KR101742231B1 - High Power Factor And High Efficiency Interleaved Dual-Buck Converter And Method Therefor - Google Patents

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Abstract

용량 증대가 용이한 고역률 고효율 인터리브드 듀얼-벅 컨버터(Interleaved Dual-Buck Converter) 및 제어방법을 개시한다. 본 실시예에 따른 인터리브드 듀얼-벅 컨버터는 PFC 제어, 정류, 승압작용, 제1 캐패시터(C1) 및 제2 캐패시터(C2) 전압제어 불능구간 제거 및 인덕터 전류 분배 등의 효과가 있다. 또한, 듀얼-벅 하프-브리지 회로를 분배시켜 인터리브드 형태를 적용함으로써, 인덕터의 전류용량을 분배시켜 전체 브리지 회로의 효율 증진 및 용량 증대 효과가 있다.Disclosed is a high power factor high efficiency interleaved dual-buck converter and control method that facilitates capacity increase. The interleaved dual-buck converter according to the present embodiment includes PFC control, rectification, boost operation, a first capacitor C 1 , And eliminating the voltage controllable section of the second capacitor (C 2 ) and distributing the inductor current. In addition, by distributing the dual-buck half-bridge circuit and applying the interleaved form, the current capacity of the inductor is divided, thereby improving efficiency and capacity of the entire bridge circuit.

Figure R1020150168956
Figure R1020150168956

Description

고역률 고효율 인터리브드 듀얼-벅 컨버터 및 제어방법{High Power Factor And High Efficiency Interleaved Dual-Buck Converter And Method Therefor}TECHNICAL FIELD [0001] The present invention relates to a high power factor interleaved dual-buck converter and a control method thereof,

본 실시예는 용량 증대가 용이한 고역률 고효율 인터리브드 듀얼-벅 컨버터(Interleaved Dual-Buck Converter) 및 제어방법에 관한 것이다. The present embodiment relates to a high power factor high efficiency interleaved dual-buck converter and a control method which are easy to increase the capacity.

이하에 기술되는 내용은 단순히 본 실시예와 관련되는 배경 정보만을 제공할 뿐 종래기술을 구성하는 것이 아니다.The contents described below merely provide background information related to the present embodiment and do not constitute the prior art.

정류기는 AC를 DC로 변환하는 전력변환장치 중 하나로서 UPS, 배터리 충전기 등 응용분야가 다양하다. 정류기의 기능은 크게 AC를 DC로 변환하는 정류작용과 정류된 DC 전압의 크기를 상승시키는 승압작용으로 나누어진다. 이와 더불어 최근에는 효율증가를 위해 PFC(Power Factor Correction) 제어까지 요구된다. 이러한 역할을 수행하기 위하여, 정류기는 기본적으로 브리지 다이오드(Bridge Diode)와 부스트 컨버터(Boost Converter)가 결합된 회로가 사용되었다. 그러나 이러한 정류기는 브리지 다이오드의 손실 문제로 인하여 1 KW 이상 용량을 증대시키기 어렵고, 용량이 증가할수록 컨버터의 인덕터 크기가 커지는 문제점이 있다. 인덕터 크기가 커지는 문제는 부스트 컨버터를 인터리브드 형태로 설계함으로써 줄일 수 있다. 그러나 인터리브드형 정류기는 입력단에 브리지 다이오드가 여전히 존재하기 때문에 손실 문제를 피할 수 없다.Rectifier is one of the power conversion devices that convert AC to DC, and there are various applications such as UPS, battery charger and so on. The function of the rectifier is largely divided into a rectifying action for converting AC to DC and a boosting action for increasing the magnitude of the rectified DC voltage. Recently, PFC (Power Factor Correction) control is required to increase the efficiency. In order to perform this role, the rectifier basically uses a circuit in which a bridge diode and a boost converter are combined. However, such a rectifier is difficult to increase the capacity of 1 KW or more due to the loss of the bridge diode, and the size of the inductor of the converter increases as the capacity increases. The problem of increasing inductor size can be reduced by designing the boost converter in an interleaved fashion. However, the interleaved rectifier can not avoid the loss problem because the bridge diode still exists at the input.

이러한 브리지 다이오드의 손실 문제를 해결하기 위하여, 브리지 다이오드가 없는 대칭적 브리지리스 부스트 정류기(SBBR: Symmetrical Bridgeless Boost Rectifier) 및 비대칭적 브리지리스 부스트 정류기(ABBR: Asymmetrical Bridgeless Boost Rectifier)의 연구가 진행되고 있다. SBBR 및 ABBR는 브리지 다이오드가 없어도 정류작용, 승압작용 및 PFC 제어 등이 가능하다. 이와 더불어 SBBR 및 ABBR는 레그(Leg)의 암쇼트(Arm-Short) 위험이 없으므로 스위칭 데드타임(Switching Deadtime)에 의한 손실도 줄일 수 있다. 그러나 SBBR 및 ABBR는 정류기로서 기능만 수행할 수 있기 때문에 배터리 충·방전 등의 응용분야에서 사용하기 위해서는 별도의 인버터 회로를 추가해야 하므로 전체 시스템의 비용 증가와 효율 감소를 야기한다. 이러한 이유로 한 개의 회로만으로 정류기와 인버터로서 역할을 수행할 수 있는 하프-브리지 컨버터(Half-Bridge Converter)나 풀-브리지 컨버터(Full-Bridge Converter) 형태가 연구되고 있다. 하프-브리지 컨버터나 풀-브리지 컨버터는 동작 특성상 레그의 암쇼트 위험이 있고, 이를 방지하기 위하여 스위칭 데드타임을 반드시 설정해야 한다.In order to solve the problem of loss of the bridge diode, a symmetrical bridgeless booster rectifier (SBBR) and an asymmetrical bridgeless boost rectifier (ABBR) without a bridge diode are being studied . SBBR and ABBR can be rectified, boosted, and PFC controlled without a bridge diode. In addition, the SBBR and ABBR have no Arm-Short risk of the Leg, so the loss due to Switching Dead Time can be reduced. However, since SBBR and ABBR can only function as a rectifier, additional inverter circuits must be added in order to be used in applications such as battery charging and discharging, resulting in increase in cost and efficiency of the entire system. For this reason, a form of a half-bridge converter or a full-bridge converter capable of acting as a rectifier and an inverter with only one circuit is being studied. Half-bridge converters or full-bridge converters have a risk of female shorts due to their operating characteristics. To prevent this, the switching dead time must be set.

듀얼-벅 하프-브리지(Dual-Buck Half-Bridge) 컨버터는 다양한 전력변환 회로 중에서 각 회로가 가진 장점을 두루 가지고 있다.The dual-buck half-bridge converter has the advantages of each circuit among the various power conversion circuits.

도 1은 종래기술에 따른 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터의 회로도이다. 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터는 각각 2 개의 스위칭 소자(S1, S2), 다이오드(D1, D2), 인덕터(L1, L2), 캐패시터(C1, C2) 및 제어부(120)를 포함한다. 전력은 AC부의 교류전압(Vac)에서 부하인 DC부로 전달되고, 정상상태에서 DC부 전압은 AC부 피크 값보다 크다.1 is a circuit diagram of a conventional dual-buck half-bridge converter. The dual-buck half-bridge converter comprises two switching elements S 1 and S 2 , diodes D 1 and D 2 , inductors L 1 and L 2 , capacitors C 1 and C 2 , 120). Power is transferred from AC voltage (V ac ) of AC part to DC part of load, and in the steady state, DC part voltage is larger than AC part peak value.

듀얼-벅 하프-브리지 컨버터(100)는 정류기와 인버터의 역할을 수행할 수 있다. 레그부(Leg: 112, 114)는 각각 다이오드(D1, D2)와 스위칭 소자(S1, S2)로 구성된다. 제어부(120)는 다이오드와 스위칭 소자가 서로 반전되도록 제어하는 신호를 발생한다. 따라서 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터(100)는 암-쇼트 위험이 없다. 또한, 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터(100)는 정류기로 동작할 때 브리지 다이오드 없이 정류작용, 승압작용, PFC(Power Factor Correction) 제어가 가능하다. 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터(100)는 인덕터(L1, L2)를 포함하고 있기 때문에 용량이 증대됨에 따라 인덕터(L1, L2)의 용량이 증가하게 된다. 인덕터 용량의 증대는 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터(100)의 부피 및 비용 증가, 효율 감소 등의 문제 등을 가져올 수 있다. 또한, AC부(AC-side)의 교류전압(Vac) 반주기 동안 DC부(DC-side)의 제1 캐패시터(C1) 및 제2 캐패시터(C2) 전압 중 한 부분이 항상 방전하고 있는 문제가 있다.The dual-buck half-bridge converter 100 may serve as a rectifier and an inverter. Legs 112 and 114 are composed of diodes D 1 and D 2 and switching elements S 1 and S 2 , respectively. The control unit 120 generates a signal for controlling the diode and the switching element to be inverted from each other. Thus, the dual-buck half-bridge converter 100 is free of arm-short risk. In addition, the dual-buck half-bridge converter 100 is capable of rectifying, boosting, and power factor correction (PFC) control without a bridge diode when operating as a rectifier. Since the dual-buck half-bridge converter 100 includes the inductors L 1 and L 2 , the capacity of the inductors L 1 and L 2 increases as the capacity increases. The increase of the inductor capacity may cause problems such as increase in volume and cost of the dual-buck half-bridge converter 100, reduction of efficiency, and the like. Also, during the half period of the AC voltage (V ac ) of the AC part (AC-side), the first capacitor (C 1 ) of the DC part (DC- And the voltage of the second capacitor (C 2 ) are always discharged.

본 실시예는, 듀얼-벅 하프-브리지 회로를 정류기로 사용할 때 인터리브드 형태를 적용하여 인덕터의 전류용량을 분배시켜 효율 증진 및 용량 증대 효과를 가져오는 데 그 목적이 있다. 또한, AC부 전압의 반주기 동안 DC부의 제1 캐패시터(C1) 및 제2 캐패시터(C2) 전압 중 한 부분이 항상 방전하고 있는 문제를 해결하는 제어방법을 제공하는 데 그 목적이 있다.The present embodiment has an object to provide an inductor with a dual-buck half-bridge circuit as a rectifier, thereby distributing the current capacity of the inductor to increase the efficiency and increase the capacity. Also, during the half period of the AC negative voltage, the first capacitor (C 1 ) And the second capacitor (C 2 ) voltage is always being discharged.

본 실시예의 일 측면에 의하면, 교류전압(Vac)을 인가받는 1차 권선, 상기 1차 권선으로부터 유도되어 제1 유도전압(vac1) 및 제2 유도전압(vac2)을 각각 생성하는 2차 권선 및 3차 권선을 포함하는 변압기; 상기 2차 권선 및 상기 3차 권선으로부터 전류를 입력받아 상기 전류에 따라 링크전압을 발생하는 인덕터그룹; 상기 링크전압을 입력받아 직류전압으로 변환하는 레그부; 상기 레그부로부터 상기 직류전압을 제공받아 충방전을 수행하는 캐패시터그룹; 및 상기 캐패시터그룹의 상기 충방전을 위하여 상기 레그부의 스위칭을 제어하는 제어신호를 생성하는 제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 인터리브드 듀얼-벅 컨버터를 제공한다.According to the example an aspect of this embodiment, for generating an alternating voltage (V ac) is applied is derived from the received primary winding, the primary winding first induced voltage (v ac1) and a second induced voltage (v ac2) for each two A transformer including a primary winding and a tertiary winding; An inductor group which receives a current from the secondary winding and the tertiary winding and generates a link voltage according to the current; A leg unit for receiving the link voltage and converting the link voltage into a DC voltage; A capacitor group which receives the DC voltage from the leg portion and performs charge / discharge; And a control unit for generating a control signal for controlling the switching of the leg unit for charging / discharging the capacitor group. The interleaved dual-buck converter of claim 1,

본 실시에의 다른 측면에 의하면, 변압기에서 교류전압(Vac)을 인가받는 1차 권선으로부터 유도되어 2차 권선에 제1 유도전압(vac1) 및 3차 권선에 제2 유도전압(vac2)을 각각 생성하는 과정; 인덕터그룹에서 상기 2차 권선 및 상기 3차 권선으로부터 전류를 입력받아 상기 전류에 따라 링크전압을 발생하는 과정; 레그부에서 상기 링크전압을 입력받아 직류전압으로 변환하는 과정; 캐패시터그룹에서 상기 직류전압을 제공받아 충방전하는 과정; 및 상기 캐패시터그룹의 상기 충방전을 위하여 상기 레그부의 스위칭을 제어하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 인터리브드 듀얼-벅 컨버터 제어방법을 제공한다.According to another aspect of the present embodiment, is derived from a primary winding receiving applying an alternating voltage (V ac) in the transformer a first induced voltage (v ac1) and a second induced voltage (v ac2 to the third winding to the secondary winding Respectively; Receiving a current from the secondary winding and the tertiary winding in an inductor group and generating a link voltage according to the current; Receiving the link voltage from the leg portion and converting the link voltage into a DC voltage; Charging and discharging the DC voltage by receiving the DC voltage from the capacitor group; And controlling switching of the leg portion for charging / discharging the capacitor group. The method of controlling an interleaved dual-buck converter according to claim 1,

이상에서 설명한 바와 같이 본 실시예에 따른 인터리브드 듀얼-벅 컨버터는 PFC 제어, 정류, 승압작용, 제1 캐패시터(C1) 및 제2 캐패시터(C2) 전압제어 불능구간 제거 및 인덕터 전류 분배 등의 효과가 있다. 또한, 듀얼-벅 하프-브리지 회로를 분배시켜 인터리브드 형태를 적용함으로써, 인덕터의 전류용량을 분배시켜 전체 브리지 회로의 효율 증진 및 용량 증대 효과가 있다.As described above, the interleaved dual-buck converter according to the present embodiment includes PFC control, rectification and boosting operation, a first capacitor C 1 , And eliminating the voltage controllable section of the second capacitor (C 2 ) and distributing the inductor current. In addition, by distributing the dual-buck half-bridge circuit and applying the interleaved form, the current capacity of the inductor is divided, thereby improving efficiency and capacity of the entire bridge circuit.

도 1은 종래기술에 따른 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터의 회로도이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터의 동작 특성을 도시한다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터의 제어부의 블럭도이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 인터리브드 듀얼-벅 컨버터의 회로도이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 인터리브드 듀얼-벅 컨버터의 동작 특성을 도시한다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 인터리브드 듀얼-벅 컨버터의 제어부의 블럭도이다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 시뮬레이션 파라미터를 도시한다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터의 AC부 전압과 전류 및 L1과 L2의 전류 관계를 도시한다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터의 AC부 전압 및 DC부 전압 관계를 도시한다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 인터리브드 듀얼-벅 컨버터의 AC부 전압과 전류 및 L1과 L2의 전류 관계를 도시한다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 인터리브드 듀얼-벅 컨버터의 AC부 전압, 전류, vac2 전압, 전류, L3 및 L4의 전류 관계를 도시한다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 인터리브드 듀얼-벅 컨버터의 AC부 전압 및 DC부 전압 관계를 도시한다.1 is a circuit diagram of a conventional dual-buck half-bridge converter.
Figure 2 illustrates operational characteristics of a dual-buck half-bridge converter in accordance with an embodiment of the present invention.
3 is a block diagram of a controller of a dual-buck half-bridge converter in accordance with an embodiment of the present invention.
4 is a circuit diagram of an interleaved dual-buck converter in accordance with an embodiment of the present invention.
5 illustrates operational characteristics of an interleaved dual-buck converter in accordance with an embodiment of the present invention.
6 is a block diagram of a controller of an interleaved dual-buck converter in accordance with an embodiment of the present invention.
Figure 7 illustrates simulation parameters in accordance with an embodiment of the present invention.
8 shows the current relationship between the AC negative voltage and current and L 1 and L 2 of a dual-buck half-bridge converter according to an embodiment of the present invention.
Figure 9 illustrates the AC negative and DC negative voltage relationships of a dual-buck half-bridge converter in accordance with an embodiment of the present invention.
10 illustrates the current relationship between the AC negative voltage and current and L 1 and L 2 of an interleaved dual-buck converter according to an embodiment of the present invention.
11 shows the current relationship of the AC negative voltage, current, v ac2 voltage, current, L 3 and L 4 of the interleaved dual-buck converter according to an embodiment of the present invention.
12 illustrates the AC negative voltage and DC negative voltage relationships of an interleaved dual-buck converter according to an embodiment of the present invention.

이하, 본 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.Hereinafter, the present embodiment will be described in detail with reference to the accompanying drawings.

도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터의 동작 특성을 도시한다. 도 1의 제어부(120)는 AC부의 교류전압(Vac) 한 주기를 반 주기로 나누어 전압값이 양의 값을 가질 때 S1, D1이 동작하도록 하되, S2, D2는 동작하지 않도록 한다. 반대로, 제어부(120)는 전압값이 음의 값을 가질 때 S2, D2이 동작하도록 하되, S1, D1는 동작하지 않도록 한다. 또한 제어부(120)는 각 레그의 다이오드(D1 또는 D2)와 해당하는 스위칭 소자(S1 또는 S2)가 서로 반전되도록 제어하는 신호를 발생한다. 여기서, 반전이란 다이오드와 스위치가 동시에 온 되지 않도록, 즉, 다이오드가 온 되면 스위칭 소자가 오프되고, 다이오드가 오프 되면 스위칭 소자가 온 되도록 제어하는 것을 말한다.Figure 2 illustrates operational characteristics of a dual-buck half-bridge converter in accordance with an embodiment of the present invention. The control unit 120 of FIG. 1 divides one cycle of the AC voltage (V ac ) of the AC unit by a half period, so that S 1 and D 1 operate when the voltage value has a positive value, and S 2 and D 2 do not operate do. On the contrary, when the voltage value has a negative value, the controller 120 causes S 2 and D 2 to operate, and S 1 and D 1 do not operate. The controller 120 also generates a signal for controlling the diode D 1 or D 2 of each leg and the corresponding switching element S 1 or S 2 to be inverted from each other. Here, inversion refers to control such that the diode and the switch are not turned on at the same time, that is, the switching element is turned off when the diode is turned on and the switching element is turned on when the diode is turned off.

도 2의 (a)는 AC부 전압이 양의 값이고 S1이 온(On)인 상태를 나타낸다. 이 경우 D1은 오프(Off) 상태가 되고, iac는 AC부 전압으로부터 출력되는 방향으로 증가하며 흐른다. 한편, C1 및 C2는 모두 방전 상태가 된다. D1이 온 상태일 때는 도 2의 (b)와 같이 나타낼 수 있다. 즉, S1은 오프 상태이고, iac는 AC부 전압으로부터 출력되는 방향으로 감소하며 흐른다. 한편, C1은 충전 상태가 되고, C2는 방전 상태를 유지한다. 도 2의 (a), (b)에서 보듯이, AC부 전압이 양의 값을 가질 때 전류는 L1에만 흐른다. C1은 스위칭 동작에 의하여 충·방전을 반복하고, C2는 항상 방전하고 있는 것을 알 수 있다.2 (a) shows a state in which the AC negative voltage is positive and S 1 is on. In this case, D 1 is turned off and i ac flows in a direction output from the AC negative voltage. On the other hand, C 1 And C 2 are both discharged. When D 1 is in an ON state, it can be expressed as shown in FIG. 2 (b). That is, S 1 is in the off state, and i ac decreases in the direction output from the AC negative voltage. On the other hand, C 1 is in a charged state and C 2 is in a discharged state. 2 (a) and 2 (b), when the AC negative voltage has a positive value, the current flows only to L 1 . C 1 is repeatedly charged and discharged by the switching operation, and C 2 is always discharged.

도 2의 (c)는 AC부 전압이 음의 값이고 S2가 온인 상태를 나타낸다. 이 경우 D2는 오프 상태가 되고, iac는 AC부 전압으로 입력되는 방향으로 증가하며 흐른다. C1, C2는 모두 방전 상태가 된다. 도 2의 (d)는 D2가 온인 상태를 나타낸다. 이때, S2는 오프 상태이고, iac는 AC부 전압으로 입력되는 방향으로 감소하며 흐른다. C2는 충전 상태로 변하고, C1은 방전 상태를 유지한다. 도 2의 (c), (d)에서 보듯이, AC부 전압이 음의 값을 가질 때 전류는 L2에만 흐른다. C2는 스위칭 동작에 의하여 충·방전을 반복하고, C1은 항상 방전하고 있는 것을 알 수 있다.2 (c) shows a state in which the AC negative voltage is negative and S 2 is on. In this case, D2 is turned off and i ac flows in the direction of input to the AC negative voltage. C 1 and C 2 are all discharged. 2 (d) shows a state in which D 2 is on. At this time, S 2 is turned off, i ac flows decreases in the direction in which the input AC voltage part. C 2 changes to a charged state, and C 1 maintains a discharged state. As shown in (c) and (d) of FIG. 2, when the AC negative voltage has a negative value, the current flows only to L 2 . C 2 is repeatedly charged and discharged by the switching operation, and C 1 is always discharged.

이상에서 설명하였듯이, 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터(100)는 AC부 전압 반 주기 동안 C1 또는 C2 중 한 캐패시터의 전압을 제어할 수 있고, 나머지 캐패시터의 전압은 항상 방전하고 있음을 알 수 있다. 이러한 이유로 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터(100)는 전체 DC부 전압제어의 신뢰성이 저하된다. 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터(100)는 반 주기 동안 한 레그만 동작하기 때문에 그 주기 동안 입력 전류와 인덕터 전류의 크기가 같다. 따라서 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터(100)는 회로의 용량을 증대해야 하는 경우, 이에 포함된 각 소자의 용량도 증가해야 하는 것을 알 수 있다.As described above, the dual-buck half-bridge converter 100 can control the voltage of one of the capacitors C 1 or C 2 during the AC negative voltage half cycle, and the voltage of the remaining capacitors is always discharging have. For this reason, the dual-buck half-bridge converter 100 lowers the reliability of the overall DC negative voltage control. Since the dual-buck half-bridge converter 100 operates only one leg for half a period, the input current and the inductor current have the same magnitude during that period. Thus, it can be seen that if the dual-buck half-bridge converter 100 needs to increase the capacity of the circuit, the capacity of each device included therein must also increase.

도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터의 제어부(120)의 블럭도이다. 제어부(120)는 도 3과 같이 PLL(Phase Locked Loop: 310), 제1 감산기(Subtracter: 320), 제2 감산기(320), 전압제어기(330), 곱셈기(Multiplier: 340), 전류제어기(350), 제1 스위치(Switch: 360), 제2 스위치(360), 인버터(Inverter: 370), 제1 비교기(Comparator: 380) 및 제2 비교기(380)를 포함한다.3 is a block diagram of a controller 120 of a dual-buck half-bridge converter in accordance with an embodiment of the present invention. 3, the controller 120 includes a PLL (Phase Locked Loop) 310, a first subtractor 320, a second subtractor 320, a voltage controller 330, a multiplier 340, a current controller 350, a switch 360, a second switch 360, an inverter 370, a first comparator 380, and a second comparator 380.

PLL(310)는 교류 AC부 전압(Vac)의 위상과 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터(100)에 공급하는 교류 내부 전원(|Vac|sinωt)의 위상을 서로 일치시킨다. 즉, PLL(310)는 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터(100) 내부에서 발생하는 지연으로 인한 AC부 전압(Vac)과의 위상차이를 보상하여 정확한 위상 제어를 할 수 있도록 한다. 제1 스위치(360) 및 제2 스위치(360)는 Vac의 값이 양인 경우 1 번 단자(VdcT)로 접속되고, 음인 경우 2 번 단자(VdcB)로 접속된다.The PLL 310 causes the phases of the AC AC negative voltage V ac and the phases of the AC internal power source V ac | sin? T to be supplied to the dual-buck half-bridge converter 100 to coincide with each other. That is, the PLL 310 compensates for the phase difference from the AC negative voltage V ac due to the delay occurring in the dual-buck half-bridge converter 100, so that the PLL 310 can perform accurate phase control. Claim is connected to the first switch 360 and second switch 360, when connected to the terminal (V dcT) # 1 when the value of V ac is positive, negative terminal 2 (V dcB).

제1 감산기(320)는 양의 단자로 기준직류전압(Vdc *)이 입력되는데, 기준직류전압의 값은 Vdc의 절반에 해당하는 값으로 정한다. 제1 감산기(320)의 음의 단자는, AC부 전압이 양의 값인 경우는 제1 스위치(360)의 1 번 단자인 VdcT에 연결되고, AC부 전압이 음의 값인 경우는 제1 스위치(360)의 2 번 단자인 VdcB에 연결된다. 제1 감산기(320)는 Vdc *와 제1 스위치(360)에 연결된 값(VdcT 또는 VdcB)의 차를 계산하여 이를 전압제어기(330)에 전달한다.The first subtractor 320 receives the reference direct-current voltage V dc * as a positive terminal, and the value of the reference direct-current voltage is set to a value corresponding to half of V dc . The negative terminal of the first subtractor 320 is connected to V dcT , which is the first terminal of the first switch 360 when the AC negative voltage is a positive value. When the AC negative voltage is negative, And is connected to the second terminal V dcB of the second switch 360. The first subtractor 320 is connected to a value V dc * and the first switch (360), (V dcT or V dcB ), and transmits the difference to the voltage controller 330.

전압제어기(330) 및 전류제어기(350)는 P 제어(Proportional Control), PI 제어(Proportional Integral Control), PD 제어(Proportional Differential Control), PID 제어(Proportional Integral Differential Control) 중 어느 하나의 제어를 수행할 수 있다.The voltage controller 330 and the current controller 350 perform one of control of P control (Proportional Control), PI control (Proportional Integral Control), PD control (Proportional Differential Control) and PID control (Proportional Integral Differential Control) can do.

전압제어기(330)는 PI 제어(Proportional-Integral Control)를 수행하며 제1 감산기(320)의 오차값의 크기에 비례하는 제어동작 및 제1 감산기(320)의 오차값의 적분에 비례하는 제어동작을 수행함으로써 정상상태(Steady-state) 오차를 줄여주는 작용을 한다. 제1 감산기(320)의 오차값에 비례하는 제어는 Kp로, 제1 감산기(320)의 오차값의 적분에 비례하는 제어는 Ki로 한다. 전압제어기(330)의 출력은 인덕터에 흐르는 전류의 피크치(Ipk *)가 된다.The voltage controller 330 performs PI control (Proportional-Integral Control) and performs a control operation proportional to the magnitude of the error value of the first subtractor 320 and a control operation proportional to the integration of the error value of the first subtractor 320 To reduce the steady-state error. The control proportional to the error value of the first subtractor 320 is Kp and the control proportional to the integral of the error value of the first subtracter 320 is Ki. The output of the voltage controller 330 becomes the peak value I pk * of the current flowing in the inductor.

곱셈기(340)는 전압제어기(330)의 출력(Ipk *)과 교류내부전원(sinωt)을 입력받아 이들을 곱하여 Iac *를 출력한다. Iac *는 AC부의 기준교류전류로서, 제2 감산기(320)에 전달된다.The multiplier 340 receives the output I pk * of the voltage controller 330 and the AC internal power source sin ωt, multiplies them, and outputs I ac * . I ac * And is transmitted to the second subtracter 320 as a reference AC current of the AC part.

제2 감산기(320)는 양의 단자로 iac *를 입력받고, 음의 단자로 iac를 입력받는다. iac *는 기준 AC 전류이고, iac는 AC부 전압에서 출력되는 전류이다. 제2 감산기(320)는 iac *와 iac의 차이를 계산하여 이를 전압제어기(330)에 전달한다.A second subtracter 320 receives the ac i * with the positive terminal, receives the i ac to the negative terminal. i ac * is the reference AC current, and i ac is the current output from the AC negative voltage. The second subtractor 320 calculates the difference between i ac * and i ac and transmits it to the voltage controller 330.

전류제어기(350)는 전압제어기(330)와 마찬가지로 PI 제어를 수행하며 제2 감산기(320)의 오차값의 크기에 비례하는 제어동작 및 제2 감산기(320)의 오차값의 적분에 비례하는 제어동작을 수행함으로써 정상상태(Steady-state) 오차를 줄여주는 작용을 한다. 전류제어기(350)의 출력값은 -1과 1 사이의 유리수로, 듀티(Duty)를 제어하는 신호를 제2 스위치(360)를 거쳐서 제1 비교기(380) 또는 제2 비교기(380)에 전달된다.The current controller 350 performs PI control in the same manner as the voltage controller 330 and performs a control operation proportional to the magnitude of the error value of the second subtractor 320 and a control operation proportional to the integral of the error value of the second subtractor 320 (Steady-state) error by performing the operation. The output value of the current controller 350 is a rational number between -1 and 1 and a signal for controlling the duty is transmitted to the first comparator 380 or the second comparator 380 through the second switch 360 .

전류제어기(350)는 iac *와 iac의 차이를 줄이는 제어를 수행한다. 여기서 iac *는 PLL(310)에 의하여 Vac와 동기화되어 있는 sinωt로부터 생성된 신호이다. 전류제어기(350)는 iac *와 iac의 차이를 줄이는 제어를 통하여 Vac와 iac *를 동기화한다. 따라서, 전류제어기(350)는 AC부 전압(Vac)과 교류 인력 전류(iac)의 위상을 서로 일치시키는 PFC 동작을 수행한다.The current controller 350 performs control to reduce the difference between i ac * and i ac . Where i ac * is a signal generated from sin ω t synchronized with V ac by PLL 310. The current controller 350 synchronizes V ac and i ac * by controlling the difference between i ac * and i ac . Accordingly, the current controller 350 performs the PFC operation to match the phases of the AC negative voltage V ac and the AC attraction current i ac .

AC부 전압이 양의 값인 경우, 제1 비교기(380)는 양의 단자에는 제2 스위치(360)의 1 번 단자인 전류제어기(350)의 -1과 1 사이의 출력 전압을 입력받고, 음의 단자에는 -1과 1사이의 크기를 갖는 삼각파의 전압을 입력받는다. 제1 비교기(380)는 양의 단자의 전류제어기(350)의 출력 전압값과 음의 단자의 삼각파의 출력 전압값을 비교하고, 출력 전압을 도 1의 S1에 공급한다. When the AC negative voltage is a positive value, the first comparator 380 receives an output voltage between -1 and 1 of the current controller 350, which is the first terminal of the second switch 360, The voltage of the triangular wave having a magnitude between -1 and 1 is inputted to the terminal of The first comparator 380 compares the output voltage value and output voltage value of the triangular waveform in the negative terminals of the current controller 350 of the positive terminal, and supplies an output voltage to S 1 in Fig.

AC부 전압이 음의 값인 경우, 제2 비교기(380)는 양의 단자에는 제2 스위치(360)의 2 번 단자인 전류제어기(350)의 출력에 연결되고, 전류제어기(350)의 출력을 반전하는 인버터(370)의 출력을 입력받는다. 제2 비교기(380)는 음의 단자에 -1과 1사이의 크기를 갖는 삼각파의 전압을 입력받는다. 제2 비교기(380)는 양의 단자의 인버터(370)의 출력 전압값과 음의 단자의 삼각파의 출력 전압값을 비교하고, 출력 전압을 도 1의 S2에 공급한다.When the AC negative voltage is negative, the second comparator 380 is connected to the positive terminal of the current controller 350, which is the second terminal of the second switch 360, And receives the output of the inverting inverter 370. The second comparator 380 receives the voltage of the triangular wave having a magnitude between -1 and 1 at the negative terminal. The second comparator 380 compares the output voltage value of the inverter 370 of the positive terminal with the output voltage value of the triangular wave of the negative terminal, and supplies the output voltage to S 2 of FIG. 1.

도 1의 제어부(120)는 AC부 전압의 한 주기를 반 주기로 나누어, 전압값이 양의 값을 가질 때 S1, D1이 동작하도록 하고, S2, D2는 동작하지 않게 한다. 반대로, 전압값이 음의 값을 가질 때 S2, D2이 동작하도록 하고, S1, D1는 동작하지 않게 한다. 또한, 도 1의 제어부(120)는 각 레그의 스위칭 소자와 다이오드가 서로 반전 동작하므로 암-쇼트가 발생하지 않는다. 또한, 도 1의 제어부(120)는 정류기로 동작할 때 브리지 다이오드 없이도 정류작용, 승압작용 및 PFC 제어가 가능하다.The control unit 120 of FIG. 1 divides one cycle of the AC sub voltage by a half period, so that S 1 and D 1 operate when the voltage has a positive value, and S 2 and D 2 do not operate. Conversely, when the voltage value has a negative value, S 2 and D 2 are operated, and S 1 and D 1 are not operated. In addition, the control unit 120 of FIG. 1 does not cause arm-short because the switching elements and the diodes of the respective legs operate to invert each other. In addition, the controller 120 of FIG. 1 is capable of rectifying, boosting, and PFC control without a bridge diode when operating as a rectifier.

도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 인터리브드 듀얼-벅 컨버터의 회로도이다. 인터리브드 듀얼-벅 컨버터(400)는 4개의 스위칭 소자(S1, S2, S3, S4), 4개의 다이오드(D1, D2, D3, D4), 4개의 인덕터(L1, L2, L3, L4), 2개의 캐패시터(C1, C2), 변압기(420) 및 제어부(450)를 포함한다. 인터리브드 듀얼-벅 컨버터(400)는 AC부에서 DC부로 전력이 전달되고, 정상상태에서 DC부 전압이 vac1, vac2 전압 피크값보다 크다. 변압기(420)는 1차측에는 1차 권선(426), 2차측은 2차 권선(426)과 3차 권선(428) 및 코어(424)를 포함한다. vac1 상은 2차 권선(426)에 유도되어 1차측과 같은 위상을 갖고, vac2 상은 3차 권선(428)에 유도되어 1차측과 반전된 위상을 갖는다. vac1 상은 L1, L2와 연결되어 S1, D1, S2, D2를 통해 DC부에 연결되고, vac2 상은 L3, L4와 연결되어 S3, D3, S4, D4를 통해 DC부에 연결된다. 또한, C1, C2의 중간점은 변압기 2차측 두 상의 (-) 단자와 연결된다.4 is a circuit diagram of an interleaved dual-buck converter in accordance with an embodiment of the present invention. The interleaved dual-buck converter 400 includes four switching elements S 1 , S 2 , S 3 and S 4 , four diodes D 1 , D 2 , D 3 and D 4 , four inductors L 1, L 2, and a L 3, L 4), 2 of the capacitor (C 1, C 2), the transformer 420 and the controller 450. In the interleaved dual-buck converter 400, power is transferred from the AC part to the DC part, and in the steady state, the DC negative voltage is larger than the peak voltage values of v ac1 and v ac2 . The transformer 420 includes a primary winding 426 on the primary side, a secondary winding 426 on the secondary side, and a tertiary winding 428 and a core 424. v ac1 Phase is induced in the secondary winding 426 and has the same phase as the primary side, and v ac2 Phase is induced in the tertiary winding 428 and has an inverted phase with the primary side. v ac1 Phase is connected to L 1, L 2 S 1, D 1, is connected to the DC section via the S 2, D 2 and, v associated with ac2 phase L 3, L 4 S 3, D 3, S 4, D 4 To the DC portion. The intermediate point between C 1 and C 2 is connected to the (-) terminal on the secondary side of the transformer.

인덕터그룹(L1, L2, L3, L4: 430)은 2차 권선(426) 및 3차 권선(428)으로부터 전류를 입력받아 전류의 변화에 따라 링크전압을 발생한다. 2차 권선의 일단은 제1 인덕터(L1, L2)을 포함하는 제1 인덕터그룹에 연결되고, 3차 권선의 일단은 제2 인덕터(L3, L4)을 포함하는 제2 인덕터그룹에 연결된다. 제1 레그(442)는 L1으로부터 출력을 입력받아 제1 컨버팅전압을 발생하는 제1 컨버터이다. 제2 레그(444)는 L2으로부터 출력을 입력받아 제2 컨버팅전압을 발생하는 제2 컨버터이다. 제3 레그(446)는 L3으로부터 출력을 입력받아 제3 컨버팅전압을 발생하는 제3 컨버터이다. 제4 레그(448)는 L4으로부터 출력을 입력받아 제4 컨버팅전압을 발생하는 제4 컨버터이다. 캐패시터그룹(C1, C2)은 레그부(440)로부터 직류전압을 제공받아 충방전을 수행한다.The inductor groups L 1 , L 2 , L 3 , and L 4 430 receive a current from the secondary winding 426 and the tertiary winding 428 and generate a link voltage according to the change in current. One end of the secondary winding is connected to the first inductor group including the first inductors L 1 and L 2 and one end of the third winding is connected to the second inductor group including the second inductors L 3 and L 4 Lt; / RTI > The first leg 442 is a first converter that receives an output from L 1 and generates a first converting voltage. The second leg 444 is a second converter that receives an output from L 2 and generates a second converting voltage. The third leg 446 is a third converter that receives an output from L 3 and generates a third converting voltage. The fourth leg 448 is a fourth converter that receives an output from L 4 and generates a fourth converting voltage. The capacitor group (C 1 , C 2 ) receives the DC voltage from the leg portion 440 and performs charge / discharge.

도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 인터리브드 듀얼-벅 컨버터의 동작 특성을 도시한다. 제어부(450)는 AC부 전압의 한 주기를 반 주기로 나누어 전압 값이 양의 값을 가질 때 S1, D1, S4, D4가 동작하도록 하고, S2, D2, S3, D3은 동작하지 않도록 한다. 반대로, 도 4의 제어부(450)는 AC부 전압이 음의 값을 가질 때 S2, D2, S3, D3이 동작하도록 하고, S1, D1, S4, D4은 동작하지 않도록 한다. 도 4의 제어부(450)는 각 레그(442, 444, 446, 448)의 스위칭 소자(S1, S2, S3, S4)와 다이오드(D1, D2, D3, D4)는 서로 반전 동작한다. 여기서, 반전 동작이란 다이오드와 스위칭 소자가 동시에 온 되지 않도록, 즉, 다이오드가 온 되면 스위칭 소자가 오프되고, 다이오드가 오프 되면 스위칭 소자가 온 되도록 동작하는 것을 말한다.5 illustrates operational characteristics of an interleaved dual-buck converter in accordance with an embodiment of the present invention. The control unit 450 divides one period of the AC negative voltage by a half period to make S 1 , D 1 , S 4 and D 4 operate when the voltage value has a positive value, and S 2 , D 2 , S 3 , and D 3 is Do not operate. In contrast, the controller 450 of FIG. 4 allows S 2 , D 2 , S 3 , and D 3 to operate when the AC negative voltage has a negative value, S 1 , D 1 , S 4 , and D 4 do not operate. The control unit 450 of FIG. 4 includes switching elements S 1 , S 2 , S 3 and S 4 and diodes D 1 , D 2 , D 3 and D 4 of the respective legs 442, 444, 446 and 448, Lt; / RTI > Here, the inversion operation means that the diode and the switching element are not turned on at the same time, that is, the switching element is turned off when the diode is on and the switching element is turned on when the diode is off.

도 5의 (a)-(d)는 AC부(변압기 1차측) 전압이 양의 값이 되어, vac1의 값이 양의 값이고 vac2의 값이 음의 값인 상태에서, S1, D1, S4, D4의 온/오프 상태에 따른 동작 특성을 나타낸다. 도 5의 (a)는 S1, S4가 온 이고, D1, D4가 오프인 상태를 나타낸다. 이때, iac1은 vac1 전압으로부터 출력되는 방향으로 증가하며 흐르고, iac2는 vac2 전압으로 입력되는 방향으로 감소하며 흐른다. 한편, C1, C2는 모두 방전 상태가 된다. 도 5의 (b)는 D1, D4가 온 이고, S1, S4가 오프인 상태를 나타낸다. 이때, iac1은 vac1 전압으로부터 출력되는 방향으로 감소하고, iac2는 vac2 전압으로 입력되는 방향으로 감소한다. 한편, C1, C2는 모두 충전 상태가 된다. 도 5의 (c)는 S1, D4가 온 이고, D1, S4가 오프인 상태를 나타낸다. 이때, iac1은 vac1 전압으로부터 출력되는 방향으로 증가하고, iac2는 vac2 전압으로 입력되는 방향으로 감소한다. 한편, C1은 방전 상태가 되고, C2는 충전 상태가 된다. 도 5의 (d)는 D1, S4가 온 상태이고, S1, D4가 오프 상태를 나타낸다. 이때, iac1은 vac1 전압으로부터 출력되는 방향으로 감소하고, iac2는 vac2 전압으로 입력되는 방향으로 증가한다. 이때, iac1은 vac1 전압으로부터 출력되는 방향으로 감소하고, iac2는 vac 전압으로 입력되는 방향으로 증가한다. 한편, C1은 충전 상태가 되고, C2는 방전 상태가 된다.(A) in FIG. 5 - (d) is AC portion (transformer primary side) is that the voltage is positive, v, and the value is a positive value of ac1 v from the value of the state of the value of the negative ac2, S 1, D 1 , S 4 , and D 4 , respectively. 5 (a) shows a state in which S 1 and S 4 are on and D 1 and D 4 are off. At this time, i ac1 increases in a direction output from the voltage v ac1 , and i ac2 decreases in a direction of input to the voltage v ac2 . On the other hand, both of C 1 and C 2 are in the discharge state. FIG. 5B shows a state in which D 1 and D 4 are on and S 1 and S 4 are off. At this time, i ac1 decreases in the direction output from the voltage v ac1 , and i ac2 decreases in the direction input to the voltage v ac2 . On the other hand, C 1 and C 2 are all in a charged state. FIG. 5C shows a state in which S 1 and D 4 are on and D 1 and S 4 are off. At this time, i ac1 increases in a direction output from the voltage v ac1 , and i ac2 decreases in a direction input to the voltage v ac2 . On the other hand, C 1 is in a discharged state and C 2 is in a charged state. 5D shows that D 1 and S 4 are on and S 1 and D 4 are off. At this time, i ac1 decreases in the direction output from the voltage v ac1 , and i ac2 increases in the direction input to the voltage v ac2 . At this time, i ac1 decreases in the direction output from the voltage v ac1 , and i ac2 increases in the direction input to the voltage v ac . On the other hand, C 1 becomes a charged state and C 2 becomes a discharged state.

AC부 전압이 양의 값일 때 인터리브드 듀얼-벅 컨버터의 동작을 정리하면, L1 전류는 vac1 전압으로부터 항상 출력되는 방향으로 흐르고, L4 전류는 vac2 전압에서 항상 입력되는 방향으로 흐르는 것을 알 수 있다. 또한, 도 5의 (a), (c)에서 S1이 온 상태이면, C1이 방전 상태가 된다. 도 5의 (b), (d)에서 S1이 오프 상태이면, C1이 충전 상태가 된다. 이러한 결과로부터 AC부 전압이 양의 값일 때 S1을 이용하여 C1 전압을 제어할 수 있고, S4를 이용하여 C2 전압을 제어할 수 있음을 알 수 있다. 따라서 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터와 달리 인터리브드 듀얼-벅 컨버터는 양의 반 주기 동안 C1, C2 전압을 모두 제어할 수 있음을 보여주고 있다. When the AC negative voltage is a positive value, the operation of the interleaved dual-buck converter is summarized as follows: L 1 current flows in the direction always output from the voltage v ac1 and L 4 current flows in the direction always inputted from the voltage v ac2 Able to know. 5 (a) and 5 (c), when S 1 is in an on state, C 1 is in a discharge state. In (b) and (d) of FIG. 5, when S 1 is off, C 1 is in a charged state. From these results, it can be seen that when the AC negative voltage is a positive value, the voltage of C 1 can be controlled using S 1 , and the voltage of C 2 can be controlled using S 4 . Thus, unlike a dual-buck half-bridge converter, an interleaved dual-buck converter can control both C 1 and C 2 voltages during a positive half-cycle.

아래는 AC부 전압이 양의 값인 상태에서 S2, D2, S3, D3의 온/오프 상태에 따른 동작 특성을 나타낸다. 도 5의 (e)는 S2, S3가 온 이고, D2, D3가 오프인 상태를 나타낸다. 이때, iac1은 vac1 전압으로 입력되는 방향으로 증가하며 흐르고, iac2는 vac2 전압으로부터 출력되는 방향으로 증가하며 흐른다. 한편, C1, C2는 모두 방전 상태가 된다. 도 5의 (g)는 S2, D3가 온 상태이고, D2, S3가 오프 상태가 된다. 도 5의 (h)는 D2, S3가 온 이고, S2, D3가 오프인 상태를 나타낸다. 이때, iac1은 vac1 전압으로 입력되는 방향으로 감소하며 흐르고, iac2는 vac 전압으로부터 출력되는 방향으로 증가하며 흐른다. 한편, C1은 방전 상태가 되고, C2는 충전 상태가 된다.The following shows the operating characteristics according to the on / off states of S 2 , D 2 , S 3 , and D 3 with the AC negative voltage being a positive value. FIG. 5E shows a state in which S 2 and S 3 are on, and D 2 and D 3 are off. At this time, i ac1 increases in the direction of input to the voltage of v ac1 , and i ac2 increases in the direction of output from the voltage of v ac2 . On the other hand, both of C 1 and C 2 are in the discharge state. In FIG. 5 (g), S 2 and D 3 are on, and D 2 and S 3 are off. 5 (h) shows a state in which D 2 and S 3 are on and S 2 and D 3 are off. At this time, i ac1 decreases in the direction of input to the voltage v ac1 , and i ac2 increases in the direction output from the voltage v ac . On the other hand, C 1 is in a discharged state and C 2 is in a charged state.

AC부 전압이 음의 값일 때 인터리브드 듀얼-벅 컨버터의 동작을 정리하면 L2 전류는 vac1 전압으로 항상 입력되는 방향으로 흐르고, L3 전류는 vac2 전압으로부터 항상 출력되는 방향으로 흐르는 것을 알 수 있다. 또한, 도 5의 (e), (g)에서 S2가 온 이면 C2가 방전 상태가 되고, 도 5의 (f), (h)에서 S2가 오프인 상태이면 C1이 방전 상태가 된다. 이와 유사하게, 도 5의 (e), (h)에서 S3이 온 이면 C1이 방전인 상태가 되고, 도 5의 (f), (g)에서 S3이 오프인 상태이면 C1이 충전 상태가 된다. 이러한 결과로부터 AC부 전압이 음의 값일 때 S2에 의하여 C2 전압을 제어할 수 있고, S3에 의하여 C1 전압을 제어할 수 있음을 알 수 있다. 따라서 인터리브드 듀얼-벅 컨버터(400)의 음의 반 주기 동안 C1, C2 전압을 모두 제어할 수 있음을 보여주고 있다.When the AC negative voltage is negative, the operation of the interleaved dual-buck converter is summarized as follows. L 2 current flows in the direction of always entering the voltage of v ac1 , and L 3 current flows in the direction of always output from the voltage of v ac2 . 5 (e) and 5 (g), C 2 is in the discharge state when S 2 is on and C 1 is in the discharge state when S 2 is off in FIGS. 5 (f) do. Similarly, also in the 5 (e), when the S 3 from (h), and the condition C 1 is discharged, when the S 3 is turned off at (f), (g) of Figure 5 is C 1 The battery is in a charged state. From these results, it can be seen that the C 2 voltage can be controlled by S 2 when the AC negative voltage is negative, and the C 1 voltage can be controlled by S 3 . Thus, it is shown that both the C 1 and C 2 voltages can be controlled during the negative half period of the interleaved dual-buck converter 400.

도 5의 동작 특성 해석으로부터 인터리브드 듀얼-벅 컨버터(400)는 AC부 전압 한 주기 동안 C1, C2 전압을 모두 제어할 수 있음을 알 수 있다. 또한 변압기의 1차 권선, 2차 권선 및 3차 권선의 권선비(Turn Ratio)는 1:1:1이면, 변압기 2차측 두 상의 전류는 변압기 1차측 전류와 같으므로 한 상의 용량을 반으로 줄일 수 있는 것을 알 수 있다.5, it can be seen that the interleaved dual-buck converter 400 can control both the C 1 and C 2 voltages during one cycle of the AC negative voltage. Also, if the turn ratio of the primary, secondary, and tertiary windings of the transformer is 1: 1: 1, the current on the secondary side of the transformer is the same as the primary side current of the transformer. .

도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 인터리브드 듀얼-벅 컨버터의 제어부의 블럭도이다. 제어부(450)는 PLL(610), 제1 감산기(620), 제2 감산기(620), 제3 감산기(620), 제4 감산기(620), 제1 전압제어기(630), 제2 전압제어기(630), 제1 곱셈기(640), 제2 곱셈기(640), 제1 전류제어기(650), 제2 전류제어기(650), 제1 스위치(660), 제2 스위치(660), 제3 스위치(660), 제1 인버터(670), 제2 인버터(670), 제3 인버터(670), 제4 인버터(670), 제1 비교기(680) 제2 비교기(680), 제3 비교기(680) 및 제4 비교기(680)를 포함한다.6 is a block diagram of a controller of an interleaved dual-buck converter in accordance with an embodiment of the present invention. The controller 450 includes a PLL 610, a first subtractor 620, a second subtractor 620, a third subtractor 620, a fourth subtractor 620, a first voltage controller 630, The second switch 660, the first multiplier 640, the second multiplier 640, the first current controller 650, the second current controller 650, the first switch 660, the second switch 660, A first comparator 680, a second comparator 680, and a third comparator 670. The switch 660, the first inverter 670, the second inverter 670, the third inverter 670, the fourth inverter 670, 680 and a fourth comparator 680.

PLL(610)는 AC부 전압(Vac)의 위상과 인터리브드 듀얼-벅 컨버터(400)에 공급하는 교류 내부 전원(|Vac|sinωt)의 위상을 서로 일치시킨다. 즉, PLL(610)는 인터리브드 듀얼-벅 컨버터(400) 내부에서 발생하는 지연으로 인한 AC부 전압(Vac)과의 위상차이를 보상하여 정확한 위상 제어를 할 수 있도록 한다. 제1 스위치(660), 제2 스위치(660) 및 제3 스위치(660)는 Vac의 값이 양인 경우 1 번 단자로 연결되고, 음인 경우 2의 단자로 연결된다.The PLL 610 causes the phases of the AC negative voltage V ac and the phases of the AC internal power supply V ac | sin? T to be supplied to the interleaved dual-buck converter 400 to match each other. That is, the PLL 610 compensates for the phase difference between the AC negative voltage (V ac ) due to the delay generated in the interleaved dual-buck converter (400) to perform accurate phase control. The first switch 660, the second switch 660, and the third switch 660 are connected to the first terminal when the value of V ac is positive, and to the terminal of 2 when negative.

제1 감산기(620)는 양의 단자로 기준 직류 전압(VdcT *)이 입력되는데, 기준 직류 전압값은 Vdc의 절반에 해당하는 값으로 정한다. 제1 감산기(620)의 음의 단자는 VdcT에 연결된다. 제1 감산기(620)는 VdcT *와 VdcT의 차이를 계산하여 결과값을 제1 전압제어기(630)에 전달한다.The first subtractor 620 receives the reference DC voltage V dcT * as a positive terminal, and the reference DC voltage value is set to a value corresponding to half of V dc . The negative terminal of the first subtractor 620 is connected to V dcT . The first subtracter 620 calculates the difference between V dcT * and V dcT and delivers the result to the first voltage controller 630.

제2 감산기(620)는 양의 단자로 기준 직류 전압(VdcB *)이 입력되는데, 기준 직류 전압값은 Vdc의 절반에 해당하는 값으로 정한다. 제2 감산기(620)는 음의 단자로 VdcB에 연결된다. 제2 감산기(620)는 VdcB *와 VdcB의 차이를 제2 전압제어기(630)에 전달한다.The second subtractor 620 receives the reference DC voltage V dcB * as a positive terminal, and the reference DC voltage value is set to a value corresponding to half of V dc . The second subtractor 620 is connected to V dcB as a negative terminal. The second subtractor 620 transfers the difference between V dcB * and V dcB to the second voltage controller 630.

제1 전압제어기(630)는 PI 제어(Proportional-Integral Control)를 수행하며, 제1 전압제어기(630)의 오차값의 크기에 비례하는 제어작용 및 제1 전압제어기(630)의 오차값의 적분에 비례하는 제어작용을 함으로써 정상상태(Steady-state) 오차를 줄여주는 작용을 한다. 제1 전압제어기(630)의 출력은 인덕터에 흐르는 전류의 피크치(IpkT *)가 된다.The first voltage controller 630 performs PI control (Proportional-Integral Control) and performs a control operation proportional to the magnitude of the error value of the first voltage controller 630 and an integration of the error value of the first voltage controller 630 And a steady-state error is reduced by performing a control operation proportional to the steady state. The output of the first voltage controller 630 becomes the peak value I pkT * of the current flowing in the inductor.

제2 전압제어기(630)는 PI 제어를 수행하며 제1 전압제어기(630)의 오차값의 크기에 비례하는 제어작용 및 제1 전압제어기(630)의 오차값의 적분에 비례하는 제어작용을 함으로써 정상상태(Steady-state) 오차를 줄여주는 작용을 한다. 제1 전압제어기(630)의 출력은 인덕터에 흐르는 전류의 피크치(IpkB *)가 된다.The second voltage controller 630 performs the PI control and performs a control operation proportional to the magnitude of the error value of the first voltage controller 630 and proportional to the integration of the error value of the first voltage controller 630 It works to reduce the steady-state error. The output of the first voltage controller 630 becomes the peak value I pkB * of the current flowing in the inductor.

제1 곱셈기(640)는 제1 전압제어기(630)의 출력(IpkT *)과 교류 내부 전원(sinωt)을 입력받아 곱한다. 즉, 제1 곱셈기(640)는 IpkT *에 sinωt를 곱하여 IacT *를 출력한다. IacT *는 2차 권선에서 유도되는 vac1의 기준 전류이고, 제1 스위치(660)를 거쳐 제3 감산기(620)에 전달된다.The first multiplier 640 receives and multiplies the output I pkT * of the first voltage controller 630 and the AC internal power source sin ωt . That is, the first multiplier 640 and outputs the multiplied I acT * sinωt I in pkT *. I acT * is the reference current of v ac1 derived from the secondary winding, and is transmitted to the third subtracter 620 via the first switch 660.

제2 곱셈기(640)는 제2 전압제어기(630)의 출력(IpkB *)과 교류 내부 전원(sinωt)을 입력받아 곱한다. 즉, 제2 곱셈기(640)는 IpkB *에 sinωt를 곱하여 IacB *를 출력한다. IacB *는 3차 권선에서 유도되는 vac2의 기준 전류이고, 제1 스위치(660)를 거쳐 제4 감산기(620)에 전달된다.The second multiplier 640 receives and multiplies the output I pkB * of the second voltage controller 630 and the AC internal power source sin ωt. That is, the second multiplier 640 multiplies I pkB * by sin? T and outputs I acB * . I acB * is the reference current of v ac2 derived from the tertiary winding, and is transmitted to the fourth subtracter 620 via the first switch 660.

제3 감산기(620)는, Vac가 양인 경우, 양의 단자가 제1 스위치(660)의 1 번 단자에 연결되어 iacT *를 입력받는다. 반면에 Vac가 음인 경우 제1 스위치(660)의 2 번 단자에 연결되어 iacB *를 입력받는다. 제3 감산기(620)는 음의 단자로 iac1를 입력받는다. 제3 감산기(620)는 iacT * 또는 iacB * 와 iac1의 차이를 전류제어기(650)에 전달한다.When V ac is positive, the third subtracter 620 receives a positive terminal connected to the first terminal of the first switch 660 and receives i acT * . On the other hand, when V ac is negative, it is connected to the second terminal of the first switch 660 and receives i acB * . The third subtracter 620 receives i ac1 as a negative terminal. The third subtractor 620 transfers the difference between i acT * or i acB * and i ac1 to the current controller 650.

제4 감산기(620)는, Vac가 양인 경우, 양의 단자가 제1 스위치(660)의 1 번 단자에 연결되어 iacB * 를 입력받고 제2 인버터(670)를 거쳐 반전된 신호가 입력된다. 반면에 Vac가 음인 경우 제1 스위치(660)의 2 번 단자에 연결되어 iacT * 를 입력받고 제1 인버터(670)를 거쳐 반전된 신호를 입력받는다. 제4 감산기(620)는 음의 단자로 iac2를 입력받는다. 제4 감산기(620)는 iacT * 또는 iacB * 와 iac2의 차이를 전류제어기(650)에 전달한다.A fourth subtractor 620, V if ac is positive, the positive terminal is first connected to a first terminal of the switch (660) i acB * is an inverted signal being input a via a second inverter (670) input do. On the other hand, when V ac is negative, it is connected to the second terminal of the first switch 660 and receives the inverted signal through the first inverter 670 after receiving i acT * . The fourth subtracter 620 receives i ac2 as a negative terminal. The fourth subtractor 620 transfers the difference between i acT * or i acB * and i ac2 to the current controller 650.

제1 전류제어기(650)는 제3 감산기(620)의 오차값의 크기에 비례하는 제어작용 및 제3 감산기(620)의 오차값의 적분에 비례하는 제어작용을 함으로써 정상상태 오차를 줄여주는 작용을 한다. 제1 전류제어기(650)의 출력값은 -1과 1 사이의 유리수로 듀티를 제어하는 신호를 제2 스위치(660)를 거쳐서 제1 비교기(680) 또는 제2 비교기(680)에 전달한다.The first current controller 650 performs a control operation proportional to the magnitude of the error value of the third subtractor 620 and a control action proportional to the integration of the error value of the third subtractor 620, . The output of the first current controller 650 transfers a signal for controlling the duty to a first comparator 680 or a second comparator 680 via the second switch 660 in a rational number between -1 and 1.

제1 전류제어기(650)는 iacT * 또는 iacB *와 iac1의 차이를 줄이는 제어를 수행한다. 여기서 iacT * 또는 iacB *는 PLL(610)에 의하여 Vac와 동기화되어 있는 sinωt로부터 생성된 신호이다. 제1 전류제어기(650)는 iacT * 또는 iacB *와 iac1의 차이를 줄이는 제어를 통하여 Vac와 iac1 *를 동기화한다. 따라서 제1 전류제어기(650)는 PFC 동작을 수행하는 것이다.The first current controller 650 may be coupled to the < RTI ID = 0.0 > Controls to reduce the difference between i acB * and i ac1 . Where i acT * or i acB * is a signal generated from sin? t synchronized with V ac by the PLL 610. The first current controller 650 may be coupled to the < RTI ID = 0.0 > Synchronize V ac and i ac1 * through control to reduce the difference between i acB * and i ac1 . Accordingly, the first current controller 650 performs the PFC operation.

제2 전류제어기(650)는 iacT *를 입력받아 제1 인버터(660)를 거쳐 반전된 전류 또는 iacB *를 입력받아 제2 인버터(660를 거쳐 반전된 전류와 iac2의 차이를 줄이는 제어를 수행한다. 여기서 iacT * 또는 iacB *는 Vac와 동기화되어 있는 sinωt로부터 PLL(610)가 생성한 신호이다. 제2 전류제어기(650)는 iacT *를 입력받아 제1 인버터(660)를 거쳐 반전된 전류 또는 iacB *를 입력받아 제2 인버터(660)를 거쳐 반전된 전류와 iac2의 차이를 줄이는 제어를 통하여 Vac와 iac2 *를 동기화한다. 따라서 제2 전류제어기(650)는 PFC 동작을 수행한다.The second current controller 650 receives i acT * and outputs the inverted current or i accept acB * Inverted by the second inverter 660 And controls to reduce the difference between current and i ac2 . Where i acT * or i acB * is a signal generated by PLL 610 from sin? t synchronized with V ac . A second current controller 650 is an inverted current i receives the * acT through the first inverter 660, or i accept acB * Inverted by the second inverter 660 V ac and i ac2 * are synchronized by controlling the difference between current and i ac2 . Accordingly, the second current controller 650 performs the PFC operation.

AC부 전압이 양의 값인 경우, 제1 비교기(680)의 양의 단자는 제2 스위치(360)의 1번 단자인 제1 전류제어기(650)의 -1과 1 사이의 출력 전압을 입력받고, 음의 단자는 -1과 1사이의 크기를 갖는 삼각파의 전압을 입력받는다. 제1 비교기(680)는 제1 전류제어기(650)의 출력 전압값과 삼각파의 출력 전압값을 비교하고, 출력 전압을 도 4의 S1에 공급한다.When the AC negative voltage is a positive value, the positive terminal of the first comparator 680 receives the output voltage between -1 and 1 of the first current controller 650, which is the first terminal of the second switch 360 , And the negative terminal receives the voltage of the triangular wave having a magnitude between -1 and 1. The first comparator 680 compares the output voltage value of the output voltage value with the triangular wave of the first current controller 650, and supplies an output voltage to S 1 in Fig.

AC부 전압이 음의 값인 경우, 제2 비교기(680)의 양의 단자는 제2 스위치(660)의 2 번 단자인 제1 전류제어기(650)의 출력에 연결되어, 제1 전류제어기(650)의 출력을 반전하는 제3 인버터(670)의 출력을 입력받는다. 제2 비교기(680)의 음의 단자는 -1과 1사이의 크기를 갖는 삼각파의 전압을 입력받는다. 제2 비교기(680)의 제3 인버터(670)의 출력 전압값과 삼각파의 출력 전압값을 비교하고, 출력 전압을 도 4의 S2에 공급한다.When the AC negative voltage is negative, the positive terminal of the second comparator 680 is connected to the output of the first current controller 650, which is the second terminal of the second switch 660, and the first current controller 650 The output of the third inverter 670 is inverted. The negative terminal of the second comparator 680 receives the voltage of the triangular wave having a magnitude between -1 and 1. The output voltage value of the third inverter 670 of the second comparator 680 is compared with the output voltage value of the triangular wave, and the output voltage is supplied to S 2 of FIG.

AC부 전압이 음의 값인 경우, 제3 비교기(680)의 양의 단자는 제3 스위치(360)의 2 번 단자인 제2 전류제어기(650)의 -1과 1 사이의 출력 전압을 입력받고, 음의 단자는 -1과 1사이의 크기를 갖는 삼각파의 전압을 입력받는다. 제3 비교기(680)의 제2 전류제어기(650)의 출력 전압값과 삼각파의 출력 전압값을 비교하고, 출력 전압을 도 4의 S3에 공급한다.When the AC negative voltage is a negative value, the positive terminal of the third comparator 680 receives the output voltage between -1 and 1 of the second current controller 650, which is the second terminal of the third switch 360 , And the negative terminal receives the voltage of the triangular wave having a magnitude between -1 and 1. The output voltage value of the second current controller 650 of the third comparator 680 is compared with the output voltage value of the triangular wave, and the output voltage is supplied to S 3 of FIG.

AC부 전압이 양의 값인 경우, 제4 비교기(680)의 양의 단자는 제3 스위치(660)의 1번 단자인 제2 전류제어기(650)의 출력에 연결되어, 제2 전류제어기(650)의 출력을 반전하는 제4 인버터(670)의 출력을 입력받는다. 제4 비교기(680)의 음의 단자는 -1과 1사이의 크기를 갖는 삼각파의 전압을 입력받는다. 제4 비교기(680)는 제4 인버터(670)의 출력 전압값과 삼각파의 출력 전압값을 비교하고, 출력 전압을 도 4의 S4에 공급한다.When the AC negative voltage is a positive value, the positive terminal of the fourth comparator 680 is connected to the output of the second current controller 650, which is the first terminal of the third switch 660, and the second current controller 650 And the output of the fourth inverter 670 is inverted. The negative terminal of the fourth comparator 680 receives the voltage of the triangular wave having a magnitude between -1 and 1. The fourth comparator 680 compares the output voltage value of the triangular wave with the output voltage value of the fourth inverter 670, and supplies the output voltage to S 4 of FIG.

도 1 및 도 4의 회로의 동작 특성 해석을 위하여 시뮬레이션을 수행하였다. 시뮬레이션에는 PSIM 툴(Tool)을 이용하고, 회로 제어로는 도 3 및 도 6에 나타나 있는 제어부(120, 450)를 이용한다. Simulations were performed to analyze the operating characteristics of the circuits of FIGS. 1 and 4. A PSIM tool is used for the simulation, and the controllers 120 and 450 shown in FIG. 3 and FIG. 6 are used for the circuit control.

도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 시뮬레이션 파라미터를 도시한다. 인터리브드 듀얼-벅 컨버터(400)는 AC부의 전압이 220 Vrms이고, DC부의 전압이 700 V이다. 용량은 4.9 kW이다. L1, L2, L3 및 L4 값이 각각 1 mH이고, C1, C2 값이 5000 μF이다. 변압기의 1차 권선, 2차 권선 및 3차 권선의 권선비(Turn Ratio)는 1:1:1이고, 스위칭 주파수는 50 kHz이다.Figure 7 illustrates simulation parameters in accordance with an embodiment of the present invention. The interleaved dual-buck converter 400 has a voltage of the AC portion of 220 Vrms and a voltage of the DC portion of 700 V. The capacity is 4.9 kW. L 1 , L 2 , L 3 and L 4 Values of 1 mH each, and C 1 , C 2 The value is 5000 μF. The turn ratio of the primary, secondary, and tertiary windings of the transformer is 1: 1: 1 and the switching frequency is 50 kHz.

도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터의 AC부 전압과 전류 및 L1과 L2의 전류 관계를 도시한다. 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터(100)는 vac 전압이 양의 값일 때 S1 온/오프 동작으로 인하여 L1에 전류가 증감하며 흐르게 되고, vac 전압이 음의 값일 때 S2 온/오프 동작으로 인하여 L2에 전류가 증감하며 흐르게 된다. 이때, iac는 L1, L2 전류의 한 주기 동안의 합이 되고, L1, L2의 전류 피크값은 iac와 같은 것을 알 수 있다.8 shows the current relationship between the AC negative voltage and current and L 1 and L 2 of a dual-buck half-bridge converter according to an embodiment of the present invention. Dual-buck half-bridge converter 100 v ac voltage is positive due to the S 1 ON / OFF operation flows, and the current is increased or decreased to L 1 when the value of a, v when the ac voltage is negative value of S 2 on / off Due to the operation, the current flows to L 2 with increasing or decreasing. At this time, i ac is the sum of one period of L 1 and L 2 currents, and the current peak value of L 1 and L 2 is equal to i ac .

도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터의 AC부 전압 및 DC부 전압 관계를 도시한다. 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터(100)는 vac 전압이 양의 값일 때, S1 온/오프 동작으로 인하여 C1 전압(VdcT)을 제어하고, C2 전압(VdcB)은 계속 방전하는 것을 알 수 있다. 반대로, 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터(100)는 vac 전압이 음의 값일 때, S2 온/오프 동작으로 인하여 C2 전압을 제어하고, C1 전압은 계속 방전하는 것을 알 수 있다. 이때, DC부(Vdc)는 C1 전압과 C2 전압의 합으로 나타난다.Figure 9 illustrates the AC negative and DC negative voltage relationships of a dual-buck half-bridge converter in accordance with an embodiment of the present invention. The dual-buck half-bridge converter 100 controls the C 1 voltage (V dcT ) due to the S 1 on / off operation and the C 2 voltage (V dcB ) continuously discharges when the v ac voltage is a positive value . Conversely, it can be seen that the dual-buck half-bridge converter 100 controls the C 2 voltage due to the S 2 on / off operation and the C 1 voltage continues to discharge when the v ac voltage is negative. At this time, the DC portion (V dc ) is represented by the sum of the C 1 voltage and the C 2 voltage.

도 8 및 도 9로부터 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터(100)는 PFC 제어와 AC부로부터 DC부 전압으로 정류, 승압을 할 수 있지만 AC부 전류가 반주기 동안의 L1, L2 전류와 같고, C1, C2 전압 중 한 가지 전압만 제어 가능하다는 것을 알 수 있다.8 and 9, the dual-buck half-bridge converter 100 can perform the PFC control and the rectifying and boosting from the AC part to the DC negative voltage, but the AC part current is equal to the L 1 and L 2 current for half a period, It can be seen that only one of the C 1 and C 2 voltages is controllable.

도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 인터리브드 듀얼-벅 컨버터의 AC부 전압과 전류 및 L1과 L2의 전류 관계를 도시한다. 인터리브드 듀얼-벅 컨버터(400)는 vac 전압이 양의 값일 때 vac1 전압 또한 양의 값인 것을 알 수 있고, S1의 온/오프 동작으로 인하여 L1에 전류가 증감하며 흐르게 된다. 인터리브드 듀얼-벅 컨버터(400)는 vac 전압이 음의 값일 때 vac1 전압도 음의 값이고, S2의 온/오프 동작으로 인하여 L2에 전류가 증감하며 흐르게 된다. 이때, iac1은 L1, L2 전류의 한 주기 동안의 합이 되고, L1, L2의 전류 피크값은 iac의 반인 것을 알 수 있다. 그 이유는 AC부 전압과 반전되어 있는 vac2에서 iac는 반으로 흐르고 있기 때문이다.10 illustrates the current relationship between the AC negative voltage and current and L 1 and L 2 of an interleaved dual-buck converter according to an embodiment of the present invention. When the v ac voltage is positive, the interleaved dual-buck converter 400 can see that the voltage v ac1 is also a positive value, and the current flows to and flows through L 1 due to the on / off operation of S 1 . The interleaved dual-buck converter 400 has a negative value of v ac1 when the v ac voltage is a negative value, and the current flows to the L 2 due to the on / off operation of S 2 . At this time, i ac1 is the sum of one period of L 1 and L 2 currents, and the current peak value of L 1 and L 2 is half of i ac . Because i ac flows in half from v ac2 is inverted to AC voltage parts.

도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 인터리브드 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터의 AC부 전압, 전류, vac2 전압, 전류, L3 및 L4의 전류 관계를 도시한다. 인터리브드 듀얼-벅 컨버터(400)는 vac 전압이 양의 값일 때 vac2 전압은 음의 값인 것을 알 수 있다. S4의 온/오프 동작으로 인하여 L4에 전류가 흐르게 되고, vac 전압이 음의 값일 때 vac 전압은 양의 값이 S3의 온/오프 동작으로 인하여 L3에 전류가 흐르게 된다. 이때, iac2는 L3, L4 전류의 한 주기 동안의 합이 되고, L3, L4의 전류 피크값은 iac의 반인 것을 알 수 있다. 그 이유는 AC부 전압과 동상인 vac1에서 iac의 반이 흐르고 있기 때문이다.11 shows current relationships of AC negative voltage, current, v ac2 voltage, current, L 3 and L 4 of an interleaved dual-buck half-bridge converter according to an embodiment of the present invention. The interleaved dual-buck converter 400 can see that the v ac2 voltage is a negative value when the v ac voltage is a positive value. The on / off operation of S 4 causes a current to flow through L 4 , and when the v ac voltage is negative, the v ac voltage flows to L 3 due to the on / off operation of the positive value S 3 . At this time, i ac2 is L 3, and the sum of the current for a period of 4 L, the current peak value of L 3, L 4 it can be seen that half of the ac i. This is because half of i ac is flowing from v ac1, which is in phase with the AC negative voltage.

도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 인터리브드 듀얼-벅 하프-브리지 컨버터의 AC부 전압 및 DC부 전압 관계를 도시한다. 인터리브드 듀얼-벅 컨버터(400)는 vac 전압이 양의 값일 때 S1, S4는 온/오프 동작으로 인하여 각각 C1 전압, C2 전압을 제어한다. 반대로, vac 전압이 음의 값일 때 S2, S3은 온/오프 동작으로 인하여 각각 C2 전압, C1 전압을 제어한다. DC부 전압은 C1 전압과 C2 전압의 합이다. 도 9에서 나타난 C1 전압과 C2 전압과 다르게 한 주기 동안 항상 방전하는 구간이 없이 모든 구간에서 제어되고 있음을 알 수 있다.12 illustrates the AC negative voltage and DC negative voltage relationships of an interleaved dual-buck half-bridge converter according to an embodiment of the present invention. The interleaved dual-buck converter 400 controls the C 1 voltage and the C 2 voltage, respectively, due to on / off operations S 1 and S 4 when the v ac voltage is a positive value. Conversely, when the ac voltage is negative, S 2 and S 3 control the C 2 voltage and C 1 voltage, respectively, due to on / off operation. The DC negative voltage is the sum of the C 1 voltage and the C 2 voltage. It can be seen that it is controlled in all the sections without the period of always discharging during one period different from the C 1 voltage and the C 2 voltage shown in FIG.

도 10, 도 11 및 도 12로부터, 본 실시예에 따른 인터리브드 듀얼-벅 컨버터(400)는 PFC 제어와 AC부 전압에서 DC부 전압으로 정류 및 승압은 물론이고, L1, L2, L3 및 L4 전류가 AC부 전류의 반으로 흐르기 때문에 용량 증대에 용이한 것을 알 수 있다. 뿐만 아니라, 전 구간에서 C1 및 C2의 전압을 제어할 수 있는 장점을 갖는다.10, 11 and from the Figure 12, an interleaved dual according to the embodiment buck converter 400 is a rectified and boosted to a DC negative voltage from the PFC control and AC negative voltage, of course, L 1, L 2, L 3 and L 4 current flows in half of the AC sub-current, it is easy to increase the capacity. In addition, C 1 And the voltage of C 2 can be controlled.

이상의 설명은 본 실시예의 기술 사상을 예시적으로 설명한 것에 불과한 것으로서, 본 실시예가 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 본 실시예의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 다양한 수정 및 변형이 가능할 것이다. 따라서, 본 실시예들은 본 실시예의 기술 사상을 한정하기 위한 것이 아니라 설명하기 위한 것이고, 이러한 실시예에 의하여 본 실시예의 기술 사상의 범위가 한정되는 것은 아니다. 본 실시예의 보호 범위는 아래의 청구범위에 의하여 해석되어야 하며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 기술 사상은 본 실시예의 권리범위에 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다.The foregoing description is merely illustrative of the technical idea of the present embodiment, and various modifications and changes may be made to those skilled in the art without departing from the essential characteristics of the embodiments. Therefore, the present embodiments are to be construed as illustrative rather than restrictive, and the scope of the technical idea of the present embodiment is not limited by these embodiments. The scope of protection of the present embodiment should be construed according to the following claims, and all technical ideas within the scope of equivalents thereof should be construed as being included in the scope of the present invention.

120, 450: 제어부 110, 440: 레그부
310, 610: PLL 320: 감산기
330: 전압제어기 340: 곱셈기
350: 전류제어기 360: 스위치
370: 인버터 380: 비교기
420: 변압기 422: 1차 권선
424: 변압기 코어 426: 2차 권선
428: 3차 권선120, 450: control unit 110, 440:
310, 610: PLL 320:
330: Voltage controller 340: Multiplier
350: current controller 360: switch
370: inverter 380: comparator
420: transformer 422: primary winding
424: transformer core 426: secondary winding
428: Third winding

Claims (13)

교류전압(Vac)을 인가받는 1차 권선, 상기 1차 권선으로부터 유도되어 제1 유도전압(vac1) 및 제2 유도전압(vac2)을 각각 생성하는 2차 권선 및 3차 권선을 포함하는 변압기;
상기 2차 권선 일단에 병렬 연결되어 제1 링크전압과 제2 링크전압을 각각 발생하는 제1 인덕터(L1)와 제2 인덕터(L2) 및 상기 3차 권선의 일단에 병렬 연결되어 제3 링크전압과 제4 링크전압을 발생하는 제3 인덕터(L3) 및 제4 인덕터(L4)를 포함하는 인덕터그룹;
상기 제1 인덕터, 상기 제2 인덕터, 상기 제3 인덕터 및 상기 제4 인덕터의 타단과 연결되어 각각으로부터 상기 제1 링크전압, 상기 제2 링크전압, 상기 제3 링크전압 및 상기 제4 링크전압을 입력받아 서로 다른 컨버팅전압을 발생하는 제1 컨버터, 제2 컨버터, 제3 컨버터 및 제4 컨버터를 포함하는 레그부;
상기 레그부로부터 상기 서로 다른 컨버팅전압을 제공받아 충방전을 수행하는 캐패시터그룹; 및
상기 캐패시터그룹의 상기 충방전을 위하여 상기 레그부의 스위칭을 제어하는 제어신호를 생성하는 제어부
를 포함하되,
상기 제1 컨버터, 상기 제2 컨버터, 상기 제3 컨버터 및 상기 제4 컨버터는 각각 제1 다이오드(D1)와 제1 스위치(S1), 제2 다이오드(D2)와 제2 스위치(S2), 제3 다이오드(D3)와 제3 스위치(S3), 제4 다이오드(D4)와 제4 스위치(S4)를 포함하고, 상기 제1 다이오드는 상기 제1 인덕터와 상기 제1 스위치가 연결되는 제1 노드와 부하의 양의 단자에 연결되고, 상기 제2 다이오드는 상기 제2 인덕터와 상기 제2 스위치가 연결되는 제2 노드와 상기 부하의 음의 단자에 연결되고, 상기 제3 다이오드는 상기 제3 인덕터와 상기 제3 스위치가 연결되는 제3 노드와 상기 부하의 양의 단자에 연결되고, 상기 제4 다이오드는 상기 제4 인덕터와 상기 제4 스위치가 연결되는 제4 노드와 상기 부하의 음의 단자에 연결되며, 상기 제1 스위치의 타단과 상기 제3 스위치의 타단은 상기 부하의 음의 단자에 연결되고, 상기 제2 스위치의 타단과 상기 제4 스위치의 타단은 상기 부하의 양의 단자에 연결되는 것을 특징으로 하는 인터리브드 듀얼-벅 컨버터.A primary winding to which an AC voltage V ac is applied, a secondary winding and a tertiary winding derived from the primary winding to generate a first induced voltage v ac1 and a second induced voltage v ac2 , respectively Transformer;
A first inductor L 1 and a second inductor L 2 connected in parallel at one end of the secondary winding to generate a first link voltage and a second link voltage, An inductor group including a third inductor (L 3 ) and a fourth inductor (L 4 ) generating a link voltage and a fourth link voltage;
Wherein the first inductor, the second inductor, the third inductor, and the fourth inductor are connected to each other to output the first link voltage, the second link voltage, the third link voltage, A leg portion including a first converter, a second converter, a third converter, and a fourth converter for receiving and generating different converting voltages;
A capacitor group for receiving the different converting voltages from the leg portion to perform charging and discharging; And
A control unit for generating a control signal for controlling switching of the leg unit for charging / discharging the capacitor group,
, ≪ / RTI &
The first converter, the second converter, the third converter and the fourth converter are respectively connected to a first diode D 1 and a first switch S 1 , a second diode D 2 and a second switch S 2), the third diode (D 3) and the third switch (S 3), the fourth diode (including D 4) and the fourth switch (S 4), and the first diode is the first of the first inductor 1 switch is connected to a positive terminal of the load and the second diode is connected to a negative terminal of the load and a second node to which the second inductor and the second switch are connected, The third diode is connected to a third node to which the third inductor and the third switch are connected and a positive terminal of the load, and the fourth diode is connected to the fourth node to which the fourth inductor and the fourth switch are connected, And the other terminal of the third switch is connected to the negative terminal of the load, Is connected to the negative terminal of the load, the other end of the other end of the fourth switch of the second switch is interleaved dual characterized in that connected to the positive terminal of the load-buck converter. 제1 항에 있어서, 상기 변압기는,
상기 1차 권선에 상기 교류전압이 인가되고, 상기 2차 권선에 상기 교류전압과 같은 위상을 갖는 상기 제1 유도전압이 유도되고, 상기 3차 권선에는 상기 제1 유도전압의 위상과 반대되는 위상을 갖는 상기 제2 유도전압이 유도되도록 구성된 것을 특징으로 하는 인터리브드 듀얼-벅 컨버터.The transformer according to claim 1,
Wherein the AC voltage is applied to the primary winding and the first induced voltage having the same phase as the AC voltage is induced in the secondary winding and a phase opposite to the phase of the first induced voltage is induced in the tertiary winding And wherein the second inductive voltage having the second inductive voltage is induced. 제2 항에 있어서,
상기 변압기는, 상기 교류전압 한 주기 동안 상기 1차 권선에 흐르는 전류와 같은 크기의 전류를 상기 2차 권선 및 상기 3차 권선에 흐르도록 상기 1차 권선, 상기 2차 권선 및 상기 3차 권선의 권선비는 1:1:1인 것을 특징으로 하는 인터리브드 듀얼-벅 컨버터.3. The method of claim 2,
Wherein the transformer is configured to generate a current of the same magnitude as the current flowing in the primary winding for one period of the AC voltage, to the secondary winding and the tertiary winding so that the primary winding, the secondary winding, And the winding ratio is 1: 1: 1. The interleaved dual- 삭제delete 제1 항에 있어서,
상기 2차 권선 및 상기 3차 권선은, 상기 제1 인덕터 또는 상기 제2 인덕터에 흐르는 전류와 상기 제3 인덕터 또는 상기 제4 인덕터에 흐르는 전류의 위상이 서로 반대가 되도록 권선방향을 갖고, 상기 2차 권선의 타단과 상기 3차 권선의 타단이 서로 연결된 것을 특징으로 하는 인터리브드 듀얼-벅 컨버터.The method according to claim 1,
Wherein the secondary winding and the tertiary winding have a winding direction such that phases of a current flowing in the first inductor or the second inductor and a phase of a current flowing in the third inductor or the fourth inductor are opposite to each other, And the other end of the secondary winding and the other end of the third winding are connected to each other. 제5 항에 있어서,
상기 캐패시터그룹은 상기 레그부의 양 단자 사이에 직렬연결된 제1 캐패시터(C1) 및 제2 캐패시터(C2)를 포함하되, 상기 제1 캐패시터와 상기 제2 캐패시터의 연결단은 상기 2차 권선의 타단과 및 상기 3차 권선 타단이 각각 연결되는 것을 특징으로 하는 인터리브드 듀얼-벅 컨버터.6. The method of claim 5,
Wherein the capacitor group includes a first capacitor (C 1 ) and a second capacitor (C 2 ) connected in series between both terminals of the leg portion, wherein a connection end of the first capacitor and the second capacitor is connected to a terminal And the other end of the third winding is connected to the other end of the third winding. 삭제delete 제1 항에 있어서,
상기 제1 다이오드의 애노드 및 캐소드는 각각 상기 제1 노드 및 상기 부하의 양의 단자에 연결되고, 상기 제2 다이오드의 애노드 및 캐소드는 각각 상기 제2 노드 및 상기 부하의 음의 단자에 연결되고, 상기 제3 다이오드의 애노드 및 캐소드는 각각 상기 제3 노드 및 상기 부하의 양의 단자에 연결되고, 상기 제4 다이오드의 애노드 및 캐소드는 각각 상기 제4노드 및 상기 부하의 음의 단자에 연결되는 것을 특징으로 하는 인터리브드 듀얼-벅 컨버터.The method according to claim 1,
Wherein an anode and a cathode of the first diode are respectively connected to the first node and a positive terminal of the load and an anode and a cathode of the second diode are respectively connected to the second node and the negative terminal of the load, An anode and a cathode of the third diode are respectively connected to the third node and a positive terminal of the load and an anode and a cathode of the fourth diode are respectively connected to the fourth node and the negative terminal of the load Features an interleaved dual-buck converter. 제8 항에 있어서, 상기 제어부는,
상기 제1 다이오드가 온(On) 되면 상기 제1 스위치가 오프(Off) 되고, 상기 제1 다이오드가 오프 되면 상기 제1 스위치가 온 되고, 상기 제2 다이오드가 온 되면 상기 제2 스위치가 오프 되고, 상기 제2 다이오드가 오프 되면 상기 제2 스위치가 온 되고, 상기 제3 다이오드가 온 되면 상기 제3 스위치가 오프 되고, 상기 제3 다이오드가 오프 되면 상기 제3 스위치가 온 되고, 상기 제4 다이오드가 온 되면 상기 제4 스위치가 오프 되고, 상기 제4 다이오드가 오프 되면 상기 제4 스위치가 온 되도록 동작하는 것을 특징으로 하는 인터리브드 듀얼-벅 컨버터.9. The apparatus according to claim 8,
When the first diode is turned on, the first switch is turned off. When the first diode is turned off, the first switch is turned on. When the second diode is turned on, the second switch is turned off , The second switch is turned on when the second diode is turned off, the third switch is turned off when the third diode is turned on, the third switch is turned on when the third diode is turned off, The fourth switch is turned off when the first diode is turned on, and the fourth switch is turned on when the fourth diode is turned off. 제8 항에 있어서,
상기 캐패시터그룹은 상기 레그부의 양 단자 사이에 직렬연결된 제1 캐패시터(C1) 및 제2 캐패시터(C2)를 포함하되, 상기 제1 캐패시터와 상기 제2 캐패시터의 연결단은 상기 2차 권선의 타단과 및 상기 3차 권선 타단이 각각 연결되며, 상기 제어부는 상기 교류전압이 양의 값일 때 상기 제1 스위치를 이용하여 상기 제1 캐패시터 전압을 제어하고, 상기 제4 스위치를 이용하여 상기 제2 캐패시터 전압을 제어하고, 상기 교류전압이 음의 값일 때 상기 제2 스위치를 이용하여 상기 제2 캐패시터 전압을 제어하고, 상기 제3 스위치를 이용하여 상기 제1 캐패시터 전압을 제어하여 한 주기 동안 상기 제1 캐패시터 및 상기 제2 캐패시터의 충방전을 제어하는 것을 특징으로 하는 인터리브드 듀얼-벅 컨버터.9. The method of claim 8,
Wherein the capacitor group includes a first capacitor (C 1 ) and a second capacitor (C 2 ) connected in series between both terminals of the leg portion, wherein a connection end of the first capacitor and the second capacitor is connected to a terminal And the control unit controls the first capacitor voltage using the first switch when the AC voltage is a positive value and controls the first capacitor voltage using the second switch when the AC voltage is a positive value, Controlling the second capacitor voltage by using the second switch when the AC voltage is a negative value and controlling the first capacitor voltage by using the third switch to control the first capacitor voltage for one period, 1 < / RTI > capacitor and the second capacitor. 제8 항에 있어서,
상기 교류전압이 양의 값인 경우, 상기 제1 인덕터의 전류는 상기 2차 권선으로부터 출력되는 방향으로 흐르고, 상기 제4 인덕터의 전류는 상기 3차 권선으로 입력되는 방향으로 흐르고,
상기 교류전압이 음의 값인 경우, 상기 제2 인덕터전류는 상기 2차 권선으로부터 출력되는 방향으로 흐르고, 상기 제3 인덕터의 전류는 상기 3차 권선으로 입력되는 방향으로 흐르도록 동작하는 것을 특징으로 하는 인터리브드 듀얼-벅 컨버터.9. The method of claim 8,
The current of the first inductor flows in a direction of outputting from the secondary winding and the current of the fourth inductor flows in a direction of input of the tertiary winding when the AC voltage is a positive value,
The second inductor current flows in a direction to be outputted from the secondary winding and the current of the third inductor flows in a direction to be input to the tertiary winding when the AC voltage is a negative value Interleaved dual-buck converter. 제10 항에 있어서,
상기 제1 인덕터 내지 제4 인덕터의 용량이 서로 동일한 것을 특징으로 하는 인터리브드 듀얼-벅 컨버터.11. The method of claim 10,
Wherein the capacitors of the first inductor to the fourth inductor have the same capacitance. 삭제delete
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