KR101341987B1 - 중계기 시스템에서 전송 방법 - Google Patents

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Abstract

중계기 시스템에서 전송 방법이 개시된다. 본 발명의 일 실시예에 따른 중계기 시스템에서 전송 방법은 서비스 신호의 동상 성분과 직교 성분의 각 비트를 교차적으로 배열하여 조합하고, 상기 조합된 비트열의 최상위 비트로부터 연속하는 '0'의 개수를 산출하여 지수를 결정하고, 상기 최상위 비트로부터 연속하는 '0'이 종료되는 비트의 다음 비트를 '1'로 판단하여, 상기 '1'로 판단된 비트의 다음 비트로부터 미리 정해진 개수의 비트열을 가수로 결정하여 비트 압축한다.

Description

중계기 시스템에서 전송 방법 {TRANSMITTING METHOD IN REPEATER SYSTEM}
본 발명은 중계기 시스템에서 전송 방법에 관한 것으로, 보다 상세하게는 다중 대역과 다중 서비스 지원이 가능한 중계기 시스템에서 전송 방법에 관한 것이다.
일반적으로 이동통신 서비스에서는 필연적으로 전파음영지역(blanket area)이 발생하는 데 크게 지하공간과 지상에서의 전파음영지역이 존재하게 된다. 그리고, 이러한 전파음영지역을 해소하기 위하여 중계기 시스템이 이용된다.
이러한 중계기 시스템의 하나로서 광 중계기 시스템이 있다. 광 중계기 시스템은 기지국의 순방향 신호를 수신하여 하위 단으로 전송하는 도너 유닛과 그 하위 단에서 중계 기능을 담당하는 리모트 유닛이 광 매체를 매개로 네트워크를 형성한다. 도너 유닛은 기지국으로부터 받은 RF 신호를 광 신호로 변환하여 리모트 유닛에 전송하며, 역으로 리모트 유닛으로부터 받은 광 신호를 RF 신호로 변환하여 기지국으로 보내는 기능을 수행한다. 리모트 유닛은 도너 유닛으로부터 광 신호를 수신하고 RF 신호로 변환하여 하위 단의 단말기로 하향 전송하며, 역으로 하위 단의 단말기로부터 수신된 RF 신호를 광 신호로 변환하여 도너 유닛으로 상향 전송하는 기능을 수행한다.
광 중계기 시스템은 도너 유닛과 리모트 유닛 간에 광 신호를 송수신하여 기지국과 단말기 간에 이동통신 서비스를 중계한다. 이와 같은 중계기 시스템 환경에서 도너 유닛과 리모트 유닛은 샘플링된 신호를 광 선로를 통하여 송수신하게 되며, 중계기 시스템이 다중 서비스를 지원하는 경우 신호의 전송량이 증가하게 됨에 따라, 추가 비용이 요구되는 광 선로의 증설 없이 신호의 전송량을 효율적으로 감소시켜야 할 필요성이 있다.
본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위한 것으로서, 샘플링 레이트 변환, 비트 압축, 및 효율적인 프레임 구조를 통해 전송량이 감소된 중계기 시스템에서 전송 방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.
상기와 같은 목적을 달성하기 위하여, 본 발명의 일 실시예에 따른 중계기 시스템에서 전송 방법은 서비스 신호의 동상 성분과 직교 성분의 각 비트를 교차적으로 배열하여 조합하고, 상기 조합된 비트열의 최상위 비트로부터 연속하는 '0'의 개수를 산출하여 지수를 결정하고, 상기 최상위 비트로부터 연속하는 '0'이 종료되는 비트의 다음 비트를 '1'로 판단하여, 상기 '1'로 판단된 비트의 다음 비트로부터 미리 정해진 개수의 비트열을 가수로 결정하여 비트 압축한다.
또한, 기지국으로부터 수신된 원 서비스 신호의 대역폭보다 큰 샘플링 레이트를 통해, 상기 원 서비스 신호를 재샘플링하여 서비스 신호를 변환한다.
또한, 상기 서비스 신호의 전송시 이용되는 프레임에, 시간 지연 측정을 위한 오버헤드의 슬롯을 적어도 4 개 포함시켜 전송한다.
또한, 상기 서비스 신호의 전송시 이용되는 프레임에, 중간 또는 종단 노드에서 지연 정보가 디프레이밍 된 후 상기 프레임의 슬롯에 다시 삽입될 때까지 소요되는 시간 지연을 측정하기 위한 오버헤드의 슬롯을 포함시켜 전송한다.
본 발명에 따르면, 샘플링 레이트를 변환함으로써 데이터의 손실이 발생되지 않는 범위 내에서 전송량을 감소시키고, 효율적인 주파수 대역으로 광 신호를 전송할 수 있다. 또한, 비트 압축 기법을 사용하여 샘플링된 신호에서 사용되는 비트수를 줄임으로써 데이터의 손실 없이 전송량을 최소화시킬 수 있다. 또한, 다중 서비스 신호에 적합한 효율적인 프레임 구조를 설계함으로써 시간 지연 측정 및 거리 측정의 오차를 줄이고 정확도를 향상시킬 수 있다.
도 1은 일 실시예에 따른 광 중계기 시스템의 개략적인 구성을 도시하는 제어 블록도이다.
도 2a 및 도 2b는 일 실시예에 따른 광 중계기 시스템에서 도너 유닛과 리모트 유닛의 개략적인 구성을 도시하는 제어 블록도이다.
도 3 내지 도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 중계기 시스템에서 사용되는 데이터 전송률의 변환 방식을 개략적으로 도시하는 도면이다.
도 5a 내지 도 5c는 본 발명의 일 실시예에 따른 중계기 시스템에서 사용되는 비트 압축 방식을 개략적으로 도시하는 도면이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 중계기 시스템에서 사용되는 프레임 구조를 개략적으로 도시하는 도면이다.
도 7은 종래의 중계기 시스템에서 사용되는 프레임 구조에 따른 지연 시간 측정의 정확도를 개략적으로 도시하는 도면이다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 중계기 시스템에서 사용되는 프레임 구조에 따른 지연 시간 측정의 정확도를 개략적으로 도시하는 도면이다.
이하에서는 첨부된 도면을 참조하면 본 발명의 실시예를 상세하게 설명한다.
이하에서 설명하는 실시예에서는 설명의 편의를 위하여 본 발명의 일 실시예에 따른 중계기 시스템에서 전송 방법이 광 중계기 시스템에 적용되는 것으로 하여 설명한다. 그러나, 본 발명의 실시예가 이에 한정되는 것은 아니며, RF 중계기 등 다양한 중계기에 적용될 수 있다.
도 1은 일 실시예에 따른 광 중계기 시스템의 개략적인 구성을 도시하는 제어 블록도이다. 도 1에서 도너(Donor) 유닛(100)의 상위 단에 위치하는 기지국과 리모트(Remote) 유닛(200)의 하위 단에 위치하는 단말기의 구성은 도시를 생략한다.
도 1을 참조하면, 일 실시예에 따른 광 중계기 시스템은 도너 유닛(100), 도너 유닛과 광케이블에 의해 연결된 다수의 리모트 유닛(200)을 포함한다.
광 중계기 시스템은 기지국의 RF 신호를 음영지역에 있는 단말기에 전달하기 위해서, 도너 유닛(100)이 기지국으로부터 RF 신호를 수신하고, 리모트 유닛(200)이 음영지역의 단말기에 RF 신호를 송신한다. 여기서, 도너 유닛(100)과 리모트 유닛(200)은 광 케이블에 의해 연결되어 광 신호를 송수신한다.
일 실시예에 따른 광 중계기 시스템은 다중 대역 지원이 가능하여, 적어도 하나 이상의 신호들이 합성된 합성 신호를 각각의 주파수 대역에 따라 분배하여 송신할 수 있다.
리모트 유닛(200)은 하위 리모트 유닛(200)과의 연결방식에 따라 구별된다. 맨 마지막에 연결된 리모트 유닛(200)을 종단형 리모트 유닛이라고 하고, 하위 리모트 유닛(200)을 1개 연결할 수 있는 리모트 유닛(200)을 연결형 리모트 유닛이라고 하며, 하위 리모트 유닛(200)을 2개 연결하는 리모트 유닛(200)을 분기형 리모트 유닛이라고 한다. 본 발명의 실시예에서는 리모트 유닛(200)의 일 예로 종단형 리모트 유닛에 관하여 설명한다.
도너 유닛(100)은 기지국으로부터 수신한 RF 신호를 광 신호로 신호 변환하여 하위 단의 리모트 유닛(200)으로 하향 전송하고, 하위 단의 리모트 유닛(200)으로부터 수신한 광 신호를 RF 신호로 신호 변환하여 기지국으로 상향 전송한다.
리모트 유닛(200)은 도너 유닛(100)으로부터 수신한 광 신호를 RF 신호로 신호 변환하여 하위 단의 단말기로 하향 전송하고, 하위 단의 단말기로부터 수신한 RF 신호를 광 신호로 신호 변환하여 상위 단의 도너 유닛(100)으로 상향 전송한다.
도 2a 및 도 2b는 일 실시예에 따른 광 중계기 시스템에서 도너 유닛과 리모트 유닛의 개략적인 구성을 도시하는 제어 블록도이다.
도 2a 및 도 2b를 참조하면, 도너 유닛(100)은 디지털 신호처리부(Digital Signal Process; DSP)(110), 프레이머(Framer)(120), 및 광전 변환부 (130)를 포함한다.
일 실시예에 따른 광 중계기 시스템은 다중 서비스 지원이 가능하여, 도너 유닛(100)은 디지털 신호처리부(110), 프레이머(120), 및 광전 변환부(130)를 각각 하나씩 포함한다. 광 중계기 시스템이 다중 서비스 지원이 가능하지 않은 경우에는 디지털 신호처리부(110), 프레이머(120), 및 광전 변환부(130)를 서비스 신호에 비례하여 포함할 수 있다.
다중 서비스 지원이 가능한 광 중계기 시스템에서 기지국으로부터 도너 유닛(100)에 전송되는 신호는 LTE(Long Term Evolution), CDMA(Code Division Multiple Access), WiBro(Wireless Broadband Internet), WCDMA(Wideband Code Division Multiple Access) 중 적어도 하나를 포함할 수 있다. 한편, 기지국으로부터 도너 유닛(100)에 전성되는 신호는 상술한 신호에 한정되지 않고, 여러 가지 공지된 신호를 포함할 수 있다.
도 2a 및 도 2b에는 도시되지 않았으나, 도너 유닛(100)은 RF 신호를 디지털 신호로 변환하기 위한 주파수 변환부(미도시)와 아날로그/디지털 변환부(미도시)를 더 포함할 수가 있다.
주파수 변환부(미도시)는 기지국으로부터 전송된 RF 신호를 IF 신호로 변환한다.
아날로그/디지털 변환부(미도시)는 주파수 변환부(미도시)로부터 전송된 아날로그 IF 신호를 샘플링하여 디지털 신호로 변환한다. 예를 들어, 아날로그/디지털 변환부(미도시)는 아날로그 IF 신호를 샘플링하여 14 Bit의 병렬 디지털 신호로 변환한다.
디지털 신호처리부(110)는 아날로그/디지털 변환부(미도시)로부터 전송된 디지털 신호에 대하여 적절한 디지털 신호처리를 수행한다. 일 예로, 디지털 신호처리부(120)는 전송된 디지털 신호에 대하여 필터링, 증폭, 잡음 제거 등의 신호 처리를 수행할 수 있다. 여기서, 디지털 신호처리부(120)는 FPGA(Field Programmable Gate Array)로 구현될 수 있다.
프레이머(120)는 디지털 신호처리부(110)로부터 전송된 디지털 신호를 프레임으로 구성한다. 프레이머(120)는 다중 서비스의 디지털 신호를 조합하여 프레임을 구성하고, 프레임으로 구성된 디지털 신호를 광전 변환부(130)로 전송한다.
광전 변환부(130)는 프레이머(120)로부터 전송된 디지털 신호를 광전 변환하여 광 신호로 변환하고, 변환된 광 신호를 하위 단의 리모트 유닛(200)으로 전송한다.
리모트 유닛(200)은 디지털 신호처리부(210), 디프레이머(De-Framer)(220), 및 광전 변환부(230)를 하나씩 포함한다. 광 중계기 시스템이 다중 서비스 지원이 가능하지 않은 경우에는 리모트 유닛(200)은 디지털 신호처리부(210), 디프레이머(220), 및 광전 변환부(230)를 서비스 신호에 비례하여 포함할 수 있다.
도 2a 및 도 2b에는 도시되지 않았으나, 리모트 유닛(200)은 디지털 신호를 RF 신호로 변환하기 위한 주파수 변환부(미도시)와 디지털/ 아날로그 변환부(미도시)를 더 포함할 수가 있다.
주파수 변환부(미도시)는 디지털/아날로그 변환부(미도시)로부터 전송된 IF 신호를 RF 신호로 변환한다. 그리고, 변환된 RF 신호는 하위 단의 단말기에 송신된다.
디지털/아날로그 변환부(미도시)는 디지털 신호처리부(210)로부터 전송된 디지털 신호를 아날로그 신호로 변환하여 IF 신호 형태로 주파수 변환부(미도시)에 전송한다.
디지털 신호처리부(210)는 디프레이머(220)로부터 전송된 디지털 신호에 대하여 적절한 디지털 신호처리를 수행하여 원 신호로 복원한다. 여기서, 디지털 신호처리부(210)는 디지털 신호처리부(110)와 동일하게 FPGA(Field Programmable Gate Array)로 구현될 수 있다.
디프레이머(220)는 프레임으로 구성된 디지털 신호로부터 다중 서비스의 디지털 신호를 추출한다. 디프레이머(220)는 추출된 다중 서비스의 디지털 신호를 디지털 신호처리부(110)로 전송한다.
광전 변환부(230)는 상위 단의 도너 유닛(100)으로부터 수신한 광 신호를 광전 변환하여 디지털 신호로 변환하고, 변환된 디지털 신호를 디프레이머(220)로 전송한다.
도 3 내지 도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 중계기 시스템에서 사용되는 데이터 전송률의 변환 방식을 개략적으로 도시하는 도면이다.
도 3 내지 도 4를 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 중계기 시스템에서 사용되는 데이터 전송률의 변환 방식은 데이터 손실이 발생되지 않는 범위 내에서 샘플링 레이트(sampling rate)를 감소시켜 데이터의 전송량을 감소시킨다. 여기서, 샘플링 레이트는 다중 서비스의 변동에 따라 가변적으로 변환될 수 있다.
도 3 내지 도 4에 도시된 바와 같이, 기지국으로부터 수신된 원 서비스 신호 y[n]의 샘플링 레이트 fs는 X Mhz이며, 디지털 신호처리부(110)에 의해서 샘플링 레이트가 K 배 감소되어 재샘플링(Re-sampling)되면, 재샘플링된 서비스 신호 yd[n]의 샘플링 레이트 f's는 X/K Mhz가 된다.
그리고, 리모트 유닛(200)이 수신한 서비스 신호에 대하여 디지털 신호처리를 수행하여 원 서비스 신호로 완전 복원하기 위해서는 샘플링 레이트가 원 서비스 신호의 대역폭보다 크면 된다. 샘플링 레이트가 원 서비스 신호의 대역폭보다 큰 경우 스펙트럼들이 서로 겹쳐 신호가 왜곡되는 에일리어싱(aliasing)이 발생하지 않게 되기 때문이다.
예를 들어, 기지국으로부터 수신된 원 서비스 신호의 샘플링 레이트가 100 Mhz이고, 대역폭이 30 Mhz인 경우, 100 Mhz의 샘플링 레이트로 광 신호를 전송하는 것은 비효율적이 된다. 따라서, 원 서비스 신호를 3 데시메이션(decimation) 하여 샘플링 레이트를 33.3 Mhz로 재샘플링하는 경우, 데이터의 전송량이 감소될 뿐만 아니라 원 서비스 신호의 대역폭인 30 Mhz보다 크기 때문에 원 서비스 신호로 완전 복원할 수 있다.
도 5a 내지 도 5c는 본 발명의 일 실시예에 따른 중계기 시스템에서 사용되는 비트 압축 방식을 개략적으로 도시하는 도면이다.
도 5a를 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 중계기 시스템에서 사용되는 비트 압축 방식은 재샘플링 된 신호에서 사용되는 비트수를 줄여 데이터 손실 없이 데이터의 전송량을 감소시킨다.
도 5a에 도시된 바와 같이, 재샘플링된 서비스 신호 yd[n]이 N개의 비트수를 사용하는 경우, 디지털 신호처리부(110)는 재샘플링된 서비스 신호 yd[n]에서 M개의 비트수를 줄여 비트 압축시키고, 비트 압축된 서비스 신호 yc[n]은 N-M개의 비트수를 사용하게 되어 전송량이 감소된다.
예를 들어 도 5b를 참조하면, 재샘플링된 서비스 신호 yd[n]이 14 bit의 정수 타입(integer type)으로 샘플링 되는 경우, 디지털 신호처리부(110)는 재샘플링된 14 bit의 정수 타입 데이터를 10 bit의 부동 소수점 타입(floating type)으로 변환한다. 여기서, 비트 압축된 서비스 신호 yc[n]의 10 bit는 가수(mantissa) 7 bit와 지수(exponent) 3 bit로 구성된다.
보다 상세하게, 디지털 신호처리부(110)는 14 bit의 정수 타입 데이터의 상위 비트의 값에 따라 지수를 결정한다. 디지털 신호처리부(110)는 14 bit의 정수 타입 데이터의 최상위 비트(MSB)로부터 연속하는 '0' 또는 '1'의 개수를 산출하고, '0' 또는 '1'의 개수에 따라 지수를 결정한다.
일 예로, 연속하는 '0' 또는 '1'의 개수가 8 개인 경우, 가수는 14 bit의 정수 타입 데이터의 최상위 비트로부터 연속하는 '0' 또는 '1'이 종료되는 bit부터 7 bit에 해당하는 [6:0]의 비트열로 결정된다. 그리고, 가수는 나머지 비트가 존재하지 않으므로 0으로 결정된다.
다른 일 예로, 연속하는 '0' 또는 '1'의 개수가 5 개인 경우, 가수는 14 bit의 정수 타입 데이터의 최상위 비트로부터 연속하는 '0' 또는 '1'이 종료되는 bit부터 7 bit에 해당하는 [9:3]의 비트열로 결정된다. 그리고, 지수의 값은 나머지 비트의 개수에 해당하는 3으로 결정된다.
한편, 14 bit의 정수 타입 데이터의 최상위 비트에 부호(sign) 비트가 포함되는 경우에는, 디지털 신호처리부(110)는 최상위 비트 다음의 비트로부터 연속하는 '0' 또는 '1'의 개수를 산출하여 지수를 결정할 수 있다. 이 경우 가수는 부호 비트를 포함하여 7 bit로 구성된다.
다른 예를 들어 도 5c를 참조하면, 재샘플링된 서비스 신호 yd[n]이 14 bit의 정수 타입으로 샘플링 되고 동상(Inphase) 성분과 직교(Quadrature) 성분으로 전송되는 경우, 디지털 신호처리부(110)는 I/Q(Inphase/Quadrature) 성분의 28 bit의 정수 타입 데이터를 16 bit의 부동 소수점 타입으로 변환한다. 여기서, 비트 압축된 서비스 신호 yc[n]의 16 bit는 가수 13 bit와 지수 3 bit로 구성된다.
보다 상세하게, 디지털 신호처리부(110)는 14 bit의 정수 타입의 Inphase 성분과 Quadrature 성분의 각 bit를 교차적으로 배열하여 조합한다. 여기서, 부호 비트는 비트 압축에 관여하지 않으므로, 부호 비트를 제외한 26 bit에 대해서만 고려하도록 한다.
디지털 신호처리부(110)는 부호 비트를 제외한 비트열의 최상위 비트로부터 연속하는 '0'의 개수를 산출하여 지수를 결정한다. 이 때, 최상위 비트로부터 연속하는 '0'이 종료되는 bit의 다음 bit는 '1'로 판단될 수 있다. 따라서, 디지털 신호처리부(110)는 최상위 비트로부터 연속하는 '0'이 종료되는 bit의 다음 bit는 생략하고, 생략된 bit의 다음 bit부터 13개의 비트에 해당하는 비트열을 가수로 결정한다. 일 예로, 최상위 비트로부터 연속하는 '0'의 개수가 3 개인 경우, 지수는 '0'의 개수에 해당하는 3으로 결정되고 Q[11]에 해당하는 bit는 생략 가능하다. 이에 따라 데이터 전송시 1 bit가 감소되는 효과가 있다.
여기서, 지수는 3 bit로 구성되어 최대로 표현할 수 있는 값은 7에 해당하므로, 다른 일 예로 최상위 비트로부터 연속하는 '0'의 개수가 7 개인 경우, 최상위 비트로부터 연속하는 '0'이 종료되는 bit의 다음 bit가 '0'인지 '1'인지 판단될 수 없다. 따라서, 이와 같은 경우 디지털 신호처리부(110)는 최상위 비트로부터 연속하는 '0'이 종료되는 bit의 다음 bit부터 13개의 비트에 해당하는 비트열을 가수로 결정해야 한다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 중계기 시스템에서 사용되는 프레임 구조를 개략적으로 도시하는 도면이다.
도 6을 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 중계기 시스템에서 사용되는 프레임은 FAS, TS, DP, PS, X, RDI, Payload, L2 SV, C&M, 및 FO 슬롯을 포함한다.
프레임의 가장 앞에는 4 word x 8 bit의 FAS 슬롯이 위치하고, FAS 슬롯에는 Frame Alignment Signal 항목이 삽입된다.
하나의 프레임에는 4개의 페이로드(Payload) 슬롯이 위치하며, 40 word x 8 bit 의 Payload 슬롯에는 비트 압축된 다중 서비스 신호가 삽입된다. 그리고, 각각의 Payload 슬롯의 앞에는 1 word x 8 bit로 구성된 TS 슬롯, DP 슬롯, PS 슬롯, X 영역, 및 RDI 슬롯이 삽입된다. TS 슬롯에는 TDD(Time Division Duplex) Sync 항목이 삽입되고, DP 슬롯에는 거리 측정 펄스(Distance Measure Pulse) 항목이 삽입되고, PS 슬롯에는 PP2S(Parallel Port to Signal) 항목이 삽입되고, RDI 슬롯에는 리모트 결함 지시(Remote Defect Indicator) 항목이 삽입된다.
제1 Payload 슬롯의 뒤에는 2 word x 8 bit의 제1 L2 SV 슬롯이 위치하며, L2 SV 슬롯에는 높은 처리량(throughput)을 통해서 효율적으로 망을 제어하고 감시가 가능할 수 있도록 레이어(layer) 2 패킷 기반의 Supervisor Channel 항목이 삽입된다.
제1 L2 SV 슬롯의 뒤에는 1 word x 8 bit의 X 영역이 위치하며, X 영역은 유휴(reserved) 영역으로서 본 발명의 실시예에서 제시되지 않은 나머지 신호의 전송을 위해, 복수의 유휴 영역 중에서 임의의 유휴 영역이 선택되어 사용될 수 있다. 예를 들어, X 영역에는 지하철 간선 내 장애 등의 경우 유용하게 활용할 수 있는 오더 와이어(Order-wire) 신호(인터폰) 항목이 삽입되거나, 종래의 DDR 프레임에서 사용되는 Bit Interleaved Parity-8 항목이 삽입되거나, Channel ID 항목이 삽입될 수 있다.
X 영역의 뒤에는 1 word x 8 bit의 제1 C&M 슬롯이 위치하며, C&M 슬롯에는 종래의 DDR 프레임에서 사용되는 제어 및 관리(Control & Management) 항목이 삽입되어 공용화가 가능하다.
제1 C&M 슬롯의 뒤에는 다시 1 word x 8 bit로 구성된 TS 슬롯, DP 슬롯, PS 슬롯, X 영역, 및 RDI 슬롯과 제2 Payload 슬롯이 위치한다. 그리고, 제2 Payload 슬롯의 뒤에는 다시 4개의 1 word x 8 bit의 X 영역이 위치한다. 그리고, 다시 1 word x 8 bit로 구성된 TS 슬롯, DP 슬롯, PS 슬롯, X 영역, 및 RDI 슬롯과 제3 Payload 슬롯이 위치한다. 그리고, 제3 Payload 슬롯의 뒤에는 다시 2 word x 8 bit의 제2 L2 SV 슬롯이 위치한다.
제2 L2 SV 슬롯의 뒤에는 1 word x 8 bit의 FO 슬롯이 위치하며, FO 슬롯에는 거리 측정의 정확도를 향상시켜 거리 측정의 오차를 최소화하기 위한 프레이머 옵셋(Framer Offset) 항목이 삽입된다.
FO 슬롯의 뒤에는 다시 1 word x 8 bit의 제2 C&M 슬롯이 위치하고, 제2 C&M 슬롯의 뒤에는 다시 1 word x 8 bit로 구성된 TS 슬롯, DP 슬롯, PS 슬롯, X 영역, 및 RDI 슬롯과 제4 Payload 슬롯이 위치한다.
기존에는 동일한 구조를 가진 프레임을 스택(stack)하여 전송함으로써 오버헤드(overhead)가 중복되었으나, 본 발명의 실시예에서는 단일 프레임 구조를 사용하여 오버헤드를 감소시킬 수 있다. 또한, 종래의 DDR 프레임과 동일한 길이를 가지면서 지연 시간 측정을 위한 오버헤드의 반복 횟수를 늘림으로써 지연 시간 측정의 정확도를 높일 수 있다.
도 7은 종래의 중계기 시스템에서 사용되는 프레임 구조에 따른 지연 시간 측정의 정확도를 개략적으로 도시하는 도면이다.
도 7을 참조하면, 종래의 중계기 시스템에서 사용되는 DDR 프레임 구조는 하나의 프레임 내에 복수의 거리 펄스 타임 슬롯(TS2)을 가지기 때문에 프레임의 길이의 1/2을 해상도(resolution)으로 갖게 된다. 한편, 지연 시간을 측정하면서 왕복 지연(Round Trip Delay; RTD)을 측정하기 때문에 실제 해상도는 프레임의 길이의 1/4이 된다.
종래의 DDR 프레임 구조의 경우, 중간 또는 종단 노드에서 지연 정보가 디프레이밍(de-framing)된 후 프레이머 타임 슬롯에 실리기까지 임의의 지연이 발생된다. 특히, 케스케이드(cascade) 연동시에는 이와 같은 임의의 지연이 누적된다.
또한, 전원이 리셋 되거나 SFP(small-form-factor pluggable)의 실장 또는 탈장시에 측정한 지연 정보의 변동이 발생된다.
그러나, 종래의 프레임 구조에서는 이와 같이 디프레이밍 된 후 프레이머 타임 슬롯에 실리기까지 임의의 시간 지연은 측정될 수 없었다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 중계기 시스템에서 사용되는 프레임 구조에 따른 지연 시간 측정의 정확도를 개략적으로 도시하는 도면이다.
도 8을 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 중계기 시스템에서 사용되는 프레임 구조는 하나의 프레임 내에 거리 펄스 타임 슬롯(DP)이 4개 이므로 해상도가 프레임의 길이의 1/4이다. 한편, 지연 시간을 측정하면서 왕복 지연(RTD)을 측정하기 때문에 실제 해상도는 프레임의 길이의 1/8로서, 종래의 DDR 프레임 구조에 대비하여 해상도가 2배 향상된다.
본 발명의 일 실시예에 따른 중계기 시스템에서 사용되는 프레임 구조의 경우, 중간 또는 종단 노드에서 디프레이밍 된 후 프레이머 타임 슬롯에 실리기까지 발생된 시간 지연 정보가 프레이머 옵셋 타임 슬롯(FO)으로 삽입된다. 특히, 케스케이드 연동시에는 중간 또는 종단 노드에서 디프레이밍한 프레이머 옵셋(FO) 항목과 현재의 프레이머 옵셋(FO) 항목을 합산한다.
그리고, 프레임의 지연 시간 측정은 프레임 내의 오버헤드(overhead) 영역의 시작점을 기준으로 한다.
이에 따라, 전원이 리셋되거나 SFP의 실장 또는 탈장시에도 측정된 지연 정보의 변동이 방지되고, 지연 시간 측정의 오차가 최소화된다.
100: 도너 유닛 200: 리모트 유닛
110: 디지털 신호처리부 120: 프레이머
130: 광전 변환부 210: 디지털 신호처리부
220: 디프레이머 230: 광전 변환부

Claims (4)

  1. 서비스 신호의 동상 성분과 직교 성분의 각 비트를 교차적으로 배열하여 조합하고,
    상기 조합된 비트열의 최상위 비트로부터 연속하는 '0'의 개수를 산출하여 지수를 결정하고,
    상기 최상위 비트로부터 연속하는 '0'이 종료되는 비트의 다음 비트를 '1'로 판단하여, 상기 '1'로 판단된 비트의 다음 비트로부터 미리 정해진 개수의 비트열을 가수로 결정하여 비트 압축하는 중계기 시스템에서 전송 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 서비스 신호의 동상 성분과 직교 성분의 각 비트를 교차적으로 배열하여 조합할 때에, 기지국으로부터 수신된 원 서비스 신호의 대역폭보다 큰 샘플링 레이트를 통해, 상기 원 서비스 신호를 재샘플링하여 서비스 신호를 변환하는 중계기 시스템에서 전송 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 서비스 신호의 전송시 이용되는 프레임에, 시간 지연 측정을 위한 오버헤드의 슬롯을 적어도 4 개 포함시켜 전송하는 중계기 시스템에서 전송 방법.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 서비스 신호의 전송시 이용되는 프레임에, 중간 또는 종단 노드에서 지연 정보가 디프레이밍 된 후 상기 프레임의 슬롯에 다시 삽입될 때까지 소요되는 시간 지연을 측정하기 위한 오버헤드의 슬롯을 포함시켜 전송하는 중계기 시스템에서 전송 방법.
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