KR101418670B1

KR101418670B1 - 적응적 바이폴라 접합 트랜지스터 게인 검출

Info

Publication number: KR101418670B1
Application number: KR20130020061A
Authority: KR
Inventors: 리앙 얀; 클래리타 시. 푼; 히엔 후 부이; 추안양 왕; 앤드류 궉-충 리; 존 윌리엄 케스터슨
Original assignee: 다이얼로그 세미컨덕터 인크.
Priority date: 2012-03-13
Filing date: 2013-02-25
Publication date: 2014-07-14
Also published as: CN103313468B; KR20130105361A; US9101015B2; US20130242625A1; CN103313468A

Abstract

파워 컨버터는 바이폴라 접합 트랜지스터(BJT: Bipolar Junction Transistor)의 컬렉터 전류를 BJT의 결정된 게인을 갖은 후에 BJT로의 베이스 전류를 컨트롤함으로써 컨트롤한다. 게인 검출 블록은 제1 모드 동안에 BJT의 게인을 결정한다. 전류 계산 블록은 제1 모드와 시간적으로 구별되는 제2 모드 동안에 게인 검출 블록에 의하여 결정된 BJT의 게인을 기초로 베이스 전류를 위한 전류 설정을 생성한다. 일부 실시예에서, 파워 컨버터는 LED 램프 시스템에 포함될 수 있다.

Description

적응적 바이폴라 접합 트랜지스터 게인 검출{Adaptive Bipolar Junction Transistor Gain Detection}

아래에 개시된 실시예들은 일반적으로 스위칭 파워 컨버터에 관한 것으로, 보다 구체적으로 스위칭 파워 컨버터의 바이폴라 접합 트랜지스터의 게인을 적응적으로 검출하는 것에 관한 것이다.

스위칭 파워 컨버터는 파워 소스로부터 부하(load)까지 전력을 전송하기 위한 파워 스테이지(power stage) 및 파워 스테이지 내의 스위칭 디바이스를 포함한다. 바이폴라 접합 트랜지스터(BJT)는 보통 BJT의 낮은 비용으로 인해 스위칭-모드 파워 서플라이들을 포함하는 파워 전자 시스템(power electronic system)에서 반도체 스위칭 디바이스에 사용된다. BJT를 사용하는 스위칭 파워 컨버터들은 건축화 조명(architectural lighting), 자동차 전조등 및 미등(automotive head and tail light), 액정 표시 장치(liquid crystal display device)를 위한 백라이트, 플래시라이트(flashlight) 등과 같은 발광 다이오드(LED)를 사용하는 전자 어플리케이션(electronic application)에 전력을 전송하기 위해 사용된다. 백열등 및 형광등과 같은 일반적인 조명 소스(lighting source)와 비교하여, LED는 높은 효율성(high efficiency), 좋은 방향성(good directionality), 컬러 안정성(color stability), 높은 신뢰성(high reliability), 긴 수명, 작은 크기 및 환경 안전성 등의 상당한 장점을 가진다.

일부 LED 램프 (즉, LED 백열 전구)는 LED 램프의 LED를 드라이빙 하기 위하여 AC 입력 파워에서 DC 파워로 변환하기 위한 스위칭 파워 컨버터(switching power converter)를 포함할 수 있다. LED 램프는 백열 전구 소켓(lightbulb socket)에 플러그될 수 있고, 디머 스위치(dimmer switch)에 의한 LED 램프로의 평균 AC 입력 파워의 변화에 의해 디밍될 수 있다. 대부분의 일반적인 디머 스위치는 LED 램프가 아닌 일반적인 필라멘트 기반의 백열 전구의 작동을 위해 디자인된다. 그리하여, 일반적인 디머 스위치로 디밍될 수 있는 LED 램프를 디자인하기 위한 도전이 계속되고 있다.

여기에 개시된 실시예들은 BJT의 게인을 결정한 후에 BJT로의 베이스 전류의 컨트롤링에 의하여 BJT의 컬렉터 전류(collector current)를 컨트롤하는 파워 컨버터(power converter)를 개시한다. 일 실시예에서, 파워 컨버터는 다른 모드들에서 동작한다. 제1 모드(예를 들어, 검출 모드(detection mode)) 동안에, BJT의 게인은 적응적으로(adaptively) 검출된다. 제2 모드(예를 들어, 리니어 개방 루프 모드(linear open loop mode)) 동안에, 검출된 게인은 BJT를 드라이빙하기 위한 베이스 전류를 생성에 이용된다. BJT의 게인의 검출 및 검출 이후 베이스 전류를 생성하기 위한 게인의 이용에 의하여, BJT의 게인 내에서의 어떠한 변화(variation)도 트랜지스터를 흐르는 전류를 설정하기 위하여 예상 가능한 타겟 레벨로 보상될 수 있다. 일부 실시예에서, 파워 컨버터는 LED 램프 시스템(LED lamp system)에 포함될 수 있다.

일 실시예에서, 파워 컨버터는 스위칭 파워 컨버터의 출력 및 입력 전압을 커플링하는 마그네틱 컴포넌트(magnetic component)를 포함한다. 바이폴라 접합 트랜지스터(BJT)는 마그네틱 컴포넌트와 커플링된다. 게인 검출 블록(gain detection block)은 제1 모드 동안에, BJT의 베이스 전류를 제1 베이스 전류 레벨(first base current level)로 설정하기 위하여 제1 전류 설정 신호(first current setting signal)을 생성하도록 구성된다. 또한, 게인 검출 블록은 제1 베이스 전류 레벨 및 BJT를 흐르는 전류의 레벨을 지시하는 피드백 신호를 기초로 BJT의 게인을 결정한다. 전류 계산 블록(current calculation block)은 제1 모드와 시간적으로 구별되는 제2 모드 동안에, 포워드-액티브 영역(forward-active region)에서 BJT를 동작시키는 제2 베이스 전류 레벨(second base current level)로 BJT의 베이스 전류를 설정하기 위하여 제2 전류 설정 신호(second current setting signal)를 생성하도록 구성된다. 전류 계산 블록은 BJT의 결정된 게인 및 타겟 전류 레벨(target current level)에 응답하는 제2 베이스 전류 레벨을 결정한다.

명세서에 설명된 특징 및 장점이 모두 포함된 것은 아니며, 특히, 많은 추가적인 특징 및 장점이 도면 및 명세서의 관점에서 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명백할 것이다. 나아가, 설명된 실시예에 사용된 언어는 가독성(readability) 및 교육적인 목적(instructional purposes)을 위해 선택되었으며, 본 발명의 목적을 한정시키거나 기술하기 위해 선택된 것은 아니다.

여기에 개시된 실시예의 사상들은 첨부된 도면과 함께 다음의 상세한 설명을 고려하여 쉽게 이해될 수 있다.
도 1은 일 실시예에 따른 LED 램프 시스템을 도시한다.
도 2는 일 실시예에 따른 파워 컨트롤러를 상세하게 도시한다.
도 3a는 일 실시예에 따른, 파워 컨트롤러(30)의 개방 루프 모드들(open loop modes) 및 검출 모드들(detection modes)을 도시한다.
도 3b는 일 실시예에 따른, 개방 루프 모드 동안에 정류된 입력 신호의 파형을 도시한다.
도 4는 다른 실시예에 따른 파워 컨트롤러를 상세하게 도시한다.
도 5는 또 다른 실시예에 따른 파워 컨트롤러를 상세하게 도시한다.

이하, 본 발명의 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 이하 상술되는 설명, 구성 및 방법의 실시예들은 본 발명의 원리로부터 벗어나지 않게 다양하게 수정 및 변형될 수 있다. 첨부된 도면을 이용하여 본 발명의 몇몇의 실시예들을 설명할 것이다.

실시 가능한 유사한 또는 동일한 부재 번호들은 도면들에서 사용될 수 있고, 유사한 또는 동일한 기능을 지시할 수 있다. 그 도면들은 본 발명의 실시예들을 묘시하고, 이는 단지 설명의 목적들만을 위한 것이다. 이 기술분야에서 숙련된 기술자는 다음의 기술로부터 쉽게 다음을 파악할 수 있다. 즉, 기술자는 여기에서 설명되는 방법들 및 구조들의 대체적인 실시예들은 여기에서 기술되는 본 발명의 원리로부터 벗어나지 않는 한 구현될 수 있음을 파악할 수 있다.

여기에 개시된 실시예들은 BJT의 베이스 전류를 컨트롤하기 위한 파워 컨트롤러(power controller)를 기술한다. 일 실시예에서, 파워 컨트롤러는 다른 모드들에서 동작한다. 제1 모드(예를 들어, 검출 모드(detection mode))동안에, BJT의 게인은 적응적으로 검출된다. 제2 모드(예를 들어, 개방 루프 모드(open loop mode)) 동안에, 검출된 게인은 BJT를 드라이브하기 위한 베이스 전류를 생성하기 위해 사용된다. BJT의 게인의 검출 및 그때 베이스 전류를 생성하기 위한 게인의 이용에 의하여, BJT의 게인 내에서의 어떠한 변화(variation)도 트랜지스터를 흐르는 전류(예를 들어, 컬렉터 또는 이미터 전류)를 예상 가능한 타겟 레벨로 설정하는 것에 대해 보상될 수 있다. 일부 실시예에서, 파워 컨버터는 LED 램프 시스템(LED lamp system)에 포함될 수 있다.

도 1은 디머 스위치(dimmer switch)(10) 및 LED 램프(20)를 포함하는 LED 램프 시스템을 도시한다. 일 실시예에서, 디머 스위치(10)는 일반적인 디머 스위치이고, LED 램프(20)의 타겟 광 출력 강도(target light output intensity)를 설정하기 위해 이용되는 디밍 입력 신호(dimming input signal)(11)를 수신한다. 디머 스위치(101)는 AC 입력 전압 신호 VAC를 수신하고, 디밍 입력 신호(11)에 응답하는 램프 입력 전압(lamp input voltage) (110)의 V-RMS 값을 조정한다. 다시 말해, 디머 스위치(101)에 의한 LED 램프(20)의 빛의 강도(light intensity)의 컨트롤은 LED 램프(20)에 적용되는 램프 입력 전압 (110)의 V-RMS 값의 조정에 의해 달성된다. 디밍 입력 신호(110)는 수동적으로(손잡이(knob) 또는 슬라이더 스위치(slider switch)를 통하여, 미도시) 또는 자동적인 조명 컨트롤 시스템(automated lighting control system)(미도시)을 통하여 제공된다.

디머 스위치의 일 예는 미국 특허 7,936,132에 설명된 바와 같이, 여기서 전체로 참조에 의해 포함된다. 일 실시예에서, 디머 스위치(10)는 TRIAC(triode for alternating current) 회로를 이용함으로써 램프 입력 전압(110)을 조정하기 위한 위상각(phase angle) 스위칭을 수행한다. TRIAC은 트리거되거나(triggered) 또는 턴 온(turned on)될 때 양 방향(either direction)에서 전류가 전도(conduct)될 수 있는 양방향 디바이스(bidirectional device)이다. 일단 트리거되면, TRIAC은 홀딩 전류(holding current)라 불리는 특정 임계값(certain threshold) 아래로 전류가 떨어질 때까지 계속하여 전도한다. 적절하게 작동하기 위한 TRIAC 디머의 내부 시간(internal timing)을 위하여, 전류는 반드시 특정 시간에 디머(10)으로부터 드로우되어야 한다. 특히, TRIAC 디머는 그 자신이 TRIAC 스위치와 평행한 위상 검출기 회로(phase detector circuit)를 갖는다. 전류는 반드시 TRIAC 오프 상태 동안에 TRIAC을 턴 온함으로써 그때에 위상값을 지시하는 DIAC(diode for alternating current)를 트리거하기 위해 필요한 전압을 증가시키기 위한 이 위상 검출기를 위하여 디머를 통하여 부하까지 흘려야한다. 일 실시예에서, LED램프(20)는 TRIAC 오프 상태 동안에 디머(10)로부터 전류를 드로우(draw)하도록 디머(10)의 내부 회로(internal circuitry)가 적절하게 동작하는 것을 허용하는 방식으로 구성된다.

LED 램프(20)는 브리지 정류기(bridge rectifier) BR1, 마그네틱 컴포넌트(magnetic component) L1(예를 들어, 인덕터), 다이오드 D1, 캐패시터 C1, 드라이브 트랜지스터(drive transistor) Q1, 센스 레지스터(sense resistor) Rs, 파워 컨트롤러(30), 전류 레귤레이터(current regulator)(40) 및 발광 다이오드 LED1를 포함한다. 일반적으로, LED 램프(20)는 드라이브 트랜지스터 Q1을 이용하여 동적 스위치 드라이브 신호(dynamic switch drive signal)에 의해 드라이빙된 스위칭 디바이스로써 부스트 타입 스위칭 AC-DC 파워 컨버터(a boost type switching AC-DC power converter)를 사용한다. 드라이브 트랜지스터 Q1은 BJT이다. 다른 실시예들에서 다른 파워 컨버터 토폴로지(power converter topologies)는 플라이백 토폴로지(flyback topology)와 같은 파워 컨버터를 위해 이용될 것임을 유념하라.

특히, 브리지 정류기 BR1은 AC 전압(110)에 적응된 위상-각(phase-angle) 수신하고, 정류된 입력 전압(rectified input voltage)(112)을 생성한다. 파워 컨트롤러(30)는 정류된 입력 전압(112)를 수신하고, 베이스 전류 I_B를 파워 컨트롤러(30)와 커플링되는 드라이브 트랜지스터 Q1으로 컨트롤한다. 파워 컨트롤러(30)는 다른 모드들에서 동작한다: 검출 모드(detection mode) 및 개방 루프 모드(open loop mode). 검출 모드 동안에, 파워 컨트롤러(30)는 전류 피드백 신호 Isen을 통한 이미터 전류 I_E의 측정 및 알려진 전류 레벨들로의 베이스 전류 I_B의 드라이빙에 의하여 트랜지스터 Q1의 공통-이미터 전류 게인(common-emitter current gain)(h_FE)을 검출한다. 전류 피드백 신호 Isen의 전압 레벨은 센스 레지스터 Rs를 흐르는 상당한 양의 이미터 전류 I_E를 나타낸다. 다른 실시예에서, Isen은 이미터 전류 I_E를 대신하여 컬렉터 전류 I_C를 나타내도록 구성된다. 동작의 개방 루프 모드 동안에, 파워 컨트롤러(30)는 전류 피드백 신호 Isen로부터 어떠한 피드백을 이용하지 않고 베이스 전류 I_B를 드라이브한다. 파워 컨트롤러(30)는 피드백 신호 Isen의 이용 및 피드백 신호 Isen의 불용(not using the feedback signal Isen)을 스위치할 수 있기 때문에, 파워 컨버터는 일부 실시예에서 샘플링된 폐쇄 루프(sampled closed loop)와 같이 보일수 있다.

일 실시예에서, 동작의 개방 루프 모드는 리니어 서브-모드(linear sub-mode) 및 스위칭 서브-모드(switching sub-mode)로 나뉘어질 수 있다. 리니어 서브-모드 동안에 파워 컨트롤러(30)는 인덕터 L1을 통해 디머(10)를 위하여 블리딩 전류(bleeding current)를 제공하는 리니어 전류 싱크(linear current sink)로써 트랜지스터 Q1을 그것의 포워드-액티브 영역(forward-active region)내에서 동작시킨다. 블리딩 전류는 디머가 계속하여 적절하게 동작하는데 이용된다. 파워 컨트롤러(30)는 컬렉터 전류 I_C를 디머가 계속하여 적절하게 동작하기에 매우 충분하지만, 전류가 중요한 파워 손실을 발생시킬 정도로 너무 높지는 않은 타겟 전류 레벨(target current level)로 설정한다. 컬렉터 전류 I_C 를 타겟 전류 레벨로 설정하기 위하여, 파워 컨트롤러(30)는 드라이브 트랜지스터 Q1의 검출된 게인의 함수로써 베이스 전류 I_B를 계산한다. 트랜지스터 Q1의 게인의 검출 및 그때에 감지된 게인(sensed gain)을 기초로 베이스 전류를 설정함으로써, 다른 트랜지스터 부분들에 걸쳐 트랜지스터 Q1의 게인의 잠재적인 변동(potential variations)들은 보상되고, 컬렉터 전류 I_C는 트랜지스터 Q1의 게인에 관계없이 예상 가능한 타겟 레벨(predictable target level)로 설정될 수 있다.

스위칭 서브-모드 동안에, 파워 컨트롤러(30)는 정류된 입력 전압(112)로부터 DC 출력 전압(114)를 생성하기 위하여 BJT Q1의 온 및 오프 시간을 컨트롤한다. DC 출력 전압(114)은 부스트 컨버터(boost converter)의 동작으로 인하여 정류된 입력 전압(112)보다 전압 레벨이 높을 수 있다. 파워 컨트롤러(30)는 연속적으로 베이스 전류 I_B를 온 및 오프로 스위칭함으로써 BJT Q1의 온 및 오프 시간을 컨트롤한다. 베이스 전류 I_B가 오프일 때, 베이스 전류 I_B는 BJT Q1이 그것의 컷오프 영역(cutoff region)에서 동작하는 낮은 전류 레벨(low current level)로 설정된다. 베이스 전류 I_B가 온일 때, BJT Q1이 그것의 포화 영역(saturation region)에서 동작하는 높은 전류 레벨(high current level)로 설정된다.

전류 레귤레이터(40)는 스위칭 파워 컨버터로부터 DC 출력 전압(114)을 수신한다. 또한, 전류 레귤레이터(40)는 파워 컨트롤러(30)로부터 하나 또는 그 이상의 컨트롤 신호들(116)을 수신하고, 컨트롤 신호들(116)의 컨트롤하에 발광 다이오드 LED1을 통하여 전류를 레귤레이트한다. 컨트롤 신호들(116)은, 예를 들어, 목표 디밍 레벨(desired dimming level)에 대응하는 정류된 입력 신호(112)내에서 위상-컷(phase-cut)의 지시(indication)를 포함할 수 있다. 전류 레귤레이터(40)는 발광 다이오드 LED1을 위한 타겟 광 출력 강도를 달성하기 위한 순시 전류 컨트롤(constant current control) 또는 PWM(pulse-width-modulation)를 사용할 수 있다. 일 실시예에서, 전류 레귤레이터(40)는 발광 다이오드 LED1을 통하여 전류를 레귤레이트하기 위하여 플라이백 토폴로지를 이용하는 컴포넌트들의 컬렉션(a collection of components)이다.

도 2는 일 실시예에 따른, 파워 컨트롤러(30)의 상세한 일 실시예를 도시한다. 일 실시예에서, 파워 컨트롤러(30)는 ASIC(application specific integrated circuit)와 같은 집적 회로(integrated circuit)이다. 보는 바와 같이, 파워 컨트롤러(30)는 비교기(comparator)(225), 게인 검출 블록(gain detection block)(205), 전류 계산 블록(current calculation block)(210), 전류 컨트롤 블록(current control block)(215) 및 전류 소스(220)를 포함한다. 일 실시예에서, 파워 컨트롤러의 각 컴포넌트들은 하나 또는 그 이상의 하드웨어 회로로 구현될 수 있다. 다른 실시예에서, 추가적인 컴포넌트들 또는 커넥션(connection)들은 명확성을 위하여 도면에 도시되지 않을 수 있다.

일반적으로, 동작의 검출 모드 동안에, 게인 검출 블록(205)은 드라이브 트랜지스터 Q1의 게인을 검출한다. 동작의 개방 루프 모드(보다 구체적으로, 리니어 서브-모드) 동안에, 검출된 게인은 컬렉터 전류 I_C가 타겟 전류 신호(248)에 의해 설정된 타겟 전류 레벨로 설정되기 위하여 베이스 전류 I_B를 위한 전류 설정을 계산하기 위한 전류 계산 블록(210)에 의해 그때 이용된다.

전류 컨트롤 블록(215)은 전류 컨트롤 신호(244)를 생성하고, 전류 컨트롤 신호(244)는 전류 소스(220)에 의하여 제공되는 베이스 전류 I_B의 양을 컨트롤한다. 또한, 전류 컨트롤 신호(244)는 베이스 전류 I_B를 위한 각 전류 레벨 설정을 나타내는 두 다른 전류 설정 신호들인 전류 설정 신호(240) 및 전류 설정 신호(242)를 수신한다. 전류 설정 신호들 (240) 및 (242)는 디지털 또는 아날로그 신호들일 수 있다. 전류 컨트롤 블록은 동작의 검출 모드 또는 동작의 개방 루프 모드 내에서 컨트롤러(30)가 동작되는지 동작되지 않는지에 따라 전류 컨트롤 신호(244)를 생성하기 위하여 전류 설정 신호들 (240) 또는 (242) 중 하나를 선택한다.

동작의 검출 모드 동안에, 전류 컨트롤 블록(215)은 게인 검출 블록(205)으로부터 전류 컨트롤 신호(244)를 생성하기 위한 전류 설정 신호(240)를 이용한다. 그때 전류 소스(220)는 전류 설정 신호(240)에 의해 지시된 전류 설정을 매칭한 전류 레벨을 갖는 베이스 전류 I_B를 생성한다. 예를 들어, 만약 전류 설정 신호(240)가 베이스 전류 I_B를 10 mA로 설정되도록 지시한다면, 전류 컨트롤 블록(215)은 약 10 mA의 레벨을 갖는 베이스 전류 I_B를 생성하기 위한 전류 소스(220)를 발생시키는 전류 컨트롤 신호(244)를 생성한다.

반면에, 동작의 개방 루프 모드(보다 구체적으로, 리니어 서브-모드) 동안에, 전류 컨트롤 블록(215)은 전류 계산 블록(242)으로부터 전류 컨트롤 신호(244)를 생성하기 위한 전류 설정 신호(242)를 사용한다. 그때 전류 소스(220)는 전류 설정 신호(242)에 의해 지시된 전류 설정을 매칭한 전류 레벨을 갖는 베이스 전류 I_B를 생성한다. 예를 들어, 만약 전류 설정 신호(242)가 베이스 전류 I_B를 15 mA로 설정되도록 지시한다면, 전류 컨트롤 블록(215)은 약 15 mA의 레벨을 갖는 베이스 전류 I_B를 생성하기 위한 전류 소스(220)를 발생시키는 전류 컨트롤 신호(244)를 생성한다.

스위칭 서브-모드 동안에, 전류 컨트롤 블록(215)는 전류 설정 신호들 (240) 및 (242)를 위한 설정에 관계 없이 I_B를 온 및 오프로 스위칭하는 전류 컨트롤 신호(244)를 생성할 수 있다. 베이스 전류 I_B가 오프일 때, 베이스 전류 I_B는 BJT Q1이 그것의 컷오프 영역에서 동작하는 낮은 전류 레벨로 설정된다. 베이스 전류 I_B가 온일 때, BJT Q1이 그것의 포화 영역에서 동작하는 높은 전류 레벨로 설정된다.

게인 검출 블록(205)은 동작의 검출 모드 동안에 트랜지스터 Q1의 게인을 검출하도록 구성된다. 특히, 게인 검출 블록(205)은 베이스 전류 IB를 위한 의도된 전류 설정(intended current setting)을 나타내는 전류 설정 신호(240)을 생성한다. 일 실시예에서, 게인 검출 블록(205)은 제한된 레졸루션(limited resolution)(즉, 3 또는 4 비트)을 갖는 DAC(digital to analog converter)을 이용하여 전류 설정 신호(240)을 생성한다. 그리하여 전류 설정 신호(240)는 제한된 수의 값들로 설정된다.

전류 컨트롤 블록(215)는 전류 설정 신호(240)를 수신하고, 베이스 전류 I_B가 전류 설정 신호(240)에 의해 지시되는 전류 설정과 매칭되는 전류 레벨을 갖도록 야기시키는 전류 컨트롤 신호(244)를 생성한다. 베이스 전류 I_B는 드라이브 트랜지스터 Q1에서 흐르는 이미터 전류 I_E를 생성하기 위한 드라이브 트랜지스터 Q1에 적용된다. 이미터 전류 I_E의 레벨은 전류 피드백 신호 Isen을 통하여 전류 컨트롤러(30)에 대한 피드백(fed back) 및 센스 레지스터 Rs에 전반에 걸친 전압 강하로서 측정된다. 센스 레지스터 Rs는 센스 레지스터 Rs에 전반에 걸친 파워 소멸(power dissipation)은 무시해도 될 정도로 낮은 저항(low resistance)을 갖을 수 있다. 다른 실시예에서, 이미터 전류 I_E를 측정하는 다른 방법들 및 전류 피드백 신호 Isen를 생성하는 다른 방법들은 가능하다. 다른 실시예들에서, 컬렉터 전류 I_C는 측정될 수 있고. 이미터 전류 I_E 대신에 피드백 신호 Isen을 생성하기 위해 이용될 수 있다.

비교기(255)는 피드백 신호 Isen 와 레퍼런스 전류 신호(reference current signal) Ref1을 비교한다. 레퍼런스 전류 신호 Ref1은 전류의 알려진 레벨(known level of current) 을 나타내고, 게인 검출 블록(205)에 의해 제공될 수 있고, 일부의 미리 결정된 레벨에 고정될 수 있다. 비교기(255)의 출력은 이미터 전류 I_E 레벨이 레퍼런스 전류 신호 Ref1에 의해 나타나는 전류 레벨보다 높은지 아닌지를 지시하는 비교 신호(comparison signal)이다. 만약 전류 피드백 신호 Isen이 레퍼런스 전류 신호 Ref1보다 낮다면, 게인 검출 블록(205)은 전류 피드백 신호 Isen이 레퍼런스 전류 신호 Ref1와 거의 같아질 때까지 전류 설정 신호(240)을 통한 베이스 전류 I_B 설정을 증가시킨다. 만약 전류 피드백 신호 Isen이 레퍼런스 전류 신호 Ref1보다 높다면, 게인 검출 블록(205)은 전류 피드백 신호 Isen 이 레퍼런스 전류 신호 Ref1와 거의 같아질 때까지 전류 설정 신호(240)을 통한 베이스 전류 I_B 설정을 감소시킨다. 일 실시예에서, 게인 검출 블록(205)은 피드백 신호 Isen이 레퍼런스 전류 신호 Ref1에 수렴할 때까지 베이스 전류 I_B 를 위한 다른 전류 설정들을 통하여 진행하는 이진 또는 리니어 탐색 알고리즘(binary or linear search algorithm)을 이용할 수 있다.

일단 마지막 베이스 전류 I_B 설정이 결정되면, 드라이브 트랜지스터 Q1의 게인은 아래의 수학식으로 계산된다.

[수학식 1]

여기서

는 드라이브 트랜지스터 Q1의 검출된 게인이다. Iref1 은 레퍼런스 전류 신호 Ref1에 의해 나타나는 전류 레벨이다. 베이스 전류 I_B 레벨은 베이스 전류 I_B 설정으로부터 직접적으로 결정될 수 있고, 분리 회로(separate circuit)로 측정될 수 있다.

전류 계산 블록(210)은 동작의 개방 루프 모드(보다 구체적으로, 리니어 서브-모드) 동안에 컬렉터 전류 I_C가 타겟 전류 레벨로 설정되도록 하기 위하여 베이스 전류 I_B를 위한 전류 설정을 결정하는 것을 담당한다.

특히, 전류 계산 블록(210)은 드라이브 트랜지스터 Q1의 검출된 게인을 나타내는 게인 검출 블록(205)에 의해 생성되는 게인 신호(gain signal)(250)를 수신한다. 또한 전류 계산 블록(210)은 컬렉터 전류 I_C의 타겟 전류 레벨(예를 들어, 의도된 전류 레벨(intended current level)을 나타내는 타겟 전류 신호(248)를 수신한다. 그 때 전류 계산 블록(210)은 타겟 전류 레벨 및 드라이브 트랜지스터 Q1의 게인의 함수로써 베이스 전류 I_B를 위한 전류 레벨 설정을 계산한다. 예를 들어, 베이스 전류 I_B 는 아래의 공식(formula)로 계산될 수 있다.

[수학식 2]

여기서, I_B 는 베이스 전류 레벨이다. Itgt는 타겟 전류 신호(248)에 의해 지시된 바와 같은 컬렉터 전류 I_C의 타겟 전류 레벨이다.

는 드라이브 트랜지스터 Q1의 검출된 게인이다.

전류 계산 블록(210)은 베이스 전류 I_B를 위한 계산된 전류 설정을 지시하는 전류 설정 신호(242)를 생성한다. 전류 컨트롤 블록(215)은 전류 설정 신호(242)를 수신하고, 전류 소스(220)가 계산된 전류 설정과 매칭하는 전류 레벨을 갖는 베이스 전류 I_B를 생성하도록 하는 전류 설정 신호(244)를 생성한다. 결과적으로, 컬렉터 전류 I_C의 레벨은 타겟 전류 신호(248)에 의해 지시되는 타겟 전류 레벨로 설정된다.

일 실시예에서, 타겟 전류 레벨은 파워 컨트롤러(30) 내에 타겟 전류 결정 블록(target current determination block)(미도시)에 의해 생성된다. 타겟 전류 레벨은 디머 스위치(10)가 적절하게 동작하는 것을 보장받기에 충분히 높지만 막대한 파워 손실을 야기시킬 정도로 너무 높지는 않은 레벨로 설정될 수 있다. 일 실시예에서, 타겟 전류 레벨은 알려진 래치(latch)로 설정되고, 디머(10)의 전류 요구들(current requirement)을 홀드한다. 타겟 전류 레벨은 또한 정류된 입력 전압(112)의 레벨에 영향을 받을 수 있다. 정류된 입력 전압(112)은 일반적으로 전압 레벨들을 다양하게 하는 주기적 파형(periodic waveform)이다. 만약 입력 전압(112)이 높다면, 타겟 전류 레벨은 감소될 수 있다. 만약 입력 전압(112)이 낮다면, 타겟 전류 레벨은 증가될 수 있다.

도 3a는 일 실시예에 따른 파워 컨트롤러(30)의 검출 모드들 및 개방 루프 모드들을 도시한다. 보는 바와 같이, 파워 컨트롤러(30)는 동작의 개방 루프 및 검출 모드들 사이에서 연속적으로 사이클(cycle)한다. 각 개방 루프 모드는 시간적으로 분리되고, 검출 모드 이후에(즉각적으로 또는 즉각적이지 않게) 존재한다. 개방 루프 모드들 및 검출 모드들은 또한 연속하여 반복한다. 드라이브 트랜지스터 Q1의 게인은 시간이 지남에 따라 온도와 같은 환경적 요인들의 변화에 의하여 변할 수 있기 때문에, 주기적으로 게인을 체크하는 것은 게인의 정확한 측정을 유지시키는데 도움이 된다. 동작의 모드들은 어떠한 시간 길이(any lengths of time)로도 설정될 수 있다. 만약 예상된 환경적 요인들이 변하지 않는다면, 드라이브 트랜지스터 Q1의 게인은 변하지 않을 수 있고, 그리하여 검출 모드는 더 적게(즉, 초당 한번(once every second)) 수행될 수 있다. 반면에, 만약 예상된 환경적 요인들이 변한다면, 검출 모드는 더 자주(즉, 밀리초당 한번(once every millisecond)) 수행될 수 있다. 일 실시예에서, 검출 모드 Tdet의 길이는 오직 0.1 밀리초(0.1 milliseconds)이다.

다른 실시예에서, 검출 모드는 파워 컨트롤러(30)가 처음 파워 온 될 때 오직 한번 들어가질 수 있다. 검출 모드가 한번 완료된 후에, 파워 컨트롤러(30)는 파워 컨트롤러(30)로부터 파워가 제거될 때까지 개방 루프 모드에서 동작한다.

도 3b는 일 실시예에 따른, 개방 루프 모드 동안에 정류된 입력 신호(112)의 파형을 도시한다. 정류된 입력 신호(112)는 디머 스위치(10)의 디밍에 의해 야기된 위상 컷(phase cut)(305)을 갖는다. 보는 바와 같이, 동작의 개방 루프 모드는 두 서브-모드들: 리니어 모드 및 스위칭 모드로 세분될 수 있다. 서브-모드들은 서로 시간적으로 분리될 수 있다. 리니어 모드 동안에, 파워 컨트롤러(30)는 베이스 전류 I_B를 드라이브 트랜지스터 Q1으로 정확히 컨트롤함으로써 드라이브 트랜지스터 Q1을 그것의 액티브 영역(active region)에서 동작시키고, 그렇게 함으로써 컬렉터 전류 I_C의 레벨을 컨트롤한다. 스위칭 모드 동안에, 파워 컨트롤러(30)는 드라이브 트랜지스터 Q1을 온 및 오프로 스위칭함으로써 드라이브 트랜지스터 Q1을 그것의 포화 영역(saturation region)에서 동작시킨다. 일 실시예에서, 트랜지스터의 검출된 게인 및 타겟 전류 레벨은 스위칭 모드 동안이 아닌 리니어 모드 동안에 베이스 전류 I_B 레벨을 설정하고 계산하기 위해 이용된다.

리니어 모드들 및 스위칭 모드들은 위상 컷(305)과 함께 정확하게 라인 업(line up)하지 않는다. 대신에, 리니어 모드는 파워 컨트롤러(30)가 스위칭 모드로 스위칭될 때까지 적은 시간만큼 지난 위상 컷(past the phase cut)(305)을 연장한다. 위상 컷(305)에 의해 야기된 정류된 입력 전압(112)의 급격한 변화로 인해, 위상 컷에 응답하는 컬렉터 전류 I_C 를 컨트롤하는 것은 파워 컨트롤러(30)가 폐쇄 루프 피드백(폐쇄 루프 시스템은 느리다)으로 동작된다면 어려울 수 있다. 그러나, 파워 컨트롤러(30)는 개방 루프로써 운영되기 때문에, 위상 컷(305)과 같은 정류된 입력 전압(112)에서의 어떠한 급격한 변화들을 설명하기 위한 베이스 전류 I_B를 직접적으로 조정하는 것에 의해 컬렉터 전류 I_C를 타겟 전류 레벨로 재빨리 설정할 수 있다.

일 실시예에서, 정류된 입력 신호(112)는 또한 검출 모드 동안에 정류된 입력 신호(112)의 어피어런스(appearance)를 나타낼 수 있다. 그리하여 정류된 입력 신호(112)는 파워 컨버터가 검출 모드에서 동작하는지 또는 개방 루프 모드에서 동작하는지에 관계없이 동시에 나타난다.

도 4는 일 실시예에 따른 파워 컨트롤러(30)를 상세하게 도시한다. 도 4의 실시예는 도 2의 실시예와 유사하지만, 제2 비교기(second comparator)(405)를 포함한다. 동작의 검출 모드 동안에, 비교기(225)는 전류 피드백 신호 Isen와 전류 레퍼런스 신호 Ref1을 비교한다. 비교기(225)의 출력은 이미터 전류 I_E 레벨이 레퍼런스 전류 신호 Ref1에 의해 나타나는 전류 레벨보다 높은지 아닌지를 지시하는 비교 신호이다. 비교기(405)는 전류 피드백 신호 Isen와 다른 전류 레퍼런스 신호 Ref2를 비교한다. 비교기(405)의 출력은 이미터 전류 I_E 레벨이 레퍼런스 전류 신호 Ref2에 의해 나타나는 전류 레벨보다 높은지 아닌지를 지시하는 비교 신호이다.

전류 레퍼런스 신호 Ref1에 의해 나타난 전류 레벨은 전류 레퍼런스 신호 Ref2에 의해 나타난 전류 레벨보다 더 높아, 사실상 전류 레퍼런스 신호 Ref1 및 Ref2 사이의 전류 "윈도우(current window)"를 생성한다. 피드백 신호 Isen이 Ref2 및 Ref1 사이의 전류 윈도우 내에 있을 때, 비교기(225)의 출력 및 비교기(405)의 출력은 반대 값들을 갖는다. 일 실시예에서, 게인 검출 블록(205)은 피드백 신호 Isen이 전류 윈도우의 범위에 들어가는 베이스 전류 I_B 레벨로의 설정을 시도한다. 게인 검출 블록은 이진 또는 리니어 탐색 알고리즘과 같은 어떠한 타입의 탐색 알고리즘을 이용하여 다른 베이스 전류 I_B 레벨들을 통하여 진행할 수 있다.

[수학식 3]

여기서,

는 드라이브 트랜지스터 Q1의 검출된 게인이다. Iref1는 전류 레퍼런스 신호 Ref1에 의해 나타난 전류 레벨이다. Iref2는 전류 레퍼런스 신호 Ref2에 의해 나타난 전류 레벨이다. I_B는 Ref2 및 Ref1 사이의 전류 윈도우 내에 존재하는 피드백 신호 Isen을 야기하는 베이스 전류 레벨이다.

전류 윈도우의 사이즈는 전류 레퍼런스 신호 Ref1 및 Ref2의 값들에 의해 결정된다. 일 실시예에서, 전류 윈도우는 게인 검출 블록(205)에 의해 생성되는 적어도 하나의 베이스 전류 I_B 설정이 전류 윈도우 내에서 피드백 신호 Isen 강하를 야기하기 위하여, 가능한 트랜지스터 게인들의 주어진 범위하에서, 충분히 크다. Ref1 및 Ref2에 의해 나타나는 전류 레벨들 사이의 관계는 아래의 수학식으로 계산될 수 있다.

[수학식 4]

여기서, dI _B 는 하나의 전류 단계(current step)로부터 다음 전류 단계까지의 베이스 전류 I_B 레벨을 위한 설정의 변화량이다.

는 파워 컴버터(30)를 지원하는 최대 트랜지스터 게인이다. Iref1는 레퍼런스 전류 신호 Ref1에 의해 나타난 전류 레벨이다. Iref2는 레퍼런스 전류 신호 Ref2에 의해 나타난 전류 레벨이다.

도 4의 실시예는 도 2에서 보여진 실시예보다 빠르게 드라이브 트랜지스터 Q1의 게인을 검출할 수 있다. 그러나, 도 4의 실시예는 도 2에서 보여진 실시예보다 드라이브 트랜지스터 Q1의 게인의 검출에 있어 덜 정확할 수 있다. 도 4의 파워 컨트롤러(30)의 개방 루프 동작은 도 2에서 보여진 것과 대체로 유사할 수 있다.

도 5는 또 다른 실시예에 따른, 파워 컨트롤러(30) 상세한 일 실시예를 도시한다. 도 5의 실시예는 도 2의 실시예와 유사하지만, 폴드 프로텍션의 레이어(layer of fault protection)를 제공하는 제3 비교기(505)를 포함한다. 동작의 검출 모드 동안에, 비교기(505)는 전류 피드백 신호 Isen와 전류 레퍼런스 신호 Ref3를 비교한다. 비교기(505)의 출력은 이미터 전류 I_E 레벨이 레퍼런스 전류 신호 Ref3에 의해 나타나는 전류 레벨보다 높은지 아닌지를 지시하는 비교 신호이다.

비교기(505)는 드라이브 트랜지스터 Q1의 게인을 검출할 때 오-검출(mis-detections)을 방지하기 위하여 폴드 프로텍션의 레이어를 제공한다. 특히, Ref3에 의해 나타나는 전류 레벨은 Ref1 또는 Ref2에 의해 나타나는 전류 레벨들보다 작다. 그리하여, Ref3는 Ref1 또는 Ref2보다 매우 적은 전류 레벨로 설정된다. 그러나, Ref3는 비교기(505)가 뜻하지 않게 그라운드 노이즈(ground noise)를 발생시키지 않도록 하기 위하여 충분히 높게 설정된다.

비교기(505)의 출력은 파워 컨버터 회로(the power converter circuitry)내에 고장 상태(fault condition)가 존재하는지 아닌지를 지시한다. 만약 비교기(505)의 출력이 트리거되지 않는다면(즉, 로직 로우(logic low)), 이는 이미터 전류 I_E가 너무 낮고, 이에 따라 트랜지스터 Q1이 그것의 포워드-액티브 영역에서 동작하는 것을 막는 파워 컨트롤러(30)의 컨디션 아웃사이드(condition outside)가 아마도 존재하는 것을 지시한다. 고장 상태는 극 저전압 레벨(extremely low voltage level)을 갖는 정류된 입력 전압(112)일 것이다. 예를 들어, 언급한 도 3B에서, 정류된 입력 전압(112)은 때때로 위상 컷(305)에 앞서 무 전압 레벨(zero voltage level)을 갖는다. 드라이브 트랜지스터 Q1의 게인은 정류된 입력 전압(112)가 낮을 때 이러한 시간 구간들(periods of time)동안에 측정될 수 없다. 고장 상태의 다른 예들은, BJT Q1과 같은, 나타나지 않은 컴포넌트들을 포함한다. 반면에, 만약 비교기(505)의 출력이 트리거된다면, (즉, 로직 하이(logic high)), 이는 고장 상태가 존재하지 않고, 트랜지스터 Q1의 게인이 측정될 수 있음을 지시한다.

일 실시예에서, 비교기(505)의 출력이 트리거되지 않을 때, 이는 고장 상태를 지시하고, 게인 검출 블록(205)은 게인 검출 블록(205)에 의해 검출된 어떠한 게인도 무시할 수 있다. 대안적으로, 게인 검출 블록(205)은 이미터 전류 I_E가 베이스 전류 I_B를 위한 다른 설정들을 통해 진행하는 것을 시도하기 전에 레퍼런스 전류 신호 Ref3에 의해 지시된 임계 전류 레벨에 도달할 때까지 기다릴 수 있다.

여기에 기술된 실시예들이 BJT Q1의 게인을 결정하기 위하여 이미터 전류 I_E를 이용하는 것 및 이미터 전류 I_E를 측정하는 것을 기술함에도 불구하고, 다른 실시예들에서 파워 컨트롤러(30)는 BJT Q1의 게인을 결정하기 위하여 컬렉터 전류 I_C를 이용할 수 있고, 컬렉터 전류 I_C를 측정할 수 있다.

이러한 개시된 사항을 읽음으로써, 기술에 숙련된 자는 스위칭 파워 컨버터에서 적응적 바이폴라 접합 트랜지스터 게인 검출을 위한 대안적인 디자인을 계속하여 추가적으로 인식할 수 있다. 따라서, 특정한 실시예들과 응용들이 도시되고 설명되었지만, 여기에 개시된 실시예들은 여기에 개시된 정밀한 구조 및 컴포넌트들에 한정되지 않으며, 이 기술 분야에서 숙련된 자들에게 명백한 다양한 변경, 변화, 변형들은 여기에 개시된 사상 및 범위로부터 벗어나지 않은 채로 방법 및 장치의 배열의 면에서, 동작의 면에서, 구체적인 사항들의 면에서 행해질 수 있을 것이다.

Claims

파워 컨버터에 있어서,
상기 파워 컨버터의 입력 전압 및 출력과 커플링되는 마그네틱 컴포넌트;
상기 마그네틱 컴포넌트와 커플링되는 바이폴라 접합 트랜지스터(BJT: Bipolar Junction Transistor);
제1 모드 동안에, 제1 베이스 전류 레벨로 상기 BJT의 베이스 전류를 설정하기 위하여 제1 전류 설정 신호를 생성하고, 상기 제1 베이스 전류 레벨 및 상기 BJT를 흐르는 전류의 레벨을 지시하는 피드백 신호에 기초하여 포워드-액티브 영역(forward-active region)에서 상기 BJT의 게인(gain)을 결정하는 게인 검출 블록; 및
상기 제1 모드와 시간적으로 구별되는 제2 모드 동안에, 상기 포워드-액티브 영역에서 상기 BJT를 동작시키는 제2 베이스 전류 레벨로 상기 BJT의 상기 베이스 전류를 설정하기 위하여 제2 전류 설정 신호를 생성하는 전류 계산 블록
을 포함하고, 상기 전류 계산 블록은 상기 BJT의 상기 결정된 게인 및 타겟 전류 레벨에 응답하는 상기 제2 베이스 전류 레벨을 결정하는 파워 컨버터.
제1항에 있어서,
상기 BJT로의 상기 베이스 전류를 컨트롤하기 위하여 컨트롤 신호를 생성하는 전류 컨트롤 블록
을 더 포함하고,
상기 전류 컨트롤 블록은 상기 제1 모드 동안에 상기 제1 전류 설정 신호에 응답하는 상기 컨트롤 신호를 생성하고, 상기 제2 모드 동안에 상기 제2 전류 설정 신호에 응답하는 상기 컨트롤 신호를 생성하는 파워 컨버터.
제2항에 있어서,
상기 제1 모드 및 상기 제2 모드와 시간적으로 구별되는 제3 모드 동안에, 상기 전류 컨트롤 블록은 포화 영역(saturation region) 및 컷오프 영역(cutoff region) 사이에서 상기 BJT를 스위칭하기 위한 상기 컨트롤 신호를 생성하는 파워 컨버터.
제1항에 있어서,
상기 BJT를 흐르는 상기 전류의 레벨을 지시하는 상기 피드백 신호와 제1 레퍼런스(reference) 전류 레벨을 지시하는 제1 레퍼런스 신호를 비교하는 제1 비교기(a first comparator)
를 더 포함하고,
상기 게인 검출 블록은
상기 제1 비교기의 출력을 기초로 상기 BJT의 상기 게인을 결정하는 파워 컨버터.
제4항에 있어서,
상기 게인 검출 블록은
상기 제1 베이스 전류 레벨 및 상기 제1 레퍼런스 전류 레벨의 함수로써 상기 BJT의 상기 게인을 결정하는 파워 컨버터.
제4항에 있어서,
상기 BJT를 흐르는 상기 전류를 지시하는 상기 피드백 신호와 제2 레퍼런스 전류 레벨을 지시하는 제2 레퍼런스 신호를 비교하는 제2 비교기
를 더 포함하고,
상기 게인 검출 블록은
상기 제2 비교기의 출력을 기초로 상기 BJT의 상기 게인을 결정하는 파워 컨버터.
제6항에 있어서,
상기 제1 레퍼런스 전류 레벨은
상기 제2 레퍼런스 전류 레벨보다 높은 파워 컨버터.
제7항에 있어서,
상기 게인 검출 블록은
상기 제1 베이스 전류 레벨, 상기 제2 레퍼런스 전류 레벨 및 상기 제1 레퍼런스 전류 레벨의 함수로써 상기 BJT의 상기 게인을 결정하는 파워 컨버터.
제6항에 있어서,
상기 BJT를 흐르는 상기 전류를 지시하는 상기 피드백 신호와 제3 레퍼런스 전류 레벨을 지시하는 제3 레퍼런스 신호를 비교하는 제3 비교기를 더 포함하고,
상기 제3 비교기의 출력은
상기 제3 레퍼런스 신호보다 낮은 상기 피드백 신호에 응답하는 상기 파워 컨버터의 고장 상태(fault condition)를 지시하는 파워 컨버터.
제9항에 있어서,
상기 제3 레퍼런스 전류 레벨은
상기 제1 레퍼런스 전류 레벨 및 상기 제2 레퍼런스 전류 레벨보다 낮은 파워 컨버터.
제1항에 있어서,
상기 BJT를 흐르는 상기 전류의 상기 레벨은
상기 BJT의 이미터 전류(emitter current)의 레벨 또는 상기 BJT의 컬렉터 전류(collector current)의 레벨 중 하나인 파워 컨버터.
제1항에 있어서,
상기 제1 모드 및 상기 제2 모드는
연속하여 모드들을 반복하는(repeating modes)인 파워 컨버터.
파워 컨버터의 입력 전압 및 출력과 커플링되는 마그네틱 컴포넌트를 포함하는 상기 파워 컨버터의 동작 방법에 있어서,
제1 모드 동안에, 상기 마그네틱 컴포넌트와 커플링되는 바이폴라 접합 트랜지스터(BJT: Bipolar Junction Transistor)의 베이스 전류를 제1 베이스 전류 레벨로 설정하는 단계;
상기 제1 모드 동안에, 상기 제1 베이스 전류 레벨 및 상기 BJT를 흐르는 전류의 레벨을 지시하는 피드백 신호에 응답하는, 포워드-액티브 영역에서 상기 BJT의 게인을 결정하는 단계;
상기 제1 모드와 시간적으로 구별되는 제2 모드 동안에, 상기 BJT의 상기 결정된 게인 및 상기 BJT를 흐르는 상기 전류의 타겟 전류 레벨에 응답하는 제2 베이스 전류 레벨을 결정하는 단계; 및
상기 제2 모드 동안에, 상기 BJT의 상기 베이스 전류를 상기 포워드-액티브 영역에서 상기 BJT를 동작시키는 상기 제2 베이스 전류 레벨로 설정하는 단계
를 포함하는 파워 컨버터의 동작 방법.
제13항에 있어서,
상기 제1 모드 동안에 상기 제1 전류 설정 신호에 응답하는 상기 BJT로의 상기 베이스 전류를 컨트롤하기 위한 컨트롤 신호를 생성하는 단계; 및
상기 제2 모드 동안에 상기 제2 전류 설정 신호에 응답하는 상기 BJT로의 상기 베이스 전류를 컨트롤하기 위한 컨트롤 신호를 생성하는 단계
를 더 포함하는 파워 컨버터의 동작 방법.
제14항에 있어서,
상기 제1 모드 및 상기 제2 모드와 시간적으로 구별되는 제3 모드 동안에, 포화 영역 및 컷오프 영역 사이에서 상기 BJT를 스위칭하기 위한 상기 컨트롤 신호를 생성하는 단계
를 더 포함하는 파워 컨버터의 동작 방법.
제13항에 있어서,
상기 BJT를 흐르는 상기 전류의 상기 레벨을 지시하는 상기 피드백 신호와 제1 레퍼런스 전류 레벨을 지시하는 제1 레퍼런스 신호를 비교하는 단계
를 더 포함하고,
상기 BJT의 상기 게인을 결정하는 단계는
상기 피드백 신호와 상기 제1 레퍼런스 신호의 상기 비교를 기초로 상기 BJT의 상기 게인을 결정하는 단계
를 포함하는 파워 컨버터의 동작 방법.
제16항에 있어서,
상기 BJT의 상기 게인을 결정하는 단계는
상기 제1 베이스 전류 레벨 및 상기 제1 레퍼런스 전류 레벨의 함수로써 상기 BJT의 상기 게인을 결정하는 단계
를 포함하는 파워 컨버터의 동작 방법.
제16항에 있어서,
상기 BJT를 흐르는 상기 전류의 상기 레벨을 지시하는 상기 피드백 신호와 제2 레퍼런스 전류 레벨을 지시하는 제2 레퍼런스 신호를 비교하는 단계
를 더 포함하고,
상기 BJT의 상기 게인을 결정하는 단계는
상기 피드백 신호와 상기 제2 레퍼런스 신호의 상기 비교를 기초로 상기 BJT의 게인을 결정하는 단계
를 포함하는 파워 컨버터의 동작 방법.
제18항에 있어서,
상기 제1 레퍼런스 전류 레벨은
상기 제2 레퍼런스 전류 레벨보다 높은 파워 컨버터의 동작 방법.
제19항에 있어서,
상기 BJT의 상기 게인을 결정하는 단계는
상기 제1 베이스 전류 레벨, 상기 제2 레퍼런스 전류 레벨 및 상기 제1 레퍼런스 전류 레벨의 함수로써 상기 BJT의 상기 게인을 결정하는 단계
를 포함하는 파워 컨버터의 동작 방법.
제18항에 있어서,
상기 BJT를 흐르는 상기 전류의 상기 레벨을 지시하는 상기 피드백 신호와 제3 레퍼런스 전류 레벨을 지시하는 제3 레퍼런스 신호를 비교하는 단계
를 더 포함하고,
상기 피드백 신호와 상기 제3 레퍼런스 신호를 비교하는 단계의 출력은
상기 제3 레퍼런스 신호보다 낮은 상기 피드백 신호에 응답하는 상기 파워 컨버터의 고장 상태를 지시하는 파워 컨버터의 동작 방법.
제21항에 있어서,
상기 제3 레퍼런스 전류 레벨은
상기 제1 레퍼런스 전류 레벨 및 상기 제2 레퍼런스 전류 레벨 보다 낮은 파워 컨버터의 동작 방법.
제13항에 있어서,
상기 BJT를 흐르는 상기 전류의 상기 레벨은
상기 BJT의 이미터 전류(emitter current)의 레벨 또는 상기 BJT의 컬렉터 전류(collector current)의 레벨 중 하나인 파워 컨버터의 동작 방법.
제13항에 있어서,
상기 제1 모드 및 상기 제2 모드는
연속하여 모드들을 반복하는 파워 컨버터의 동작 방법.