KR101429321B1 - 적응 채널 이용을 위한 방법 및 장치 - Google Patents

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Abstract

적응 가능한 필터를 갖는 트랜스시버 및 로컬 채널 할당들 및 사용에 적응하도록 필터의 설정들을 제어하는 방법이 제공된다. 적응 가능한 필터는 인접 스펙트럼 블록들로부터의 신호들을 분리하여 인접 스펙트럼 블록들 내의 모든 채널들의 사용을 가능케 하고 공유-채널 블록 내의 인접한 또는 근처의 채널들 내의 신호들을 분리하기 위해 트랜스시버의 송신기 경로 및 수신기 경로 중 적어도 하나에서 접속된다. 포워드 링크 제어 시그널링을 위한 방법 및 시스템이 제공된다. 포워드 링크 제어 시그널링은 공통의 특성을 공유하는 수신기들에 대한 제어 정보를 포함하는 적어도 하나의 제어 채널, 및 공통의 특성을 공유하는 수신기들에 대한 제어 정보를 포함하는, 상기 적어도 하나의 제어 채널에 관한 정보를 포함하는 가이드 채널을 포함하는 송신을 위한 프레임을 포함한다.
Figure R1020097022398
무선 통신, 포워드 링크 제어 시그널링, 트랜스시버, 조정 가능한 필터, 채널 할당

Description

적응 채널 이용을 위한 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR ADAPTIVE CHANNEL UTILISATION}
본 발명은 무선 통신 분야에 관한 것으로, 특히 무선 통신에서의 채널 이용 및 포워드 링크 제어 시그널링에 관한 것이다.
라디오 스펙트럼의 일부 할당들에서는, 인접 블록들로부터의 채널들이 동일한 조작자에게 상이한 동작들을 위해 할당될 수 있다. 그 동작은 하나의 블록에서의 송신 및 인접 블록에서의 수신을 요구할 수 있다. 여러 조작자들은 블록들 사이의 공통의 에지에서 할당되는, 에지 채널(edge channels)이라고 불리는, 채널들을 가질 수 있고, 이에 따라 양쪽 블록들 내의 모든 이용 가능한 블록들이 할당된다. 그러나, 모바일 유닛이, 에지 채널들을 포함한, 각 블록 내의 모든 채널들에 걸쳐서 유연하게 송수신할 수 있도록 보편적 동작(universal operation)이 가능한 모바일 유닛은 현재 존재하지 않는다.
라디오 스펙트럼의 인접 블록들에서 송수신하기 위하여, 하나의 블록에서의 송신 신호를 인접 블록에서의 수신 신호와 분리하기 위한 필터가 이용된다. 스펙트럼의 인접 블록들을 이용하는 종래의 시스템들은 동작 중인 채널들 사이의 전이 대역(transition band)을 갖는 필터들을 이용하여 그 신호들을 분리한다. 인접한 또는 매우 밀접하게 인접한 채널 할당들의 경우에, 필터의 전이 대역은 원하는 채널들 중 하나 이상의 채널과 부분적으로 겹쳐서 그 채널을 시스템을 위해 사용할 수 없게 만든다. 이들 쓸모없는 채널들은 일반적으로 전이 대역 가드 채널(transition band guard-channels)이라고 불린다. 이로 인해 스펙트럼 유효성(spectrum availability)의 손실 및 일반적인 모바일 유닛들에 의한 서비스들에의 액세스의 보편성의 손실이 초래된다. 지금까지, 이 문제는 일반적인 모바일 사용자 장비(UE)가 제조될 수 없기 때문에 그러한 인접 스펙트럼 할당들의 상업적 이용을 방해하였다. 그 결과, 라디오 스펙트럼 소유자들은 그들이 구입을 위해 지불한 라디오 스펙트럼을 충분히 이용할 수 없다. 예를 들면, 유럽 및 세계의 많은 다른 지역들에서의 IMT-2000 모바일 대역들에 있어서, 1900 MHz로부터 1920 MHz까지의 전체 보조 대역은 이 문제 때문에 현재 이용되지 않는다. 보조 대역 내의 짝 없는 채널들(unpaired channels)을 이용하는 주제들에 관하여 3세대 파트너십 프로젝트(3GPP)에서 논의가 진행 중이지만, 전술한 문제는 지금까지 그러한 이용을 방해하였다.
무선 액세스 네트워크들은 그들의 동작을 관리하기 위해 제어 시그널링을 이용한다. 일부 시스템들(예를 들면, 1xEV-DO)에서는 다양한 물리적 제어 채널들이 고정 크기의 제어 시그널링을 실어 보내도록 설계된다. 이것은 광대역 액세스 시스템들을 위한 가변 크기의 제어 시그널링을 처리하는 데에는 비효율적이다. 이 문제를 피하기 위해 일부 네트워크들(예를 들면, IEEE 802.16 기반 네트워크들)에서는 브로드캐스트 채널 상의 메시지들을 이용하여 제어 시그널링이 송신된다. 즉, 전용 제어 채널 개념이 이용되지 않는다. 문제는 그러한 접근법은 메시지 타입 및 수신인을 식별하기 위한 CID 등과 같은, 추가의 오버헤드(overhead)를 도입한다는 것이다.
<발명의 요약>
본 발명의 하나의 광범한 양태에 따르면, 송신기; 수신기; 및 a) 상기 송신기에 구비된 조정 가능한 필터; 및 b) 상기 수신기에 구비된 조정 가능한 필터 중 적어도 하나를 포함하는 트랜스시버(transceiver)가 제공되고, 각각의 조정 가능한 필터는 스펙트럼 블록 동작 할당들에 적합하도록 상기 트랜스시버의 제어 하에 조정 가능한 적어도 하나의 전이 대역을 갖는다.
일부 실시예들에서, 각각의 조정 가능한 필터는 상기 스펙트럼 블록 동작 할당들에서 각각의 인접 스펙트럼 블록들 사이의 경계의 제1 측 또는 제2 측에 그의 적어도 하나의 전이 대역의 각각의 전이 대역을 선택적으로 배치하도록 동작 가능하다.
일부 실시예들에서, 상기 트랜스시버는, a) 상기 송신기에 구비된 상기 조정 가능한 필터; 및 b) 상기 수신기에 구비된 상기 조정 가능한 필터를 모두 포함한다.
일부 실시예들에서, 상기 조정 가능한 필터(들) 중 적어도 하나는 적어도 하나의 튜닝 엘리먼트를 포함한다.
일부 실시예들에서, 상기 적어도 하나의 튜닝 엘리먼트는 버랙터 다이오드 및 스위치를 갖는 커패시터 중 적어도 하나를 포함한다.
일부 실시예들에서, 상기 조정 가능한 필터(들) 중 적어도 하나는 적어도 하나의 스위치에 의해 선택 가능한 복수의 고정 필터들을 포함한다.
일부 실시예들에서, 상기 트랜스시버는 상기 스펙트럼 블록 동작 할당들에 대한 조정 가능한 필터 구성들의 레코드를 저장하도록 동작 가능한 구성 메모리를 더 포함하고, 상기 트랜스시버는 주어진 스펙트럼 블록 동작 할당에 대하여 상기 구성 메모리에 저장된 레코드에 따라서 각각의 조정 가능한 필터를 조정하도록 동작 가능하다.
일부 실시예들에서, 상기 트랜스시버는 특정 위치들과 관련된 조정 가능한 필터 구성들의 레코드를 저장하도록 동작 가능한 위치 메모리를 더 포함하고, 상기 트랜스시버는 주어진 특정 위치에 대하여 상기 위치 메모리에 저장된 레코드에 따라서 각각의 조정 가능한 필터를 조정하도록 동작 가능하다.
일부 실시예들에서, 상기 스펙트럼 블록 동작 할당들은 IMT-2000 대역들에 대한 것이다.
일부 실시예들에서, 상기 송신기 내의 상기 조정 가능한 필터는 상기 스펙트럼 블록 동작 할당들에서 각각의 인접 스펙트럼 블록들 사이의 경계의 제1 측 또는 제2 측에 상기 송신기 내의 상기 조정 가능한 필터의 상기 적어도 하나의 전이 대역의 각각의 전이 대역을 선택적으로 배치하도록 동작 가능하고, 상기 수신기 내의 상기 조정 가능한 필터는 상기 스펙트럼 블록 동작 할당들에서 각각의 인접 스펙트럼 블록들 사이의 경계의 제1 측 또는 제2 측에 상기 수신기 내의 상기 조정 가능한 필터의 상기 적어도 하나의 전이 대역의 각각의 전이 대역을 선택적으로 배치하 도록 동작 가능하다.
일부 실시예들에서, 상기 스펙트럼 블록 동작 할당들은 IMT-200 대역들에 대한 것이고 상기 각각의 인접 스펙트럼 블록들은, 1900 MHz 내지 1920 MHz에 걸쳐 있는 UMTS(Universal Mobile Telephone System) TDD(Time Domain Duplex) 블록 및 1920 MHz 내지 1980 MHz에 걸쳐 있는 UMTS 블록; 1920 MHz 내지 1980 MHz에 걸쳐 있는 상기 UMTS 블록 및 1980 MHz 내지 2010 MHz에 걸쳐 있는 MSS(Mobile Satellite Service) 블록; 1980 MHz 내지 2010 MHz에 걸쳐 있는 상기 MSS 블록 및 2010 MHz 내지 2025 MHz에 걸쳐 있는 UMTS TDD 블록; 및 2110 MHz 내지 2170 MHz에 걸쳐 있는 UMTS 블록 및 2170 MHz 내지 2200 MHz에 걸쳐 있는 MSS 블록 중 적어도 하나를 포함한다.
일부 실시예들에서, 상기 스펙트럼 블록 동작 할당들은 상기 트랜스시버 및 적어도 하나의 다른 트랜스시버를 포함하는 그룹에 대한 채널 사용 계획에 따른 공유-채널 블록 할당을 포함하고, 각각의 조정 가능한 필터는 상기 공유-채널 블록 내의 개별 채널들에 그의 적어도 하나의 전이 대역의 각각의 전이 대역을 선택적으로 배치하도록 동작 가능하다.
본 발명의 다른 광범한 양태에 따르면, 트랜스시버를 조정하는 방법으로서, 네트워크로부터 수신된 정보, 미리 프로그램된 정보 및 이전의 사용으로부터 저장된 정보 중 적어도 하나에 따라서, a) 상기 트랜스시버의 송신기 내의 필터의 적어도 하나의 전이 대역을 조정하는 단계; 및 b) 상기 트랜스시버의 수신기 내의 필터의 적어도 하나의 전이 대역을 조정하는 단계 중 적어도 하나를 포함하는 방법이 제공된다.
일부 실시예들에서, 상기 이전의 사용으로부터 저장된 정보는 위치들에서의 사용에 관한 정보를 포함하고 상기 트랜스시버는 상기 트랜스시버의 위치에서의 이전의 사용에 관하여 저장된 정보와 함께 상기 위치에 따라서 조정된다.
일부 실시예들에서, 상기 방법은 로컬 사용 조건들의 변화가 있는 경우에는 필요에 따라 상기 트랜스시버를 재조정하는 단계를 더 포함한다.
일부 실시예들에서, 상기 로컬 사용 조건의 변화는 새로운 네트워크 액세스 포인트로의 핸드오버 및 채널 할당의 변화 중 어느 하나를 포함한다.
일부 실시예들에서, 상기 채널 할당의 변화는 부하 균형(load balancing), 서비스 요청의 변화 및 공유-채널 할당에서 다른 트랜스시버에 의한 채널 사용의 변화 중 어느 하나의 결과로서 생긴다.
일부 실시예들에서, 적어도 하나의 전이 대역을 조정하는 단계는 스펙트럼 블록 동작 할당에서 각각의 인접 스펙트럼 블록들 사이의 경계의 제1 측 또는 제2 측에 상기 적어도 하나의 전이 대역의 각각의 전이 대역을 선택적으로 배치하는 단계를 포함한다.
일부 실시예들에서, 상기 방법은, 네트워크로부터 수신된 정보, 미리 프로그램된 정보 및 이전의 사용으로부터 저장된 정보 중 적어도 하나에 따라서, a) 상기 트랜스시버의 상기 송신기 내의 상기 필터의 적어도 하나의 전이 대역을 조정하는 단계; 및 b) 상기 트랜스시버의 상기 수신기 내의 상기 필터의 적어도 하나의 전이 대역을 조정하는 단계를 모두 포함한다.
일부 실시예들에서, 적어도 하나의 전이 대역을 조정하는 단계는 상기 트랜스시버 및 적어도 하나의 다른 트랜스시버를 포함하는 그룹에 대한 채널 사용 계획에 따른 공유-채널 블록 내의 개별 채널들에 상기 적어도 하나의 전이 대역의 각각의 전이 대역을 선택적으로 배치하는 단계를 포함한다.
본 발명의 또 다른 광범한 양태에 따르면, 송신을 위한 프레임을 제공하는 단계를 포함하는 방법이 제공되고; 상기 프레임은 공통의 특성을 공유하는 수신기들에 대한 제어 정보를 포함하는 적어도 하나의 제어 채널을 포함하고; 상기 프레임은 가이드 채널을 포함하고; 상기 가이드 채널은 공통의 특성을 공유하는 수신기들에 대한 제어 정보를 포함하는 상기 적어도 하나의 제어 채널에 관한 정보를 포함한다.
일부 실시예들에서, 상기 공통의 특성은 변조 및 코딩을 포함한다.
일부 실시예들에서, 상기 공통의 특성은 동작 모드를 포함한다.
본 발명의 또 다른 광범한 양태에 따르면, 송신을 위한 프레임을 제공하도록 동작 가능한 제어 회로를 포함하는 시스템이 제공되고; 상기 프레임은 공통의 특성을 공유하는 수신기들에 대한 제어 정보를 포함하는 적어도 하나의 제어 채널을 포함하고; 상기 프레임은 가이드 채널을 포함하고; 상기 가이드 채널은 공통의 특성을 공유하는 수신기들에 대한 제어 정보를 포함하는 상기 적어도 하나의 제어 채널에 관한 정보를 포함한다.
일부 실시예들에서, 상기 공통의 특성은 변조 및 코딩을 포함한다.
일부 실시예들에서, 상기 공통의 특성은 동작 모드를 포함한다.
본 발명의 일부 실시예들은 가변 크기의 제어 시그널링의 지원을 가능하게 하는 포워드 링크 제어 채널 시스템들 및 방법들을 포함한다.
본 발명의 일부 실시예들은 최소의 시그널링 오버헤드를 수반하는 포워드 링크 제어 채널 시스템들 및 방법들을 포함한다.
본 발명의 일부 실시예들은 모바일 전력 효율을 보증하는 포워드 링크 제어 채널 시스템들 및 방법들을 포함한다.
본 발명의 일부 실시예들은 제어 정보 블록의 각 타입이 대응하는 물리적 채널에 의해 송신되는 포워드 링크 제어 채널 시스템들 및 방법들을 포함한다.
본 발명의 일부 실시예들은 동일한 변조 및 코딩을 갖는 제어 정보 블록들이 동일한 제어 채널에 삽입되는 포워드 링크 제어 채널 시스템들 및 방법들을 포함한다.
본 발명의 일부 실시예들은 동일한 모드들을 갖는 모바일들에 관한 제어 정보 블록들이 동일한 각각의 채널에 삽입되는 포워드 링크 제어 채널 시스템들 및 방법들을 포함한다.
본 발명의 일부 실시예들은 동일한 모드들을 갖는 모바일들에 관한 제어 정보 블록들이 동일한 각각의 채널에 삽입되고 상기 모드들은 활성 또는 비활성 모드들을 포함할 수 있는 포워드 링크 제어 채널 시스템들 및 방법들을 포함한다.
본 발명의 일부 실시예들은 가이드 채널이 관련 제어 정보에의 포인터 또는 물리적 제어 채널로서 이용되는 포워드 링크 제어 채널 시스템들 및 방법들을 포함한다.
본 발명의 일부 실시예들은 가이드 채널이 관련 제어 정보에의 포인터로서 이용되고 상기 가이드 채널은 알려진 크기를 갖고 알려진 코딩 및 변조 스킴에 의해 코딩되는 포워드 링크 제어 채널 시스템들 및 방법들을 포함한다.
본 발명의 일부 실시예들은 가이드 채널이 관련 제어 정보에의 포인터로서 이용되고, 관련 제어 정보는,
Figure 112009065517614-pct00001
어느 사용자가 정보를 디코딩할 것인지
Figure 112009065517614-pct00002
상기 관련 정보를 언제(어느 슬롯/프레임에서) 디코딩할 것이지
Figure 112009065517614-pct00003
상기 관련 정보를 어디에(하나의 슬롯/프레임에서) 디코딩할 것인지
를 포함하는 포워드 링크 제어 채널 시스템들 및 방법들을 포함한다.
본 발명의 일부 실시예들은 상이한 트래픽 특성들에 기초하여 다양한 포워드 링크 채널 접근법들 사이에서 적응적으로 스위칭할 수 있는 포워드 링크 제어 채널 시스템들 및 방법들을 포함한다.
본 발명의 다른 이점들 및 특징들은, 통상의 숙련된 당업자들이, 본 발명의 특정 실시예들에 관한 다음의 설명을 검토한 후에 명백히 알 수 있을 것이다.
이제 첨부 도면들을 참조하여 본 발명의 실시예들을 보다 상세히 설명한다.
도 1은 2개의 채널 구성들을 보여주는 IMT-2000 모바일 대역에서의 라디오 스펙트럼 할당의 차트이다.
도 2는 2개의 채널 구성들 및 그 채널 구성들 중 하나에만 적합한 필터 구성을 보여주는 IMT-2000 모바일 대역에서의 라디오 스펙트럼 할당의 차트이다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 2개의 채널 구성들 및 2개의 대응하는 적응 필터 구성들을 보여주는 IMT-2000 모바일 대역에서의 라디오 스펙트럼 할당의 차트이다.
도 4는 2개의 채널 구성들을 보여주는, MSS(Mobile Satellite Service) 대역들을 포함하는, IMT-2000 모바일 대역에서의 라디오 스펙트럼 할당의 차트이다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 2개의 채널 구성들 및 2개의 대응하는 적응 필터 구성들을 보여주는, MSS(Mobile Satellite Service) 대역들을 포함하는, IMT-2000 모바일 대역에서의 라디오 스펙트럼 할당의 차트이다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 제3 채널 구성 및 제3의 대응하는 적응 필터 구성을 보여주는, MSS(Mobile Satellite Service) 대역들을 포함하는, IMT-2000 모바일 대역에서의 라디오 스펙트럼 할당의 차트이다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 적응 필터 장치를 포함하는 모바일 트랜스시버의 블록도이다.
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 적응 필터 장치를 초기화하고 조건들 및 사용의 변화들에 응답하여 적응시키는 방법의 흐름도이다.
도 9는 다양한 포워드 링크 제어 정보 타입들에 대한 속성들을 리스트하는 표이다.
도 10은 본 발명의 실시예에 따른 물리적 채널들 상의 제어 정보 블록들의 매핑의 표이다.
도 11은 본 발명의 실시예에 따른 가이드 블록 정보 포맷의 예의 표이다.
도 12는 본 발명의 실시예에 따른 포워드 링크 제어 채널 송신들의 2개의 예의 블록도이다.
도 13은 본 발명의 실시예에 따른 물리적 채널들 상의 제어 정보 블록의 매핑의 표이다.
도 14는 본 발명의 실시예에 따른 포워드 링크 제어 채널 송신들의 2개의 예의 블록도이다.
도 15는 본 발명의 실시예에 따른 물리적 채널들 상의 제어 정보 블록의 매핑의 표이다.
도 16은 본 발명의 실시예에 따른 포워드 링크 제어 채널 송신들의 2개의 예의 블록도이다.
도 17은 본 발명의 실시예에 따른 포워드 링크 제어 채널 송신들의 3개의 예의 블록도이다.
도 18은 셀룰러 통신 시스템의 블록도이다.
도 19는 본 발명의 일부 실시예들을 구현하기 위해 이용될 수 있는 기지국의 예의 블록도이다.
도 20은 본 발명의 일부 실시예들을 구현하기 위해 이용될 수 있는 무선 단말기의 예의 블록도이다.
도 21은 본 발명의 일부 실시예들을 구현하기 위해 이용될 수 있는 OFDM 송신기 아키텍처의 예의 논리적 분석의 블록도이다.
도 22는 본 발명의 일부 실시예들을 구현하기 위해 이용될 수 있는 OFDM 수 신기 아키텍처의 예의 논리적 분석의 블록도이다.
도 23은 이용 가능한 서브캐리어들 사이에서 파일럿 심볼들의 예시적인 분산을 도시한다.
스펙트럼의 블록들 사이에 할당되지 않는 또는 사용할 수 없는 전이 대역 가드 채널들에 대한 필요 없이 인접한 또는 거의 인접한 스펙트럼 블록들 내의 모든 채널들의 사용을 허용하도록 모바일 단말 유닛들이 그들의 동작을 적응시키는 것을 가능하게 하는 다양한 방법들 및 시스템들이 제공된다. 인접한 스펙트럼 블록들 내의 모든 채널들을 이용하기 위하여 조정 가능한 전이 대역들을 갖는 적응 채널 필터들이 사용된다. 본 발명의 실시예들은 FDD(Frequency Division Duplexing) 또는 TDD(Time Division Duplexing)의 구성들을 지원하고, 진폭, 주파수 또는 위상 변조 및 CDMA(Code Division Multiple Access), TDMA(Time Division Multiple Access), FDMA(Frequency Division Multiple Access), OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)은 물론, 상술한 것의 다양한 조합들 및 변형들을 포함하는 모든 변조 포맷들에 적용 가능하다.
본 발명의 다른 실시예들은 인접한 스펙트럼 대역들에서 상이한 동작들을 갖는 모든 조작자들에 걸쳐서 서비스들에 액세스할 수 있는 보편적인 트랜스시버의 구성 및 동작을 제공하고; 따라서 조작자가 인접한 스펙트럼 대역들의 에지에 있는 채널들을 할당받는 결과로 불리해지지 않는다. 비록 본 발명의 실시예들은 특히 유럽에서 및 세계적으로 IMT-2000/UMTS 할당들을 위하여 이용 가능한 "짝 없는(unpaired)" 채널들에 적용 가능하고, 아래에서는 이러한 정황에서 설명되지만, 그것들은 또한 인접한 또는 거의 인접한 동작 대역들을 포함하는 임의의 스펙트럼 블록 동작 할당에도 적용 가능하다. 예를 들면, 본 발명의 실시예들은 또한 위성 및 지상 통신 서비스들 사이에 공유되는 인접 대역들을 포함하는 스펙트럼 블록 동작 할당들에도 적용 가능하다.
도 1은 유럽 및 세계의 많은 다른 지역들에서 IMT-2000 모바일 대역들에 대하여 할당된 채널들에 대한, 인접한 송신/수신 블록들을 포함하는, 라디오 스펙트럼의 할당의 예를 예시한다. 도 1에 도시된 라디오 스펙트럼은 1900 MHz 내지 2170 MHz에 걸쳐 있고 4개의 블록들, 즉 1900 MHz 내지 1920 MHz에 걸쳐 있는 블록 TR1(104), 1920 MHz 내지 1980 MHz에 걸쳐 있는 송신 블록 ST(106), 2010 MHz 내지 2025 MHz에 걸쳐 있는 블록 TR3(108), 및 2110 MHz 내지 2170 MHz에 걸쳐 있는 수신 블록 SR(110)로 나누어진다. 종래의 시스템들에서, 블록 TR1(104) 및 블록 TR3(108)는 사용되지 않거나 또는 UMTS 시간 영역 이중화(time domain duplexing)를 위해 이용된다. 일반적으로, 블록들(104 및 108)은 모바일 트랜스시버 또는 사용자 장비(UE)에서의 송신 또는 수신 기능들을 위해 사용될 수 있다. 도 1에서 예시된 송신 및 수신 동작들은 모바일 트랜스시버 또는 사용자 장비에 의해 관찰되는 것들이다.
도 1에서는, 2개의 스펙트럼 구성 예들 Cfg-A(100) 및 Cfg-B(102)가 예시되어 있다. 스펙트럼 구성은 하나 이상의 동작 블록들에서 UE에 의해 어느 채널 또는 채널들이 사용되는지를 정의한다. 스펙트럼 구성 Cfg-A(100)에서는, 수신 블록 SR(100) 채널 AR2에서 수신(Rx)이 있고 송신 블록 ST(106) 채널 AT에서 송신(Tx)이 있도록 채널들이 배열된다. 수신 채널 AR2 및 송신 채널 AT는 짝 지어진 채널들(paired channels)이라고 불리는데, 그 이유는 그것들이 함께 이중 통신, 즉, 송신 및 수신을 허용하기 때문이다. 수신 블록 TR1(104) 채널 AR1에서는 Cfg-A(100)에 대하여 수신을 위한 보조 채널 할당도 제공된다. 이 보조 채널 할당 AR1은 짝 없는 채널이라고 불리는데, 그 이유는 그것은 그것과 짝이 되는 대응하는 송신 채널을 갖고 있지 않기 때문이다. 이 예로부터 수신 채널 AR1은 송신 블록 ST(106)에 바로 인접하고 송신 블록 ST(106)는 송신을 위해 동작되고 수신 블록 TR1(104)은 수신을 위해 이용된다는 것을 알 수 있다. 다른 스펙트럼 할당 구성 Cfg-B(102)는 다른 조작자에 의해, 또는 다른 지역에서 동일한 조작자에 의해 사용될 수 있다. Cfg-B(102)에서는, 채널들은 수신 블록 SR(110) 채널 BR2에서 수신이 있고 송신 블록 ST(106) 채널 BT에서 송신들이 있도록 배열된다. 이 구성에서는 블록 TR1(104) 채널 BR1에서 보조 수신 채널 할당도 제공된다. 이 예로부터 송신 채널 BT는 수신 블록 TR1(104)에 바로 인접한다는 것을 알 수 있다.
도 1에는 2개의 특정한 스펙트럼 구성들이 도시되었다. 더 일반적으로, 스펙트럼 구성은, 도 1에서 정의된 스펙트럼 블록들의 목적을 위해, 블록 SR(110) 내의 어딘가에 수신 채널을, 블록 TR1(104) 내의 어딘가에 수신 채널을, 및 블록 ST(106) 내의 어딘가에 송신 채널을 포함한다.
이론상, 모바일 트랜스시버에는 보조 스펙트럼 구성이 할당될 수 있고, 모바일 트랜스시버 내의 고정 필터들은 송신 블록 ST(106) 내의 송신 신호들을 수신 블록 TR1(104) 내의 수신 신호들로부터 분리시키기 위해 사용될 수 있다. 그러나, 그러한 필터들은, 채널들 AR1 및 BT의 2개가 인접해 있기 때문에, 고안하기가 어렵다. 따라서, Cfg-A(100)를 갖는 모바일 트랜스시버 조작자는 송신을 위해 AR1을 차단하고 AT를 통과시키고, 수신을 위해 AT를 차단하고 AR1을 통과시킬 필요가 있다. Cfg-B(102)를 갖는 동일한 모바일 트랜스시버는 송신을 위해 BR1을 차단하고 BT를 통과시키고, 수신을 위해 BT를 차단하고 BR1을 통과시킬 필요가 있다. Cfg-A 내의 AR1 및 Cfg-B(102) 내의 BT 양쪽 모두의 사용을 허용할 고정 주파수 필터에 대한 전이 대역에 대한 영역은 없다.
도 2는 종래의 무선 트랜스시버들에서의 고정 주파수 필터들의 사용과 관련된 문제점을 예시한다. 스펙트럼 구성 Cfg-A(100)에서 동작하도록 설계된 종래의 무선 트랜스시버에서는, 주파수 응답들 Cfg-A-Rx(200) 및 Cfg-A-Tx(202)에 의해 각각 도시된 바와 같이, 고정 주파수 Rx 필터 및 고정 주파수 Tx 필터가, 각각, 그의 수신기(Rx) 및 그의 송신기(Tx)에서 사용될 것이다. Cfg-A-Rx(200)는 수신 블록 TR1(104)의 전체를 포함하는 제1 통과대역(208)을 갖는다. 이 제1 통과대역(208)은 1920 MHz보다 위의 송신 블록 ST(106)에서 전이 대역(204)을 통하여 저지대역(stopband)(210)으로 전이한다. 수신 필터의 저지대역(210)은 제2 전이 대역(206)을 통하여 제2 통과대역(212)으로 전이한다. 제2 전이 대역(206)은 송신 블록 ST(106)의 끝과 수신 블록 TR3(108)의 시작 사이에 배치된다. 제2 통과대역(212)은 수신 블록들 TR3(108) 및 SR(110)의 전체를 포함하다. Cfg-A-Tx(202)는 수신 블록 TR1(104)의 전체를 포함하는 제1 저지대역(214)을 갖는다. 이 제1 저지대역(214)은 1920 MHz보다 위의 송신 블록 ST(106)에서 제1 전이 대역(204)을 통하여 통과대역(216)으로 전이한다. 송신 필터의 통과대역(216)은 제2 전이 대역(206)을 통하여 제2 저지대역(218)으로 전이한다. 제2 저지대역(218)은 수신 블록들 TR3(108) 및 SR(110)의 전체를 포함한다. Cfg-A-Rx(200)의 제1 통과대역(208)은 AR1 및 더 일반적으로는 수신 블록 TR1(104) 내의 임의의 채널의 수신을 허용한다. Cfg-A-Rx(200)의 제2 통과대역(212)은 수신 채널 AR2 및 더 일반적으로는 수신 블록들 TR3(108) 및 SR(110) 내의 임의의 채널의 수신을 허용한다. Cfg-A-Tx(202)의 통과대역(216)은 송신 채널 AT 및 더 일반적으로는 제1 통과대역(204)보다 위의 송신 블록 ST(106) 내의 임의의 채널의 송신을 허용한다. 이 예에서, 제1 전이 대역(204)은 Cfg-B(102)의 점유된 채널 BT와 겹친다. 이것은 종래의 트랜스시버의 보편적인 동작을 방해할 것이다. 그 이유는 그것은 채널 BT 내의 Cfg-B(102)에 대하여 도시된 스펙트럼 채널 할당에서 동작할 수 없을 것이기 때문이다. 무선 트랜스시버의 사용자는 많은 이유로 하나의 스펙트럼 채널 구성에서 다른 것으로 스위칭하기를 원할 수 있다. 예를 들면, 사용자는 Cfg-B(102)를 사용하는 조작자의 서비스들에 액세스하기 위하여, 또는 Cfg-B(102)가 다른 지역에서 사용자의 서비스 제공자에 의해 사용되기 때문에, 스펙트럼 채널 구성 Cfg-A(100)로부터 스펙트럼 채널 구성 Cfg-B(102)로 스위칭하기를 원할 수 있다.
본 발명의 실시예에 따른 무선 트랜스시버에서는, 상이한 스펙트럼 채널 할당들에서 인접한 블록들 내의 모든 채널들의 사용을 수용하기 위해 무선 트랜스시버의 수신기 및 송신기 중 적어도 하나에서 조정 가능한 적응 채널 필터가 사용된다. 그러한 트랜스시버는, 예를 들면, 양쪽 채널 구성들 Cfg-A(100) 및 Cfg-B(102)에 대해 사용될 수 있다. 예를 들면, 도 3은 본 발명의 실시예에 따른 도 1에 도시된 라디오 스펙트럼 할당과 동일한 라디오 스펙트럼 할당의 2개의 채널 구성들 Cfg-A(100) 및 Cfg-B(102)에 대응하는 조정 가능한 Rx 필터의 2개의 주파수 응답들 Cfg-A-Rx(300) 및 Cfg-B-Rx(310) 및 조정 가능한 Tx 필터의 2개의 주파수 응답들 Cfg-A-Tx(302) 및 Cfg-B-Tx(312)를 예시한다.
Cfg-A-Rx(300)는 수신 블록 TR1(104)의 전체를 포함하는 제1 통과대역(314)을 갖는다. 제1 통과대역(314)은 1920 MHz보다 위의 송신 블록 ST에서 제1 전이 대역(304)으로부터 저지대역(316)으로 전이한다. 수신 필터의 저지대역(316)은 제2 전이 대역(308)을 통하여 제2 통과대역(318)으로 전이한다. 제2 전이 대역(308)은 송신 블록 ST(106)의 끝과 수신 블록 TR3(108)의 시작 사이에 배치된다. 제2 통과대역(318)은 수신 블록들 TR3(108) 및 SR(110)의 전체를 포함하다. Cfg-A-Tx(302)는 수신 블록 TR1(104)의 전체를 포함하는 제1 저지대역(320)을 갖는다. 이 제1 저지대역(320)은 1920 MHz보다 위의 송신 블록 ST(106)에서 제1 전이 대역(304)을 통하여 통과대역(322)으로 전이한다. 송신 필터의 통과대역(322)은 제2 전이 대역(308)을 통하여 제2 저지대역(324)으로 전이한다. 제2 저지대역(324)은 수신 블록들 TR3(108) 및 SR(110)의 전체를 포함한다. Cfg-A-Rx(300)의 제1 통과대역(314)은 AR1 및 더 일반적으로는 수신 블록 TR1(104) 내의 임의의 채널의 수신을 허용한다. Cfg-A-Rx(300)의 제2 통과대역(318)은 수신 채널 AR2 및 더 일반적으로는 수신 블록들 TR3(108) 및 SR(110) 내의 임의의 채널의 수신을 허용한다. Cfg-A-Tx(302)의 통과대역(322)은 송신 채널 AT 및 더 일반적으로는 제1 통과대역(304)보다 위의 송신 블록 ST(106) 내의 임의의 채널의 송신을 허용한다.
Cfg-A-Rx(310)는 1920 MHz보다 아래의 수신 블록 TR1(104)에서 제1 전이 대역(306)을 통하여 저지대역(328)으로 전이하는 제1 통과대역(326)을 갖는다. 저지대역(328)은 제2 전이 대역(308)을 통하여 제2 통과대역(330)으로 전이한다. 제2 통과대역(330)은 수신 블록들 TR3(108) 및 SR(110)의 전체를 포함하다. Cfg-B-Tx(312)는 1920 MHz보다 아래의 수신 블록 TR1(104)에서 제1 전이 대역(306)을 통하여 통과대역(334)으로 전이한다. 통과대역(334)은 제2 전이 대역(308)을 통하여 제2 저지대역(336)으로 전이한다. 제2 저지대역(336)은 수신 블록들 TR3(108) 및 SR(110)의 전체를 포함한다. Cfg-B-Rx(310)의 제1 통과대역(326)은 BR1 및 더 일반적으로는 수신 블록 TR1(104) 내의 임의의 채널의 수신을 허용한다. Cfg-B-Rx(310)의 제2 통과대역(330)은 수신 채널 AR2 및 더 일반적으로는 수신 블록들 TR3(108) 및 SR(110) 내의 임의의 채널의 수신을 허용한다. Cfg-B-Tx(312)의 통과대역(334)은 송신 채널 BT 및 더 일반적으로는 송신 블록 ST(106) 내의 임의의 채널의 송신을 허용한다.
스펙트럼 구성 Cfg-A(100)의 경우, 조정 가능한 Rx 필터 및 조정 가능한 Tx 필터의 전이 대역(304)은, 조정 가능한 Rx 필터의 제1 통과대역(314) 및 조정 가능한 Tx 필터의 저지대역(320)이 에지 수신 채널 AR1을 포함하고 조정 가능한 Rx 필터의 저지대역(316) 및 조정 가능한 Tx 필터의 통과대역(322)이 송신 블록 ST(106) 내의 송신 채널 AT를 포함하도록, 수신 블록 TR1(104)과 송신 블록 ST(106) 사이에 1920 MHz 경계보다 위에 설정된다. 스펙트럼 구성 Cfg-B(102)의 경우, 조정 가능한 Rx 필터 및 조정 가능한 Tx 필터의 전이 대역(306)은, 조정 가능한 Rx 필터의 제1 통과대역(326) 및 조정 가능한 Tx 필터의 저지대역(332)이 수신 채널 BR1을 포함하고 조정 가능한 Rx 필터의 저지대역(328) 및 조정 가능한 Tx 필터의 통과대역(334)이 송신 블록 ST(106) 내의 송신 에지 채널 BT를 포함하도록, 수신 블록 BR1(104)과 송신 블록 BT(106) 사이에 1920 MHz 경계보다 아래에 설정된다.
주파수 응답들 Cfg-A-Rx(300), Cfg-B-Rx(310) 및 Cfg-A-Tx(302), Cfg-B-Tx(312)는 수신 필터 및 송신 필터의 전이 대역들의 전이 주파수들이 겹치는 것을 나타내지만, 일반적으로, 수신 필터 및 송신 필터의 전이 주파수들은 분리되어야 할 상이한 동작들을 갖는 채널들 사이의 어디에든지 배치되도록 서로 독립적으로 배치될 수 있다.
예를 들면, 도 3에 예시된 스펙트럼 구성 Cfg-A(100)의 경우, Tx 필터의 저지대역(320)과 통과대역(322) 사이의 전이는, Rx 필터의 통과대역(314)과 저지대역(316) 사이의 전이가 수신 채널 AR1 바로 위의 전이 주파수에 있고 Tx 필터의 저지대역(320)과 통과대역(322) 사이의 전이가 송신 채널 AT 바로 아래의 전이 주파수에 있도록, Rx 필터의 통과대역(314)과 저지대역(316) 사이의 전이보다 높은 주파수에서 일어날 수 있다.
유사하게, Rx 필터의 저지대역(316)과 통과대역(318) 사이의 전이 및 Tx 필터의 통과대역(322)과 저지대역(324) 사이의 전이는 송신 채널 AT와 수신 채널 AR2 사이의 어디에든지 독립적으로 배치될 수 있다.
예를 들면, Rx 필터의 저지대역(316)과 통과대역(318) 사이의 전이는 수신 채널 AR2 바로 아래에 배치될 수 있고 Tx 필터의 통과대역(322)과 저지대역(324) 사이의 전이는 송신 채널 AT 바로 위에 배치될 수 있다.
전술한 바와 같이 전이 대역들을 저지대역들과 통과대역들 사이에 및 통과대역들과 저지대역들 사이에 배치함으로써 통과대역들을 제한하는 것은 잡음 성능 관점에서 유익할 수 있다. 예를 들면, 저지대역(316)과 통과대역(318) 사이의 전이를 수신 블록 SR 내의 수신 채널 AR2 바로 아래에 있는 전이 주파수로 이동시킴으로써 통과대역(318)의 대역폭을 제한하는 것은 수신되는 잡음의 양을 감소시킬 수 있다. 그 이유는 그로 인해 통과대역(318)의 대역폭이 효율적으로 감소될 것이고 따라서 수신되는 잡음의 대역폭이 감소될 것이기 때문이다.
일부 실시예들은 2개 이상의 채널, 예를 들면, 도 3에서 2개의 수신 채널들 AR1 및 AR2 상의 서비스들의 전달을 지원하고, 그 채널들의 구성들을 나타내기 위한 시그널링 강화들(enhancements to signalling)을 포함한다. 예를 들면, 도 3에 도시된 UMTS 채널들에 대한 실시예에서, AR2와 짝 지어진 AT 및 BR2와 짝 지어진 BT와 같은 짝 지어진 채널들이 그들 사이에 고정된 관계를 가지고 할당된다. TR1(104) 내의 AR1 및 BR1과 같은, 블록들 TR1(104) 및 TR3(108) 내의 보조 블록들도 전형적으로 짝 지어진 채널들에 대해 고정된 관계를 갖는다. 일부 실시예들에서는, 2개 이상의 짝이 동일한 보조 채널 할당을 가질 수 있다. 짝 지어진 채널들 및 보조 채널들 사이에 고정된 관계를 갖는 실시예들에서, 단말이 짝 지어진 채널들을 검출할 경우, 관련된 보조 채널들이 알려질 것이다. 이 경우 어느 보조 채널들을 사용할지를 나타내기 위해 시그널링이 필요하지 않을 수 있다. 그러나, 보조 채널들은 모든 영역들에서 활성이 아닐 수 있고, 따라서, 예를 들면, 보조 채널들 상의 서비스들이 이용 가능하다는 것(예를 들면, 보조 채널들 상의 브로드캐스트 서비스)을 나타내기 위해 어떤 시그널링이 사용될 수 있다. 그러나, 보다 일반적인 경우에, 채널들 사이에 고정된 관계가 없을 수 있고, 보조 채널들의 이용 가능성 및 그들의 위치(중심 주파수)를 나타내기 위해 네트워크 기지국들로부터 사용자 단말들로 시그널링이 사용될 것이다. 일부 실시예들에서, 사용자 단말은 보조 채널들에 관하여 알기 위해 먼저 짝 지어진 채널들에 튜닝하고, 다른 경우에 사용자 단말은 보조 채널에 튜닝하고 그의 관련된 짝 지어진 채널들에 관한 정보를 수신할 수 있다. 일반적으로 짝 지어진 채널들 및 보조 채널들은 양쪽 모두 함께 사용되겠지만, 일부 경우에 그것들은 독립적으로 사용될 수 있다. 예를 들면, 보조 채널 상의 브로드캐스트 서비스는 짝 지어진 채널들의 어떤 사용과도 독립적으로 액세스될 수 있다.
도 3에서, 스펙트럼 블록 할당은 조정 가능한 Rx 및 Tx 필터들의 2개의 양자택일의 주파수 응답들이면 충분하도록 하는 것이다. 물론 2개 이상의 주파수 응답들이 요구되는 다른 스펙트럼 블록 할당들이 있을 수 있다. 도 3에 도시된 스펙트럼 블록 할당에서는, 상이한 동작 기능들을 갖는 2개의 스펙트럼 블록들만이 인접하거나 거의 인접하고, 즉, 블록 TR1을 수신하고 블록 ST(106)를 송신한다. 다른 스펙트럼 블록 할당들에서는 필터링을 통해 분리될 필요가 있는 상이한 동작 기능들을 갖는 인접 스펙트럼 블록들의 2개 이상의 쌍이 있을 수 있다. 본 발명의 실시예들에 따른 장치들 및 방법들은 이들 다른 시나리오들에 동등하게 적용 가능하다. 예를 들면, 아래 상세히 설명될, 도 4 내지 6은, 2개의 인접한 스펙트럼 경계들에 있는 에지 채널들을 수용하기 위해 3개의 주파수 응답들을 제공하도록 조정 가능한 Rx 필터 및 조정 가능한 Tx 필터가 조정되는 스펙트럼 할당의 예를 예시한다.
도 4는 MSS(Mobile Satellite Service) 대역들(404 및 410)을 포함하는, 유럽, 및 세계의 많은 다른 지역들에서 IMT-2000 모바일 대역들에 대하여 할당된 채널들에 대한 할당의 예를 예시한다. 이 예에서, 제1 UMTS(Universal Mobile Telephone System) TDD(Time Domain Duplex) 대역(400)(1900-1920 MHz)은 스펙트럼 할당의 저 단부(low end)에 배치되고 UMTS 송신 대역(402)(1920-1980 MHz)에 인접한다. 제1 MSS 대역(404)(1980-2010 MHz)은 UMTS 송신 대역(402)에 인접하고 또한 제2 UMTS TDD 대역(406)(2010-2025 MHz)에 인접한다. UMTS 수신 대역(408)(2110- 2170 MHz)은 제2 MSS 대역(410)(2170-2200 MHz)에 인접한다. 이 예로부터 알 수 있는 바와 같이, UE가 채널 A1에 의해 지시된 것과 같은, 그의 UMTS 송신 대역(402)의 에지로부터 떨어진 채널 상에서 송신하고 있다면, 제1 MSS 대역(404)에서 위성 신호들의 수신을 허용할 필터 전이를 위한 여지가 UMTS 송신 대역(402)에 존재한다. 그러나, UE에 채널 A2에 의해 지시된 것과 같은, 에지에 있는 채널이 할당된다면, UMTS 전이 대역(402)에 필터 전이를 위한 여지가 없다.
본 발명의 실시예에 따른 적응 필터는 UMTS 송신(402), UMTS 수신(408) 및 MSS 대역들(404, 410) 양쪽 모두에서는 물론, UMTS TDD 대역들(400, 406)에서의 동작들을 수용하도록 허용하기 위해 제공된다. 적응 필터 기법은 인접한 또는 거의 인접한 스펙트럼 대역들 사이의 경계를 따라는 에지 채널들의 사용을 수용하여, 다양한 채널 구성들에서의 스펙트럼 대역들 각각에서 모든 채널들의 사용을 허용하기 위해, 트랜스시버의 송신기 및 수신기 중 적어도 하나의 각각의 조정 가능한 필터의 하나 이상의 전이 대역들을 조정한다. 이것의 예는 다음의 도 5에 예시되어 있다.
도 5는 UMTS 송신 대역(402) 내의 UMTS 서비스 채널 A2가 MSS 대역(404) 내의 MSS 채널들에 바로 인접한 제1 채널 구성의 예 Cfg-C(512)를 보여준다. 이 동작을 위해 UE는 UMTS 송신 대역(402) 내의 1920 MHz보다 위의 제1 전이 대역(516) 및 MSS 대역(404) 내의 1980 MHz보다 위의 제2 전이 대역(504)을 갖기 위해 그의 수신기 내의 조정 가능한 Rx 필터를 주파수 응답 Cfg-C-Rx(500)를 갖도록 조정하고 그의 송신기 내의 조정 가능한 Tx 필터를 주파수 응답 Cfg-C-Tx(502)를 갖도록 조정한다. 제1 전이 대역(516)은 조정 가능한 Rx 필터를 제1 통과대역(518)으로부터 저지대역(520)으로 전이시키고 조정 가능한 Tx 필터를 제1 저지대역(524)으로부터 통과대역(526)으로 전이시킨다. 제2 전이 대역(504)은 조정 가능한 Rx 필터를 저지대역(520)으로부터 제2 통과대역(522)로 전이시키고 조정 가능한 Tx 필터를 통과대역(526)으로부터 제2 저지대역(528)으로 전이시킨다. 조정 가능한 Rx 필터의 제1 통과대역(518)은 UMTS TDD 대역(400) 내의 임의의 채널의 수신을 허용한다. 조정 가능한 Tx 필터의 통과대역(526)은 에지 송신 채널 A2 및 더 일반적으로는 제1 전이 대역(516)보다 위의 UMTS 송신 대역(402) 내의 임의의 채널의 송신을 허용한다. 조정 가능한 Rx 필터의 제2 통과대역(522)은 제2 전이 대역(504)보다 위의 제1 MSS 대역(404) 내의 임의의 채널 및 UMTS TDD 대역(406), UMTS 수신 대역(408) 또는 제2 MSS 대역(410) 내의 임의의 채널의 수신을 허용한다.
도 5는 또한 UMTS 송신 대역(402) 내의 UMTS 서비스 채널 A1이 UMTS 송신 대역(402)의 에지에 있지 않은 제2 채널 구성 Cfg-D(514)를 보여준다. 이 구성 Cfg-D(514)의 경우, UE는 제1 MSS 대역(404) 내의 1980 MHz보다 위의 주파수에서 전이 대역(504)을 갖기보다는 UMTS 송신 대역(402) 내의 1980 MHz보다 아래의 주파수에서 전이 대역(510)을 갖기 위하여 그의 Rx 필터를 주파수 Cfg-D-Rx(506)를 갖도록 조정하고 그의 Tx 필터를 주파수 응답 Cfg-D-Tx(508)를 갖도록 조정한다. 이것은 UE가 전이 대역(504)보다 위의 채널들에만 제한되기보다는 제1 MSS 대역(404)의 전체에서 신호들을 수신하도록 허용한다. Cfg-D-Rx(506) 및 Cfg-D-Tx(508)에서 조정 가능한 Rx 필터 및 조정 가능한 Tx 필터는, 제1 전이 대역(516)보다 아래에 각각 제1 통과대역(530) 및 제1 저지대역(536)을 갖고, 제1 전이 대역(516)보다 위에 각각 저지대역(532) 및 통과대역(538)을 갖도록, 제1 전이 대역(516)을 유지한다. 전이 대역(510)은 저지대역(532) 및 통과대역(538)을 각각 제2 통과대역(534) 및 제2 저지대역(540)으로 전이시킨다.
채널 구성들의 예 Cfg-C(512) 및 Cfg-D(514)에서, UE는 UMTS 수신 대역(408)에서 각각 UMTS 서비스 채널 A4 및 A3를 갖는 것으로 도시되어 있다. 채널 구성의 예 Cfg-C(512)에서 UMTS 서비스 채널 A4는 MSS 대역(410)에 인접하여 배치된 에지 채널이다. 채널 구성의 예 Cfg-D(514)에서 UMTS 서비스 채널 A3는 UMTS 수신 대역(408)의 에지로부터 떨어져 배치된다. 본 발명의 실시예에 따른 적응 필터 기법은 상이한 동작들, 즉, 송신 및 수신 동작들을 갖는 인접한 또는 거의 인접한 채널들 내의 채널들 사이에 전이 대역의 선택적인 배치를 제공한다. MSS 대역(410)은, UMTS 수신 대역(408)과 유사하게, 수신을 위해 사용되는 것으로 도시되어 있기 때문에, UMTS 수신 대역(408)을 MSS 대역(410)으로부터 분리하는 추가의 필터 전이가 제공되지 않는다. 즉, 조정 가능한 Rx 필터는 UMTS 수신 대역(408)에서 할당된 채널들 A3 및 A4 및 MSS 대역(410)에서 할당된 임의의 채널들을 포함하여, Cfg-C(512)에서의 전이 대역(504)보다 위의 및 Cfg-D(514)에서의 전이 대역(510)보다 위의 모든 채널들을 통과시키도록 구성되고, 조정 가능한 Tx 필터는 Cfg-C(512)에서의 전이 대역(504)보다 위의 및 Cfg-D(514)에서의 전이 대역(510)보다 위의 모든 채널들을 필터링하여 제거하도록 구성된다.
MSS 대역들(404, 410)은 MSS 위성 시스템의 설계에 따라서 송신 또는 수신을 위해 사용될 수 있다(또는 TDD가 사용되는 경우에는 양쪽 모두). 도 5에서, MSS 대역들(404, 410) 양쪽 모두는 수신을 위해 사용되는 것으로 도시되어 있다. 도 6에 도시된 추가의 예는 조정 가능한 필터들을 상부 MSS 대역(410)(2170-2200 MHz)에서의 UE에 의한 송신을 허용하는 제3의 채널 구성의 예 Cfg-E(608)에 적응시킨 것을 예시한다.
도 6에 도시된 채널 구성의 예 Cfg-E(608)에서, UE는 UMTS 송신 대역(402)의 에지로부터 떨어진 UMTS 송신 대역(502)에 배치된 UMTS 서비스 채널 A1을 갖는다. 채널 구성의 예 Cfg-D(514)에 대한 주파수 응답들 Cfg-D-Rx(506) 및 Cfg-D-Tx(508)와 유사하게, UMTS 서비스 대역 A1 상의 송신을 수용하고 UMTS TDD 대역(400), MSS 대역(404), UMTS TDD 대역(406) 및 UMTS 수신 대역(408)에서의 수신을 허용하기 위해, UE는 채널 구성의 예 Cfg-E(608)에 대하여 1920 MHz보다 위의 UMTS 송신 대역(402) 내의 전이 대역(610) 및 1980 MHz보다 아래의 UMTS 송신 대역(402) 내의 전이 대역(604)을 갖기 위하여 그의 Rx 필터를 주파수 응답 Cfg-E-Rx(600)를 갖도록 조정하고 그의 Tx 필터를 주파수 응답 Cfg-D-Tx(602)를 갖도록 조정한다. 이 구성에서, 조정 가능한 Rx 필터 및 조정 가능한 Tx 필터는 전이 대역(610)보다 아래에 각각 통과대역(612) 및 저지대역(620)을 갖고 저저대역(610)보다 위에 및 전이 대역(604)보다 아래에 각각 저지대역(614) 및 통과대역(622)을 갖는다. 채널 구성의 예 Cfg-D(514)에서의 UMTS 서비스 채널 A3와 유사하게, 채널 구성의 예 Cfg-E(608)도 UMTS 수신 대역(406)에 UMTS 서비스 채널 A5를 포함한다. 그러나, 수신을 위해서만 MSS 대역(410)을 사용한 채널 구성의 예 Cfg-D(514)와 달리, 채널 구성의 예 Cfg-E(608)는 MSS 대역(410)의 하부 에지에 배치되어 있는 MSS 서비스 채널 A6 상의 송신을 포함한다. 그러므로, UMTS 서비스 채널 A5 상의 수신 및 MSS 서비스 채널 A6 상의 송신을 수용하기 위해, Rx 필터 주파수 응답 Cfg-E-Rx(600) 및 Tx 필터 주파수 응답 Cfg-E-Tx(602)는 2170 MHz보다 아래의 UMTS 수신 대역(408)에 추가의 전이 대역(606)을 갖는다. 그러므로, 조정 가능한 Rx 필터 및 조정 가능한 Tx 필터는 전이 대역(604)과 전이 대역(606) 사이에 각각 통과대역(616) 및 저지대역(624)을 갖고 전이 대역(606)보다 위에 각각 저지대역(618) 및 통과대역(626)을 갖는다.
도 5 및 6에 도시된 채널 구성들 Cfg-C(512), Cfg-D(514), Cfg-E(608) 및 필터 주파수 응답들 Cfg-C-Rx(500), Cfg-C-Tx(502), Cfg-D-Rx(506), Cfg-D-Tx(508), Cfg-E-Rx(600), Cfg-E-Tx(602)는 예들이고, UMTS 대역들(400, 402, 406, 408) 중 임의의 것 및 MSS 대역들(404, 410) 중 임의의 것 상의 송신/수신 동작을 허용하기 위해 다른 채널 구성들 및 다른 필터 주파수 응답들이 적용될 수도 있다.
MSS 채널들의 사용을 포함하는 일부 실시예들에서, UE는 다양한 대역들 내의 채널들에 액세스할 필요에 기초하여 그의 필터들을 조정한다. 일반적으로, UE는 그의 필터들의 전원을 켜서 그것이 임의의 UMTS 신호들을 검색하게 하기 위해 UMTS 대역들의 전체를 수용하도록 그의 필터들을 적응시킬 것이다. 후술하겠지만, 이전에 복수의 채널들과 성공적인 통신을 갖는 UE는 이전에 사용된 필터 적응들을 재사용할 것이다.
일부 실시예들에서, 일단 UMTS 서비스들이 알려진다면, 다른 대역들에서의 서비스들, 예를 들면 UMTS TDD 및 MSS에 대한 채널들은, UMTS 네트워크를 통한 통신을 통해, 또는 미리 설치된 설정들에 의해 결정될 수 있다. 결정된 다른 대역들에서의 할당들을 이용하여, UE는, 필요하다면, 그의 적응 필터들을 재조정하여 다른 채널들을 수용할 수 있다.
적응 필터의 사용 및 그의 전이 주파수들을 적응시키는 프로세스를 통해, UE는 인접한 대역들 내의 채널들에서의 동작들(송신들 및 수신들)을 쉽사리 수용할 수 있다.
전술한 내용으로부터, 본 발명의 실시예에 따른 트랜스시버는 동작 구성의 채널 할당들 사이의 "열린 공간(open space)"에 적합하도록 그의 송신 및 수신 필터들 중 적어도 하나의 필터 전이 대역들을 조정하도록 동작 가능하다는 것은 분명하다. 예를 들면, 도 3에서 필터 전이 대역(304)은 Cfg-A(100)에서 수신 채널 AR1과 송신 채널 AT 사이에 배치되어 있고 필터 전이 대역(306)은 Cfg-B(102)에서 수신 채널 BR1과 송신 채널 BT 사이에 배치되어 있어, 구성을 위해 사용되고 있는 모든 채널들에의 액세스를 허용한다.
도 1 내지 6에 관하여 위에서 설명된 실시예들은 MMS 대역들을 포함하는, IMT-2000/UMTS 모바일 대역들에서의 다양한 채널 구성들을 수용하기 위한 조정 가능한 필터 구성들에 관한 것이지만, 본 발명의 실시예들은 이들 특정 스펙트럼 할당들에 제한되지 않는다. 일반적으로, 본 발명의 실시예들은 임의의 스펙트럼 할당에 적용 가능하고 특히 상이한 기능을 갖는 인접한 또는 거의 인접한 기능 블록들, 예를 들면, 송신 블록에 인접한 수신 블록을 포함하는 스펙트럼 할당들에서 유익하다.
일부 실시예들에서는, 변조 및 채널 대역폭과 같은 상이한 기술들을 이용하고 있거나 상이한 송신 및 수신의 타이밍을 이용하고 있는 인접한 채널들에서의 시스템들을 더 잘 분리시키기 위해 적응 필터들이 사용된다. 예를 들면, 본 발명의 실시예들은 시스템들을 분리시키고 그들이 인접한 채널들에서 동작하도록 허용하기 위해, 시간에서 동기화되지 않고 동시에 송신 및 수신할 수 있는, 복수의 TDD 또는 비동기 시스템들에서 이용될 수 있다.
다수의 스펙트럼 관리자들이 융통성 있는 스펙트럼의 할당들을 구현하는 것을 고려하고 있다. 이들 융통성 있는, 다이내믹 네트워크들은 모바일 및 고정 트랜스시버들 양쪽 모두를 포함할 수 있다. 그러한 다이내믹 네트워크들은 많은 사용자들이 보다 큰 스펙트럼 자원들(채널들)의 풀(pool)을 공유하는 이점을 가지며, 이는 각 사용자에게 개별 채널을 할당하는 것보다 더욱 효율적이다. 그 이유는 통상적으로 순회할 충분한 채널들(channels to go around)이 없기 때문이다.
일부 실시예들에서, 적응 필터들은 일반적인 사용을 위해 이용 가능하고 송신 및 수신 섹션들 및 특정 채널들로 미리 할당되지 않는 채널들의 대역들을 포함하는 융통성 있는 스펙트럼 할당들에서 사용된다. 적응 필터들을 갖는 트랜스시버들은 그 후 이용 가능한 채널들 및 사용자의 요구에 적합한 채널들 및 송신 계획들의 적합한 세트를 구성하기 위해 통신하기를 원하는 노드들의 그룹에 의해 사용될 수 있다. 그 채널들 중 일부는 다른 노드들의 그룹에 의해 사용될 수도 있다. 이것은 공유 채널 블록 할당들을 갖는 "애드혹(ad-hoc)" 또는 다이내믹 스펙트럼 액세스 네트워크들의 한 형태일 것이다. 트랜스시버들 내의 적응 채널 필터들은 트랜스시버들에 대한 채널들을 애드혹 네트워크로 그룹화(grouping)하는 것을 가능하게 할 뿐만 아니라, 단말들이 상이한 채널 계획들을 이용하여 상이한 애드혹 그룹화들에 액세스하는 것을 가능하게 한다.
애드혹/다이내믹 스펙트럼 액세스 네트워크에서의 일부 실시예들에서는, 하나의 공유 채널 블록만이 있고, 문제는 블록 내의 임의의 구조 또는 채널 계획 없이 송신 및 수신 기능들을 위해 그것들을 공유하는 것이다. 이들 실시예들에서, 인접한 블록들 내의 채널들에 관한 본 발명의 실시예들의 양태들이 또한 블록 내의 인접한, 또는 근처의 채널들에 적용 가능하다.
조정 가능한 전이 대역을 갖는 필터들을 구성하는 다수의 방법들이 존재한다. 하나의 방법은 예상되는 스펙트럼 구성 및 동작을 위해 적합한 전이 대역을 각각 갖는 복수의 필터들을 설치하는 것이다. 그 후 적절한 필터 또는 필터들의 조합을 선택하기 위해 트랜스시버 컨트롤러에 의해 스위치가 조작된다. 이 구성은 단순한 디자인이지만, 적절한 필터 또는 필터들의 조합을 선택하기 위해 사용되는 스위치에 의해 도입되는 손실들을 겪는다. 그러한 손실들은 송신기의 출력 전력을 감소시키고 수신기의 감도를 저하시킬 수 있다.
일부 실시예들에서는, 적절한 필터 전이 대역을 선택하기 위해 트랜스시버의 컨트롤러의 제어 하에 그의 튜닝 엘리먼트들을 스위칭시키는 필터가 사용된다. 이 구성은 트랜스시버의 결정적인 라디오 주파수(RF) 신호 경로들에서 추가의 손실을 도입하지 않지만, 그것은 복수의 튜닝 엘리먼트들을 조정하기 위해 복수의 스위치들 및 전압들이 필요할 수 있다는 점에서 더 복잡하다. 일부 경우에는 인가된 제어 전압을 조정함으로써 튜닝을 가능하게 하는 버랙터 다이오드와 같은 튜닝 엘리먼트들이 사용될 수 있다. 그러한 전압들은 또한 적절한 튜닝을 선택하기 위해 트랜스시버 컨트롤러의 제어를 받을 것이다.
이제 도 7을 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 무선 트랜스시버를 설명한다. 도 7은 본 발명의 실시예에 따른 적응 필터 장치를 포함하는 무선 트랜스시버의 블록도이다. 무선 트랜스시버는 복수의 채널 구성들, 예를 들면, 도 1에 도시된 채널 구성들 Cfg-A(100) 및 Cfg-B(102)에 대하여 사용될 수 있고, 다양한 가능한 채널 구성들을 자동으로 검출하고 그 구성들 사이에서 스위칭할 수 있는 단일의 값싼 트랜스시버이다. 도 7에 도시된 무선 트랜스시버에서는, 수신 적응 RF 필터(702)의 입력에 및 송신 적응 RF 필터(714)의 출력에 안테나(700)가 기능적으로 접속된다.
수신 적응 RF 필터(702)는 3개의 튜닝 엘리먼트들: 제1 고정 커패시터(704), 제2 고정 커패시터(706) 및 제1 버랙터 다이오드(708) 각각의 제1 단자에 기능적으로 접속된다. 제1 고정 커패시터(704) 및 제2 고정 커패시터(706) 각각은 각각 제1 스위치(710) 및 제2 스위치(712)를 통하여 접지 전압에 선택적으로 연결되는 제2 단자들을 갖는다. 제1 버랙터 다이오드(708)는 접지 전압에 접속되는 제2 단자를 갖는다.
수신 적응 RF 필터(702)의 출력은 제1 RF 증폭기(726)의 입력에 기능적으로 접속된다. 제1 RF 증폭기(726)의 출력은 다른 수신기 장치 블록(730)에 기능적으로 접속된다.
송신 적응 RF 필터(714)도 3개의 튜닝 엘리먼트들: 제3 고정 커패시터(716), 제4 고정 커패시터(718) 및 제2 버랙터 다이오드(720) 각각의 제1 단자에 기능적으로 접속된다. 제3 고정 커패시터(716) 및 제4 고정 커패시터(718) 각각은 각각 제3 스위치(722) 및 제4 스위치(724)를 통하여 접지 전압에 선택적으로 연결되는 제2 단자들을 갖는다. 제2 버랙터 다이오드(720)는 접지 전압에 접속되는 제2 단자를 갖는다.
송신 적응 RF 필터(714)의 입력은 제2 RF 증폭기(728)의 출력에 기능적으로 접속된다. 제2 RF 증폭기(728)의 출력은 다른 송신기 장치 블록(734)에 기능적으로 접속된다.
다른 수신기 장치 블록(730) 및 다른 송신기 장치 블록(734) 각각은 트랜스시버 제어 장치 블록(732)에 및 사용자 서비스 블록(736)에 기능적으로 접속된다. 송신기 제어 장치 블록(732)은 또한 구성 메모리 블록(738), 위치 메모리 블록(740), 및 제1 스위치(710), 제2 스위치(712), 제1 버랙터 다이오드(708), 제3 스위치(722), 제4 스위치(724) 및 제2 버랙터 다이오드(720)의 제어 입력들에 기능적으로 접속된다.
동작시에, 수신 적응 RF 필터(702)의 튜닝 엘리먼트들(704, 706 및 708) 및 송신 적응 RF 필터(714)의 튜닝 엘리먼트들(716, 718 및 720)은 2개 이상의 스펙트럼의 대역들 사이에 신호 동작들을 분리시키기 위해 적어도 하나의 전이 대역을 선택적으로 배치하도록 트랜스시버 제어 장치 블록(732)에 의해 제어된다. 커패시터들(704, 706, 716 및 718)의 효과를 추가하거나 제거하기 위해 스위치들(710, 712, 722 및 724)을 열거나 닫는 것 및 버랙터 다이오드들(708 및 720)의 커패시턴스를 조정하는 것은 수신 적응 RF 필터(702) 및 송신 적응 RF 필터(714)의 적어도 하나의 전이 대역을 이동시킨다. 적응 RF 필터들(702 및 714)은 그들의 전이 대역들을 인접한 또는 거의 인접한 스펙트럼 블록들 사이의 경계의 양쪽에 배치하도록 조정될 수 있다.
튜닝 엘리먼트들, 즉, 커패시터들(704, 706, 716 및 718), 스위치들(710, 712, 722 및 724) 및 버랙터 다이오드들(708 및 720)의 배열, 및 적응 RF 필터 블록들(702 및 714)과 접지 전압 사이의 그들의 상호 접속은 순전히 예시적이다. 적응 RF 필터 블록들(702 및 714)의 일부로서 튜닝 엘리먼트들 및 그들의 접속은 구현에 특정한 상세(implementation specific detail)이다. 일반적으로, 필터 튜닝 엘리먼트들은 스펙트럼 블록 동작 할당들에 적합하도록 필터의 하나 이상의 전이 대역들의 전이 주파수의 조정을 허용하는 임의의 방식으로 배열될 수 있다. 예시된 것보다 더 많거나 더 적은 수의 스위칭되는 커패시터들 또는 버랙터 다이오드들이 사용될 수 있다. 스위치들(710, 712, 722, 724)은 제어 장치(732)에 의해 전자적으로 제어될 수 있다.
도 7은 수신 적응 RF 필터(702) 및 송신 적응 RF 필터(714) 양쪽 모두를 포함하고 있지만, 일반적으로, 트랜스시버의 송신기 부분 및 수신기 부분 중 적어도 하나에 적응 RF 필터가 제공된다.
도 7에서, 적응 RF 필터들(702 및 711)은 스위칭되는 커패시터들 및 버랙터 다이오드들 중 적어도 하나를 포함하는 조합에 의해 (적어도 하나의 전이 대역을 조정하기 위해) 튜닝되는 것으로 도시되어 있다. 일반적으로, 임의의 타입 및 수의 조정 가능한 튜닝 엘리먼트들이 사용될 수 있다.
트랜스시버 제어 장치 블록(732)의 적응 필터 제어 기능은 가장 경제적으로는 다른 목적들을 위해 이미 트랜스시버의 일부인 제어 프로세서의 추가의 기능으로서 수행될 수 있다. 이 경우, 제어 프로세서는 적응 RF 필터들(702 및 714)의 튜닝 장치 기능들을 동작시키기 위해 필요한 제어 신호들을 포함하도록 보강될 수 있다. 제어 프로세서는 일반적으로 사용자 서비스 블록(736)의 일부로서 동작한다.
사용자 서비스 블록은 다른 수신기 장치 블록(730) 및 다른 송신기 장치 블록(734)과 코디네이트하여 사용자 서비스들에 관련된 데이터의 수신 및 송신을 수행한다.
다른 수신기 장치 블록(730) 및 다른 송신기 장치 블록(734)은 트랜스시버 제어 장치 블록(732)과 코디네이트하여, 적응 RF 필터들(702 및 714)이 원하는 사용자 서비스들에 대한 적절한 채널 구성에 따라서 튜닝되는 것을 보장한다.
RF 증폭기(726)는 안테나(700)에 의해 수신되어 수신 적응 RF 필터에 의해 필터링된 수신 신호들을 증폭하고 이들 필터링되고 증폭된 수신 신호들을 다른 수신기 장치 블록(730)에 전달한다. RF 증폭기(728)는 다른 송신기 장치(734)에 의해 생성된 송신 신호들을 증폭하고 이들 증폭된 송신 신호들을 필터링한 다음 안테나(700)를 통해 송신하기 위해 송신 적응 RF 필터(714)에 전달한다. 비록, RF 증폭기(726)는 다른 수신기 장치 블록(730)으로부터 분리되어 있는 것으로 도시되고 RF 증폭기(728)는 다른 송신기 장치 블록으로부터 분리되어 있는 것으로 도시되어 있지만, RF 증폭기들(726 및 728)은 대부분의 무선 트랜스시버들의 표준 기능 블록들이고 각각 다른 수신기 장치 블록(730) 및 다른 송신기 장치 블록(734)의 일부인 것으로 간주될 수 있다.
일부 실시예들에서, 트랜스시버는 네트워크 송신기로부터 송신된 시그널링 정보에 의해 사용되고 있는 채널 구성을 통보받는다. 일부 실시예들에서, 트랜스시버는 또한 그의 동작 프로시저들에 미리 프로그램된 채널 구성 정보를 이용할 수도 있다.
일부 실시예들에서, 도 3에 도시된 스펙트럼 할당의 주 기능 블록들 SR(100) 및 ST(105) 및 보조 기능 블록 TR1(104)과 같은, 하나 이상의 주 기능 블록들 및 하나 이상의 보조 기능 블록들에 대하여, 및 Cfg-A(100)의 채널 구성과 같은 채널 구성에 대하여, 트랜스시버 제어 장치 블록(732)은 처음에 적응 RF 필터들(702 및 714)을 블록들 SR(100) 및 ST(106)의 전체를 포함하도록 설정한다. 일단 원하는 조작자의 채널이 확인되고 시그널링이 디코딩되면, 블록 TR1(104) 내의 보조 채널 AR1의 위치에 관한 정보가 이용 가능한 것으로 결정되고, 적응 RF 필터들(702 및 714)의 전이 대역들은 활성 채널들 사이에, 즉 도 3에 도시된 채널 구성에 있어서 AR1과 AT 사이에 및 AT와 AR2 사이에 있도록 조정된다.
처음에 채널들에 관한 정보를 네트워크로부터 수신하는 것에 대한 대안으로서, 트랜스시버는 또한 미리 프로그램된 초기 구성들을 이용하거나 또는 그것이 마지막으로 작동된 때 사용한 구성을 재사용할 수 있다. 이 이전의 동작은 그것이 마지막으로 사용된 위치(장소)에 대한 정보를 포함할 수 있다. 트랜스시버는 GPS 수신기의 사용 또는 다른 소스들로부터의 것을 포함하는 다수의 공지된 방법들 중 하나에 의해 그의 위치를 결정할 수 있다. 채널 및 필터 구성은 그 위치 및 서비스에 대한 이전에 알려진 설정들에 적합하도록 조정될 것이다. 트랜스시버의 이전의 동작 및 위치는 각각 도 7에 도시된 트랜스시버의 구성 메모리 블록(738) 및 위치 메모리 블록(740)에 저장된다.
구성 메모리 블록(738)은 다양한 스펙트럼 블록 구성들에 대한 적응 RF 필터들(702 및 714)의 버랙터 다이오드들(708 및 720) 및 스위치들(710, 712, 722 및 724)을 제어하기 위한 필터 파라미터들을 저장한다. 구성 메모리(738)는 또한 차후의 시간에 채널 액세스를 다시 시작할 때 초기 설정으로서 재사용될 수 있는 마지막 위치에서 사용된 스펙트럼 블록 구성을 저장하기 위해 이용될 수도 있다.
위치 메모리 블록(740)은 트랜스시버의 위치 및 다양한 위치들에서의 스펙트럼 구성들에 대한 필요한 필터 파라미터들을 저장한다. 위치 결정 장치(예를 들면, GPS 수신기 및 프로세스 - 도시되지 않음)는 또한 트랜스시버의 위치를 결정하는 트랜스시버의 일부일 수 있다. 대안적으로 트랜스시버는 네트워크의 일부인 위치 서비스로부터 그의 위치에 관한 정보를 수신할 수 있다. 신호들 및 서비스들의 통상의 송신 및 수신과 관련된 트랜스시버의 다른 부분들은 예시되어 있지 않지만 다른 수신기 장치 블록(730) 및/또는 다른 송신기 장치 블록(734)의 일부로 간주된다.
특정 동작 조건들에 기초한 필터 파라미터들의 선택은 구현에 특정한 상세이다. 일부 실시예들에서, 위치 메모리(740) 및 구성 메모리(738) 부분들은 양쪽 모두 필터 구성들을 포함할 수 있고 제어 장치(732)는 위치 메모리(740)로부터의 위치에 기초하여 및 구성 메모리(738)로부터의 채널 또는 이력 조건들에 기초하여 필터 파라미터들을 검색할 수 있다.
일부 실시예들에서, 구성 메모리(738)는 예상되는 채널 구성들의 세트, 예를 들면, 도 1-3 및 6에서 도시된 채널 구성들 Cfg-A(100), Cfg-B(102), Cfg-C(512), Cfg-D(514), Cfg-E(608)에 대한 필터 파라미터들을 저장한다. 제어 장치(732)는, 일부 실시예들에서, 위치 메모리(740)로부터의 위치에 기초하여(즉, Cfg-B는 특정 위도/경도에서 사용된다), 또는 마지막으로 사용된 것의 채널 사용 또는 이력으로부터 채널 구성을 결정할 수 있다. 다수의 조건들에 기초하여 선택된 채널 구성을 이용하여, 그 선택된 채널 구성에 대한 필터 파라미터들이 구성 메모리(738)에서 조회될 수 있다.
트랜스시버가 대안적인 블록 구성이 사용되고 있는 위치로 이동하는 경우에는, 트랜스시버는 새로운 조건들에 적합하도록 그의 필터 전이 대역을 조정할 것이다. 그러한 재구성은 또한 그의 트래픽 부하의 균형을 맞추기 위해 네트워크에 의해 요청되는, 또는 사용자에 의한 프로그램 자료의 원하는 수신의 변경들을 위한 채널 할당 변경들을 포함하는, 채널 변경에 대한 다른 이유들의 결과로서 이루어질 수 있다.
상이한 네트워크 구성들 사이에 서비스들의 신속하고 원활한 핸드오버를 용이하게 하기 위해, 핸드오버를 요청하는 시그널링은 필터 전이 대역의 필요한 조정을 포함하는 새로운 채널들 상의 동작을 위한 필요한 정보 또는 새로운 구성이 트랜스시버에 의해 용이하게 결정될 수 있게 하는 정보를 포함할 것이다. 새로운 채널들의 구성을 위한 정보를 네트워크로부터 수신하는 것에 대한 대안으로서, 트랜스시버는 또한 미리 저장된 정보 또는 위치 메모리 블록(740)에 저장되어 있는 새로운 위치에서의 마지막 구성에 관한 정보를 이용할 수도 있다.
채널들의 새로운 구성이 상이한 동작 블록들 사이의 적어도 하나의 에지 채널의 사용을 수반하는 경우에는, 트랜스시버는 먼저 새로운 채널 구성 정보를 수신하고, 그 새로운 채널 구성에 대한 필터 파라미터들을 결정한 다음, 결정된 필터 파라미터들에 따라서 적응 RF 필터들(702 및 714)의 전이 대역들을 조정하고 그 후 새로운 채널들의 사용을 시작할 것이다. 즉, 트랜스시버는 먼저 적응 RF 필터들(702 및 714)에 대한 새로운 구성을 결정한 다음, 그의 송신기/수신기 동작들을 중단하고, 적응 RF 필터들(702 및 714)의 전이 대역들을 조정하고, 그의 송신기/수신기들을 새로이 할당된 채널들에 다시 튜닝시키고 마지막으로 트랜스시버 동작을 다시 시작할 것이다. 이러한 일련의 단계들은 서비스에 대한 최소의 중단을 보증하고 잘못 조정된 필터들 또는 라디오 회로들을 통하여 신호들이 불필요하게 손실되지 않도록 보증한다.
일부 실시예들에서, 구성 메모리(738)는 새로운 채널 구성에 대하여 사용되지 않을 필터 파라미터들을 포함하고 제어 장치(732)는 일단 새로운 채널 구성 정보가 수신되면 구성 메모리(738)로부터 필터 파라미터들을 검색할 것이다. 일부 경우에, 결정된 채널 구성들에 대한 필터 파라미터들은 교정 또는 설계의 일부로서 트랜스시버의 제조시에 구성 메모리에 저장된다.
채널 구성이 상이한 동작들을 갖는 인접한 동작 블록들 내의 인접 에지 채널들의 사용을 요구하였고, 따라서 인접 에지 채널들 중 하나 또는 다른 하나가 적응 RF 필터들(702 및 714)의 전이 대역에 의해 차단될 있음직하지 않은 경우에는, 트랜스시버는 사용자에 의해 요청된 서비스를 제공하는 채널의 사용을 허용하는 필터 전이 대역을 선택할 것이다. 이 선택은 사용자가 상이한 채널 구성을 요구하는 다른 서비스를 선택한 경우에는 필요에 따라 변경될 것이다. 예를 들면, 일부 실시예들에서, 트랜스시버가 2개의 인접한 에지 채널들 사이에서 선택해야 한다면, 트랜스시버는 사용자가 요청한 서비스를 허용하는 에지 채널을 선택할 것이다. 즉, 사용자 서비스가 송신을 요구한다면, 적응 RF 필터들(702, 714)의 전이 대역들은 사용자가 요청한 서비스에 대한 송신을 허용하는 인접한 에지 채널 상의 동작을 허용하도록 배치될 것이다. 사용자가 양쪽 인접한 에지 채널들의 사용을 요구할 것처럼 보일 수 있는 서비스들을 선택하는 경우에도, 일부 실시예들에서, 적응 필터들(702, 714)은 양쪽 채널들이 교대로 액세스될 수 있도록, 그러나 동시에 액세스되지는 않도록 시간에서 앞뒤로 스위칭될 수 있다. 이러한 교대의 동작은 양쪽 인접한 에지 채널들에의 "사실상의(virtual)" (시간-공유) 액세스를 제공하고 따라서 양쪽 서비스들이 가능해지도록 허용한다.
구성 메모리 블록(738) 및 위치 메모리 블록(740)은 도 7에서 개별 블록으로서 도시되어 있지만, 일부 실시예들에서 그것들은 트랜스시버의 제어 프로세서를 가로질러 공유되는 단일 메모리 블록에 통합될 수 있다.
일부 실시예들에서, 트랜스시버 제어 장치 블록(732), 사용자 서비스 블록(736), 구성 메모리 블록(738) 및 위치 메모리 블록(740)은 ASIC(application specific integrated circuit) 또는 FPGA(field programmable gate array) 또는 PLD(programmable logic device)와 같은 로직 디바이스로서 구현된다. 일반적으로, 그것들은 하드웨어, 소프트웨어, 펌웨어 또는 그의 조합들로서 구현될 수 있다.
이제 도 8을 참조하여, 무선 트랜스시어에서 적응 필터 구성을 초기에 설정하기 위한, 조건들 및 서비스들을 모니터하기 위한 그리고 적응 필터 구성을 교정하기 위한 방법의 예를 설명한다. 도 8은 본 발명의 실시예에 따른 방법의 예의 흐름도이다. 이 방법은, 예를 들면, 도 7에 도시된 무선 트랜스시버의 트랜스시버 제어 장치 블록(732)에서 실행될 수 있다. 이 방법은 단계 8-1에서 트랜스시버의 전원이 켜질 때 시작된다. 단계 8-2에서 적응 필터는 이전의 사용, 현재의 위치, 요청된 서비스 및 디폴트 구성 중 적어도 하나에 기초하여 구성된다. 단계 8-3에서, 트랜스시버는 채널 조건들에 관한 추가의 정보를 위해 초기 할당된 채널들을 주시한다. 단계 8-4에서, 적응 필터는 채널 조건들을 수용하도록 조정되고 조정된 필터 구성은, 트랜스시버의 전원이 꺼진 후에 다음에 전원이 켜지는 때와 같은, 차후의 사용을 위해 저장된다. 단계 8-5에서, 필터 구성들에 대한 변경들이 필요한지를 결정하기 위해 서비스들 및 위치가 모니터된다. 단계 8-6에서, 어떤 변경도 필요하지 않다고 결정되면, 방법은 단계 8-5로 되돌아간다(No 경로). 대안적으로, 단계 8-6에서, 변경이 필요하다고 결정되면, 방법은 단계 8-7로 진행한다(Yes 경로). 단계 8-7에서, 새로운 조건들 또는 서비스들에 기초하여 새로운 필터 구성이 결정되고 방법은 단계 8-4로 되돌아간다.
도 8의 흐름도에 예시된 방법은 단지 예시적인 것이다. 방법의 단계들은 재정리(reorder)될 수 있고 및/또는 단계들이 추가되거나 제거될 수 있다.
일부 실시예들에서, 필터 구성은 단계 8-4에서 현재 위치의 기록과 함께 저장된다.
일부 실시예들에서, 단계 8-4에서, 트랜스시버는 그의 송신기/수신기 동작들을 중단하고, 필터 구성을 조정한 다음 그의 송신기/수신기를 새로운 채널 조건들을 수용하도록 다시 튜닝한다.
일부 실시예들에서, 단계 8-7에서 부하 균형(load balancing) 또는 서비스 요청의 변화의 결과로서 새로운 네트워크 액세스 포인트로의 핸드오버 또는 채널 할당의 변경과 같은 새로운 로컬 사용 조건들에 기초하여 새로운 필터 구성이 결정된다.
본 발명의 실시예들에 따르면 다양한 포워드 링크 제어 채널 스킹들이 설명된다. 보다 광범한 발명들은 이에 관해서 제한되지 않지만, 본 발명의 실시예들은 3GPP LTE, 3PGG2 AIE 및 IEEE 802.16을 포함하는 다양한 무선 표준들에 따라서 이용될 수 있다. 실시예들은 OFDM 무선 인터페이스에 관련해서 설명되지만, 보다 광범한 발명들은 CDMA 및 다른 무선 인터페이스들에 적용 가능하다.
후술되는 본 발명의 실시예들에 대한 컨텍스트를 제공하기 위하여, 다음은 포워드 링크(FL) 제어 정보를 구성할 수 있는 것의 예들의 세트로서 제공된다.
조작자 및 BS(섹터) 특정 정보와 같은 시스템 정보 - 이것은 예를 들면 조작자 정보, BSID, 지리 정보, 서브네트 ID, 채널 등을 포함할 수 있다;
시스템 범위에 걸친(system-wide) 및 BS(섹터) 범위에 걸친(BS-wide) 동작 구성들과 같은 시스템 구성 - 이것은 예를 들면 활성 모바일들의 수, 액세스 정보 등을 포함할 수 있다;
이웃 BS(섹터)에 대한 키 시스템 정보 및 구성 정보와 같은 이웃 정보 및 구성;
모바일들의 랜덤 액세스의 검출을 승인하기 위해 이용되는 액세스 승인(access acknowledgement) - 이것은 추가의 액세스 프로시저들을 위한 ID(임시 또는 활성)의 할당을 수반할 수 있다;
유휴(idle) 모바일들을 페이징하는 데 이용되는 페이지들과 같은 페이지 메시지들;
예를 들면 RL 송신을 위한 전력 제어 정보를 신호하기 위한 전력 제어 시그널링;
RL H-ARQ 동작을 가능하게 하는 ACK/NACK 정보와 같은 H-ARQ Ack 시그널링. 일부 실시예들에서 이것은 ACK/NACK 에코 방법을 이용함으로써 할당 블록에 ACK/NACK가 흡수될 있기 때문에 RL 하이브리드 H-ARQ 스킴이 구현되는 경우에는 사용되지 않는다; 및
자원 할당, 이것은 자원 할당 설명을 제공하는 시그널링이다.
추가의 컨텍스트를 제공하기 위하여 도 9는 상술한 다양한 FL 제어 정보 타입들에 대한 다양한 속성들을 제공한다.
본 발명의 실시예들을 위해 고려되는 3개의 요소(factor)들은 다음의 것들이었다:
Figure 112009065517614-pct00004
제어 시그널링 오버헤드의 최소화
Figure 112009065517614-pct00005
고정 리소스의 사용을 회피한다
Figure 112009065517614-pct00006
작은 자원 입도(resource granularity)가 사용될 수 있다
Figure 112009065517614-pct00007
MS 전력 절약
Figure 112009065517614-pct00008
상이한 타입 또는 제어 정보의 독립적인 송신(디코드)을 가능하게 한다
Figure 112009065517614-pct00009
초기 및 유휴 MS들에 의한 용이한 시스템 정보 및 구성 정보 획득(예상 또는 고정)을 용이하게 한다
Figure 112009065517614-pct00010
트래픽 양 송신 균형
Figure 112009065517614-pct00011
동기화된 또는 하이브리드 H-ARQ가 지원되지 않는다면 재송신을 위해 불충분한 자원을 회피한다
Figure 112009065517614-pct00012
큰 제어 정보 양(예를 들면, 시스템 정보, 시스템 구성, 이웃 정보/구성)이 복수의 슬롯들/프레임들을 통하여 송신될 수 있고 정보 송신 량에 대한 상계(upper bound)일 수 있다.
본 발명의 제1 광범한 실시예에 따르면, 제어 정보 블록의 각 타입이 대응하는 물리적 채널에 의해 송신되는 포워드 링크 제어 채널 스킴
본 발명의 실시예에 따르면 물리적 채널은 다음과 같이 정의될 수 있다:
Figure 112009065517614-pct00013
가이드 채널(GCh)
Figure 112009065517614-pct00014
lEEE 802.16(e) 표준에서 제시된 MAP와 같은 중간 단계를 이용하지 않고 물리적 제어 채널을 배치하는 방법에 관한 안내 정보를 나른다
Figure 112009065517614-pct00015
시스템 정보 채널(SICh)
Figure 112009065517614-pct00016
시스템 정보 블록을 나른다
Figure 112009065517614-pct00017
시스템 구성 채널(SCCh)
Figure 112009065517614-pct00018
시스템 구성 블록(활성 모바일들의 수, PC 블록 사이즈, 액세스 정보 등)을 나른다
Figure 112009065517614-pct00019
이웃 정보 채널(NICh)
Figure 112009065517614-pct00020
이웃 정보 블록을 나른다
Figure 112009065517614-pct00021
액세스 Ack 채널(AACh)
Figure 112009065517614-pct00022
액세스 승인 블록을 나른다
Figure 112009065517614-pct00023
페이지 채널(PCh)
Figure 112009065517614-pct00024
페이지 블록을 나른다
Figure 112009065517614-pct00025
전력 제어 채널(PCCh)
Figure 112009065517614-pct00026
RL 간섭에 대한 전력 제어 블록을 나른다
Figure 112009065517614-pct00027
H-ARQ Ack 채널(HACh)
Figure 112009065517614-pct00028
RL H-ARQ 동작을 위한 H-ARQ Ack 블록을 나른다
Figure 112009065517614-pct00029
(ack/nack 에코 방법을 이용함으로써 할당 블록에 ack/nack가 흡수될 있기 때문에 RL 하이브리드 H-ARQ 스킴이 구현되는 경우에는 필요하지 않을 수 있다)
Figure 112009065517614-pct00030
할당 -1,2,3 채널들(ASCh1,2,3)
Figure 112009065517614-pct00031
자원 할당 블록들을 나른다
Figure 112009065517614-pct00032
모바일들의 각 그룹이 유사한 채널 조건을 갖는 모바일들의 3개의 그룹을 지원하기 위해 3개의 할당 채널들이 3개의 상이한 MCS를 이용한다. 그러나, 임의의 수의 할당들이 이용될 수 있다는 것에 유의한다.
가이드 채널은 사용자 엘리먼트가 제어 정보를 획득할 수 있게 하는 정보를 포함한다. 이 실시예에 따르면 N개의 타입의 제어 정보 및 N개의 포인트들에 대하여 N개의 타입의 제어 블록이 있을 수 있다. 통상의 기술을 가진 당업자라면 모든 타입의 제어 채널이 프레임에 포함될 필요는 없다는 것을 알 것이다. 따라서 각 타입의 제어 채널에 대한 포인터가 각 GCh에서 요구되지 않는다.
본 발명의 이 제1 광범한 실시예에 따르면 도 10은 물리적 채널들 상의 제어 정보 블록들의 매핑을 제시한다.
구체적으로 가이드 채널에 관하여:
Figure 112009065517614-pct00033
가변 크기의 FL 제어 블록 설계를 가능하게 한다
Figure 112009065517614-pct00034
단말 전력 절약을 가능하게 한다
> 가이드 채널이 모든 프레임에 도입될 수 있다
Figure 112009065517614-pct00035
가이드 블록을 송신하기 위해 이용될 수 있다
Figure 112009065517614-pct00036
가이드 블록은 각 현재의 제어 채널(크기 및 위치)에 의해 점유되는 자원을 나타내기 위해 이용될 수 있다
> 가이드 채널 송신
Figure 112009065517614-pct00037
위치 : 프리앰블(preamble)에 이어서 처음 OFDM 심볼 쌍들에서 송신될 수 있다
Figure 112009065517614-pct00038
크기 : 대역폭에 의존할 수 있다
Figure 112009065517614-pct00039
변조, 코딩 레이트 및 반복은 미리 정의되고 잘 알려져 있을 수 있다
Figure 112009065517614-pct00040
필요 조건은 아니지만, 가장 강건한 송신 스킴을 이용할 수 있다 - 전형적으로 디코딩이 성공적으로 에지 사용자들이 되도록 보장하기 위한 가장 강건한 사용
Figure 112009065517614-pct00041
서브밴드들도 사용될 수 있지만, 다이버시티 채널을 사용할 수 있다. 일반적으로, 다이버시티 채널은 간섭에 대해 민감하지 않다.
본 발명의 이 제1 광범한 실시예에 따르면, 도 11은 가이드 블록 정보 포맷을 제시한다:
Figure 112009065517614-pct00042
앵커 블록의 크기
Figure 112009065517614-pct00043
5 MHz, 10 MHz, 15 MHz 및 20 MHz 대역폭에 대하여 6 바이트, 7 바이트, 8 바이트 및 9 바이트
본 발명의 이 제1 광범한 실시예에 따르면, 도 12는 2개의 FL 제어 채널 송신의 예를 제시한다.
본 발명의 이 제1 광범한 실시예에 따르면, 기지국의 동작은 다음에 의해 제공될 수 있다:
> BS는 모든 슬롯(스케줄링 간격)마다 가이드 채널을 송신할 수 있다
> BS는 주기적으로(예를 들면, 슈퍼프레임 i(mod(i, 50)=0) 상의 500ms마다) 시스템 정보 채널을 송신할 수 있다
> BS는 구성이 업데이트될 필요가 있을 때는 언제나 시스템 구성 채널을 송신할 수 있다
Figure 112009065517614-pct00044
시스템 구성 채널이 슬롯에 존재하는 경우, 가이드 채널은 그것의 크기를 나타낼 수 있다
Figure 112009065517614-pct00045
시스템 구성 채널이 존재하지 않는 경우, 가이드 채널은 현재의 시스템 구성 블록의 카운트를 나타낼 수 있고 시스템 구성 채널의 다음 송신을 예상할 수 있고 새로운 구성을 플래그(flag)할 수 있다
> BS는 주기적으로 이웃 정보 채널을 송신할 수 있다.
Figure 112009065517614-pct00046
이웃 정보 채널이 슬롯에 존재하는 경우, 가이드 채널은 그것의 크기를 나타낼 수 있다
Figure 112009065517614-pct00047
이웃 정보 채널이 존재하지 않는 경우, 가이드 채널은 현재의 이웃 정보 블록의 카운트를 나타낼 수 있고 이웃 정보 채널의 다음 송신을 예상할 수 있고 새로운 이웃 정보 블록을 플래그할 수 있다
> BS는 임의의 액세스 코드 송신이 검출되는 때는 언제나 액세스 Ack 채널을 송신할 수 있다
> BS는 임의의 유휴 모드의 모바일이 페이징될 필요가 있을 때는 언제나 페이지 채널을 송신할 수 있다
> BS는 모든 슬롯마다 전력 제어 채널을 송신할 수 있다
Figure 112009065517614-pct00048
그 크기는 활성 모바일들의 수에 기초하여 천천히 변경될 수 있다
> BS는 모든 프레임마다 ARQACK 채널을 송신할 수 있다
> BS는 모든 슬롯마다 ASCh1,2,3 중 적어도 하나를 송신할 수 있다
본 발명의 이 제1 광범한 실시예에 따르면 사용자 엘리먼트에 대한 초기 액세스 어프로치(access approach)가 다음에 의해 제공될 수 있다:
> 동기화 단계(Synchronifation phase)
Figure 112009065517614-pct00049
모바일은 물리적 프로세스(공통 동기화(common synch), 프리앰블 프로세스)를 통해 프레임/슬롯과 동기화할 수 있다
Figure 112009065517614-pct00050
모바일은 가이드 블록을 디코딩하고 시스템 구성 블록의 현재의 슈퍼프레임 넘버 및 다음 송신 슈퍼프레임을 이해할 수 있다
Figure 112009065517614-pct00051
모바일은 슈퍼프레임 i(mod(i,50)=0)에서 시스템 정보 블록을 디코딩할 수 있고 그 슬롯에서 SICh만을 디코딩할 수 있다
Figure 112009065517614-pct00052
모바일은 가이드 블록에서의 예상에 기초한 슬롯에서 시스템 구성 블록을 디코딩할 수 있고 그 슬롯에서 SCCh만을 디코딩할 수 있다
Figure 112009065517614-pct00053
모바일은 가이드 블록에서의 예상에 기초한 슬롯에서 이웃 정보 블록을 디코딩할 수 있고 그 슬롯에서 NICh만을 디코딩할 수 있다.
> 액세스 단계(Access phase)
Figure 112009065517614-pct00054
모바일은 액세스 코드를 송신할 수 있고 액세스 Ack 채널을 모니터한다
Figure 112009065517614-pct00055
모바일은 추가의 액세스 프로세스를 위해 RL 자원의 할당 및 AACh로부터의 ID 할당을 획득할 수 있다
본 발명의 이 제1 광범한 실시예에 따르면 사용자 엘리먼트에 대한 유휴 모드 어프로치가 다음에 의해 제공될 수 있다:
> 모바일은 그의 페이징 윈도우(paging window) 동안에 가이드 채널을 모니터하기 위해 깰(wake up) 수 있다
Figure 112009065517614-pct00056
그것이 페이징되는지를 확인하기 위해
Figure 112009065517614-pct00057
만일 모바일이 페이징된다면, 모바일은 PG 블록으로부터 ID를 획득하고 전이 프로시저를 계속할 수 있다
Figure 112009065517614-pct00058
현재의 시스템 구성 블록 카운트를 획득하고 시스템 구성 블록 송신 예상 및 현재의/새로운 표시를 획득하기 위해
Figure 112009065517614-pct00059
만일 현재의/새로운 비트가 새로운 시스템 구성 블록을 나타낸다면, 모바일은 시스템 구성 블록이 송신될 때 만일 그것이 그때 유휴 모드에 있다면 깰 수 있다
Figure 112009065517614-pct00060
만일 현재의/새로운 비트가 현재의 시스템 구성 블록을 나타낸다면, 모바일은 시스템 구성 블록 송신 시에 만일 그것이 그때 유휴 모드에 있다면 깨지 않을 수 있다
Figure 112009065517614-pct00061
현재의 이웃 정보 블록 카운트를 획득하고 이웃 정보 블록 송신 예상 및 현재의/새로운 표시를 획득하기 위해
Figure 112009065517614-pct00062
만일 현재의/새로운 비트가 새로운 이웃 정보 블록을 나타낸다면, 모바일 은 이웃 정보 블록이 송신될 때 만일 그것이 그때 유휴 모드에 있다면 깰 수 있다
Figure 112009065517614-pct00063
만일 현재의/새로운 비트가 현재의 이웃 정보 블록을 나타낸다면, 모바일은 이웃 정보 블록 송신 시에 만일 그것이 그때 유휴 모드에 있다면 깨지 않을 수 있다
본 발명의 이 제1 광범한 실시예에 따르면, 사용자 엘리먼트에 대한 활성 모드 어프로치가 다음에 의해 제공될 수 있다:
> 모바일은 가이드 채널의 안내에 기초하여 시스템 정보 블록, 시스템 구성 블록 및 이웃 정보 블록을 디코딩할 수 있다
> 모바일은 전력 제어 채널을 디코딩할 수 있다(PC 채널의 크기는 시스템 구성 블록에서 표시되고 마지막 제어 채널일 수 있다)
> 모바일은 할당 채널들을 디코딩하고, 그것의 자원 할당을 확인할 수 있다. 만일 어떤 액션도 취해질 필요가 없다면(수신/송신), 모바일은 이 슬롯(스케줄링 간격)에서 추가의 프로세스를 중단한다
본 발명의 이 제2 광범한 실시예에 따르면 포워드 링크 제어 채널들에 대한 어프로치는 동일한 제어 채널 안에 놓여질 동일한 변조 및 코딩을 필요로 하는 사용자 엘리먼트들에 대한 제어 정보를 갖는 것을 수반할 수 있다. 실시예에 따르면, 가장 강건한 변조 및 코딩을 필요로 하는 것들은 제어 채널 목적으로 함께 그룹화된다.
제2 광범한 실시예에 관한 다른 실시예에 따르면, 이 어프로치에서 사용되는 물리적 제어 채널들은 가이드 채널, 공통 제어 채널(CCCh), 및 할당 채널(예를 들면, ASCH 1,2,3...)을 포함할 수 있다. 할당 채널은 각 프레임에 존재할 필요가 없다는 것에 유의한다. 즉, 그 프레임에서 송신되는 유니캐스트(uni-cast) 데이터가 없는 경우에는 할당 채널이 존재할 필요가 업다.
제2 광범한 실시예에 관한 본 발명의 실시예에 따르면 도 13은 모바일들이 공통 제어 채널에 그룹화되어 있는 동일한 변조 및 코딩을 갖는 물리적 채널들에 상의 제어 정보 블록의 매핑을 제시한다.
제2 광범한 실시예에 관한 본 발명의 실시예에 따르면 도 14는 FL 제어 채널 송신들의 예들을 제시한다.
제2 광범한 실시예에 관한 본 발명의 실시예에 따르면 사용자 엘리먼트에 대한 초기 액세스 스킴이 다음에 의해 제공될 수 있다:
> 동기화 단계
Figure 112009065517614-pct00064
모바일은 물리적 프로세스(공통 동기화, 프리앰블 프로세스)를 통해 프레임/슬롯과 동기화할 수 있다
Figure 112009065517614-pct00065
가이드 정보 블록에 기초하여 사용자 엘리먼트는 시스템 정보, 시스템 구성 정보를 획득하기 위해 CCCh를 디코딩할지를 결정할 수 있다
> 액세스 단계
Figure 112009065517614-pct00066
가이드 정보 블록에 기초하여, 사용자 엘리먼트는 CCCH를 디코딩하고 액세스 승인 블록을 확인할지를 결정할 수 있다
Figure 112009065517614-pct00067
모바일은 추가의 액세스 프로세스를 위해 RL 자원의 할당 및 AACh로부터의 ID 할당을 획득할 수 있다
제2 광범한 실시예에 관한 본 발명의 실시예에 따르면 사용자 엘리먼트에 대한 유휴/활성(idle/active) 모드 스킴이 다음에 의해 제공될 수 있다:
> 유휴 모바일
Figure 112009065517614-pct00068
가이드 정보 블록에 기초하여, 모바일은 시스템 정보, 시스템 구성에 동기화될 CCCH를 디코딩하고 페이지 블록을 확인할지를 결정할 수 있다
> 활성 모바일
Figure 112009065517614-pct00069
가이드 정보 블록에 기초하여 사용자 엘리먼트는 업데이트된 시스템 구성 정보 및 이웃 정보 블록들을 획득하기 위해 CCCh를 디코딩할 필요가 있는지를 결정할 수 있다
Figure 112009065517614-pct00070
언제나 전력 제어 채널을 디코딩할 수 있다(시스템 구성 블록에서 표시된다면 크기 및 다음의 마지막 할당 채널에서의 위치)
Figure 112009065517614-pct00071
가이드 정보 블록에 기초하여 할당 블록을 디코딩하여 임의의 자원 할당을 확인할 수 있다
본 발명의 이 제3 광범한 실시예에 따르면 포워드 링크 제어 채널들에 대한 어프로치는 동일한 제어 채널 안에 놓이는 동일한 모드의 사용자 엘리먼트들에 대한 제어 정보를 포함할 수 있다:
Figure 112009065517614-pct00072
목표로 하는 모바일의 모드들에 기초하여 일부 제어 정보 블록들을 그룹화할 수 있다
Figure 112009065517614-pct00073
각각의 그러한 그룹 내의 제어 정보 블록들은 물리적 채널 안에 놓일 수 있다
> 물리적 제어 채널들은 다음을 포함할 수 있다:
Figure 112009065517614-pct00074
가이드 채널
Figure 112009065517614-pct00075
공통 제어 채널
Figure 112009065517614-pct00076
시스템 정보, 시스템 구성 및 이웃 정보 블록들을 나른다
Figure 112009065517614-pct00077
모든 모드의 모바일들에 의해 모니터될 수 있다
Figure 112009065517614-pct00078
전이 제어 채널
Figure 112009065517614-pct00079
액세스 승인 및 페이지 블록들을 나른다
Figure 112009065517614-pct00080
초기 액세스 및 유휴 모드 모바일들에 의해 모니터될 수 있다
전력 제어 채널
Figure 112009065517614-pct00082
전력 제어 블록을 나른다
Figure 112009065517614-pct00083
활성 모바일들에 의해서만 모니터될 수 있다
Figure 112009065517614-pct00084
할당 채널들
Figure 112009065517614-pct00085
할당 블록들을 나른다
Figure 112009065517614-pct00086
활성 모바일들 및 모드 전이 모바일들(초기 액세스 -> 활성 및 유휴 -> 활성)에 의해 모니터될 수 있다
제3 광범한 실시예에 관한 본 발명의 실시예에 따르면 도 15는 동일한 모드의 사용자 엘리먼트들에 대한 물리적 채널들 상의 제어 정보의 매핑을 제시한다. (모드에 의존하는 액세스 승인 및 페이징 제어 정보 블록을 참조한다.)
제3 광범한 실시예에 관한 본 발명의 실시예에 따르면 도 16은 FL 제어 채널 송신들의 예들을 제시한다.
제3 광범한 실시예에 관한 본 발명의 실시예에 따르면 사용자 엘리먼트에 대한 초기 액세스 프로시저들이 다음에 의해 제공될 수 있다.
> 동기화 단계
Figure 112009065517614-pct00087
모바일은 물리적 프로세스(공통 동기화, 프리앰블 프로세스)를 통해 프레임/슬롯과 동기화할 수 있다
Figure 112009065517614-pct00088
가이드 정보 블록에 기초하여 사용자 엘리먼트는 시스템 정보, 시스템 구성 정보를 획득하기 위해 CCCh를 디코딩할지를 결정할 수 있다
> 액세스 단계
Figure 112009065517614-pct00089
가이드 정보 블록에 기초하여, 모바일은 TCCh를 디코딩하고 액세스 승인 블록을 확인할지를 결정할 수 있다
Figure 112009065517614-pct00090
모바일은 추가의 액세스 프로세스를 위해 RL 자원의 할당 및 AACh로부터의 ID 할당을 획득할 수 있다
제3 광범한 실시예에 관한 본 발명의 실시예에 따르면 사용자 엘리먼트에 대한 유휴 모드 프로시저들이 다음에 의해 제공될 수 있다:
> 가이드 정보 블록에 기초하여, 사용자 엘리먼트는 시스템 정보, 시스템 구성 정보 및 이웃 정보를 획득하기 위해 CCCh를 디코딩할지를 결정할 수 있다.
> 가이드 정보 블록에 기초하여, 사용자 엘리먼트는 그것이 페이징되는지를 획득하기 위해 전이 제어 채널(TCCh)를 디코딩할지를 결정할 수 있다.
> 유휴 모바일은 그것이 페이징된다면 페이지 블록으로부터 ID 및 할당을 획득할 수 있다
제3 광범한 실시예에 관한 본 발명의 실시예에 따르면 사용자 엘리먼트에 대한 활성 모드 프로시저들이 다음에 의해 제공될 수 있다:
> 가이드 정보 블록에 기초하여, 사용자 엘리먼트는 시스템 정보, 시스템 구성 정보 및 이웃 정보를 획득하기 위해 CCCh를 디코딩할지를 결정할 수 있다.
> 언제나 전력 제어 채널을 디코딩할 수 있다(시스템 구성 블록에서 표시된다면 크기 및 다음의 마지막 할당 채널에서의 위치)
> 가이드 정보 블록에 기초하여 사용자 엘리먼트는 할당 블록을 디코딩하여 임의의 자원 할당을 확인할 수 있다
도 17은 3가지 어프로치의 개관을 제시한다.
> 어프로치 1
Figure 112009065517614-pct00091
모바일은 가이드 채널에 의해 제공되는 정보에 기초하여 원하는 제어 채널만을 디코딩할 필요가 있으므로 가장 전력 효율적이다
Figure 112009065517614-pct00092
물리 층은 BAU(최소 자원)의 정수 개수에 맞도록 CRC 및 패딩 비트들을 추가할 필요가 있으므로 가장 오버헤드 효율적이지는 않다
> 어프로치 2
Figure 112009065517614-pct00093
물리 층은 요구되는 CRC 및 패딩 비트들을 최소화할 수 있으므로 가장 오버헤드 효율적이다
Figure 112009065517614-pct00094
모바일은 운반되는 정보 블록의 하나를 획득하기 위해서도 전체 공통 제어 채널을 디코딩할 필요가 있으므로 가장 전력 효율적이지는 않다
> 어프로치 3
Figure 112009065517614-pct00095
어프로치 1과 어프로치 2의 것들 사이의 절충(trade-off)
본 발명의 다른 광범한 실시예에 따르면 사용자 엘리먼트 특성들 또는 트래픽 특성들에 기초하여 기지국이 각각의 이점들을 실현하기 위해 어프로치들을 동적으로 스위칭할 수 있는 동적인 어프로치가 사용될 수 있다.
상기 실시예들은 이에 관해서 제한되지 않지만, 상기 실시예들을 구현하기 위해 사용될 수 있는 OFDM 기반 무선 액세스 네트워크가 아래에서 설명된다.
도 18을 참조하면, 기지국 제어기(BSC)(10)는, 대응하는 기지국들(BS)(14)에 의해 지원되는 복수의 셀들(12) 내의 무선 통신들을 제어한다. 일반적으로, 각 기지국(14)은, 대응하는 기지국(14)과 관련된 셀(12) 내에 있는, 모바일 단말들(16)과의 OFDM을 이용한 통신을 용이하게 한다. 기지국들(14)에 관한 모바일 단말들(16)의 이동은 채널 조건들의 현저한 변동을 초래한다. 예시된 바와 같이, 기지국들(14) 및 모바일 단말들(16)은 통신들에 대한 공간적 다이버시티를 제공하기 위해 복수의 안테나들을 포함할 수 있다.
실시예들의 구조적 및 기능적 상세들로 파고들기 전에 본 발명의 모바일 단말들(16) 및 기지국들(14)에 대한 하이 레벨 개관(high level overview)이 제공된다. 도 19를 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따라 구성된 기지국(14)이 예시되어 있다. 기지국(14)은 일반적으로 제어 시스템(20), 베이스밴드 프로세서(22), 송신 회로(24), 수신 회로(26), 복수의 안테나(28), 및 네트워크 인터페이스(30)를 포함한다. 수신 회로(26)는 모바일 단말들(16)(도 20에 예시됨)에 의해 제공되는 하나 이상의 원격 송신기들로부터의 정보를 나르는 라디오 주파수 신호들을 수신한다.
일부 실시예들에서는, 저잡음 증폭기 및 필터(도시되지 않음)가 협력하여 처리를 위한 신호로부터 대역외 간섭(out-of-band inteference)을 증폭시켜 제거한다. 그 후 하향 변환 및 디지털화 회로(down conversion and digitization circuitry)(도시되지 않음)가 상기 필터링되어 수신된 신호를 중간 또는 베이스밴드 주파수 신호로 하향 변환하고, 그 후 그 신호는 하나 이상의 디지털 스트림들로 디지털화된다.
베이스밴드 프로세서(22)는 상기 디지털화되어 수신된 신호를 처리하여 그 수신된 신호에서 운반된 정보 또는 데이터 비트들을 추출한다. 이 처리는 전형적으로 복조, 디코딩, 및 오류 정정 동작들을 포함한다. 그러므로, 베이스밴드 프로세서(22)는 일반적으로 하나 이상의 디지털 신호 프로세서들(DSP들) 또는 특수 용도 집적 회로들(ASIC들)로 구현된다. 수신된 정보는 그 후 네트워크 인터페이스(30)를 통해 무선 네트워크를 가로질러 송신되거나 기지국(14)에 의해 서비스를 받는 다른 모바일 단말(16)에 송신된다.
송신 측에서, 베이스밴드 프로세서(22)는, 제어 시스템(20)의 제어 하에 네트워크 인터페이스(30)로부터, 음성, 데이터, 또는 제어 정보를 나타낼 수 있는, 디지털화된 데이터를 수신하고, 그 데이터를 송신을 위해 인코딩한다. 인코딩된 데이터는 송신 회로(24)에 출력되고, 거기서 그것은 원하는 송신 주파수 또는 주파수들을 갖는 반송파 신호에 의해 변조된다. 전력 증폭기(도시되지 않음)가 그 변조된 반송파 신호를 송신에 적합한 레벨로 증폭시키고, 그 변조된 반송파 신호를 매칭 네트워크(matching network)(도시되지 않음)를 통하여 안테나들(28)에 전달할 것이다. 변조 및 처리 상세들은 아래에서 더 상세히 설명된다.
도 20을 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따라 구성된 모바일 단말(16)이 예시되어 있다. 기지국(14)과 유사하게, 모바일 단말(16)은 제어 시스템(32), 베이스밴드 프로세서(34), 송신 회로(36), 수신 회로(38), 복수의 안테나(40), 및 사용자 인터페이스 회로(42)를 포함할 것이다. 수신 회로(38)는 하나 이상의 기지국들(14)로부터의 정보를 나르는 라디오 주파수 신호들을 수신한다.
일부 실시예들에서는, 처잡음 증폭기 및 필터(도시되지 않음)가 협력하여 처리를 위한 신호로부터 대역외 간섭을 증폭시켜 제거한다. 그 후 하향 변환 및 디지털화 회로(도시되지 않음)가 상기 필터링되어 수신된 신호를 중간 또는 베이스밴드 주파수 신호로 하향 변환하고, 그 후 그 신호는 하나 이상의 디지털 스트림들로 디지털화된다.
베이스밴드 프로세서(34)는 상기 디지털화되어 수신된 신호를 처리하여 그 수신된 신호에서 운반된 정보 또는 데이터 비트들을 추출한다. 이 처리는 전형적으로 복조, 디코딩, 및 오류 정정 동작들을 포함하고, 그 동작들은 아래에서 더 상세히 논의될 것이다. 베이스밴드 프로세서(34)는 일반적으로 하나 이상의 디지털 신호 프로세서들(DSP들) 및 특수 용도 집적 회로들(ASIC들)로 구현된다.
송신을 위해, 베이스밴드 프로세서(34)는, 제어 시스템(32)으로부터, 음성, 데이터, 또는 제어 정보를 나타낼 수 있는, 디지털화된 데이터를 수신하고, 그 데이터를 송신을 위해 인코딩한다. 인코딩된 데이터는 송신 회로(36)에 출력되고, 거기서 그것은 변조기에 의해 원하는 송신 주파수 또는 주파수들에 있는 반송파 신호를 변조하는 데 이용된다. 전력 증폭기(도시되지 않음)가 그 변조된 반송파 신호를 송신에 적합한 레벨로 증폭시키고, 그 변조된 반송파 신호를 매칭 네트워크(도시되지 않음)를 통하여 안테나들(40)에 전달할 것이다. 숙련된 당업자들이 이용할 수 있는 다양한 변조 및 처리 기법들이 본 발명에 적용 가능하다.
OFDM 변조에서, 송신 대역은 복수의 직교 반송파들(orthogonal carrier waves)로 분할된다. 각 반송파는 송신될 디지털 신호에 따라 변조된다. OFDM은 송신 대역을 복수의 반송파들로 분할하기 때문에, 반송파마다의 대역폭은 감소하고 반송파마다의 변조 시간은 증가한다. 복수의 반송파들은 병렬로 송신되므로, 임의의 주어진 방송파 상의, 디지털 데이터, 또는 심볼들에 대한 송신 레이트는 단일 반송파가 사용되는 경우보다 더 낮다.
OFDM 변조는 송신될 정보에 대한 역 고속 푸리에 변환(IFFT)의 수행을 필요로 한다. 복조를 위해, 송신된 정보를 복원하기 위해 수신된 신호에 대한 고속 푸리에 변환(FFT)의 수행이 이용될 수 있다. 실제로는, IFFT 및 FFT는 각각 역 이산 푸리에 변환(IDFT) 및 이산 푸리에 변환(DFT)을 수행하는 디지털 신호 처리에 의해 제공될 수 있다.
따라서, OFDM 변조의 특징은 송신 채널 내의 복수의 대역들에 대하여 직교 반송파들이 생성된다는 것이다. 변조된 신호들은 비교적 낮은 송신 레이트를 갖고 그들 각각의 대역들 내에 머무를 수 있는 디지털 신호들이다. 개개의 반송파들은 그 디지털 신호들에 의해 직접 변조되지 않는다. 대신에, 모든 반송파들이 IFFT 처리에 의해 한번에 변조된다.
일부 실시예들에서, OFDM은 적어도 기지국들(14)로부터 모바일 단말들(16)로의 다운링크 송신을 위해 사용된다. 각 기지국(14)은 n개의 송신 안테나(28)를 구비하고, 각 모바일 단말(16)은 m개의 수신 안테나(40)를 구비한다. 특히, 각각의 안테나들은 적절한 듀플렉서들 또는 스위치들을 이용하여 수신 및 송신을 위해 사용될 수 있고 단지 명료함을 위하여 그렇게 명명된다.
도 21을 참조하면, 일 실시예에 따른 논리적인 OFDM 송신 아키텍처가 제공된다. 처음에, 기지국 제어기(10)는 다양한 모바일 단말들(16)에 송신될 데이터를 기지국(14)에 송신할 것이다. 기지국(14)은 모바일 단말들과 관련된 CQI들을 이용하여 송신을 위해 데이터를 스케줄링할 뿐만 아니라 스케줄링된 데이터를 송신하기 위해 적절한 코딩 및 변조를 선택할 수 있다. CQI들은 모바일 단말들(16)로부터 직접 수신되거나 모바일 단말들(16)에 의해 제공되는 정보에 기초하여 기지국(14)에서 결정될 수 있다. 어느 경우이든, 각 모바일 단말(16)에 대한 CQI는 채널 진폭(또는 응답)이 OFDM 주파수 대역에 걸쳐서 변하는 정도의 함수이다.
비트들의 스트림인, 스케줄링된 데이터(44)는 데이터 스크램블링 로직(46)을 이용하여 데이터와 관련된 PAPR(peak-to-average power ratio)을 감소시키는 방식으로 스크램블링된다. 스크램블링된 데이터에 대한 CRC(cyclic redundancy check)가 결정되고 CRC 추가 로직(48)을 이용하여 스크램블링된 데이터에 부가된다. 다음으로, 모바일 단말(16)에서의 복원 및 오류 정정을 용이하게 하기 위해 데이터에 리던던시(redundancy)를 효과적으로 추가하기 위해 채널 인코더 로직(50)을 이용하여 채널 코딩이 수행된다. 다시, 특정 모바일 단말(16)에 대한 채널 코딩은 CQI에 기초한다. 채널 인코더 로직(50)은 일 실시예에서 알려진 터보 인코딩 기법들을 이용한다. 인코딩된 데이터는 그 후 인코딩과 관련된 데이터 확장을 보상하기 위해 레이트 매칭 로직(52)에 의해 처리된다.
비트 인터리버 로직(54)은 연속 데이터 비트들의 손실을 최소화하기 위해 인코딩된 데이터 내의 비트들을 체계적으로 재정리(reorder)한다. 결과의 데이터 비트들은 매핑 로직(56)에 의해 선택된 베이스밴드 변조에 의존하는 대응하는 심볼들로 체계적으로 매핑된다.
일부 실시예들에서는, QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 또는 QPSK(Quadrature Phase Shift Key) 변조가 이용된다.
일부 실시예들에서, 변조의 정도는 특정 모바일 단말에 대한 CQI에 기초하여 선택된다. 심볼들은 심볼 인터리버 로직(58)을 이용하여 주파수 선택 페이딩(frequency selective fading)에 의해 초래되는 주기적인 데이터 손실에 대한 송신된 신호의 면역성을 더욱 보강하도록 체계적으로 재정리될 수 있다.
이 시점에서, 비트들의 그룹들은 진폭 및 위상 배치(amplitude and phase constellation)에서의 위치들을 나타내는 심볼들로 매핑되었다. 공간적 다이버이티가 소망되는 경우, 심볼들의 블록들은 그 후 공간-시간 블록 코드(STC) 인코더 로직(60)에 의해 처리되고, 이 STC 인코더 로직(60)은 송신된 신호들을 간섭에 대해 더 저항력이 있고 모바일 단말(16)에서 보다 쉽게 디코딩되게 하는 방식으로 심볼들을 수정한다. STC 인코더 로직(60)은 입력되는 심볼들을 처리하고 기지국(14)에 대한 송신 안테나들(28)의 수에 대응하는 n개의 출력들을 제공할 것이다. 제어 시스템(20) 및/또는 베이스밴드 프로세서(22)는 STC 인코딩을 제어하는 매핑 제어 신호를 제공할 것이다. 이 시점에서, n개의 출력들에 대한 심볼들은 송신될 데이터를 나타내고 모바일 단말(16)에 의해 복원 가능하다고 가정한다. A.F. Naguib, N. Seshadri, 및 A.R. Calderbank 공저, "Applications of space-time codes and interference suppression for high capacity and high data rate wireless systems", Thirty-Second Asilomar Conference on Signals, Systems & Computers, Volume 2, pp. 1803-1810, 1998을 참조한다. 이 문헌은 온전히 그대로 본원에 참고로 통합된다.
본 예에 있어서, 기지국(14)은 2개의 안테나(28)(n=2)를 갖고 STC 인코더 로직(60)은 2개의 출력 심볼 스트림들을 제공한다고 가정한다. 따라서, STC 인코더 로직(60)에 의해 출력되는 심볼 스트림들 각각은, 이해를 쉽게 하기 위해 개별적으로 예시된, 대응하는 IFFT 프로세서(62)에 송신된다. 숙련된 당업자들은 그러한 디지털 신호 처리를 단독으로 또는 본 명세서에 설명된 다른 처리와 함께 제공하기 위해 하나 이상의 프로세서들이 이용될 수 있다는 것을 인지할 것이다.
IFFT 프로세서들(62)은 각각의 심볼들에 작용하여 역 푸리에 변환을 제공할 수 있다. IFFT 프로세서들(62)의 출력은 시간 영역에서 심볼들을 제공한다. 시간 영역 심볼들은 프레임들로 그룹화되고, 그 프레임들은 프리픽스 바이 라이크 삽입 로직(prefix by like insertion logic)(64)과 관련된다. 그 결과의 신호들 각각은 디지털 영역에서 중간 주파수로 상향 변환(up-convert)되고 대응하는 디지털 상향 변환(DUC) 및 디지털-아날로그(D/A) 변환 회로(66)를 통하여 아날로그 신호로 변환된다. 그 결과의 (아날로그) 신호들은 그 후 동시에 RF 회로(68) 및 안테나들(28)을 통해 원하는 RF 주파수에서 변조되고, 증폭되고, 송신된다. 특히, 의도된 모바일 단말(16)에 의해 알려진 파일럿 신호들은 서브캐리어들(sub-carriers) 사이에 분산된다. 아래에서 상세히 논의되는, 모바일 단말(16)은 그 파일럿 신호들을 채널 추정을 위해 이용할 것이다.
이제 모바일 단말(16)에 의한 송신된 신호들의 수신을 예시하는 도 22를 참조한다. 모바일 단말(16)의 안테나들(40) 각각에서 송신된 신호들이 도착하면, 각각의 신호들은 대응하는 RF 회로(70)에 의해 복조되고 증폭된다. 간결함과 명료함을 위하여, 2개의 수신 경로들 중 하나만이 상세히 설명되고 예시된다. 아날로그-디지털(A/D) 변환기 및 하향 변환 회로(72)가 상기 아날로그 신호를 디치털 처리를 위해 디지털화하고 하향 변환한다. 그 결과의 디지털화된 신호는 자동 이득 제어 회로(AGC)(74)에 의해 수신된 신호 레벨에 기초하여 RF 회로(70) 내의 증폭기들의 이득을 제어하는 데 이용될 수 있다.
처음에, 디지털화된 신호는, 몇 개의 OFDM 심볼들을 버퍼링하고 2개의 연속하는 OFDM 심볼들 사이의 자동 상관(auto-correlation)을 산출하는, 코어스 동기화 로직(coarse synchronization logic)(78)을 포함하는, 동기화 로직(76)에 제공된다. 상관 결과의 최대치에 대응하는 결과의 시간 인덱스(time index)는 파인 동기화 검색 윈도우(fine synchronization search window)를 결정하고, 이것은 파인 동기화 로직(fine synchronozatin logic)(80)에 의해 헤더들에 기초하여 정확한 프레이밍 시작 위치(framing start position)를 결정하는 데 이용된다. 파인 동기화 로직(80)의 출력은 프레임 정렬 로직(84)에 의한 프레임 획득을 용이하게 한다. 후속 FFT 처리가 시간 영역에서 주파수 영역으로 정확한 변환을 제공하도록 적절한 프레이밍 정렬이 중요하다.
파인 동기화 알고리즘은 헤더들에 의해 운반되는 수신된 파일럿 신호들과 알려진 파일럿 데이터의 로컬 사본(local copy) 사이의 상관에 기초한다. 일단 프레임 정렬 획득이 일어나면, OFDM 심볼의 프리픽스는 프리픽스 제거 로직(86)에 의해 제거되고 결과의 심볼들은 주파수 오프셋 정정 로직(frequency offset correction logic)(88)에 송신되고, 이 주파수 오프셋 정정 로직은 송신기 및 수신기 내의 매칭되지 않은 로컬 발진기들에 의해 초래되는 시스템 주파수 오프셋을 보상한다.
일부 실시예들에서, 동기화 로직(76)은 주파수 오프셋 및 클록 추정 로직(82)을 포함하고, 이 주파수 오프셋 및 클록 추정 로직(82)은 헤더들에 기초하여 송신된 신호에 대한 그러한 효과들의 추정을 돕고 그 추정들을 OFDM 심볼들을 적절히 처리하기 위해 정정 로직(88)에 제공한다.
이 시점에서, 시간 영역에서의 OFDM 심볼들은 FFT 처리 로직(90)를 이용하여 주파수 영역으로 변환할 준비가 되어 있다. 그 결과들은 주파수 영역 심볼들이고, 그것들은 처리 로직(92)에 송신된다. 처리 로직(92)은 분산된 파일럿 추출 로직(94)을 이용하여 분산된 파일럿 신호를 추출하고, 채널 추정 로직(96)을 이용하여 상기 추출된 파일럿 신호에 기초하여 채널 추정을 결정하고, 채널 재구성 로직(98)을 이용하여 모든 서브캐리어들에 대한 채널 응답들을 제공한다. 서브캐리어들 각각에 대한 채널 응답을 결정하기 위하여, 파일럿 신호는 시간 및 주파수 양쪽 모두에서 알려진 패턴으로 OFDM 서브캐리어들의 전체에 걸쳐서 데이터 심볼들 사이에 분산되는 본질적으로 복수의 파일럿 심볼들이다.
도 23은 OFDM 환경에서 주어진 시간 및 주파수 플롯에 걸쳐서 이용 가능한 서브캐리어들 사이에 파일럿 심볼들의 예시적인 분산을 예시한다. 도 22에서 계속하여, 처리 로직은 수신된 파일럿 심볼들을 특정 시간들에서 특정 서브캐리어들에서 기대되는 파일럿 심볼들과 비교하여 파일럿 심볼들이 송신되는 서브캐리어들에 대한 채널 응답을 결정한다. 그 결과들은 파일럿 심볼들이 제공디지 않은 나머지 서브캐리어들의 전부는 아닐지라도 대부분에 대한 채널 응답을 추정하기 위해 보간(interpolate)된다. 실제의 및 보간된 채널 응답들은 전체 채널 응답을 추정하는 데 이용되고, 전체 채널 응답은, OFDM 채널 내의 서브캐리어들의 전부는 아닐지라도 대부분에 대한 채널 응답들을 포함한다.
각각의 수신 경로에 대한 채널 응답들로부터 도출되는, 주파수 영역 심볼들 및 채널 재구성 정보는 STC 디코더(100)에 제공되고, STC 디코더(100)는 송신된 심볼들을 복원하기 위해 양쪽 수신 경로들에서 STC 디코딩을 제공한다. 채널 재구성 정보는 각각의 주파수 영역 심볼들을 처리할 때 송신 채널의 효과들을 제거하기에 충분한 균등화 정보(equalization information)를 STC 디코더(100)에 제공한다.
복원된 심볼들은, 송신기의 심볼 인터리버 로직(58)에 대응하는, 심볼 디인터리버 로직(symbol do-interleaver logic)(102)을 이용하여 다시 순서대로 배치된다. 디인터리빙된 심볼들은 그 후 디매핑 로직(do-mapping logic)(104)을 이용하여 대응하는 비트스트림으로 복조되거나 디매핑된다. 비트들은 그 후, 송신기 아키텍처의 비트 인터리버 로직(54)에 대응하는, 비트 디인터리버 로직(106)을 이용하여 디인터리빙된다. 디인터리빙된 비트들은 그 후 레이트 디매칭 로직(rate de-matchlng logic)(108)에 의해 처리되고 처음에 스크램블링된 데이터 및 CRC 체크섬을 복원하기 위해 채널 디코더 로직(110)에 제공된다. 따라서, CRC 로직(112)은 CRC 체크섬을 제거하고, 스크램블링된 데이터를 전통적인 방식으로 체크하고, 그것을 최초에 송신된 데이터(116)을 복원하도록 알려진 기지국 디스크램블링 코드를 이용하여 디스크램블링하기 위해 디스크램블링 로직(do-scrambling logic)(114)에 제공한다.
이상 설명한 것은 본 발명의 원리들의 응용의 예시에 불과하다. 본 발명의 정신 및 범위에서 벗어남이 없이 숙련된 당업자들에 의해 다른 배열들 및 방법들이 구현될 수 있다.

Claims (22)

  1. 트랜스시버(transceiver)로서,
    송신기;
    수신기;
    상기 송신기에 구비된 조정 가능한 송신 필터;
    상기 수신기에 구비된 조정 가능한 수신 필터; 및
    트랜스시버 제어 장치
    를 포함하고,
    상기 조정 가능한 송신 필터 및 상기 조정 가능한 수신 필터 각각은 스펙트럼 블록 동작 할당들(spectrum block operating assignments)에 적합하도록 상기 트랜스시버 제어 장치의 제어 하에 조정 가능한 적어도 하나의 전이 대역을 포함하며,
    인접 스펙트럼 블록들 사이의 경계에 대해, 상기 트랜스시버 제어 장치는
    a) 제1 구성에서, 상기 경계의 제1 측에 상기 조정 가능한 송신 필터의 상기 적어도 하나의 전이 대역 중의 전이 대역을 배치하고, 상기 경계의 상기 제1 측에 상기 조정 가능한 수신 필터의 상기 적어도 하나의 전이 대역 중의 전이 대역을 배치하며,
    b) 제2 구성에서, 상기 경계의 제2 측에 상기 조정 가능한 송신 필터의 상기 적어도 하나의 전이 대역 중의 상기 전이 대역을 배치하고, 상기 경계의 제2 측에 상기 조정 가능한 수신 필터의 상기 적어도 하나의 전이 대역 중의 전이 대역을 배치하도록 구성되고,
    a) 및 b)에 대해, 상기 전이 대역을 배치하는 동작은 상기 인접 스펙트럼 블록들에서 에지 채널들(edge channels)의 사용을 수용하도록 상기 인접 스펙트럼 블록들 중의 하나 이상을 위한 활성 채널 할당(active channel assignment)에 기초하는 트랜스시버.
  2. 삭제
  3. 삭제
  4. 제1항에 있어서, 상기 조정 가능한 송신 필터 및 상기 조정 가능한 수신 필터 중 적어도 하나는 적어도 하나의 튜닝 엘리먼트를 포함하는 트랜스시버.
  5. 제4항에 있어서, 상기 적어도 하나의 튜닝 엘리먼트는 버랙터(varactor) 다이오드 및 스위치를 갖는 커패시터 중 적어도 하나를 포함하는 트랜스시버.
  6. 제1항에 있어서, 상기 조정 가능한 송신 필터 및 상기 조정 가능한 수신 필터 중 적어도 하나는 적어도 하나의 스위치에 의해 선택 가능한 복수의 고정 필터들을 포함하는 트랜스시버.
  7. 제1항에 있어서, 상기 스펙트럼 블록 동작 할당들에 대한 조정 가능한 필터 구성들의 레코드를 저장하도록 동작 가능한 구성 메모리를 더 포함하고,
    상기 트랜스시버 제어 장치는 주어진 스펙트럼 블록 동작 할당에 대하여 상기 구성 메모리에 저장된 상기 레코드에 따라서 상기 조정 가능한 송신 필터 및 상기 조정 가능한 수신 필터를 조정하도록 동작 가능한 트랜스시버.
  8. 제1항에 있어서, 특정 위치들과 관련된 조정 가능한 필터 구성들의 레코드를 저장하도록 동작 가능한 위치 메모리를 더 포함하고,
    상기 트랜스시버 제어 장치는 주어진 특정 위치에 대하여 상기 위치 메모리에 저장된 상기 레코드에 따라서 상기 조정 가능한 송신 필터 및 상기 조정 가능한 수신 필터를 조정하도록 동작 가능한 트랜스시버.
  9. 제1항에 있어서, 상기 스펙트럼 블록 동작 할당들은 IMT-2000 대역들에 대한 것인 트랜스시버.
  10. 삭제
  11. 제9항에 있어서, 상기 스펙트럼 블록 동작 할당들은 IMT-2000 대역들에 대한 것이고 상기 인접 스펙트럼 블록들은,
    1900 MHz 내지 1920 MHz에 걸쳐 있는 UMTS(Universal Mobile Telephone System) TDD(Time Domain Duplex) 블록 및 1920 MHz 내지 1980 MHz에 걸쳐 있는 UMTS 블록;
    1920 MHz 내지 1980 MHz에 걸쳐 있는 상기 UMTS 블록 및 1980 MHz 내지 2010 MHz에 걸쳐 있는 MSS(Mobile Satellite Service) 블록;
    1980 MHz 내지 2010 MHz에 걸쳐 있는 상기 MSS 블록 및 2010 MHz 내지 2025 MHz에 걸쳐 있는 UMTS TDD 블록; 및
    2110 MHz 내지 2170 MHz에 걸쳐 있는 UMTS 블록 및 2170 MHz 내지 2200 MHz에 걸쳐 있는 MSS 블록
    중 적어도 하나를 포함하는 트랜스시버.
  12. 삭제
  13. 인접 스펙트럼 블록들 사이의 경계에 대하여 트랜스시버를 조정하는 방법으로서,
    a) 상기 트랜스시버의 송신기 내의 송신 필터의 적어도 하나의 전이 대역을 조정하는 단계; 및
    b) 상기 트랜스시버의 수신기 내의 수신 필터의 적어도 하나의 전이 대역을 조정하는 단계
    를 포함하고,
    a) 상기 송신 필터의 상기 적어도 하나의 전이 대역을 조정하는 단계는
    제1 구성에서, 상기 인접 스펙트럼 블록들 사이의 상기 경계의 제1 측에 상기 송신 필터의 상기 적어도 하나의 전이 대역 중의 전이 대역을 배치하는 단계; 및
    제2 구성에서, 상기 인접 스펙트럼 블록들 사이의 상기 경계의 제2 측에 상기 송신 필터의 상기 적어도 하나의 전이 대역 중의 상기 전이 대역을 배치하는 단계
    를 포함하고,
    b) 상기 수신 필터의 상기 적어도 하나의 전이 대역을 조정하는 단계는
    상기 제1 구성에서, 상기 인접 스펙트럼 블록들 사이의 상기 경계의 상기 제1 측에 상기 수신 필터의 상기 적어도 하나의 전이 대역 중의 전이 대역을 배치하는 단계; 및
    상기 제2 구성에서, 상기 인접 스펙트럼 블록들 사이의 상기 경계의 상기 제2 측에 상기 수신 필터의 상기 적어도 하나의 전이 대역 중의 상기 전이 대역을 배치하는 단계
    를 포함하고, a) 및 b)에 대해, 상기 전이 대역을 배치하는 단계는 상기 인접 스펙트럼 블록들에서 에지 채널들의 사용을 수용하도록 상기 인접 스펙트럼 블록들 중의 하나 이상을 위한 활성 채널 할당에 기초하는 방법.
  14. 제13항에 있어서, 상기 트랜스시버는 상기 트랜스시버의 위치 및 상기 위치에서의 이전의 사용에 관하여 저장된 정보에 따라서 조정되는 방법.
  15. 제13항 또는 제14항에 있어서, 로컬 사용 조건들의 변화에 반응하여 상기 트랜스시버를 재조정하는 단계를 더 포함하는 방법.
  16. 제15항에 있어서, 상기 로컬 사용 조건들의 변화는 새로운 네트워크 액세스 포인트로의 핸드오버 및 채널 할당의 변화 중 어느 하나를 포함하는 방법.
  17. 제16항에 있어서, 상기 채널 할당의 변화는 부하 균형(load balancing), 서비스 요청의 변화 및 공유-채널 할당에서 다른 트랜스시버에 의한 채널 사용의 변화 중 어느 하나의 결과로서 생기는 방법.
  18. 삭제
  19. 제13항에 있어서,
    a) 상기 트랜스시버의 상기 송신기 내의 상기 송신 필터의 상기 적어도 하나의 전이 대역을 조정하는 단계; 및
    b) 상기 트랜스시버의 상기 수신기 내의 상기 수신 필터의 상기 적어도 하나의 전이 대역을 조정하는 단계
    는 네트워크로부터 수신된 정보, 미리 프로그램된 정보 및 이전의 사용으로부터 저장된 정보 중의 적어도 하나에 따라서 수행되는 방법.
  20. 제13항 또는 제14항에 있어서, 상기 적어도 하나의 전이 대역을 조정하는 단계는 상기 트랜스시버 및 적어도 하나의 다른 트랜스시버를 포함하는 그룹에 대한 채널 사용 계획에 따른 공유-채널 블록 내의 개별 채널들에 상기 적어도 하나의 전이 대역의 각각의 전이 대역을 선택적으로 배치하는 단계를 포함하는 방법.
  21. 제13항 있어서, 상기 스펙트럼 블록 동작 할당들은 IMT-2000 대역들에 대한 것인 방법.
  22. 제21항에 있어서, 상기 스펙트럼 블록 동작 할당들은 IMT-2000 대역들에 대한 것이고 상기 인접 스펙트럼 블록들은,
    1900 MHz 내지 1920 MHz에 걸쳐 있는 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System) TDD(Time Division Duplex) 블록 및 1920 MHz 내지 1980 MHz에 걸쳐 있는 UMTS 블록;
    1920 MHz 내지 1980 MHz에 걸쳐 있는 상기 UMTS 블록 및 1980 MHz 내지 2010 MHz에 걸쳐 있는 MSS(Mobile Satellite Service) 블록;
    1980 MHz 내지 2010 MHz에 걸쳐 있는 상기 MSS 블록 및 2010 MHz 내지 2025 MHz에 걸쳐 있는 UMTS TDD 블록; 및
    2110 MHz 내지 2170 MHz에 걸쳐 있는 UMTS 블록 및 2170 MHz 내지 2200 MHz에 걸쳐 있는 MSS 블록
    중 적어도 하나를 포함하는 방법.
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