KR101503133B1 - 저밀도 패리티 검사 부호를 사용하는 통신 시스템에서 채널 부호/복호 방법 및 장치 - Google Patents

저밀도 패리티 검사 부호를 사용하는 통신 시스템에서 채널 부호/복호 방법 및 장치 Download PDF

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Abstract

본 발명은 고차 변조(High Order Modulation) 방식을 적용하는 통신 시스템에서 저밀도 패리티 검사(low density parity check, 이하 LDPC) 부호를 사용함에 있어서, 구조적인 LDPC 부호로부터 다양한 부호어 크기를 생성하는 채널 부호화/복호화 방법 및 장치에 관한 것이다.
본 발명은 다양한 부호어 길이를 지원하기 위하여 단축(shortening) 또는 천공(puncturing)을 적용함에 있어서 고차 변조 방식을 고려하여 최적화된 단축 및 천공 패턴을 구하는 방법을 제안하고, 상기 단축 및 천공 패턴을 상기 LDPC 부호의 패리티 검사 행렬에 적용한 후, 단축이 필요할 경우에 단축을 취한 다음에 정보 데이터 비트들이 입력되면 상기 패리티 검사 행렬을 이용하여 미리 설정되어 있는 부호화 방식으로 부호화하여 LDPC 부호어를 생성하고 천공이 필요할 경우에 천공을 적용하여 전송한다.

Description

저밀도 패리티 검사 부호를 사용하는 통신 시스템에서 채널 부호/복호 방법 및 장치{APPARATUS AND METHOD FOR CHANNEL ENCODING AND DECODING IN COMMUNICATION SYSTEM USING LOW-DENSITY PARITY-CHECK CODES}
본 발명은 저밀도 패리티 검사(low-density parity-check, 이하 LDPC) 부호를 사용하는 통신 시스템에 관한 것으로, 특히 고차 변조 방식에서 주어진 LDPC 부호로부터 다양한 부호어 길이와 부호율(code rate)을 가지는 LDPC 부호를 생성하는 채널 부호화/복호화(channel encoding/decoding) 장치 및 방법에 관한 것이다.
무선 통신 시스템에서는 채널의 여러 가지 잡음(noise)과 페이딩(fading) 현상 및 신호간 간섭(inter-symbol interference, ISI)에 의해 링크(link)의 성능이 현저히 저하된다. 따라서, 차세대 이동 통신, 디지털 방송 및 휴대 인터넷과 같이 높은 데이터 처리량과 신뢰도를 요구하는 고속 디지털 통신 시스템들을 구현하기 위해서 잡음과 페이딩 및 ISI에 대한 극복 기술을 개발하는 것이 필수적이다. 최근에는 정보의 왜곡을 효율적으로 복원하여 통신의 신뢰도를 높이기 위한 방법으로서 오류정정부호(error-correcting code)에 대한 연구가 활발히 이루어지고 있다.
상기 LDPC 부호, 즉 에러 정정 코드의 타입은 일반적으로 패리티 검사 행렬(parity-check matrix)로 정의되며 Tanner 그래프로 통칭되는 이분(bipartite) 그래프를 이용하여 표현될 수 있다. 상기 이분 그래프는 그래프를 구성하는 정점들이 서로 다른 2 종류로 나누어져 있음을 의미하며, 상기 LDPC 부호의 경우에는 변수 노드(variable node)와 검사 노드(check node)라 불리는 정점들로 이루어진 이분 그래프로 표현된다. 상기 변수 노드는 부호화된 비트와 일대일 대응된다.
도 1은 4 개의 행(row)과 8 개의 열(column)로 이루어진 상기 LDPC 부호의 패리티 검사 행렬 H1의 예이다. 도 1을 참조하면, 열이 8개 있기 때문에 길이가 8인 부호어(codeword)를 생성하는 LDPC 부호를 의미하며, 각 열은 부호화된 8 비트와 대응된다.
도 2는 도 1의 H1에 대응하는 Tanner 그래프를 도시한 도면이다.
도 2를 참조하면, 상기 LDPC 부호의 상기 Tanner 그래프는 8개의 변수 노드들 x1(202), x2(204), x3(206), x4(208), x5(210), x6(212), x7(214), x8(216)과 4개의 검사 노드(check node)(218, 220, 222, 224)들로 구성되어 있다. 여기서, 상기 LDPC 부호의 패리티 검사 행렬 H1의 i번째 열과 j번째 행은 각각 변수 노드 xi와 j 번째 검사 노드에 대응된다. 또한, 상기 LDPC 부호의 패리티 검사 행렬 H1의 i번째 열과 j번째 행이 교차하는 지점의 1의 값, 즉 0이 아닌 값의 의미는, 상기 도 2에 도시된 바와 같이 상기 Tanner 그래프 상에서 상기 변수 노드 xi와 j번째 검사 노드 사이에 선분(edge)이 존재함을 의미한다.
상기 LDPC 부호의 Tanner 그래프에서 변수 노드 및 검사 노드의 차수(degree)는 각 노드들에 연결되어 있는 선분의 개수를 의미하며, 이는 상기 LDPC 부호의 패리티 검사행렬에서 해당 노드에 대응되는 열 또는 행에서 0이 아닌 원소(entry)들의 개수와 동일하다. 예를 들어, 상기 도 2에서 변수 노드들 x1(202), x2(204), x3(206), x4(208), x5(210), x6(212), x7(214), x8(216)의 차수는 각각 순서대로 4, 3, 3, 3, 2, 2, 2, 2가 되며, 검사 노드들(218, 220, 222, 224)의 차수는 각각 순서대로 6, 5, 5, 5가 된다. 또한, 상기 도 2의 변수 노드들에 대응되는 상기 도 1의 패리티 검사 행렬 H1의 각각의 열에서 0이 아닌 원소들의 개수는 상기한 차수들 4, 3, 3, 3, 2, 2, 2, 2 각각과 순서대로 일치하며, 상기 도 2의 검사 노드들에 대응되는 상기 도 1의 패리티 검사 행렬 H1의 각각의 행에서 0이 아닌 원소들의 개수는 상기한 차수들 6, 5, 5, 5 각각과 순서대로 일치한다.
LDPC 부호의 노드에 대한 차수 분포(degree distribution)를 표현하기 위하여 차수가 i인 변수 노드의 개수와 변수 노드 총 개수와의 비율을 fi라 하고, 차수가 j인 검사 노드의 개수와 검사 노드 총 개수와의 비율을 gj라 하자. 예를 들어 상기 도 1과 도 2에 해당하는 LDPC 부호의 경우에는 f2=4/8, f3=3/8, f4=1/8이고, i≠2, 3, 4 에 대해서 fi=0 이며, g5=3/4, g6=1/4이고, j≠5,6 에 대해서 gj=0 이다. LDPC 부호의 길이를 N, 즉 열의 개수를 N이라 하고, 행의 개수를 N/2이라 할 때, 상기 차수 분포를 가지는 패리티 검사 행렬 전체에서 0이 아닌 원소의 밀도는 하기의 <수학식 1>과 같이 계산된다.
Figure 112013023372487-pat00001
상기 <수학식 1>에서 N이 증가하게 되면 패리티 검사 행렬 내에서 1의 밀도는 계속해서 감소하게 된다. 일반적으로 LDPC 부호는 부호 길이 N에 대하여 0이 아닌 원소의 밀도가 반비례하므로, N이 큰 경우에는 매우 낮은 밀도를 가지게 된다. LDPC 부호의 명칭에서 저밀도(low-density)란 말은 이와 같은 이유로 유래되었다.
상기 도 3은 유럽 디지털 방송 표준(standard)의 하나인 DVB-S2에서 표준 기술로 채택된 LDPC 부호를 개략적으로 도시하였다.
도 3을 참조하면,
Figure 112013023372487-pat00002
및
Figure 112013023372487-pat00003
은 각각 LDPC 부호의 부호어 길이와 정보어의 길이를 나타내고,
Figure 112013023372487-pat00004
은 패리티 길이를 의미한다. 그리고
Figure 112013023372487-pat00005
과
Figure 112013023372487-pat00006
는
Figure 112013023372487-pat00007
를 만족한다. 이때,
Figure 112013023372487-pat00008
도 정수가 되도록 한다.
도 3을 참조하면 패리티 검사 행렬에서 패리티 부분에 해당하는 부분, 즉,
Figure 112013023372487-pat00009
번째 열(column)부터
Figure 112013023372487-pat00010
번째 열까지의 구조는 이중 대각(dual diagonal) 형태이다. 따라서, 패리티 부분에 해당하는 열의 차수(degree) 분포는 그 값이 '1'인 마지막 열을 제외하고 모두 '2'를 가진다.
패리티 검사 행렬에서 정보어 부분에 해당하는 부분, 즉 0번째 열부터
Figure 112013023372487-pat00011
번째 열까지는 다음의 규칙을 이용하여 생성된다.
<규칙 1>: 패리티 검사 행렬에서 정보어에 해당하는
Figure 112013023372487-pat00012
개의 열을
Figure 112013023372487-pat00013
개의 열들로 구성된 복수 개의 그룹으로 그룹화(grouping)하여, 총
Figure 112013023372487-pat00014
개의 열 그룹(column group)을 생성한다. 각 열 그룹에 속해있는 각각의 열을 구성하는 방법은 하기 규칙 2에 따른다.
<규칙 2>: 먼저
Figure 112013023372487-pat00015
번째
Figure 112013023372487-pat00016
열 그룹의 각 0 번째 열에서의 1이 있는 위치를 결정한다. 여기서, 각
Figure 112013023372487-pat00017
번째 열 그룹의 0 번째 열의 차수를
Figure 112013023372487-pat00018
라 할 때, 각 1이 있는 행의 위치를
Figure 112013023372487-pat00019
이라 가정하면,
Figure 112013023372487-pat00020
번째 열 그룹 내의
Figure 112013023372487-pat00021
번째 열에서 1이 있는 행의 위치
Figure 112013023372487-pat00022
는 하기 <수학식 2>와 같이 정의된다.
Figure 112013023372487-pat00023
상기 규칙에 따르면
Figure 112013023372487-pat00024
번째
Figure 112013023372487-pat00025
열 그룹 내에 속하는 열들의 차수는 모두
Figure 112013023372487-pat00026
로 일정함을 알 수 있다. 상기 규칙에 따라 패리티 검사 행렬에 대한 정보를 저장하고 있는 DVB-S2 LDPC 부호의 구조를 쉽게 이해하기 위하여 다음과 같은 구체적인 예를 살펴보기로 한다.
구체적인 예로서
Figure 112013023372487-pat00027
이며, 3개의 열 그룹의 0 번째 열에 대한 1이 있는 행의 위치 정보는 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112013023372487-pat00028
상기 각 열 그룹의 0 번째 1이 있는 행의 위치 정보는 편의상 다음과 같이 각 열 그룹 별로 해당 위치 정보만 표기하기도 한다.
0 1 2
0 11 13
0 10 14
즉, 상기
Figure 112013023372487-pat00029
번째 행의 수열은
Figure 112013023372487-pat00030
번째 열 그룹에 대한 행의 위치 정보를 순차적으로 나타낸 것이다.
상기 구체적인 예에 해당하는 정보와 <규칙 1> 및 <규칙 2>를 이용하여 패리티 검사 행렬을 구성하면 도 4에서 도시된 DVB-S2 LDPC 부호와 동일한 개념의 LDPC 부호를 생성할 수 있다.
상기 <규칙 1>과 <규칙 2>를 통해 설계된 DVB-S2 LDPC 부호는 구조적인 형태를 이용하여 효율적인 부호화가 가능함이 알려져 있다. 상기 DVB-S2의 패리티 검사 행렬을 이용하여 LDPC 부호화를 진행 과정의 각 단계들을 다음과 같은 예를 들어 설명한다.
하기에는 구체적인 예로서
Figure 112013023372487-pat00031
,
Figure 112013023372487-pat00032
,
Figure 112013023372487-pat00033
,
Figure 112013023372487-pat00034
를 특징으로 하는 DVB-S2 LDPC 부호를 이용하는 부호화 과정을 설명하였다. 또한 설명의 편의를 위해 길이가
Figure 112013023372487-pat00035
인 정보어 비트들을
Figure 112013023372487-pat00036
로 나타내고, 길이가
Figure 112013023372487-pat00037
인 패리티 비트들을
Figure 112013023372487-pat00038
로 나타낸다.
단계 1: LDPC 부호화기는 패리티 비트들을 다음과 같이 초기화 한다.
Figure 112013023372487-pat00039
.
단계 2: 저장되어 있는 패리티 검사 행렬을 나타내는 수열의 0번째 행으로부터 정보어의 첫 번째 열 그룹 내에서 1이 위치한 행의 정보를 호출(read)한다.
0 2084 1613 1548 1286 1460 3196 4297 2481 3369 3451 4620 2622
Figure 112013023372487-pat00040
상기 호출된 정보와 정보어 비트
Figure 112013023372487-pat00041
를 이용하여 하기의 <수학식 3>과 같이 특정 패리티 비트
Figure 112013023372487-pat00042
들을 업데이트한다. 여기서,
Figure 112013023372487-pat00043
는 각각의
Figure 112013023372487-pat00044
값을 의미한다.
Figure 112013023372487-pat00045
상기 <수학식 3>에서
Figure 112013023372487-pat00046
는
Figure 112013023372487-pat00047
로 표기하기도 하며,
Figure 112013023372487-pat00048
는 이진(binary) 덧셈을 의미한다.
단계 3:
Figure 112013023372487-pat00049
이후의 다음 359개의 정보어 비트
Figure 112013023372487-pat00050
,
Figure 112013023372487-pat00051
에 대해서 먼저 하기의 <수학식 4>에 대한 값을 결정한다.
Figure 112013023372487-pat00052
상기 <수학식 4>에서
Figure 112013023372487-pat00053
는 각각의
Figure 112013023372487-pat00054
값을 의미한다. 상기 <수학식 4>는 <수학식 2>와 동일한 개념의 수식임에 유의한다.
다음으로 상기 <수학식 4>에서 구한 값을 이용하여 <수학식 3>과 유사한 작업을 수행한다. 즉,
Figure 112013023372487-pat00055
에 대해서
Figure 112013023372487-pat00056
을 업데이트한다. 예를 들어
Figure 112013023372487-pat00057
, 즉,
Figure 112013023372487-pat00058
에 대해서 하기의 <수학식 5>와 같이
Figure 112013023372487-pat00059
들을 업데이트한다.
Figure 112013023372487-pat00060
상기 <수학식 5>의 경우에는
Figure 112013023372487-pat00061
이다. LDPC 부호화기는 위와 같은 과정을
Figure 112013023372487-pat00062
에 대해서 마찬가지로 수행한다.
단계 4: 상기 단계 2와 마찬가지로 361번째 정보어 비트
Figure 112013023372487-pat00063
에 대해서
Figure 112013023372487-pat00064
의 정보를 호출하고, 특정
Figure 112013023372487-pat00065
을 업데이트한다. 여기서,
Figure 112013023372487-pat00066
는
Figure 112013023372487-pat00067
을 의미한다.
Figure 112013023372487-pat00068
이후의 다음 359개의 정보어 비트
Figure 112013023372487-pat00069
에 대해서 <수학식 4>를 유사하게 적용하여
Figure 112013023372487-pat00070
를 업데이트한다.
단계 5: 모든 각각의 360개의 정보어 비트 그룹에 대해서 상기 단계 2, 3, 4의 과정을 반복한다.
단계 6: 최종적으로 <수학식 6>을 통해서 패리티 비트를 결정한다.
Figure 112013023372487-pat00071
상기 <수학식 6>의 패리티 비트
Figure 112013023372487-pat00072
들이 LDPC 부호화가 완료된 것이다.
이상에서 설명한 바와 같이 DVB-S2에서는 단계 1부터 단계 6까지의 과정에서 설명된 바와 같이, 부호화를 수행한다.
LDPC 부호를 실제 통신 시스템에 적용하기 위해서는 상기 통신 시스템에서 요구되는 데이터 전송량(dara rate)에 적합하도록 설계되어야 한다. 특히 복합 재전송(Hybrid Automatic Retransmission Request, HARQ) 방식과 적응형 변조 및 부호화(Adaptive Modulation and Coding, AMC) 방식 등을 적용하는 적응형 통신 시스템뿐만 아니라 다양한 방송 서비스를 지원하는 통신 시스템에서는 시스템의 요구에 따라 다양한 데이터 전송량을 지원하기 위해 다양한 부호어 길이를 가지는 LDPC 부호가 필요하다.
그런데, 상술한 바와 같이 DVB-S2 시스템에서 사용되는 LDPC 부호의 경우에는 제한적인 사용으로 인해 부호어 길이가 2 종류 밖에 없을 뿐만 아니라 각각 독립적인 패리티 검사 행렬을 필요로 한다. 이러한 이유로 시스템의 확장성 및 유연성을 증가시키기 위해서 다양한 부호어 길이를 지원하는 방법이 필요하다. 특히 DVB-S2 시스템에서는 시그널링(signaling) 정보의 전송을 위하여 수백에서 수천 비트의 데이터 전송이 필요한데 DVB-S2 LDPC 부호의 길이는 16200과 64800 두 개 밖에 없기 때문에 다양한 부호어 길이에 대한 지원이 필수적이다. 그런데 LDPC 부호의 각각의 부호어 길이에 대해 독립적인 패리티 검사 행렬을 저장하는 것은 메모리 효율성을 떨어뜨리기 때문에 새로운 패리티 검사 행렬을 설계하지 않고, 기존에 주어져 있는 패리티 검사 행렬로부터 다양한 부호어 길이를 효율적으로 지원하는 방안이 요망된다.
LDPC 부호의 다양한 부호어 길이를 요구하는 통신 시스템에서 고차 변조 방식을 적용하는 경우는 BPSK 또는 QPSK만 적용하는 통신 시스템의 경우와 달리 고차 변조 심볼(symbol)에 포함된 비트들의 신뢰도(reliability)가 다름을 주의해야 한다.
고차 변조 방식에서의 신뢰도 차이를 설명하기 위하여 이하에서는 통신 시스템에서 통상적으로 사용하는 고차 변조 방식인 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 방식을 적용할 경우의 신호 성좌(signal constellation)에 대해서 설명한다. QAM에서 변조된 심볼은 실수부와 허수부로 구성되며 각 실수부와 허수부의 크기와 부호를 다르게 하여 다양한 변조 심볼을 구성할 수 있다. QAM의 특성을 살펴보기 위하여 QPSK 변조 방식과 함께 설명하기로 한다.
도 5(a)는 일반적인 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 변조 방식의 신호 성좌의 개략도이다.
y0는 실수부의 부호를 결정하며 y1 은 허수부의 부호를 결정한다. 즉, y0가 0일 경우 실수부의 부호는 양(plus,+)이며, y0가 1일 경우 실수부의 부호는 음(minus,-)이다. 또한, y1이 0일 경우 허수부의 부호는 양(plus,+)이며, y1이 1일 경우 허수부의 부호는 음(minus,-)이다. y0, y1 각각이 실수부와 허수부의 부호를 표시하는 부호표시비트 이므로 y0, y1 의 오류 발생 확률은 같기 때문에, QPSK 변조 방식의 경우 하나의 변조 신호에 해당하는 (y0, y1) 각 비트의 신뢰도는 동일하다. 여기서 y0 ,q, y1 , q 로 표기했을 때, 아래 첨자 두 번째 인덱스 q는 변조신호구성비트의 q번째 출력임을 의미한다.
도 5(b)는 일반적인 16-QAM 변조 방식의 신호 성좌의 개략도이다.
도 5(b)를 참조하면, (y0, y1, y2, y3)는 하나의 변조 신호 비트에 해당한다. 특히, 비트 y0와 y2는 각각 실수부의 부호와 크기를 결정하며, 비트 y1과 y3 각각은 허수부의 부호와 크기를 결정한다. 즉, y0와 y1은 신호의 실수부와 허수부의 부호를 결정하며, y2와 y3 는 신호의 실수부와 허수부의 크기를 결정한다. 변조된 신호의 크기를 판별하는 것보다 부호를 판별하는 것이 더 용이하기 때문에 y2와 y3에 대하여 오류가 발생할 확률이 y0와 y1 보다 높다. 따라서 비트들의 오류가 발생하지 않을 확률(즉, 신뢰도)은 y0=y1 > y2=y3 의 순서가 된다. 즉, QPSK와 달리 QAM의 변조 신호 구성 비트들 (y0, y1, y2, y3)는 각 비트의 신뢰도가 상이한 특성이 있다.
16-QAM 변조 방식은 신호를 구성하는 4비트 중 2개의 비트는 신호의 실수부와 허수부의 부호를 결정하며, 나머지 2 비트는 신호의 실수부와 허수부의 크기를 나타내면 되므로 (y0, y1, y2, y3)의 순서와 각 비트의 역할은 변할 수 있음은 당연하다.
도 5(c)는 일반적인 64-QAM 변조 방식의 신호 성좌의 개략도이다.
여기서, 하나의 변조 신호 비트에 해당하는 (y0, y1, y2, y3, y4, y5) 중 비트 y0, y2와 y4는 실수부의 부호와 크기를 결정하며, y1, y3와 y5는 허수부의 부호와 크기를 결정한다. 이때 y0와 y1는 각각 실수부와 허수부의 부호를 결정하며, y2 , y4의 결합과, y3 , y5의 결합은 각각 실수부와 허수부의 크기를 결정한다. 변조된 심볼의 크기를 판별하는 것보다 부호를 판별하는 것이 더 용이하기 때문에 y0와 y1의 신뢰도는 y2 , y3, y4 , y5의 신뢰도에 비하여 높다. y2 , y3는 변조된 심볼의 크기가 4보다 큰 값인지 작은 값인지에 따라 결정되며, y4 , y5는 변조된 심볼의 크기가 2를 기준으로 4와 0에 가까운지 결정되거나, 6을 기준으로 4 또는 8에 가까운지에 따라 결정된다. 따라서 y2 , y3의 결정 범위의 크기는 4가 되고, y4 , y5 의 결정 범위는 2가 된다. 따라서 y2 , y3의 신뢰도가 y4 , y5에 비하여 높다. 결과적으로, 각 비트들의 오류가 발생하지 않을 확률(즉, 신뢰도)은 y0=y1 > y2=y3 > y4=y5 의 순서가 된다.
64-QAM 변조 방식은 신호를 구성하는 6비트 중 2개의 비트는 신호의 실수부와 허수부의 부호를 결정하며, 4개의 비트는 신호의 실수부와 허수부의 크기를 나타내기만 하면 된다. 따라서 (y0, y1, y2, y3, y4, y5)의 순서와 각 비트의 역할은 변할 수 있다. 또한 256-QAM 이상의 신호 성좌의 경우에도 앞서 설명된 것과 동일한 방식으로 변조 신호 구성 비트들의 역할과 신뢰도가 달라진다. 이에 대한 상세한 설명은 생략하기로 한다.
간략하게 정리하자면, BPSK나 QPSK 변조 방식에서는 심볼에 포함된 비트들의 신뢰도(reliability)가 동일하기 때문에 단축 또는 천공을 적용한 이후의 LDPC 부호어에서 각 부호어 비트들의 신뢰도 또한 동일하므로 단축 및 천공 패턴을 결정할 때 변조 방식을 고려할 필요는 없었다. 하지만, 16-QAM, 64-QAM, 256-QAM과 같은 고차 변조 방식에서는 심볼에 포함된 비트들의 역할과 신뢰도(reliability)가 달라지기 때문에 변조 방식과 신호 성좌 비트 매핑 방식이 결정되어 있을 때 단축 또는 천공을 적용한 이후의 LDPC 부호어에서 각 부호어 비트에 대응되는 신뢰도가 단축 또는 천공을 적용하기 이전과 상이하게 되는 문제점이 있다.
따라서, 고차 변조 방식을 고려한 단축(shortening) 또는 천공(puncturing)을 이용하여 LDPC 부호를 생성하는 장치 및 방법이 요구된다.
본 발명은 주어진 LDPC 부호로부터 고차 변조 방식을 고려한 단축(shortening) 또는 천공(puncturing)을 이용하여 다른 부호어 길이를 가지는 LDPC 부호를 생성하여 생성된 LDPC 부호를 생성하고, 생성된 상기 LDPC 부호를 이용하여 통신 시스템에서 채널 부호화/복호화 방법 및 장치를 제공한다.
또한 본 발명은 DVB-S2 구조를 고려하여 최적의 성능을 보장하는 저밀도 검사 부호를 사용하는 통신 시스템에서 채널 부호화/복호화 방법 및 장치를 제공한다.
삭제
본 발명의 실시 예에 따른 방법은,
저밀도 패리티 검사 부호를 사용한 시스템에서 채널 복호화 방법에 있어서,
수신된 신호를 복조하는 과정;
단축된 정보 비트의 위치를 결정하는 과정; 및
상기 결정된 단축된 정보 비트의 위치를 고려하여 상기 복조된 신호를 복호하는 과정을 포함하고,
상기 단축된 정보 비트의 위치를 결정하는 과정은,
단축된 정보 비트의 수를 결정하는 과정;
상기 결정된 단축된 정보 비트의 수를 근거로 하여 단축된 비트 그룹의 수를 결정하는 과정; 및
미리 결정된 비트 그룹의 순서를 획득하는 과정을 포함하고,
상기 단축된 정보 비트의 수를 결정하기 위해 단축에 의해 획득될 수 있는 정보 비트 수(K2)를 결정하는 과정을 더 포함하고,
비트 그룹의 길이가 360이고, 부호어 길이가 16200이고, 정보 비트의 길이가 7200일 경우,
상기 미리 결정된 비트 그룹의 순서에 따라서 0 번째 비트 그룹부터 (m-1) 번째 비트 그룹까지 해당하는 모든 정보 비트가 단축된 것으로 결정하는 과정; 및
상기 미리 결정된 비트 그룹의 순서에 따라서 m 번째 비트 그룹 내의 (7200-K2-360m) 정보 비트가 단축된 것으로 결정하는 과정을 포함하고,
K2는 단축에 의해 얻어질 수 있는 정보 비트의 수이고, (7200-K2)는 단축된 정보 비트의 수이고,
Figure 712014004815351-pat00196
이고,
16-QAM(quadrature amplitude modulation)일 경우, 상기 미리 결정된 비트 그룹의 순서에 기반으로 하는 단축된 비트 그룹의 순서는 18, 17, 16, 15, 14, 13, 12, 11, 4, 10, 9, 8, 7, 3, 2, 1, 6, 5, 19, 0인 것을 포함한다.

본 발명의 실시 예에 따른 장치는,
저밀도 패리티 검사 부호를 사용한 시스템에서 채널 복호화 장치에 있어서,
수신된 신호를 복조하는 복조기;
단축된 정보 비트의 위치를 결정하는 단축 패턴 결정부; 및
상기 결정된 단축된 정보 비트의 위치를 고려하여 상기 복조된 신호를 복호하는 복호기를 포함하고,
상기 단축 패턴 결정부는, 상기 단축될 정보 비트의 수를 결정하기 위해 단축에 의해 획득될 수 있는 정보 비트 수(K2)를 결정함을 포함하고,
상기 단축된 정보 비트의 위치는, 단축된 정보 비트의 수를 결정하고, 상기 결정된 단축된 정보 비트의 수를 근거로 하여 단축된 비트 그룹의 수를 결정하고, 미리 결정된 비트 그룹의 순서를 획득함에 의해 결정하고,
비트 그룹의 길이가 360이고, 부호어 길이가 16200이고, 정보 비트의 길이가 7200일 경우, 상기 단축 패턴 결정부는 상기 미리 결정된 비트 그룹의 순서에 따라서 0 번째 비트 그룹부터 (m-1) 번째 비트 그룹까지 해당하는 모든 정보 비트가 단축된 것으로 결정하고, 상기 미리 결정된 비트 그룹의 순서에 따라서 m 번째 비트 그룹 내의 (7200-K2-360m) 정보 비트가 단축된 것으로 결정하고,
K2는 단축에 의해 얻어질 수 있는 정보 비트의 수이고, (7200-K2)는 단축된 정보 비트의 수이고,
Figure 712014004815351-pat00197
이고,
16-QAM(quadrature amplitude modulation)일 경우, 상기 미리 결정된 비트 그룹의 순서에 기반으로 하는 단축된 비트 그룹의 순서는 18, 17, 16, 15, 14, 13, 12, 11, 4, 10, 9, 8, 7, 3, 2, 1, 6, 5, 19, 0인 것을 포함한다.

본 발명의 실시 예에 따른 방법은,
저밀도 패리티 검사 부호를 사용한 시스템에서 채널 복호화 방법에 있어서,
수신된 신호를 복조하는 과정;
단축된 정보 비트의 위치를 결정하는 과정; 및
상기 결정된 단축된 정보 비트의 위치를 고려하여 상기 복조된 신호를 복호하는 과정을 포함하고,
상기 단축된 정보 비트의 수를 결정하기 위해 단축에 의해 획득될 수 있는 정보 비트 수(K2)를 결정하는 과정을 더 포함하고,
상기 단축된 정보 비트의 위치를 결정하는 과정은,
단축된 정보 비트의 수를 결정하는 과정;
상기 결정된 단축된 정보 비트의 수를 근거로 하여 단축된 비트 그룹의 수를 결정하는 과정; 및
미리 결정된 비트 그룹의 순서를 획득하는 과정을 포함하고,
비트 그룹의 길이가 360이고, 부호어 길이가 16200이고, 정보 비트의 길이가 7200일 경우,
상기 미리 결정된 비트 그룹의 순서에 따라서 0 번째 비트 그룹부터 (m-1) 번째 비트 그룹까지 해당하는 모든 정보 비트가 단축된 것으로 결정하는 과정; 및
상기 미리 결정된 비트 그룹의 순서에 따라서 m 번째 비트 그룹 내의 (7200-K2-360m) 정보 비트가 단축된 것으로 결정하는 과정을 포함하고,
K2는 단축에 의해 얻어질 수 있는 정보 비트의 수이고, (7200-K2)는 단축된 정보 비트의 수이고,
Figure 712014004815351-pat00198
이고,
64-QAM(quadrature amplitude modulation)일 경우, 상기 미리 결정된 비트 그룹의 순서에 기반으로 하는 단축된 비트 그룹의 순서는 18, 17, 16, 4, 15, 14, 13, 12, 3, 11, 10, 9, 2, 8, 7, 1, 6, 5, 19, 0인 것을 포함한다.

본 발명의 실시 예에 따른 장치는,
저밀도 패리티 검사 부호를 사용한 시스템에서 채널 복호화 장치에 있어서,
수신된 신호를 복조하는 복조기;
단축된 정보 비트의 위치를 결정하는 단축 패턴 결정부; 및
상기 결정된 단축된 정보 비트의 위치를 고려하여 상기 복조된 신호를 복호하는 복호기를 포함하고,
상기 단축 패턴 결정부는, 상기 단축될 정보 비트의 수를 결정하기 위해 단축에 의해 획득될 수 있는 정보 비트 수(K2)를 결정함을 포함하고,
상기 단축된 정보 비트의 위치는, 단축된 정보 비트의 수를 결정하고, 상기 결정된 단축된 정보 비트의 수를 근거로 하여 단축된 비트 그룹의 수를 결정하고, 미리 결정된 비트 그룹의 순서를 획득함에 의해 결정하고,
비트 그룹의 길이가 360이고, 부호어 길이가 16200이고, 정보 비트의 길이가 7200일 경우, 상기 단축 패턴 결정부는 상기 미리 결정된 비트 그룹의 순서에 따라서 0 번째 비트 그룹부터 (m-1) 번째 비트 그룹까지 해당하는 모든 정보 비트가 단축된 것으로 결정하고, 상기 미리 결정된 비트 그룹의 순서에 따라서 m 번째 비트 그룹 내의 (7200-K2-360m) 정보 비트가 단축된 것으로 결정하고,
K2는 단축에 의해 얻어질 수 있는 정보 비트의 수이고, (7200-K2)는 단축된 정보 비트의 수이고,
Figure 712014004815351-pat00199
이고,
64-QAM(quadrature amplitude modulation)일 경우, 상기 미리 결정된 비트 그룹의 순서에 기반으로 하는 단축된 비트 그룹의 순서는 18, 17, 16, 4, 15, 14, 13, 12, 3, 11, 10, 9, 2, 8, 7, 1, 6, 5, 19, 0인 것을 포함한다.
본 발명은 고차 변조 방식과 LDPC 부호를 사용하는 통신 시스템에서 주어진 패리티 검사 행렬의 정보를 이용해서 성능을 최적화하여 부호어 길이가 다른 별도의 LDPC 부호를 생성할 수 있다.
본 발명은 변조 방식에 따라서 서로 다른 단축 패턴을 적용하여 단축할 수 있다.
도 1은 길이가 8인 LDPC 부호의 패리티 검사 행렬의 예를 도시한 도면,
도 2는 길이가 8인 LDPC 부호의 패리티 검사 행렬의 예의 Tanner 그래프를 도시한 도면,
도 3은 DVB-S2 LDPC 부호의 대략적인 구조도,
도 4는 DVB-S2 형태의 LDPC 부호의 패리티 검사 행렬의 예를 도시한 도면,
도 5(a)는 디지털 통신 시스템에서 사용하는 QPSK 변조의 예를 도시한 도면,
도 5(b)는 디지털 통신 시스템에서 사용하는 16-QAM 변조의 예를 도시한 도면,
도 5(c)는 디지털 통신 시스템에서 사용하는 64-QAM 변조의 예를 도시한 도면,
도 6는 LDPC 부호를 사용하는 통신 시스템의 송수신기 블록 구성도,
도 7(a)는 16-QAM 변조 방식에서 신호 성좌 비트 매핑의 예를 도시한 도면,
도 7(b)는 16-QAM 변조 방식에서 단축에 의한 신호 성좌 비트 매핑의 변화의 예를 도시한 도면,
도 8(a)는 64-QAM 변조 방식에서 신호 성좌 비트 매핑의 예를 도시한 도면,
도 8(b)는 64-QAM 변조 방식에서 단축에 의한 신호 성좌 비트 매핑의 변화의 예를 도시한 도면,
도 9는 본 발명의 실시 예에 따른 저장되어 있는 LDPC 부호의 패리티 검사 행렬로부터 다른 부호어 길이를 가지는 LDPC 부호를 생성하기 위한 흐름도,
도 10은 본 발명에서 제안한 단축된 LDPC 부호를 사용하는 송신 장치의 블록 구성도,
도 11은 본 발명에서 제안한 단축/천공된 LDPC 부호를 사용하는 송신 장치의 블록 구성도,
도 12는 본 발명에서 제안한 단축을 적용한 LDPC 부호를 사용하는 수신 장치의 블록 구성도,
도 13은 본 발명에서 제안한 단축과 천공을 모두 적용한 LDPC 부호를 사용하는 수신 장치의 블록 구성도,
도 14는 본 발명의 실시 예에 따른 수신 장치에서의 수신 동작을 도시한 흐름도.
본 발명에 따른 바람직한 실시 예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흐리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.
본 발명은 특정 형태의 구조적인 LDPC 부호의 패리티 검사 행렬을 이용하여 고차 변조 방식에 적합한 다양한 부호어 길이를 가지는 LDPC 부호를 지원하는 방법을 제안한다. 또한, 본 발명은 특정 형태의 LDPC 부호를 사용하는 통신 시스템에서 고차 변조 방식에 맞게 다양한 부호어 길이를 지원하는 장치 및 그 제어 방법을 제안한다. 특히 본 발명은 주어진 LDPC 부호의 패리티 검사 행렬을 이용하여 그보다 작은 LDPC 부호를 생성하는 방법 및 그 장치를 제안한다.
도 6은 LDPC 부호를 사용하는 통신 시스템의 송수신기 블록 구성도이다.
도 6을 참조하면, 메시지
Figure 112013023372487-pat00073
는 수신기(630)로 전송되기 전에 송신기(610)의 LDPC 부호화기(encoder)(611)로 입력된다. 그러면 상기 LDPC 부호화기(encoder)(611)는 입력된 메시지
Figure 112013023372487-pat00074
를 부호화하고 부호화 신호 c를 변조기(Modulator)(613)로 출력한다. 상기 변조기(613)는 부호화된 신호 c를 변조하고 무선 채널(620)을 통해 변조 신호 s를 수신기(530)로 전송한다. 그러면, 수신기(630)의 복조기(Demodulator)(631)는 수신된 신호 r을 복조하고, 복조 신호 x를 LDPC 복호기(Decoder)(633)로 출력한다. 상기 LDPC 복호기(Decoder)(633)는 복조 신호 x를 복호화한 후, 무선 채널(620)을 통해 받은 데이터를 통해 메시지의 추정치(estimate)
Figure 112013023372487-pat00075
를 추정해낸다.
상기 LDPC 부호화기(611)는 미리 설정되어 있는 방식으로부터 통신 시스템에서 요구하는 부호어 길이에 맞게 패리티 검사 행렬을 생성한다. 특히, 본 발명에서 LDPC 부호화기(611)는 LDPC 부호를 이용하여 별도의 추가적인 저장 정보의 필요가 없으면서 다양한 부호어 길이를 지원할 수 있다.
본 발명에서는 주어진 LDPC 부호로부터 다양한 부호어 길이를 얻는 방법으로서 단축법(shortening) 또는 천공법(puncturing)이라는 방법을 사용한다. 기존에는 LDPC 부호에 단축 또는 천공을 적용할 때 부호율 또는 부호어 길이에 맞추어 성능을 최적화하는 방법들이 알려져 있다. 하지만 기존에 알려져 있던 단축 및 천공 패턴을 결정하는 방법에서는 대부분 BPSK(Binary Phase Shift Keying) 또는 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)만 고려하여 최적화 과정을 진행하였기 때문에 최적화된 단축 및 천공 패턴이 주어진 LDPC 부호에 따라 한 가지만 존재할 수 있었다.
하지만, 고차 변조를 사용하면서 신호 성좌(signal constellation) 비트 매핑(bit mapping) 방식이 결정되어 있을 때의 최적화된 천공 및 단축 패턴은 BPSK 또는 QPSK 변조 방식을 위한 그것들과 상이해 질 수 있다.
BPSK나 QPSK 변조 방식에서는 심볼에 포함된 비트들의 신뢰도(reliability)가 동일하다. 결과적으로, 단축 또는 천공을 적용한 이후의 LDPC 부호어에서 각 부호어 비트들의 신뢰도 또한 동일하므로 단축 및 천공 패턴을 결정하는 과정에서 변조 방식을 고려할 필요는 없었다. 하지만, 종래기술에서 설명한 바와 같이 16-QAM, 64-QAM, 256-QAM과 같은 고차 변조 방식에서는 심볼에 포함된 비트들의 신뢰도(reliability)가 상이하기 때문에 변조 방식과 신호 성좌 비트 매핑 방식이 결정되어 있을 때 단축 또는 천공을 적용한 이후의 LDPC 부호어에서 각 부호어 비트에 대응되는 신뢰도가 단축 또는 천공을 적용하기 이전과 상이할 수 있다.
상기 도 7(a), 도 7(b), 도 8(a) 및 도 8(b)는 각각 변조 방식이 16-QAM, 64-QAM일 때 LDPC 부호어에서 변수 노드의 차수에 따라 심볼에 매핑되는 비트 사상의 예를 나타낸 도면이다. 특히, 도 7(a)는 16-QAM 변조 방식에서 신호 성좌 비트 매핑의 예를 도시한 도면이고, 도 7(b)는 16-QAM 변조 방식에서 단축에 의한 신호 성좌 비트 매핑의 변화의 예를 도시한 도면이다. 여기서 편의상 LDPC 부호어를 각각 8개 또는 12개의 일정한 단위의 부분 블록으로 나누어 생각한다.
상기 도 7(a)를 참조하면 y0, y1은 각각 16-QAM 심볼에서 실수부와 허수부의 부호를 결정짓는 신뢰도가 높은 비트를 의미한다. 즉 신뢰도의 크기 관계는 y0 = y1 > y2 = y3이다. 상기 도 7(a)에서, 최고차수 변수 노드에 대응되는 LDPC 부호어 비트 부분에는 y1과 y3가 매핑되므로 상기 최고차수 변수 노드 중에서 1/2은 신뢰도가 높은 부분에 대응되고 나머지 1/2은 신뢰도가 낮은 부분에 연결된다.
이제 도 7(b)처럼 최고차수 변수 노드 중에서 절반이 단축되었다고 가정하고, 단축되지 않은 최고차수 변수 노드에 대응되는 심볼 비트가 단축된 LDPC 부호어에서 고려될 때, 상기 최고차수 변수 노드의 7/8은 y3에 매핑되고, 1/8은 y1에 매핑된다. 즉, 단축되기 전의 비율과 매우 상이해진다.
마찬가지로 상기 도 8(a)를 살펴보기로 한다. 도 8(a)는 64-QAM 변조 방식에서 신호 성좌 비트 매핑의 예를 도시한 도면이고, 도 8(b)는 64-QAM 변조 방식에서 단축에 의한 신호 성좌 비트 매핑의 변화의 예를 도시한 도면이다.
상기 도 8(a)에서 심볼에 포함된 각 비트의 신뢰도 관계는 y0 = y1 > y2 = y3 > y4 = y5이다. 이 경우에는 LDPC 부호어에서 최고차수에 대응되는 변수 노드의 1/3은 가장 신뢰도가 낮은 y5에 대응됨을 알 수 있다. 하지만 상기 도 8(b)의 경우처럼 최고차수 변수 노드 중에서 2/3가 단축된 경우에는 나머지 단축되지 않은 최고차수 변수 노드의 5/6가 가장 신뢰도가 낮은 y5에 대응되어, 단축되기 전과 상이한 비율을 가짐을 알 수 있다.
이상에서 설명한 바와 같이 주어진 LDPC 부호에 대하여 고차 변조 방식과 신호 성좌 비트 매핑 방식이 고정되어 있을 때, 단축 방법에 따라 변조 심볼의 각 비트에 매핑되는 LDPC 부호어 비트의 비율이 매우 상이해지기 때문에 BPSK나 QPSK 변조 방식에서 사용된 단축 또는 천공 패턴은 적합하지 않을 수 있다.
또한 LDPC 부호는 변조 방식에 따라 최적화된 LDPC 부호의 패리티 검사 행렬의 차수 분포가 매우 상이함이 잘 알려져 있다. 즉, BPSK 또는 QPSK 변조 방식에 최적화된 LDPC 부호의 차수 분포와 16-QAM, 64-QAM 및 256-QAM에 최적화된 LDPC 부호의 차수 분포는 모두 상이하다.
이와 유사한 이유로 하나의 차수 분포를 가지는 LDPC 부호가 주어졌다고 가정했을 때 고차 변조 방식에 따라 최적화된 단축 또는 천공 패턴은 모두 상이한 패턴을 가지게 됨이 자명하다. 결론적으로 LDPC 부호의 최적화된 단축 또는 천공 패턴을 구하기 위해서는 적용할 변조 방식을 고려해서 단축 패턴을 구해야 한다.
변조 방식을 고려한 단축 또는 천공 패턴을 결정하는 방법을 설명하기 위해 먼저 단축법(shortening)에 대해서 설명한다. 상기 “단축법”이라 함은 LDPC 부호화를 수행함으로써 주어진 특정 패리티 검사 행렬로부터 LDPC 부호어를 생성한 후에, 상기 LDPC 부호어의 특정한 부분을 실질적으로 전송하지 않는 방법을 의미한다. 단축법에 대한 이해를 돕기 위해 도 3의 DVB-S2 LDPC 부호의 패리티 검사 행렬을 이용하여 이하에서 자세히 설명한다.
상기 도 3의 DVB-S2 LDPC 부호의 패리티 검사 행렬은 전체 길이가
Figure 112013023372487-pat00076
이며, 상기 패리티 검사 행렬의 앞부분은 길이가
Figure 112013023372487-pat00077
인 정보어 비트들
Figure 112013023372487-pat00078
이 대응되고, 상기 패리티 검사 행렬의 뒷부분은 길이가
Figure 112013023372487-pat00079
인 패리티 비트들
Figure 112013023372487-pat00080
이 대응된다. 통상적으로 정보어 비트들은 0, 1의 값을 자유롭게 가지게 되는데 단축법에서는 단축시킬 특정 부분의 정보어 비트들의 값에 제한을 두게 된다. 예를 들어
Figure 112013023372487-pat00081
에서부터
Figure 112013023372487-pat00082
까지
Figure 112013023372487-pat00083
개의 정보어 비트를 단축한다는 의미는 통상적으로
Figure 112013023372487-pat00084
임을 의미한다. 즉,
Figure 112013023372487-pat00085
에서부터
Figure 112013023372487-pat00086
까지
Figure 112013023372487-pat00087
개의 정보어 비트에 대한 값을 0으로 제한함으로써 상기 도 3의 DVB-S2 LDPC 부호의 패리티 검사 행렬에서 앞부분의
Figure 112013023372487-pat00088
개의 열을 실질적으로 사용하지 않는 것과 동일한 효과를 얻게 되는 것이다. "단축법"이라는 용어는 이러한 이유로 유래되었다. 따라서 본 발명에서 단축을 적용했다는 의미는 단축된 정보어 비트들의 값을 0으로 간주함을 의미하기도 한다.
상기 단축법은 시스템을 설정할 때 송신단과 수신단에서 단축되는 정보어 비트에 대한 위치 정보는 동일하게 공유 또는 생성 할 수 있으므로 송신단에서 단축된 비트들을 전송하지 않아도 수신단에서는 단축된 비트들에 해당하는 위치의 정보어 비트가 이미 0임을 알고 있는 상태에서 복호를 수행할 수 있다.
상기 단축법은 송신단에서 실제로 전송하는 부호어 길이가
Figure 112013023372487-pat00089
이고, 정보어의 길이가
Figure 112013023372487-pat00090
이므로 부호율이
Figure 112013023372487-pat00091
이 되어 처음 주어진 부호율
Figure 112013023372487-pat00092
보다 항상 작게 된다.
일반적으로 천공법은 정보어 비트와 패리티 비트에 모두 적용할 수 있다. 또한 천공법과 단축법은 부호의 부호어 길이를 작게 만든다는 공통점은 있지만, 천공법은 단축법과 달리 특정 비트의 값에 제한을 두는 개념이 아니다. 특히, 천공법은 특정 정보어 비트 또는 생성된 패리티 비트 중 특정 부분을 단지 전송하지 않음으로써 수신단에서 소실(erasure)로 처리하는 방법이다. 즉, 이미 생성된 길이가
Figure 112013023372487-pat00093
인 LDPC 부호어 중에서
Figure 112013023372487-pat00094
개의 약속된 위치에 비트들을 단지 전송하지 않음으로써 길이가
Figure 112013023372487-pat00095
인 LDPC 부호어를 전송하는 것과 동일한 효과를 얻는다. 패리티 검사 행렬에서 천공된 비트들에 해당하는 열들은 복호 과정에서 모두 그대로 사용되므로 단축법과는 차이가 있다.
게다가 본 발명의 실시 예에 따르면 천공된 비트들에 대한 위치 정보는 시스템을 설정할 때 송신단과 수신단이 동일하게 공유하거나 추정할 수 있으므로 수신단에서는 해당 천공된 비트들은 단지 소실로 처리하여 복호를 수행하게 된다.
천공법은 송신단에서 실제로 전송하는 부호어 길이가
Figure 112013023372487-pat00096
이고, 정보어의 길이는 변함없이
Figure 112013023372487-pat00097
이므로 부호율이
Figure 112013023372487-pat00098
이 되어 처음 주어진 부호율
Figure 112013023372487-pat00099
보다 항상 크게 된다.
이제 DVB-S2 LDPC 부호에 적합한 단축법과 천공법에 대해 설명한다. 상기 DVB-S2 LDPC 부호는 배경 기술에 언급한 바와 같이 특정 구조를 가지는 LDPC 부호의 일종이다. 따라서 일반적인 LDPC 부호의 경우와 달리 보다 효율적으로 단축과 천공을 적용할 수 있다.
설명의 편의를 위해서 DVB-S2 LDPC 부호는 부호어 길이와 정보어 길이가 각각
Figure 112013023372487-pat00100
,
Figure 112013023372487-pat00101
이고, 단축법과 천공법을 이용하여 DVB-S2 LDPC 부호로부터 최종적으로 얻고자 하는 LDPC 부호의 부호어 길이와 정보어 길이를 각각
Figure 112013023372487-pat00102
,
Figure 112013023372487-pat00103
이라 하자. 만일 우리가
Figure 112013023372487-pat00104
,
Figure 112013023372487-pat00105
라고 정의하면, DVB-S2 LDPC 부호의 패리티 검사행렬에서
Figure 112013023372487-pat00106
비트만큼 단축을 취하고,
Figure 112013023372487-pat00107
비트만큼 천공을 취하면 부호어 길이와 정보어 길이를 각각
Figure 112013023372487-pat00108
,
Figure 112013023372487-pat00109
인 상기 LDPC 부호를 생성할 수 있다. 이렇게 생성된 상기 LDPC 부호는
Figure 112013023372487-pat00110
또는
Figure 112013023372487-pat00111
일 때, 부호율이
Figure 112013023372487-pat00112
가 되어 일반적으로 DVB-S2 LDPC 부호의 부호율
Figure 112013023372487-pat00113
와는 다르게 되므로 대수적 특성이 변하게 된다. 여기서
Figure 112013023372487-pat00114
인 경우에는 단축이나 천공을 모두 적용하지 않거나 또는 단축만 취한 경우에 해당된다.
그러나 상기 DVB-S2 LDPC 부호는 <규칙 1>과 <규칙 2>에서 설명한 바와 같이 한 개의
Figure 112013023372487-pat00115
값이
Figure 112013023372487-pat00116
개의 열에 대응되어 총
Figure 112013023372487-pat00117
개의 열그룹(column group)이 각각 구조적인 형태를 가진다. 따라서 DVB-S2 LDPC 부호는 한 개의
Figure 112013023372487-pat00118
값을 사용하지 않으면
Figure 112013023372487-pat00119
개의 열을 사용하지 않는 것과 동일하다. 이러한 특징을 고려하여 도 9를 참조하여 설명될 단축 과정을 제안한다.
도 9는 본 발명의 실시 예에 따라서 저장된 LDPC 부호의 패리티 체크 메트릭스로부터 다른 부호어로 LDPC 부호를 생성하는 과정을 나타낸다.
먼저, LDPC 부호화기는 901 단계에서 심볼 전송 변조 방식을 결정하고 903 단계에서 단축을 취할 DVB-S2 LDPC 부호의 열그룹 정보를 호출한다. 즉, 저장되어 있는 패리티 검사 행렬 정보를 호출한다. 이후, LDPC 부호화기는 905 단계에서 DVB-S2 LDPC 부호의 열그룹 정보에서 부호어 길이
Figure 112013023372487-pat00120
와 정보어 길이
Figure 112013023372487-pat00121
를 결정한다. 이후, LDPC 부호화기는 저장되어 있는 패리티 검사 행렬의 호출된 정보로부터 요구되는 LDPC 부호의 정보어 길이에 맞는 단축을 취하는데, 하기 907 단계 내지 913 단계와 같은 단축 과정을 진행한다.
단축 단계 1: LDPC 부호화기는 907 단계에서
Figure 112013023372487-pat00122
를 구한다. 여기서
Figure 112013023372487-pat00123
는
Figure 112013023372487-pat00124
보다 같거나 작은 최대 정수를 의미한다.
단축 단계 2: LDPC 부호화기는 909 단계에서
Figure 112013023372487-pat00125
중에서
Figure 112013023372487-pat00126
개의 열그룹에 대한 시퀀스를 선택한다. 선택된 시퀀스를
Figure 112013023372487-pat00127
라 정의한다. LDPC 부호화기는 상기 수열
Figure 112013023372487-pat00128
에서 상기 부분 수열
Figure 112013023372487-pat00129
을 제외한 나머지
Figure 112013023372487-pat00130
개의 열그룹에 대한 수열은 없는 것으로 간주한다.
단축 단계 3: LDPC 부호화기는 911 단계에서 단축 단계 2에서 선택된
Figure 112013023372487-pat00131
개의
Figure 112013023372487-pat00132
로부터 DVB-S2 LDPC 부호의 정보어에 대응되는 열그룹의 위치를 결정한다. 이 경우에 단축된 DVB-S2 LDPC 부호를 생성한다. 이때 단축된 LDPC 부호는 정보어의 길이가
Figure 112013023372487-pat00133
이 됨에 유의한다. 또한 이 값은 항상
Figure 112013023372487-pat00134
보다 크거나 같다.
단축 단계 4: LDPC 부호화기는 913 단계에서 단축 단계 3에서 생성된 단축된 LDPC 부호에서
Figure 112013023372487-pat00135
개의 열을 추가적으로 단축한다.
상기 단축 단계 4에서 추가적인 단축은 추가적인 단축이 이루어지는 열그룹의 맨 뒤에서부터 차례대로 수행하거나 맨 앞에서 차례대로 수행하면 보다 쉽게 구현할 수 있다.
상기에서 설명한 바와 같이 본 발명의 실시 예에서는 DVB-S2 LDPC 부호의 단축을 위해 통상적으로 사용하는 비트 단위 단축법과 달리 상기 DVB-S2 LDPC 부호의 구조적 특성을 이용하여 상기 DVB-S2 LDPC 부호의 열그룹에 대한 정보를 사용하지 않는 방법을 이용하여 효율적인 단축법을 적용할 수 있다.
상기 DVB-S2 LDPC 부호의 단축 과정의 단계 2에서 열그룹에 대한 수열의 선택 기준에 대해서 간단히 정리하면 아래와 같다.
< 기준 1 >: LDPC 부호화기는 부호어 길이가
Figure 112013023372487-pat00136
이며 정보어의 길이가
Figure 112013023372487-pat00137
인 일반적인 LDPC 부호에 대해서 주어진 변조 방식을 고려하여 얻을 수 있는 최적의 차수 분포와, 부호어 길이가
Figure 112013023372487-pat00138
이며 정보어의 길이가
Figure 112013023372487-pat00139
인 DVB-S2 LDPC 부호에서 단축을 취하여 얻은 부호어 길이가
Figure 112013023372487-pat00140
이며, 정보어의 길이가
Figure 112013023372487-pat00141
인 단축된 LDPC 부호의 차수 분포가 가능한 한 유사하도록 열 그룹을 위한 단축 패턴 시퀀스를 선택한다.
< 기준 2 > : < 기준 1 >에서 선택한 단축된 부호들 중에서 Tanner 그래프 상의 사이클 특성이 좋은 부호가 되도록 하는 열 그룹을 위한 단축 패턴 시퀀스를 선택한다. 본 발명의 실시 예에 따르면 사이클 특성의 기준을 Tanner 그래프 내의 최소 길이 사이클이 가장 크면서, 상기 최소 길이 사이클의 개수가 가장 적은 시퀀스를 선택한다.
상기 <기준 1>에서 변조 방식을 고려한 일반적인 LDPC 부호의 최적의 차수 분포는 다양한 구현 방법이 당업자에게 알려져 있는 밀도 진화(density evolution) 분석 방법을 통하여 구할 수 있다. 하지만, 밀도 진화 방법을 통해 차수 분포를 결정하는 과정은 본 발명의 요지에 필수적이지 않으므로 구체적인 내용은 제공되지 않는다.
만일 열그룹에 대한 가능한 모든 (단축 패턴) 시퀀스의 수가 많지 않은 경우에는 상기 <기준 1>과 <기준 2>와 같은 두 가지 조건과 무관하게 모든 시퀀스들에 대해 완전하게 조사하여 실제로 가장 좋은 성능을 가지는 열그룹에 대한 (단축 패턴) 시퀀스를 선택해도 된다. 하지만 상기 DVB-S2 LDPC 부호의 단축 단계 2에서 적용하는 열그룹에 대한 선택 기준은 상기 열그룹에 대한 가능한 모든 (단축 패턴) 시퀀스의 수가 너무 많을 경우에 상기 두 가지 조건을 만족하는 LDPC 부호를 선택함으로써 효율적으로 (단축 패턴)을 선택할 수 있게 된다.
상기 <기준 1>과 <기준 2>는
Figure 112013023372487-pat00142
와
Figure 112013023372487-pat00143
가 고정된 값을 때 적용된다. 그런데 만일 시스템에서 요구하는
Figure 112013023372487-pat00144
,
Figure 112013023372487-pat00145
의 값이 매우 가변적일 경우에는
Figure 112013023372487-pat00146
의 값에 따라서 최적화된 단축 패턴이 상호 연관성이 없을 수도 있다. 즉, 시스템에서 요구하는
Figure 112013023372487-pat00147
,
Figure 112013023372487-pat00148
의 값이 매우 가변적일 경우에는 최적화된 성능을 위해서는
Figure 112013023372487-pat00149
값에 따라서 최적화된 단축 패턴을 모두 따로 저장해야 된다는 단점이 있을 수 있다.
따라서 시스템에서 요구하는
Figure 112013023372487-pat00150
,
Figure 112013023372487-pat00151
의 값이 매우 가변적일 경우에는 시스템의 효율성을 위해 아래에서 설명될 방법으로 준최적(suboptimal)의 단축 패턴을 찾을 수 있다.
< 준최적 단축 패턴 수열 찾는 방법 >
먼저 단축을 위해 1개의 열그룹의 선택이 필요하다고 가정하고, 선택할 수 있는 열그룹의 개수가 1개뿐이므로 가장 성능이 우수한 열그룹을 선택할 수 있다. 단축을 위해 2개의 열그룹의 선택이 필요할 경우에는 앞서 선택한 1개의 열그룹을 포함하여, 나머지 열그룹 중에서 가장 좋은 성능을 보이는 열그룹을 선택한다. 유사하게 단축을 위해 i개의 열그룹의 선택이 필요할 경우에 전 단계에서 단축을 위해 선택한 (i-1)개의 열그룹을 포함하여, 나머지 열그룹들 중에서 가장 성능이 우수한 열그룹 하나를 선택한다.
상기 방법은 모든 경우에 대해 최적의 선택을 보장하지는 못하지만, 하나의 일정한 규칙을 가지는 단축 패턴으로부터
Figure 112013023372487-pat00152
값의 변화에 무관하게 비교적 안정된 성능을 가지게 된다. 따라서 비교적 안정된 성능과 용이한 단축 패턴의 저장성에 대한 장점이 있게 된다.
정보어 비트에 대응되는 열그룹이 총 G개가 있는 DVB-S2 LDPC 부호를 예를 들어 보기로 한다. 상기 단축 패턴을 결정하는 방법을 적용하여 단축을 취할 열그룹의 순서를
Figure 112013023372487-pat00153
로 설정했다고 하면, 상기 열그룹의 순서를 의미하는 수열만 저장하고 있으면, 임의의
Figure 112013023372487-pat00154
값에 대하여 상기 단축 단계 1부터 단축 단계 4의 과정을 거쳐 효율적인 단축이 가능하다.
각 변조 방식에 따라 상기 방법들을 통해서 찾은 단축 패턴의 차이에 대한 예를 나타내기 위하여 부호어 길이
Figure 112013023372487-pat00155
이 16200이며 정보어의 길이
Figure 112013023372487-pat00156
이 7200인 DVB-S2 LDPC 부호에 대하여 BPSK/QPSK, 16QAM, 64QAM 변조 방식에 대하여 준최적화된 단축 패턴 및 단축 방법을 하기 <표 1> 및 <표 2>에 나타내었다.
Figure 112013023372487-pat00157
Figure 112013023372487-pat00158
상기 <표 1> 및 <표 2>을 살펴보면, 단축 방법은 변조 방식에 무관하게 단축될 정보어 비트의 길이가 정해지면 일정한 과정을 통해 수행되지만, 최적화된 단축 패턴을 나타내는 순열 함수관계는 각 변조 방식에 따라 모두 다름을 알 수 있다. 즉, 변조 방식을 고려하지 않고 일정한 단축 방법을 적용하면 변조 방식에 따라 큰 성능 열화가 발생할 수도 있다.
상기 <표 1>에 대해서 구한 상기 <표 2>와 같은 준최적화된 단축 패턴은 구하는 조건에 따라 유일하지 않을 수 있다. 예를 들어 상기 <준최적 단축 패턴 수열을 찾는 방법>의 중간 과정에서 유사한 성능을 보이는 열그룹들이 여러 가지 존재할 수 있다. 이러한 경우에는 열그룹의 선택에 따라 다음 열그룹의 선택이 달라질 수 있기 때문에 단축 과정의 성능 차이에 따라 준최적화된 단축 패턴은 유일하지 않을 수 있다. 실제로 다음의 <표 3>와 같은 단축 패턴도 상기 <표 1>에서 보여준 단축 방법 성능과 유사하게 매우 우수한 성능을 제공한다.
Figure 112013023372487-pat00159
상기 <표 3>의 16-QAM 및 64-QAM 변조 방식에서 사용된 신호 성좌에 대응되는 비트의 사상 방법은 상기 도 7a, 도 7b, 도 8a, 도 8b에 나타낸 것과 동일한 비트 사상 방식을 각각 적용하여서 얻은 결과이다.
도 9를 참조하면, 913 단계 이후, 천공이 필요한 경우, LDPC 부호화기는 915 단계에서 LDPC 부호화 과정에서 천공을 적용한다. 천공 방법은 아래와 같이 설명될 것이다.
부호어 길이 및 정보어 길이가 각각
Figure 112013023372487-pat00160
,
Figure 112013023372487-pat00161
인 DVB-S2 LDPC 부호로부터 단축법과 천공법을 통하여 우리가 최종적으로 얻고자하는 LDPC 부호의 부호어 길이와 정보어 길이를 각각
Figure 112013023372487-pat00162
,
Figure 112013023372487-pat00163
라 하고,
Figure 112013023372487-pat00164
,
Figure 112013023372487-pat00165
라고 정의하면, DVB-S2 LDPC 부호의 패리티 검사행렬에서
Figure 112013023372487-pat00166
비트만큼 단축을 취하고,
Figure 112013023372487-pat00167
비트만큼 천공을 취하면 부호어 길이와 정보어 길이를 각각
Figure 112013023372487-pat00168
,
Figure 112013023372487-pat00169
인 상기 LDPC 부호를 얻을 수 있었다. 이때 만일 편의를 위해 패리티 부분만 천공법을 적용한다고 가정할 때, 패리티의 길이는
Figure 112013023372487-pat00170
이므로 패리티 비트에서
Figure 112013023372487-pat00171
마다 1 비트씩 천공하는 방법이 있다. 하지만 천공법은 이러한 방법 외에도 다양한 방법을 적용할 수 있다.
도 10은 본 발명의 실시 예에 따른 단축된 LDPC 부호를 사용하는 송신 장치 블록 구성도이다.
도 10을 참조하면, 송신 장치는 제어부(1010), 단축 패턴 적용부(1020), LDPC 부호 패리티 검사 행렬 추출부(1040), LDPC 부호화기(1060)를 포함한다.
상기 LDPC 부호 패리티 검사 행렬 추출부(1040)는 단축을 취한 LDPC 부호 패리티 검사 행렬을 추출한다. 상기 LDPC 부호 패리티 검사 행렬은 메모리를 이용하여 추출할 수도 있고, 송신 장치 내에서 주어질 수도 있고, 송신 장치에서 생성될 수도 있다. 또한 상기 LDPC 부호 패리티 검사 행렬 추출부(1040)는 전송할 심볼의 전송 변조 방식을 결정하고, 상기 저밀도 패리티 검사 부호의 패리티 검사 행렬에서 정보어에 대응하는 열을 그룹화하여 복수 개의 열그룹으로 생성하여 순서화한다.
상기 단축 패턴 적용부(1020)는 단축을 통해서 얻고자 하는 정보어의 범위를 결정하고, 상기 정보어의 범위에 기초하여 상기 결정된 변조 방식을 고려하여 결정된 단축 패턴에 따라 순서화된 열그룹을 열그룹 단위에 기반한 단축을 수행한다.
상기 제어부(1010)는 단축 패턴 적용부(1020)에서 전송 변조 방식, 정보어의 길이에 따라 단축 패턴을 결정하도록 제어하고, 상기 단축 패턴 적용부(1020)는 단축된 비트에 해당되는 위치에 0 값을 가지는 비트를 삽입(insertion)하거나, 주어진 LDPC 부호의 패리티 검사 행렬에서 단축된 비트에 해당되는 열을 제거하는 역할을 한다. 상기 단축 패턴을 결정하는 방법에는 메모리를 이용하여 저장된 단축 패턴을 사용하거나, 수열 생성기(도면에 도시하지 않음) 등을 이용하여 단축 패턴을 생성하거나, 패리티 검사 행렬과 주어진 정보어 길이에 대하여 밀도 진화 분석 알고리즘 등을 이용하여 얻을 수도 있다.
상기 LDPC 부호화기(1060)는 상기 제어부(1010)와 단축 패턴 적용부(1020)에 의해서 단축된 LDPC 부호를 기반으로 부호화를 수행한다.
도 11은 단축과 천공을 동시에 적용하는 DVB-S2 LDPC 부호의 송신 장치를 도시한 블록 구성도이다.
특히 도 11의 송신 장치는 도 10의 송신 장치에 천공 패턴 적용부(1180)를 추가한 것이다. 상기 도 11를 살펴보면 단축은 LDPC 부호화기(1060)의 입력 전 단계에서, 천공은 LDPC 부호화기(1060)의 출력 단계에서 수행됨을 알 수 있다.
상기 천공 패턴 적용부(1180)는 LDPC 부호화기(1060)의 출력에 천공을 적용한다. 천공을 적용하는 방법에 대해서는 도 9의 915 단계를 설명하였기 때문에 생략하기로 한다.
도 12은 본 발명의 실시 예에 따른 단축을 적용한 LDPC 부호를 사용하는 수신 장치의 블록 구성도이다.
특히 도 12에는 상기 단축된 DVB-S2 LDPC 부호를 사용하는 통신 시스템에서 전송된 신호를 수신하고, 상기 수신된 신호로부터 단축된 DVB-S2 LDPC 부호의 전송 변조 방식 및 길이를 알게 되었을 때 상기 수신된 신호로부터 사용자가 원하는 데이터를 복원하는 수신 장치의 예를 나타내었다.
도 12를 참조하면, 수신 장치는 제어부(1210), 단축 패턴 판단 또는 추정부(1220), 복조기(1230), LDPC 복호기(1240)를 포함한다.
상기 복조기(1230)는 단축된 LDPC 부호를 수신하여 복조하고, 복조된 신호를 단축 패턴 판단 또는 추정부(1220)와 LDPC 복호기(1240)로 전달한다.
상기 단축 패턴 판단 또는 추정부(1220)는 상기 제어부(1210)의 제어 하에, 상기 복조된 신호로부터 LDPC 부호의 단축 패턴에 대한 정보를 추정 또는 판단하고, 단축된 비트의 위치 정보를 상기 LDPC 복호기(1240)로 전달한다. 상기 단축 패턴 판단 또는 추정부(1220)에서 단축 패턴을 판단 또는 추정하는 방법에는 메모리를 이용하여 저장된 단축 패턴을 사용하거나, 수열 생성기(도면에 도시하지 않음) 등을 이용하여 단축 패턴을 생성하거나, 패리티 검사 행렬과 주어진 정보어 길이에 대하여 밀도 진화 분석 알고리즘 등을 이용하여 얻을 수도 있다.
상기 제어부(1210)는 변조 방식 및 정보어 길이에 따라 상기 단축 패턴 판단 또는 추정부에서 적합한 단축 패턴을 복호기(1240)에 전달하도록 제어하는 역할을 할 뿐만 아니라, LDPC 복호기(1240) 내에서 단축된 비트의 값이 0일 확률은 1(즉, 100%)이기 때문에 LDPC 복호기(1240)의 동작에 있어서 단축된 비트들을 LDPC 복호기(1240)의 동작에 참여하지 않도록 하거나, 단축된 비트들의 0일 확률값 1을 이용하여 복호에 참여하게 할 것인가를 결정하는 역할을 한다.
상기 LDPC 복호기(1240)는 상기 단축 패턴 판단 또는 추정부(1220)에 의해서 단축된 DVB-S2 LDPC 부호의 길이를 알게 되면, 상기 수신된 신호로부터 사용자가 원하는 데이터를 복원한다.
특히 도 13은 본 발명의 실시 예에 따른 단축과 천공을 적용한 LDPC 부호를 사용하는 수신 장치의 블록 구성도이다.
도 13은 도 12의 수신 장치의 단축 패턴 판단 또는 추정부(1220) 대신에 단축, 천공 패턴 판단 또는 추정부(1320)로 교체한 형태이다.
도 13을 참조하면, 상기 단축, 천공 패턴 판단 또는 추정부(1320)는 송신 장치에서 단축과 천공을 모두 적용한 경우에 수신 장치에서 단축에 대한 패턴 판단 또는 추정을 먼저 진행할 수도 있고, 천공에 대한 패턴 판단 또는 추정을 먼저 진행할 수도 있고, 단축에 대한 패턴 판단 또는 추정과 천공에 대한 패턴 판단 또는 추정이 동시에 일어날 수도 있다.
또한 LDPC 복호기(1240)에서는 단축과 천공에 대한 정보를 동시에 알고 있어야 복호가 가능하다.
도 14는 본 발명의 실시 예에 따른 수신 장치에서의 수신 동작을 도시한 흐름도이다.
복조기(1230)는 1401 단계에서 단축된 LDPC 부호를 수신하여 복조한다. 이후 단축 패턴 판단 또는 추정부(1220)는 1403 단계에서 복조된 신호로부터 단축/천공 패턴을 판단 또는 추정한다.
단축 패턴 판단 또는 추정부(1220)는 1405 단계에서 단축 또는 천공된 비트가 존재하는가를 판단한다.
만약 단축 또는 천공된 비트가 존재하지 않은 경우, LDPC 복호기(1240)는 1411 단계에서 복호화를 수행한다. 그러나 단축 또는 천공된 비트가 존재한 경우 단축 패턴 판단 또는 추정부(1220)는 1407 단계에서 단축/천공된 비트의 위치 정보를 LDPC 복호기(1240)로 전달한다.
상기 LDPC 복호기(1240)는 1409 단계에서 상기 단축/천공된 비트의 위치 정보를 바탕으로 단축된 비트의 값은 0일 확률을 1이고, 천공된 비트는 소실(erasure)된 비트임으로 결정하고, 1411 단계에서 LDPC 복호화를 수행한다.

Claims (14)

  1. 저밀도 패리티 검사 부호를 사용한 시스템에서 채널 복호화 방법에 있어서,
    수신된 신호를 복조하는 과정;
    단축된 정보 비트의 위치를 결정하는 과정; 및
    상기 결정된 단축된 정보 비트의 위치를 고려하여 상기 복조된 신호를 복호하는 과정을 포함하고,
    상기 단축된 정보 비트의 위치를 결정하는 과정은,
    단축된 정보 비트의 수를 결정하는 과정;
    상기 결정된 단축된 정보 비트의 수를 근거로 하여 단축된 비트 그룹의 수를 결정하는 과정; 및
    미리 결정된 비트 그룹의 순서를 획득하는 과정을 포함하고,
    상기 단축된 정보 비트의 수를 결정하기 위해 단축에 의해 획득될 수 있는 정보 비트 수(K2)를 결정하는 과정을 더 포함하고,
    비트 그룹의 길이가 360이고, 부호어 길이가 16200이고, 정보 비트의 길이가 7200일 경우,
    상기 미리 결정된 비트 그룹의 순서에 따라서 0 번째 비트 그룹부터 (m-1) 번째 비트 그룹까지 해당하는 모든 정보 비트가 단축된 것으로 결정하는 과정; 및
    상기 미리 결정된 비트 그룹의 순서에 따라서 m 번째 비트 그룹 내의 (7200-K2-360m) 정보 비트가 단축된 것으로 결정하는 과정을 포함하고,
    K2는 단축에 의해 얻어질 수 있는 정보 비트의 수이고, (7200-K2)는 단축된 정보 비트의 수이고,
    Figure 712014004815351-pat00200
    이고,
    16-QAM(quadrature amplitude modulation)일 경우, 상기 미리 결정된 비트 그룹의 순서에 기반으로 하는 단축된 비트 그룹의 순서는 18, 17, 16, 15, 14, 13, 12, 11, 4, 10, 9, 8, 7, 3, 2, 1, 6, 5, 19, 0인 것을 특징으로 하는 채널 복호화 방법.
  2. 삭제
  3. 삭제
  4. 삭제
  5. 삭제
  6. 저밀도 패리티 검사 부호를 사용한 시스템에서 채널 복호화 장치에 있어서,
    수신된 신호를 복조하는 복조기;
    단축된 정보 비트의 위치를 결정하는 단축 패턴 결정부; 및
    상기 결정된 단축된 정보 비트의 위치를 고려하여 상기 복조된 신호를 복호하는 복호기를 포함하고,
    상기 단축 패턴 결정부는, 상기 단축될 정보 비트의 수를 결정하기 위해 단축에 의해 획득될 수 있는 정보 비트 수(K2)를 결정함을 포함하고,
    상기 단축된 정보 비트의 위치는, 단축된 정보 비트의 수를 결정하고, 상기 결정된 단축된 정보 비트의 수를 근거로 하여 단축된 비트 그룹의 수를 결정하고, 미리 결정된 비트 그룹의 순서를 획득함에 의해 결정하고,
    비트 그룹의 길이가 360이고, 부호어 길이가 16200이고, 정보 비트의 길이가 7200일 경우, 상기 단축 패턴 결정부는 상기 미리 결정된 비트 그룹의 순서에 따라서 0 번째 비트 그룹부터 (m-1) 번째 비트 그룹까지 해당하는 모든 정보 비트가 단축된 것으로 결정하고, 상기 미리 결정된 비트 그룹의 순서에 따라서 m 번째 비트 그룹 내의 (7200-K2-360m) 정보 비트가 단축된 것으로 결정하고,
    K2는 단축에 의해 얻어질 수 있는 정보 비트의 수이고, (7200-K2)는 단축된 정보 비트의 수이고,
    Figure 712014004815351-pat00201
    이고,
    16-QAM(quadrature amplitude modulation)일 경우, 상기 미리 결정된 비트 그룹의 순서에 기반으로 하는 단축된 비트 그룹의 순서는 18, 17, 16, 15, 14, 13, 12, 11, 4, 10, 9, 8, 7, 3, 2, 1, 6, 5, 19, 0인 것을 특징으로 하는 채널 복호화 장치.
  7. 삭제
  8. 삭제
  9. 삭제
  10. 삭제
  11. 저밀도 패리티 검사 부호를 사용한 시스템에서 채널 복호화 방법에 있어서,
    수신된 신호를 복조하는 과정;
    단축된 정보 비트의 위치를 결정하는 과정; 및
    상기 결정된 단축된 정보 비트의 위치를 고려하여 상기 복조된 신호를 복호하는 과정을 포함하고,
    상기 단축된 정보 비트의 수를 결정하기 위해 단축에 의해 획득될 수 있는 정보 비트 수(K2)를 결정하는 과정을 더 포함하고,
    상기 단축된 정보 비트의 위치를 결정하는 과정은,
    단축된 정보 비트의 수를 결정하는 과정;
    상기 결정된 단축된 정보 비트의 수를 근거로 하여 단축된 비트 그룹의 수를 결정하는 과정; 및
    미리 결정된 비트 그룹의 순서를 획득하는 과정을 포함하고,
    비트 그룹의 길이가 360이고, 부호어 길이가 16200이고, 정보 비트의 길이가 7200일 경우,
    상기 미리 결정된 비트 그룹의 순서에 따라서 0 번째 비트 그룹부터 (m-1) 번째 비트 그룹까지 해당하는 모든 정보 비트가 단축된 것으로 결정하는 과정; 및
    상기 미리 결정된 비트 그룹의 순서에 따라서 m 번째 비트 그룹 내의 (7200-K2-360m) 정보 비트가 단축된 것으로 결정하는 과정을 포함하고,
    K2는 단축에 의해 얻어질 수 있는 정보 비트의 수이고, (7200-K2)는 단축된 정보 비트의 수이고,
    Figure 712014004815351-pat00202
    이고,
    64-QAM(quadrature amplitude modulation)일 경우, 상기 미리 결정된 비트 그룹의 순서에 기반으로 하는 단축된 비트 그룹의 순서는 18, 17, 16, 4, 15, 14, 13, 12, 3, 11, 10, 9, 2, 8, 7, 1, 6, 5, 19, 0인 것을 특징으로 하는 채널 복호화 방법.
  12. 삭제
  13. 저밀도 패리티 검사 부호를 사용한 시스템에서 채널 복호화 장치에 있어서,
    수신된 신호를 복조하는 복조기;
    단축된 정보 비트의 위치를 결정하는 단축 패턴 결정부; 및
    상기 결정된 단축된 정보 비트의 위치를 고려하여 상기 복조된 신호를 복호하는 복호기를 포함하고,
    상기 단축 패턴 결정부는, 상기 단축될 정보 비트의 수를 결정하기 위해 단축에 의해 획득될 수 있는 정보 비트 수(K2)를 결정함을 포함하고,
    상기 단축된 정보 비트의 위치는, 단축된 정보 비트의 수를 결정하고, 상기 결정된 단축된 정보 비트의 수를 근거로 하여 단축된 비트 그룹의 수를 결정하고, 미리 결정된 비트 그룹의 순서를 획득함에 의해 결정하고,
    비트 그룹의 길이가 360이고, 부호어 길이가 16200이고, 정보 비트의 길이가 7200일 경우, 상기 단축 패턴 결정부는 상기 미리 결정된 비트 그룹의 순서에 따라서 0 번째 비트 그룹부터 (m-1) 번째 비트 그룹까지 해당하는 모든 정보 비트가 단축된 것으로 결정하고, 상기 미리 결정된 비트 그룹의 순서에 따라서 m 번째 비트 그룹 내의 (7200-K2-360m) 정보 비트가 단축된 것으로 결정하고,
    K2는 단축에 의해 얻어질 수 있는 정보 비트의 수이고, (7200-K2)는 단축된 정보 비트의 수이고,
    Figure 712014004815351-pat00203
    이고,
    64-QAM(quadrature amplitude modulation)일 경우, 상기 미리 결정된 비트 그룹의 순서에 기반으로 하는 단축된 비트 그룹의 순서는 18, 17, 16, 4, 15, 14, 13, 12, 3, 11, 10, 9, 2, 8, 7, 1, 6, 5, 19, 0인 것을 특징으로 하는 채널 복호화 장치.
  14. 삭제
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10108483B2 (en) * 2013-08-26 2018-10-23 Samsung Electronics Co., Ltd. Computing system with error handling mechanism and method of operation thereof

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20050118056A (ko) * 2004-05-12 2005-12-15 삼성전자주식회사 다양한 부호율을 갖는 Ｂｌｏｃｋ ＬＤＰＣ 부호를 이용한이동 통신 시스템에서의 채널부호화 복호화 방법 및 장치
KR20130044254A (ko) * 2007-12-06 2013-05-02 포항공과대학교 산학협력단 저밀도 패리티 검사 부호를 사용하는 통신 시스템에서 채널 부호화/복호화 방법 및 장치

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
AU2005239263B2 (en) * 2004-04-28 2008-12-04 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for coding/decoding block low density parity check code with variable block length
KR101351140B1 (ko) * 2005-11-22 2014-01-15 조지아 테크 리서치 코오포레이션 통신 시스템에서 신호 송수신 장치 및 방법

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20050118056A (ko) * 2004-05-12 2005-12-15 삼성전자주식회사 다양한 부호율을 갖는 Ｂｌｏｃｋ ＬＤＰＣ 부호를 이용한이동 통신 시스템에서의 채널부호화 복호화 방법 및 장치
KR20130044254A (ko) * 2007-12-06 2013-05-02 포항공과대학교 산학협력단 저밀도 패리티 검사 부호를 사용하는 통신 시스템에서 채널 부호화/복호화 방법 및 장치

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