figure 112016113703017-pat00082
및 K를 도출해야 한다.
상기 (식 3)로부터,
Figure 112016113703017-pat00083
를 도출할 수 있다. 이는, 아래와 같이 (식 4)로 공식화 할 수 있다.
(식 4)
Figure 112016113703017-pat00084
Figure 112016113703017-pat00085
Figure 112016113703017-pat00086
이때, (식 4)의 두번째 제한 조건은
Figure 112016113703017-pat00087
, i=1,2일 때, 중계기(200)의
Figure 112016113703017-pat00088
에서의 총 전력 제한을 나타낸다.
다만, 상기의 문제는 비볼록 형이므로, 문제를 풀기 쉽지 않다.
이를 위해 본 발명에서는 비볼록 문제를 간단한 볼록 형태로 변환하는 변환하기 위해 실행 가능한 도메인을 적용할 수 있다. 그 결과는 MSE 상한 최소화에 대응될 수 있다.
먼저, LPI 제한인 수학식 2에 의해,
Figure 112016113703017-pat00089
,
Figure 112016113703017-pat00090
는 일반적으로 하기와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112016113703017-pat00091
이를 (식 4)에 대입하면 아래와 같은 결과를 얻을 수 있다.
(식 5)
Figure 112016113703017-pat00092
Figure 112016113703017-pat00093
상기 수식으로부터,
Figure 112016113703017-pat00094
일때,
Figure 112016113703017-pat00095
에서 일반적인 해결 값(naive solution)
Figure 112016113703017-pat00096
를 얻을 수 있다.
이후, 본 발명에서는 MSE의 성능을 더욱 향상시키는 솔루션을 도출할 수 있다. 이때, (식 5)에서,
Figure 112016113703017-pat00097
에 대해 자세하게 아래와 같이 표현할 수 있다.
Figure 112016113703017-pat00098
,
Figure 112016113703017-pat00099
이때, L은
Figure 112016113703017-pat00100
로 표현되며, 이는
Figure 112016113703017-pat00101
,
Figure 112016113703017-pat00102
를 의미한다.
그러므로,
Figure 112016113703017-pat00103
,
Figure 112016113703017-pat00104
를 (식 5)에서의 두번째 식에서의
Figure 112016113703017-pat00105
를 이용하여 실행가능한 도메인에서의 효율적인 K값을 도출할 수 있다.
비록 상기와 같은 결과가 MSE 상한 최소화 영역이지만, 이러한 수정은 닫힌 형태로 풀 수 있는 간단한 볼록형태가 된다.
Figure 112016113703017-pat00106
,
Figure 112016113703017-pat00107
를 (식 5)의 두번째 식에서의
Figure 112016113703017-pat00108
를 이용하면,
Figure 112016113703017-pat00109
에서
Figure 112016113703017-pat00110
,
Figure 112016113703017-pat00111
와 같은 식을 얻을 수 있다.
그리고 나서, 일반 행렬
Figure 112016113703017-pat00112
에 대한
Figure 112016113703017-pat00113
를 설정하고,
Figure 112016113703017-pat00114
라는 사실을 이용하면, 다음과 같은 수식을 얻을 수 있다.
(식 6)
Figure 112016113703017-pat00115
s.t
Figure 112016113703017-pat00116
이때 단위 행렬은
Figure 112016113703017-pat00117
, 대각 행렬은
Figure 112016113703017-pat00118
,
Figure 112016113703017-pat00119
는 0이 아닌 고유 값, {
Figure 112016113703017-pat00120
}로 차수가 내려가도록 배열될 때, 고유값 분해
Figure 112016113703017-pat00121
로 정의된다.
이 후, 솔루션은
Figure 112016113703017-pat00122
일 때,
Figure 112016113703017-pat00123
의 값을 얻을 수 있으며, 이때
Figure 112016113703017-pat00124
를 얻을 수 있다. 마지막으로 상기
Figure 112016113703017-pat00125
의 수식을 통해
Figure 112016113703017-pat00126
,
Figure 112016113703017-pat00127
및 상기
Figure 112016113703017-pat00128
값을 통해
Figure 112016113703017-pat00129
,
Figure 112016113703017-pat00130
를 도출할 수 있게 된다.
이때, 종래의 전력 제한 조건에 관하여, α가 없으면 (식 6)은 일반적으로
Figure 112016113703017-pat00131
보다 적은 전력을 사용한다. 본 발명에서는 α를 이용하여 전력을
Figure 112016113703017-pat00132
까지 높일 필요가 있다.
또한, 본 발명에서 제안된 LPI 방식에서, 도청단(320)이 채널 정보를 알지 못하도록 하기 위해 송신단(100)에서 랜덤화를 적용한 가중치 행렬 F(n)을 사용하여 송신할 수 있다. 이로 인하여, 도청단(320)은 H채널 정보를 추정할 수 없게 된다. 또한, F(n)이 변하는 한, 즉, 각 심볼 간격 n에서 그 분포가 도청단(320)에게 알려지지 않은 경우 도청단(320)이 채널을 추정할 수 없게 된다.
본 발명에서는 적절하게 설계된 중계기에서, 복수 개의 수신단(300)에게 채널 정보를 전송하지 않으며, 상기 채널 정보가 없이도 중계기가 설계될 수 있는 것이 기본 아이디어이다. 따라서 본 발명에서는 도청단(320)으로부터 저피 탐지를 위한 신호를 만들기 위해 프로세스를 추가할 필요가 없으며, 전송 속도 및 복잡성 모두를 만족시키는 효과가 있다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 본 발명의 실시 예에 따른 보안 전송을 위한 다중안테나 증폭 및 재전송 릴레이 저피탐지율 전송 방법을 나타내는 흐름도이다.
도 3에 도시된 바와 같이, 보안 전송을 위한 다중안테나 증폭 및 재전송 릴레이 저피탐지율 전송 방법은, 먼저 송신단이 제1 입력 신호를 입력받는 단계(S10), 중계기가 H 채널을 통해 제2 입력신호를 입력받는 단계(S20), 중계기가 제1 출력신호 및 제 2출력신호를 수신단으로 출력하는 단계(S30)을 포함하여 구성된다.
이때, S30 단계에서는, 상기 중계기는 제 1출력신호 및 제 2출력신호를 합법적 수신단(310) 및 도청단(320)에게 다음의 수학식으로 각각 출력하며,
Figure 112016113703017-pat00133
Figure 112016113703017-pat00134
이때,
Figure 112016113703017-pat00135
는 제1 출력신호이며,
Figure 112016113703017-pat00136
는 제2 출력신호이며, B는 중계기의 상기 리시버이며, L은 상기 중계기의 프리코더이며, n은 노이즈를 나타낸다.
또한, 상기 제1 출력신호
Figure 112016113703017-pat00137
를 만족하며, K는 LPI 제한(Low Probability Of Intercept constraint)이다. 상기 제2 출력신호는
Figure 112016113703017-pat00138
이므로, 본 발명에서는 도청단(320)으로부터는 보안을 유지하면서도 합법적 도청단(310)이 입력 신호를 감지할 수 있게 된다.
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 시뮬레이션 결과를 도시한 도면이다.
도 4에 도시된 바와 같이, 시뮬레이션 결과를 통해 합법적 수신단(310) 및 도청단(320)의 BER(Bit Error Rate) 성능의 효과를 확인할 수 있다.
이때, 'Bob Naive'는 K가 naive 할 경우의 그래프이며, 'Bob (PA)'는 K를 최적화 한 경우의 그래프이며, 'Eve'’는 도청단(320)을 의미하며, 'MMSE-Opt'는, LPI 일반적인 MMSE 디자인에서 도청자가 없는 경우를 의미한다.
상기 시뮬레이션에서는 합법적 수신단(310) 및 도청단(320)가 H채널 정보 없이 신호를 받는다고 가정한다.
이때, 도청단(320)은 합법적 수신단(310)의 방법을 사용하여
Figure 112016113703017-pat00139
에서
Figure 112016113703017-pat00140
을 사용하여 s(n)을 추정한다고 가정한다.
Rayleigh 블록 페이딩 모델로 가정할 때,
Figure 112016113703017-pat00141
개의 랜덤 채널 구현 각각에서 100 개의 심볼 벡터 s(n)을 전송하여 BER을 얻는다.
제안된 MMSE-LPI 방식을 사용하면 도청단(320)은 SNR(signal to noise ratio)을 향상시킬 수 없는 반면 합법적 수신단(310)은 신호를 안정적으로 감지 할 수 있음을 알 수 있다.
"MMSE-Opt"를 갖는 곡선은 도청자가 없는 종래의 MMSE 설계의 BER을 나타낸다. MMSE-Opt는 LPI 보안을 보장할 수 없다. 본 발명에서는 제안된 설계가 MMSE 기반의 도청 MIMO AF 중계 채널에서 LPI를 효율적으로 구현한다는 결론을 얻을 수 있다
이상, 첨부된 도면들을 참조하여 본 발명의 실시 예들을 설명하였지만, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자는 본 발명이 그 기술적 사상이나 필수적인 특징을 변경하지 않고서 다른 구체적인 형태로 실시될 수 있다는 것을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 이상에서 기술한 실시 예들에는 모든 면에서 예시적인 것이며 한정적이 아닌 것으로 이해해야만 한다.
이상의 설명은 본 발명의 기술 사상을 예시적으로 설명한 것에 불과한 것으로서, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 다양한 수정 및 변형이 가능할 것이다. 따라서, 본 발명에 개시된 실시 예들은 본 발명의 기술 사상을 한정하기 위한 것이 아니라 설명하기 위한 것이고, 이러한 실시 예에 의하여 본 발명의 기술 사상의 범위가 한정되는 것은 아니다. 본 발명의 보호 범위는 아래의 청구범위에 의하여 해석되어야 하며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 기술 사상은 본 발명의 권리범위에 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다.
100 : 송신단
200 : 중계기
300 : 수신단
310 : 합법적 수신단
320 : 도청단

Claims (10)

  1. 송신단이 제 1입력 신호를 입력받는 단계;
    중계기가 상기 송신단으로부터 H채널을 통해 랜덤화 가중치 메트릭스를 이용하여 코드화된 제 2입력신호를 입력받는 단계;
    상기 중계기가 제 1출력신호 및 제 2출력신호를 G채널 및 T채널을 통해 복수 개의 수신단으로 출력하는 단계;를 포함하며,
    상기 복수 개의 수신단은,
    합법적 수신단 및 도청단을 포함하고
    상기 송신단은
    Figure 112018069090760-pat00232
    (자연수)개의 안테나를 구비하고
    상기 중계기는
    Figure 112018069090760-pat00233
    (자연수)개의 안테나를 구비하며
    상기 합법적 수신단은
    Figure 112018069090760-pat00234
    (자연수)개의 안테나를 구비하고
    상기 도청단은
    Figure 112018069090760-pat00235
    (자연수)개의 안테나를 구비하며
    상기 복수 개의 수신단으로 출력하는 단계는,
    상기 중계기가
    제 1출력신호를 상기 합법적 수신단에 다음의 수학식으로 출력하고
    Figure 112018069090760-pat00236

    제 2출력신호를 상기 도청단에 다음의 수학식으로 출력하며,
    Figure 112018069090760-pat00237

    여기서, 상기 G채널은 복소행렬로서
    Figure 112018069090760-pat00238
    이며 상기 G채널의 i번째 부분행렬(sub matrix)은
    Figure 112018069090760-pat00239
    이고,
    Figure 112018069090760-pat00240
    는 상기 중계기의 i번째 RF체인의 프리코더이며 복소행렬로서
    Figure 112018069090760-pat00241
    이며,
    Figure 112018069090760-pat00242
    는 상기 중계기의 i번째 RF체인의 리시버이며 복소행렬로서
    Figure 112018069090760-pat00243
    이고,
    Figure 112018069090760-pat00244
    는 상기 중계기의 i번째 RF체인에서 입력받는 신호이며
    Figure 112018069090760-pat00245
    이고, 상기 T채널은 복소행렬로서
    Figure 112018069090760-pat00246
    이며 상기 T채널의 i번째 부분행렬(sub matrix)은
    Figure 112018069090760-pat00247
    이고,
    Figure 112018069090760-pat00248
    는 상기 합법적 수신단에서의 노이즈 벡터이고,
    Figure 112018069090760-pat00249
    는 상기 도청단에서의 노이즈 벡터이며,
    Figure 112018069090760-pat00250
    는 상기 송신단과 상기 중계기의 i번째 RF체인에서의 프리코딩된 유효채널을 의미하며
    Figure 112018069090760-pat00251
    이고
    Figure 112018069090760-pat00252
    은 n번째 심볼 구간에서의 가중치 매트릭스로서
    Figure 112018069090760-pat00253
    이고
    Figure 112018069090760-pat00254
    은 n번째 심볼 구간의 심볼 벡터이며
    Figure 112018069090760-pat00255
    이고,
    Figure 112018069090760-pat00256
    는 상기 중계기의 i번째 RF체인에서의 노이즈로서
    Figure 112018069090760-pat00257
    이며 i=1,2이고 n은 자연수인 것을 특징으로 하는 보안 전송을 위한 다중 안테나 증폭 및 재전송 릴레이 저피탐지율 전송방법.
  2. 삭제
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 제 1출력신호의 성분
    Figure 112018069090760-pat00184
    및
    Figure 112018069090760-pat00185
    는
    Figure 112018069090760-pat00186
    인 조건을 만족하며, 상기 조건은 LPI 제한(Low Probability Of Intercept constraint)이고 K는 복소행렬로서
    Figure 112018069090760-pat00187
    인 것을 특징으로 하는 보안 전송을 위한 다중 안테나 증폭 및 재전송 릴레이 저피탐지율 전송방법.
  4. 제 3항에 있어서
    상기 제 2출력신호의 성분인
    Figure 112018036526667-pat00188
    및
    Figure 112018036526667-pat00189
    는
    Figure 112018036526667-pat00190
    를 만족하는 것을 특징으로 하는 보안 전송을 위한 다중 안테나 증폭 및 재전송 릴레이 저피탐지율 전송방법.
  5. 제 1항에 있어서,
    상기 중계기의 안테나 개수
    Figure 112018069090760-pat00191
    은 상기 합법적 수신단의 안테나 개수
    Figure 112018069090760-pat00192
    의 두 배 이상이며, 상기 송신단의 안테나 개수
    Figure 112018069090760-pat00193
    는 상기 합법적 수신단의 안테나 개수
    Figure 112018069090760-pat00194
    보다 작거나 같은 보안 전송을 위한 다중 안테나 증폭 및 재전송 릴레이 저피탐지율 전송방법.
  6. 제 1입력신호를 입력받는 송신단;
    상기 송신단으로부터 H채널을 통해 랜덤화 가중치 메트릭스를 이용하여 코드화된 제 2입력신호를 입력받는 중계기;
    상기 중계기가 출력한 제 1출력신호 및 제 2출력신호를 G채널 및 T채널을 통해 각각 입력받는 복수 개의 수신단;을 포함하며,
    상기 복수 개의 수신단은,
    합법적 수신단 및 도청단을 포함하고
    상기 송신단은
    Figure 112018069090760-pat00258
    (자연수)개의 안테나를 구비하고
    상기 중계기는
    Figure 112018069090760-pat00259
    (자연수)개의 안테나를 구비하며
    상기 합법적 수신단은
    Figure 112018069090760-pat00260
    (자연수)개의 안테나를 구비하고
    상기 도청단은
    Figure 112018069090760-pat00261
    (자연수)개의 안테나를 구비하며
    상기 중계기는,
    제 1출력신호를 상기 합법적 수신단에 다음의 수학식으로 출력하고
    Figure 112018069090760-pat00262

    제 2출력신호를 상기 도청단에 다음의 수학식으로 출력하며,
    Figure 112018069090760-pat00263

    여기서, 상기 G채널은 복소행렬로서
    Figure 112018069090760-pat00264
    이며 상기 G채널의 i번째 부분행렬(sub matrix)은
    Figure 112018069090760-pat00265
    이고,
    Figure 112018069090760-pat00266
    는 상기 중계기의 i번째 RF체인의 프리코더이며 복소행렬로서
    Figure 112018069090760-pat00267
    이며,
    Figure 112018069090760-pat00268
    는 상기 중계기의 i번째 RF체인의 리시버이며 복소행렬로서
    Figure 112018069090760-pat00269
    이고,
    Figure 112018069090760-pat00270
    는 상기 중계기의 i번째 RF체인에서 입력받는 신호이며
    Figure 112018069090760-pat00271
    이고, 상기 T채널은 복소행렬로서
    Figure 112018069090760-pat00272
    이며 상기 T채널의 i번째 부분행렬(sub matrix)은
    Figure 112018069090760-pat00273
    이고,
    Figure 112018069090760-pat00274
    는 상기 합법적 수신단에서의 노이즈 벡터이고,
    Figure 112018069090760-pat00275
    는 상기 도청단에서의 노이즈 벡터이며,
    Figure 112018069090760-pat00276
    는 상기 송신단과 상기 중계기의 i번째 RF체인에서의 프리코딩된 유효채널을 의미하며
    Figure 112018069090760-pat00277
    이고
    Figure 112018069090760-pat00278
    은 n번째 심볼 구간에서의 가중치 매트릭스로서
    Figure 112018069090760-pat00279
    이고
    Figure 112018069090760-pat00280
    은 n번째 심볼 구간의 심볼 벡터이며
    Figure 112018069090760-pat00281
    이고,
    Figure 112018069090760-pat00282
    는 상기 중계기의 i번째 RF체인에서의 노이즈로서
    Figure 112018069090760-pat00283
    이며 i=1,2이고 n은 자연수인 것을 특징으로 하는 보안 전송을 위한 다중 안테나 증폭 및 재전송 릴레이 저피탐지율 전송장치.
  7. 삭제
  8. 제 6항에 있어서,
    상기 제 1출력신호의 성분
    Figure 112018069090760-pat00221
    및
    Figure 112018069090760-pat00222
    는
    Figure 112018069090760-pat00223
    인 조건을 만족하며, 상기 조건은 LPI 제한(Low Probability Of Intercept constraint)이고 K는 복소행렬로서
    Figure 112018069090760-pat00224
    인 것을 특징으로 하는 보안 전송을 위한 다중 안테나 증폭 및 재전송 릴레이 저피탐지율 전송장치.
  9. 제 8항에 있어서
    상기 제 2출력신호의 성분인
    Figure 112018036526667-pat00225
    및
    Figure 112018036526667-pat00226
    는
    Figure 112018036526667-pat00227
    를 만족하는 것을 특징으로 하는 보안 전송을 위한 다중 안테나 증폭 및 재전송 릴레이 저피탐지율 전송장치.
  10. 제 6항에 있어서,
    상기 중계기의 안테나 개수
    Figure 112018069090760-pat00228
    은 상기 합법적 수신단의 안테나 개수
    Figure 112018069090760-pat00229
    의 두 배 이상이며, 상기 송신단의 안테나 개수
    Figure 112018069090760-pat00230
    는 상기 합법적 수신단의 안테나 개수
    Figure 112018069090760-pat00231
    보다 작거나 같은 보안 전송을 위한 다중 안테나 증폭 및 재전송 릴레이 저피탐지율 전송장치.
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