KR101554192B1 - 양방향 dc-dc 컨버터, 이의 소프트 스위칭 방법 및 이 방법을 수행하기 위한 기록 매체 - Google Patents

양방향 dc-dc 컨버터, 이의 소프트 스위칭 방법 및 이 방법을 수행하기 위한 기록 매체 Download PDF

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노의철
전태원
정재헌
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Abstract

3상 인터리브드 양방향 DC-DC 컨버터는, 직류 전원을 공급하는 소스 전원과 보조 전원용 배터리 사이에서, 인터리브 펄스 폭 변조를 수행하는 3상으로 연결된 3개의 인덕터; 각 인덕터에 직렬로 연결되는 3개의 스위치를 포함하는 제1 스위칭부; 각 인덕터와 각 인덕터에 대응하는 제1 스위칭부의 각 스위치 간의 일 접점으로부터 접지 단자 사이에 각각 연결되는 3개의 스위치를 포함하는 제2 스위칭부; 및 제2 스위칭부의 스위치와 각각 병렬로 연결되어 영전압스위칭을 수행하는 3개의 커패시터를 포함하고, 이의 소프트 스위칭 방법은 충전 모드에서, 제1 스위칭부를 스위칭 동작하고, 제2 스위칭부는 오프 동작하는 단계; 및 방전 모드에서, 제1 스위칭부는 오프 동작하고, 제2 스위칭부는 스위칭 동작하는 단계를 포함한다. 이에 따라, 양방향 DC-DC 컨버터 가격경쟁력을 확보하는 동시에 효율적이고 신뢰성이 향상된 소프트 스위칭 방법을 제공할 수 있다.

Description

양방향 DC-DC 컨버터, 이의 소프트 스위칭 방법 및 이 방법을 수행하기 위한 기록 매체{BIDIRECTIONAL DC-DC CONVERTER, METHOD OF SOFT-SWITCHING THEREOF AND RECORDING MEDIUM FOR PERFORMING THE METHOD}
본 발명은 양방향 DC-DC 컨버터, 이의 소프트 스위칭 방법 및 이 방법을 수행하기 위한 기록 매체에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 3상 인터리브드 양방향 DC-DC 컨버터, 이의 소프트 스위칭 방법 및 이 방법을 수행하기 위한 기록 매체에 관한 것이다.
최근 에너지를 효과적으로 활용하기 위하여 에너지 충방전 시스템에 대한 연구가 활발히 진행되고 있다. 이러한 에너지 충방전 시스템에서 에너지를 저장하는 주요 소자는 배터리나 슈퍼 커패시터를 포함할 수 있다. 그런데, 배터리를 에너지 저장소자로 구성하는 경우 배터리의 입출력 전류의 리플은 배터리의 수명과 직접적인 관련이 있기 때문에, 배터리의 입출력 전류의 리플을 줄이는 것을 목적으로 한 다양한 토플로지 전력 변환 장치가 연구되고 있다.
도 1은 2007년 Junhong Zhang이 제안한 양방향 DC-DC 컨버터(선행기술문헌, 비특허문헌 1)의 회로도이다.
도 1을 참조하면, 6개 스위칭 소자들 각각에 영전압스위칭(ZVS: zero voltage switching)을 위한 커패시터들이 병렬로 접속되어 있다. 따라서, 6개 스위칭소자들 각각에 병렬로 접속되어 있는 커패시터들에 의해 영전압에서 스위칭을 할 수 있으므로, 스위칭 손실이 매우 적은 장점이 있다.
그러나, 모든 스위칭소자가 영전압에서 스위칭을 하기 위해서는 항상 전류가 흐르고 있어야 한다. 따라서, 부하가 작은 경우에도 전류를 흘려야 하므로, 도 2와 같이 전류는 항상 연속되어야 한다. 즉, 전부하(Full load)에서는 삼각파와 비슷한 형태가 되는데 항상 플러스(+)인 상태를 유지하지만, 경부하로 갈수록 마이너스(-)부분이 증가하고 플러스(+) 부분은 감소하게 된다. 마이너스 전류가 의미하는 것은 전류의 방향이 반대로 되는 것이므로, 경부하로 갈수록 전류는 반대방향으로 더 많이 흐르게 된다. 즉, 도통 손실이 발생하게 되는 문제점이 있다.
KR 10-2010-0005271 A KR 10-2009-0011604 A
Junhong Zhang, Jih-Sheng Lai, Rae-young Kim, Wensong Yu, "High-power density design of a soft-switching high-power bidirectional DC-DC converter," IEEE Trans. on Power Electronics, vol. 22, no. 4, pp. 1145-1153, 2007.
이에, 본 발명의 기술적 과제는 이러한 점에서 착안된 것으로 본 발명의 목적은 부품수 감소에 따른 원가를 절감시키는 3상 인터리브드 양방향 DC-DC 컨버터를 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 상기 3상 인터리브드 양방향 DC-DC 컨버터의 도통 손실을 저감시키는 효율적인 소프트 스위칭 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 상기 3상 인터리브드 양방향 DC-DC 컨버터의 소프트 스위칭 방법을 수행하기 위한 컴퓨터 프로그램이 기록된 기록 매체를 제공하는 것이다.
상기한 본 발명의 목적을 실현하기 위한 일 실시예에 따른 3상 인터리브드 양방향 DC-DC 컨버터는, 직류 전원을 공급하는 소스 전원과 보조 전원용 배터리 사이에서, 인터리브 펄스 폭 변조를 수행하는 3상으로 연결된 3개의 인덕터; 상기 각 인덕터에 직렬로 연결되는 3개의 스위치를 포함하는 제1 스위칭부; 상기 각 인덕터와 상기 각 인덕터에 대응하는 상기 제1 스위칭부의 각 스위치 간의 일 접점으로부터 접지 단자 사이에 각각 연결되는 3개의 스위치를 포함하는 제2 스위칭부; 및 상기 제2 스위칭부의 스위치와 각각 병렬로 연결되어 영전압스위칭을 수행하는 3개의 커패시터를 포함한다.
본 발명의 실시예에서, 충전 모드에서, 상기 제1 스위칭부는 스위칭 동작하고, 상기 제2 스위칭부는 오프 동작할 수 있다.
본 발명의 실시예에서, 상기 제1 스위칭부가 포함하는 3개의 스위치는 120° 위상차를 가지면서 스위칭 동작할 수 있다.
본 발명의 실시예에서, 상기 제1 스위칭부가 포함하는 3개의 스위치 및 상기 제2 스위칭부가 포함하는 3개의 스위치는, 각 모드에서 턴-온시 영전압스위칭(ZVS: zero voltage switching) 및 영전류스위칭(ZCS: zero current switching)으로 동작하고, 턴-오프시 영전압스위칭(ZVS: zero voltage switching)으로 동작할 수 있다.
본 발명의 실시예에서, 방전 모드에서, 상기 제1 스위칭부는 오프 동작하고, 상기 제2 스위칭부는 스위칭 동작할 수 있다.
본 발명의 실시예에서, 상기 제2 스위칭부가 포함하는 3개의 스위치는 120° 위상차를 가지면서 스위칭 동작할 수 있다.
본 발명의 실시예에서, 상기 제1 스위칭부가 포함하는 3개의 스위치 및 상기 제2 스위칭부가 포함하는 3개의 스위치는, 각 모드에서 턴-온시 영전압스위칭(ZVS: zero voltage switching) 및 영전류스위칭(ZCS: zero current switching)으로 동작하고, 턴-오프시 영전압스위칭(ZVS: zero voltage switching)으로 동작할 수 있다.
본 발명의 실시예에서, 상기 제1 스위칭부가 포함하는 3개의 스위치 및 상기 제2 스위칭부가 포함하는 3개의 스위치는, 각각 IGBT(Insulated Gate Bipolar mode Transistor)일 수 있다.
본 발명의 실시예에서, 상기 제1 스위칭부 및 상기 제2 스위칭부는, 상기 인덕터에 흐르는 인덕터 전류의 불연속 모드로 동작할 수 있다.
본 발명의 실시예에서, 상기 제1 스위칭부 및 상기 제2 스위칭부는, 통합된 하나의 모듈로 형성될 수 있다.
본 발명의 실시예에서, 상기 제1 스위칭부의 일 스위치와 상기 제1 스위칭부의 일 스위치와 연결되는 제2 스위칭부의 일 스위치는, 각각 하나의 모듈로 형성될 수 있다.
상기한 본 발명의 다른 목적을 실현하기 위한 일 실시예에 따른 상기 3상 인터리브드 양방향 DC-DC 컨버터의 소프트 스위칭 방법은, 충전 모드에서, 상기 제1 스위칭부를 스위칭 동작하고, 상기 제2 스위칭부는 오프 동작하는 단계; 및 방전 모드에서, 상기 제1 스위칭부는 오프 동작하고, 상기 제2 스위칭부는 스위칭 동작하는 단계를 포함한다.
본 발명의 실시예에서, 상기 충전 모드에서, 상기 제1 스위칭부를 스위칭 동작하는 단계는, 상기 제1 스위칭부가 포함하는 3개의 스위치를 120° 위상차로 스위칭하는 단계를 포함할 수 있다.
본 발명의 실시예에서, 상기 충전 모드에서, 상기 제1 스위칭부를 스위칭 동작하고, 상기 제2 스위칭부는 오프 동작하는 단계는, 턴-온시 영전압스위칭(ZVS: zero voltage switching) 및 영전류스위칭(ZCS: zero current switching)으로 동작하고, 턴-오프시 영전압스위칭(ZVS: zero voltage switching)으로 동작할 수 있다.
본 발명의 실시예에서, 상기 방전 모드에서, 상기 제2 스위칭부를 스위칭 동작하는 단계는, 상기 제2 스위칭부가 포함하는 3개의 스위치를 120° 위상차로 스위칭하는 단계를 포함할 수 있다.
본 발명의 실시예에서, 상기 방전 모드에서, 상기 제1 스위칭부는 오프 동작하고, 상기 제2 스위칭부는 스위칭 동작하는 단계는, 턴-온시 영전압스위칭(ZVS: zero voltage switching) 및 영전류스위칭(ZCS: zero current switching)으로 동작하고, 턴-오프시 영전압스위칭(ZVS: zero voltage switching)으로 동작할 수 있다.
본 발명의 실시예에서, 상기 제1 스위칭부 및 상기 제2 스위칭부는, 상기 인덕터에 흐르는 인덕터 전류의 불연속 모드로 동작할 수 있다.
본 발명의 실시예에서, 상기 양방향 DC-DC 컨버터의 소프트 스위칭 방법은, 상기 제1 스위칭부 및 상기 제2 스위칭부의 스위칭 주기를 보상하는 단계를 더 포함할 수 있다.
본 발명의 실시예에서, 상기 제1 스위칭부 및 상기 제2 스위칭부의 스위칭 주기를 보상하는 단계는, 아래의 수학식에 따라 스위칭 주기를 보상할 수 있고,
Figure 112014065710839-pat00001
여기서, t4는 스위칭 주기, tMCU 는 스위칭 주파수에 따른 턴-온 신호를 발생하는 시점, tw0는 공진 주기이다.
상기한 본 발명의 또 다른 목적을 실현하기 위한 일 실시예에 따른 컴퓨터로 판독 가능한 저장 매체에는, 상기 3상 인터리브드 양방향 DC-DC 컨버터의 소프트 스위칭 방법을 수행하기 위한 컴퓨터 프로그램이 기록되어 있다.
이와 같은 본 발명에 따르면, 3상 인터리브드 양방향 DC-DC 컨버터는 소프트 스위칭을 위한 커패시터의 개수를 줄이면서도 동일한 기능을 할 수 있도록 하여 원가절감이 가능하다. 또한, 컨버터는 전류 불연속 모드에서 동작하므로, 경부하에서 전류의 크기를 획기적으로 줄여서 도통 손실을 저감시킴으로써 효율을 향상시킬 수 있다.
더욱이, 모든 스위치를 항상 ZVS(영전압스위칭), 또는 ZCS(영전류스위칭) 조건에서 턴-온 또는 턴-오프할 수 있도록 함으로써 스위칭 손실도 거의 없앨 수 있다. 또한, 전력반도체스위치의 턴-오프시 전력반도체스위치 양단에 발생하는 전압스파이크도 없앰으로써, 일반적인 SMPS(Switching Mode Power Supply)에서 문제시되고 있는 EMI 발생을 획기적으로 저감시킬 수 있다.
도 1은 종래 기술에 따른 양방향 DC-DC 컨버터의 회로도이다.
도 2는 도 1의 스위칭 파형과 인덕터 전류의 파형도이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 DC-DC 컨버터의 회로도이다.
도 4는 도 3의 양방향 DC-DC 컨버터의 충전 모드시 한 상(phase)에 대한 구간별 전류 흐름의 경로를 나타낸 도면이다.
도 5는 도 4의 제1 스위칭부의 동작에 따른 신호들을 보여주는 파형도이다.
도 6은 도 3의 양방향 DC-DC 컨버터의 방전 모드시 한 상(phase)에 대한 구간별 전류 흐름의 경로를 나타낸 도면이다.
도 7은 도 6의 제2 스위칭부의 동작에 따른 신호들을 보여주는 파형도이다.
도 8은 도 5의 공진 구간의 확대 파형도이다.
도 9는 본 발명에 따른 양방향 DC-DC 컨버터에서 보조 전원이 280 V인 경우 충전 동작에 대한 시뮬레이션을 수행한 결과 파형이다.
도 10은 본 발명에 따른 양방향 DC-DC 컨버터에서 보조 전원이 200 V인 경우에 충전 동작에 대한 시뮬레이션을 수행한 파형이다.
후술하는 본 발명에 대한 상세한 설명은, 본 발명이 실시될 수 있는 특정 실시예를 예시로서 도시하는 첨부 도면을 참조한다. 이들 실시예는 당업자가 본 발명을 실시할 수 있기에 충분하도록 상세히 설명된다. 본 발명의 다양한 실시예는 서로 다르지만 상호 배타적일 필요는 없음이 이해되어야 한다. 예를 들어, 여기에 기재되어 있는 특정 형상, 구조 및 특성은 일 실시예에 관련하여 본 발명의 정신 및 범위를 벗어나지 않으면서 다른 실시예로 구현될 수 있다. 또한, 각각의 개시된 실시예 내의 개별 구성요소의 위치 또는 배치는 본 발명의 정신 및 범위를 벗어나지 않으면서 변경될 수 있음이 이해되어야 한다. 따라서, 후술하는 상세한 설명은 한정적인 의미로서 취하려는 것이 아니며, 본 발명의 범위는, 적절하게 설명된다면, 그 청구항들이 주장하는 것과 균등한 모든 범위와 더불어 첨부된 청구항에 의해서만 한정된다. 도면에서 유사한 참조부호는 여러 측면에 걸쳐서 동일하거나 유사한 기능을 지칭한다.
이하, 도면들을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예들을 보다 상세하게 설명하기로 한다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 DC-DC 컨버터의 회로도이다.
본 발명에 따른 양방향 DC-DC 컨버터는 LC 공진을 이용한 새로운 방식의 소프트 스위칭 방법을 제시하며, 제안하는 시스템의 하드웨어는 영전압스위칭(zero voltage switching, 이하, ZVS)용 커패시터의 개수를 6개에서 3개로 50 % 줄였으며, 경부하와 무부하시 도통 손실을 저감하기 위하여 전류 불연속 모드로 동작한다.
또한, 충전 시에는 벅컨버터, 방전 시는 부스트컨버터로 동작하는데, 각 모드에 해당하는 스위치 소자만 스위칭을 하기 때문에 스위칭 손실도 감소한다. 또한, ZVS용 커패시터를 50 %나 줄였음에도 불구하고, 전체 부하 구간에서 스위치의 턴-오프 시 ZVS, 턴-온 시 ZVS와 영전류스위칭(zero current switching, 이하, ZCS)가 되도록 하였다
도 3을 참조하면, 본 실시예에 따른 양방향 DC-DC 컨버터(10)는 예를 들어 충방전 전력 시스템(1)의 일부 구성일 수 있다.
상기 충방전 전력 시스템(1)은 전기자동차 배터리, 에너지 저장 시스템(ESS), 스마트 그리드 등에 적용될 수 있다. 상기 충방전 전력 시스템(1)은 상기 양방향 DC-DC 컨버터(10)를 통해 배터리를 충전 및 방전한다.
상기 충방전 전력 시스템(1)은 상기 양방향 DC-DC 컨버터(10)를 소프트 스위칭하는 제어부(미도시)를 더 포함할 수 있다. 상기 제어부는 소프트 스위칭을 위한 소프트웨어(또는 애플리케이션)에 의해 상기 양방향 DC-DC 컨버터(10)를 제어할 수 있다.
상기 충방전 전력 시스템(1)은 상용 전원(Vs, 20), DC 링크단의 직류 전원(VDC, 60), 상기 직류 전원(VDC, 60)을 상기 상용 전원(Vs, 20)과 연결하며 양방향 제어가 가능한 PWM 인버터(40), 배터리로 사용되는 보조 전원(VB, 80)을 더 포함할 수 있다. 예를 들어, 상기 직류 전원(VDC, 60)은 약 400 V, 상기 보조 전원(VB, 80)의 변동 범위는 약 200 내지 280 V로 가정할 수 있다.
상기 양방향 DC-DC 컨버터(10)는 3상 인터리브(Interleave) 방식으로 동작하며, 인덕터부(110), 상단의 제1 스위칭부(130), 하단의 제2 스위칭부(150)를 포함한다.
상기 인덕터부(110)는 상기 직류 전원(VDC, 60)과 상기 보조 전원(VB, 80) 사이에 3상 연결된 3개의 인덕터(La, Lb , Lc)를 포함한다. 상기 인덕터(La, Lb , Lc)는 인터리브 방식의 펄스 폭 변조(Interleaved Pulse Width Modulation: PWM) 동작에 따라 전류의 증감을 가능하게 한다.
상기 제1 스위칭부(130)는 상기 각 인덕터(La, Lb , Lc)에 직렬로 연결되는 3개의 스위치(S1a, S1b, S1c)를 포함한다. 상기 3개의 스위치(S1a, S1b, S1c)는 120°의 위상차를 가지면서 동작할 수 있다. 상기 스위치들은 전력반도체스위치이다.
상기 제1 스위칭부(130)는 상기 각 인덕터(La, Lb , Lc)에 흐르는 전류(iLa, iLb, iLc)의 크기에 관계 없이 소프트 스위칭으로 동작하여 스위칭 손실이 거의 없다.
상기 제2 스위칭부(150)는 상기 각 인덕터(La, Lb , Lc)에 대응하는 상기 제1 스위칭부(130)의 스위치(S1a, S1b, S1c) 간의 일 접점으로부터 접지 단자(미도시) 사이에 각각 연결되는 3개의 스위치(S2a, S2b, S2c)를 포함한다. 상기 3개의 스위치(S2a, S2b, S2c) 역시 120°의 위상차를 가지면서 동작할 수 있다.
일 실시예로, 상기 제1 스위칭부(130) 및 제2 스위칭부(150)는 각 1 모듈 1 폴로 구성된 IGBT(Insulated Gate Bipolar mode Transistor) 모듈을 사용할 수 있다(S1a-S2a, S1b-S2b, S1c-S2c). 그러나, 다른 실시예로 선로에 의한 표류 인덕턴스(stray inductance)를 최소화하기 위하여 6개의 IGBT가 1개의 모듈에 수용되어 있는 모듈을 사용할 수도 있다.
본 발명에서는 상기 제2 스위칭부(150)의 스위치(S2a, S2b, S2c)와 각각 병렬로 연결된 3개의 커패시터(Csa, Csb, Csc)를 포함한다. 상기 커패시터(Csa, Csb, Csc)는 스위칭 손실을 줄이기 위해 영전압스위칭을 수행한다. 이러한 커패시터는 스너버 커패시터라고도 불린다.
종래에는 6개의 스위치에 각각 커패시터가 연결되어 6개의 커패시터가 필요하였으나, 본원발명에서는 상단에 위치하는 제1 스위칭부(130)에 커패시터가 연결되지 않으므로, 제2 스위칭부(150)에 연결된 3개의 커패시터만을 포함한다. 따라서, 소자의 수를 감소시키므로 제조 단가를 줄여 가격 경쟁력을 확보할 수 있다.
본 실시예에 따른 양방향 DC-DC 컨버터(10)의 동작은 충전 모드와 방전 모드로 구별된다. 충전 모드에서는, 상기 양방향 DC-DC 컨버터(10)는 에너지가 DC 링크단의 직류 전원(VDC, 60)에서 배터리로 전달되며 벅컨버터(buck converter, 감압 직류-직류 변환기)로 동작한다. 상기 제1 스위칭부(130)의 스위치(S1a, S1b, S1c)는 임의의 듀티로 스위칭 하며, 상기 제2 스위칭부(150)의 스위치(S2a, S2b, S2c)는 오프 상태를 유지함으로써 벅컨버터의 환류 다이오드역할을 한다.
반면, 상기 양방향 DC-DC 컨버터(10)는 에너지가 배터리에서 DC 링크단의 직류 전원(VDC, 60)로 전달되는 방전 모드에서는 부스트컨버터(boost converter)로 동작한다. 방전 모드에서는 충전 모드와 반대로, 상기 제2 스위칭부(150)의 스위치(S2a, S2b, S2c)가 스위칭 하며, 상기 제1 스위칭부(130)의 스위치(S1a, S1b, S1c)는 오프 상태를 유지한다.
상기 제1 스위칭부(130) 및 상기 제2 스위칭부(150)는 배터리 입력 및 출력 전류의 리플(ripple)을 줄이기 위하여 각 상(phase)의 스위치들은 120°의 위상차를 가지면서 스위칭 한다.
본 발명에서 상기 제1 스위칭부(130) 및 상기 제2 스위칭부(150)의 각 스위치들은 충전 및 방전의 각 모드에서, 스위치가 턴-온(turn-on) 시 ZVS와 ZCS, 턴-오프(turn-off) 시 ZVS가 되도록 제어된다. 이러한 소프트 스위칭은 전부하(full load) 영역에서 이루어진다. 각 상은 동일한 스위칭 패턴을 가지므로, 이하에서는 한 상을 기준으로 충전 모드와 방전 모드에 대해 설명하고자 한다.
도 4는 도 3의 양방향 DC-DC 컨버터의 충전 모드시 한 상(phase)에 대한 구간별 전류 흐름의 경로를 나타낸 도면이다. 도 5는 도 4의 제1 스위칭부의 동작에 따른 신호들을 보여주는 파형도이다.
도 4를 참조하면, 충전 모드의 동작은 구간 1 내지 구간 4로 구분되며, 굵은 선은 각 구간에서의 전류 흐름의 경로를 나타낸다. 도 5에는 충전 모드시 제1 스위칭부의 스위치(S1)에 인가되는 신호파형(S1_sig)과 인턱터 전류(iL), 제1 스위칭부의 스위치(S1, 이하 제1 스위치)의 양단 전압(VS1) 및 제2 스위칭부의 스위치(S2, 이하 제2 스위치)의 양단 전압(VS2)의 파형을 나타낸다. VDC=2VB인 경우를 가정하였으며, 이때 인턱터 전류(iL)가 증가하는 구간과 감소하는 구간에서 인턱터 전류(iL)의 기울기는 동일하다.
1) 구간 1(t0 ~ t1)
구간 1은 제1 스위치(S1)가 턴-온 되어 인턱터 전류(iL)가 선형적으로 증가하는 구간이다. 인턱터 전류(iL)는 아래의 수학식 1과 같이 표현된다.
[수학식 1]
Figure 112014065710839-pat00002
2) 구간 2(t1 ~ t2)
구간 1에서 제2 스위치(S2)에 병렬로 연결된 스너버 커패시터(Cs)의 양단 전압(VS2)는 VDC이므로, 제1 스위치(S1)의 양단 전압(VS1)은 0 V이며, 제1 스위치(S1)의 턴-오프시 ZVS가 된다. 제1 스위치(S1)가 턴-오프되면, 인덕터(L)와 커패시터(Cs)가 공진하며 이때 인턱터 전류(iL)는 아래의 수학식 2와 같이 표현된다.
[수학식 2]
Figure 112014065710839-pat00003

여기서,
Figure 112014065710839-pat00004
이고,
Figure 112014065710839-pat00005
이다.
또한, 인턱터 전류(iL)에 의하여 커패시터(Cs)의 전압은 방전하게 되는데, 커패시터(Cs)의 전압은 제2 스위치(S2)의 양단 전압(VS2)과 같으며, 아래의 수학식 3으로 나타낼 수 있다. 제2 스위치(S2)의 양단 전압(VS2)이 0이 되면 구간 2는 종료된다.
[수학식 3]
Figure 112014065710839-pat00006
3) 구간 3(t2 ~ t3)
제2 스위치(S2)의 양단 전압(VS2)이 0이 되면, 제2 스위치(S2)의 다이오드가 턴-온 되고 인덕터(L)에 전압이 역으로 걸려 인턱터 전류(iL)는 선형적으로 감소하게 된다. 이때 인턱터 전류(iL)는 아래의 수학식 4로 나타낼 수 있다. 인턱터 전류(iL)가 최초로 0이 되는 지점에서, 구간 3은 종료한다.
[수학식 4]
Figure 112014065710839-pat00007
4) 구간 4(t3 ~ t4)
인턱터 전류(iL)가 0이 되면 인덕터(L)와 커패시터(Cs)가 공진하여, 인덕터(L)에 공진전류가 흐르게 되는데, 이때 인덕터(L)에 흐르는 공진 전류(iL)와 제2 스위치(S2)의 양단 전압(VS2)은 각각 아래의 수학식 5 및 수학식 6과 같다.
[수학식 5]
Figure 112014065710839-pat00008
[수학식 6]
Figure 112014065710839-pat00009
또한, 제1 스위치(S1)의 양단 전압(VS1)은 VDC와 제2 스위치(S2)의 양단 전압(VS2)의 차이만큼의 전압이 걸리므로, VS2가 VDC와 같아지면 제1 스위치(S1)를 턴-온 한다. 구간 4에서 인턱터 전류(iL)와 VS2 및 VS1를 관찰해 보면, 인덕터 전류(iL)가 음(-)에서 양(+)으로 바뀌는 0 A 시점에 VS2의 전압은 VDC가 되고, VS1은 0 V가 됨을 알 수 있다. 따라서, 인덕터 전류(iL) 미분치가 최대인 시점에서 제1 스위치(S1)를 턴-온하면 ZVS가 되며, 아울러 전류도 0 A에서 증가하기 시작하므로 ZCS도 된다.
도 6은 도 3의 양방향 DC-DC 컨버터의 방전 모드시 한 상(phase)에 대한 구간별 전류 흐름의 경로를 나타낸 도면이다. 도 7은 도 6의 제2 스위칭부의 동작에 따른 신호들을 보여주는 파형도이다.
도 6을 참조하면, 방전 모드의 동작 시에도 충전 모드와 마찬가지로 구간 1 내지 구간 4로 구분 할 수 있다. 도 7에는 방전 모드시 제2 스위치(S2)에 인가되는 신호파형(S2_sig)과 인턱터 전류(iL), 제1 스위치(S1)의 양단 전압(VS1), 제2 스위치(S2)의 양단 전압(VS2)의 파형을 나타낸다. 해석의 편의를 위하여, 인덕터 전류(iL) 방향과 인가되는 전압의 극성을 충전 모드와 반대 방향으로 정하였다.
1) 구간 1(t0 ~ t1)
구간 1은 제2 스위치(S2)가 가 턴-온 되어 인턱터 전류(iL)가 선형적으로 증가하는 구간이다. 인턱터 전류(iL)는 아래의 수학식 7과 같이 표현된다. 구간 1에서 제2 스위치(S2)의 양단 전압(VS2)은 0이다.
[수학식 7]
Figure 112014065710839-pat00010
2) 구간 2(t1 ~ t2)
제2 스위치(S2)의 양단 전압(VS2)이 0 V이므로, 제2 스위치(S2)는 ZVS 조건에서 턴-오프 된다. 제2 스위치(S2)가 턴-오프 되면 인덕터와 스너버 커패시터(Cs)의 공진에 의해 인덕터(L)에 공진 전류가 흐르며, 아래의 수학식 8과 같이 표현된다.
[수학식 8]
Figure 112014065710839-pat00011
또한, 인턱터 전류(iL)는 커패시터(Cs)를 충전하는데 커패시터(Cs)의 전압은 제2 스위치(S2)의 양단 전압(VS2)과 같으며, 아래의 수학식 9와 같이 표현된다. 제2 스위치(S2)의 양단 전압(VS2)이 VDC와 같아지면 구간 2는 종료된다.
[수학식 9]
Figure 112014065710839-pat00012
3) 구간 3(t2 ~ t3)
커패시터(Cs)의 전압이 VDC와 같아지면 제1 스위치(S1)의 다이오드가 턴-온 되어, 인덕터(L)에 저장된 에너지가 DC 링크단으로 전달된다. 이때 인덕터(L)에는 VDC와 VB의 차가 역방향으로 걸리게 되어, 인턱터 전류(iL)는 선형적으로 감소한다. 인턱터 전류(iL)는 아래의 수학식 10과 같다.
[수학식 10]
Figure 112014065710839-pat00013
충전 모드와 동일하게 인턱터 전류(iL)가 최초로 0이 되는 지점에서 구간 3은 종료된다.
4) 구간 4(t3 ~ t4)
인턱터 전류(iL)가 0이 되면 인덕터(L)와 커패시터(Cs)가 공진을 하는데, 이때 인턱터 전류(iL)는 수학식 5와 같으며, 제2 스위치(S2)의 양단 전압(VS2)은 아래의 수학식 11로 나타낼 수 있다.
[수학식 11]
Figure 112014065710839-pat00014
구간 4에서 인턱터 전류(iL)과 제2 스위치(S2)의 양단 전압(VS2)을 보면 인턱터 전류(iL)가 음(-)에서 양(+)으로 바뀌는 0 A 시점에서 VS2가 0이 됨을 알 수 있다. 해석의 편의상, 인턱터 전류(iL)의 방향을 충전 모드와 반대로 정하였으므로, 실제 시스템(1)의 스위칭 신호생성 시에는 인턱터 전류(iL)가 양(+)에서 음(-)으로 변하는 인턱터 전류(iL)의 미분치가 최소인 시점에서 VS2에 턴-온 신호를 인가하면 ZVS가 되며, 인턱터 전류(iL)는 0에서 음(-)의 방향으로 증가하므로 ZCS도 된다.
본 발명에 따른 양방향 DC-DC 컨버터(10)의 소프트 스위칭 방법에 따른 스위칭 주파수는 기본적으로 일정하지만, 일정한 스위칭 주파수를 갖는 일반적인 방법과는 다소 다르게 스위칭 시점을 미세하게 조정할 수 있다. 이러한 스위칭 신호 생성 방법을 설명하기 위하여 도 8에 충전 모드 시 구간 4의 인턱터 전류(iL), 제1 스위치(S1)의 양단 전압(VS1), 제1 스위치(S1)에 인가되는 게이트 신호인 S1_sig, 및 공진 전류의 영점에서 발생하는 신호인 SZD_sig 와 제어부(미도시)의 PWM 모듈에 설정된 주기 SMCU_ sig를 나타내었다.
도 4의 제1 스위치(S1) 시점 t4에서의 인턱터 전류(iL)는 0 A이며, 제1 스위치(S1)의 양단 전압(VS1)도 0 V인데, 이러한 소프트 스위칭 조건은 일반적인 것은 아니며 제1 스위치(S1)를 턴-오프 하는 시점인 t1과 인턱터 전류(iL)가 0 A이 되는 시점인 t3에 따라서 소프트 스위칭 조건이 안 될 수가 있다.
도 8은 소프트 스위칭이 안 되는 경우 t4 부분을 확대하여 나타낸 것이다. 제어부에서 일정한 스위칭 주파수에 따른 턴-온 신호를 발생하는 시점은 tMCU이나, 이때의 제1 스위치(S1)의 양단 전압(VS1)은 실제로 0 V가 아니다. 따라서, 도 8의 파형에 나타낸 tMCU는 상기 제어부에서 생성하는 시스템(1)의 스위칭 주기로서, 실제 MCU나 DSP의 PWM 모듈에서 설정하는 주기이다. t4는 tMCU 이후 인덕터(L)의 공진 전류가 0인 지점에서 제1 스위치(S1)에 신호가 인가되는 시점으로, 시스템(1)의 실제 스위칭 주기가 된다. 시스템(1) 스위칭 주기 tMCU에서는 ZVS 조건이 안 되므로, ZVS 조건이 되는 SZD_sig 신호가 발생하는 시점인 t4까지 기다렸다가 제1 스위치(S1)을 턴-온하게 된다. 따라서, 실제 스위칭 주기 t4는 아래의 수학식 12와 같다.
[수학식 12]
Figure 112014065710839-pat00015
수학식 12에서 알 수 있듯이 실제 시스템(1)의 스위칭 주기 t4는 MCU나 DSP의 PWM 모듈에서 설정한 주기와 같거나 길어진다. 이렇게 되면 스위칭 주기가 계속 길어지는 문제가 있어서 본 발명에서는 tMCU를 기준으로 시스템(1)을 설계하는 경우를 고려하여 시스템(1)의 실제 스위칭 주기 t4가 tMCU를 기준으로 공진 반주기(±0.5tw0)의 범위 내에서 변동하도록 PWM 모듈의 스위칭 주기 tMCU를 아래의 수학식 13의 tMCU_com으로 보상할 수 있다.
[수학식 13]
Figure 112014065710839-pat00016
따라서, 실제 스위칭 신호가 발생하는 시점은 도 8의 Range of t4 상에 위치하게 된다. 시스템(1)의 실제 스위칭 주기 t4는 시스템(1) 설계의 기준이 되는 스위칭 주기 tMCU를 중심으로 공진 주파수의 반주기 내에서 변동하며 아래의 수학식 14로 나타낼 수 있다.
[수학식 14]
Figure 112014065710839-pat00017
수학식 12, 13 및 14를 통하여 알 수 있듯이, 만약 공진 주파수가 무한대라고 가정하면 tw0는 0이 되어 스위칭 주기 t4는 tMCU와 동일한 값을 가지게 된다.
이하에서는, 본 발명의 효과를 검증하기 위해 양방향 DC-DC 컨버터(10)를 포함하는 시스템(1)의 시뮬레이션한 결과를 설명한다. 시스템(1)의 파라미터는 아래의 표 1과 같다.
Parameter Value
VDC 400 [V]
VB 200∼280 [V]
fMCU (tMCU) 20 [kHz] (50 [us])
L 500 [uH]
C 2.2 [nF]
직류 전원(VDC)은 계통 연계형 PWM 컨버터의 DC 링크단의 전압으로 계통의 역률을 제어한다는 가정 하에 400 V로 결정하였으며, 인덕터(L)의 값은 배터리 전압이 최저인 200 V에서 3 kW로 충전, 방전 시 임계모드가 되도록 아래의 수학식 15를 이용하여 500 uH로 결정하였다.
[수학식 15]
Figure 112014065710839-pat00018
공진 주파수는 수학식 12와 수학식 14에 나타낸 것처럼 부하의 변동 시 시스템(1)의 스위칭 주파수 변동에 영향을 미치기 때문에 20 kHz의 약 10 배인 200 kHz 정도로 가정할 수 있는데, 시스템(1)의 효율과 커패시터의 충전 및 방전 시간을 고려하고, 규격화된 2.2 nF의 커패시터를 사용하기 위하여 150 kHz로 결정하였다. 충전 시와 방전 시 각부 파형이 동일하기 때문에 충전시를 기준으로 시뮬레이션을 수행하였으며, 배터리 전압이 최대인 280 V에서 3 kW와 1 kW 전력으로 충전하는 경우와 배터리 전압이 최저인 200 V에서 동일한 전력으로 충전하는 경우에 대하여 시뮬레이션을 수행하였다.
도 9는 보조 전원(VB)이 280 V인 경우 Psim 시뮬레이션 툴을 이용하여 충전 동작에 대한 시뮬레이션을 수행한 결과 파형이다. 도 9(a)는 1 kW로 충전하는 경우 인턱터 전류(iL), 제1 스위치(S1)의 양단 전압(VS1)의 파형이며, 도 9(b)는 3 kW로 충전하는 경우의 시뮬레이션 결과 파형이다. 전압 스케일은 200 V/DIV이며, 전류 스케일은 5 A/DIV, 그리고 시간축 스케일은 20 uS/DIV이다.
전류가 음(-)에서 양(+)으로 바뀌는 순간 제1 스위치(S1)의 양단 전압(VS1)이 0인 것을 확인 할 수 있으며, 이때 제1 스위치(S1)가 턴-온 되어 인턱터 전류(iL)가 상승하는 것을 확인할 수 있다. 제1 스위치(S1)의 턴-온 시 ZCS, ZVS가 되며, 턴-오프 시 ZVS가 된다.
도 10은 보조 전원(VB)이 200 V인 경우에 충전 동작에 대한 시뮬레이션을 수행한 파형이다. 도 10(a)는 1 kW로 충전하는 경우이며, 도 10(b)는 3 kW로 충전하는 경우의 파형이다.
도 9와 도 10의 시뮬레이션 파형에서 알 수 있듯이 제1 스위치(S1)의 턴-오프 시 ZVS, 턴-온 시 ZVS 및 ZCS가 된다.
본 발명에 따른 3상 인터리브드 양방향 DC-DC 컨버터의 소프트 스위칭 방법은, 스위칭 손실의 최소화를 위한 LC 공진을 이용한 새로운 스위칭 신호 생성 방법을 제시한다. 종래의 인터리브드 방식과 비교하여 컨버터가 전류 불연속 모드에서 동작하기 때문에 경부하시 스위치 소자의 도통 손실이 감소하며, 충전과 방전 시 하나의 스위치부만 스위칭하기 때문에 스위칭 손실 또한 감소한다.
또한, 상단 및 하단의 스위치부에 모두 커패시터를 추가한 종래의 방식과는 달리 하단 스위치부에만 병렬로 커패시터를 추가하여 각 모드에서 동작하는 스위칭 소자의 턴-오프 시 ZVS, 턴-온 시 ZVS 및 ZCS가 되도록 제어한다. 이에 따라, 본 발명의 소프트 스위칭 방법에 따라 배터리나 슈퍼커패시터와 같은 에너지 저장 시스템에서 사용되는 양방향 DC-DC 컨버터의 고효율화 구현이 가능하다.
이와 같은, 양방향 DC-DC 컨버터 소프트 스위칭 방법은 애플리케이션으로 구현되거나 다양한 컴퓨터 구성요소를 통하여 수행될 수 있는 프로그램 명령어의 형태로 구현되어 컴퓨터 판독 가능한 기록 매체에 기록될 수 있다. 상기 컴퓨터 판독 가능한 기록 매체는 프로그램 명령어, 데이터 파일, 데이터 구조 등을 단독으로 또는 조합하여 포함할 수 있다.
상기 컴퓨터 판독 가능한 기록 매체에 기록되는 프로그램 명령어는 본 발명을 위하여 특별히 설계되고 구성된 것들이거니와 컴퓨터 소프트웨어 분야의 당업자에게 공지되어 사용 가능한 것일 수도 있다.
컴퓨터 판독 가능한 기록 매체의 예에는, 하드 디스크, 플로피 디스크 및 자기 테이프와 같은 자기 매체, CD-ROM, DVD와 같은 광기록 매체, 플롭티컬 디스크(floptical disk)와 같은 자기-광 매체(magneto-optical media), 및 ROM, RAM, 플래시 메모리 등과 같은 프로그램 명령어를 저장하고 수행하도록 특별히 구성된 하드웨어 장치가 포함된다.
프로그램 명령어의 예에는, 컴파일러에 의해 만들어지는 것과 같은 기계어 코드뿐만 아니라 인터프리터 등을 사용해서 컴퓨터에 의해서 실행될 수 있는 고급 언어 코드도 포함된다. 상기 하드웨어 장치는 본 발명에 따른 처리를 수행하기 위해 하나 이상의 소프트웨어 모듈로서 작동하도록 구성될 수 있으며, 그 역도 마찬가지이다.
이상에서는 실시예들을 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 하기의 특허 청구의 범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.
본 발명에 의한 기술을 적용할 수 있는 분야 중 대표적인 분야를 두 가지만 소개하면 ESS(에너지저장장치)와 전기자동차충전기를 들 수 있다. ESS는 1) 전력피크시간대의 완충역할을 하여 부하평준화를 통한 전력이용효율개선, 2) 정전발생시 비상발전, 3) EV 충전소, 4) 태양광과 풍력 등 불규칙한 신재생에너지원을 고품질 전력으로 전환하여 공급하는 등을 목적으로 최근 전세계적인 이슈가 되고 있다.
친환경자동차의 보급은 배터리 문제가 해결되면 기하급수적으로 증가할 것으로 예상되며, 2011년 전세계 승용차 판매대수 7372만대 중에서 친환경 자동차가 차지하는 비율은 1.2%로서 8만대에 달한다. 이러한 분야에는 전력변환장치가 필수인데 전력변환장치의 기술적 어려움은 고성능은 물론 고효율화와 고신뢰성 확보에 있으며 영업적 어려움은 가격경쟁력 확보에 있다.
본 발명의 기술이 적용되기 전에는 고성능은 확보되었다고 볼 수 있지만 고효율화와 고신뢰성 및 가격경쟁력 부분은 개선의 여지가 아직 많은 실정이다. 본 발명의 기술 적용 시 종래 방식 대비 효율 및 신뢰성을 향상시킬 수 있으며, 원가절감 또한 가능하게 되므로 제품의 경쟁력 확보에 크게 기여할 수 있다.
1: 충방전 전력 시스템 10: 양방향 DC-DC 컨버터
110: 인덕터부 130: 제1 스위칭부
150: 제2 스위칭부 20: 상용 전원
40: PWM 인버터 60: 직류 전원
80: 보조 전원

Claims (20)

  1. 직류 전원을 공급하는 소스 전원과 보조 전원용 배터리 사이에서, 인터리브 펄스 폭 변조를 수행하는 3상으로 연결된 3개의 인덕터;
    상기 각 인덕터에 직렬로 연결되는 3개의 스위치를 포함하는 제1 스위칭부;
    상기 각 인덕터와 상기 각 인덕터에 대응하는 상기 제1 스위칭부의 각 스위치 간의 일 접점으로부터 접지 단자 사이에 각각 연결되는 3개의 스위치를 포함하는 제2 스위칭부;
    상기 제2 스위칭부의 스위치와 각각 병렬로 연결되어 영전압스위칭을 수행하는 3개의 커패시터; 및
    상기 제1 스위칭부 및 상기 제2 스위칭부로 미리 정해진 스위칭 주기에 따른 턴-온 신호를 발생하는 제어부를 포함하고,
    상기 제어부는, 상기 제1 스위칭부 및 상기 제2 스위칭부에 포함되는 스위치가 영전압스위칭 조건을 만족시킬 수 있도록 상기 3개의 인덕터와 상기 3개의 커패시터의 공진에 의해 상기 3개의 인덕터에 흐르는 공진 전류의 반주기 내에서 상기 턴-온 신호를 발생하는 시점을 변동시키고, 상기 공진 전류의 반주기 내에서 상기 미리 정해진 스위칭 주기를 보상하는, 양방향 DC-DC 컨버터.
  2. 제1항에 있어서,
    충전 모드에서, 상기 제1 스위칭부는 스위칭 동작하고, 상기 제2 스위칭부는 오프 동작하는, 양방향 DC-DC 컨버터.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 제1 스위칭부가 포함하는 3개의 스위치는 120° 위상차를 가지면서 스위칭 동작하는, 양방향 DC-DC 컨버터.
  4. 제2항에 있어서,
    상기 제1 스위칭부가 포함하는 3개의 스위치 및 상기 제2 스위칭부가 포함하는 3개의 스위치는, 각 모드에서 턴-온시 영전압스위칭(ZVS: zero voltage switching) 및 영전류스위칭(ZCS: zero current switching)으로 동작하고, 턴-오프시 영전압스위칭(ZVS: zero voltage switching)으로 동작하는, 양방향 DC-DC 컨버터.
  5. 제1항에 있어서,
    방전 모드에서, 상기 제1 스위칭부는 오프 동작하고, 상기 제2 스위칭부는 스위칭 동작하는, 양방향 DC-DC 컨버터.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 제2 스위칭부가 포함하는 3개의 스위치는 120° 위상차를 가지면서 스위칭 동작하는, 양방향 DC-DC 컨버터.
  7. 제5항에 있어서,
    상기 제1 스위칭부가 포함하는 3개의 스위치 및 상기 제2 스위칭부가 포함하는 3개의 스위치는, 각 모드에서 턴-온시 영전압스위칭(ZVS: zero voltage switching) 및 영전류스위칭(ZCS: zero current switching)으로 동작하고, 턴-오프시 영전압스위칭(ZVS: zero voltage switching)으로 동작하는, 양방향 DC-DC 컨버터.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 제1 스위칭부가 포함하는 3개의 스위치 및 상기 제2 스위칭부가 포함하는 3개의 스위치는, 각각 IGBT(Insulated Gate Bipolar mode Transistor)인, 양방향 DC-DC 컨버터.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 제1 스위칭부 및 상기 제2 스위칭부는, 상기 인덕터에 흐르는 인덕터 전류의 불연속 모드로 동작하는, 양방향 DC-DC 컨버터.
  10. 제1항에 있어서,
    상기 제1 스위칭부 및 상기 제2 스위칭부는, 통합된 하나의 모듈로 형성되는, 양방향 DC-DC 컨버터.
  11. 제1항에 있어서,
    상기 제1 스위칭부의 일 스위치와 상기 제1 스위칭부의 일 스위치와 연결되는 제2 스위칭부의 일 스위치는, 각각 하나의 모듈로 형성되는, 양방향 DC-DC 컨버터.
  12. 직류 전원을 공급하는 소스 전원과 보조 전원용 배터리 사이에서, 인터리브 펄스 폭 변조를 수행하는 3상으로 연결된 3개의 인덕터; 상기 각 인덕터에 직렬로 연결되는 3개의 스위치를 포함하는 제1 스위칭부; 상기 각 인덕터와 상기 각 인덕터에 대응하는 상기 제1 스위칭부의 각 스위치 간의 일 접점으로부터 접지 단자 사이에 각각 연결되는 3개의 스위치를 포함하는 제2 스위칭부; 및 상기 제2 스위칭부의 스위치와 각각 병렬로 연결되어 영전압스위칭을 수행하는 3개의 커패시터를 포함하는, 양방향 DC-DC 컨버터의 소프트 스위칭 방법으로서,
    충전 모드에서, 상기 제1 스위칭부를 스위칭 동작하고, 상기 제2 스위칭부는 오프 동작하는 단계; 및
    방전 모드에서, 상기 제1 스위칭부는 오프 동작하고, 상기 제2 스위칭부는 스위칭 동작하는 단계; 및
    상기 제1 스위칭부 및 상기 제2 스위칭부의 스위칭 주기를 보상하는 단계를 포함하고,
    상기 제1 스위칭부 및 상기 제2 스위칭부의 스위칭 주기를 보상하는 단계는,
    상기 제1 스위칭부 및 상기 제2 스위칭부에 포함되는 스위치가 영전압스위칭 조건을 만족시킬 수 있도록 상기 3개의 인덕터와 상기 3개의 커패시터의 공진에 의해 상기 3개의 인덕터에 흐르는 공진 전류의 반주기 내에서 상기 제1 스위칭부 및 상기 제2 스위칭부에 포함되는 스위치의 턴-온 신호를 발생하는 시점을 변동시키고, 상기 공진 전류의 반주기 내에서 상기 제1 스위칭부 및 상기 제2 스위칭부의 스위칭 주기를 보상하는, 양방향 DC-DC 컨버터의 소프트 스위칭 방법.
  13. 제12항에 있어서, 상기 충전 모드에서, 상기 제1 스위칭부를 스위칭 동작하는 단계는,
    상기 제1 스위칭부가 포함하는 3개의 스위치를 120° 위상차로 스위칭하는 단계를 포함하는, 양방향 DC-DC 컨버터의 소프트 스위칭 방법.
  14. 제12항에 있어서, 상기 충전 모드에서, 상기 제1 스위칭부를 스위칭 동작하고, 상기 제2 스위칭부는 오프 동작하는 단계는,
    턴-온시 영전압스위칭(ZVS: zero voltage switching) 및 영전류스위칭(ZCS: zero current switching)으로 동작하고, 턴-오프시 영전압스위칭(ZVS: zero voltage switching)으로 동작하는, 양방향 DC-DC 컨버터의 소프트 스위칭 방법.
  15. 제12항에 있어서, 상기 방전 모드에서, 상기 제2 스위칭부를 스위칭 동작하는 단계는,
    상기 제2 스위칭부가 포함하는 3개의 스위치를 120° 위상차로 스위칭하는 단계를 포함하는, 양방향 DC-DC 컨버터의 소프트 스위칭 방법.
  16. 제12항에 있어서, 상기 방전 모드에서, 상기 제1 스위칭부는 오프 동작하고, 상기 제2 스위칭부는 스위칭 동작하는 단계는,
    턴-온시 영전압스위칭(ZVS: zero voltage switching) 및 영전류스위칭(ZCS: zero current switching)으로 동작하고, 턴-오프시 영전압스위칭(ZVS: zero voltage switching)으로 동작하는, 양방향 DC-DC 컨버터의 소프트 스위칭 방법.
  17. 제12항에 있어서,
    상기 제1 스위칭부 및 상기 제2 스위칭부는, 상기 인덕터에 흐르는 인덕터 전류의 불연속 모드로 동작하는, 양방향 DC-DC 컨버터의 소프트 스위칭 방법.
  18. 삭제
  19. 제12항에 있어서, 상기 제1 스위칭부 및 상기 제2 스위칭부의 스위칭 주기를 보상하는 단계는,
    아래의 수학식에 따라 스위칭 주기를 보상하고,
    Figure 112015079330855-pat00019

    여기서, t4는 스위칭 주기, tMCU 는 스위칭 주파수에 따른 턴-온 신호를 발생하는 시점, tw0는 공진 주기인, 양방향 DC-DC 컨버터의 소프트 스위칭 방법.
  20. 제12항 내지 제17항, 제19항 중 어느 하나의 항에 따른 양방향 DC-DC 컨버터의 소프트 스위칭 방법을 수행하기 위한, 컴퓨터 프로그램이 기록된 컴퓨터로 판독 가능한 기록 매체.
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