KR101367440B1

KR101367440B1 - 분산형 공간-시간 코딩 방법

Info

Publication number: KR101367440B1
Application number: KR1020070054944A
Authority: KR
Inventors: 샤디 아부 리이엘리
Original assignee: 꼼미사리아 아 레네르지 아토미끄 에뜨 옥스 에너지스 앨터네이티브즈
Priority date: 2006-06-06
Filing date: 2007-06-05
Publication date: 2014-03-11
Also published as: US20070280333A1; ATE461557T1; FR2901932A1; EP1865613B1; JP5196877B2; FR2901932B1; CN101087183A; ES2342205T3; EP1865613A2; US7864831B2; EP1865613A3; DE602007005304D1; KR20070116736A; CN101087183B; JP2007329928A

Abstract

본 발명은 UWB 펄스 원격 통신 시스템용 분산형 공간-시간 코딩 방법 - 소스 단말기는 K개의 프레임으로 이루어진 전송 구간 동안 수신지 단말기에 신호를 전송하고, 각각의 프레임은 제1 및 제2 하프프레임(half-frame)으로 분할되고, 각각의 제1 하프프레임에서 전송되는 신호가 수신된 후, 상기 시스템의 K개의 중계 단말기 중에서 별개의 중계 단말기에 의해 다음 제2 하프프레임 동안 증폭 후 재전송됨 - 에 관한 것이다. 소스 단말기는 복수의 시간 위치를 포함하는 PPM 변조 알파벳 또는 복합 PPM-PAM 변조 알파벳에 속하는 4K개의 데이터 기호를 코딩하여, 프레임당 4개의 전송 기호 시퀀스를 제공하고, 상기 전송 기호는 상기 전송 기호 중 하나의 전송 기호마다, 그 PPM 성분의 순열과, 유리수 필드의 2K차 실대수 확장에 속하는 복수의 계수를 이용하여 상기 데이터 기호의 4K개의 선형 조합으로부터 얻어진다. 이와 같이 얻어진 전송 기호는 UWB 펄스 신호를 변조한다.

UWB, 통신 시스템, 소스 단말기, 수신지 단말기, 변조 알파벳

Description

분산형 공간-시간 코딩 방법{COHERENT COOPERATIVE UWB COMMUNICATION SYSTEM}

도 1은 무선 네트워크에서 협동을 위한 전략을 개략적으로 도시한 도면.

도 2는 복수의 중계 단말기를 이용하는 바람직한 실시예에 따른 협동을 위한 프로토콜을 개략적으로 도시한 도면.

도 3은 PPM-PAM 변조 알파벳의 일 예를 도시한 도면.

도 4는 소스 단말기와 수신지 단말기 간의 합의에 의해 이루어진 중계 단말기의 선택을 도시한 도면.

도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 소스 단말기의 일반적인 구조를 개략적으로 도시한 도면.

도 6은 도 5에 도시된 소스 단말기의 일 모듈을 개략적으로 도시한 도면.

도 7은 도 6에 도시된 모듈의 제1 서브모듈을 개략적으로 도시한 도면.

도 8은 도 6에 도시된 모듈의 제2 서브모듈을 개략적으로 도시한 도면.

<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>

500 : 버스

505 : 제2 버스

510 : 모듈

530 : 출력

610 : 서브모듈

640 : 출력

631, 632 : 서브버스

본 발명은 초광대역(또는 ultrawide band; UWB) 원격 통신 분야와 협동 원격 통신 시스템 분야 모두에 관한 것이다.

근래, UWB 원격 통신 시스템은 중요한 연구 주제가 되었다. 이들 시스템은 기저 대역에서 소위 초광대역 신호와 직접 작용하는 것을 특징으로 한다. 일반적으로, UWB 신호란 용어는, 2002년 2월 14일 FCC의 규칙에서 규정되고 2005년 3월 개정된 스펙트럼 마스크와 일치하는 신호, 즉, 본질상 적어도 500 MHz 내지 -10 dB의 대역폭을 가지며 스펙트럼 대역 3.1 내지 10.6 GHz 내의 신호를 지칭하는데 이용된다. UWB 신호는 다중대역 OFDM(MB-OFDM) 신호와 UWB 펄스 신호의 2가지 종류로 분할된다. UWB 펄스 신호는 수백 피코 초 내지 나노 초 정도의 극초단 펄스로 이루어진다. 이하, UWB 펄스 시스템에 한정하여 설명할 것이다.

UWB 시스템은 무선 개인 네트워크(wireless personal network; WPAN)의 적당한 후보이다. 셀룰러 원격 통신 네트워크와 같은 종래 무선 네트워크에서는, 송신기와 수신기 간의 접속이 제3자 단말기의 참여 없이 확립된다. 무선 네트워크의 공간 커버리지를 개선하기 위해, 단말기 간의 협동을 위한 전략을 구현하는 애드혹 아키텍처가 제안되었다.

도 1은 이와 같은 네트워크에서 협동을 위한 전략을 매우 개략적으로 도시한다. 소스 단말기(s)는 데이터 스트림을 수신지 단말기(d)에 전송한다. 또한, 단말기(r)는 s에 의해 전송된 데이터 스트림을 수신하고, 이를 수신지 단말기(d)에 중계한다. 이와 같이, 단말기(r)는 s와 d 간의 데이터 전송에 있어서 협동한다. 예를 들어, 채널(s - d)이 특히 s와 d 간의 장애물의 존재 때문에 낮은 품질인 경우, 채널(s - r - d)은 이를 우회하여 만족할 만한 품질을 얻는 것이 가능하다. 전송 경로의 공간 다이버시티를 더 증가시키기 위해, 복수의 단말기에 의해 데이터 스트림을 중계할 수 있다. 또한, 데이터 스트림은 단일 홉(single-hop) 또는 복수의 연속적인 홉(multiple-hop)으로 중계될 수 있다.

공지된 바와 같이, TDMA 무선 네트워크에서, 각각의 단말기는 그 전용 전송 구간을 갖는다. 따라서, 협동 모드는 병렬 협동과 직렬 협동으로 구별된다.

병렬 협동 모드에서, 중계 단말기는 소스 단말기에 할당된 전송 구간 동안 소스 단말기로부터 데이터를 수신하고, 이 데이터를 그 자신의 전송 구간 동안 수신지 단말기에 재전송한다. 이와 같이, 수신지 단말기는 소스 단말기의 전송 구간 동안 한 번 및 중계 단말기의 전송 구간 동안 두 번, 서로 다른 라우팅 경로를 통해, 같은 데이터를 수신한다. 수신지 단말기에 의한 데이터의 순차적 수신 때문에 "병렬"이란 용어가 적절하지 않게 보일 수 있지만, 사실상, 소스 단말기와 중계 단말기의 전송 구간의 시간 분리로 인해, 2개의 라우팅 경로 간의 간섭이 존재하지 않음을 나타낸다. 병렬 협동 모드에서의 동작은 중계 단말기가 그 전송 구간 동안 전송되는 어떤 특정 데이터도 갖지 않는 것으로 가정한다. 이로 인해, 협동 구성을 상당히 단순화한다.

직렬 협동 모드에서, 중계 단말기는 소스 단말기에 할당된 전송 구간 동안 소스 단말기로부터 데이터를 수신하여 재전송한다. 이를 위해, 중계 단말기는 수신된 신호를 증폭 후에 단순히 재전송하거나(소위 증폭 및 포워드용 AF 프로토콜), 먼저 신호를 디코딩한 후 재전송할 수 있다(소위 디코딩 및 포워드 프로토콜). 수신지 단말기는 소스 단말기에 할당된 전송 구간 동안 서로 다른 라우팅 경로를 통해 소스 단말기로부터 데이터를 수신한다.

특히 AF 프로토콜을 이용하는 협동 시스템은 2005년 12월 발표된 IEEE 정보 이론회지 제51권, N°12, 4152-4172페이지 내의, 그 명칭이 "하프듀플렉스 협동 채널에서 달성 가능한 다이버시티-멀티플렉싱 트레이드오프(On the achievable diversity-multiplexing tradeoff in half-duplex cooperative channels"인 K. Azariam 등의 논문에 설명되어 있다.

소스 단말기에 의한 데이터 전송과 중계 단말기에 의해 중계되는 상기 동일 소스 단말기의 데이터 전송이 동시에 일어나기 때문에, 데이터를 코딩하여 그 직교성을 보장할 필요가 있다. 이러한 코드는 분산형 공간-시간 코드 또는 DSTC로 지칭된다.

협동 원격 통신 시스템은 소위 MIMO(Multiple In Multiple Out) 다중안테나 시스템, 즉, 전송 공간 다이버시티를 갖는 시스템과 같다. 수신기에서 이용되는 검출 타입은 채널 상에서 이용 가능한 정보에 따라 다르다. 아래와 같이 구별된다.

- 소위 가간섭성 시스템, 이 시스템의 경우, 수신기는 통상 송신기에 의해 전송되는 파일럿 기호를 이용하여 수행되는 채널 추정에 의해 전송 채널의 특징을 알고 있다. 그 다음에, 채널 추정을 이용하여 데이터 기호를 검출한다. 일반적으로, 가간섭성 시스템은 고속 애플리케이션용으로 의도된다.

- 비간섭성 시스템, 이 시스템의 경우, 수신기는 전송 채널의 특징에 대한 사전 지식 없이, 데이터 기호의 블라인드 검출을 수행한다.

- 차분 시스템, 이 시스템의 경우, 데이터 기호는 2개의 연속적 전송 기호의 위상 또는 진폭 차 형태로 코딩된다. 이들 시스템은 수신기 측 채널의 지식을 필요로 하지 않을 수 있다.

AF 프로토콜을 이용하는 가간섭성 협동 시스템의 첫 번째 예는 www.comelec.enst.fr.사이트에서 입수 가능한 그 명칭이 "MIMO 증폭 및 포워드 협동 채널용 최적 공간-시간 코드(Optimal space-time codes for the MIMO amplify-and-forward cooperative channel)"인 S. Yang 및 J-C Belfiore의 논문으로부터 알려져 있다. 또한, 이 논문은 K. Azariam의 논문의 협동 시스템을 소스, 중계 및 수신지가 다중안테나 타입인 경우로 일반화하는 것을 제안한다. 설명된 시스템은 높은 코딩 이득을 가지므로, 양호한 BER 성능을 갖는다. 그러나, UWB 신호에는 적용할 수 없다. 또한, 이 시스템은 복소 계수를 갖는 DSTC 코드를 이용하므로, 위상 데이터를 갖는다. 그러나, 이용되는 펄스의 매우 짧은 지속 기간이 매우 짧아 서 UWB 신호의 대역폭이 매우 짧으면, 이로부터 위상 데이터를 추출하는 것이 매우 어렵게 된다.

AF 프로토콜을 이용하는 가간섭성 협동 시스템의 두 번째 예는 그 명칭이 "초광대역 통신용 분산형 대수 공간 시간 코드(Distributed algebraic space time codes for ultra wideband communications)"인 공개용으로 제출된 Kluwer사 간행의 C. Abou-Rjeily 등의 논문으로부터 알려져 있다. 첫 번째 예와 달리, 이 시스템은 실수 DSTC 코드 계수와 UWB 신호를 이용한다. 그러나, 그 BER 성능은 이전 시스템보다 열등하다.

본 발명의 목적은 종래 기술보다 높은 코딩 이득을 나타내면서 UWB 신호를 이용하는 가간섭성 협동 시스템을 제안하는 것이다.

본 발명은 UWB 펄스 원격 통신 시스템용 분산형 공간-시간 코딩 방법 - 소스 단말기는 K(K≥1)개의 프레임으로 이루어진 전송 구간 동안 수신지 단말기에 신호를 전송하고, 각각의 프레임은 제1 및 제2 하프프레임으로 분할되고, 각각의 제1 하프프레임에서 전송된 신호가 수신된 후, 상기 시스템의 K개의 중계 단말기 중에서 별개의 중계 단말기에 의해 다음 제2 하프프레임 동안 증폭 후 재전송됨 - 에 의해 정해진다. 상기 소스 단말기는 복수의 시간 위치를 포함하는 PPM 변조 알파벳 또는 복합 PPM-PAM 변조 알파벳에 속하는 4K개의 데이터 기호를 코딩하여, 프레임당 4개의 전송 기호 시퀀스를 제공하고, 상기 전송 기호는 상기 각각의 프레임 시퀀스에서 소정 순위를 갖는 상기 전송 기호 중 하나의 전송 기호마다, 그 PPM 성 분의 순열과, 유리수 필드의 2K의 실대수 확장에 속하는 복수의 계수를 이용하여 상기 데이터 기호의 4K개의 선형 조합으로부터 얻어진다. 이와 같이 얻어진 전송 기호는 UWB 펄스 신호를 변조한다.

또한, 본 발명은 K(K≥1)개의 프레임으로 이루어진 전송 구간(transmission interval; TTI) 동안 수신지 단말기에 신호를 전송하도록 의도된 UWB 펄스 원격 통신 단말기용 코딩 장치에 의해 정해지고, 상기 코딩 장치는

- M개의 시간 위치를 포함하는 복합 PPM-PAM 변조 알파벳에 속하는 4K개의 데이터 기호를 제공하며, K개의 병렬 코딩 모듈을 갖는 제1 분산 수단 - 각각의 코딩 모듈은 일 프레임에 대응하며 상기 4K개의 데이터 기호와 작용하여 4개의 전송 기호를 제공함 -;

- 유리수 필드의 실대수 확장에 속하는 일련의 4K개의 계수

를 각각의 코딩 모듈에 제공하는 제2 분산 수단;

- 수신한 4K개의 계수에 의해 상기 4K개의 데이터 기호의 선형 조합을 수행하며, 조합에 의해 얻어진 기호 중 하나의 기호의 PPM 성분의 순열을 수행하는데 적합한 각각의 코딩 모듈;

- 각각이 프레임 지속 기간과 같은 지연을 적용하며 그 입력에서 코딩 모듈의 출력을 수신하는 복수의 직렬 탑재형 지연 라인을 포함한다.

본 발명의 다른 특징 및 이점은 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 이해함으로써 명백해질 것이다.

본 발명의 기본 사상은 위치 및 진폭 변조 또는 펄스 위치 변조 및 펄스 진폭 변조(Pulse Position Modulation & Pulse Amplitude Modulation; PPM-PAM)에 의해 변조된 UWB 펄스 신호를 이용하는 협동 전략을 이용하고, 특정 타입의 코딩에 의해 중계되는 신호와 중계되는 신호 간에 직교성을 유지하는 것을 보장하기 위한 것이다.

도 2에 도시된 바와 같이, 이용되는 협동 전략은 AF 타입이다. 이 경우, 소스 단말기를 s, K(K≥1)개의 중계 단말기를

, 및 수신지 단말기를 d로 간주할 것이다. TTI에 의해 지시되는 전송 구간은 소스 단말기(s)에 할당된다. 즉, 이러한 시간 윈도우 동안, 소스 단말기(s)만이 전송할 수 있고, 중계 단말기(

)는 소스 단말기에 의해 전송되는 신호를 중계할 뿐이다.

TTI 윈도우에서 소스 단말기에 의해 전송되는 신호는, 각각이 지속 기간 T _f 를 갖고 2개의 하프프레임에 의해 이루어지는 K개의 프레임 시퀀스에 의해 이루어진다. 예를 들어, 시퀀스의 제k 프레임을 고려하면, 그 제1 하프프레임이 중계 단말기(r _k )에 의해 중계되는 동안, 소스 단말기는 그 제2 하프프레임을 전송한다. 따라서, 시퀀스의 각 프레임의 제1 하프프레임은 서로 다른 중계 단말기에 의해 중계된다.

전송 구간 TTI로 인해, 4K개의 데이터 기호를 전송하는 것이 가능해지고, 각각의 K개의 프레임은 2(소스와 중계 단말기)의 공간 다이버시티를 제공한다. 더욱 상세하게는,

로 지시되는 4K개의 데이터 기호는 4K개의 전송 기호

k = 1,...,K에서 코딩되고, 코드는 퇴화하지 않고, 4K의 랭크를 갖는다.

데이터 기호

는 M - PPM - M' - PAM 또는 M - PPM 변조 알파벳의 요소이고, 후자 알파벳은 기술을 목적으로 M' = 1인 첫 번째 특별한 경우로서 고려된다. 이 기본 변조 M.M'의 알파벳은 도 3에 개략적으로 도시되어 있다. 각각의 M개의 시간 위치마다, M'개의 변조 진폭이 가능하다. 알파벳 기호는

인 M 차원의 벡터

에 의해 표현될 수 있고, d는 PPM 변조의 위치이고,

는 PAM 변조의 진폭이며, δ(.)는 디락 분포이다. 따라서, 이하, 데이터 기호는 단 하나만이 0이 아니며 PAM 알파벳의 일 요소와 같은 M개의 PPM 성분의 벡터인 것으로 간주될 것이다.

다시 도 2를 참조하면, 소스 단말기가 제k 프레임의 제1 하프프레임 동안 기호

를 전송한 후, 제2 하프프레임 동안 기호

를 전송한다는 것에 주목하자. 중계 단말기(r _k )는 제1 하프프레임 동안 기호

를 전송하고, 이를 제2 하프프레임 동안 재전송한다. 따라서, 제2 하프프레임 동안, 전파 시간을 무시하면, 수신지 단말기는 2M×2 차원의 공간-시간 코드 행렬

의 형태로 표현될 수 있는 4개의 전송 기호를 수신한다.

시간 차원은 행렬의 서로 다른 행(세로 방향)에 의해 주어지고, 공간 차원(소스 단말기와 중계 단말기)은 서로 다른 열(가로 방향)에 의해 주어진다.

본 발명에 따르면, 공간-시간 코드 행렬

는 데이터 기호

로부터 다음과 같이 얻어진다.

여기서, 계수

, i = 1,...,K는 스칼라이며, 그 특성은 아래에 제공되고, θ와 θ ₁은 엄밀히 양의 판별식을 가지며 유리수의 필드

로 약분할 수 없는 2차 다항식 P(X)의 켤레 근이다. 따라서, 근 θ와 θ ₁은 실수이며 서로 다르다. 바람직하게는, P(X) = X ² - X - 1은 다항식으로서 선택되고, 이 경우, θ는 황금수

와

이다.

수학식 4에서, Ω는 단순한 이항으로 약분되지 않는 M×M 차원의 (순환형 또는 순환형이 아닌) 순열 행렬이다. 순열은 항등원을 제외하고는 정렬된 집합 {1,...,M}을 그 자신으로 사상하는 임의의 일대일 대응 애플리케이션이다. 순환형 순열 ω는 관계식

에 의해 정의되고, q는 0＜q≤M-1인 정수이다. 예를 들어, M≥3인 경우, Ω는 단순한 순환형 시프트일 수 있다.

여기서,

은 M-1 크기의 항등원 행렬이고,

은 M-1 크기의 제로 행 벡터이며,

은 M-1 크기의 제로 열 벡터이다. 더욱 일반적으로, 행렬 Ω는 그 요소 중 임의의 하나 또는 복수의 부호 변경과 연관된 순열의 행렬일 수 있다. 따라서, 수학식 6에 제공된 예의 경우, 행렬은 다음과 같이 나타낼 수 있다.

여기서,

은 수학식 4에서 이용될 수도 있다. 예를 들어, M = 2,

또는

를 선택한다.

수학식 2 내지 수학식 5로부터, 전송 기호

는 각각의 성분이 변조 위치에 대응하는 M차원의 벡터인, 데이터 기호

와 같다. 사실상, 이들은 데이터 기호의 단순한 선형 조합에 의해, 또한

마다 덧셈 연산, 즉 이들 중 일부의 부호 반전과 조합하는 것이 가능한 PPM 성분의 순열에 의해 얻어진다.

일반적으로, 스칼라 계수

, i = 1,...,K는 유리수의 필드

의 K 차수인 (복소수가 아닌) 실대수 확장의 요소이다. 즉, 스칼라 계수

는

로 약분할 수 없으며

의 계수를 갖는, K차 다항식

의 실수 근이다. 다항식

는 P[X]와 소수가 되도록 선택되고, 수학식 2 내지 수학식 5에 개재되는 스칼라 계수

는 반복형 대수 확장이자 실수인,

상의 2차 및 이에 따른

상의 2K차 F :

의 요소이다. 또한, 수학식 2 내지 수학식 5에 따르면, 벡터

의 성분은 대수 표현 F에 속한다.

수학식 2 내지 수학식 5는 더 간결한 행렬 형태로 표현될 수 있다.

여기서,

,

이고,

은 스칼라 계수의 행 벡터로서 정의된다.

즉,

는 2K개의 첫 번째 데이터 기호를 조합한 2K×M 차원의 행렬이고,

는 다음 2K개의 기호를 조합한 같은 차원의 행렬이다. 데이터 기호는 M 차원의 열 벡터인 것에 주목하자.

공간-시간 코드의 전송 기호

k=1,...,K는 UWB 신호를 위치 및 진폭 변조하는 기능을 한다. 더욱 상세하게는, 각각의 하프프레임은 지속 기간이 T _s =T _f /4인 2개의 기호 시간으로 분할되고, 전송 기호는 각각의 기호 시간마다 전송된다. 바람직하게는, 각각의 기호 시간은 M개의 변조 위치

를 제공하지만, 나중에 반드시 동등하게 분산되지는 않는다.

가 전송 기호이면, 대응하는 기호 시간 동안 소스 단말기에 의해 전송되는 신호는 다음과 같이 표현된다.

여기서, w(t)는 UWB 펄스의 기본 형태이다. 그 시간 지원은 연속적인 변조 위치 간의 구간

보다 사실상 낮도록 선택된다.

변조 위치는 동일 프레임의 기호마다 동일하다. 그러나, 한 프레임은 다른 프레임과 다를 수 있다. 또한, 이 경우 TDMA 멀티플렉싱에 의해 직교성이 보장되는 경우, 모든 소스 단말기마다 변조 위치가 동일할 수 있다는 것에 주목하자. 따라서, 이들을 통상의 TH-UWB(Time-Hopping UWB) 시퀀스에서와 같이 시간 도약 시퀀스 또는 DS-UWB(Direct Spread UWB) 시스템에서와 같이 직교 시퀀스에 의한 곱셈에 의해 분리할 필요는 없다. 그러나, 복수의 소스 단말기가 동일한 구간 TTI 동안 동시에 액세스하도록 인가되면, 위치 변조는 TH-UWB, DS-UWB 또는 TH-DS-UWB 신호도 변조하는 기능을 할 수 있다. 따라서, 일반적으로, 기호 시간 동안 전송되는 신호는 다음 형태를 가질 수 있다.

여기서, u(t)는 예를 들어, TH-UWB, DS-UWB, 또는 TH-DS-UWB와 같은 UWB 펄스 신호이다. 이하, 일반성의 손상 없이, 단순화를 위해, 수학식 9의 형태를 갖는 소스 신호에 한정하여 설명할 것이다.

소스 단말기(s)는 제k 프레임의 제2 하프프레임에서 제1 기호 시간 동안 다 음과 같은 신호를 전송하고,

제2 기호 시간 동안 다음과 같은 신호를 전송하고,

여기서, ω는 정렬된 집합 {1,2,...,M}의 순열이고,

이고 A _s 는 소스 단말기의 전송 전력의 계수 함수이다.

이와 동시에, 제k 프레임의 제2 하프프레임에서, 중계 단말기(r _k )는 제1 기호 시간 동안 다음과 같은 신호를 재전송하고,

여기서,

는 소스 단말기와 중계 단말기(r _k ) 간의 전파 경로의 감쇠 계수이고, α _k 는 중계 단말기(r _k )의 증폭 이득이고,

제2 기호 시간 동안 다음과 같은 신호를 재전송한다.

이하, K의 값이 낮은 경우,

에 대해 최상의 코딩 이득에 대응하는 벡터

를 나타낼 것이다.

중계 단말기가 하나인 경우, 벡터

는 V = 1인 스칼라 값으로 간단히 단순화된다.

바람직하게는, 중계 단말기가 2개인 경우, 벡터

의 성분은 다음과 같아지도록 선택된다.

및

이고,

및

.

바람직하게는, 중계 단말기가 3개인 경우, 벡터

의 성분은 다음과 같아지도록 선택된다.

이고,

.

바람직하게는, 중계 단말기가 4개인 경우, 벡터

의 성분은 다음과 같아지도록 선택된다.

이고,

.

끝으로, 바람직하게는, 중계 단말기가 5개인 경우, 벡터

의 성분은 다음과 같아지도록 선택된다.

이고,

.

계수

는 공통 곱셈 계수에 이르기까지 정의된다. 이들 계수에 비례하는 값으로 인해 코드는 동일한 성능을 갖게 된다. 코딩 이득이 저하되더라도, 이러한 균형의 제약에서 벗어나는 것이 가능하다. ± 10%의 균형 편차는 공간-시간 코드의 성능을 그다지 변경하지 않음을 나타냈다. 더욱 상세하게는, 이러한 허용 오차로 인해, 8-비트 바이트와 같은 양자화된 계수

와 작용하는 것이 가능하게 된다. 본 발명에 따른 공간-시간 코드의 성능은 인덱스 i 및/또는 k에서 작용하는 계수

의 임의의 순열, 즉 이들 벡터의 가능한 순열과 조합되는 벡터

, k=1,...,K의 동일 성분과 동시에 작용하는 임의의 순열에 의해 영향을 받지 않는다. 이는, 제1 순열이 데이터 기호

및

를 선택하는 순서의 순열과 수학식 2, 수학식 3, 수학식 4, 수학식 5에서 등가임을 관찰함으로써 쉽게 알 수 있다. 제2 순열은 단순히 프레임의 전송 순서의 변화에 해당한다.

또한, 이러한 코드의 성능은 행렬

의 대각선 및/또는 반대각선 요소의 교환, 즉, 전송된 기호

및

및/또는 기호

및

프레임의 역행렬에 의해서도 불변이다. 즉, 제k 프레임에서 전송되는 기호 시퀀스는

또는

와 같을 수 있다.

끝으로, 켤레 근 θ 및 θ ₁의 역수는 코드 성능을 어느 쪽도 변화시키지 않는다.

이하, 소스 단말기와 중계 단말기의 전력 제어를 고려하자. 계수 A _S 와 α _k , 즉, 소스 단말기의 전송 전력 P _S 와 각종 중계 단말기의 증폭 이득의 선택은 2가지 별개의 모드에 따라 이루어질 수 있다. 우선, 각각의 중계 단말기는 중계 단말기에 관계없이, 일정한 전송 전력 P _r 에 대응하는 일정한 전력에서 곱

을 유지하는 개루프 전력 제어를 갖는다.

제1 모드에 따라, 중계 단말기에 의해 전송되는 전력은 그 합이 상술한 FCC 스펙트럼 마스크에 따르도록 선택된다. 즉, P가 FCC 스펙트럼 마스크에 따르는 것을 가능케 하는 전력 값인 경우, 소스 단말기와 중계 단말기의 각각의 전력은 구간 TTI에서 평균된 전체 소스 및 중계 전력이 P와 같도록 선택되고, 즉 다음과 같이 선택된다.

따라서, 제1 모드는 동일한 BER이 소스 단말기의 전력을 소스 단말기와 중계 단말기 간에 분산시킴으로써 절약하도록 할 수 있음을 알 수 있다.

제2 모드에 따르면, 소스 단말기와 중계 단말기의 각각의 전력은 FCC 스펙트럼 마스크에 각각 따를 것이다. 이 경우, 전체 전송 전력은 소스 단말기만이 전송한 전력의 (1+K/2)배이다. 즉, 제1 모드의 동작이나 중계 없는 동작에서보다 (1+K/2)배 낮은 신호 대 잡음비에 대해 동일한 BER을 얻는 것이 가능하다.

채널(s-d 및 r _k -d)의 조건, 예를 들어, 이들 채널의 각각의 감쇠 계수가 알려지면, 제1 모드에 따른 소스 및 중계 단말기 간의 전력 분포가 감쇠 조건을 고려할 수도 있다. 그러면, 단말기(s 및 r _k )의 각각의 전송 전력 P _S 및

는 다음과 같이 선택된다.

및

여기서, 계수

및

는 다음과 같이 증명되고,

각각의 전파 경로

와 관련하여 상대 감쇠 계수

및

에 따른 예에 대해 결정된다.

다른 방법으로는, 계수

및

는 폐루프 전송 전력 제어(폐루프 전력 제어용 CL-PC)에 의해 결정될 수 있다. 이를 위해, 전력 제어 표시,

및

(전송 전력 제어)는 단말기(s 및 r _k )로의 K+1개의 복귀 경로를 통해 전송된다. 이는 소스 단말기에 의해 전송되는 직접적인 신호와 단말기(r _k )에 의해 중계되는 신호의 별개의 검출이 주기적으로 존재하는 것으로 가정한다. 표시

및

에 따라, 단말기(s)는

를 감소/증가시키고, 단말기는

를 증가/감소시킨다. 이 표시는 전체 할당

이 1로 유지되도록 공동으로 결정된다.

제2 모드에 따른 동작에 대응하는 다른 방법에서는, 독립적인 표시

및

를 가질 수 있고, 계수

및

는 더 이상 관련되지 않지만 각각은 1보다 낮게 유지되어, 스펙트럼 마스크에 따르게 된다.

상술한 협동 전략은 복수의 K개의 소정의 중계 단말기

를 필요로 한다. 그러나, 일반적인 규칙으로서, 복수의 단말기는 중계 기능에 적합할 수 있으 므로, 소스 단말기와 수신지 단말기 간의 통신을 확립하기 전에 이들 적당한 단말기로부터 K개의 단말기를 선택하는 것이 필요하다.

본 발명의 다른 제1 실시예에 따르면, 중계 단말기의 선택은 근접성 기준으로 소스 단말기(s)와 수신지 단말기(d) 간의 합의에 의해 이루어진다. 단말기는 통상의 의사거리 또는 양방향 전파 시간 계산 수단에 따라 이들을 분리하는 거리(피어 투 피어 레인징(peer-to-peer ranging))를 결정할 수 있는 것으로 가정한다. UWB 신호는 그 성질(짧은 시간 펄스) 때문에 국지적인 애플리케이션에 매우 적합하다. 예를 들어, www.ee.vt.edu 사이트에서 입수 가능한 그 명칭이 "UWB 상대 위치 시스템(An UWB relative location system)"인 Neiyer S. Correal 등의 논문에서 UWB 단말기 간의 거리를 계산하는 방법이 설명되어 있다.

도 4는 중계 단말기를 선택하는 절차를 개략적으로 도시한다. 우선, 단말기(s 및 d)는 이들을 분리하는 거리 Ds -d를 결정한다. 그 다음에, 단말기(s)는 그 인접한 이웃의 집합 Ss를 결정한다. 이를 위해, 주위 단말기로부터의 분리 거리를 계산하고, Ds -d보다 가까이 위치한 단말기를 선택한다. 이와 유사하게, 단말기(d)는 그 인접한 이웃의 집합 Sd를 결정한다. 중계 단말기(

)는 합

를 최소화하는 것으로서 집합 Ss∩Sd에서 선택되고, 여기서,

및

는 s와 r _k 간의 거리 및 r _k 와 d 간의 거리이다. 집합 Ss∩Sd가 공집합이면, 협동 절차는 무시된다. 집합 Ss∩Sd가 K'＜K개의 단말기를 포함하면, K'개의 중계를 이용하는 협동 전략은 소스 단말기와 수신지 단말기 간에 합의가 이 루어진 후에 채택된다.

다른 제2 실시예에 따르면, 중계 단말기는 에러 레이트(BER) 기준에 기초하여 선택된다. 이를 위해, 소스 단말기는 주위 단말기에 소정의 제어 기호 시퀀스를 전송한다. 이 시퀀스는 모든 단말기에 알려져 있으므로, 이를 수신하는 각각의 단말기는 그 BER을 결정할 수 있다. 그러면, BER이 임계값보다 낮은 단말기는 소스 단말기에 ACK(acknowledgement) 메시지를 전송하여, 단말기의 부하 및/또는 측정된 에러 레이트 범위를 지정할 수 있다. 소스 단말기는 최저 BER을 보고한 중계 단말기(r _k )를 선택한다.

도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 소스 단말기의 일반적인 구조를 도시한다.

참조 부호 500은 4K개의 데이터 기호

를 전송하는 버스를 지시하고, 각각의 기호는 M개의 성분에 대응하는 M개의 유선을 통해 전송된다. 소스 단말기는 4K개의 데이터 기호 상에서 병렬로 동작하는 K개의 모듈(510)을 포함하고, 각각의 모듈(510)은 상세히 설명되지 않은 제2 버스(505)를 통해 메모리에 미리 기억된 한 쌍의 특정 벡터

, 즉, 4K개의 계수를 수신한다. 벡터

의 성분을 수신하는 모듈(510)은 그 출력 상에

의 순서로 제k 프레임의 전송 기호를 순차적으로 제공한다. k = 1에 대응하는 모듈을 제외하고, 모듈(510)의 출력은 프레임 지속 기간 T _f = 4T _s 와 같은 지연 값을 가지며 직렬로 장 착된 K - 1개의 지연 라인(520)에 인가된다. 예를 들어, 각각의 지연 라인은 4의 길이를 가지며 1/T _s 의 주파수에서 클록킹되어 병렬로 동작하는 M개의 시프트 레지스터에 의해 생성된다. 따라서, 제1 프레임의 전송 기호

, 그 다음에 제2 프레임의 전송 기호

등등은, 전송 구간 TTI의 마지막 프레임에 대한

까지 출력(530)에서 연속하여 나타난다.

그 다음에, 수학식 9 내지 수학식 9a와 관련하여 설명되는 것과 같이 출력(530)에서 나타나는 전송 기호는 UWB 신호를 변조하는 기능을 한다.

도 6은 도 5의 모듈(510), 더욱 상세하게는, 제k 프레임의 전송 기호를 생성하는 모듈(510)의 일반적인 구조를 도시한다. 상술한 바와 같이, 이 모듈은 버스(530)로부터 데이터 기호

를 수신한다. 편의상, 버스는 기호

및

, 즉,

및

를 각각 전송하는 2개의 서브버스(631 및 632)로 표현된다.

모듈(510)은 동일한 구조를 갖는 4개의 서브모듈(610)을 포함하고, 이들 서브모듈 중 2개의 서브모듈은 입력에서 기호

를 수신하고, 다른 2개의 서브모듈은 기호

를 수신한다. 기호

를 수신하는 2개의 서브모듈(610) 중에서, 하나의 서브모듈은 벡터

를 수신하고, 기호

를 생성하지만, 다른 서브모듈은 벡터

를 수신하고, 기호

를 생성한다. 이와 유사하게, 기호

를 수신하는 2개의 서브모듈(610) 중 에서, 하나의 서브모듈은 벡터

를 수신하고, 다른 서브모듈은 벡터

를 수신한다. 벡터

를 수신하는 서브모듈은 기호

를 생성한다. 벡터

를 수신하는 서브모듈은 서브모듈(630)에서 PPM 성분에 순열 연산을 행하고 부호를 변화시킬 수 있는 기호를 생성한다. 서브모듈(630)은 기호

를 생성한다.

기호

를 제공하는 서브모듈(610)은 출력(640)에 직접 접속되고, 다른 서브모듈의 출력은 각각이 기호 시간 Ts과 같은 동일 지연을 인가하는 3개의 직렬 장착된 지연 라인(620)의 각각의 입력에 접속된다. 따라서, 전송 기호

는 도 2에 도시된 기호 시퀀스에 따라 출력(640)에서 연속하여 나타난다.

도 7은 모듈(610)의 구조를 개략적으로 도시한다. 모듈(610)은 예를 들어,

또는

와 같은 2K 차원을 갖는 벡터

, 예를 들어,

또는

와 같은 M차원을 갖는 2K개의 벡터

를 입력에서 수신한다.

의 2K개의 스칼라 성분은 곱셈기(710)에 의해 벡터

와 각각 곱해진다. 그 다음에, 이와 같이 얻어진 벡터는 덧셈기(720)에 의해 더해진다.

도 8은 일 실시예에 따른 모듈(510)의 서브모듈(630)의 구조를 개략적으로 도시한다. 이 서브모듈은 M개의 입력 성분의 순열이며 이들 성분 중 하나 이상의 성분의 부호 변경과 조합 가능한, 행렬 Ω과의 곱셈 연산을 수행한다. 도 8에 도시된 예는 성분의 단순한 순환형 시프트에 대응한다.

소스 단말기의 구조는 공간-시간 코드에서 전송 기호

및

및/또는 전송 기호

및

의 교환에 의해 모듈(510)에서 일어나는 특정 대안에 있어서, 여러 대안을 가질 수 있다. 이들 대안은 지연 라인(620)의 입력에서 분기하는 교환 또는 분기하는 교환들을 수반한다.

또한, 당업자라면 모듈(510)과 서브모듈(610)에서의 연산이 동일하기 때문에, 병렬 처리와 직렬 처리 간에 제안된 것 이외의 절충안을 선택하는 것이 가능하다는 것을 알 수 있다. 더욱 상세하게는, 당업자에게 공지되어 있는 바와 같이, 입력에서 데이터의 멀티플렉싱 및 출력에서 데이터의 디멀티플렉싱을 희생하더라도, 단일 모듈(610)을 이용하는 대량의 순차 처리 및/또는 서브모듈(610)당 단일 서브모듈(510) 중에서 선택하는 것이 가능하다.

제1 하프프레임 동안 소스 단말기에 의해 전송되는 UWB 신호는 통상의 AF 프로토콜에 따른 제2 하프프레임에서 중계 단말기에 의해 반복된다. 이와 관련하여, 본 발명은 중계 단말기의 수정을 필요로 하지 않는다.

끝으로, 소스 단말기에 의해 전송되며 중계 단말기에 의해 재전송되는 UWB 신호는 MIMO 수신기에 의해 통상의 방법으로 수신지 단말기에 의해 처리될 수 있다. 수신기는, 예를 들어, 레이크 상관 스테이지와 그 다음에 예를 들어, 당업자에게 공지되어 있는 구형 디코더를 이용하는 판정 스테이지를 포함할 수 있다.

본 발명에 따르면, 위치 및 진폭 변조 또는 펄스 위치 변조 및 펄스 진폭 변 조(Pulse Position Modulation & Pulse Amplitude Modulation; PPM-PAM)에 의해 변조된 UWB 펄스 신호를 이용하는 협동 전략을 이용하고, 특정 타입의 코딩에 의해 중계되는 신호와 중계되는 신호 간에 직교성을 유지하는 것을 보장할 수 있다.

Claims

UWB 펄스 원격 통신 시스템용 분산형 공간-시간 코딩 방법으로서 - 소스 단말기는 K(K≥1)개의 프레임으로 이루어진 전송 구간 동안 수신지 단말기에 신호를 전송하고, 각각의 프레임은 제1 및 제2 하프프레임으로 분할되고, 각각의 제1 하프프레임에서 전송된 신호가 수신된 후, 상기 시스템의 K개의 중계 단말기 중에서 별개의 중계 단말기에 의해 다음 제2 하프프레임 동안 증폭 후 재전송됨 - ,

상기 소스 단말기는 복수의 시간 위치를 포함하는 PPM 변조 알파벳 또는 복합 PPM-PAM 변조 알파벳에 속하는 4K개의 데이터 기호를 코딩하여, 프레임당 4개의 전송 기호 시퀀스를 제공하고, 상기 전송 기호들은 상기 각각의 프레임 시퀀스에서 소정 순위를 갖는 상기 전송 기호들 중 하나의 전송 기호마다, 그 PPM 성분들의 순열과, 유리수 필드의 2K의 실대수 확장에 속하는 복수의 계수를 이용하여 상기 데이터 기호들의 4K개의 선형 조합으로부터 얻어지고,

이와 같이 얻어진 상기 전송 기호들은 UWB 펄스 신호를 변조하는 것을 특징으로 하는 분산형 공간-시간 코딩 방법.
제1항에 있어서, 자신의 PPM 성분들의 순열 연산을 행한 각각의 프레임의 전송 기호는 자신의 PPM 성분들 중 하나 이상의 PPM 성분이 부호 반전되는 것을 특징으로 하는 분산형 공간-시간 코딩 방법.
제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 전송 구간의 k번째 프레임의 4개의 전송 기호
는 다음과 같이 4K개의 데이터 기호
로부터 얻어지고,

여기서, 상기
는 상기 계수들이고, θ와 θ ₁은 유리수 필드에서 약분할 수 없는 2차 다항식의 실수 켤레 근이고, Ω는 하나 이상의 PPM 성분의 부호 반전과 연관 가능한 PPM-PAM 알파벳의 시간 위치의 순열 연산이고,

상기 k번째 프레임 동안 상기 소스 단말기에 의해 전송되는 시퀀스는
또는
또는
또는
인 것을 특징으로 하는 분산형 공간-시간 코딩 방법.
제3항에 있어서,
및
또는
및
인 것을 특징으로 하는 분산형 공간-시간 코딩 방법.
제4항에 있어서, K = 1이고,
인 것을 특징으로 하는 분산형 공간-시간 코딩 방법.
제4항에 있어서, K = 2이고,
및
이고,
및
이고,

상기 계수들
는 인덱스 i 및/또는 k에 대한 순열에 이르기까지 정의되고, 그 값들은 ±10% 내에서 공통 곱셈 계수에 이르기까지 정의되는 것을 특징으로 하는 분산형 공간-시간 코딩 방법.
제4항에 있어서, K = 3이고,

이고,

이고,

상기 계수들
는 인덱스 i 및/또는 k에 대한 순열에 이르기까지 정의되고, 그 값들은 ±10% 내에서 공통 곱셈 계수에 이르기까지 정의되는 것을 특징으로 하는 분산형 공간-시간 코딩 방법.
제4항에 있어서, K = 4이고,

이고,

이고,

상기 계수들
는 인덱스 i 및/또는 k에 대한 순열에 이르기까지 정의되고, 그 값들은 ±10% 내에서 공통 곱셈 계수에 이르기까지 정의되는 것을 특징으로 하는 분산형 공간-시간 코딩 방법.
제4항에 있어서, K = 5이고,

이고,

이고,

상기 계수들
는 인덱스 i 및/또는 k에 대한 순열에 이르기까지 정의되고, 그 값들은 ±10% 내에서 공통 곱셈 계수에 이르기까지 정의되는 것을 특징으로 하는 분산형 공간-시간 코딩 방법.
제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 PPM 성분들의 상기 순열은 순환형 순열인 것을 특징으로 하는 분산형 공간-시간 코딩 방법.
제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 소스 단말기와 상기 K개의 중계 단말기의 전송 전력은 각각
와
, k = 1,...,K가 되도록 선택되고, 여기서, P는 상기 UWB 스펙트럼 마스크에 따르는 전력 값이고,
와
는
및
을 만족하는 계수인 것을 특징으로 하는 분산형 공간-시간 코딩 방법.
제11항에 있어서, 상기 계수
와
는 상기 소스 단말기와 상기 수신지 단말기 간의 전파 채널과, 상기 중계 단말기들과 상기 수신지 단말기 간의 각각의 채널들의 각각의 조건에 따라 결정되는 것을 특징으로 하는 분산형 공간-시간 코딩 방법.
제11항에 있어서, 상기 계수
와
는 각각 상기 수신지 단말기로부터 상기 소스 단말기와 상기 K개의 중계 단말기까지의 K+1개의 복귀 경로에 의한 전력 제어 루프들에 의해 제어되는 것을 특징으로 하는 분산형 공간-시간 코딩 방법.
제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 소스 단말기와 상기 중계 단말기들의 전송 전력은 상기 UWB 스펙트럼 마스크에 따르는 전력 값과 같도록 각각 선택되는 것을 특징으로 하는 분산형 공간-시간 코딩 방법.
제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 K개의 중계 단말기는,

상기 소스 단말기와 상기 수신지 단말기를 분리하는 거리를 결정하는 단계;

상기 소스 단말기로부터의 상기 거리보다 가깝게 위치한 제1 단말기 집합을 결정하는 단계;

상기 수신지 단말기로부터의 상기 거리보다 가깝게 위치한 제2 단말기 집합을 결정하는 단계;

상기 제1 및 제2 집합에 공통인 상기 단말기들 중에서, 상기 소스 단말기와 후보 단말기 간의 거리와 상기 후보 단말기와 상기 수신지 단말기 간의 거리의 합을 최소로 하는 중계 단말기들과 같은, 상기 후보 단말기로 지칭되는 상기 K개의 중계 단말기를 선택하는 단계

에 의해 상기 소스 단말기와 수신지 단말기에 의해 결정되는 것을 특징으로 하는 분산형 공간-시간 코딩 방법.
제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 K개의 중계 단말기는,

상기 소스 단말기와 상기 수신지 단말기를 분리하는 거리를 결정하는 단계;

상기 소스 단말기로부터의 상기 거리보다 가깝게 위치한 제1 단말기 집합을 결정하는 단계;

상기 수신지 단말기로부터의 상기 거리보다 가깝게 위치한 제2 단말기 집합을 결정하는 단계;

상기 제1 및 제2 집합에 공통이고, 후보 단말기들로 지칭되며, 상기 소스 단말기에 의해 소정의 기호 시퀀스를 상기 후보 단말기들에 전송하는 단말기들을 결정하는 단계

에 의해 상기 소스 단말기와 수신지 단말기에 의해 결정되고,

각각의 후보 단말기는 상기 시퀀스의 에러 레이트를 검출하고, K개의 최하위 에러 레이트를 갖는 상기 시퀀스를 검출하는 후보 단말기들이 상기 K개의 중계 단말기로서 선택되는 것을 특징으로 하는 분산형 공간-시간 코딩 방법.
K(K≥1)개의 프레임으로 이루어진 전송 구간(TTI) 동안 수신지 단말기에 신호를 전송하기 위한 UWB 펄스 원격 통신 단말기용 코딩 장치로서,

M개의 시간 위치를 포함하는 PPM 변조 알파벳 또는 복합 PPM-PAM 변조 알파벳에 속하는 4K개의 데이터 기호를 K개의 코딩 모듈(510)에 병렬로 제공하는 제1 분산 수단(500) - 각각의 코딩 모듈은 하나의 프레임에 대응하며 상기 4K개의 데이터 기호 상에서 작용하여 4개의 전송 기호를 제공함 - ;

유리수 필드의 실대수 확장에 속하는 일련의 4K개의 계수를 각각의 코딩 모듈(510)에 제공하는 제2 분산 수단(505) - 각각의 코딩 모듈은, 수신한 4K개의 계수에 의해 상기 4K개의 데이터 기호의 선형 조합을 수행하고, 조합에 의해 얻어진 상기 기호들 중 하나의 기호의 PPM 성분들의 순열을 수행하도록 적응됨 - ;

직렬로 장착된 복수의 제1 지연 라인(520) - 상기 복수의 제1 지연 라인 각각은 프레임 지속 기간과 동일한 지연을 인가하며, 코딩 모듈(510)의 출력을 자신의 입력에서 수신함 -

을 포함하는 것을 특징으로 하는 코딩 장치.
제17항에 있어서, 각각의 코딩 모듈(510)은 4개의 계산 서브모듈(610)을 포함하고,

상기 제1 분산 수단(500)은, 상기 데이터 기호들의 제1 절반을 상기 서브모듈들의 제1 및 제2 서브모듈에 제공하고, 상기 데이터 기호들의 제2 절반을 상기 서브모듈들의 제3 및 제4 서브모듈에 제공하도록 적응되고,

상기 제2 분산 수단(505)은, 상기 계수들의 제1 절반을 상기 제1 및 제2 서브모듈에 제공하고, 상기 계수들의 제2 절반을 상기 제3 및 제4 서브모듈에 제공하도록 적응되고,

순열 서브모듈(630)은 상기 계산 서브모듈들 중 하나의 계산 서브모듈의 출력에서 상기 기호들의 PPM 성분들의 순열을 수행하도록 적응되고,

복수의 제2 지연 라인(620)은 직렬로 장착되고, 상기 복수의 제2 지연 라인 각각은, 전송 기호의 지속 기간과 동일한 지연을 인가하고, 상기 4개의 계산 서브모듈(610) 중 하나의 계산 서브모듈의 출력 또는 상기 순열 서브모듈(630)의 출력을 자신의 입력에서 수신하는 것을 특징으로 하는 코딩 장치.
제18항에 있어서, 상기 순열 서브모듈(630)은 또한 수신한 기호들의 하나 이상의 PPM 성분의 부호를 반전시키도록 적응된 것을 특징으로 하는 코딩 장치.
제18항 또는 제19항에 있어서, 각각의 계산 서브모듈(610)은, 수신한 2K개의 계수 중에서 각각의 계수에 의해 수신한 2K개의 데이터 기호 중 각각의 데이터 기호를 각각 곱셈하는 곱셈 수단(710), 및 이와 같이 얻어진 2K개의 기호를 덧셈하는 덧셈 수단(720)을 포함하는 것을 특징으로 하는 코딩 장치.