KR101665085B1 - 양방향 전력변환 컨버터용 무손실 스너버 회로 - Google Patents

양방향 전력변환 컨버터용 무손실 스너버 회로 Download PDF

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Abstract

본 발명은 스너버 회로에 관한 것으로서, 특히 양방향 DC/DC 전력변환 컨버터를 위한 스너버 회로에 관한 것이다.
본 발명에 따른 스너버 회로는, 전원부와 충전부 사이에 연결되어 상기 전원부에 직렬 연결된 제1스위치과 상기 충전부에 병렬 연결된 제2스위치의 스위칭을 통해 양방향 전력을 변환하는 양방향 전력변환 컨버터에 적용되는 무손실 스너버 회로에 있어서, 상기 제1스위치의 일단에 상기 전원부에 병렬 연결된 제1커패시터; 상기 제1커패시터에 직렬 연결된 제1다이오드; 상기 제1스위치의 타단에 상기 전원부에 병렬 연결된 제2커패시터; 상기 제2커패시터에 직렬 연결된 트랜스포머; 상기 트랜스포머에 직렬 연결된 제2다이오드; 상기 제1커패시터와 제1다이오드의 중성점과 상기 제2커패시터와 트랜스포머의 중성점 사이에 연결된 제3다이오드; 및 상기 트랜스포머와 제2다이오드의 중성점과 상기 제1다이오드의 출력단에 연결되고 상기 출력단이 상기 충전부에 병렬연결된 커패시터의 일단에 연결된 제4다이오드를 포함한다.

Description

양방향 전력변환 컨버터용 무손실 스너버 회로{LOSSLESS SNUBBER CIRCUIT FOR POWER CONVERSION CONVERTER}
본 발명은 스너버 회로에 관한 것으로서, 특히 양방향 전력변환 컨버터에 적용가능한 무손실 스너버 회로에 관한 것이다.
전력변환 분야에 사용되는 스너버(snubber) 회로는 일반적으로 반도체 정류 소자 등에서 그 소자에 공급되는 서지 전압이나 링잉 전압을 흡수하기 위하여 소자에 병렬로 연결된 RC 직렬 분기회로이다.
스너버 회로에는 무손실(lossless)의 주요 카테고리가 있다. 무손실 스너버는 저장된 에너지를, 컨버터 입력, 컨버터 출력 또는 이들의 결합부로 되돌려 유도한다. 이 무손실 스너버는 다이오드, 액티브 스위치, 커패시터 및 인덕터와 같이 이상적으로 무손실인 부품들로 구성된다.
설명의 편의를 위한 배터리 충방전 장치를 일 실시 예로 한 일반적인 양방향 컨버터를 도 1에 도시하고 있다. 도 1에서와 같이 양방향 컨버터는 배터리 충전시 벅 컨버터 모드(Buck Converter Mode)로 동작하여 입력 VDC로부터 제1스위치 M1과 제2스위치 M2의 조작을 통한 에너지 변환을 수행하여 출력에 해당하는 배터리를 충전하게 된다.
한편, 입력 VDC가 부하로서 작용하여 배터리로부터 에너지를 필요로 하는 배터리 방전시 양방향 컨버터는 부스트 컨버터 모드(Boost Converter Mode)로 동작하여 배터리를 입력으로 하여 제1스위치 M1과 제2스위치 M2의 조작을 통한 에너지 변환을 수행하여 출력에 해당하는 부하로 에너지를 방전해야 한다.
도 1에 보인 일반적인 양방향 컨버터는 제1 및 제2 스위치()의 매 스위칭시 하드스위칭이 발생되며 스위칭 과도구간에서 도 2와 같이 전압과 전류가 겹치므로, 이로 인해 스위칭 손실이 발생한다. 따라서, 이러한 스위칭 손실로 인해 스위치 발열 뿐만 아니라 전력변환 효율이 저하되는 단점을 가지고 있다.
특히, 상기 스위칭 손실은 스위칭 주파수에 비례하여 발생되므로 주파수 상승에 한계가 존재한다. 이는 곧 인덕터 및 입출력 커패시터의 사이즈 저감에도 매우 큰 장애가 되고 있다.
이러한 스위칭 손실을 저감하기 위해 종래에는 도 3과 같은 다양한 무손실 스너버가 제안된 바 있다. 종래의 스너버 회로의 경우 스위치 온/오프시 스위치 전류 및 전류의 기울기를 낮춤으로써 스위칭 손실을 대폭 저감할 수 있는 장점이 있어 고속 스위칭에 매우 유리하므로 회로에 사용된 인덕터와 커패시터의 사이즈를 대폭 감소시킬 수 있다.
그러너, 이러한 종래의 무소실 스너버의 경우 스위칭 특성은 우수하나 양방향에 적용할 수 없는 한계를 안고 있다. 특히 지금까지 알려져 있는 대부분의 무손실 스너버 회로는 단방향 컨버터에만 적용 가능하여 양방향을 위한 무손실 스너버는 전무한 실정이다.
공개특허번호 제10-1999-0065926호 등록특허번호 제10-0207020호
본 발명은 양방향 컨버터에 적용가능하며 스위칭 시 스위칭 손실을 대폭 저감할 수 있는 무손실 스너버를 제안하는 것을 목적으로 한다.
또한, 본 발명에 따른 무손실 스너버는 자동차용 응용예 외에도 신재생 에너지 등 양방향 컨버터를 요구하는 다양한 시스템에 적용 가능하다.
본 발명은 양방향 컨버터에도 적용가능한 새로운 무손실 스너버 회로는,
전원부와 충전부 사이에 연결되어 상기 전원부에 직렬 연결된 제1스위치과 상기 충전부에 병렬 연결된 제2스위치의 스위칭을 통해 양방향 전력을 변환하는 양방향 전력변환 컨버터에 적용되는 무손실 스너버 회로에 있어서, 상기 제1스위치의 일단에 상기 전원부에 병렬 연결된 제1커패시터; 상기 제1커패시터에 직렬 연결된 제1다이오드; 상기 제1스위치의 타단에 상기 전원부에 병렬 연결된 제2커패시터; 상기 제2커패시터에 직렬 연결된 트랜스포머; 상기 트랜스포머에 직렬 연결된 제2다이오드; 상기 제1커패시터와 제1다이오드의 중성점과 상기 제2커패시터와 트랜스포머의 중성점 사이에 연결된 제3다이오드; 및 상기 트랜스포머와 제2다이오드의 중성점과 상기 제1다이오드의 출력단에 연결되고 상기 출력단이 상기 충전부에 병렬연결된 커패시터의 일단에 연결된 제4다이오드를 포함한다.
본 발명에서는 우수한 스위칭 특성을 보장하면서 양방향 컨버터에 적용가능한 무손실 스너버 회로를 제공한다. 본 발명에 따른 무손실 스너버 회로는 양방향 컨버터의 주 스위치 턴온시 전류 상승 기울기를 낮출 수 있어 영전류 턴온이 가능하고, 주 스위치 턴오프시 전압 상승 기울기를 낮출 수 있어 영전압 터턴오프가 가능하게 하며, 양방향 컨버터에 사용되느 보조 스위치의 body diode 턴오프시 전류의 기울기를 서서히 감소시킬 수 있어, body diode에서 발생되는 역회복 문제를 해결할 수 있다. 따라서, 스위칭 손실저감과 고효율 획득이 가능하고 스위칭 주파수 상승이 용이하여 회로에 사용된 인덕커와 커패시커의 사이즈를 최소화할 수 있는 장점이 있다. 뿐만 아니라 전류와 전압의 기울기가 낮으므로 EMI 측면에서도 부가적인 이점이 있다.
도 1은 종래의 일반적인 양방향 컨버터의 회로도,
도 2는 종래의 양방향 컨버터의 하드스위칭시 스위칭 과도구간에서 발생하는 손실을 설명하는 도면,
도 3은 종래의 무손실 스너버 회로도,
도 4는 본 발명에 따른 무손실 스너버 회로가 적용된 양방향 DC/DC 컨버터,
도 5는 본 발명에 따른 무손실 스너버 회로의 소프트 위싱칭 특성을 나타낸 도며,
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 양방향 컨버터가 벅 컨버터 모드로 동작하는 회로도이고,
도 7은 본 발명의 실시 예에 따라 양방향 컨버터가 벅 컨버터 모드로 동작시 무손실 스너버 회로의 동작 예,
도 8은 본 발명의 실시 예에 따라 양방향 컨버터가 벅 컨버터 모드로 동작시 무손실 스너버 회로의 주요 동작 파형의 동작 예,
도 9는 본 발명의 실시 예에 따른 양방향 컨버터가 부스트 컨버터 모드로 동작하는 회로도,
도 10은 본 발명의 실시 예에 따라 양방향 컨버터가 부스트 컨버터 모드로 동작시 무손실 스너버 회로의 동작 예,
도 11은 본 발명의 실시 예에 따라 양방향 컨버터가 부스트 컨버터 모드로 동작시 무손실 스너버 회로의 주요 동작 파형의 동작 예.
도 4는 본 발명에 따른 무손실 스너버 회로가 적용된 양방향 DC/DC 컨버터이다. 도 4를 참조하면, 점선으로 표시된 부분이 본 발명에 따른 무손실 스너버 회로이다. 양방향 컨버터는 도면에서와 같이 충전시 벅 컨버터 모드로 동작하며, 이때 제1스위치 M1이 주 스위치로서 전력제어 역할을 수행하고, 제2스위치 M2는 보조 스위치로서 프리휠링 역할을 수행한다. 반대로 방전 시에는 부스트 컨버터로 동작하며, 이때 제2스위치가 주 스위치로서 전력제어 역할을 수행하고 제1스위치 M1은 보조 스위치로서 출력정류 역할을 수행한다.
본 발명의 무손실 스너버 회로는 기존 하드스위칭 특성과 달리 주 스위치의 경우 도 5와 같이 온(on)시 전류의 기울기를 낮추어 영전류 턴온이 가능하게 하고 스위치 오프시 전압의 기울기를 낮춤으로써 영전압 턴오프가 가능하게 함으로써 스위칭 시 전압과 전류가 겹침으로써 발생되는 손실을 최소화할 수 있는 장점을 가진다.
뿐만 아니라, 본 발명에 따른 무손실 스너버 회로는 보조 스위치의 턴오프시 전류가 서서히 감소하도록 함으로써 보조스위치의 body diode에서 발생하는 역회복 문제를 획기적으로 해결할 수 있다.
나아가, 본 발명의 무손실 스너버 회로에 사용된 소자는 과도상태에서만 짧게 동작하므로 큰 전류 용량의 소자를 요구하지 않으므로 가격적으로도 우수한 장점을 가진다.
이하에서, 양방향 컨버터의 스위칭 특성 개선을 위해 본 발명에서 제안된 무손실 스너버의 상세한 동작을 설명하기 위해 양방향 컨버터의 두 가지 모드, 즉 벅 컨버터 모드(buck converter mode)와 부스트 컨버터 모드(boost converter mode)로 나눠서 각각 설명하도록 한다. 벅 컨버터 모드 동작은 부스트 컨버터 모드와 회로는 완전히 동일하고, 다만 입력과 출력이 반대인 경우에 해당한다. 또한 제1스위치 M1이 주 스위치로 동작하며 제2스위치 M2는 보조 스위치로 동작한다.
(1)양방향 컨버터의 벅 컨버터 모드 동작시 무손실 스너버의 동작
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 양방향 컨버터가 벅 컨버터 모드로 동작하는 회로도이고, 도 7은 본 발명의 실시 예에 따라 양방향 컨버터가 벅 컨버터 모드로 동작시 무손실 스너버 회로의 동작 예를 도시하고, 도 8은 본 발명의 실시 예에 따라 양방향 컨버터가 벅 컨버터 모드로 동작시 무손실 스너버 회로의 주요 동작 파형의 동작 예를 도시한다.
설명의 편의상 다음과 같이 정의한다.
(a) T1의 턴비는 해석의 편의상 1:1이다.
(b) T1의 누설 인덕턴스는 무시할 만큰 작다.
(c) 도면에 제시된 성분 외 기생성분은 무시할 만큰 작다.
(d) 다이오드 D4는 D3 양단 전압을 클램핑하기 위한 역할을 하며, 가정(c)와 같이 기생성분이 없을 경우 D4는 동작하지 않는다.
(e) 모든 동작을 정상상태이다.
(f) 출력 커패시터 전압 Vo는 일정할 만큼 Co는 매우 크다.
(g) 스너버 커패시터 Cs2는 양단전압 Vcs2가 일정할 만큼 매우 크며, 그 값은 Vin이다.
(h) 해석의 편의를 위한 제1스위치 M1과 제2스위치 M2를 위한 각 게이트 구동 신호 간 Dead Time은 무시한다.
모드 0(~t0)
to 이전에는 제1스위치 M1과 제2스위치 M2가 각각 온(on) 및 오프(off)되어 있어 도 7(a)와 같은 도통경로를 형성하며, 이때 T1의 자화 인덕터와 출력 인덕터 전류는 서로 동일하다. 또한, Vcs1은 Vcs2와 크기는 Vin으로 서로 동일하고 반대의 극성으로 충전되어 있다.
모드 1(to~t1)
to 시점에서 제1스위치 M1이 꺼지고 제2스위치 M2가 도통하면 도 7(b)와 같은 도통경로를 형성하며 이때 모드 0에서 Lm에 저장된 에너지는 T1과 D1 및 D3를 통해 Cs1을 -Vin에서부터 Vo를 향해 서서히 충전된다. 따라서 제1스위치 M1의 양단전압 Vds1은 Vcs2+Vcs1에 의해 결정되므로 도 8과 같이 0에서부터 Vin+Vo를 향해 서서히 증가한다. 특히 제1스위치 M1이 턴오프될 때 전류 ids1은 급격히 감소하나 제1스위치 M1의 양단전압 Vds1은 상기한 바와 같이 서서히 증가하므로 영전압 턴오프가 가능하다. 따라서, 전압과 전류가 겹치는 부분이 매우 작으므로 턴오프시 스위칭 손실을 대폭 저감할 수 있다. 상기 모드 1은 Vcs1이 Vo가 될 때까지 지속된다.
모드 2(t1~t2)
Vcs1이 Vo에 도달하면 D2가 온되어 도 7(c)와 같은 도통경로를 형성하며 이때, Lm에 저장된 에너지는 T1과 D1,D2,D3를 통해 출력단으로 전달된다. 한편, Vo 전압이 D1,D2,D3를 통해 T1의 2차측에 인가되므로 T1의 1차측의 자화인덕터 Lm에는 -Vo가 인가되어 자화인덕터 전류 iLm는 도 8과 같이 -Vo/Lm의 기울기를 가지고 선형적으로 하강한다. 상기 모드 2는 자화인덕터 전류 iLm이 0이 될 때까지 지속된다.
모드 3(t2~t3)
자화인덕터 전류 iLm이 0이 되면 모든 다이오드는 오프되며 출력인덕터 전류 iLo는 제2스위치 M2를 통해 도 7(d)와 같이 순환하며 이때, 출력 인덕터 양단에는 -Vo가 인가되므로 iLo는 도 8에서와 같이 -Vo/Lo의 기울기를 가지고 선형적으로 감소한다. 한편, T1의 전류는 모드 2에서 0이 되므로 제1스위치 M1의 양단전압은 도 8과 같이 Vin+Vo에서 Vin으로 급격히 감소한다. 상기 모드 3은 제2스위치 M2가 오프되고 제1스위치 M1이 온될 때 종료된다.
모드 4(t3~t4)
제2스위치 M2가 오프되고 제1스위치 M1이 온될 때 도 7(e)와 같은 도통경로가 형성된다. 도면에서와 같이 Lm의 양단에는 입력전압 Vin이 인가되므로 자화인덕터 전류 iLm은 Vin/Lm의 기울기로 0에서부터 서서히 증가하며 Lm이 제1스위치 M1과 직렬연결되어 있어 ids1 역시 동일한 기울기로 서서히 증가한다. 이때, 제2스위치 M2의 전류 ids2는 도 5와 같이 body diode를 통해 iLo-iLm에 의해 서서히 감소하며 제1스위치 M1과 제2스위치 M2는 서로 전류(commutation)하게 된다. 특히 M1이 턴온될 때 전압 Vds1은 급격히 감소하나 제1스위치 M1의 전류 ids1은 상기한 바와 같이 서서히 증가하므로 영전류 턴온이 가능하다. 따라서, 전압과 전류가 겹치는 부분이 매우 작으므로 턴온 시 스위칭 손실을 대폭 저감할 수 있다. 또한, 제2스위치 M2에 흐르는 전류의 기울기가 도 8에서와 같이 서서히 감소하므로 제2스위치 M2의 body diode가 턴오프할 때 발생하는 역회복 문제를 획기적으로 해결할 수 있다. 상기 모드 4는 iLm이 iLo와 동일해질 때까지 종료된다.
모드 5(t4~t5)
iLm이 증가하여 iLo와 동일해지면 M1과 M2의 전류(commutation)은 종료되며 동시에 M2의 bo요 diode는 차단된다. 이때, 다이오드 D2가 온되어 도 7(f)와 같은 도통경로를 형성하며, Cs1은 Lm과 서로 공진하므로 Vcs1은 도 8과 같이 Vo에서부터 -Vo을 향해 서서히 감소한다. 상기 모드 5는 Vcs1이 -Vin이 될 때까지 종료된다.
모드 6(t5~t6)
Vcs1이 -Vin이 되면 도 7(g)와 같이 다이오드 D1,D2,D3가 도통하여 Lm에 저장된 에너지는 T1과 D1,D2,D3를 통해 출력단으로 전달된다. 이때, Vo 전압이 D1,D2,D3를 통해 T1의 2차측에 인가되므로 T1의 1차측의 자화인덕터 Lm에는 -Vo가 인가되어 iLm 전류는 도 8과 같이 -Vo/Lm의 기울기를 가지고 선형적으로 하강한다. 상기 모드 6은 자화인덕터 전류 iLm이 출력 인덕터 전류 iLo와 동일해질 때까지 종료된다.
모드 7(t6~t7)
자화 인덕터 전류 iLm이 출력 인덕터 전류 iLo와 동일해지면 도 7(h)와 같은 도통경로를 형성하여 입력에너지는 출력으로 전달된다. 모드 7은 모드 0과 동일하며 제1스위치 M1이 꺼지고 제2스위치 M2가 도통하면 모드 1이 재시작된다.
(2)양방향 컨버터의 부스트 컨버터 모드 동작시 무손실 스너버의 동작
도 9는 본 발명의 실시 예에 따른 양방향 컨버터가 부스트 컨버터 모드로 동작하는 회로도이고, 도 10은 본 발명의 실시 예에 따라 양방향 컨버터가 부스트 컨버터 모드로 동작시 무손실 스너버 회로의 동작 예를 도시하고, 도 11은 본 발명의 실시 예에 따라 양방향 컨버터가 부스트 컨버터 모드로 동작시 무손실 스너버 회로의 주요 동작 파형의 동작 예를 도시한다.
설명의 편의상 다음과 같이 정의한다.
(a) T1의 턴비는 해석의 편의상 1:1이다.
(b) T1의 누설 인덕턴스는 무시할 만큼 작다.
(c) 도면에 제시된 성분 외 기생성분은 무시할 만큼 작다.
(d) 다이오드 D4는 D3 양단 전압을 클램핑하기 위한 역할을 하며, 가정(c)와 같이 기생성분이 없을 경우 D4는 동작하지 않는다.
(e) 모든 동작을 정상상태이다.
(f) 출력 커패시터 전압 Vo는 일정할 만큼 Co는 매우 크다.
(g) 스너버 커패시터 Cs2는 양단전압 Vcs2가 일정할 만큼 매우 크며, 그 값은 Vo이다.
(h) 해석의 편의를 위한 제1스위치 M1과 제2스위치 M2를 위한 각 게이트 구동 신호 간 Dead Time은 무시한다.
모드 0(~t0)
to 이전에는 제1스위치 M1과 제2스위치 M2가 각각 온(on) 및 오프(off)되어 있어 도 10(a)와 같은 도통경로를 형성하며, 이때 T1의 자화 인덕터와 입력 인덕터 전류는 서로 동일하다. 또한, Vcs1은 Vcs2와 크기는 Vin으로 서로 동일하고 반대의 극성으로 충전되어 있다.
모드 1(to~t1)
to 시점에서 제1스위치 M1이 꺼지고 제2스위치 M2가 도통하면 도 10(b)와 같은 도통경로를 형성하며, Lin 양단에는 Vin 전압이 인가되어 도 11과 같이 Vin/Lin의 기울기를 가지고 선형적으로 증가한다. 한편, Lm에 남아 있는 전류는 제1스위치 M1의 body diode를 통해 여전히 출력으로 흐르고 있으며, 이때, Lm 양단에는 -Vo전압이 인가되어 iLm 전류는 도 11과 같이 -Vo/Lm의 기울기로 감소한다. 이와 동시에 M2의 전류 ids2는 도 11과 같이 iLin-iLm에 의해 서서히 증가하여 M1과 M2는 서로 젖류(commutation)하게 된다. 특히 M2가 턴온할 때 전압 Vds2는 급격히 감소하나 M2의 전류 ids2는 상기한 바와 같이 서서히 증가흐모르 영전류 턴온이 가능하다. 따라서, 전압과 전류가 겹치는 부분이 매우 작으므로 턴온 시 스위칭 손실을 대폭 저감할 수 있다. 또한, M1에 흐르는 전류의 기울기가 도 11과 같이 서서히 감소하므로 M1의 body diode가 턴오프할 때 발생하는 역회복 문제를 획기적으로 해결할 수 있다. 상기 모드 1은 iLm이 0이 될때까지 지속된다.
모드 2(t1~t2)
iLm1이 0이 되면 다이오드 D1이 도통하여 도 10(c)와 같은 도통경로를 형성하며 이때, Vcs1 전압은 Cs1과 Lm과의 통진을 통해 -Vo에서부터 Vin을 향해 증가하기 시작한다. 이때, Cs2는 상기 가정 (g)에 의해 Cs1에 비해 매우 크므로 일정하다고 할 수 있다. 또한, Lin에는 여전히 Vin전압이 인가되어 있으므로 Vin/Lin의 기울기로 계속해서 상승하고 있다. 상기 모드 2는 Vcs1이 Vin에 도달할 때까지 지속된다.
모드 3(t2~t3)
Vcs1이 Vin에 도달하게 디면 M1의 전압 스트레스는 Vin+Vo로 결정되며, 다이오드 D1,D2,D3가 온되어 도 10(d)와 같은 도통경로를 형성하며, Lm에 저장된 에너지는 입력전압 Vin으로 회생하게 된다. 한편, 다이오드 D1,D2,D3를 통해 T1의 2차측에는 입력전압 Vin이 인가되므로 iLm 전류는 도 11과 같이 Vin/Lm의 기울기로 증가한다. 또한, Lin에는 여전히 Vin 전압이 인가되어 있으므로 Vin/Lin의 기울기로 계속해서 상승하고 있다. 상기 모드 3는 iLm 전류rk 0이 될 때까지 지속된다.
모드 4(t3~t4)
iLm 전류가 0이 되면 다이오드 D1,D2,D3는 모두 오프되어 도 10(e)와 같은 도통경로가 형성되며, 이때 M1의 양단전압은 도 11과 같이 Vo로 감소한다. 한편, Lin에는 여전히 Vin전압이 인가되고 있으므로 Vin/Lin의 기울기로 계속해서 상승하고 있다. 상기 모드 4는 M2가 오프되고 M1이 온될 때까지 지속된다.
모드 5(t4~t5)
M2가 오프되고 M1이 온되면 도 10(f)와 같은 도통경로를 형성하며, Lin 전류는 Lm 전류가 0이므로 출력단으로 곧바로 흐르지 못하고 다이오드 D2를 통해 Cs1을 Vin에서 -Vo를 향해 서서히 방전시키게 된다. 따라서, M2의 양단전압은 Cs1 전압에 의해 결정되므로 도 11과 같이 0에서부터 Vin+Vo를 향해 서서히 증가한다. 특히 M2가 턴오프될 때 전류 ids2는 급격히 감소하나 M2의 양단전압 Vds2는 상기한 바와 같이 서서히 증가하므로 영전압 턴오프가 가능하다. 따라서, 전압과 전류가 겹치는 부분이 매우 작으므로 턴오프시 스위칭 손실을 대폭 저감할 수 있다. 한편 Lm은 D2및 M1에 의해 커패시터 Cs1과 직렬 접속되므로 도 11과 같이 서로 공진을 통해 전류 iLm은 흐르게 된다. 상기 모드 5는 Cs1 전압 Vcs1과 VLm 전압이 각각 -Vo와 Vin에 도달할 때까지 지속된다.
모드 6(t5~t6)
Cs1 전압 Vcs1과 VLm 전압이 각각 -Vo와 Vin에 도달하면 다이오드 D1,D2,D3가 도통하여 도 10(g)와 같은 도통경로를 형성한다. 이때, T1의 2차측 전압은 Vin으로 클램프되므로 VLm 역시 Vin 전압이 인가되어 iLm 전류는 Vin/Lm의 기울기로 상승하게 되며 M2 양단전압은 도 11과 같이 Vin+Vo로 유지된다. 상기 모드 6은 iLm 전류가 상승하여 iLin 전류와 동일해질 때까지 지속된다.
모드 7(t6~t7)
자화 인덕터 전류 iLm이 출력 인덕터 전류 iLin에 도달하면 다이오드 D1,D2,D3가 모두 오프되며 도 10(h)와 같은 도통경로를 통해 입력에너지는 출력으로 전달된다. 모드 7은 모드 0과 동일하며 제1스위치 M1이 꺼지고 제2스위치 M2가 도통하면 모드 1이 재시작된다.
도 12는 본 발명의 실시 예에 따른 양방향 컨버터에서 클램프 포인트(clamp point)의 전환을 나타낸 도면이고, 도 13은 본 발명에 따른 단상 DC/AC 양방향 이버터를 위한 무손실 스너버 회로도이며, 도 14는 본 발명에 따른 삼상 DC/AC 양방향 인터버를 위한 무손실 스너버의 회로도이다.
먼저, 도 12에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 무손실 스너버 회로에선 클램프 포인트(CP)는 무손실 스너버에 저장된 에너지를 회생시키는 역할과 전력 다이오드 D3,D4의 전압을 전압원에 클램프시키는 역할을 하므로 노드 B 또는 A 중 하나에 접속 가능하다. 또한, 도 13 및 도 14에 도시된 바와 같이 본 발명에 따른 무손실 스너버 회로를 단상 및 삼상 양방향 인버터에도 적용이 가능하다. 이와 같이 본 발명에 따른 무손실 스너버 회로는 DC/DC 컨버터 외에도 양방향을 요하는 인버터에도 적용 가능함을 알 수 있다.
실시 예
이하, 본 발명에 따른 무손실 스너버 회로의 타당성 검증을 위해 시뮬레이션 툴을 사용한 모의실험 결과를 제시한다. 모의실험에 사용된 입출력 사양은 다음과 같다.
(1) 벅 컨버터 모드 동작시
- 입력전압 : 100V
- 출력전압/전력 : 50V/500W
- Cs1: 27㎋, Cs2 : 1㎌, T1:(Lm=5uH, 턴비1:1), 출력인덕터 Lo : 100uH, 출력 커패시터 : 100㎌
(2) 부스트 컨버터 모드 동작시
- 입력전압 : 50V
- 출력전압/전력 : 100V/500W
- Cs1: 27㎋, Cs2 : 1㎌, T1:(Lm=5uH, 턴비1:1), 입력인덕터 Lin : 100uH, 출력 커패시터 : 100㎌
이러한 모의실험 사양에 따른 실험 결과는 도 15 및 도 16에 도시되어 있다. 도 15는 벅 컨버터 모드 동작시 무손실 스너버 회로의 주요 동작파형이고, 도 16은 부스트 컨버터 모드 동작시 무손실 스너버 회로의 주요 동작파형이다. 도 15 및 도 16에서 알 수 있듯이, 영전류 턴온과 영전압 턴오프가 가능함을 알 수 있다. 이는 전압과 전류가 겹치는 종래기술과 대비할 때 스위칭 손실을 방지할 수 있음을 의미한다.
본 발명은 최근 하이브리드 자동차에서 연비 향상 또는 EV 모드의 증가, 순수 전기차의 가속성능 및 등판능력 향상 등의 목적을 위해 모터의 출력이 증대되는 추세에서, 모터 출력 증가를 위하여 대전류 모터보다 고전압 모터의 사용이 효율적이고 사이즈 측면에서 이점이 있다. 따라서, 고전압 모터를 구동하기 위하여 인가전압 상향 방안 2가지는 배터리 전압을 상향시키는 방법과 배터리와 모터 구동용 인버터 사이에 양방향 컨버터를 사용하는 방안이 있다.
첫째, 배터리 전압을 상향시키는 방안은 높은 전압을 얻을 수 있지만 직렬 적층되는 배터리 셀의 수 증가에 따른 셀간 밸런스(balance) 문제와 배터리 전압이 출력전력 및 배터리 SOC에 따라 변동되므로 배터리 전압 상향효과를 반감시킨다.
둘째, 배터리와 모터 구동용 인버터 사이에 양방향 컨버터를 사용하는 방안으로 부가적 손실은 불가피하나 배터리 셀을 증가시킬 필요가 없고 배터리 전압과 인버터 직류단 전압을 독립적으로 설계할 수 있어서 배터리 전압 상향에 비해 매우 효과적인다. 하지만, 기존 양방향 컨버터의 경우 인덕터와 출력 커패시터의 용량 및 체적이 매우 큰 편이다. 이러한 수동소자의 용량과 체적을 줄이기 위한 방안은 주파수를 상향시키는 방법이 대표적이나 현재 사용되고 있는 스위칭 소자로서 대용량 IGBT나 FET의 경우 스위칭시 발생하는 스위칭손실로 인해 주파수 상향에 매우 큰 한계가 존재하여 5~15kHz가 일반적인 수준이다.
따라서, 본 발명에서는 양방향 컨버터에 적용가능하며 스위칭 시 스위칭 손신을 대폭 저감할 수 있는 무손실 스너버를 제안한다. 특히, 본 발명에서 무손실 스너버는 자동차 응용예 외에도 신재생 에너지 등 양방향 컨버터를 요구하는 다양한 시스템에도 적용이 가능하다.
M1 : 제1스위치 M2 : 제2스위치

Claims (5)

  1. 전원부와 충전부 사이에 연결되어 상기 전원부에 직렬 연결된 제1스위치(M1)과 상기 충전부에 병렬 연결된 제2스위치(M2)의 스위칭을 통해 양방향 전력을 변환하는 양방향 전력변환 컨버터에 적용되는 무손실 스너버 회로에 있어서,
    상기 제1스위치(M1)의 일단에 상기 전원부에 병렬 연결된 제1커패시터(Cs1);
    상기 제1커패시터(Cs1)에 직렬 연결된 제1다이오드(D2);
    상기 제1스위치(M1)의 타단에 상기 전원부에 병렬 연결된 제2커패시터(Cs2);
    상기 제2커패시터(Cs2)에 직렬 연결된 트랜스포머(T1);
    상기 트랜스포머(T1)에 직렬 연결된 제2다이오드(D3);
    상기 제1커패시터(Cs1)와 제1다이오드(D2)의 중성점과 상기 제2커패시터(Cs2)와 트랜스포머(T1)의 중성점 사이에 연결된 제3다이오드(D1); 및
    상기 트랜스포머(T1)과 제2다이오드(D3)의 중성점과 상기 제1다이오드(D2)의 출력단에 연결되고 상기 출력단이 상기 충전부에 병렬연결된 커패시터의 일단에 연결된 제4다이오드(D4)를 포함하는 양방향 전력변환 컨버터용 무손실 스너버 회로.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제1스위치(M1) 및 제2스위치(M2)의 스위칭시, 전류의 기울기를 낮추어 영전류 턴온이 가능하게 하고 스위치 오프시 전압의 기울기를 낮춤으로써 영전압 턴오프가 가능함을 특징으로 하는 양방향 전력변환 컨버터용 무손실 스너버 회로.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 제1스위치(M1) 또는 제2스위치(M2)의 스위칭시 전압과 전류가 겹침으로써 발생되는 손실을 감소시키는 것을 특징으로 하는 양방향 전력변환 컨버터용 무손실 스너버 회로.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 스위치(M1,M2)는 FET, IGBT, BJT 중 선택된 적어도 하나의 소자를 포함함을 특징으로 하는 양방향 전력변환 컨버터용 무손실 스너버 회로.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 제1스위치(M1) 또는 제2스위치(M2)의 턴오프시 전류가 서서히 감소하도록 함으로써 상기 스위치의 body diode에서 발생하는 역회복 문제를 해결하도록 하는 양방향 전력변환 컨버터용 무손실 스너버 회로.
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