KR101400855B1 - Apparatus and method for calculating channel quality information per stream in multiple input multiple output wireless communication system - Google Patents
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Abstract
다중 입출력(MIMO : Multiple Input Multiple Output) 무선통신 시스템에서 스트림별 채널 품질 정보(CQI : Channel Quality Information) 생성에 관한 것으로, 다수의 안테나들을 통해 송신단으로부터의 신호를 수신하는 수신기와, 수신신호를 이용하여 상기 송신단과의 안테나별 채널을 추정하여 채널행렬을 구성하는 추정기와, 격자 감소(lattice reduction) 기법을 이용하여 스트림별 유효 잡음(effective noise)을 도출함으로써, 스트림별 채널 품질 정보을 생성하는 생성기를 포함하여, 격자 감소 기법을 이용하여 산출되는 유효 잡음을 이용하여 스트림별 채널 품질 정보을 생성함으로써, 폐루프(CL : Closed Loop) 다중 입출력 시스템을 위한 피드백 정보를 생성할 수 있다.BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to generation of channel quality information (CQI) for each stream in a multiple input multiple output (MIMO) wireless communication system and includes a receiver for receiving a signal from a transmitter through a plurality of antennas, An estimator for estimating a channel for each antenna with the transmitter and constructing a channel matrix, and a generator for generating channel-specific channel quality information by deriving an effective noise for each stream using a lattice reduction technique Feedback information for a closed loop (CL) multi-input / output system can be generated by generating channel-specific channel quality information using effective noise calculated using the lattice reduction technique.
다중 입출력(MIMO : Multiple Input Multiple Output), 스트림별 채널 품질 정보(CQI : Channel Quality Information), 신호대 간섭 및 잡음비(SINR : Signal to Interference and Noise Ratio), 격자 감소(lattice reduction), 유효 잡음(effective noise) (MIMO), channel quality information (CQI), signal to interference and noise ratio (SINR), lattice reduction, effective noise noise)
Description
본 발명은 다중 입출력(MIMO : Multiple Input Multiple Output) 무선통신 시스템에 관한 것으로, 특히, 다중 입출력 무선통신 시스템에서 스트림 별 채널 품질 정보를 생성하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.BACKGROUND OF THE
최근 고속 및 고품질의 데이터 전송에 대한 요구가 증대됨에 따라, 이를 만족시키기 위한 기술 중의 하나로 다수의 송수신 안테나들을 사용하는 다중 입출력(MIMO : Multiple Input Multiple Output) 무선통신 시스템이 크게 주목되고 있다. 상기 다중 입출력 기술은 다수의 안테나를 통한 다수의 스트림을 이용하여 통신을 수행함으로써, 단일 안테나를 사용하는 경우보다 채널 용량을 크게 개선 시킬 수 있는 기술이다. 예를 들어, 송수신단이 모두 M개의 송수신 안테나들을 사용하고, 각 안테나 간의 채널이 독립적이며, 대역폭과 전체 송신 파워가 고정되었을 경 우, 평균 채널 용량은 단일 안테나에 비해 M배 증가하게 된다.2. Description of the Related Art [0002] Recently, as a demand for high-speed and high-quality data transmission has increased, a MIMO (Multiple Input Multiple Output) wireless communication system using a plurality of transmitting and receiving antennas has been attracting attention. The MIMO technique performs communication using a plurality of streams through a plurality of antennas, thereby greatly improving channel capacity as compared with the case of using a single antenna. For example, if both the transmitting and receiving ends use M transmit and receive antennas, the channel between each antenna is independent, and the bandwidth and total transmit power are fixed, the average channel capacity increases by M times as compared to a single antenna.
최근, 폐루프(CL : Close Loop) 다중 입출력 시스템의 사용이 고려되고 있다. 상기 폐루프 다중 입출력 시스템은 송신단이 수신단의 채널 상태를 획득하여, 상기 수신단의 채널 상태를 기반으로 스트림별 MCS(Modulation and Coding Scheme) 레벨을 결정한다. 이를 위해, 상기 수신단은 상기 송신단으로 스트림별 채널 품질 정보(CQI : Channel Quality Information)를 피드백(feed back)한다. 따라서, 상기 수신단은 자신의 채널 정보를 이용하여 스트림별 채널 품질 정보를 생성해야 한다. Recently, the use of a CL (Close Loop) MIMO system has been considered. In the closed loop MIMO system, the transmitter acquires the channel state of the receiver and determines a modulation and coding scheme (MCS) level for each stream based on the channel state of the receiver. To this end, the receiver feeds back channel quality information (CQI) for each stream to the transmitter. Therefore, the receiver must generate channel quality information for each stream using its channel information.
수신단이 MMSE(Minimum Mean Square Error) 검출 기법 또는 MMSE-OSIC(MMSE Ordered Successive Interference Cancellation) 검출 기법을 사용하는 경우, 상기 스트림별 채널 품질 정보(예 : 신호대 간섭 및 잡음비(SINR : Signal to Interference and Noise Ratio)) 생성은 수월하게 수행된다. 반면, 수신단이 ML(Maximum Likelihood) 검출 기법 또는 격자 감소 활용(lattice-reduction-aided) 검출 기법을 사용하는 경우, 각 스트림별 신호들이 하나의 단위로 묶여 검출되기 때문에, 상기 스트림별 채널 품질 정보의 생성은 매우 어렵다. 따라서, 상기 ML 방식 또는 격자 감소 활용 방식을 폐루프 다중 입출력 시스템에 적용시키기 위해서, 상기 ML 방식 또는 격자 감소 활용 방식에 적합한 피드백 정보를 생성하기 위한 대안이 필요하다.When the receiving end uses the Minimum Mean Square Error (MMSE) detection technique or the MMSE-OSIC (MMSE Ordered Successive Interference Cancellation) detection technique, the per-stream channel quality information (e.g., Signal to Interference and Noise Ratio (SINR) Ratio) generation is performed easily. On the other hand, when the receiving end uses the ML (Maximum Likelihood) detection technique or the lattice-reduction-aided detection technique, since the signals for each stream are bundled and detected as one unit, Generation is very difficult. Therefore, in order to apply the ML scheme or the grating reduction utilization scheme to the closed loop MIMO system, an alternative is needed to generate feedback information suitable for the ML scheme or the grating reduction utilization scheme.
따라서, 본 발명의 목적은 다중 입출력(MIMO : Multiple Input Multiple Output) 무선통신 시스템에서 폐루프(CL : Close Loop) 방식을 위한 스트림별 채널 품질 정보(CQI : Channel Quality Information)를 생성하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.It is therefore an object of the present invention to provide an apparatus and method for generating stream quality channel quality information (CQI) for a closed loop (CL) scheme in a multiple input multiple output (MIMO) Method.
본 발명의 다른 목적은 다중 입출력 무선통신 시스템에서 격자 감소 활용(lattice-reduction-aided) 검출 기법을 위한 스트림별 채널 품질 정보를 생성하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.It is another object of the present invention to provide an apparatus and method for generating per-stream channel quality information for a lattice-reduction-aided detection technique in a multi-input / output wireless communication system.
본 발명의 또 다른 목적은 다중 입출력 무선통신 시스템에서 ML(Maximum Likelihood) 검출 기법을 위한 스트림별 채널 품질 정보를 생성하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.It is still another object of the present invention to provide an apparatus and method for generating per-stream channel quality information for a maximum likelihood (ML) detection technique in a MIMO wireless communication system.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제 1 견지에 따르면, 다중 입출력(MIMO : Multiple Input Multiple Output) 무선통신 시스템에서 수신단 장치는, 다수의 안테나들을 통해 송신단으로부터의 신호를 수신하는 수신기와, 수신신호를 이용하여 상기 송신단과의 안테나별 채널을 추정하여 채널행렬을 구성하는 추정기와, 격자 감소(lattice reduction) 기법을 적용한 경우의 스트림별 유효 잡음(effective noise)을 도출하고, 상기 스트림별 오류 성분을 이용하여 스트림별 채널 품질 정보(CQI : Channel Quality Information)를 생성하는 생성기를 포함하는 것을 특징으로 한다.According to an aspect of the present invention, there is provided a receiving apparatus in a multiple input multiple output (MIMO) wireless communication system including a receiver for receiving a signal from a transmitting terminal through a plurality of antennas, An estimator for estimating a channel for each antenna with the transmitter and constructing a channel matrix and an effective noise for each stream when a lattice reduction technique is applied, And a generator for generating channel quality information (CQI) for each stream by using the channel quality information.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제 2 견지에 따르면, 다중 입출력 무선통신 시스템에서 스트림별 채널 품질 정보 생성 방법은, 다수의 안테나들을 통해 송신단으로부터의 신호를 수신하는 과정과, 수신신호를 이용하여 상기 송신단과의 안테나별 채널을 추정하여 채널행렬을 구성하는 과정과, 격자 감소 기법을 적용한 경우의 스트림별 유효 잡음을 도출하는 과정과, 상기 스트림별 오류 성분을 이용하여 스트림별 채널 품질 정보를 생성하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.According to a second aspect of the present invention, there is provided a method of generating channel quality information for each stream in a MIMO wireless communication system, comprising: receiving a signal from a transmitter through a plurality of antennas; Generating a channel matrix by estimating a channel for each antenna with the transmitting end; deriving an effective noise for each stream when a lattice reduction technique is applied; generating channel quality information for each stream using the error component for each stream; The method comprising the steps of:
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다중 입출력(MIMO : Multiple Input Multiple Output) 무선통신 시스템에서 격자 감소(lattice reduction) 기법을 이용하여 산출되는 유효 잡음(effective noise)을 이용하여 스트림별 채널 품질 정보(CQI : Channel Quality Information)을 생성함으로써, 폐루프(CL : Closed Loop) 다중 입출력 시스템을 위한 피드백 정보를 생성할 수 있다.Channel quality information (CQI) for each stream is generated by using effective noise calculated using a lattice reduction technique in a multiple input multiple output (MIMO) wireless communication system , And closed loop (CL) multi-input / output systems.
이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 그리고, 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우, 그 상세한 설명은 생략한다.DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Reference will now be made in detail to the preferred embodiments of the present invention, examples of which are illustrated in the accompanying drawings. In the following description of the present invention, a detailed description of known functions and configurations incorporated herein will be omitted when it may make the subject matter of the present invention rather unclear.
이하 본 발명은 다중 입출력(MIMO : Multiple Input Multiple Output) 무선통신 시스템에서 격자 감소 활용(lattice-reduction-aided) 검출 기법 및 ML(Maximum Likelihood) 검출 기법을 위한 스트림별 채널 품질 정보를 생성하기 위한 기술을 설명한다. The present invention relates to a technique for generating channel-specific channel quality information for a lattice-reduction-aided detection technique and ML (Maximum Likelihood) detection technique in a multiple input multiple output (MIMO) .
본 발명에 따르는 스트림별 채널 품질 정보 생성 과정은 크게 3개의 단계로 진행된다. 본 발명은, 첫째, 변조 성상도(modultion constellation)를 스케일링(scailing)하는 단계, 둘째, 스트림별 심벌 에러율(SER : Symbol Error Rate)을 산출하는 단계, 셋째, 스트림별 심벌 에러율을 신호대 간섭 및 잡음비로 변환하고, 최종 채널 품질 정보를 결정하는 단계로 진행된다. 둘째 단계에서, 스트림별 심벌 에러율은 가능한 변조방식 조합들 각각에 대해 산출된다. 이때, 변조방식 조합에 대응되는 격자 감소(lattice reduction) 행렬의 형태에 따라 다른 방식에 의해 스트림별 심벌 에러율이 산출된다. 이하 본 발명은 수학식을 이용하여 본 발명에 따른 스트림별 채널 품질 정보 생성 과정을 설명한다.The process of generating channel quality information for each stream according to the present invention proceeds in three stages. The present invention is characterized in that the first step includes scaling a modulation constellation, a step of calculating a symbol error rate (SER) of each stream, and a step of calculating a symbol error rate (SR) And proceeds to the step of determining the final channel quality information. In the second stage, the per-stream symbol error rate is calculated for each possible modulation scheme combination. At this time, a symbol error rate for each stream is calculated by a different method depending on the type of lattice reduction matrix corresponding to the combination of modulation schemes. Hereinafter, the present invention will be described with respect to a process of generating channel quality information for each stream according to the present invention, using Equation (1).
먼저, 성상도 내의 이웃한 점들 간 거리가 '1'이 되도록, 성상도는 스케일링 된다. 이에 따라, 채널행렬 또한 스케일링된다. 예를 들어, k번째 스트림의 변조 성상도가 로 스케일링되면, 채널행렬의 k번째 열은 로 스케일링된다. 즉, 채 널행렬 의 k번째 열인 는 로 변경된다. 스케일링 값(factor) 는 변조방식에 따라 다르게 결정된다. 그리고, 스케일링된 변조 성상도는 각 점의 값이 정수가 되도록 쉬프트(shift)된다. 예를 들어, 도 1의 (a)와 같이 4개의 점 , , , 을 포함하는 성상도를 가정할 때, 상기 도 1의 (a)와 같은 성상도는 상기 도 1의 (b)와 같이 스케일링 및 쉬프팅된다.First, the constellation is scaled such that the distance between neighboring points in the constellation is '1'. Accordingly, the channel matrix is also scaled. For example, if the modulation constellation of the k < th > , The kth column of the channel matrix < RTI ID = 0.0 > Lt; / RTI > That is, The kth column of The . Scaling factor Is determined differently depending on the modulation method. Then, the scaled modulation constellation is shifted so that the value of each point becomes an integer. For example, as shown in Fig. 1 (a), four points , , , The constellation shown in FIG. 1 (a) is scaled and shifted as shown in FIG. 1 (b).
개의 스트림들이 존재하고,개의 변조방식이 사용가능할 때, 총 가지의 변조방식 조합(combination)들이 발생한다. 이하 설명에서, 상기 가지의 변조방식 조합들을 하나의 집합으로 구성하고, i번째 변조방식 조합을 라 정의한다. 상기 는 이며, 는 i번째 변조방식 조합에서 k번째 스트림에 대응되는 변조방식을 의미한다. There are two streams, When modulation schemes are available, Combinations of modulation schemes of branches occur. In the following description, The combination of the modulation methods of the branch is formed into one set, and the combination of the i-th modulation method . remind The Lt; Denotes a modulation scheme corresponding to the k-th stream in the i-th modulation scheme combination.
임의의 변조방식 조합 을 가정할 때, 스케일링된 채널행렬 및 스케일링된 송신신호 각각은 하기 <수학식 1>과 같이 표현된다.Any combination of modulation schemes , The scaled channel matrix and the scaled transmission signal are expressed by Equation (1).
상기 <수학식 1>에서, 상기 는 스케일링된 채널행렬, 상기 는 i번째 변조방식 조합에 대한 채널행렬의 m번째 열에 대한 스케일링 값, 상기 은 채널행렬의 m번째 열, 상기 는 스케일링된 송신신호, 상기 은 m번째 스트림을 통한 수신신호, 상기 는 쉬프팅 값을 의미한다. 여기서, 상기 는 복소수(complex number)이다.In Equation (1) above, Is a scaled channel matrix, Is the scaling value for the m < th > column of the channel matrix for the i-th modulation scheme combination, Is the m-th column of the channel matrix, A scaled transmit signal, Is the reception signal through the m < th > stream, Means the shifting value. Here, Is a complex number.
상기 <수학식 1>을 통해 수신신호를 표현하면 하기 <수학식 2>와 같다.The received signal can be expressed by Equation (1).
상기 <수학식 2>에서, 상기 는 스케일링된 수신신호, 상기 은 수신신호, 상기 는 쉬프팅 값, 상기 은 스트림 개수, 상기 는 총 송신 전력, 상기 는 스케일링된 채널행렬, 상기 는 스케일링된 송신신호, 상기 은 잡음을 의미한다.In Equation (2) above, A scaled received signal, A received signal, The shifting value, The number of streams, Total transmission power, Is a scaled channel matrix, A scaled transmit signal, Means noise.
격자 감소 기법을 적용하면 상기 <수학식 2>는 하기 <수학식 3>과 같이 표현된다.When the lattice reduction technique is applied, Equation (2) can be expressed as Equation (3) below.
상기 <수학식 3>에서, 상기 는 스케일링된 수신신호, 상기 은 스트림 개수, 상기 는 총 송신 전력, 상기 는 스케일링된 채널행렬, 상기 는 격자 감소 행렬, 상기 는 가판정(tentative decision) 대상 신호, 즉, 격자 감소 기법에 의한 검출 대상 신호, 상기 은 잡음을 의미한다. 여기서, 상기 는 이며, 상기 및 상기 내 모든 원소들의 실수부 및 허수부는 정수이다.In Equation (3) above, A scaled received signal, The number of streams, Total transmission power, Is a scaled channel matrix, A grid reduction matrix, A tentative decision target signal, that is, a detection target signal by a lattice reduction technique, Means noise. Here, The , And And The real and imaginary parts of all of the elements are integers.
이때, 상기 를 검출한 경우의 오류 확률이 필요하다. 본 발명은 상기 를 검출하기 위한 기법으로서 ZF(Zero Forcing) 검출 기법 또는 SQRD(Sorted QR Decomposition) 검출 기법을 고려하며, 이하 본 발명은 검출 기법에 따라 구분되어 설명된다.At this time, Error probability is required. The present invention relates to ZF (Zero Forcing) detection technique or SQRD (Sorted QR Decomposition) detection technique is considered as a technique for detecting the QPSK signal. Hereinafter, the present invention will be described according to the detection technique.
ZF 검출 기법이 사용되는 경우를 설명하면 다음과 같다.The case where the ZF detection technique is used will be described as follows.
상기 격자 감소 기법을 수행한 결과, 격자 감소 행렬이 얻어진다. 이때, 변조방식 조합이 무엇이냐에 따라 서로 다른 유효 채널 행렬이 생성되고, 유효 채널 행렬이 무엇이냐에 따라 서로 다른 격자 감소 행렬이 얻어진다. 이때, 본 발명은 단위 행렬의 형태를 갖는 격자 감소 행렬과 단위 행렬의 형태를 갖지 않는 격자 감소 행렬을 구분하고, 형태에 따라 서로 다른 방식을 적용한다.As a result of performing the lattice reduction technique, a lattice reduction matrix is obtained. At this time, different effective channel matrices are generated depending on the modulation scheme combination, and different lattice reduction matrices are obtained depending on what is the effective channel matrix. At this time, the present invention distinguishes a lattice reduction matrix having the form of a unit matrix and a lattice reduction matrix having no unit matrix form, and applies different schemes according to the type.
먼저, 격자 감소 행렬이 단위 행렬이 아닌 경우를 설명하면 다음과 같다.First, a case where the lattice reduction matrix is not an identity matrix will be described as follows.
격자 감소 행렬이 단위 행렬이 아닌 경우, ZF 검출 기법을 이용하여 를 가판정하면 하기 <수학식 4>와 같다.If the lattice reduction matrix is not a unitary matrix, we use the ZF detection scheme Is expressed as Equation (4) below.
상기 <수학식 4>에서, 상기 는 격자 감소 기법에 의한 검출 대상 신호의 검출 값, 상기 는 반올림 연산자, 상기 은 스트림 개수, 상기 는 총 송신 전력, 상기 는 격자 감소 행렬, 상기 는 스케일링된 채널행렬, 상기 는 격자 감소 기법에 의한 검출 대상 신호, 상기 은 잡음, 상기 은 유효 잡음을 의미한다. 여기서, 상기 은 가우시안(Guassian) 분포를 따르며, 상기 의 평균은 0, 상기 의 분산은 이다.In Equation (4) above, The detection value of the detection target signal by the lattice reduction technique, Is a rounding operator, The number of streams, Total transmission power, A grid reduction matrix, Is a scaled channel matrix, A signal to be detected by the lattice reduction technique, Noise, Means effective noise. Here, Is in accordance with the Guassian distribution, Is 0, The dispersion of to be.
상기 <수학식 4>에 나타난 검출 결과에서, 검출 오류에 영향을 미치는 유일한 요소는 유효 잡음이며, 상기 유효 잡음은 하기 <수학식 5>와 같다.In the detection result shown in Equation (4), the only element that affects the detection error is effective noise, and the effective noise is expressed by Equation (5).
상기 <수학식 5>에서, 상기 은 유효 잡음, 상기 은 스트림 개수, 상기 는 총 송신 전력, 상기 는 격자 감소 행렬, 상기 는 스케일링된 채널행렬, 상기 은 잡음을 의미한다. 여기서, 상기 은 가우시안 분포를 따르며, 상기 의 평균은 0, 상기 의 분산은 이다.In Equation (5) above, Is an effective noise, The number of streams, Total transmission power, A grid reduction matrix, Is a scaled channel matrix, Means noise. Here, Is in accordance with the Gaussian distribution, Is 0, The dispersion of to be.
상기 <수학식 4>를 근거로 송신신호는 하기 <수학식 6>과 같이 결정된다.The transmission signal is determined according to Equation (6) based on Equation (4).
상기 <수학식 6>에서, 상기 는 검출된 송신신호, 상기 는 격자 감소 행렬, 상기 는 격자 감소 기법에 의한 검출 대상 신호의 검출 값, 상기 는 격자 감소 기법에 의한 검출 대상 신호, 상기 는 반올림 연산자, 상기 는 스케일링된 송신신호, 상기 은 유효 잡음을 의미한다.In Equation (6) above, The transmitted signal, A grid reduction matrix, The detection value of the detection target signal by the lattice reduction technique, A signal to be detected by the lattice reduction technique, Is a rounding operator, A scaled transmit signal, Means effective noise.
송신신호 검출에 대한 오류 확률을 산출하는데 있어서, 송신신호가 내부 성상도 점(interior constellation point)에 있는 경우와 외부 성상도 점(exterior constellation point)에 있는 경우는 구분되어 서로 다른 방식으로 처리된다. 여기서, 상기 외부 성상도 점은 변조방식의 성상도 점들 중 가장 외곽에 위치한 점들을 의미하며, 상기 내부 성상도 점은 상기 외부 성상도 점을 제외한 나머지 점들을 의미한다. 예를 들어, QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)과 같이 4개의 성상도 점을 갖는 변조방식의 경우, 스케일링 및 쉬프팅된 성상도 점은 도 2에 도시된 바와 같다. 각 성상도 점을 A(201), B(203), C(205), D(207)이라 할 때, 가장 외곽에 위치한 상기 A(201), 상기 B(203), 상기 C(205), 상기 D(207)는 외부 성상도 점들이다. 이때, 상기 A(201), 상기 B(203), 상기 C(205), 상기 D(207)를 제외한 나머지 성상도 점은 존재하지 않으므로, 상기 QPSK 변조 방식의 경우, 내부 성상도 점은 존재하지 않는다.In calculating the error probability for the transmission signal detection, the case where the transmission signal is at the interior constellation point and the case where the transmission constellation point is at the exterior constellation point are processed in different ways. Here, the external constellation point refers to points located at the outermost among the constellation points of the modulation method, and the constellation point refers to points except for the external constellation point. For example, in the case of a modulation scheme having four constellation points such as Quadrature Phase Shift Keying (QPSK), the scaling and shifted constellation points are as shown in FIG. (A) 201, B (203), C (205), and C (205) which are located at the outermost positions are referred to as A (201), B D (207) are external constellation points. At this time, since there are no constellation points except for A (201), B (203), C (205) and D (207), in the case of the QPSK modulation scheme, Do not.
먼저, 송신신호가 내부 성상도 점들 중 하나인 경우, k번째 스트림의 검출 오류 확률은 하기 <수학식 7>과 같다.First, if the transmission signal is one of the constellation constellation points, the detection error probability of the k-th stream is given by Equation (7).
상기 <수학식 7>에서, 상기 는 k번째 스트림에 대한 송신신호의 검출 값, 상기 는 상기 의 오류 확률, 상기 는 격자 감소 행렬의 k번째 행, 상기 는 반올림 연산자, 상기 은 유효 잡음, 상기 는 사건 A가 일어날 확률을 의미한다.In Equation (7) above, Is a detection value of a transmission signal for the k < th > stream, Quot; The error probability of Is the kth row of the lattice reduction matrix, Is a rounding operator, Is an effective noise, Is the probability that event A will occur.
그리고, 송신신호가 외부 성상도 점들 중 하나인 경우, k번째 스트림의 검출 오류 확률은 하기 <수학식 8>과 같다.If the transmitted signal is one of the outer constellation points, the detection error probability of the kth stream is given by Equation (8).
상기 <수학식 8>에서, 상기 는 k번째 스트림에 대한 송신신호의 검출 값, 상기 는 상기 의 검출 오류 확률, 상기 는 k번째 스트림 에 대한 송신신호, 상기 는 격자 감소 행렬의 k번째 행, 상기 은 유효 잡음, 상기 는 사건 A가 일어날 확률을 의미한다.In Equation (8) above, Is a detection value of a transmission signal for the k < th > stream, Quot; The detection error probability of Is a transmission signal for the k < th > stream, Is the kth row of the lattice reduction matrix, Is an effective noise, Is the probability that event A will occur.
상기 <수학식 8>에 의하면, 이 가능한 영역의 정수 점(any integer point in feasible region)이 되는 확률이 외부 성상도 점에 대한 k번째 스트림의 검출 성공 확률이다. 여기서, 가능한 영역은 해당 외부 성상도 점을 가장 가까운 외부 성상도 점으로 갖는 외부 성상도 점 외의 정수 점들을 모두 포함하는 영역을 의미한다. 예를 들어, 상기 도 2에서, 점 C(205)의 가능한 영역은 빗금친 영역이다.According to Equation (8) above, The probability that a certain integer point in feasible region is the probability of detection of the kth stream for the external constellation point. Here, the possible region means an area including all the integer constellation points having the outer constellation point closest to the outer constellation point. For example, in FIG. 2, a possible region of the
상기 <수학식 7> 및 상기 <수학식 8>과 같이, 오류 확률은 송신신호의 위치에 따라 구분되어 계산된다. 이에 따라, k번째 스트림에서 가능한 송신신호들 각각에 대한 검출 오류 확률을 평균화함으로써, k번째 스트림의 검출 오류 확률이 산출된다. 이를 수식으로 표현하면 하기 <수학식 9>와 같다.As shown in Equation (7) and Equation (8), the error probability is calculated according to the position of the transmission signal. Accordingly, the detection error probability of each of the possible transmission signals in the k-th stream is averaged to thereby calculate the detection error probability of the k-th stream. This can be expressed by Equation (9).
상기 <수학식 9>에서, 상기 는 k번째 스트림에 대한 송신신호의 검출 값, 상기 는 상기 의 오류 확률, 상기 는 조건 A에서 상기 의 검출 오류 확률, 상기 는 k번째 스트림에 대한 송신신호, 상기 는 i번째 변조방식 조합 중 k번째 스트림의 변조방식의 성상도에서 내부 성상도 점들의 집합, 상기 는 i번째 변조방식 조합 중 k번째 스트림의 변조방식의 성상도에서 외부 성상도 점들의 집합, 상기 는 i번째 변조방식 조합 중 k번째 스트림의 변조방식의 성상도 내 점의 개수를 의미한다.In Equation (9) above, Is a detection value of a transmission signal for the k < th > stream, Quot; The error probability of Lt; RTI ID = 0.0 > The detection error probability of Is a transmission signal for the k < th > stream, Denotes a set of inner constellation points in the constellation of the modulation scheme of the k-th stream among the i-th modulation scheme combination, Is a set of external constellation points in the constellation of the modulation method of the k-th stream among the i-th modulation scheme combination, Denotes the number of constellation points in the modulation scheme of the k-th stream among the i-th modulation scheme combination.
상기 k번째 스트림의 검출 오류 확률을 직접 산출하는 것은 매우 난해하다. 따라서, 본 발명은 다음과 같이 상기 k번째 스트림의 검출 성공 확률의 최소 한계(lower boundary)를 산출하고, 상기 k번째 스트림의 검출 성공 확률의 최소 한계를 이용하여 상기 k번째 스트림의 검출 오류 확률의 최대 한계(upper boundary)를 획득한다. It is very difficult to directly calculate the detection error probability of the kth stream. Accordingly, the present invention calculates a lower boundary of the detection success probability of the k-th stream and calculates a detection probability of the k-th stream using the minimum limit of the detection success probability of the k-th stream as follows: Obtain the upper boundary.
먼저, 내부 성상도 점에 대응되는 k번째 스트림의 검출 오류 확률은 하기 <수학식 10>과 같이 표현된다.First, the detection error probability of the k-th stream corresponding to the inner constellation point is expressed by Equation (10).
상기 <수학식 10>에서, 상기 는 k번째 스트림에 대한 송신신호의 검출 값, 상기 는 조건 A에서 상기 의 검출 오류 확률, 상기 는 조건 A에서 상기 의 검출 성공 확률, 상기 는 k번째 스트림에 대한 송신신호, 상기 는 i번째 변조방식 조합 중 k번째 스트림의 변조방식의 성상도에서 내부 성상도 점들의 집합, 상기 는 격자 감소 행렬의 k번째 행, 상기 는 반올림 연산자, 상기 은 유효 잡음, 상기 는 사건 A가 일어날 확률, 상기 는 j번째 스트림에 대한 유효 잡음을 의미한다.In Equation (10) above, Is a detection value of a transmission signal for the k < th > stream, Lt; RTI ID = 0.0 > The detection error probability of Lt; RTI ID = 0.0 > The probability of detection success of Is a transmission signal for the k < th > stream, Denotes a set of inner constellation points in the constellation of the modulation scheme of the k-th stream among the i-th modulation scheme combination, Is the kth row of the lattice reduction matrix, Is a rounding operator, Is an effective noise, Is the probability of occurrence of event A, Denotes effective noise for the jth stream.
그리고, 외부 성상도 점에 대응되는 k번째 스트림의 검출 성공 확률은 하기 <수학식 11>와 같이 표현된다.The detection success probability of the kth stream corresponding to the external constellation point is expressed by Equation (11) below.
상기 <수학식 11>에서, 상기 는 k번째 스트림에 대한 송신신호의 검출 값, 상기 는 조건 A에서 상기 의 검출 오류 확률, 상기 는 조건 A에서 상기 의 검출 성공 확률, 상기 는 k번째 스트림에 대한 송신신호, 상기 는 i번째 변조방식 조합 중 k번째 스트림의 변조방식의 성상도에서 외부 성상도 점들의 집합, 상기 는 격자 감소 행렬의 k번째 행, 상기 는 반올림 연산자, 상기 은 유효 잡음, 상기 은 가능한 l번째 성상도 점, 상기 는 사건 A가 일어날 확률을 의미한다.In Equation (11) above, Is a detection value of a transmission signal for the k < th > stream, Lt; RTI ID = 0.0 > The detection error probability of Lt; RTI ID = 0.0 > The probability of detection success of Is a transmission signal for the k < th > stream, Is a set of external constellation points in the constellation of the modulation method of the k-th stream among the i-th modulation scheme combination, Is the kth row of the lattice reduction matrix, Is a rounding operator, Is an effective noise, Is the possible first constellation point, Is the probability that event A will occur.
상기 <수학식 11>에서, 각 항에 포함된 유효 잡음 성분들 각각은 독립적이 다. 적절한 신호대 잡음비 영역이 고려될 때, 유효 잡음의 분산은 상대적으로 커지고, 유효 잡음 확률 밀도 함수(probablity density funtion)의 곡선은 상대적으로 날카로워진다. 이때, 유효 잡음의 값에 따른 발생 빈도를 살펴보면, 유효 잡음의 값이 클수록 발생 빈도는 낮아진다. 따라서, 높은 발생 빈도를 갖는 유효 잡음의 반올림 값 은 0, ±1, ±j, ±1±j 등 9가지이다. 이와 같이, 유효 잡음의 반올림 값은 9M개의 다양한 값들로 나타나며, 각 값은 가우시안 분포에 따른다. 상기 유효 잡음의 반올림 값들 각각에 대하여, 성공적인 검출 값 이 산출된다. 그리고, 상기 성공적인 검출 값이 가능한 송신신호 영역에 포함되면, 송신신호의 올바른 검출이 수행된다. 즉, 모든 외부 성상도 점에 대응되는 송신신호들의 검출 성공 확률을 평균화함으로써, 외부 성상도 점에 대응되는 k번째 스트림의 검출 성공 확률이 얻어진다.In Equation (11), each effective noise component included in each term is independent. When the appropriate signal-to-noise ratio region is considered, the variance of the effective noise is relatively large, and the curve of the effective noise probability density function is relatively sharp. At this time, as to the frequency of occurrence according to the value of the effective noise, the frequency of occurrence becomes lower as the value of the effective noise is larger. Therefore, the rounding value of effective noise having a high occurrence frequency There are 9 types such as 0, ± 1, ± j, ± 1 ± j. Thus, the rounded value of the effective noise appears to 9 M of different values, each value to be in accordance with the Gaussian distribution. For each rounded value of the effective noise, a successful detection value . Then, if the successful detection value is included in the possible transmission signal region, correct detection of the transmission signal is performed. That is, a detection success probability of a kth stream corresponding to an external constellation point is obtained by averaging the detection success probabilities of transmission signals corresponding to all external constellation points.
상기 <수학식 10> 및 상기 <수학식11>을 이용하면, k번째 스트림에 대한 검출 오류 확률의 최대 한계는 하기 <수학식 12>와 같이 표현된다.Using Equation (10) and Equation (11), the maximum limit of the detection error probability for the k-th stream is expressed as Equation (12).
상기 <수학식 12>에서, 상기 는 i번째 변조방식 조합 중 k번째 스트림에 대한 심벌 에러율의 최대 한계, 상기 는 i번째 변조방식 조합 중 k번째 스트림의 변조방식의 성상도 내 점의 개수, 상기 는 k번째 스트림에 대한 송신신호, 상기 는 i번째 변조방식 조합 중 k번째 스트림의 변조방식의 성상도에서 내부 성상도 점들의 집합, 상기 는 j번째 스트림에 대한 유효 잡음, 상기 는 i번째 변조방식 조합 중 k번째 스트림의 변조방식의 성상도에서 외부 성상도 점들의 집합, 상기 는 격자 감소 행렬의 k번째 행, 상기 은 가능한 l번째 성상도 점,상기 은 유효 잡음, 상기 는 사건 A가 일어날 확률을 의미한다.In Equation (12) above, Is the maximum limit of the symbol error rate for the kth stream among the combinations of the i < th > modulation scheme, Is the number of the constellation inner points of the modulation scheme of the kth stream among the i th modulation scheme combination, Is a transmission signal for the k < th > stream, Denotes a set of inner constellation points in the constellation of the modulation scheme of the k-th stream among the i-th modulation scheme combination, Is the effective noise for the jth stream, Is a set of external constellation points in the constellation of the modulation method of the k-th stream among the i-th modulation scheme combination, Is the kth row of the lattice reduction matrix, Is the possible first constellation point, Is an effective noise, Is the probability that event A will occur.
다음으로, 격자 감소 행렬이 단위 행렬인 경우를 설명하면 다음과 같다.Next, a case where the lattice reduction matrix is a unit matrix will be described.
채널 상태가 우수하여 격자 감소 행렬이 단위 행렬인 경우, ZF 검출 기법을 이용하여 를 가판정하면 하기 <수학식 13>와 같다.If the channel state is good and the lattice reduction matrix is a unitary matrix, The following equation (13) is obtained.
상기 <수학식 13>에서, 상기 는 격자 감소 기법에 의한 검출 대상 신호의 검출 값, 상기 는 총 송신 전력, 상기 은 스트림 개수, 상기 는 스케일링된 채널행렬, 상기 는 격자 감소 기법에 의한 검출 대상 신호, 상기 은 유효 잡음, 상기 는 반올림 연산자를 의미한다.In Equation (13) above, The detection value of the detection target signal by the lattice reduction technique, Total transmission power, The number of streams, Is a scaled channel matrix, A signal to be detected by the lattice reduction technique, Is an effective noise, Means the rounding operator.
상기 <수학식 13>에 나타난 검출 결과에서, 검출 오류에 영향을 미치는 유일한 요소는 유효 잡음이며, 상기 유효 잡음은 하기 <수학식 14>과 같다.In the detection result shown in Equation (13), the only element that affects the detection error is effective noise, and the effective noise is expressed by Equation (14).
상기 <수학식 14>에서, 상기 은 유효 잡음, 상기 는 총 송신 전력, 상기 은 스트림 개수, 상기 는 스케일링된 채널행렬, 상기 은 잡음을 의미한다.In Equation (14) above, Is an effective noise, Total transmission power, The number of streams, Is a scaled channel matrix, Means noise.
상기 <수학식 13>를 근거로 송신신호는 하기 <수학식 15>과 같이 검출된다.Based on Equation (13), the transmission signal is detected as Equation (15).
상기 <수학식 15>에서, 상기 는 검출된 송신신호, 상기 는 격자 감소 기법에 의한 검출 대상 신호의 검출 값, 상기 는 격자 감소 기법에 의한 검출 대상 신호, 상기 는 반올림 연산자, 상기 은 유효 잡음, 상기 는 스케 일링된 송신신호를 의미한다.In Equation (15) above, The transmitted signal, The detection value of the detection target signal by the lattice reduction technique, A signal to be detected by the lattice reduction technique, Is a rounding operator, Is an effective noise, Denotes a scaled transmission signal.
이에 따라, 내부 성상도 점에 대응되는 k번째 스트림에 대한 송신신호의 검출 값은 하기 <수학식 16>과 같다.Accordingly, the detection value of the transmission signal for the k-th stream corresponding to the internal constellation point is expressed by Equation (16).
상기 <수학식 16>에서, 상기 는 k번째 스트림에 대한 송신신호의 검출 값, 상기 는 조건 A에서 상기 의 검출 오류 확률, 상기 는 k번째 스트림에 대한 송신신호, 상기 는 i번째 변조방식 조합 중 k번째 스트림의 변조방식의 성상도에서 내부 성상도 점들의 집합, 상기 는 k번째 스트림에 대한 유효 잡음, 상기 는 사건 A가 일어날 확률을 의미한다.In Equation (16) above, Is a detection value of a transmission signal for the k < th > stream, Lt; RTI ID = 0.0 > The detection error probability of Is a transmission signal for the k < th > stream, Denotes a set of inner constellation points in the constellation of the modulation scheme of the k-th stream among the i-th modulation scheme combination, Is the effective noise for the k < th > stream, Is the probability that event A will occur.
그리고, 외부 성상도 점에 대응되는 k번째 스트림에 대한 송신신호의 검출 값은 하기 <수학식 17>와 같다.The detected value of the transmission signal for the k-th stream corresponding to the external constellation point is represented by Equation (17).
상기 <수학식 17>에서, 상기 는 k번째 스트림에 대한 송신신호의 검출 값, 상기 는 조건 A에서 상기 의 검출 오류 확률, 상기 는 k번째 스트림에 대한 송신신호, 상기 는 i번째 변조방식 조합 중 k번째 스트림의 변조방식의 성상도에서 외부 성상도 점들의 집합, 상기 는 k번째 스트림에 대한 유효 잡음, 상기 는 반올림 연산자, 상기 는 사건 A가 일어날 확률을 의미한다.In Equation (17) above, Is a detection value of a transmission signal for the k < th > stream, Lt; RTI ID = 0.0 > The detection error probability of Is a transmission signal for the k < th > stream, Is a set of external constellation points in the constellation of the modulation method of the k-th stream among the i-th modulation scheme combination, Is the effective noise for the k < th > stream, Is a rounding operator, Is the probability that event A will occur.
이때, 상기 <수학식 16>에 포함된 확률 인자는 하기 <수학식 18>과 같이 정의될 수 있다.In this case, the probability factor included in Equation (16) can be defined as Equation (18).
상기 <수학식 18>에서, 상기 는 가우시안 Q 함수, 상기 는 k번째 스트림에 대한 유효 잡음, 상기 는 사건 A가 일어날 확률을 의미한다.In Equation 18, Is a Gaussian Q function, Is the effective noise for the k < th > stream, Is the probability that event A will occur.
상기 <수학식 18>과 같은 정의를 이용하면, 4-QAM 방식을 사용한 경우, 외부 성상도 점에 대응되는 k번째 스트림에 대한 송신신호의 검출 값은 하기 <수학식 19>과 같다.Using the definition as in Equation (18), when the 4-QAM scheme is used, the detection value of the transmission signal for the k-th stream corresponding to the point of external constellation is expressed by Equation (19).
상기 <수학식 19>에서, 상기 는 k번째 스트림에 대한 송신신호의 검출 값, 상기 는 조건 A에서 상기 의 검출 오류 확률, 상기 는 k번째 스트림에 대한 송신신호, 상기 는 i번째 변조방식 조합 중 k번째 스트림의 변조방식의 성상도에서 외부 성상도 점들의 집합, 상기 는 가우시안 Q 함수, 상기 는 사건 A가 일어날 확률을 의미한다.In Equation (19) above, Is a detection value of a transmission signal for the k < th > stream, Lt; RTI ID = 0.0 > The detection error probability of Is a transmission signal for the k < th > stream, Is a set of external constellation points in the constellation of the modulation method of the k-th stream among the i-th modulation scheme combination, Is a Gaussian Q function, Is the probability that event A will occur.
또한, 상기 <수학식 18>과 같은 정의를 이용하면, 16-QAM 방식을 사용한 경우, 외부 성상도 점에 대응되는 k번째 스트림에 대한 송신신호의 검출 오류 확률은 하기 <수학식 20>와 같다.Using the definition as in Equation (18), in the case of using the 16-QAM scheme, the detection error probability of the transmission signal for the kth stream corresponding to the point of external constellation is expressed by Equation (20) .
상기 <수학식 20>에서, 상기 는 k번째 스트림에 대한 송신신호의 검출 값, 상기 는 조건 A에서 상기 의 검출 오류 확률, 상기 는 k번째 스트림에 대한 송신신호, 상기 는 i번째 변조방식 조합 중 k번째 스트림의 변조방식의 성상도에서 외부 성상도 점들의 집합, 상기 는 가우시안 Q 함수를 의미한다.In Equation (20) above, Is a detection value of a transmission signal for the k < th > stream, Lt; RTI ID = 0.0 > The detection error probability of Is a transmission signal for the k < th > stream, Is a set of external constellation points in the constellation of the modulation method of the k-th stream among the i-th modulation scheme combination, Denotes a Gaussian Q function.
상기 <수학식 16>을 이용하여 산출되는 내부 성상도 점에 대응되는 검출 오류 확률과 상기 <수학식 20>를 이용하여 산출되는 외부 성상도 점에 대응되는 검출 오류 확률을 상기 <수학식 9>에 적용하면, 격자 감소 행렬이 단위 행렬인 경우의 검출 오류 확률을 최대 한계가 얻어진다.The detection error probability corresponding to the inner constellation point calculated using Equation (16) and the detection constancy corresponding to the outer constellation point calculated using Equation (20) , A maximum limit of the detection error probability when the lattice reduction matrix is the unit matrix is obtained.
SQRD 검출 기법이 사용되는 경우를 설명하면 다음과 같다.The case where the SQRD detection scheme is used will be described below.
먼저, 유효 채널 행렬은 하기 <수학식 21>과 같이 QR 분해된다.First, the effective channel matrix is QR decomposed as shown in Equation (21).
상기 <수학식 21>에서, 상기 은 스트림 개수, 상기 는 총 송신 전력, 상기 는 스케일링된 채널행렬, 상기 는 격자 감소 행렬, 상기 는 유효 채널 행렬을 QR분해한 결과 얻어지는 Q행렬, 상기 는 유효 채널 행렬을 QR분해한 결과 얻어지는 R행렬을 의미한다.In Equation 21, The number of streams, Total transmission power, Is a scaled channel matrix, A grid reduction matrix, A Q matrix obtained by QR decomposition of an effective channel matrix, Denotes an R matrix obtained as a result of QR decomposition of an effective channel matrix.
이에 따라, 수신 신호는 하기 <수학식 22>와 같이 변형된다.Accordingly, the received signal is transformed as shown in Equation (22).
상기 <수학식 22>에서, 상기 는 유효 채널 행렬을 QR분해한 결과 얻어지는 Q행렬의 허미션 행렬과 수신신호를 곱한 행렬, 상기 는 유효 채널 행렬을 QR분해한 결과 얻어지는 Q행렬의 허미션(Hermitian) 행렬, 상기 는 수신 신호, 상기 는 유효 채널 행렬을 QR분해한 결과 얻어지는 R행렬, 상기 는 격자 감소 기법에 의한 검출 대상 신호, 상기 은 잡음, 상기 은 유효 잡음을 의미한다.In Equation 22, A matrix obtained by multiplying a received signal by a hermetion matrix of a Q matrix obtained as a result of QR decomposition of an effective channel matrix, A Hermitian matrix of a Q matrix obtained as a result of QR decomposition of an effective channel matrix, A reception signal, An R matrix obtained by QR decomposition of an effective channel matrix, A signal to be detected by the lattice reduction technique, Noise, Means effective noise.
상기 <수학식 22>와 같이 수신 신호에 Q행렬의 허미션 행렬을 곱함으로써, 검출해야할 신호 가 상삼각행렬(upper triangular matrix)와 곱해진 형태가 되어 간단히 검출될 수 있다.By multiplying the received signal by the hermetian matrix of the Q matrix as in Equation (22), the signal to be detected Can be simply detected by being multiplied with an upper triangular matrix.
이때, 잡음 성분은 하기 <수학식 23>와 같다.In this case, the noise component is expressed by Equation (23).
상기 <수학식 23>에서, 상기 은 유효 잡음, 상기 는 유효 채널 행렬을 QR분해한 결과 얻어지는 Q행렬의 허미션 행렬, 상기 은 잡음을 의미한다.In Equation 23, Is an effective noise, A hermetion matrix of a Q matrix obtained as a result of QR decomposition of an effective channel matrix, Means noise.
상기 <수학식 22>와 같이 변형된 수신 신호로부터, 하기 <수학식 24>과 같이 가 얻어된다.From the modified received signal as in Equation (22), Equation (24) Is obtained.
상기 <수학식 24>에서, 상기 는 격자 감소 기법에 의한 k번째 스트림에 대한 검출 대상 신호의 검출 값, 상기 는 유효 채널 행렬을 QR분해한 결과 얻어지는 Q행렬의 허미션 행렬과 수신신호를 곱한 행렬의 k번째 스트림에 대응되는 신호, 상기 는 유효 채널 행렬을 QR 분해한 결과 얻어지는 R행렬의 j행k열 원소, 상기 는 격자 감소 기법에 의한 k번째 스트림에 대한 검출 대상 신호, 상기 는 k번째 스트림에 대한 유효 잡음을 의미한다.In Equation 24, The detection value of the detection target signal for the k < th > stream by the lattice reduction technique, A signal corresponding to a k-th stream of a matrix obtained by multiplying a received signal by a hermetion matrix of a Q matrix obtained as a result of QR decomposition of an effective channel matrix, K column element of the R matrix obtained as a result of QR decomposition of the effective channel matrix, Is a detection target signal for the k < th > stream by the lattice reduction technique, Denotes an effective noise for the k-th stream.
완벽한 간섭 제거가 수행된다고 가정하면, 상기 <수학식 24>은 하기 <수학식 25>과 같이 간략하게 표현된다.Assuming that perfect interference cancellation is performed, Equation (24) is simplified as Equation (25).
상기 <수학식 25>에서, 상기 는 격자 감소 기법에 의한 k번째 스트림에 대한 검출 대상 신호의 검출 값, 상기 는 유효 채널 행렬을 QR 분해한 결과 얻어지는 R행렬의 k행k열 원소, 상기 는 격자 감소 기법에 의한 k번째 스트림에 대한 검출 대상 신호, 상기 는 k번째 스트림에 대한 유효 잡음, 상기 는 k번째 스트림에 대한 2차 유효 잡음을 의미한다.In Equation 25, The detection value of the detection target signal for the k < th > stream by the lattice reduction technique, K column k column element of the R matrix obtained as a result of QR decomposition of the effective channel matrix, Is a detection target signal for the k < th > stream by the lattice reduction technique, Is the effective noise for the k < th > stream, Denotes a second-order effective noise for the k-th stream.
이때, 검출 오류에 영향을 미치는 잡음 성분은 하기 <수학식 26>과 같다.At this time, the noise component affecting the detection error is expressed by Equation (26).
상기 <수학식 26>에서, 상기 는 k번째 스트림에 대한 2차 유효 잡음, 상기 는 평균이 a이고 분산이 b인 가우시안 분포, 상기 는 잡음 전력, 상 기 는 유효 채널 행렬을 QR 분해한 결과 얻어지는 R행렬의 k행k열 원소를 의미한다.In Equation 26, Is the second-order effective noise for the k-th stream, A Gaussian distribution with mean a and variance b, Is the noise power, Denotes the k-th row k-th column of the R matrix obtained as a result of QR decomposition of the effective channel matrix.
그리고, 송신신호는 하기 <수학식 27>와 같이 검출된다.Then, the transmission signal is detected as shown in Equation (27) below.
상기 <수학식 27>에서, 상기 는 송신신호의 검출 값, 상기 는 격자 감소 행렬, 상기 는 격자 감소 기법에 따른 검출 대상 신호의 검출 값, 상기 는 격자 감소 기법에 따른 검출 대상 신호, 상기 은 2차 유효 잡음, 상기 는 송신신호를 의미한다.In Equation 27, A detection value of a transmission signal, A grid reduction matrix, The detection value of the detection target signal according to the lattice reduction technique, A detection target signal according to the lattice reduction technique, Is the second effective noise, Denotes a transmission signal.
격자 감소 행렬이 단위 행렬이 아닌 경우, k번째 스트림의 검출 성공 확률의 최소 한계는 하기 <수학식 28>과 같다.If the lattice reduction matrix is not an identity matrix, the minimum limit of detection probability of the kth stream is given by Equation (28).
상기 <수학식 28>에 있어서, 상기 는 k번째 스트림에 대한 송신신호의 검출값, 상기 는 상기 의 검출 성공 확률, 상기 는 격자 감소 행렬의 k번째 행, 상기 는 간섭 제거된 j번째 스트림에 대한 유효 잡음, 상기 는 사건 A가 일어날 확률을 의미한다.In Equation 28, Is a detection value of a transmission signal for the k < th > stream, Quot; The probability of detection success of Is the kth row of the lattice reduction matrix, ≪ / RTI > is the effective noise for the j < Is the probability that event A will occur.
상기 <수학식 28>을 이용하면, k번째 스트림에 대한 송신신호의 검출 값의 최대 한계는 하기 <수학식 29>과 같이 표현된다.Using Equation (28), the maximum limit of the detection value of the transmission signal for the k-th stream is expressed by Equation (29).
상기 <수학식 29>에서, 상기 는 k번째 스트림에 대한 송신신호, 상기 는 의 검출 오류 확률, 상기 는 k번째 스트림에 대한 송신신호의 검출 값, 상기 는 상기 의 오류 확률, 상기 는 i번째 변조방식 조합 중 k번째 변조방식을 적용한 k번째 스트림의 신호대 잡음비 최대 한계, 상기 는 간섭 제거된 j번째 스트림에 대한 유효 잡음, 상기 는 사건 A가 일어날 확률을 의미한다.In Equation 29, Is a transmission signal for the k < th > stream, The The detection error probability of Is a detection value of a transmission signal for the k < th > stream, Quot; The error probability of The maximum signal-to-noise ratio limit of the k-th stream to which the k-th modulation scheme is applied in the i-th modulation scheme combination, ≪ / RTI > is the effective noise for the j < Is the probability that event A will occur.
격자 감소 행렬이 단위 행렬인 경우, k번째 스트림의 검출 성공 확률의 최소 한계는 하기 <수학식 30>와 같다.If the lattice reduction matrix is a unitary matrix, the minimum limit of the probability of detection of the kth stream is given by Equation (30).
상기 <수학식 30>에서, 상기 는 k번째 스트림에 대한 송신신호의 검출 값, 상기 는 상기 의 검출 성공 확률, 상기 는 간섭 제거된 j번째 스트림에 대한 유효 잡음, 상기 는 사건 A가 일어날 확률을 의미한다.In Equation (30) above, Is a detection value of a transmission signal for the k < th > stream, Quot; The probability of detection success of ≪ / RTI > is the effective noise for the j < Is the probability that event A will occur.
상기 <수학식 30>를 이용하면, k번째 스트림의 검출 오류 확률의 최대 한계는 하기 <수학식 31>과 같이 표현된다.Using Equation (30), the maximum limit of the detection error probability of the kth stream is expressed by Equation (31).
상기 <수학식 31>에서, 상기 는 k번째 스트림에 대한 송신신호, 상기 는 의 검출 오류 확률, 상기 는 k번째 스트림에 대한 송신신호의 검출 값, 상기 는 상기 의 오류 확률, 상기 는 i번째 변조방식 조합 중 k번째 변조방식을 적용한 k번째 스트림의 신호대 잡음 비 최대 한계, 상기 는 간섭 제거된 j번째 스트림에 대한 유효 잡음, 상기 는 사건 A가 일어날 확률을 의미한다.In Equation 31, Is a transmission signal for the k < th > stream, The The detection error probability of Is a detection value of a transmission signal for the k < th > stream, Quot; The error probability of The maximum signal-to-noise ratio limit of the k-th stream applying the k-th modulation scheme among the combinations of the i-th modulation scheme, ≪ / RTI > is the effective noise for the j < Is the probability that event A will occur.
상술한 바와 같이 ZF 검출 기법 또는 SQRD 검출 기법에 따라 k번째 스트림의 검출 오류 확률의 최대 한계가 산출되면, k번째 스트림의 검출 오류 확률의 최대 한계를 이용하여 k번째 스트림의 유효 신호대 간섭 및 잡음비가 하기 <수학식 32>과 같이 계산된다.As described above, if the maximum limit of the detection error probability of the kth stream is calculated according to the ZF detection scheme or the SQRD detection scheme, the effective signal band interference and noise ratio of the kth stream is calculated using the maximum limit of the detection error probability of the kth stream (32) < EMI ID = 32.0 >
상기 <수학식 32>에서, 상기 는 i번째 변조방식 조합 중 k번째 스트림의 유효 신호대 간섭 및 잡음비, 상기 는 심벌 에러율을 신호대 간섭 및 잡음비로 변환하는 함수, 상기 는 i번째 변조방식 조합 중 k번째 스트림에 대한 심벌 에러율의 최대 한계, 상기 는 i번째 변조방식 조합 중 k번째 스트림의 변조방식을 의미한다.In Equation 32, The effective signal band interference and noise ratio of the kth stream among the i th modulation scheme combination, A function for converting the symbol error rate to the signal-to-interference and noise ratio, Is the maximum limit of the symbol error rate for the kth stream among the combinations of the i < th > modulation scheme, Denotes the modulation scheme of the k-th stream among the i-th modulation scheme combination.
상기 <수학식 32>에 나타난 역함수는 변조방식에 따라 다르며, 예를 들면, 하기 <수학식 33>과 같다.The inverse function represented by Equation (32) differs depending on the modulation method, and is expressed by Equation (33), for example.
상기 <수학식 33>에서, 상기 는 변조방식이 mod인 k번째 스트림의 유효 신호대 간섭 및 잡음비, 상기 는 가우시안 Q 함수의 역함수, 상기 는 변조방식이 mod인 k번째 스트림에 대한 심벌 에러율의 최대 한계를 의미한다.In Equation 33, The effective signal-to-noise and noise ratio of the k-th stream whose modulation scheme is mod, Is the inverse of the Gaussian Q function, Denotes the maximum limit of the symbol error rate for the k < th > stream whose modulation scheme is mod.
가능한 변조방식 조합들 각각에 대해, 상술한 바와 같이 스트림별 신호대 간섭 및 잡음비가 산출된 후, 하나의 변조방식 조합에 대한 스트림별 신호대 간섭 및 잡음비가 최종 채널 품질 정보로 결정된다. 먼저, 변조방식의 최소 요구 신호대 간섭 및 잡음비를 만족하지 못하는 변조방식 조합은 후보에서 제외된다. 예를 들어, n번째 변조방식 조합 중 m번째 스트림의 변조방식이 4-QAM(Quadreture Amplitude Modulation)이고, 상기 4-QAM의 최소 요구 신호대 간섭 및 잡음비가 14.6dB일 경우, 산출된 신호대 간섭 및 잡음비가 14.6dB보다 작으면, 상기 n번째 변조방식 조합은 후보에서 제외된다. 이후, 최소 요구 신호대 간섭 및 잡음비를 만족하는 변조방식 조합들 중 가장 높은 합 전송률(sum rate)를 갖는 변조방식 조합의 신호대 간섭 및 잡음비가 최종 채널 품질 정보로 결정된다.For each possible combination of modulation schemes, the signal-to-interference and noise ratio for each stream is calculated as described above, and then the signal-to-interference and noise ratio for each modulation scheme combination is determined as the final channel quality information. First, the combination of modulation schemes that do not satisfy the minimum required signal-to-interference and noise ratio of the modulation scheme is excluded from the candidate. For example, if the modulation scheme of the mth stream among the nth modulation scheme combination is 4-QAM (Quadreture Amplitude Modulation) and the minimum required signal-to-noise and interference ratio of the 4-QAM is 14.6 dB, the calculated signal- Is less than 14.6 dB, the nth modulation scheme combination is excluded from the candidate. Then, the signal-to-interference and noise ratio of the modulation scheme combination having the highest sum rate among the modulation scheme combinations satisfying the minimum required signal-to-interference and noise ratio is determined as the final channel quality information.
이하 본 발명은 상술한 바와 같이 채널 품질 정보를 생성하는 수신단의 구성 및 동작 절차를 도면을 참조하여 상세히 설명한다.Hereinafter, the present invention will be described in detail with reference to the drawings as to the structure and operation procedure of a receiving terminal for generating channel quality information as described above.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 다중 입출력 무선통신 시스템에서 수신단의 블록 구성을 도시하고 있다.3 is a block diagram of a receiving end in a MIMO wireless communication system according to an embodiment of the present invention.
상기 도 3에 도시된 바와 같이, 상기 수신단은 다수의 RF(Radio Frequency)수신기들(302-1 내지 302-N), MIMO검출기(304), 채널추정기(306), CQI생성기(308)를 포함하여 구성된다.3, the receiver includes a plurality of RF (Radio Frequency) receivers 302-1 to 302-N, a
상기 다수의 RF수신기들(302-1 내지 302-N) 각각은 대응되는 안테나를 통해 수신되는 RF대역 신호를 기저대역 신호로 변환한다. 상기 MIMO검출기(304)는 상기 다수의 RF수신기들(302-1 내지 302-N)로부터 제공되는 수신신호로부터 스트림별 송신신호를 검출한다. 이때, 상기 MIMO검출기(304)의 검출 방식은 본 발명의 실시 예에 따라달라지며, 예를 들어, ML(Maximum Likelihood) 검출 기법, 격자 감소 활용 검출 기법, MMSE-OSIC(Minimum Mean Square Error-Ordered Successive Interference Cancellation) 검출 기법 등이 사용된다. 상기 채널추정기(306)는 파일럿 신호와 같이 미리 약속된 신호를 이용하여 송신단과의 안테나별 채널을 추정한다. Each of the plurality of RF receivers 302-1 to 302-N converts an RF band signal received through a corresponding antenna into a baseband signal. The
상기 CQI생성기(308)는 상기 채널추정기(306)로부터 제공되는 채널 정보를 이용하여 스트림별 채널 품질 정보를 생성한다. 다시 말해, 상기 CQI생성기(308)는 격자 감소 기법을 이용하여 스트림별 오류 성분을 도출함으로써, 스트림별 채널 품 질 정보를 생성한다. 여기서, 상기 채널 품질 정보는 신호대 간섭 및 잡음비를 의미한다. 도 4에 도시된 바와 같이, 상기 CQI생성기(308)는 채널변형기(402), LR연산기(404), 분류기(406), 제1SER산출기(408), 제2SER산출기(410), SINR변환기(412), 전송률합산기(414), CQI결정기(416)를 포함하여 구성된다.The
상기 채널변형기(402)는 가능한 변조방식 조합들의 목록을 생성하고, 변조방식 조합들 각각에 따라 상기 채널추정기(306)로부터 제공되는 채널행렬을 스케일링한다. 다시 말해, 상기 채널변형기(402)는 상기 채널행렬의 각 열에 대응되는 각 스트림별 변조방식의 성상도 내의 인접한 점들간 거리를 '1'로 만드는 스케일링 값을 확인하고, 상기 스케일링 값에 따라 상기 <수학식 1>과 같이 채널행렬을 스케일링한다. 이로 인해, 상기 가능한 변조방식 조합들 각각에 대응되는 스케일링된 채널행렬들이 생성된다.The
상기 LR연산기(404)는 격자 감소 기법을 통해 각 스케일링된 채널행렬에 대응되는 격자 감소 행렬()들을 생성한다. 상기 격자 감소 행렬은 자신 및 자신의 역행렬 내 모든 원소들의 실수부 및 허수부가 정수인 행렬이며, 채널행렬에 따라 다르게 산출된다. 상기 격자 감소 행렬을 생성하는 상세한 과정은 다수의 선행된 연구들을 통해 공개되어 있으며, 다양한 방식들 중 어떠한 방식을 사용하더라도 본 발명의 요지에 어긋나지 않으므로, 본 발명은 이에 대한 설명은 생략한다. 예를 들어, 상기 격자 감소 행렬을 생성하는 과정은 논문 「H.Yao and G.W.Wornell,"lattice-reduction-aided detectors for MIMO communication systems," IEEE Proc.GLOBECOM 2002, vol.1, pp.424-428, Nov.2002」 및 논문 「 Y.H.Gan and W.H.Mow,"Complex lattice reduction algorithms for low-complexity MIMO detection," IEEE Proc.GLOBECOM 2005, vol.5, pp.2953-2957, Nov.2005」에 나타나 있다.The
상기 분류기(406)는 각 변조방식 조합에 대응되는 격자 감소 행렬들을 대상으로 단위 행렬인지 여부를 확인한다. 만일, 격자 감소 행렬이 단위 행렬인 경우, 상기 분류기(406)는 해당 변조방식 조합의 정보를 상기 제1SER산출기(408)로 출력한다. 반면, 격자 감소 행렬이 단위 행렬이 아닌 경우, 상기 분류기(406)는 해당 변조방식 조합의 정보를 상기 제2SER산출기(410)로 출력한다.The
상기 제1SER산출기(408)는 단위 행렬인 경우를 위한 제1방식에 따라 스트림별 심벌 에러율의 최대 한계를 산출한다. 이때, 신호 검출을 위해 사용되는 검출 기법에 따라 상기 스트림별 심벌 에러율의 최대 한계를 산출하는 방식이 달라진다. The
먼저, ZF 검출 기법이 사용되는 경우, 하나의 스트림을 기준으로 상기 제1SER산출기(408)의 동작을 설명하면 다음과 같다. 상기 제1SER산출기(408)는 심벌 에러율을 구하고자하는 대상 스트림에 대해 내부 성상도 점에 대응되는 스트림별 검출 오류 확률 및 외부 성상도 점에 대응되는 검출 오류 확률을 산출한다, 그리고, 상기 제1SER산출기(408)는 상기 검출 오류 확률들을 합산하고, 상기 대상 스트림에 대응되는 변조방식의 성상도 점 개수로 나눔으로써, 상기 대상 스트림의 심벌 에러율의 최대 한계를 산출한다. 이때, 대상 스트림에 내부 성상도 점이 존재하지 않는 경우, 상기 제1SER산출기(408)는 상기 대상 스트림에 대한 내부 성상도 점에 대응되는 검출 오류 확률을 산출하지 않는다. 여기서, 상기 내부 성상도 점에 대응되는 검출 오류 확률은 1에서 상기 대상 스트림에 대한 유효 잡음의 반올림 값이 0일 확률을 감산함으로써 산출되며, 예를 들어, 상기 <수학식 16>과 같이 산출된다. 그리고, 상기 외부 성상도 점에 대응되는 스트림별 검출 오류 확률은 1에서 송신신호와 유효 잡음의 합이 가능한 영역 내의 정수 점일 확률을 감산함으로써 산출되며, 예를 들어, 상기 <수학식 17>와 같이 산출된다. 그리고, 상기 대상 스트림의 심벌 에러율의 최대 한계는 상기 <수학식 12>와 같이 산출된다.First, when the ZF detection scheme is used, the operation of the
다음으로, SQRD 검출 기법이 사용되는 경우, 하나의 스트림을 기준으로 상기 제1SER산출기(408)의 동작을 설명하면 다음과 같다. 상기 제1SER산출기(408)는 유효 채널 행렬을 QR분해한 결과 얻어지는 R행렬을 이용하여 2차 유효 잡음을 산출한 후, 1에서 심벌 에러율을 구하고자하는 대상 스트림 및 상기 대상 스트림에 의해 간섭받는 스트림들 모두에 대한 상기 2차 유효 잡음이 0일 확률을 감산함으로써, 상기 대상 스트림의 심벌 에러율의 최대 한계를 산출한다. 여기서, 상기 2차 유효 잡음은 유효 잡음을 상기 R행렬의 대각 원소로 나눈 것으로, 예를 들어, k번째 스트림에 대한 유효 잡음은 k번째 스트림에 대한 유효 잡음을 상기 R행렬의 k행k열 원소로 나눈 것을 의미한다. 예를 들어, 상기 스트림별 심벌 에러율의 최대 한계는 상기 <수학식 30> 및 상기 <수학식 31>과 같이 산출된다.Next, when the SQRD detection scheme is used, the operation of the
상기 제2SER산출기(410)는 단위 행렬이 아닌 경우를 위한 제2방식에 따라 스트림별 심벌 에러율의 최대 한계를 산출한다. 이때, 신호 검출을 위해 사용되는 검출 기법에 따라 상기 스트림별 심벌 에러율의 최대 한계를 산출하는 방식이 달라진다. The
먼저, ZF 검출 기법이 사용되는 경우, 하나의 스트림을 기준으로 상기 제2SER산출기(410)의 동작을 설명하면 다음과 같다. 상기 제2SER산출기(410)는 심벌 에러율을 구하고자하는 대상 스트림에 대해 내부 성상도 점에 대응되는 스트림별 검출 오류 확률 및 외부 성상도 점에 대응되는 검출 오류 확률을 산출한다. 그리고, 상기 제2SER산출기(410)는 상기 검출 오류 확률들을 합산하고, 상기 대상 스트림에 대응되는 변조방식의 성상도 점 개수로 나눔으로써, 상기 대상 스트림의 심벌 에러율의 최대 한계를 산출한다. 이때, 대상 스트림에 내부 성상도 점이 존재하지 않는 경우, 상기 제2SER산출기(410)는 상기 대상 스트림에 대한 내부 성상도 점에 대응되는 검출 오류 확률을 산출하지 않는다. 여기서, 상기 내부 성상도 점에 대응되는 스트림별 검출 오류 확률은 1에서 모든 스트림들에 대한 유효 잡음의 반올림 값들이 0일 확률을 감산함으로써 산출되며, 예를 들어, 상기 <수학식 10>과 같이 산출된다. 그리고, 상기 외부 성상도 점에 대응되는 스트림별 검출 오류 확률은 1에서 유효 잡음의 반올림 값과 격자 감소 행렬에서 상기 대상 스트림과 대응되는 행의 곱 및 송신신호의 합이 가능한 영역 내의 정수 점들 중 하나일 확률을 감산함으로써 산출되며, 예를 들어, 상기 <수학식 11>과 같이 산출된다. 그리고, 상기 대상 스트림의 심벌 에러율의 최대 한계는 상기 <수학식 12>와 같이 산출된다.First, when the ZF detection scheme is used, the operation of the
다음으로, SQRD 검출 기법이 사용되는 경우, 하나의 스트림을 기준으로 상기 제2SER산출기(410)의 동작을 설명하면 다음과 같다. 상기 제2SER산출기(410)는 유효 채널 행렬을 QR분해한 결과 얻어지는 R행렬을 이용하여 2차 유효 잡음을 산출한 후, 1에서 모든 스트림들에 대한 상기 2차 유효 잡음들이 0일 확률을 감산함으로써, 상기 대상 스트림의 심벌 에러율의 최대 한계를 산출한다. 여기서, 상기 2차 유효 잡음은 유효 잡음을 상기 R행렬의 대각 원소로 나눈 것으로, 예를 들어, k번째 스트림에 대한 유효 잡음은 k번째 스트림에 대한 유효 잡음을 상기 R행렬의 k행k열 원소로 나눈 것을 의미한다. 예를 들어, 상기 대상 스트림의 심벌 에러율의 최대 한계는 상기 <수학식 29>과 같이 산출된다.Next, when the SQRD detection scheme is used, the operation of the
상기 SINR변환기(412)는 상기 제1SER산출기(408) 및 상기 제2SER산출기(410)에 의해 산출된 심벌 에러율을 신호대 간섭 및 잡음비로 변환한다. 상기 신호대 간섭 및 잡음비로의 변환은 변조방식에 따라 다르게 수행된다. 예를 들어, 변조방식이 4-QAM 또는 16-QAM인 경우, 상기 신호대 간섭 및 잡음비로의 변환은 상기 <수학식 11>에 나타난 수식 중 하나를 통해 수행된다. 상기 심벌 에러율을 신호대 간섭 및 잡음비로 변환하는 수식은 널리 알려진 수식이기 때문에, 다른 변조방식의 경우 에 대한 수식의 설명은 생략한다.The
상기 전송률합산기(414)는 각 변조방식 조합의 스트림 전송률 합을 산출한다. 이때, 상기 전송률합산기(414)는 임계값보다 낮은 신호대 간섭 및 잡음비를 갖는 스트림의 전송률을 0으로 설정한다. 예를 들어, i번째 변조방식 조합 중 k번째 스트림의 변조방식이 m, 상기 SINR변환기(412)에 의해 생성된 k번째 스트림의 신호대 간섭 및 잡음비가 A[dB], 변조방식 m을 사용하기 위해 요구되는 신호대 간섭 및 잡음비의 임계치가 B[dB]라 하면, 상기 A[dB]가 상기 B[dB]보다 작은 경우, 상기 전송률합산기(414)는 상기 i번째 변조방식 조합 중 k번째 스트림의 전송률을 0으로 설정한다.The
상기 CQI결정기(416)는 상기 전송률합산기(414)에 의해 산출된 변조방식 조합들 각각의 스트림별 전송률 합을 이용하여, 최종 채널 품질 정보를 결정한다. 즉, 상기 CQI결정기(416)는 중 가장 높은 전송률 합을 갖는 변조방식 조합의 신호대 간섭 및 잡음비 집합을 최종 채널 품질 정보로 결정한다.The
상술한 구성을 통해 생성된 스트림별 채널 품질 정보는 송신단으로 피드백되어 상기 송신단의 스케줄링 및 송신신호 변조방식 결정에 사용된다. 하지만, 상술한 구성을 통해 스트림별 채널 품질 정보를 생성하는 과정에서 변조방식도 동시에 결정되므로, 변조방식 정보가 직접 피드백될 수도 있다. 따라서, 미 도시되었지만, 상기 수신단은 송신단으로 피드백 정보를 송신하는 피드백송신기를 더 포함하여, 상기 피드백송신기는 상기 스트림별 채널 품질 정보 또는 변조방식 정보를 송신단으로 송신한다.The channel quality information for each stream generated through the above-described configuration is fed back to the transmitting end to be used for scheduling of the transmitting end and determination of the transmission signal modulation scheme. However, since the modulation scheme is simultaneously determined in the process of generating the channel quality information for each stream through the above-described configuration, the modulation scheme information may be directly fed back. Therefore, although not shown, the receiving end further includes a feedback transmitter for transmitting feedback information to the transmitting end, and the feedback transmitter transmits the stream-based channel quality information or modulation scheme information to the transmitting end.
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 다중 입출력 무선통신 시스템에서 수신단의 스트림별 채널 품질 정보 생성 절차를 도시하고 있다.FIG. 5 illustrates a process of generating channel quality information for each stream of a receiver in a MIMO wireless communication system according to an embodiment of the present invention.
상기 도 5를 참조하면, 상기 수신단은 501단계에서 가능한 변조방식 조합들의 목록을 생성한다. 이어지는 단계들을 통해, 상기 가능한 변조방식 조합들 각각에 대응되는 스트림별 신호대 간섭 및 잡음비가 생성된다.Referring to FIG. 5, the receiver generates a list of possible modulation scheme combinations in step 501. Through subsequent steps, a signal-to-noise and signal-to-noise ratio corresponding to each of the possible modulation scheme combinations is generated.
상기 가능한 변조방식 조합들의 목록을 생성한 후, 상기 수신단은 503단계로 진행하여 i번째 변조방식 조합의 채널행렬을 스케일링한다. 본 절차 시작 시 상기 변수 i는 1로 초기화된다.After generating the list of possible modulation scheme combinations, the receiver proceeds to step 503 and scales the channel matrix of the i-th modulation scheme combination. At the start of this procedure, the variable i is initialized to one.
상기 채널행렬을 스케일링한 후, 상기 수신단은 505단계로 진행하여 격자 감소 기법을 통해 스케일링된 채널행렬에 대응되는 격자 감소 행렬()을 생성한다. 상기 격자 감소 행렬은 자신 및 자신의 역행렬 내 모든 원소들의 실수부 및 허수부가 정수인 행렬이며, 채널행렬에 따라 다르게 산출된다. 상기 격자 감소 행렬을 생성하는 상세한 과정은 다수의 선행된 연구들을 통해 공개되어 있으며, 다양한 방식들 중 어떠한 방식을 사용하더라도 본 발명의 요지에 어긋나지 않으므로, 본 발명은 이에 대한 설명은 생략한다. After the channel matrix is scaled, the receiver proceeds to step 505 where a grid reduction matrix corresponding to the channel matrix scaled by the grid reduction technique ). The lattice reduction matrix is a matrix whose real part and imaginary part are integers of all the elements in itself and its inverse matrix, and is calculated differently according to the channel matrix. The detailed process of generating the lattice reduction matrix is disclosed through a number of previous studies, and any method of any of the various schemes is not contradicted by the gist of the present invention, so that the description of the present invention will be omitted.
상기 격자 감소 행렬을 생성한 후, 상기 수신단은 507단계로 진행하여 생성된 격자 감소 행렬이 단위 행렬인지 확인한다. After generating the lattice reduction matrix, the receiving end proceeds to step 507 and checks whether the lattice reduction matrix generated is a unit matrix.
만일, 상기 격자 감소 행렬이 단위 행렬이면, 상기 수신단은 509단계로 진행하여 단위 행렬이 아닌 경우를 위한 제1방식에 따라 스트림별 심벌 에러율의 최대 한계를 산출한다. 이때, 신호 검출을 위해 사용되는 검출 기법에 따라 상기 스트림별 심벌 에러율의 최대 한계를 산출하는 방식이 달라진다. If the lattice reduction matrix is a unit matrix, the receiver proceeds to step 509 and calculates a maximum limit of a symbol error rate per stream according to a first scheme for a case where the matrix is not a unit matrix. At this time, a method of calculating the maximum limit of the symbol error rate per stream is changed according to a detection technique used for signal detection.
먼저, ZF 검출 기법이 사용되는 경우, 상기 수신단은 내부 성상도 점에 대응되는 스트림별 검출 오류 확률 및 외부 성상도 점에 대응되는 스트림별 검출 오류 확률을 산출한 후, 상기 각 스트림별 검출 오류 확률들을 스트림별로 합산하고, 스트림에 대응되는 변조방식의 성상도 점 개수로 나눔으로써, 스트림별 심벌 에러율의 최대 한계를 산출한다. 이때, 심벌 에러율을 구하고자하는 대상 스트림에 내부 성상도 점이 존재하지 않는 경우, 상기 수신단은 상기 대상 스트림에 대한 내부 성상도 점에 대응되는 검출 오류 확률을 산출하지 않는다. 여기서, 상기 내부 성상도 점에 대응되는 스트림별 검출 오류 확률은 1에서 심벌 에러율을 구하고자하는 스트림에 대한 유효 잡음의 반올림 값이 0일 확률을 감산함으로써 산출되며, 예를 들어, 상기 <수학식 16>과 같이 산출된다. 그리고, 상기 외부 성상도 점에 대응되는 스트림별 검출 오류 확률은 1에서 송신신호와 유효 잡음의 합이 가능한 영역 내의 정수 점일 확률을 감산함으로써 산출되며, 예를 들어, 상기 <수학식 17> 및 상기 <수학식 18>과 같이 산출된다. 그리고, 상기 스트림별 심벌 에러율의 최대 한계는 상기 <수학식 12>와 같이 산출된다.First, when the ZF detection scheme is used, the receiver calculates a detection error probability for each stream corresponding to a stream detection error probability and an external constellation point corresponding to an internal constellation point, And the maximum number of symbol error rates per stream is calculated by dividing the number of constellation constellations corresponding to the streams by the number of constellation points. At this time, if there is no internal constellation point in the target stream for which the symbol error rate is to be determined, the receiving end does not calculate the detection error probability corresponding to the internal constellation point for the target stream. Here, the detection error probability for each stream corresponding to the inner constellation point is calculated by subtracting the probability that the rounding value of the effective noise for the stream for which the symbol error rate is to be obtained is 0, and for example, Lt; 16 >. The detection error probability for each stream corresponding to the external constellation point is calculated by subtracting the probability that the sum of the transmission signal and the effective noise is within an area in which the sum of the transmission signal and the effective noise is 1 and for example, (18). &Quot; (18) " The maximum limit of the symbol error rate per stream is calculated by Equation (12).
다음으로, SQRD 검출 기법이 사용되는 경우, 상기 수신단은 유효 채널 행렬을 QR분해한 결과 얻어지는 R행렬을 이용하여 2차 유효 잡음을 산출한 후, 1에서 심벌 에러율을 구하고자하는 대상 스트림 및 대상 스트림에 의해 간섭받는 스트림들 모두에 대한 상기 2차 유효 잡음이 0일 확률을 감산함으로써, 스트림별 심벌 에러율의 최대 한계를 산출한다. 여기서, 상기 2차 유효 잡음은 유효 잡음을 상기 R행렬의 대각 원소로 나눈 것으로, 예를 들어, k번째 스트림에 대한 유효 잡음은 k 번째 스트림에 대한 유효 잡음을 상기 R행렬의 k행k열 원소로 나눈 것을 의미한다. 예를 들어, 상기 스트림별 심벌 에러율의 최대 한계는 상기 <수학식 30> 및 상기 <수학식 31>과 같이 산출된다.Next, when the SQRD detection scheme is used, the receiver calculates the second-order effective noise using the R matrix obtained by QR decomposition of the effective channel matrix, By calculating a maximum limit of the symbol error rate per stream by subtracting the probability that the secondary effective noise is 0 for all of the streams interfered by the stream error rate. For example, the effective noise for the k-th stream is obtained by multiplying the effective noise for the k-th stream by the k-th row k-th row element of the R matrix . For example, the maximum limit of the symbol error rate per stream is calculated according to Equation (30) and Equation (31).
만일, 상기 격자 감소 행렬이 단위 행렬이 아니면, 상기 수신단은 511단계로 진행하여 단위 행렬인 경우를 위한 제2방식에 따라 스트림별 심벌 에러율의 최대 한계를 산출한다. 이때, 신호 검출을 위해 사용되는 검출 기법에 따라 상기 스트림별 심벌 에러율의 최대 한계를 산출하는 방식이 달라진다. If the lattice reduction matrix is not a unit matrix, the receiver proceeds to step 511 and calculates a maximum limit of a symbol error rate per stream according to a second scheme for a unit matrix. At this time, a method of calculating the maximum limit of the symbol error rate per stream is changed according to a detection technique used for signal detection.
먼저, ZF 검출 기법이 사용되는 경우, 상기 수신단은 내부 성상도 점에 대응되는 스트림별 검출 오류 확률 및 외부 성상도 점에 대응되는 스트림별 검출 오류 확률을 산출한 후, 상기 각 스트림별 검출 오류 확률들을 스트림별로 합산하고, 스트림에 대응되는 변조방식의 성상도 점 개수로 나눔으로써, 스트림별 심벌 에러율의 최대 한계를 산출한다. 이때, 심벌 에러율을 구하고자하는 대상 스트림에 내부 성상도 점이 존재하지 않는 경우, 상기 수신단은 상기 대상 스트림에 대한 내부 성상도 점에 대응되는 검출 오류 확률을 산출하지 않는다. 여기서, 상기 내부 성상도 점에 대응되는 스트림별 검출 오류 확률은 1에서 모든 스트림들에 대한 유효 잡음의 반올림 값들이 0일 확률을 감산함으로써 산출되며, 예를 들어, 상기 <수학식 10> 및 상기 <수학식 11>과 같이 산출된다. 그리고, 상기 외부 성상도 점에 대응되는 스트림별 검출 오류 확률은 1에서 유효 잡음의 반올림 값과 격자 감소 행렬에서 심벌 에러율을 구하고자하는 스트림과 대응되는 행의 곱 및 송신신호의 합이 가능한 영역 내의 정수 점들 중 하나일 확률을 감산함으로써 산출되며, 예를 들어, 상기 <수학식 11> 및 상기 <수학식 13>과 같이 산출된다. 그리고, 상기 스트림별 심벌 에러율의 최대 한계는 상기 <수학식 12>와 같이 산출된다.First, when the ZF detection scheme is used, the receiver calculates a detection error probability for each stream corresponding to a stream detection error probability and an external constellation point corresponding to an internal constellation point, And the maximum number of symbol error rates per stream is calculated by dividing the number of constellation constellations corresponding to the streams by the number of constellation points. At this time, if there is no internal constellation point in the target stream for which the symbol error rate is to be determined, the receiving end does not calculate the detection error probability corresponding to the internal constellation point for the target stream. Here, the detection error probability for each stream corresponding to the inner constellation point is calculated by subtracting the probability that the rounding values of the effective noise for all the streams are 0 at 1, and for example, (11). &Quot; (11) " The detection error probability for each stream corresponding to the external constellation point is 1, and the product of the rounded value of the effective noise and the symbol error rate in the lattice reduction matrix and the corresponding row, Is calculated by subtracting the probability of one of the integer points, for example, as shown in Equation (11) and Equation (13). The maximum limit of the symbol error rate per stream is calculated by Equation (12).
다음으로, SQRD 검출 기법이 사용되는 경우, 상기 수신단은 유효 채널 행렬을 QR분해한 결과 얻어지는 R행렬을 이용하여 2차 유효 잡음을 산출한 후, 1에서 모든 스트림들에 대한 상기 2차 유효 잡음들이 0일 확률을 감산함으로써, 스트림별 심벌 에러율의 최대 한계를 산출한다. 여기서, 상기 2차 유효 잡음은 유효 잡음을 상기 R행렬의 대각 원소로 나눈 것으로, 예를 들어, k번째 스트림에 대한 유효 잡음은 k번째 스트림에 대한 유효 잡음을 상기 R행렬의 k행k열 원소로 나눈 것을 의미한다. 예를 들어, 상기 스트림별 심벌 에러율의 최대 한계는 상기 <수학식 28> 및 상기 <수학식 29>과 같이 산출된다.Next, when the SQRD detection scheme is used, the receiver calculates a second effective noise using the R matrix obtained by QR decomposition of the effective channel matrix, and then calculates the second effective noise for all the streams at 1 And calculates the maximum limit of the symbol error rate per stream by subtracting the probability of zero. For example, the effective noise for the k-th stream is obtained by multiplying the effective noise for the k-th stream by the k-th row k-th row element of the R matrix . For example, the maximum limit of the symbol error rate per stream is calculated according to Equation (28) and Equation (29).
상기 509단계 또는 상기 511단계에서 스트림별 심벌 에러율의 최대 한계를 산출한 후, 상기 수신단은 513단계로 진행하여 스트림별 심벌 에러율을 스트림별 신호대 간섭 및 잡음비로 변환한다. 상기 신호대 간섭 및 잡음비로의 변환은 변조방식에 따라 다르게 수행된다. 예를 들어, 변조방식이 4-QAM 또는 16-QAM인 경우, 상기 신호대 간섭 및 잡음비로의 변환은 상기 <수학식 33>에 나타난 수식 중 하나를 통해 수행된다. 상기 심벌 에러율을 신호대 간섭 및 잡음비로 변환하는 수식은 널리 알려져 있으므로, 다른 변조방식의 경우에 대한 수식의 설명은 생략한다. In step 509 or step 511, the receiver calculates a maximum error rate for each stream, and then proceeds to step 513 and converts the symbol error rate per stream into the signal-to-interference and noise ratio for each stream. The conversion to the signal-to-interference and noise ratio is performed differently depending on the modulation method. For example, when the modulation scheme is 4-QAM or 16-QAM, the conversion to the signal-to-interference and noise ratio is performed through one of the equations shown in Equation (33). Since the above equation for converting the symbol error rate into the signal-to-interference and noise ratio is widely known, description of the formula for the other modulation schemes is omitted.
상기 스트림별 심벌 에러율을 상기 스트림별 신호대 간섭 및 잡음비로 변환한 후, 상기 수신단은 515단계로 진행하여 임계값보다 낮은 신호대 간섭 및 잡음비를 갖는 스트림의 전송률을 0으로 설정한다. 예를 들어, i번째 변조방식 조합 중 k번째 스트림의 변조방식이 m, 상기 513단계에서 생성된 k번째 스트림의 신호대 간섭 및 잡음비가 A[dB], 변조방식 m을 사용하기 위해 요구되는 신호대 간섭 및 잡음 비의 임계치가 B[dB]라 하면, 상기 A[dB]가 상기 B[dB]보다 작은 경우, 상기 수신단은 상기 i번째 변조방식 조합 중 k번째 스트림의 전송률을 0으로 설정한다. After converting the symbol error rate for each stream into the signal-to-interference and noise ratio for each stream, the receiver proceeds to step 515 and sets the transmission rate of a stream having a signal-to-interference and noise ratio lower than a threshold value to zero. For example, if the modulation scheme of the k-th stream among the i-th modulation scheme combination is m, the signal-to-interference and noise ratio of the k-th stream generated in
이어, 상기 수신단은 517단계로 진행하여 i번째 변조방식 조합의 스트림 전송률 합을 산출한다. 즉, 상기 수신단은 i번째 변조방식에 포함된 변조방식들 각각에 대한 전송률을 산출하고, 산출된 전송률을 합산한다. 단, 상기 515단계에서 0으로 설정된 스트림의 전송률은 산출되지 않는다.Then, the receiver proceeds to step 517 to calculate a stream rate sum of the i-th modulation scheme combination. That is, the receiver calculates a transmission rate for each of the modulation schemes included in the i-th modulation scheme, and sums the calculated transmission rates. However, the transmission rate of the stream set to 0 in
상기 i번째 변조방식 조합의 스트림 전송률 합을 산출한 후, 상기 수신단은 519단계로 진행하여 모든 변조방식 조합들에 대해 상기 503단계 내지 상기 517단계를 통해 전송률 합을 산출하였는지 확인한다.After calculating the sum of the stream rates of the combination of the i-th modulation scheme, the receiving end proceeds to step 519 and checks whether the sum of the transmission rates is calculated through
만일, 모든 변조방식 조합들에 대해 전송률 합을 산출하지 않았다면, 상기 수신단은 521단계로 진행하여 i를 1 증가시킨 후, 상기 503단계로 되돌아간다.If the sum of the transmission rates is not calculated for all the modulation scheme combinations, the receiver proceeds to step 521 and increments i by 1, and then returns to step 503.
반면, 모든 변조방식 조합들에 대해 전송률 합을 산출하였다면, 상기 수신단은 523단계로 진행하여 최대의 전송률 합을 갖는 변조방식 조합의 스트림별 신호대 간섭 및 잡음비 집합을 최종 채널 품질 정보로 결정한다.On the other hand, if the sum of the transmission rates is calculated for all the modulation scheme combinations, the receiver proceeds to step 523 and determines the final signal quality information as the signal-to-interference and noise-ratio set for each stream of the modulation scheme combination having the maximum transmission rate sum.
상기 최종 채널 품질 정보를 결정한 후, 상기 수신단은 525단계로 진행하여 상기 최종 채널 품질 정보를 피드백한다. 이때, 상기 채널 품질 정보를 생성하는 과정에서 스트림별 변조방식도 동시에 결정되므로, 변조방식 정보가 피드백될 수도 있다.After determining the final channel quality information, the receiving end proceeds to step 525 and feeds back the final channel quality information. At this time, since the modulation scheme for each stream is also determined simultaneously in the process of generating the channel quality information, the modulation scheme information may be fed back.
상기 도 4 및 상기 도 5를 참조하여 설명한 실시 예에서, 수신단은 격자 감 소 행렬의 형태에 따라 다른 방식으로 심벌 에러율을 산출하고, 외부 성상도 점 및 내부 성상도 점을 구분하여 심벌 에러율을 산출하였다. 하지만, 본 발명의 다른 실시 예에 따르면, 수신단은 격자 감소 행렬의 형태 및 성상도 점의 종류를 구분하지 않고 심벌 에러율을 산출한다. 이 경우, 수신단에 포함된 CQI생성기(308)의 세부 구성 및 수신단의 동작 절차는 다음과 같다.4 and 5, the receiving end calculates the symbol error rate in a different manner according to the shape of the lattice reduction matrix, calculates the symbol error rate by dividing the external constellation diagram and internal constellation diagram Respectively. However, according to another embodiment of the present invention, the receiving end calculates the symbol error rate without distinguishing the type of the lattice reduction matrix and the type of the constellation point. In this case, the detailed configuration of the
도 6은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 다중 입출력 무선통신 시스템에서 채널 품질 정보 생성기의 블록 구성을 도시하고 있다.6 is a block diagram of a channel quality information generator in a MIMO wireless communication system according to another embodiment of the present invention.
상기 도 6에 도시된 바와 같이, 상기 CQI생성기(308)는 채널변형기(602), LR연산기(604), SER산출기(606), SINR변환기(608), CQI결정기(610)를 포함하여 구성된다.6, the
상기 채널변형기(602)는 상기 채널추정기(106)로부터 제공되는 채널행렬을 스케일링하여 변조방식 조합들 각각에 대응되는 스케일링된 채널행렬을 생성한다. 다시 말해, 상기 채널변형기(602)는 상기 채널행렬의 각 열에 대응되는 각 스트림별 변조방식의 성상도 내의 인접한 점들간 거리를 '1'로 만드는 스케일링 값을 확인하고, 상기 스케일링 값에 따라 상기 <수학식 1>과 같이 채널행렬을 스케일링한다. 이로 인해, 가능한 변조방식 조합들 각각에 대응되는 스케일링된 채널행렬들이 생성된다.The
상기 LR연산기(604)는 격자감소 기법을 통해 각 스케일링된 채널행렬에 대응되는 격자감소 행렬()들을 생성한다. 상기 격자감소 행렬은 자신 및 자신의 역행 렬 내 모든 원소들의 실수부 및 허수부가 정수인 행렬이며, 채널행렬에 따라 다르게 산출된다. 상기 격자감소 행렬을 생성하는 상세한 과정은 다수의 선행된 연구들을 통해 공개되어 있으며, 다양한 방식들 중 어떠한 방식을 사용하더라도 본 발명의 요지에 어긋나지 않으므로, 본 발명은 이에 대한 설명은 생략한다. 예를 들어, 상기 격자감소 행렬을 생성하는 과정은 논문 「H.Yao and G.W.Wornell,"lattice-reduction-aided detectors for MIMO communication systems," IEEE Proc.GLOBECOM 2002, vol.1, pp.424-428, Nov.2002」 및 논문 「Y.H.Gan and W.H.Mow,"Complex lattice reduction algorithms for low-complexity MIMO detection," IEEE Proc.GLOBECOM 2005, vol.5, pp.2953-2957, Nov.2005」에 나타나 있다.The
상기 SER산출기(606)는 상기 LR연산기(604)에서 산출된 격자감소 행렬을 이용하여 유효 잡음을 산출하고, 상기 유효 잡음을 이용하여 각 스트림별 심벌 에러율의 최대 한계를 산출한다. 여기서, 상기 유효 잡음은 상기 <수학식 5>와 같이 산출되며, 상기 스트림별 심벌 에러율의 최대 한계는 하기 <수학식 34>와 같이 산출된다.The
상기 <수학식 34>에서, 상기 는 수신신호 중 k번째 스트림에 대한 신 호, 상기 는 상기 의 검출 오류 확률, 상기 는 k번째 스트림에 대한 송신신호의 검출 값, 상기 는 상기 의 검출 오류 확률, 상기 는 i번째 변조방식 조합 중 k번째 스트림에 대한 심벌 에러율의 최대 한계, 상기 는 사건 A가 일어날 확률, 상기 는 k번째 스트림에 대한 유효 잡음을 의미한다.In Equation 34, The signal for the k < th > stream of the received signal, Quot; The detection error probability of Is a detection value of a transmission signal for the k < th > stream, Quot; The detection error probability of Is the maximum limit of the symbol error rate for the kth stream among the combinations of the i < th > modulation scheme, Is the probability of occurrence of event A, Denotes an effective noise for the k-th stream.
상기 SINR변환기(608)는 상기 SER산출기(606)에서 산출된 심벌 에러율을 신호대 간섭 및 잡음비로 변환한다. 상기 신호대 간섭 및 잡음비로의 변환은 변조방식에 따라 다르게 수행된다. 예를 들어, 변조방식이 4-QAM 또는 16-QAM인 경우, 상기 신호대 간섭 및 잡음비로의 변환은 상기 <수학식 33>에 나타난 수식 중 하나를 통해 수행된다. 상기 심벌 에러율을 신호대 간섭 및 잡음비로 변환하는 수식은 널리 알려진 수식이기 때문에, 다른 변조방식의 경우에 대한 수식의 설명은 생략한다.The
상기 CQI결정기(610)는 다수의 변조방식 조합들 중 최종 채널 품질 정보로 사용될 신호대 간섭 및 잡음비 집합를 갖는 하나의 변조방식 조합을 결정한다. 이를 위해, 먼저 상기 CQI결정기(610)는 변조방식의 최소 요구 신호대 간섭 및 잡음비를 만족하지 못하는 신호대 간섭 및 잡음비 집합을 후보에서 제외한다. 그리고, 상기 CQI결정기(610)는 최소 요구 신호대 간섭 및 잡음비를 만족하는 변조방식 조합들 중 가장 높은 합 전송률을 갖는 변조방식 조합의 신호대 간섭 및 잡음비 집합을 최종 채널 품질 정보로 결정한다.The
상술한 구성을 통해 생성된 스트림별 채널 품질 정보는 송신단으로 피드백되어 상기 송신단의 스케줄링 및 송신신호 변조방식 결정에 사용된다. 하지만, 상술한 구성을 통해 스트림별 채널 품질 정보를 생성하는 과정에서 변조방식도 동시에 결정되므로, 변조방식 정보가 직접 피드백될 수도 있다. 따라서, 미 도시되었지만, 상기 수신단은 송신단으로 피드백 정보를 송신하는 피드백송신기를 더 포함하여, 상기 피드백송신기는 상기 스트림별 채널 품질 정보 또는 변조방식 정보를 송신단으로 송신한다.The channel quality information for each stream generated through the above-described configuration is fed back to the transmitting end to be used for scheduling of the transmitting end and determination of the transmission signal modulation scheme. However, since the modulation scheme is simultaneously determined in the process of generating the channel quality information for each stream through the above-described configuration, the modulation scheme information may be directly fed back. Therefore, although not shown, the receiving end further includes a feedback transmitter for transmitting feedback information to the transmitting end, and the feedback transmitter transmits the stream-based channel quality information or modulation scheme information to the transmitting end.
도 7은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 다중 입출력 무선통신 시스템에서 수신단의 스트림별 채널 품질 정보 생성 절차를 도시하고 있다.FIG. 7 illustrates a process of generating channel quality information for each stream of a receiver in a MIMO wireless communication system according to another embodiment of the present invention.
상기 도 7을 참조하면, 상기 수신단은 701단계에서 가능한 변조방식 조합들의 목록을 생성한다. 이후의 단계들에서, 상기 가능한 변조방식 조합들 각각의 스트림별 신호대 간섭 및 잡음비가 생성된다.Referring to FIG. 7, in
상기 가능한 변조방식 조합들의 목록을 생성한 후, 상기 수신단은 703단계로 진행하여 채널행렬을 스케일링한다. 다시 말해, 상기 수신단은 각 스트림별 변조방식의 성상도 내의 점들간 거리를 '1'로 만드는 스케일링 값을 확인하고, 상기 스케일링 값에 따라 상기 <수학식 1>과 같이 채널행렬을 스케일링한다. 이로 인해, 가능한 변조방식 조합들 각각에 대응되는 스케일링된 채널행렬들이 생성된다.After generating the list of possible modulation scheme combinations, the receiver proceeds to step 703 and scales the channel matrix. In other words, the receiver checks a scaling value that makes the inter-point distance within the constellation of the modulation scheme for each stream to '1', and scales the channel matrix according to Equation (1) according to the scaling value. This produces scaled channel matrices corresponding to each possible combination of modulation schemes.
상기 채널행렬을 스케일링한 후, 상기 수신단은 705단계로 진행하여 격자감소 기법을 통해 각 스케일링된 채널행렬에 대응되는 격자감소 행렬()들을 생성한 다. 상기 격자감소 행렬은 자신 및 자신의 역행렬 내 모든 원소들의 실수부 및 허수부가 정수인 행렬이며, 채널행렬에 따라 다르게 산출된다. 상기 격자감소 행렬을 생성하는 상세한 과정은 다수의 선행된 연구들을 통해 공개되어 있으며, 다양한 방식들 중 어떠한 방식을 사용하더라도 본 발명의 요지에 어긋나지 않으므로, 본 발명은 이에 대한 설명은 생략한다. After scaling the channel matrix, the receiving end proceeds to step 705 and uses the lattice reduction technique to calculate a lattice reduction matrix (corresponding to each scaled channel matrix) ). The lattice reduction matrix is a matrix whose real part and imaginary part are integers of all the elements in itself and its inverse matrix, and is calculated differently according to the channel matrix. The detailed process of generating the lattice reduction matrix is disclosed through a number of previous studies, and any method of any of the various schemes is not contradicted by the gist of the present invention, so that the description of the present invention will be omitted.
상기 격자감소 행렬을 생성한 후, 상기 수신단은 707단계로 진행하여 상기 격자감소 행렬을 이용하여 상기 변조방식 조합들 각각의 스트림별 오류 성분을 도출하고, 상기 스트림별 오류 성분을 이용하여 스트림별 심벌 에러율을 산출한다. 즉, 상기 수신단은 상기 격자감소 행렬을 이용하여 유효 잡음을 산출하고, 상기 유효 잡음을 이용하여 각 스트림별 심벌 에러율의 최대 한계를 산출한다. 여기서, 상기 유효 잡음은 상기 <수학식 5>와 같이 산출되며, 상기 스트림별 심벌 에러율의 최대 한계는 상기 <수학식 34>와 같이 산출된다.After generating the lattice reduction matrix, the receiving end derives an error component for each stream of the modulation scheme combinations using the lattice reduction matrix in
상기 스트림별 심벌 에러율의 최대 한계를 산출한 후, 상기 수신단은 709단계로 진행하여 707단계에서 산출된 심벌 에러율을 신호대 간섭 및 잡음비로 변환한다. 상기 신호대 간섭 및 잡음비로의 변환은 변조방식에 따라 다르게 수행된다. 예를 들어, 변조방식이 4-QAM 또는 16-QAM인 경우, 상기 신호대 간섭 및 잡음비로의 변환은 상기 <수학식 33>에 나타난 수식 중 하나를 통해 수행된다. 상기 심벌 에러율을 신호대 간섭 및 잡음비로 변환하는 수식은 널리 알려진 수식이기 때문에, 다른 변조방식의 경우에 대한 수식의 설명은 생략한다.After calculating the maximum limit of the symbol error rate per stream, the receiving terminal proceeds to step 709 and converts the symbol error rate calculated in
상기 심벌 에러율을 신호대 간섭 및 잡음비로 변환한 후, 상기 수신단은 711단계로 진행하여 변조방식의 최소 요구 신호대 간섭 및 잡음비를 만족하지 못하는 신호대 간섭 및 잡음비 집합을 후보에서 제외한다.After converting the symbol error rate to a signal-to-interference and noise ratio, the receiver proceeds to step 711 and excludes a signal-to-interference and noise-ratio set that does not satisfy the minimum required signal-to-interference and noise ratio of the modulation scheme from the candidate.
이어, 상기 수신단은 713단계로 진행하여 각 변조방식 조합에 대한 합 전송률을 산출한다.
상기 각 변조방식 조합에 대한 전송률을 산출한 후, 상기 수신단은 715단계로 진행하여 최소 요구 신호대 간섭 및 잡음비를 만족하는 변조방식 조합들 중 가장 높은 합 전송률을 갖는 변조방식 조합의 신호대 간섭 및 잡음비 집합을 최종 채널 품질 정보로 결정한다.In step 713, the receiver calculates a sum rate for each modulation scheme combination.
After calculating the transmission rate for each combination of modulation schemes, the receiver proceeds to step 715. In
상술한 절차를 통해 생성된 스트림별 채널 품질 정보는 송신단으로 피드백되어 상기 송신단의 스케줄링 및 송신신호 변조방식 결정에 사용된다. 하지만, 상술한 스트림별 채널 품질 정보를 생성하는 절차에서 변조방식도 동시에 결정되므로, 변조방식 정보가 직접 피드백될 수도 있다. 따라서, 상술한 절차 이후, 상기 수신단은 상기 스트림별 유효 신호대 잡음비 또는 변조방식 정보를 송신단으로 송신한다.The channel quality information for each stream generated through the above procedure is fed back to the transmitting end and used for scheduling of the transmitting end and determination of the transmission signal modulation scheme. However, since the modulation scheme is simultaneously determined in the procedure for generating the channel quality information for each stream, the modulation scheme information may be directly fed back. Accordingly, after the above-described procedure, the receiving end sends the effective signal-to-noise ratio or the modulation scheme information for each stream to the transmitting end.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.While the present invention has been described in connection with what is presently considered to be the most practical and preferred embodiment, it is to be understood that the invention is not limited to the disclosed embodiments, but is capable of various modifications within the scope of the invention. Therefore, the scope of the present invention should not be limited by the illustrated embodiments, but should be determined by the scope of the appended claims and equivalents thereof.
도 1은 본 발명에 따른 다중 입출력(MIMO : Multiple Input Multiple Output) 무선통신 시스템에서 성상도 스케일링(scaling) 및 쉬프팅(shifting) 예를 도시하는 도면,1 is a diagram illustrating constellation scaling and shifting examples in a multiple input multiple output (MIMO) wireless communication system according to the present invention;
도 2는 본 발명에 따른 다중 입출력 무선통신 시스템에서 외부 성상도 점(exterior constellation point)의 가능 영역(feasible region) 예를 도시하는 도면,2 is a diagram illustrating an example of a feasible region of an external constellation point in a MIMO wireless communication system according to the present invention;
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 다중 입출력 무선통신 시스템에서 수신단의 블록 구성을 도시하는 도면,3 is a block diagram of a receiving end in a MIMO wireless communication system according to an embodiment of the present invention;
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 다중 입출력 무선통신 시스템에서 채널 품질 정보 생성기의 블록 구성을 도시하는 도면,4 is a block diagram of a channel quality information generator in a MIMO wireless communication system according to an embodiment of the present invention.
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 다중 입출력 무선통신 시스템에서 수신단의 스트림별 채널 품질 정보 생성 절차를 도시하는 도면.5 is a diagram illustrating a procedure of generating channel quality information for each stream of a receiver in a MIMO wireless communication system according to an embodiment of the present invention.
도 6은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 다중 입출력 무선통신 시스템에서 채널 품질 정보 생성기의 블록 구성을 도시하는 도면,6 is a block diagram of a channel quality information generator in a MIMO wireless communication system according to another embodiment of the present invention.
도 7은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 다중 입출력 무선통신 시스템에서 수신단의 스트림별 채널 품질 정보 생성 절차를 도시하는 도면.7 is a flowchart illustrating a channel quality information generation process for each stream of a receiver in a MIMO wireless communication system according to another embodiment of the present invention.
Claims (45)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US12/287,091 US8180003B2 (en) | 2007-10-10 | 2008-10-06 | Apparatus and method for generating per stream channel quality information in multiple-input multiple-output (MIMO) wireless communication system |
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
KR20070101764 | 2007-10-10 | ||
KR1020070101764 | 2007-10-10 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
KR20090037271A KR20090037271A (en) | 2009-04-15 |
KR101400855B1 true KR101400855B1 (en) | 2014-06-17 |
Family
ID=40762051
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
KR1020070123347A KR101400855B1 (en) | 2007-10-10 | 2007-11-30 | Apparatus and method for calculating channel quality information per stream in multiple input multiple output wireless communication system |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
KR (1) | KR101400855B1 (en) |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR102137438B1 (en) * | 2013-11-20 | 2020-07-24 | 삼성전자주식회사 | Method and apparatus for transmitting and receiving data in a wireless communication system |
KR101644562B1 (en) * | 2015-04-21 | 2016-08-01 | 동아대학교 산학협력단 | System and Method for selecting antennas based on channel scaling with decremental strategy |
KR102387182B1 (en) * | 2015-10-21 | 2022-04-15 | 삼성전자주식회사 | Apparatus and method for signal detection in a wireless communication system |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2006107230A1 (en) * | 2005-03-30 | 2006-10-12 | Intel Corporation | Multiple-input multiple-output multicarrier communication system with joint transmitter and receiver adaptive beamforming for enhanced signal-to-noise ratio |
-
2007
- 2007-11-30 KR KR1020070123347A patent/KR101400855B1/en not_active IP Right Cessation
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2006107230A1 (en) * | 2005-03-30 | 2006-10-12 | Intel Corporation | Multiple-input multiple-output multicarrier communication system with joint transmitter and receiver adaptive beamforming for enhanced signal-to-noise ratio |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
KR20090037271A (en) | 2009-04-15 |
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