KR101820915B1 - 무선 통신 시스템에서 간섭 제거를 이용한 등화 장치 및 방법 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 간섭 제거를 이용한 등화 장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명의 방법은, 적어도 둘 이상의 송신 안테나들과 적어도 두 이상의 수신 안테나들을 포함하는 다중 입력 다중 출력(MIMO) 무선 통신 시스템에서 제1 확산 계수(SF)를 사용하여 확산된 제1 채널 데이터와 제2 확산 계수를 사용하여 확산된 제2 채널 데이터 중 적어도 하나를 포함하는 수신 신호를 등화하는 방법에 있어서, 수신 신호를 등화하여 송신 신호를 추정하는 과정; 상기 추정된 송신 신호가 상기 제1 채널 데이터인지 또는 제2 채널 데이터인지 여부를 결정하는 채널 결정 과정; 상기 추정된 송신 신호가 상기 제1 채널 데이터이면 상기 제1 채널의 특성에 따라 간섭을 제거하는 과정; 상기 추정된 송신 신호가 상기 제2 채널 데이터이면 상기 제2 채널의 특성에 따라 간섭을 제거하는 과정을 포함한다.

Description

무선 통신 시스템에서 간섭 제거를 이용한 등화 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR EQUALIZING A SIGNAL USING CANCELING INTERFERENCE IN A WILESS COMMUNICATION SYSTEM}
본 발명은 무선 통신 시스템에서 간섭 제거에 대한 것이다. 더 상세하게는 무선 통신 시스템에서 간섭 제거를 이용하여 수신 신호를 등화하는 방법 및 장치에 대한 것이다.
3GPP(3rd Generation Partnership Project)의 HSPA(High Speed Packet Access) 시스템은 64-QAM(Quadrature amplitude modulation)의 고차 변조(high-order modulation; HOM)와 두 개의 스트림을 동시에 보내는 2x2 MIMO(multiple-input and multiple-output) 시스템을 사용하는 것을 큰 특징으로 하고 있다.
HSPA시스템은 WCDMA 이동통신 시스템과 비교하여 작은 확산 길이 (spreading factor; SF)를 갖는 데이터 채널(HS-PDSCH)의 사용하는 점을 큰 특징으로 한다. 큰 길이의 SF를 갖는 심볼들은 수신기의 역 확산(de-spreading)을 통해서 심볼간 간섭 (intersymbol interference: ISI)이나 셀간 간섭(inter-cell interference: ICI) 등을 효율적으로 억제할 수 있었지만 길이가 16인 SF심볼의 경우 역 확산만으로 심볼을 보호하는 것이 근본적으로 어려워지게 되었다. 따라서 보편적으로 사용되어온 레이크(RAKE) 수신 방식 대신 등화기(Equalizer)를 이용하여 송신 신호를 추정하는 방식을 사용한다.
그런데 등화기는 채널 행렬을 효과적으로 반전(inversion)하는 장점이 있지만 간섭 신호(interference)가 클 경우 반전 성능이 열화되어 추정된 송신 신호의 신뢰성이 낮아지는 단점이 있다. 이러한 이유로 간섭신호를 적절히 처리하면서 등화를 수행하는 것이 수신 성능을 증가시키기 위한 중요한 연구 이슈가 되어 왔다. 한편, 간섭 제거를 사용하는 CDMA 시스템 또는 MIMO 시스템에서 간섭을 제거하면서 신호 검출(detection)을 수행하는 기법들은 종래 연구되어 왔으나, 주파수 선택적 페이딩(frequency selective fading)을 겪는 HSPA 시스템에 적용되기 적절하지 않기 때문에 간섭 제거를 위한 등화기에 대한 요청이 있다.
본 발명은MIMO 시스템에서 수신 성능을 높이기 위한 등화 방법 및 장치를 제공한다.
본 발명은 MIMO 시스템에서 독립적인 송신 신호들 상호 간에 의하여 발생하는 수신 신호에서의 간섭을 제거하기 위한 방법 및 장치를 제공한다.
본 발명은 MIMO 시스템에서 수신기에서 등화된 심볼을 클리닝하는 과정에서 지수 함수를 선형 함수로 근사화할 때의 근사화 오차를 최소화하기 위한 방법 및 장치를 제공한다.
본 발명의 방법은, 적어도 둘 이상의 송신 안테나들과 적어도 두 이상의 수신 안테나들을 포함하는 다중 입력 다중 출력(MIMO) 무선 통신 시스템에서 제1 확산 계수(SF)를 사용하여 확산된 제1 채널 데이터와 제2 확산 계수를 사용하여 확산된 제2 채널 데이터 중 적어도 하나를 포함하는 수신 신호를 등화하는 방법에 있어서, 수신 신호를 등화하여 송신 신호를 추정하는 과정; 상기 추정된 송신 신호가 상기 제1 채널 데이터인지 또는 제2 채널 데이터인지 여부를 결정하는 채널 결정 과정; 상기 추정된 송신 신호가 상기 제1 채널 데이터이면 상기 제1 채널의 특성에 따라 간섭을 제거하는 과정; 상기 추정된 송신 신호가 상기 제2 채널 데이터이면 상기 제2 채널의 특성에 따라 간섭을 제거하는 과정을 포함한다.
본 발명의 장치는, 적어도 둘 이상의 송신 안테나들과 적어도 두 이상의 수신 안테나들을 포함하는 다중 입력 다중 출력(MIMO) 무선 통신 시스템에서 제1 확산 계수(SF)를 사용하여 확산된 제1 채널 데이터와 제2 확산 계수를 사용하여 확산된 제2 채널 데이터 중 적어도 하나를 포함하는 수신 신호를 등화하는 장치에 있어서, 수신 신호를 등화하여 송신 신호를 추정하는 등화부; 상기 추정된 송신 신호가 상기 제1 채널 데이터인지 또는 제2 채널 데이터인지 여부를 결정하는 채널 결정부; 상기 추정된 송신 신호가 상기 제1 채널 데이터이면 상기 제1 채널의 특성에 따라 간섭을 제거하는 제1 채널 신호 처리부; 및 상기 추정된 송신 신호가 상기 제2 채널 데이터이면 상기 제2 채널의 특성에 따라 간섭을 제거하는 제2 채널 신호 처리부를 포함한다.
본 발명의 구성에 따른 대표적인 효과는 다음과 같다.
본 발명은MIMO 시스템에서 독립적인 송신 신호들 상호 간에 의하여 발생하는 수신 신호에서의 간섭을 제거한 신호를 생성하고, 상기 간섭이 제거된 신호를 등화하여 등화의 신뢰성을 향상시켜 수신 성능을 높일 수 있다. 또한, 본 발명은 등화된 심볼을 클리닝하는 과정에서 지수 함수를 선형 함수로 근사화할 때의 근사화 오차를 감소시킬 수 있다.
또한, 수신 신호가 HS 채널과 R99 채널 신호를 포함할 경우 코드 채널 별로 어떠한 채널 신호인지를 결정하고, 상기 결정된 채널 신호에 따라 개별적으로 간섭을 처리하여 수신 성능을 높일 수 있다.
도 1은 HSPA 시스템에서 2x2 MIMO 송신기의 구조를 설명하는 도면,
도 2는 HSPA시스템에서 2x2 MIMO 송신기에서 송신기 및 수신기 간의 채널과 수신기의 등화 과정 설명하는 도면,
도 3은 송신 신호들 상호 간 간섭이 있을 때 LMMSE 등화기의 출력을 도시한 산점도,
도 4는 송신 신호들 상호 간 간섭이 없을 때 LMMSE 등화기의 출력을 도시한 산점도,
도 5는 본 발명의 제1 실시예에 따른 2X2 MIMO 송수신 시스템의 수신기에서 LMMSE 등화기의 구성을 설명하는 도면,
도 6은 도 5의 간섭 제거 신호 생성부(520)의 구성을 설명하는 도면,
도 7은 도 5는 본 발명의 제1 실시예에 따른 수신기에서 등화 방법을 설명하는 도면,
도 8은 도 7의 705 단계를 구체적으로 설명한 도면,
도 9는 16-QAM 변조 방식의 성상도에서 각 성좌점들의 비선형 MMSE 추정값에 대한 기여도를 설명하는 도면,
도 10에서 지수 함수를 테일러(Taylor) 급수를 이용하여 근사화한 결과를 설명하는 도면,
도 11은 본 발명의 제1 실시예에 따라 지수 함수를 선형 함수로 근사화하기 위하여 지수 함수를 구간 별로 구분하는 방식을 설명하는 도면,
도 12는 본 발명의 제1 실시예에 따라 해당 구간에서 지수 함수에 대한 근사화된 선형 함수를 결정하는 과정을 설명하는 도면,
도 13은 WCDMA 하향 링크의 채널화 코드인 OVSF 코드의 트리 구조를 설명하는 도면,
도 14는 본 발명의 제2 실시예에 따른 2X2 MIMO 송수신 시스템의 수신기에서 LMMSE 등화기의 구성을 설명하는 도면
도 15는 도 14의 HS 채널 신호 처리부(1421)의 구성을 설명하는 도면
도 16은 도 14의 비HS 채널 신호 처리부(1425)의 구성을 설명하는 도면,
도 17은 본 발명의 제2 실시예에 따른 등화 방법을 설명하는 도면,
도 18은 본 발명의 제2 실시예에 따른 시뮬레이션 결과를 도시한 도면.
이하에서 본 발명의 바람직한 실시 예들을 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 도면들 중 동일한 구성 요소들은 가능한 한 어느 곳에서든지 동일한 부호들로 나타내고 있음에 유의해야 한다. 또한 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있는 공지 기능 및 구성에 대한 상세한 설명 생략한다.
한편, 이하의 설명에서 신호 처리에 대한 설명은 시간 영역 신호라는 특별한 설명이 없는 한 주파수 영역의 신호를 기준으로 설명한다. 다만, 이는 설명의 편의를 위한 것일 뿐, 본 발명의 신호 처리는 주파수 영역 또는 시간 영역에서 수행될 수 있다.
도 1은 HSPA 시스템에서 2x2 MIMO 송신기의 구조를 설명하는 도면이다.
도 1을 참조하면, 두 개의 독립적인 전송 채널 프로세싱(transport channel processing)(101, 103)을 거친 각 데이터는 확산(spreading) 및 스크램블링(scrambling)(103, 104)을 거친 후에 프리코딩 매트릭스(precoding matrix)에 따른 가중치(weight)가 곱해진다. 상기 가중치는 가중치 생성기(120)에서 생성되며, 프리코딩 매트릭스는 <수학식 1>로 정의되어 있다.
Figure 112011031050601-pat00001
참고로, 상기 <수학식 1>에서 w는 네 종류의 값을 가질 수 있는데, 수신기에서 채널과 모든 가능한 프리코딩 매트릭스(precoding matrix)의 조합으로 이루어진 네 가지 신호 중 가장 큰 에너지를 가지는 프리코딩 매트릭스를 선택하고, 수신기는 상기 선택한 프리코딩 매트릭스를 송신기로 전송하도록 HSPA 표준에 정의되어 있다.
상기 프리코딩을 거친 신호들은, 합산기(109, 110)에서 엇갈려 합산되고, 송신 안테나(113, 114)를 통하여 총 네 개의 무선 채널을 겪으면서 수신기로 송신된다. 이하에서 송신기 및 수신기 간의 채널과 수신기의 등화 과정에 대하여 설명한다.
도 2는 HSPA시스템에서 2x2 MIMO 송신기에서 송신기 및 수신기 간의 채널과 수신기의 등화 과정 설명하는 도면이다.
도 2를 참조하면, 송신기(200)로부터 출력된 독립적인 송신 신호인 X1, X2는 송신 안테나 1(201)과 송신 안테나 2(202)를 통하여 출력되고, 채널 행렬 H로 표현되는 무선 채널을 통하여 수신기(210)로 송신된다.
채널 행렬 H는 H1, H2, H3, H4로 구성되며, 상기 H1은 송신 안테나 1(201)과 수신 안테나 1(214) 간의 채널을 의미하고, H2는 송신 안테나 1(201)과 수신 안테나 2(215) 간의 채널을 의미하고, H3는 송신 안테나 2(202)와 수신 안테나 1(214) 간의 채널을 의미하며, H4는 송신 안테나 송신 안테나 2(202)와 수신 안테나 2(215) 간의 채널을 의미한다.
수신기(210)는 수신 안테나 1(214) 및 수신 안테나 2(215)를 통하여 신호 Y1, Y2를 각각 수신하고 상기 수신 신호 Y1, Y2는 LMMSE 등화기(111)와 MIMO 복호기(113)를 포함하는 수신기로 입력된다.
상기 도 2에서 수신 신호 Y1, Y2는 하기 <수학식 2>로 표현될 수 있다.
Figure 112011031050601-pat00002
상기 N1은 수신 신호 Y1에서의 잡음 신호를 의미하고, 상기 N2는 수신 신호 Y2에서의 잡음 신호를 의미한다.
상기 <수학식 2>를 이산 시간(Discrete-time) 신호로 표현하면, 하기 <수학식 3>으로 표현된다.
Figure 112011031050601-pat00003
한편, 수신기(210)의 LMMSE 등화기(211)는 수신 신호와 원하는 신호(desired signal)간의 상호 상관(cross-correlation)과 수신 신호간의 자기 상관(auto-correlation)을 이용하여 송신 신호를 추정하여 출력한다.
구체적으로, LMMSE 등화기(111)는 송신 신호와 등화기 출력 신호 간의 평균 자승오차(mean square error; MSE)를 최소화(minimize)할 수 있도록 설계되며 이때 MSE는 <수학식 4>와 같이 정의된다.
Figure 112011031050601-pat00004
상기 <수학식 4>를 만족시키는 MMSE 가중치(weight)는 하기 <수학식 5>와 같이 상호 상관(cross-correlation)과 자기 상관(auto-correlation) 역행렬의 곱으로 표현된다.
Figure 112011031050601-pat00005
따라서 2x2 MIMO 시스템에서 등화기의 출력은 하기 <수학식 6>와 같이 표현된다.
Figure 112011031050601-pat00006
한편, 상기 종래의 LMMSE 등화기의 출력(
Figure 112011031050601-pat00007
)을 살펴보면,
Figure 112011031050601-pat00008
가 포함되어 있다. 한편,
Figure 112011031050601-pat00009
에서 상기 <수학식 2>와 같이 송신 스트림 X1의 관점에서는 송신 스트림 X2의 신호가 간섭으로 작용하고, 송신 스트림 X2의 관점에서는 송신 스트림 X1의 신호가 간섭으로 작용하게 된다.
그런데 일반적으로 이동 통신 환경에서 송수신기 사이의 거리에 비하여 MIMO 송신 안테나 간의 간격이 현저히 작은 경우가 대부분이다. 이 경우 평면파 이론에 의할 때 각 송신 안테나에서 출력된 신호가 경험하는 채널은 평면파의 입사각에 따른 위상 차이만 있을 뿐 동일한 것으로 알려져 있다. 이 같이 송신 안테나의 출력 신호가 경험하는 채널이 동일한 현상은 수신 안테나간 상관(correlation)이 높은 경우에도 발생할 수 있다.
결국 이러한 환경에서 H1 채널과 H2 채널은 거의 동일하고, H3 채널과 H4 채널 값은 거의 동일한 것으로 볼 수 있다. 따라서 상기 <수학식 2>는 하기 <수학식 7>로 표현될 수 있다.
Figure 112011031050601-pat00010
이렇게 H1 채널과 H2 채널이 거의 동일하고, H3 채널과 H4 채널이 거의 동일한 환경 하에서, LMMSE의 자기 상관(autocorrelation)행렬의 반전 (inversion)은 큰 오차를 갖게 되고, 따라서 MMSE를 이용한 등화의 출력 신호의 오류율(error rate) 역시 매우 커진다. 따라서 송신 신호 상호 간 간섭이 있는 경우의 LMMSE 등화기 출력 신호는 상호 간 간섭이 없는 경우 LMMSE 등화기 출력 신호보다 송신 신호의 추정에 오차가 매우 커진다.
도 3은 송신 신호들 상호 간 간섭이 있을 때 LMMSE 등화기의 출력을 도시한 산점도(scatter plot)이고, 도 4는 송신 신호들 상호 간 간섭이 없을 때 LMMSE 등화기의 출력을 도시한 산점도(scatter plot)이다. 도 4가 도 3보다 송신 신호의 추정에 오차가 적음을 보여준다. 따라서 LMMSE 등화기 출력의 오율을 감소시키기 위하여 스트림 간 간섭을 제거 또는 감소시킬 필요가 있다.
<제1 실시예>
본 발명의 제1 실시예는 이러한 필요에 따라 상호 간 간섭이 제거된 수신 신호를 생성하고 이를 등화에 이용한다. 본 발명의 제1 실시예의 기본 개념을 간략히 설명한다.
본 발명의 제1 실시예는 상기 <수학식 7>에서 수신 신호를 등화하여 송신 신호를 추정하고, 상기 추정된 송신 신호를 이용하여 상기 수신 신호로부터 간섭이 제거된 복수 개의 수신 신호들을 생성하고, 상기 간섭이 제거된 복수 개의 수신 신호들을 독립적으로 등화하고, 이를 결합(combining)하여 간섭이 제거된 송신 신호를 추정한다. 즉, 간섭이 제거된 수신 신호들을 생성하고 이를 등화하여 가산하는 방식으로 높은 신뢰도를 가지는 송신 신호를 추정하는 동시에 다이버시티(diversity) 이득을 얻을 수 있다. 한편, 이러한 과정을 반복적으로 수행하면 수신 신호의 품질을 추가적으로 향상시킬 수 있다.
이하의 본 발명의 설명은 2X2 MIMO 송수신 시스템을 예로 하여 설명하고 있으나, 이는 설명의 편의를 위한 것일 뿐 2X2 이외의 다른 다중 송수신 시스템에서 동일하게 적용될 수 있다.
도 5는 본 발명의 제1 실시예에 따른 2X2 MIMO 송수신 시스템의 수신기에서 LMMSE 등화기의 구성을 설명하는 도면이다.
본 발명의 등화기(500)는 등화부(510)와 간섭 제거 신호 생성부(520)를 포함한다.
도 5에서 입력 신호 Y는 2개의 안테나에서 수신된 (Y1, Y2)로 구성된다. 또한, 간섭 제거 신호 생성부(520)의 출력 Y', Y''은 각각 (Y1', Y2')과 (Y1'', Y2'')로 구성된다. 또한, 제1 LMMSE 등화기(511)의 출력
Figure 112011031050601-pat00011
',
Figure 112011031050601-pat00012
''은 각각 (
Figure 112011031050601-pat00013
1',
Figure 112011031050601-pat00014
2')과 (
Figure 112011031050601-pat00015
1'',
Figure 112011031050601-pat00016
2'')로 구성된다.
수신 신호 Y는 등화부(510)와 간섭 제거 신호 생성부(520)로 입력된다.
등화부(510)는 제1 LMMSE 등화기(511) 또는 제2 LMMSE 등화기(513) 중 하나를 이용하여 상기 수신 신호 Y를 등화하여 송신 신호를 추정하고, 상기 추정된 송신 신호(
Figure 112011031050601-pat00017
)를 간섭 제거 신호 생성부(520)로 전달한다.
상기 간섭 제거 신호 생성부(520)는 수신 신호 Y에서 상기 추정된 송신 신호(
Figure 112011031050601-pat00018
)를 이용하여 서로 다른 안테나에서 생성된 송신 신호들 상호 간 간섭을 제거한 신호들(Y', Y'')를 생성한다. 이후, 상기 Y'과 Y''은 등화부(510)로 입력되며, 제1 LMMSE 등화기(511)와 제2 LMMSE 등화기(513) 각각에서 독립적으로 등화되어
Figure 112011031050601-pat00019
',
Figure 112011031050601-pat00020
''이 출력된다.
이후, 상기
Figure 112011031050601-pat00021
'과
Figure 112011031050601-pat00022
''는 가산기(515)에서 선형 가산 되어
Figure 112011031050601-pat00023
'''이 출력된다. 상기
Figure 112011031050601-pat00024
'''는 최종적으로 추정된 송신 신호가 된다. 이렇게 본 발명의 제1 실시예에서는 송신 신호들 상호 간에 의한 간섭이 제거된 복수 개의 수신 신호들을 생성하고 이를 독립적으로 등화한 이후 등화된 신호들을 선형 가산하여
Figure 112011031050601-pat00025
'''을 출력하여, 등화기의 출력, 즉, 추정된 송신 신호의 신뢰성을 높일 수 있다. 한편, 상기
Figure 112011031050601-pat00026
'''를 다시 간섭 제거 신호 생성부(520)으로 입력하여 상기 동작들을 반복하면 추정된 송신 신호의 신뢰성은 더 높아진다.
상기 Y'은 하기 <수학식 8>로 표현되고, 상기 Y''은 <수학식 9>로 표현된다.
Figure 112011031050601-pat00027
Figure 112011031050601-pat00028
한편, LMMSE에서 추정된 송신 신호는 원래 송신 신호의 감쇠 형태로 나타나므로 상기 <수학식 8> 및 <수학식 9>를 행렬-벡터 모델로 다시 표현하면 <수학식 10>으로 표현된다.
Figure 112011031050601-pat00029
상기 <수학식 10>에서 유의할 점은 송신 신호의 감쇠를 채널 행렬의 감쇠로 치환하여 표현한 것이다. 상기 <수학식 10>에 따라 간섭이 제거된 후의 등화기의 필터 계수를 다시 설계하면 등화의 성능을 높일 수 있다.
한편, 상기 Y'를 등화한 결과 및 Y''를 등화 결과는 하기 <수학식 11>을 기초로 하여 표현된다. 즉, 하기 <수학식 11>에서 Y를 Y'으로, Y1을 Y1', Y2를 Y2'으로 치환하고,
Figure 112011031050601-pat00030
을
Figure 112011031050601-pat00031
'으로 치환하면 되고, 하기 <수학식 11>에서 Y를 Y''으로, Y1을 Y1'', Y2를 Y2''으로 치환하고,
Figure 112011031050601-pat00032
을
Figure 112011031050601-pat00033
''으로 치환하면 된다.
Figure 112011031050601-pat00034
도 6은 도 5의 간섭 제거 신호 생성부(520)의 구성을 설명하는 도면이다.
간섭 제거 처리부(520)는 심볼 생성부(610), 심볼 클리닝부(620), 가상 송신부(630), 가상 채널부(640)와 간섭 제거 처리부(650)를 포함한다.
심볼 생성부(610)는 간섭 제거 신호 생성부(520)로부터 전달된 추정된 송신 신호
Figure 112011031050601-pat00035
로부터 심볼을 생성한다. 상기 심볼 생성부(610)는 심볼을 생성하기 위하여
Figure 112011031050601-pat00036
에 상기 도 1에서 설명한 송신기의 신호 처리 절차의 역 절차를 적용한다. 즉,
Figure 112011031050601-pat00037
에 역 프리코딩 행렬을 곱한 이후, 역 스크램블링을 수행하고, 역 확산을 수행하여 심볼을 생성한다. 상기 역 확산은 역 하다마드(Hadamard) 변환을 통하여 수행될 수 있고, 상기 역 스크램블링은 PN 코드를 곱하여 수행되는 것이 일반적이다.
상기 심볼 생성부(610)에서 생성된 심볼은 코드채널의 이득(g)과 심볼(s)이 곱해진 형태로, 하기 <수학식 12>와 같이 표현된다.
Figure 112011031050601-pat00038
심볼 클리닝부(620)는 상기 생성된 심볼에 대해서 심볼 클리닝을 수행하여 상기 심볼 생성부(610)에서 생성된 심볼보다 더 신뢰성 있는 심볼을 생성할 수 있다. 본 발명의 제1 실시예에서는 심볼 클리닝을 효율적으로 수행하기 위한 방식을 제안하는데, 이에 대해서는 도 9 이하에서 후술하기로 한다.
가상 송신부(630)는 상기 클리닝이 수행된 심볼에 상기 도 1의 송신기의 신호 처리 절차를 적용한다. 즉, 심볼에 대하여 확산 및 스크램블링을 수행한 이후, 프리코딩 매트릭스를 곱한다. 상기 확산은 하다마드(Hadamard) 변환을 통하여 수행될 수 있고, 상기 스크램블링은 PN 코드를 곱하여 수행되는 것이 일반적이다.
한편, 가상 채널부(640)는 상기 가상 송신부(630)의 출력 신호가 송신기(200)와 수신기(210) 간의 채널(H)을 경험하도록 하기 위하여, 상기 가상 송신부(630)의 출력 신호에 채널 함수를 곱한다. 만일 신호가 시간 영역에서 처리되는 경우라면 채널 함수의 컨벌루션이 수행될 것이다.
간섭 제거 처리부(650)는 상기 수신 신호(Y)에서 상기 가상 채널부(640)부의 출력 신호를 이용하여 상기 <수학식 8>의 Y'과 및 <수학식 9>의 Y''을 출력하여 송신 신호 상호 간의 간섭이 제거된 신뢰도 높은 수신 신호들을 생성한다. 이후 상기 Y'과 Y''는 도 5에서 설명된 바와 같이 등화부(510)로 입력되어 독립적으로 등화된 이후, 선형 가산 되어
Figure 112011031050601-pat00039
'''을 출력한다.
한편, 상기 심볼 생성부(610), 심볼 클리닝부(620), 가상 송신부(630)는 등화부(510)에서 등화되어 추정된 송신 신호(
Figure 112011031050601-pat00040
)의 신뢰성을 더욱 향상시키기 위한 구성들이다. 따라서 시스템의 복잡성을 감소시키고자 하는 경우에 상기 801 내지 807 단계는 생략될 수도 있다. 이 경우 가상 채널부(640)에 입력되는 신호는 수신 신호(Y)가 등화부(510)에서 등화되어 출력된 신호(
Figure 112011031050601-pat00041
)가 될 것이다.
도 7은 본 발명의 제1 실시예에 따른 수신기에서 등화 방법을 설명하는 도면이다.
701단계에서 수신기가 송신기로부터 송신된 신호(Y)를 수신하면, 703단계에서 등화부(510)는 상기 수신 신호를 등화하여 송신 신호를 추정하여(
Figure 112011031050601-pat00042
) 출력한다.
705단계에서 간섭 제거 신호 생성부(520)는 상기 추정된 송신 신호를 이용하여 송신 신호 상호 간 간섭이 제거된 수신 신호(Y', Y'')를 생성한다.
707단계에서 등화부(510)는 상기 Y'과 Y''를 독립적으로 등화하여
Figure 112011031050601-pat00043
',
Figure 112011031050601-pat00044
''을 생성하고, 이를 선형 가산하여
Figure 112011031050601-pat00045
'''을 출력하여 최종적으로 추정된 송신 신호를 생성한다.
도 8은 도 7의 705 단계를 구체적으로 설명한 도면이다.
801단계에서 심볼 생성부(610)는 간섭 제거 신호 생성부(520)로부터 전달된 추정된 송신 신호(
Figure 112011031050601-pat00046
)로부터 심볼을 생성한다. 상기 심볼 생성부(610)는 심볼을 생성하기 위하여
Figure 112011031050601-pat00047
에 상기 도 1에서 설명한 송신기의 신호 처리 절차의 역 절차를 적용한다. 즉,
Figure 112011031050601-pat00048
에 역 프리코딩 행렬을 곱한 이후, 역 스크램블링을 수행하고, 역 확산을 수행하여 심볼을 생성한다. 상기 역 확산은 역 하다마드(Hadamard) 변환을 통하여 수행될 수 있고, 상기 역 스크램블링은 PN 코드를 곱하여 수행되는 것이 일반적이다.
803단계에서 심볼 클리닝부(620)는 상기 생성된 심볼에 대해서 심볼 클리닝을 수행하여 상기 심볼 생성부(620)에서 생성된 심볼보다 더 신뢰성 있는 심볼을 생성할 수 있다. 본 발명은 심볼 클리닝을 효율적으로 수행하기 위한 방식을 제안하는데, 이에 대해서는 도 9 이하에서 후술하기로 한다.
805단계에서 가상 송신부(630)는 상기 클리닝이 수행된 심볼에 상기 도 1의 송신기의 신호 처리 절차를 적용한다. 즉, 심볼에 대하여 확산 및 스크램블링을 수행한 이후, 프리코딩 매트릭스를 곱한다. 상기 확산은 하다마드(Hadamard) 변환을 통하여 수행될 수 있고, 상기 스크램블링은 PN 코드를 곱하여 수행되는 것이 일반적이다.
807단계에서 가상 채널부(640)는 상기 가상 송신부(630)의 출력 신호가 송신기(200)와 수신기(210) 간의 채널(H)을 경험하도록 하기 위하여, 상기 가상 송신부(630)의 출력 신호에 채널 함수를 곱하여 채널을 적용한다.
809단계에서는 상기 채널이 적용된 심볼을 이용하여 상기 수신 신호(Y)에서 송신 신호 상호 간의 간섭이 제거된 신호들(Y', Y'')을 생성한다.
한편, 상기 801단계 내지 805단계는 등화부(510)에서 등화되어 추정된 송신 신호(
Figure 112011031050601-pat00049
)의 신뢰성을 더욱 향상시키기 위한 구성들이다. 따라서 시스템의 복잡성을 감소시키고자 하는 경우에 상기 801 내지 807 단계는 생략될 수 도 있다. 이 경우 807단계에서 가상 채널부(640)는 수신 신호(Y)가 등화부(510)에서 등화되어 추정된 송신 신호(
Figure 112011031050601-pat00050
)에 채널 함수를 곱할 것이다. 만일 신호가 시간 영역에서 처리되는 경우라면 채널 함수의 컨벌루션이 수행될 것이다.
이하에서는 상기 도 6에서 언급된 본 발명의 제1 실시예에서 제안하는 심볼 클리닝 방식을 설명한다.
통상 심볼 클리닝은 소프트 슬라이싱(soft slicing)으로 칭해지기도 하며, 이하에서는 동일한 의미로 혼용될 수 있다. 상기 소프트 슬라이싱 방식은 보통 선형(Linear) MMSE 방식과 일반적인, 즉, 비선형(Non Linear) MMSE 방식이 사용된다.
상기 선형 MMSE 방식을 이용한 소프트 슬라이싱의 결과는 <수학식 13>으로 표현되는 것으로 알려져 있고, 비선형 MMSE 방식을 이용한 소프트 슬라이싱의 결과는 <수학식 14>로 표현되는 것으로 알려져 있다.
Figure 112011031050601-pat00051
Figure 112011031050601-pat00052
한편, 상기 <수학식 14>를 다시 정리하면 하기 <수학식 15>로 표현될 수 있다.
Figure 112011031050601-pat00053
상기 <수학식 15>를 참조하면, 비선형 MMSE 방식의 소프트 슬라이싱을 구현하기 위해서는 지수(exponential) 함수를 구현하는 것이 필요하다. 그런데 지수 함수를 하드웨어적으로 구현하기에는 매우 복잡해지는 문제가 있다. 따라서 본 발명에서는 지수 함수를 하드웨어적으로 구현하기 용이한 구분(piecewise) 선형 함수로 근사화하는 방식을 제안한다.
심볼 클리닝, 즉, 소프트 슬라이싱을 하는 이유는 심볼 생성부(610)에서 생성된 심볼의 신뢰성을 더 높이기 위함이다. 한편, 비선형 MMSE 방식은 성상도 상의 모든 성좌점(constellation point)들의 선형 결합으로 표현될 수 있다. 한편, 이 때, 수신 심볼의 성상도 상의 위치에 따라 각각이 상기 <수학식 15>의 결과 값에 미치는 기여도(contribution)는 서로 다르다.
예를 들어, 도 9와 같이 16-QAM 변조 방식의 성상도에서 각 성좌점들의 비선형 MMSE 추정값에 대한 기여도는 시간 영역의 수신 신호 y(900)와 가까울수록 높고 멀리 떨어질수록 낮게 된다. 도 9에서 성좌점 901의 기여도가 가장 높고, 성좌점 903이 다음으로 기여도가 높고, 가장 멀리 떨어진 성좌점(905)들의 기여도가 낮음이 표시되어 있다.
한편, 지수 함수를 근사화할 때 가장 쉽게 생각할 수 있는 방식은 도 10에서 도시된 바와 같이 지수 함수를 테일러(Taylor) 급수를 이용하여 1차 근사화하거나, 또는 수신 신호로부터 가장 멀리 떨어져 있는 성좌점을 고려하지 않는 방식이 있다. 도 10의 참조 번호 1010, 1020, 1030 각각은 실제 지수 함수, 1차 테일러 급수를 이용한 근사화 결과, 2차 테일러 급수를 이용한 근사화의 결과를 표시한 것이다.
상기 도 10에서 볼 수 있듯이, 상기 방식들을 시뮬레이션한 결과 상기 방식들은 원하는 방식대로 작동하지 않거나, 실제의 비선형 MMSE 함수를 사용할 때에 비하여 현저히 나쁜 결과를 나타낸다.
따라서 본 발명에서는 지수 함수를 근사화를 더 정확히 하기 위하여 지수 함수를 그 중요도에 따라 구간을 나누고, 상기 각 구간에 대해서 최적의 선형 함수로 표현하는 방식을 제안한다.
본 발명에서는 지수 함수를 선형 함수로 근사화할 때의 오차를 최소화하기 위하여 지수 함수의 함수값의 크기에 따라 지수 함수의 구간의 크기를 다르게 설정한다. 이는 도 11을 참조하여 설명될 것이다.
또한, 상기 다르게 설정된 각 구간의 지수 함수로부터 선형 함수를 결정할 때에는, 해당 구간에서 실제 지수 함수의 시작점과 종료점에 의하여 결정되는 선형 함수를 적절히 평행 이동하여 최종적으로 근사화된 선형 함수를 결정한다. 상기 평행 이동은 상기 지수 함수와 상기 최종적으로 근사화된 선형 함수와의 평균 자승 오차(MSE)가 최소화될 조건을 만족하도록 설정한다. 즉, 상기 평행 이동은 MMSE를 만족하도록 결정된다. 이는 도 12를 참조하여 설명될 것이다.
도 11은 본 발명의 실시예에 따라 지수(exponential) 함수를 선형 함수로 근사화하기 위하여 지수 함수를 구간 별로 구분하는 방식을 설명하는 도면이다.
도 11을 참조하면, 지수 함수가 네 개의 구간, 즉, D1(1101), D2(1103), D3(1105), D4(1107)로 구분된 것을 볼 수 있다.
첫 번째 구간 D1(1101)에서는 함수 값의 크기가 크기 때문에 구간의 간격을 좁게 설정하여 더 정확한 근사식을 얻을 수 있으며, 두 번째 구간 D2(1103)에서 함수 값이 D1(1101)보다 작기 때문에 구간의 간격을 D1(1101)보다 상대적으로 크도록 하였다. 따라서, 지수 함수의 값이 큰 경우에 상기 <수학식 15>에 따른 소프트 슬라이싱의 결과 값에 대한 더 정확한 함수를 얻을 수 있으며 결과적으로 비선형 MMSE 값도 더 정확해진다.
도 12는 본 발명의 제1 실시예에 따라 해당 구간에서 지수 함수에 대한 근사화된 선형 함수를 결정하는 과정을 설명하는 도면이다.
참조 번호 1201는 해당 구간에서 실제 지수 함수의 시작점과 종료점을 이용하여 선형 함수를 결정하는 포인트 매핑(point mapping)을 나타낸다. 상기 포인트 매핑(1201) 방식에 따라 선형 함수를 결정하면, 해당 선형 함수의 시작점과 종료점을 제외한 나머지 부분에서 오차가 매우 커지는 것을 볼 수 있다. 이는 전체적으로 선형 함수와 지수 함수와의 오차가 커지는 결과가 된다. 따라서 본 발명은 이러한 오차를 최소화하기 위하여 상기 포인트 매핑에 의하여 결정된 선형 함수가 MMSE 조건을 만족하는 선형 함수가 되도록 한다. 참조 번호 1203은 본 발명의 실시예에 따른 MMSE 조건이 충족되도록 선형 함수를 결정한 것을 나타낸다. 이하에서 MMSE 조건을 만족하도록 선형 함수를 결정하는 과정을 설명한다.
임의의 구간에서 지수 함수의 시작점과 종료점의 좌표를 각각 [x0, y0], [x1, y1] 이라고 할 때, 상기 [x0, y0], [x1, y1]을 시작점 및 종료점으로 하는 선형 함수는 하기 <수학식 16>으로 결정된다.
Figure 112011031050601-pat00054
상기 <수학식 16>의 선형 함수에서 선형 함수와 지수 함수와의 오차가 최소화될 수 있도록 기울기 값 α와 y 절편 값 β를 결정하면 상기 선형 함수와 지수 함수와의 오차가 최소화될 것이다. 본 발명에서는 MSE(Mean Square Error)가 최소화되도록 상기 기울기 값 α와 y 절편 값 β 를 결정한다.
상기 α와 β값에 따른 MSB 는 하기 <수학식 17>및 <수학식 18>로 표현된다.
Figure 112011031050601-pat00055
Figure 112011031050601-pat00056
상기 <수학식 18>에 따라 <수학식 17>을 다시 정리하면 <수학식 19>와 같다.
Figure 112011031050601-pat00057
상기 <수학식 19>에서는 편의상 상기 <수학식 17>의 MSE(α, β)를 J(α, β)로 표기하였다. 한편, 상기 <수학식 19>의 J(α, β), 즉, MSE(α, β)가 최소화되는 α와 β를 찾기 위해서는 상기 <수학식 19>를 α와 β에 대하여 편미분한 값이 각각 0이 되는 α와 β값을 찾으면 된다. 이러한 과정은 하기 <수학식 20>으로 표현된다.
Figure 112011031050601-pat00058
상기 <수학식 20>을 다시 정리하면 하기 <수학식 21>로 표현된다.
Figure 112011031050601-pat00059
상기 <수학식 21>에 따라 J(α, β), 즉, MSE(α, β)가 최소화되는 α와 β가 결정될 수 있다. 따라서 상기 결정된 α와 β에 따라 결정되는 선형 함수가 해당 구간의 지수 함수에 대한 최종 근사화된 선형 함수가 된다.
상술한 본 발명의 지수 함수 근사화 방식에 따라 지수 함수를 근사화하는 예를 설명한다. 만일 지수 함수의 구간을 6 단계로 구분하였다면 각 구간에서 근사화된 선형 함수는 하기 <수학식 22>로 표현된다
Figure 112011031050601-pat00060
즉, 상기 <수학식 22>를 참조하면, 지수 함수의 값은 x가 증가하면 감소하므로 x가 증가할수록 해당 구간의 길이가 길어진 것을 볼 수 있다. 이렇게 구분된 구간들에서 각각의 지수 함수에 대한 선형 함수를 결정하기 위한 α, β 값은 상기 <수학식 21>에 의하여 결정된 것이다.
이하에서는 상술한 바에 따라 본 발명의 등화 성능을 시뮬레이션 한 결과를 설명한다.
시뮬레이션은 HSPA 2x2 MIMO 시스템 환경에서 수행되었으며, 시뮬레이션은 QPSK, 16-QAM, 64-QAM에 대해서 수행되었으며, 상기 심볼 클리닝, 즉, 심볼 슬라이싱 방식에 따른 등화 성능을 파악하기 위하여 소프트 슬라이싱은 선형 슬라이싱, 비선형 슬라이싱 유사 비선형(approximately nonlinear: aNL) 슬라이싱 방식을 사용하였다. 상기 유사 비선형 슬라이싱 방식은 지수 함수를 16개의 구간으로 구분하였다.
시뮬레이션 결과 본 발명에서 제안된 등화기를 사용하면 종래의 LMMSE 등화기에 비하여, 약 2 ~ 3 dB 가량의 수신 이득을 얻을 수 있음을 확인하였다.
구체적으로 QPSK 변조 방식을 사용한 경우, 본 발명에 따라 간섭 신호가 제거된 수신 신호를 등화하고, 소프트 슬라이싱 시 상기 선형 함수 근사화 방식을 사용한 경우 약 2.5 dB의 성능 개선을 확인하였고, 소프트 슬라이싱 시 비선형 슬라이싱 방식 또는 유사 비선형 슬라이싱 방식을 사용할 경우에 추가적인 2dB의 이득을 확인하였다.
한편, 16-QAM 변조를 사용한 경우, 본 발명에 따라 간섭 신호가 제거된 수신 신호를 등화하고, 소프트 슬라이싱 시 상기 선형 함수 근사화 방식을 사용한 경우 약 2 dB의 성능 개선을 확인하였고, 소프트 슬라이싱 시 비선형 슬라이싱 방식 또는 유사 비선형 슬라이싱 방식을 사용할 경우에 3dB의 이득을 확인하였다.
또한, 64-QAM 변조를 사용한 경우, 본 발명에 따라 간섭 신호가 제거된 수신 신호를 등화하고, 소프트 슬라이싱 시 상기 선형 함수 근사화 방식을 사용한 경우 약 2 dB의 성능 개선을 확인하였고, 소프트 슬라이싱 시 비선형 슬라이싱 방식 또는 유사 비선형 슬라이싱 방식을 사용할 경우에 추가적인 2dB의 이득을 확인하였다.
<제2 실시예>
이하에서 설명하는 본 발명의 제2 실시예는 상기 제1 실시예에서 제안한 간섭 제거를 이용한 등화 방식을 HS 채널(HS-PDSCH) 신호와 비(non)-HS 채널에 각각 별도로 적용하여 성능을 더욱 향상시킨 것이다.
상기 "HS 채널"이란 3GPP Release 7 이후에서 정의된 HSDPA 데이터채널(HS-PDSCH)을 말한다. HS 데이터 채널은 확산 계수(Spreading Factor: SF)로서 16을 고정하여 사용한다. 한편, 변조 방식으로는 QPSK, 16QAM, 64QAM 등이 사용될 수 있다. 또한 2x2 다중 안테나 시스템에서 HS채널에는 프리코딩 방식이 사용된다.
상기 비-HS채널은 파일롯 채널(CPICH)과, P-CCPCH, S-CCPCH 등과 같이 3GPP Release 99(R 99)에서 정의되는 제어 채널, HS 제어 채널(HS-SCCH) 및 R99 데이터 채널(DPCH)등을 포함한다. 상기 비HS 채널은 SF가 고정되지 않으며 최소 4부터 최대 256까지의 다양한 SF가 사용될 수 있다. 예를 들어, 파일롯 채널에는 SF 256이 사용되고, R99 제어 채널, R99 데이터 채널 및 HS 제어 채널에는 통상적으로 SF 128이 사용된다. 한편, 변조 방식은 QPSK로 고정되어 있다. 또한, 상기 비HS 채널에 대해서는 2x2 다중 안테나 시스템에서 상기 HS채널과 같이 프리코딩이 적용되지 않으며, 대신 공간 시간 송신 다이버시티(space-time transmit diversity: STTD)를 적용한다. 이를 위하여 송신측에서는 STTD 부호화를 하고, 수신측에서는 신호의 복원을 위하여 STTD 복호화 및 STTD 재부호화 과정이 필요하다.
도 13은 WCDMA 하향 링크의 채널화 코드인 OVSF 코드의 트리 구조를 설명하는 도면이다.
도 13에서 SF 16일 경우, OVSF코드의 SF 16 브랜치(branch)의 16개의 코드 채널을 Ch0, … , Ch15라 할 때,　Ch0(1301)는 CPICH, PICH, AICH, PCCPCH, HS-SCCH(1303) 등에 할당된다. 따라서 Ch0(1301)은 HS 데이터 채널에 할당될 수 없다.
반면, 나머지 15개의 채널들(1305)은 HS 채널에 할당되거나 또는 비-HS 채널에 할당될 수도 있다. 예를 들어, 현재 단말이 SF 16인 HS-DSCH 채널 신호를 수신하는 단말이고, 해당 단말은 SF 16개의 16개의 채널 중, Ch1~CH5를 할당받고, 나머지 CH6~CH15는 SF 128인 R99 데이터 채널 신호를 수신하는 다른 단말들에게 할당된 경우이다. 참고로 OVSF 코드는 상위 계층의 특정 코드(예를 들어, SF4의 0000)가 한 사용자에게 할당되어 사용되면, 해당 코드에서 분기된 트리의 하위 계층의 모든 코드들(예를 들어, SF 8의 00000000, SF 64의 0000....0000)은 더 이상 사용될 수 없다. 이는 OVSF 코드 트리 구조의 특성 상위 계층의 코드와 해당 코드에서 분기된 하위 계층의 코드 간에는 직교성이 유지되지 않기 때문이다. 마찬가지로 하위 계층의 코드가 먼저 사용되면 그 코드의 상위 계층의 코드는 모두 사용될 수 없다.
상술한 것처럼 SF 16을 이용하여 HS 채널 신호를 수신하는 경우, SF 16의 모든 코드 채널들이 SF 16을 사용하는 HS 채널에만 할당되는 것은 아니다. 그런데 상기 제1 실시예는 모든 코드 채널들이 HS 채널로 구성될 때에 최적의 성능을 발휘할 수 있다. 따라서 본 발명의 제2 실시예는 코드 채널들이 HS 채널 신호와 비HS 채널 신호를 모두 포함할 경우, 해당 코드 채널들이 어떠한 채널 신호인지를 결정하고, HS 채널이라면 HS 신호를 처리하도록 구성된 기능 블록에서 간섭을 제거하고, 비HS 채널이라면 비HS 채널을 처리하도록 구성된 기능 블록에서 간섭을 제거하도록 한다.
이하에서 제2 실시예에 대하여 상세히 설명한다.
도 14는 본 발명의 제2 실시예에 따른 2X2 MIMO 송수신 시스템의 수신기에서 LMMSE 등화기의 구성을 설명하는 도면이다.
도 14는 도 5에서 설명된 제1 실시예에 따른 등화기의 구성을 변형한 것이다.
도 14의 등화기를 도 5의 등화기와 비교하면, 제1 실시예는 HS 채널을 처리하는 것으로 전제로 하기 때문에 간섭 제거 신호 생성부(520)에서 모든 HS 채널 신호를 처리하였다. 그러나 제2 실시예에서 HS 채널 신호와 비HS 채널 신호는 각각 별도의 블록에서 처리된다. 즉, HS 채널 신호 처리부(1421)는 HS 채널 신호를 처리하고 비HS 채널 신호 처리부(1425) 비HS 채널 신호를 처리한다.
한편, 채널 결정부(1423)는 HS 채널 신호 처리부(1421)로부터 전달받은 심볼과 비HS 채널 신호 처리부(1425)로부터 전달받은 심볼을 이용하여 본 발명에서 제안하는 방식에 따라 해당 신호가 HS 채널 신호인지 비HS 채널 신호인지를 결정한다.
구체적인 동작은 다음과 같다.
수신 신호(Y)는 등화부(1410)로 입력되고, 등화부(1410)에 포함된 제1 LMMSE(1411) 또는 제2 LMMSE(1413) 중 하나에서 등화되어 송신 신호를 추정한다. 추정된 송신 신호(
Figure 112011031050601-pat00061
)는 HS 채널 신호 처리부(1421)과 비HS 채널 신호 처리부(1425)로 각각 전달된다.
상기 HS 채널 신호 처리부(1421)는 상기 추정된 송신 신호(
Figure 112011031050601-pat00062
)가 SF 16을 이용하여 송신된 것으로 가정하고, SF 16을 이용하여 심볼을 생성한다. 한편, 비 HS 채널 신호 처리부(1425)는 상기 추정된 송신 신호(
Figure 112011031050601-pat00063
)가 SF 128을 이용하여 송신된 것으로 가정하고, SF 128을 이용하여 심볼을 생성한다. 각각 생성된 심볼은 채널 결정부(1423)으로 전달된다.
상기 채널 결정부(1423)는 후술하는 방식에 따라 SF 16의 각 코드가 SF16을 사용하는 HS 채널 데이터에 할당되었는지, SF 128을 사용하는 비HS 채널 데이터에 할당되었는지를 결정한다. 채널이 결정되었으면 결정된 채널에 따라 결정된 코드별 채널 정보를 HS 채널 신호 처리부(1421) 또는 비HS 채널 신호 처리부(1425)로 전달한다. 즉, Ch1이 HS 채널이고, Ch2가 비HS 채널이라면 이 정보를 각각 HS 채널 신호 처리부(1421)과 비HS 신호 처리부(1425)로 전달한다.
HS 채널 신호 처리부(1421) 및 비HS 채널 신호 처리부(1425)는 상기 전달된 코드 별 채널 정보에 따라 자신이 처리해야 하는 코드 별 데이터에 대하여 간섭이 제거된 신호를 생성한다.
즉, HS 채널 신호 처리부(1421)는 해당 코드 별로 (YHS', YHS'') 신호를 생성하고 상기 생성된 (YHS', YHS'')는 등화부(1410)의 제1 LMMSE(1411)과 제2 LMMSE(1413)으로 입력된 이후 각각 독립적으로 등화되어
Figure 112011031050601-pat00064
',
Figure 112011031050601-pat00065
''이 출력된다. 상기
Figure 112011031050601-pat00066
'과
Figure 112011031050601-pat00067
''는 가산기(515)에서 선형 가산 되어
Figure 112011031050601-pat00068
'''이 출력된다. 비HS 채널 신호 처리부(1425)에서도 동일한 방식으로 (YN - HS', YN - HS'')을 생성한다. 이렇게 각 코드 별로 간섭이 제거된 추정된 송신 신호(
Figure 112011031050601-pat00069
''')가 출력되고 이를 모두 합하여 송신측, 즉, 기지국이 송신한 신호를 최종적으로 추정하게 된다.
도 15는 도 14의 HS 채널 신호 처리부(1421)의 구성을 설명하는 도면이다. 도 14에서 HS 채널 신호 처리부(1421)의 구성은 도 6의 구성과 실질적으로 동일하다.
즉, HS 채널 신호 처리부(1421)는 심볼 생성부(1510), 심볼 클리닝부(1520), 가상 송신부(1530), 가상 채널부(1540)와 간섭 제거 처리부(1550)를 포함한다.
심볼 생성부(1510)는 등화부(1410)로부터 전달된 추정된 송신 신호
Figure 112011031050601-pat00070
로부터 심볼을 생성한다. 상기 심볼 생성부(1520)는 심볼을 생성하기 위하여
Figure 112011031050601-pat00071
에 상기 HS 송신기의 신호 처리 절차의 역 절차를 적용한다. 즉,
Figure 112011031050601-pat00072
에 역 프리코딩 행렬을 곱한 이후, 역 스크램블링을 수행하고, 역 확산을 수행하여 심볼을 생성한다. 상기 역 확산은 역 하다마드(Hadamard) 변환을 통하여 수행될 수 있고, 상기 역 스크램블링은 PN 코드를 곱하여 수행되는 것이 일반적이다.
상기 심볼 생성부(1510)에서 생성된 심볼은 심볼 클리닝부(1520) 채널 결정부(1423)로 전달되고, 상기 채널 결정부(1423)에서 후술되는 방식에 따라 해당 코드 채널의 신호가 HS 채널 신호로 결정된다면, 상기 생성된 심볼은 다시 심볼 클리닝부(1520)로 전달된다.
심볼 클리닝부(1520)는 상기 생성된 심볼에 대해서 심볼 클리닝을 수행하여 상기 심볼 생성부(1510)에서 생성된 심볼보다 더 신뢰성 있는 심볼을 생성할 수 있다. 심볼 클리닝 방식은 앞서 제1 실시예인 도 9에서 설명된 바와 같다.
가상 송신부(1530)는 상기 클리닝이 수행된 심볼에 상기 도 1의 송신기의 신호 처리 절차를 적용한다. 즉, 심볼에 대하여 확산 및 스크램블링을 수행한 이후, 프리코딩 매트릭스를 곱한다. 상기 확산은 하다마드(Hadamard) 변환을 통하여 수행될 수 있고, 상기 스크램블링은 PN 코드를 곱하여 수행되는 것이 일반적이다.
한편, 가상 채널부(1540)는 상기 가상 송신부(1530)의 출력 신호가 송신기(200)와 수신기(210) 간의 채널(H)을 경험하도록 하기 위하여, 상기 가상 송신부(630)의 출력 신호에 채널 함수를 곱한다. 만일 신호가 시간 영역에서 처리되는 경우라면 채널 함수의 컨벌루션이 수행될 것이다.
간섭 제거 처리부(1550)는 상기 수신 신호(Y)에서 상기 가상 채널부(640)부의 출력 신호를 이용하여 YHS'과 YHS''을 출력하여 송신 신호 상호 간의 간섭이 제거된 신뢰도 높은 수신 신호들을 생성한다. 이후 상기 YHS'과 YHS''는 도 14의 등화부(1410)로 입력되어 독립적으로 등화된 이후, 선형 가산 되어
Figure 112011031050601-pat00073
'''을 출력한다.
도 16은 도 14의 비HS 채널 신호 처리부(1425)의 구성을 설명하는 도면이다.
비HS 채널 신호 처리부(1621)는 심볼 생성부(1610), 심볼 클리닝부(1620), 가상 송신부(1630), 가상 채널부(1640)와 간섭 제거 처리부(1650)를 포함한다. 상기 구성들은 도 15에서 설명된 각각의 대응되는 구성과 거의 동일한 동작을 수행하므로 동일한 동작에 대한 설명은 생략한다.
다만, 도 15의 심볼 생성부(1510)에서는 역프리코딩 행렬을 곱하고, 역 스크램블링 및 역확산을 수행하지만, 도 16의 심볼 생성부(1610)에서는 STTD 복호화를 수행하고, 역 스크램블링 및 역확산을 수행하는 점에서 차이가 있다. 이러한 차이점은 상술한 바와 같이 다중 안테나 시스템에서 비HS 채널(R99 데이터 채널) 데이터에 대해서는 송신기에서 프리코딩을 수행하지 않고 STTD 부호화를 수행하기 때문에 수신기에서도 역 프리코딩을 대신 STTD 복호화를 수행한다. 상기 STTD 복호화 시 HSPA-MIMO 시스템　하에서는 비-HS채널이 SF 128을 사용하기 때문에 SF 128을 이용하면 비-HS채널 신호들을 검출할 수 있다. 다만, 예외적으로, 파일럿 채널은 SF 256에 기반하여 STTD 부호화 되어 있으므로 STTD 복화화 시에도 SF 256을 사용해야 한다.
또한, 도 15의 가상 송신부(1530)에서는 심볼에 대하여 확산 및 스크램블링을 수행하고, 프리코딩 매트릭스를 곱하였지만, 도 16의 가상 송신부(1630)에서는 비HS 채널 신호를 처리하기 때문에 확산 및 스크램블링 이후 STTD 부호화를 수행한다.
이하에서는 상기 채널 결정부(1423)에서 채널을 결정하는 방식을 설명한다.
본 발명의 제2 실시예에서는 가설 테스트(hypothesis testing)를 수행한다. 첫 번째 가정은 송신기가 해당 코드를 이용하여 HS 채널(HS-PDSCH) 데이터를 송신한 경우이고, 두 번째 가정은 송신기가 해당 코드를 이용하여 비 HS 채널 데이터(예컨대　SF128짜리인 DPCH)를 송신한 경우를 가정한다.
<가설 1>
송신기가 SF 16인 OVSF 코드를 이용하여 HS 채널 데이터를 송신하였다고 가정한다. SF 16 인 HS 채널 데이터의 수신 심볼은 코드채널의 이득(g)과 심볼(s)이 곱해지고 잡음(v)이 더해진 형태로, 하기 <수학식 23>과 같이 표현된다.
Figure 112011031050601-pat00074
먼저 상기 <가설 1>에 대하여 수신기가 SF 16인 OVSF 코드를 이용하여 신호를 수신하는 경우 복원 심볼의 전력은 아래와 같이 계산된다.
상기 <수학식 23>의 신호에 SF16인 해당 OVSF 코드가 곱해진 값(z)은 하기 <수학식 24>으로 표현된다.
Figure 112011031050601-pat00075
상기 <수학식 24>에서 N은 SF의 값으로서 N=16이다.
한편, 상기 <수학식 24>에서 신호 z의 제곱 평균은 하기 <수학식 25>로 표현된다.
Figure 112011031050601-pat00076
다음으로 상기 <가설 1>에 대하여 수신기가 SF 128인 OVSF 코드를 이용하여 신호를 수신하는 경우 복원 심볼의 전력은 아래와 같이 계산된다.
SF 16의 하나의 코드에서 분기된 SF 128의 코드는 총 8개이다. 따라서 8개의 심볼을 모두 합해진 전체 심볼을 고려한다. 한편, 상기 <수학식 23>의 신호에 SF 128인 해당 OVSF코드 8개가 각각 곱해진 후 합해진 신호 z는 하기 <수학식 26>으로 표현된다.
Figure 112011031050601-pat00077
한편, 상기 <수학식 26>에서 신호 z의 제곱 평균은 하기 <수학식 27>로 표현된다.
Figure 112011031050601-pat00078
상기 <수학식 27>에서 N1=128/16=8, N2=128이 된다.
한편, 대수의 법칙(Law of large number)에 의하여 8개의 각각 다른 (평균이 0인) 심볼 Si의 합은 평균이 0인 단일한 가우시안(Gaussian) 랜덤 변수로 근사화될 수 있으며, 이는 하기 <수학식 28>으로 표현될 수 있다.
Figure 112011031050601-pat00079
상기 <수학식 28>은 하기 <수학식 29>과 같은 가우시안(Gaussian) 랜덤 변수의 분포를 가진다.
Figure 112011031050601-pat00080
　상기 <가설 1>에 대한 두 가지 경우, 즉, 즉, 송신측이 SF 128을 이용하여 신호를 송신하고, 수신측이 SF 16을 사용한 경우와 SF 128을 사용한 각 경우의 신호 z의 제곱 평균 값인 <수학식 25>와 <수학식 27>을 비교하면, SF 128인 경우의 복원된 신호(z)의 제곱 평균값(즉, 전력값)이 SF 16인 경우의 값보다 작음을 알 수 있다. 또한, SF 128일 때의 제곱 평균값과 SF 16일 때의 제곱 평균 값의 비는 대략 SF의 비율의 역수(16/128=1/8)이 됨을 알 수 있다.
　
<가설 2>
송신기가 SF 128인 OVSF 코드를 이용하여 비 HS 채널(DPCH) 데이터를 송신하였다고 가정한다. SF 128 인 HS 채널 데이터의 수신 심볼은 코드채널의 이득(g)과 심볼(s)이 곱해지고 잡음(v)이 더해진 형태로, 하기 <수학식 30>과 같이 표현된다.
Figure 112011031050601-pat00081
먼저 상기 <가설 2>에 대하여 수신기가 SF 128인 OVSF 코드를 이용하여 신호를 수신하는 경우 복원 심볼의 전력은 아래와 같이 계산된다.
상기 <수학식 30>의 신호에 SF16인 해당 OVSF 코드가 곱해진 값(z)은 하기 <수학식 31>으로 표현된다.
Figure 112011031050601-pat00082
여기서 N=128이 된다.
한편, 상기 <수학식 31>에서 신호 z의 제곱 평균은 하기 <수학식 32>로 표현된다.
Figure 112011031050601-pat00083
　다음으로 상기 <가설 2>에 대하여 수신기가 SF 16인 OVSF 코드를 이용하여 신호를 수신하는 경우 복원 심볼의 전력은 아래와 같이 계산된다.
심볼에 대하여 SF 16인 해당 OVSF 코드가 곱해진 값(z)은 하기 <수학식 33>으로 표현된다.
Figure 112011031050601-pat00084
상기 <수학식 33>에서 N1은 SF의 값으로서 N=16이다.
한편, 상기 <수학식 33>에서 신호 z의 제곱 평균은 하기 <수학식 34>로 표현된다.
Figure 112011031050601-pat00085
　상기 <가설 2>에 대한 두 가지 경우, 즉, 송신측이 SF 128을 이용하여 신호를 송신하고, 수신측이 SF 128을 사용한 경우와 SF 16을 사용한 각 경우의 신호 z의 제곱 평균값인 <수학식 32>와 <수학식 34>를 비교하면, SF 128인 경우의 복원된 신호(z)의 잡음 전력이 SF 16에서의 잡음 전력보다 작음을 알 수 있다.
상기 <가설 1> 및 <가설 2>의 결과를 다음과 같이 이용될 수 있다.
첫째, 송신측이 실제로 해당 채널을 SF 16을 이용하여 송신한 경우, 수신측이 SF 16을 이용하여 얻은 신호의 전력과, SF 128을 이용하여 얻은 신호의 전력의 비율(r)은 하기 <수학식 35>와 같다.
Figure 112011031050601-pat00086
상기 <수학식 35>에서 r값은 8보다 큰 값이다. 또한, 신호의 전력이 잡음의 전력보다 커지면 상기 r값은 8로 근사화할 수 있다.
둘째, 송신측이 실제로 해당 채널을 SF 128을 이용하여 송신한 경우, 수신측이 SF 16을 이용하여 얻은 신호의 전력과, SF 128을 이용하여 얻은 신호의 전력의 비율(r)은 하기 <수학식 36>과 같다.
Figure 112011031050601-pat00087
상기 <수학식 36>에서 r값은 1보다 약간 큰 값이다. 신호의 전력이 잡음의 전력보다 크면 r값은 1로 근사화할 수 있다.
r값은 1보다 약간 크며, 신호제곱이 잡음파워보다 클 때 r값은 1로 근사화할 수 있다.
상술한 바에 따라 본 발명의 제2 실시예에서 해당 채널이 SF 16을 사용하는 채널인지 아니면 SF 128을 사용하는 채널인지를 결정하는 방식은 다음과 같다.
즉, 각 SF 16의 브랜치에서 해당 SF 16 코드를 사용하여 수신한 신호의 전력값과, 해당 SF 16 브랜치에서 분기된 SF 128의 8개의 코드들을 사용하여 수신한 8개의 신호들의 전력의 합을 비교하고, 상기 비교 결과가 소정 기준값 초과이면 해당 채널은 SF 16을 사용하여 송신된 채널(즉,HS 채널) 신호이므로 해당 채널은 HS 채널로 결정하고, 상기 기준값을 초과하지 않는다면 해당 채널은 SF 128을 사용하여 송신된 채널(즉, R99 채널)로 결정한다.
상술한 가설 테스트는 하기 <수학식 37>로 표현된다.
Figure 112011031050601-pat00088
　상기 <수학식 37>에서 상기 τ값은 시스템 설정에 따라 1과 8사이에서 적절하게 선택될 수 있는 값이다. 상기 <수학식 37>의 결과에 따라 SF 16의 16개의 채널 중 Ch0을 제외한 16개 코드 채널에 대하여 해당 채널이 HS 채널인지 비-HS채널인지를 결정한다.
각각의 코드 채널에 각각에 대하여 HS 채널인지 비-HS채널인지가 결정되었다면, 결정된 채널에 대응하는 블록에서 심볼 생성 이후의 동작을 수행한다.
예를 들어, Ch1 코드 채널이 HS 채널로 결정되었고, Ch2 코드 채널은 비HS 채널로 결정되었다면, Ch1 코드 채널의 신호에 대해서는 HS 신호 처리부(1421)에서 심볼 생성 이후의 일련의 블록들(즉, 심볼 클리닝(1520), 가상 송신부(1530), 가상 채널부(1540), 간섭 제거 처리부(1550))의 동작을 수행하여 코드 채널 신호에 대하여 간섭이 제거된 신호(YHS', YHS'')를 추정하여 출력한다. 반면, 비HS 신호 처리부(1425)는 Ch1 코드 채널에 대해서는 출력을 0으로 한다. 반면, Ch2 코드 채널의 신호에 대해서는 비HS 신호 처리부(1425)에서 심볼 생성 이후의 일련의 블록들(즉, 심볼 클리닝(1620), 가상 송신부(1630), 가상 채널부(1640), 간섭 제거 처리부(1650))의 동작을 수행하여 코드 채널 신호에 대하여 간섭이 제거된 신호(YN - HS', YN-HS'')를 추정하여 출력한다. 반면, HS 신호 처리부(1421)는 Ch2 코드 채널에 대해서는 출력을 0으로 한다.
이러한 방식으로 각각의 코드 채널의 채널을 결정하고, 상기 결정된 채널에 대응하는 신호 처리 블록에서 해당 코드 채널 신호의 간섭을 제거하는 방식으로 간섭이 제거된 신호를 생성하여 수신측에서 송신측의 송신 신호를 추정하게 된다.
도 17은 본 발명의 제2 실시예에 따른 등화 방법을 설명하는 도면이다.
1701단계에서는 수신 신호를 등화하여 송신 신호를 추정하고, 1703단계에서는 상기 추정된 수신 신호를 이용하여 송신 신호의 채널을 결정한다. 1705단계에서는 상기 결정된 채널의 특성에 따라 별개의 신호 처리부를 이용하여 송신 신호 상호 간 간섭이 제거된 신호들을 생성하고, 1707단계에서는 상기 간섭이 제거된 신호들을 독립적으로 등화하고 등화한 결과값을 가산하여 최종적으로 추정된 송신 신호를 생성한다.
도 18은 본 발명의 제2 실시예에 따른 시뮬레이션 결과를 도시한 도면이다. 또한, 상기 시뮬레이션 결과는 하기 <표 1>에 나타내었다.
Figure 112011031050601-pat00089
상술한 바와 같이 제1 실시예는 HS-채널 신호 처리만을 포함하는 방식이고, 제2 실시예는 HS채널 신호와 비HS 채널 신호를 모두 포함하는 방식이며, 상기 <표 1>은 제2 실시예에 따른 실험 결과를 비교한 것이다. 도 18에서 볼 수 있듯이 제2 실시예의 두번째 반복(iteration)의 결과가 제1 실시예 두 번째 반복(iteration)의 결과보다 2dB 이상 성능이 향상되는 것을 볼 수 있다.
한편, 제2 실시예의 경우 HS 채널 데이터와 비 HS 채널 데이터, 즉, R99 채널 및 제어 채널 데이터를 동시에 복원할 수 있기 때문에 사용하는 경우 스트림 간 간섭(interstream interference)를 효과적으로 제거할 수 있어 수신 성능을 크게 향상시킬 수 있다.

Claims (12)

  1. 무선 통신 시스템에서 제1 확산 계수(SF)를 사용하여 확산된 제1 채널 데이터와 제2 확산 계수를 사용하여 확산된 제2 채널 데이터 중 적어도 하나를 포함하는 수신 신호를 등화하는 방법에 있어서,
    수신 신호를 등화하여 송신 신호를 추정하는 과정;
    상기 추정된 송신 신호가 상기 제1 채널 데이터인지 또는 제2 채널 데이터인지 여부를 결정하는 채널 결정 과정;
    상기 추정된 송신 신호가 상기 제1 채널 데이터이면 상기 제1 채널의 특성에 따라 간섭을 제거하는 과정; 및
    상기 추정된 송신 신호가 상기 제2 채널 데이터이면 상기 제2 채널의 특성에 따라 간섭을 제거하는 과정을 포함하고,
    상기 채널 결정 과정은,
    상기 추정된 송신 신호에 상기 제1 SF를 적용하여 생성한 심볼의 전력값과, 상기 추정된 송신 신호에 상기 제2 SF를 적용하여 생성한 심볼의 전력값의 비율을 소정 기준값과 비교하는 과정과,
    상기 비교 결과 상기 비율이 상기 기준값을 초과하는 경우 상기 추정된 송신 신호를 상기 제1 채널 데이터로 결정하고, 상기 비율이 상기 기준값을 초과하지 않으면 상기 추정된 송신 신호를 상기 제2 채널 데이터로 결정하는 과정을 포함하는 방법.
  2. 삭제
  3. 제1항에 있어서,
    상기 제1 SF는 16이고, 상기 제1 채널은 HS 채널(HS-PDSCH)임을 특징으로 하는 방법.
  4. 제3항에 있어서, 상기 제1 채널의 특성에 따라 간섭을 제거하는 과정은,
    상기 제1 채널 데이터의 송신기 신호 처리의 역 절차를 적용하여 심볼을 생성하는 과정;
    상기 생성된 심볼을 클리닝하는 과정;
    상기 클리닝된 심볼에 대하여 가상 송신 절차를 적용하는 과정;
    상기 가상 송신 절차가 적용된 심볼에 상기 송신기와 수신기 간의 채널을 적용하는 과정과;
    상기 채널이 적용된 심볼을 이용하여, 상기 수신 신호로부터 간섭이 제거된 복수 개의 수신 신호들을 생성하는 과정을 포함하는 방법.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 제2 SF는 128이고, 상기 제1 채널은 R99 데이터(DTCH) 채널임을 특징으로 하는 방법.
  6. 제5항에 있어서, 상기 제2 채널의 특성에 따라 간섭을 제거하는 과정은,
    상기 제2 채널 데이터의 송신기 신호 처리의 역 절차를 적용하여 심볼을 생성하는 과정;
    상기 생성된 심볼을 클리닝하는 과정;
    상기 클리닝된 심볼에 대하여 가상 송신 절차를 적용하는 과정;
    상기 가상 송신 절차가 적용된 심볼에 상기 송신기와 수신기 간의 채널을 적용하는 과정과;
    상기 채널이 적용된 심볼을 이용하여, 상기 수신 신호로부터 간섭이 제거된 복수 개의 수신 신호들을 생성하는 과정을 포함하는 방법.
  7. 무선 통신 시스템에서 제1 확산 계수(SF)를 사용하여 확산된 제1 채널 데이터와 제2 확산 계수를 사용하여 확산된 제2 채널 데이터 중 적어도 하나를 포함하는 수신 신호를 등화하는 장치에 있어서,
    수신 신호를 등화하여 송신 신호를 추정하는 등화부;
    상기 추정된 송신 신호가 상기 제1 채널 데이터인지 또는 제2 채널 데이터인지 여부를 결정하는 채널 결정부;
    상기 추정된 송신 신호가 상기 제1 채널 데이터이면 상기 제1 채널의 특성에 따라 간섭을 제거하는 제1 채널 신호 처리부; 및
    상기 추정된 송신 신호가 상기 제2 채널 데이터이면 상기 제2 채널의 특성에 따라 간섭을 제거하는 제2 채널 신호 처리부를 포함하고,
    상기 채널 결정부는,
    상기 제1 채널 신호 처리부가 상기 추정된 송신 신호에 상기 제1 SF를 적용하여 생성한 심볼의 전력값과, 상기 제2 채널 신호 처리부가 상기 추정된 송신 신호에 상기 제2 SF를 적용하여 생성한 심볼의 전력값의 비율을 소정 기준값과 비교하고, 상기 비교 결과 상기 비율이 상기 기준값을 초과하는 경우 상기 추정된 송신 신호를 상기 제1 채널 데이터로 결정하고, 상기 비율이 상기 기준값을 초과하지 않으면 상기 추정된 송신 신호를 상기 제2 채널 데이터로 결정함을 특징으로 하는 장치.
  8. 삭제
  9. 제7항에 있어서,
    상기 제1 SF는 16이고, 상기 제1 채널은 HS 채널(HS-PDSCH)임을 특징으로 하는 장치.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 제1 채널 신호 처리부는,
    상기 제1 채널 데이터의 송신기 신호 처리의 역 절차를 적용하여 심볼을 생성하는 심볼 생성부;
    상기 생성된 심볼을 클리닝하는 심볼 클리닝부;
    상기 클리닝된 심볼에 대하여 가상 송신 절차를 적용하는 가상 송신부;
    상기 가상 송신 절차가 적용된 심볼에 상기 송신기와 수신기 간의 채널을 적용하는 가상 채널부; 및
    상기 채널이 적용된 심볼을 이용하여, 상기 수신 신호로부터 간섭이 제거된 복수 개의 수신 신호들을 생성하는 과정을 간섭 제거 처리부를 포함하는 장치.
  11. 제7항에 있어서,
    상기 제2 SF는 128이고, 상기 제1 채널은 R99 데이터(DTCH) 채널임을 특징으로 하는 장치.
  12. 제11항에 있어서, 상기 제2 채널 신호 처리부는,
    상기 제2 채널 데이터의 송신기 신호 처리의 역 절차를 적용하여 심볼을 생성하는 심볼 생성부;
    상기 생성된 심볼을 클리닝하는 심볼 클리닝부;
    상기 클리닝된 심볼에 대하여 가상 송신 절차를 적용하는 가상 송신부;
    상기 가상 송신 절차가 적용된 심볼에 상기 송신기와 수신기 간의 채널을 적용하는 가상 채널부; 및
    상기 채널이 적용된 심볼을 이용하여, 상기 수신 신호로부터 간섭이 제거된 복수 개의 수신 신호들을 생성하는 과정을 간섭 제거 처리부를 포함하는 장치.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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KR101995160B1 (ko) * 2018-02-21 2019-07-02 한국과학기술원 대량의 엔드 디바이스를 수용하도록 확산 계수를 엔드 디바이스로 할당하는 무선 통신 시스템
CN115603776A (zh) * 2021-07-09 2023-01-13 中国移动通信集团重庆有限公司（Cn） 信号处理方法、装置、设备及介质

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100351732B1 (ko) 2001-02-21 2002-09-12 (주)파워코리아 자력적/적응성 간섭잡음 제거기 및 그 방법과 그를 이용한자력적/적응성 간섭잡음 제거 장치, 시스템 및 그 방법
KR100816032B1 (ko) 2007-02-13 2008-03-24 삼성전자주식회사 반복적 다중 사용자 검파를 통한 데이터 송수신 방법 및 그장치

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100351732B1 (ko) 2001-02-21 2002-09-12 (주)파워코리아 자력적/적응성 간섭잡음 제거기 및 그 방법과 그를 이용한자력적/적응성 간섭잡음 제거 장치, 시스템 및 그 방법
KR100816032B1 (ko) 2007-02-13 2008-03-24 삼성전자주식회사 반복적 다중 사용자 검파를 통한 데이터 송수신 방법 및 그장치

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