KR101335805B1 - Method and system for design of digital acoustic compensation filter - Google Patents

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Abstract

본 발명은 디지털 음향 보정 필터 설계 방법에 있어서, 음향 보정 필터를 설계하기 위한 비선형 보정용 테스트 신호를 이용하여 녹음된 테스트 신호를 생성하는 과정과, 녹음된 테스트 신호와 비선형 보정용 테스트 신호를 동기화하는 과정과, 동기화된 테스트 신호의 각 구간에 대하여 선형 또는 비선형 여부를 추정하고 각 구간의 비선형성(nonlinearity)을 추출하는 과정과, 추정된 선형 구간에 대한 보정필터를 설계하는 과정과, 추정된 비선형 구간에 대한 보정필터를 설계하는 과정을 포함한다. The present invention provides a method for designing a digital sound correction filter, the method comprising: generating a recorded test signal using a nonlinear correction test signal for designing an acoustic correction filter, synchronizing the recorded test signal with a test signal for nonlinear correction; Estimating linear or nonlinearity for each section of the synchronized test signal, extracting nonlinearity of each section, designing a correction filter for the estimated linear section, and The process of designing a correction filter.

음향 보정 필터, 비선형성, THD(Total Harmonic Distortion), IMD(Inter-Modulation Distortion) Acoustic Correction Filter, Nonlinearity, Total Harmonic Distortion (THD), Inter-Modulation Distortion (IMD)

Description

디지털 음향 보정 필터 설계 방법 및 시스템{METHOD AND SYSTEM FOR DESIGN OF DIGITAL ACOUSTIC COMPENSATION FILTER}METHOD AND SYSTEM FOR DESIGN OF DIGITAL ACOUSTIC COMPENSATION FILTER}

본 발명은 디지털 음향 보정 필터에 관한 것으로서, 특히 모바일 장치에서 사용하기 위한 디지털 음향 보정 필터 설계 방법 및 시스템에 관한 것이다.FIELD OF THE INVENTION The present invention relates to digital sound correction filters, and more particularly, to a method and system for designing digital sound correction filters for use in mobile devices.

소비자들의 디자인에 대한 다양한 욕구를 만족시키기 위해서 특이한 음향 구조를 가지는 모바일 기기가 많이 생산되고 있으며 그러한 필요성도 증가하고 있다. 모바일 기기는 특이한 음향 구조뿐만 아니라 작은 크기의 라우드스피커로 큰 음을 재생해야하기 때문에 동작 주파수 범위 내에서 ±20dB의 변동 폭의 주파수 응답 특성을 가지며 50% 이상의 THD(Total Harmonic Distortion)를 가지는 등 일반적인 오디오 기기에 비해 그 음향 특성이 매우 열악하다. 이러한 열악한 음향 특성은 휴대폰에 보정필터를 내장시켜 사용함으로써 개선할 수 있다.In order to satisfy various needs of consumers' designs, many mobile devices with unusual acoustic structures have been produced, and the necessity thereof is increasing. In addition to the unusual acoustic structure, mobile devices need to reproduce loud sounds with small loudspeakers, so they have a frequency response of ± 20dB of variation within the operating frequency range, and have more than 50% THD (Total Harmonic Distortion). Compared to audio equipment, its acoustic characteristics are very poor. Such poor acoustic characteristics can be improved by using a correction filter in a mobile phone.

도 1은 종래의 모바일 기기의 음향 보정 필터 설계 시스템의 블록 구성도이다. 도 1을 참조하여 종래의 보정 필터 설계 방식에 대하여 살펴보기로 한다. 먼저 종래의 보정 필터 설계 시스템은 보정 필터를 적용할 모바일 기기(110)와, 테스트 신호를 측정하는 측정장치(120)와, 컴퓨터(130)를 포함한다. 먼저 모바일 기 기(110)에 저장된 테스트 신호는 모바일 기기 내의 D/A 변환기(Digital to Analog converter)(111)와 파워앰프(Power Amplifier)(112)를 거쳐 라우드스피커(Loudspeaker)(113)에 인가된다. 이 경우 모바일 기기(110)의 라우드스피커(113)에서 재생된 음향 신호는 측정 장치(120)의 측정 마이크로폰(121)과 마이크 앰프(122) 그리고 A/D 변환기(Analog to Digital converter)(123)를 거쳐서 컴퓨터(130)에 저장된다. 그 후 테스트 신호를 생성할 때 미리 구해 놓았던 역 테스트 신호를 사용하여 임펄스 응답(132)을 추출한다. 다음 임펄스 응답을 푸리에 변환(Fourier transform)하여 주파수 응답을 계산(133)하여 주파수 응답 특성을 얻는다. 얻어진 주파수 응답 특성은 동작 주파수 범위 내에서 ±20 dB 변동 폭을 가지면서 여러 개의 피크(peak)과 딥(dip)을 가지는데, 이러한 피크와 딥이 음질 열화의 주요인이다. 이러한 피크와 딥을 보상해주기 위해서 올라간 피크는 내리고 내려간 딥을 올려주는 과정이 수행되며, 이 과정을 통해서 역 주파수 응답특성(inverse frequency response)이 구해진다. 그리고 이렇게 계산된 역 주파수 응답특성을 역 푸리에 변환(inverse Fourier transform)하여 보정필터 계수를 계산하여 보정필터를 설계(134)한다.1 is a block diagram of a sound correction filter design system of a conventional mobile device. Referring to Figure 1 will be described with respect to the conventional correction filter design method. First, a conventional correction filter design system includes a mobile device 110 to which a correction filter is to be applied, a measuring device 120 measuring a test signal, and a computer 130. First, the test signal stored in the mobile device 110 is applied to the loudspeaker 113 through the D / A converter 111 and the power amplifier 112 in the mobile device. do. In this case, the sound signal reproduced by the loudspeaker 113 of the mobile device 110 may be measured by the measurement microphone 121, the microphone amplifier 122, and the A / D converter 123 of the measurement device 120. It is stored in the computer 130 via. Thereafter, the impulse response 132 is extracted using the inverse test signal previously obtained when generating the test signal. The impulse response is then Fourier transformed to obtain a frequency response by calculating a frequency response (133). The frequency response obtained has several peaks and dips with a ± 20 dB variation over the operating frequency range, which peaks and dips are the main causes of sound quality degradation. In order to compensate for these peaks and dips, the process of raising the peaks that are raised and lowered the dips is performed, and the inverse frequency response is obtained through this process. The inverse Fourier transform is calculated by inverse Fourier transform and the correction filter coefficients are calculated to design the correction filter (134).

도 2는 종래의 음향 보정 필터가 적용된 모바일 기기의 일 예시 블록 구성도이다. 컴퓨터(130)에서 계산된 보정필터 계수는 모바일 기기(110)의 메모리로 옮겨져서 저장되며, 사용자가 모바일 기기(110)로 통화를 하거나 음악을 재생할 때마다 실시간으로 음원에 이 보정필터 계수를 적용시킨다. 도 2에 도시한 바와 같이, 통화 중 전송된 상대방 목소리나 MP3 디코더(decoder)를 거친 음원(source)은 보정 필터(114)를 거쳐 보정필터 계수가 실시간으로 적용된다. 이렇게 적용된 보정 필터(114)는 모바일 기기 내부의 D/A 변환기(111)와 파워앰프(112)를 통해서 라우드스피커(113)에 인가되며, 결과적으로 사용자는 통화 또는 음악 청취 시 모바일 기기의 음향 특성이 개선된 음성 또는 음악을 듣게 된다.2 is a block diagram illustrating an example of a mobile device to which a conventional sound correction filter is applied. The correction filter coefficients calculated by the computer 130 are transferred to and stored in the memory of the mobile device 110, and the correction filter coefficients are applied to the sound source in real time whenever the user calls or plays music on the mobile device 110. Let's do it. As shown in FIG. 2, the correction filter coefficients are applied in real time to the other party's voice transmitted during the call or the source through the MP3 decoder through the correction filter 114. The correction filter 114 applied as described above is applied to the loudspeaker 113 through the D / A converter 111 and the power amplifier 112 inside the mobile device. You will hear this improved voice or music.

도 3은 특이한 구조를 가진 모바일 기기의 음향 특성을 나타내는 신호 파형도이다. 도 3의 (a)는 특이한 음향구조를 가진 휴대폰의 테스트 신호 응답을 나타낸 파형도이며, 도 3의 (b)는 특이한 음향구조를 가진 휴대폰의 스펙트로그램을 나타낸 파형도이며, 도 3의 (c)는 특이한 음향구조를 가진 휴대폰의 특정 대역에서의 주파수 응답 특성을 나타낸 파형도이다. 도 3의 (a), (b), (c)에 도시한 바와 같이, 모바일 기기의 특이한 음향 구조로 인해 비선형 구간에 의해 음질 저하가 발생한 것을 알 수 있다. 종래의 보정필터 설계 시에는 일반적으로 주파수 응답특성으로 표현되는 선형적인 음향 특성만 고려하여 보정필터를 설계하였다. 만약 비선형 특성을 고려할 경우에는 개발자가 THD 등의 단편적인 비선형 값을 판단하여 수동으로 시행착오를 거치면서 원하는 값이 나올 때까지 주파수 응답 특성을 조절한다. 하지만 이러한 종래의 방법은 다음과 같은 문제점을 가진다. 첫째, 비선형 특성이 큰 주파수 대역의 딥을 올릴 경우 음질이 크게 저하된다. 그 이유는 비선형 특성이 큰 주파수 대역의 주파수 응답특성을 키울수록 비선형성이 증가하기 때문이다. 둘째, THD(Total Harmonic Distortion) 등의 비선형 값을 보고 수동으로 주파수 응답특성을 조절할 경우 시스템의 비선형 특성을 시행착오를 통하여 개선시켜야 하기 때문에 보정필터 설계에 많은 시간이 걸린다. 뿐만 아니라, 도 3에 도시한 바와 같 이 소비자 욕구를 만족시키기 위해 특이한 디자인을 가진 모바일 기기에서 나타나는 비선형 특성은 THD 뿐만 아니라 IMD(Inter-Modulation Distortion) 등의 다양한 형태로 나타나기 때문에 이 비선형 특성을 정확하게 제어하기는 매우 어려운 문제점이 있다.3 is a signal waveform diagram illustrating acoustic characteristics of a mobile device having an unusual structure. Figure 3 (a) is a waveform diagram showing the test signal response of the mobile phone having a unique acoustic structure, Figure 3 (b) is a waveform diagram showing a spectrogram of a mobile phone having a unique acoustic structure, Figure 3 (c ) Is a waveform diagram showing the frequency response characteristics of a specific band of a mobile phone with an unusual acoustic structure. As shown in (a), (b) and (c) of FIG. 3, it can be seen that the sound quality is deteriorated due to the nonlinear section due to the unique acoustic structure of the mobile device. In the conventional correction filter design, the correction filter is designed considering only the linear acoustic characteristics, which are generally expressed as the frequency response characteristics. If the nonlinear characteristic is considered, the developer judges the fragmentary nonlinear value such as THD and manually adjusts the frequency response characteristic until the desired value is obtained through trial and error. However, this conventional method has the following problems. First, the sound quality is greatly deteriorated when a dip of a frequency band having a large nonlinear characteristic is raised. The reason is that the nonlinearity increases as the frequency response characteristic of a frequency band having a large nonlinear characteristic increases. Secondly, if the frequency response is manually adjusted by looking at nonlinear values such as THD (Total Harmonic Distortion), the design of the compensation filter takes a lot of time because the nonlinear characteristics of the system must be improved through trial and error. In addition, as shown in FIG. 3, the nonlinear characteristics appearing in a mobile device having a unique design in order to satisfy consumer needs are represented in various forms such as THD as well as inter-modulation distortion (IMD), so that the nonlinear characteristics may be accurately represented. There is a problem that is very difficult to control.

본 발명은 디지털 음향 보정 필터 설계시 비선형 구간 증폭으로 인한 음질 저하를 해결하기 위한 기존의 수동 튜닝 방식의 비효율성 및 부적확성을 해결할 수 있는 비선형 음향 특성을 고려한 음향 보정 필터 설계 방법 및 시스템을 제공하고자 한다.An object of the present invention is to provide a method and system for designing an acoustic compensation filter in consideration of nonlinear acoustic characteristics that can solve inefficiencies and inaccuracies of a conventional manual tuning method for solving sound degradation caused by nonlinear section amplification when designing a digital acoustic correction filter. do.

이를 달성하기 위한 본 발명의 일 형태에 따르면, 디지털 음향 보정 필터 설계 방법에 있어서, 상기 음향 보정 필터를 설계하기 위한 비선형 보정용 테스트 신호를 이용하여 녹음된 테스트 신호를 생성하는 과정과, 상기 녹음된 테스트 신호와 상기 비선형 보정용 테스트 신호를 동기화하는 과정과, 상기 동기화된 테스트 신호의 각 구간에 대하여 선형 또는 비선형 여부를 추정하고 상기 각 구간의 비선형성(nonlinearity)을 추출하는 과정과, 추정된 선형 구간에 대한 보정필터를 설계하는 과정과, 추정된 비선형 구간에 대한 보정필터를 설계하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.According to one aspect of the present invention for achieving this, in the digital acoustic correction filter design method, generating a recorded test signal using a nonlinear correction test signal for designing the acoustic correction filter, and the recorded test Synchronizing a signal with the test signal for nonlinear correction, estimating whether it is linear or nonlinear for each section of the synchronized test signal, extracting nonlinearity of each section, and And a process of designing a correction filter for the estimated nonlinear section.

본 발명의 다른 형태에 따르면, 디지털 음향 보정 필터 설계 시스템에 있어서, 상기 음향 보정 필터 설계를 위한 비선형 보정용 테스트 신호의 출력을 이용하여 녹음된 테스트 신호를 생성하는 측정장치와, 상기 녹음된 테스트 신호와 상기 비선형 보정용 테스트 신호를 동기화하는 신호 동기부와, 상기 동기화된 테스트 신호의 각 구간에 대하여 선형 또는 비선형 여부를 추정하고 상기 각 구간의 비선형 성을 추출하는 선형/비선형성 추정부와, 상기 추정된 선형 구간에 대한 보정필터를 설계하는 선형 구간 보정 필터 설계부와, 상기 추정된 비선형 구간에 대한 보정필터를 설계하는 비선형 구간 보정 필터 설계부를 포함함을 특징으로 한다. According to another aspect of the present invention, there is provided a digital acoustic compensation filter design system, comprising: a measuring device for generating a recorded test signal using an output of a nonlinear correction test signal for the acoustic compensation filter design, and the recorded test signal and A signal synchronizer for synchronizing the nonlinear correction test signal, a linear / nonlinearity estimator for estimating linear or nonlinear for each section of the synchronized test signal and extracting nonlinearity of each section, and the estimated And a nonlinear section correction filter design unit for designing a correction filter for the linear section, and a nonlinear section correction filter design unit for designing a correction filter for the estimated nonlinear section.

본 발명은 디지털 음향 보정 필터 설계시 선형 음향 특성뿐만 아니라 비선형 음향 특성까지 고려하는 음향 보정 필터 설계 방법을 제공하여 비선형 구간 증폭으로 인한 음질 저하를 해결하기 위한 기존의 수동 튜닝 방식의 비효율성 및 부적확성을 해결할 수 있는 효과가 있다.The present invention provides an acoustic correction filter design method that considers not only the linear acoustic characteristics but also nonlinear acoustic characteristics when designing a digital acoustic correction filter to solve the inefficiency and inaccuracy of the conventional manual tuning scheme to solve the degradation of sound quality due to nonlinear interval amplification. There is an effect that can solve.

이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명을 구성하는 장치 및 동작 방법을 본 발명의 실시 예를 참조하여 상세히 설명한다. 하기 설명에서는 구체적인 구성 소자 등과 같은 특정 사항들이 나타나고 있는데 이는 본 발명의 보다 전반적인 이해를 돕기 위해서 제공된 것일 뿐 이러한 특정 사항들이 본 발명의 범위 내에서 소정의 변형이나 혹은 변경이 이루어질 수 있음은 이 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게는 자명하다 할 것이다. 또한, 본 발명을 설명함에 있어서 본 발명과 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Hereinafter, an apparatus and an operation method of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. It will be appreciated that those skilled in the art will readily observe that certain changes in form and detail may be made therein without departing from the spirit and scope of the present invention as defined by the appended claims. To those of ordinary skill in the art. In the following description, well-known functions or constructions are not described in detail since they would obscure the invention in unnecessary detail.

본 발명은 모바일 기기에 적용할 보정필터 설계시 시스템의 선형 음향특성뿐만 아니라 비선형 음향특성까지 고려하는 보정필터 설계 방법을 제안한다.The present invention proposes a correction filter design method that considers not only the linear acoustic characteristics but also the non-linear acoustic characteristics of a system when designing a correction filter to be applied to a mobile device.

도 4는 본 발명의 일 실시 예에 따른 모바일 기기의 음향 보정 필터 설계 시스템의 블록 구성도이다. 도 4를 참조하여 본 발명의 일 실시 예에 따른 모바일 기기의 음향 보정 필터 설계 시스템을 살펴보기로 한다. 본 발명의 일 실시 예에 따른 보정 필터 설계 시스템은 보정 필터를 적용할 모바일 기기(410)와, 테스트 신호를 측정하는 측정장치(420)와, 컴퓨터(430)를 포함한다. 먼저 모바일 기기(410)에 저장된 비선형 보정용 테스트 신호는 모바일 기기 내의 D/A 변환기(Digital to Analog converter)(411)와 파워앰프(Power Amplifier)(412)를 거쳐 라우드스피커(413)에 인가된다. 이 경우 모바일 기기(410)의 라우드스피커(413)에서 재생된 음향 신호는 측정 장치(420)의 측정 마이크로폰(421)과 마이크 앰프(422) 그리고 A/D 변환기(Analog to Digital converter)(423)를 거쳐서 컴퓨터(430)로 전달된다.4 is a block diagram of an acoustic compensation filter design system of a mobile device according to an exemplary embodiment. A sound correction filter design system of a mobile device according to an embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. 4. The correction filter design system according to an embodiment of the present invention includes a mobile device 410 to which the correction filter is to be applied, a measurement device 420 for measuring a test signal, and a computer 430. First, the nonlinear correction test signal stored in the mobile device 410 is applied to the loudspeaker 413 through a digital-to-analog converter 411 and a power amplifier 412 in the mobile device. In this case, the sound signal reproduced by the loudspeaker 413 of the mobile device 410 is measured by the measurement microphone 421, the microphone amplifier 422, and the analog to digital converter 423 of the measurement device 420. It is delivered to the computer 430 via.

다음 전달된 테스트 신호는 본 발명의 특징에 따라 신호 동기부(431)에서 비선형 보정용 테스트 신호와 동기화된다. 상기 동기화된 신호는 선형/비선형 추정부(432)에서 테스트 신호의 각 구간의 선형 또는 비선형 여부가 추정된다. 다음 선형구간 보정필터 설계부(433)에서 추정된 선형 구간의 보정 필터를 설계하고, 비선형 구간 보정 필터 설계부(434)에서 추정된 비선형 구간의 보정 필터를 설계한다. The transmitted test signal is then synchronized with the test signal for nonlinear correction in the signal synchronizer 431 according to a feature of the present invention. In the synchronized signal, the linear / nonlinear estimator 432 estimates whether each section of the test signal is linear or nonlinear. Next, the linear section correction filter design unit 433 designs the correction filter of the linear section, and the nonlinear section correction filter design unit 434 designs the correction filter of the nonlinear section.

본 발명의 일 실시 예에 따른 보정 필터 설계부는 종래의 방식과 다르게 본 발명의 특징에 따른 비선형 보정용 테스트 신호를 사용하며, 선형/비선형 추정부(432), 선형 구간 보정필터 설계부(433), 비선형 구간 보정필터 설계부(434)를 이용하여 보정 필터를 설계한다. 상기의 본 발명의 특징적인 동작 및 구성은 하기에 상세히 설명하기로 한다. The correction filter design unit according to an embodiment of the present invention uses a test signal for nonlinear correction according to the characteristics of the present invention, unlike the conventional method, and includes a linear / nonlinear estimator 432, a linear section correction filter design unit 433, and a nonlinear The correction filter is designed using the interval correction filter design unit 434. The characteristic operation and configuration of the present invention described above will be described in detail below.

먼저, 본 발명은 본 발명의 특징에 따라 음향의 비선형성을 보정하기 위해 서 일반적으로 사용하는 테스트 신호인 스웹싸인(Swept sine)이 아닌 비선형 보정용 테스트 신호를 새롭게 제안한다. 본 발명의 일 실시 예에서 제안하는 테스트 신호 x[n]는 하기의 수학식 1과 같이 다양한 크기의 스웹싸인들의 조합으로 구성된다. First, the present invention newly proposes a test signal for nonlinear correction rather than a swept sine which is a test signal generally used to correct nonlinearity of sound according to the features of the present invention. The test signal x [ n ] proposed in one embodiment of the present invention is composed of a combination of swept signs of various sizes as shown in Equation 1 below.

Figure 112008049463558-pat00001
Figure 112008049463558-pat00001

상기 수학식 1에서 a i 는 i번째 스웹싸인의 크기이고, N s 는 스웹싸인의 길이이고, n s 는 비선형 보정용 테스트 신호를 구성하는 스웹싸인의 개수를 나타낸다.In Equation 1, a i is the size of the i- th swept sine, N s is the length of the swept sine, and n s is the number of swept sine constituting the test signal for nonlinear correction.

도 5는 본 발명의 일 실시 예에 따른 모바일 기기의 음향 보정 필터에서 비선형 특성을 고려하기 위해 사용되는 테스트 신호의 일 예시 파형도이다. 예를 들어 n s 가 7인 비선형 보정용 테스트 신호는 도 5에 도시한 바와 같은 파형도로 나타낼 수 있다.5 is an exemplary waveform diagram of a test signal used to consider nonlinear characteristics in an acoustic compensation filter of a mobile device according to an embodiment of the present invention. For example, the test signal for nonlinear correction with n s 7 may be represented by a waveform diagram as shown in FIG. 5.

또한, 테스트 신호 크기 a i 는 하기의 수학식 2와 같이 순차적으로 증가하도록 설정할 수 있다. In addition, the test signal magnitude a i may be set to increase sequentially as shown in Equation 2 below.

Figure 112008049463558-pat00002
Figure 112008049463558-pat00002

도 6은 본 발명의 일 실시 예에 따른 모바일 기기의 음향 보정 필터 설계를 위한 블록 구성도이다. 도 6을 참조하여 본 발명의 일 실시 예에 따른 모바일 기기 의 음향 보정 필터 설계 시스템의 각 구성에 대하여 살펴보기로 한다. 6 is a block diagram illustrating a sound correction filter design of a mobile device according to an embodiment of the present invention. Referring to Figure 6 will be described for each configuration of the acoustic compensation filter design system of a mobile device according to an embodiment of the present invention.

모바일 기기(440)에서 발생된 음향을 측정장치(420)에서 측정하고 상기 측정장치(420)는 측정한 녹음된 테스트 신호를 컴퓨터(430)로 보낸다. 그럼 신호 동기부(431)에서는 녹음된 테스트 신호 y[n]을 비선형 보정용 테스트 신호 x[n]과 동기화(syncronization) 시킨다. 상기 신호 동기부(431)에서 수행되는 동기화 동작은 다음과 같다.The sound generated by the mobile device 440 is measured by the measuring device 420, and the measuring device 420 sends the measured recorded test signal to the computer 430. The signal synchronizer 431 then synchronizes the recorded test signal y [ n ] with the nonlinear correction test signal x [ n ]. The synchronization operation performed by the signal synchronizer 431 is as follows.

일반적으로, 테스트 신호 s[n]과 역 테스트 신호 s i [n]은 하기의 수학식 3과 같은 특성이 있다. 하기 수학식 3에서 n0는 컨볼루션으로 인한 지연(group delay)를 의미한다. In general, the test signal s [ n ] and the reverse test signal s i [ n ] have characteristics as shown in Equation 3 below. In Equation 3 below, n 0 means a group delay due to convolution.

Figure 112008049463558-pat00003
Figure 112008049463558-pat00003

다음 녹음된 테스트 신호 y[n]과 역 테스트 신호 s i [n]을 하기의 수학식 4와 같이 컨볼루션(convolution) 시키면 다양한 크기의 테스트 신호에 대한 휴대폰의 임펄스 응답 집합(impulse response set) h s [n]을 구할 수 있다.Next, when the recorded test signal y [ n ] and the reverse test signal s i [ n ] are convolved as shown in Equation 4 below, the impulse response set h of the mobile phone to the test signals of various sizes h s [ n ] can be obtained.

Figure 112008049463558-pat00004
Figure 112008049463558-pat00004

그 후, 하기의 수학식 5에 도시한 바와 같이 임펄스 응답 집합의 절대값인 |h s [n]|이 최대값을 가질 때의 인덱스 n을 찾아서 하기의 수학식 6과 같이 지연샘 플 수 n d 를 구할 수 있다.Then, the absolute value of the impulse response set | By finding the index n when h s [ n ] | has the maximum value, the delay sample number n d can be obtained as shown in Equation 6 below.

Figure 112008049463558-pat00005
Figure 112008049463558-pat00005

Figure 112008049463558-pat00006
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마지막으로 n d 를 이용하여 하기의 수학식 7과 같이 y[n]을 x[n]과 동기화시킨다.Finally, y [ n ] is synchronized with x [ n ] using n d as in Equation 7 below.

Figure 112008049463558-pat00007
Figure 112008049463558-pat00007

상기 수학식 7에서 상기 y s [n]은 동기화된 녹음 신호를 나타낸다. In Equation 7, y s [ n ] represents a synchronized recording signal.

상기 신호 동기부(431)에서 동기화 동작을 수행한 후, 선형/비선형 추정부(432)는 동기화된 녹음된 신호의 선형/비선형 구간을 추정하고 그때의 비선형성(nonlinearity)을 추출한다. 동기화된 녹음된 신호 y s [n]은 다양한 크기를 가지는 n s 개의 스웹싸인 응답이다. 이것을 하기의 수학식 8과 같이 각각의 스웹싸인 응답으로 분리시킬 수 있다.After performing the synchronization operation in the signal synchronizer 431, the linear / nonlinear estimator 432 estimates the linear / nonlinear section of the synchronized recorded signal and extracts nonlinearity at that time. The synchronized recorded signal y s [ n ] is n s swept responses of varying magnitudes. This can be separated into each swept response as shown in Equation 8 below.

Figure 112008049463558-pat00008
Figure 112008049463558-pat00008

상기 수학식 8에서 i는 각 스웹싸인 응답의 인덱스이다. In Equation 8, i is an index of each swept response.

다음 y i [n]을 하기의 수학식 9처럼 순차적으로 세그먼트화(segmentation) 시킨다.Next, y i [ n ] is sequentially segmented as shown in Equation 9 below.

Figure 112008049463558-pat00009
Figure 112008049463558-pat00009

상기 수학식 9에서 T j 는 j번째 세그먼트(segment)의 길이를 나타내고, 각 세그먼트에서 테스트 신호 s[n]은 하나의 기저주파수(fundamental frequency) f j 를 가진다. j는 세그먼트 인덱스(segment index)이고, L은 세그먼트 개수를 나타낸다.In Equation 9, T j represents the length of the j- th segment, and in each segment, the test signal s [ n ] has one fundamental frequency f j . j is a segment index, and L represents the number of segments.

이렇게 세그먼트화된 신호를 하기의 수학식 10과 같이 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform) 한다. The segmented signal is fast Fourier transformed as shown in Equation 10 below.

Figure 112008049463558-pat00010
Figure 112008049463558-pat00010

상기 수학식 10에서 k는 주파수 인덱스(index of frequency bin)를 나타내며, N j 는 세그먼트 구간마다 다른 주파수 해상도(frequency resolution)를 보정해주기 위한 변수이다. 그 후 다음과 같은 과정으로 해당 세그먼트의 비선형성을 계산한다. 먼저 해당 세그먼트의 기저주파수에 해당하는 주파수 인덱스(index of frequency bin) k f j 를 하기의 수학식 11과 같이 계산한다.In Equation 10, k denotes an index of frequency bin, and N j is a variable for correcting a different frequency resolution for each segment section. The nonlinearity of the segment is then calculated as follows. First, an index of frequency bin k f j corresponding to the base frequency of the segment is calculated as shown in Equation 11 below.

Figure 112008049463558-pat00011
Figure 112008049463558-pat00011

상기 수학식 11에서 f s 는 샘플링 주파수(sampling frequency)이다. In Equation 11, f s is a sampling frequency.

그러면 하기의 수학식 12와 같이 세그먼트 j에서 기저주파수 성분의 에너지 대 기타 주파수 성분의 에너지 비를 계산할 수 있다. 이것은 THD, IMD 등의 비선형 특성을 모두 포함하는 값이다.Then, as shown in Equation 12 below, the energy ratio of the energy of the base frequency component to the energy of the other frequency component in the segment j can be calculated. This value includes all nonlinear characteristics such as THD and IMD.

Figure 112008049463558-pat00012
Figure 112008049463558-pat00012

다음, 하기의 수학식 13과 같이 i번째 스웹싸인 응답과 j번째 세그먼트의 비선형성 여부를 나타내주는 인덱스를 구한다.Next, as shown in Equation 13, an index indicating an i- th swept response and a non-linearity of the j- th segment is obtained.

Figure 112008049463558-pat00013
Figure 112008049463558-pat00013

이 경우, 비선형성 역치(nonlinearity threshold) γ는 실험적으로 결정된다. 예를 들어 THD를 기준으로 판단하여 THD가 50% 이상, 또는 40% 이상, 또는 30% 이상인 경우 등으로 설정할 수 있다. In this case, the nonlinearity threshold γ is determined experimentally. For example, the THD may be determined based on the THD, and may be set to 50% or more, 40% or more, or 30% or more.

다음 선형구간 보정필터 설계부(433)는 테스트 신호의 선형 구간에 대한 보정필터를 설계한다. 일반적으로 보정필터는 크기가 -6dB인 테스트 음원으로부터 설계되며 지연샘플 수 n d 를 이용하면 시스템의 임펄스 응답인 h[n]을 추출해 낼 수 있다. 크기가 -6dB인 테스트 음원이 비선형 보정용 테스트 신호 x[n]의 c번째 스웹싸인이라고 가정해보자. 그러면 지연샘플 수 n d 를 이용하여 하기의 수학식 14와 같이 a c s[n- cN s ]에 해당하는 녹음신호 y c [n]을 전체 녹음신호 y[n]으로부터 추출해 낼 수 있다.Next, the linear section correction filter design unit 433 designs a correction filter for the linear section of the test signal. In general, the compensation filter is designed from a test source of -6dB in magnitude, and the delay sample number n d can be used to extract the system's impulse response h [ n ]. Assume that the test source with a magnitude of -6 dB is the c- th swept of the nonlinear correction test signal x [ n ]. Then, by using the delay sample number n d , the recording signal y c [ n ] corresponding to a c s [ n- cN s ] can be extracted from the entire recording signal y [ n ] as shown in Equation 14 below.

Figure 112008049463558-pat00014
Figure 112008049463558-pat00014

또한 하기의 수학식 15와 같이 휴대폰의 임펄스 응답 h[n]을 구할 수 있다.In addition, the impulse response h [ n ] of the mobile phone can be obtained as shown in Equation 15 below.

Figure 112008049463558-pat00015
Figure 112008049463558-pat00015

그 후 다음과 같은 방법으로 세그먼트의 비선형 특성 j nonlin 로부터 비선형 대역의 하한 주파수(lower frequency) f L 과 상한 주파수(upper frequency) f U 를 계산한다.Then, the lower frequency f L and the upper frequency f U of the nonlinear band are calculated from the nonlinear characteristic j nonlin of the segment as follows.

이후 모든 세그먼트 j에 대해서 수학식 16과 같은 방법으로 마스크 m[j]를 계산한다.Then, the mask m [ j ] is calculated for all segments j in the same manner as in Equation 16.

Figure 112008049463558-pat00016
Figure 112008049463558-pat00016

그 후 수학식 17, 수학식 18과 같은 방법으로 하한 주파수(lower frequency) f L 와 상한 주파수(upper frequency) f U 를 계산한다.Then, the lower frequency f L and the upper frequency f U are calculated in the same manner as in Equation 17 and Equation 18.

Figure 112008049463558-pat00017
Figure 112008049463558-pat00017

Figure 112008049463558-pat00018
Figure 112008049463558-pat00018

앞에서 계산된 시스템의 임펄스 응답 h[n]을 하기의 수학식 19와 같이 고속 푸리에 변환시켜서 시스템의 주파수 응답 H[k]를 구한다.The impulse response h [ n ] of the system calculated above is fast Fourier transformed as in Equation 19 to obtain the frequency response H [ k ] of the system.

Figure 112008049463558-pat00019
Figure 112008049463558-pat00019

그 후 선형/비선형 구간 추정부(432)에서 구한 하한 주파수 f L 과 상항 주파수 f U 로부터 하한 주파수 인덱스 k L 과 상한 주파수 인덱스 k U 를 수학식 20 ~ 21과 같이 계산한다.Then calculated as a linear / non-linear estimation section 432, the lower limit frequency f L and the lower limit frequency index from a situation frequency f L and upper frequency index U k U k obtained from equation 20-21.

Figure 112008049463558-pat00020
Figure 112008049463558-pat00020

Figure 112008049463558-pat00021
Figure 112008049463558-pat00021

1차적으로 선형 구간에 대한 보정필터의 주파수 응답을 하기의 수학식 22와 같이 구한다.First, the frequency response of the correction filter for the linear section is obtained as shown in Equation 22 below.

Figure 112008049463558-pat00022
Figure 112008049463558-pat00022

그 후 H eq [k]>0을 만족시키는 선형구간의 모든 k에 대해서 다음과 같은 방법으로 H eq [k]와 가장 가까운 idx[i,j]가 0인지 확인하고 idx[i,j]가 1인 경우 0이 되도록 H eq [k]의 크기를 감소시킨다. 먼저 H eq [k]와 가장 가까운 idx[i,j]를 수학식 23 ~ 24와 같이 구한다.Then H eq [k]> for all k in the linear region satisfying a 0 in the following way: determine whether H eq [k] and the nearest idx [i, j] is 0, idx [i, j] is If it is 1, reduce the size of H eq [ k ] to be 0. First, idx [ i , j ] closest to H eq [ k ] is obtained as in Equations 23 to 24.

Figure 112008049463558-pat00023
Figure 112008049463558-pat00023

Figure 112008049463558-pat00024
Figure 112008049463558-pat00024

그 후 하기의 수학식 25와 같은 방법으로 idx[i,j]를 0으로 만드는 H eq [k]를 구한다.Subsequently, H eq [ k ] for obtaining idx [ i , j ] as 0 is obtained in the same manner as in Equation 25 below.

Figure 112008049463558-pat00025
Figure 112008049463558-pat00025

이 때, i max 는 idx[i,j] = 0을 만족시키는 i중 제일 큰 값을 나타낸다.At this time, i max represents the largest value of i satisfying idx [ i , j ] = 0.

다음 비선형구간 보정필터 설계부(434)는 비선형 구간을 위한 보정 필터를 설계한다. 본 발명의 일 실시 예에 따른 비선형 구간에 대한 보정필터 설계 순서는 다음과 같다. 먼저 하기의 수학식 26 및 수학식 27과 같이 i와 j를 구한다.Next, the nonlinear section correction filter design unit 434 designs a correction filter for the nonlinear section. The design procedure of the correction filter for the non-linear section according to an embodiment of the present invention is as follows. First, i and j are calculated as in Equation 26 and Equation 27 below.

Figure 112008049463558-pat00026
Figure 112008049463558-pat00026

Figure 112008049463558-pat00027
Figure 112008049463558-pat00027

그 후 상기 수학식 25와 동일한 방법으로 idx[i,j]를 0으로 만드는 H eq [k]를 구한다.Thereafter, H eq [ k ] for obtaining idx [ i , j ] as 0 is obtained in the same manner as in Equation 25.

Figure 112008049463558-pat00028
Figure 112008049463558-pat00028

이때, i max 는 idx[i,j] = 0을 만족시키는 i중 제일 큰 값을 나타낸다.At this time, i max represents the largest value of i satisfying idx [ i , j ] = 0.

마지막으로 선형 구간 및 비선형 구간의 보정필터 계수는 H eq [k]를 역 고속 푸리에 변환(inverse Fast Fourier Transform)하여 하기의 수학식 29와 같이 구할 수 있다.Finally, the correction filter coefficients of the linear section and the nonlinear section can be obtained as shown in Equation 29 by performing an inverse fast Fourier transform on H eq [ k ].

Figure 112008049463558-pat00029
Figure 112008049463558-pat00029

도 7은 본 발명의 일 실시 예에 따른 모바일 기기의 음향 보정 필터 설계 동작의 흐름도이다. 도 7을 참조하여 본 발명의 일 실시 예에 따른 모바일 기기의 음향 보정 필터 설계 동작을 살펴보기로 한다. 7 is a flowchart illustrating a sound correction filter design operation of a mobile device according to an embodiment of the present invention. A sound correction filter design operation of a mobile device according to an embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. 7.

먼저 710단계에서 녹음된 테스트 신호와 역 테스트 신호를 컨볼루션하여 다양한 크기의 테스트 신호에 대한 휴대폰의 임펄스 응답 집합을 구한다. 다음 720단계에서 상기 임펄스 응답 집합의 절대값의 최대값 및 인덱스를 검출한다. 다음 730단계에서 상기 검출한 인덱스를 이용하여 지연샘플 수를 구하여 시간축을 보정하고 녹음된 테스트 신호와 비선형 보정용 테스트 신호를 동기화한다. 상기 710, 720, 730단계는 신호 동기부(431)에서 수행된다. First, the test signal and the inverse test signal recorded in step 710 are convolved to obtain a set of impulse responses of the mobile phone for test signals of various sizes. In operation 720, a maximum value and an index of an absolute value of the impulse response set are detected. Next, in step 730, the number of delay samples is obtained using the detected index to correct the time axis, and the recorded test signal and the nonlinear correction test signal are synchronized. The steps 710, 720, and 730 are performed by the signal synchronizer 431.

다음 740단계에서는 동기화된 녹음 신호를 다양한 크기를 가지는 n s 개의 스웹싸인으로 분리한다. 다음 750단계에서는 분리된 신호를 세그먼트화한다. 다음 760단계에서는 세그먼트화된 신호를 고속 푸리에 변환한다. 다음 770단계에서는 해당 세그먼트의 비선형성을 계산한다. 상기 740, 750, 760, 770단계는 선형/비선형 추정부(432)에서 수행된다. In the next step 740, the synchronized recording signal is divided into n s swept signs having various sizes. In operation 750, the separated signals are segmented. In operation 760, the segmented signal is transformed by fast Fourier transform. In the next step 770, the nonlinearity of the segment is calculated. Steps 740, 750, 760, and 770 are performed by the linear / nonlinear estimator 432.

다음 780단계에서 초기 보정 필터인 선형 구간 보정 필터를 설계한다. 상기 780단계는 선형구간 보정필터 설계부(433)에서 수행된다. Next, in step 780, a linear range correction filter, which is an initial correction filter, is designed. Step 780 is performed by the linear section correction filter design unit 433.

다음 790단계에서 비선형 구간의 보정 필터를 설계한다. 상기 790단계는 비선형구간 보정필터 설계부(434)에서 수행된다. Next, in step 790, a correction filter of the nonlinear section is designed. Step 790 is performed by the nonlinear section correction filter design unit 434.

상기와 같이 본 발명의 일 실시 예에 따른 디지털 음향 보정 필터 설계 방법 및 시스템의 동작 및 구성이 이루어질 수 있으며, 한편 상기한 본 발명의 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나 여러 가지 변형이 본 발명의 범위를 벗어나지 않고 실시될 수 있다.As described above, the operation and configuration of the method and system for designing a digital sound correction filter according to an embodiment of the present invention can be made. Meanwhile, in the above description of the present invention, a specific embodiment has been described. It can be carried out without departing from the scope.

도 1은 종래의 모바일 기기의 음향 보정 필터 설계 시스템의 블록 구성도1 is a block diagram of a sound correction filter design system of a conventional mobile device

도 2는 종래의 음향 보정 필터가 적용된 모바일 기기의 일 예시 블록 구성도2 is a block diagram illustrating an example of a mobile device to which a conventional acoustic compensation filter is applied.

도 3은 특이한 구조를 가진 모바일 기기의 음향 특성을 나타내는 신호 파형도3 is a signal waveform diagram illustrating acoustic characteristics of a mobile device having an unusual structure;

도 4는 본 발명의 일 실시 예에 따른 모바일 기기의 음향 보정 필터 설계 시스템의 블록 구성도4 is a block diagram of an acoustic compensation filter design system of a mobile device according to an embodiment of the present invention.

도 5는 본 발명의 일 실시 예에 따른 모바일 기기의 음향 보정 필터에서 비선형 특성을 고려하기 위해 사용되는 테스트 신호의 일 예시 파형도 5 is an exemplary waveform diagram of a test signal used to consider nonlinear characteristics in an acoustic compensation filter of a mobile device according to an embodiment of the present invention.

도 6은 본 발명의 일 실시 예에 따른 모바일 기기의 음향 보정 필터 설계를 위한 블록 구성도6 is a block diagram illustrating a sound correction filter design of a mobile device according to an embodiment of the present invention.

도 7은 본 발명의 일 실시 예에 따른 모바일 기기의 음향 보정 필터 설계 동작의 흐름도7 is a flowchart illustrating a sound correction filter design operation of a mobile device according to an embodiment of the present invention.

Claims (14)

디지털 음향 보정 필터 설계 방법에 있어서,In the digital acoustic compensation filter design method, 상기 음향 보정 필터를 설계하기 위한 비선형 보정용 테스트 신호를 이용하여 녹음된 테스트 신호를 생성하는 과정과, Generating a recorded test signal using a test signal for nonlinear correction for designing the acoustic correction filter; 상기 녹음된 테스트 신호와 상기 비선형 보정용 테스트 신호를 동기화하는 과정과,Synchronizing the recorded test signal with the test signal for nonlinear correction; 상기 동기화된 테스트 신호의 각 구간에 대하여 비선형성(nonlinearity)을 추출하여 선형 또는 비선형 여부를 추정하는 과정과,Estimating whether linear or nonlinear by extracting nonlinearity for each section of the synchronized test signal; 추정된 선형 구간에 대한 보정필터를 설계하는 과정과,Designing a correction filter for the estimated linear interval, 추정된 비선형 구간에 대한 보정필터를 설계하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 디지털 음향 보정 필터 설계 방법.And designing a correction filter for the estimated nonlinear section. 제 1항에 있어서, 상기 비선형 보정용 테스트 신호는, 복수의 스웹싸인(Swept sine)들의 조합인 것을 특징으로 하는 디지털 음향 보정 필터 설계 방법.The method of claim 1, wherein the test signal for nonlinear correction is a combination of a plurality of swept sines. 제 2항에 있어서, 상기 비선형 보정용 테스트 신호는, 크기가 순차적으로 증가하는 상기 복수의 스웹싸인들의 조합인 것을 특징으로 하는 디지털 음향 보정 필터 설계방법. 3. The method of claim 2, wherein the nonlinear correction test signal is a combination of the plurality of swept signs whose magnitudes increase sequentially. 제 1항에 있어서, 상기 동기화하는 과정은, The method of claim 1, wherein the synchronizing is performed by: 상기 녹음된 테스트 신호와 역 테스트 신호를 컨볼루션(convolution)하여 임펄스 응답 집합(impulse response set)을 구하는 과정과,Convolving the recorded test signal and the inverse test signal to obtain an impulse response set; 상기 임펄스 응답 집합의 절대값이 최대값일 때의 상기 녹음된 테스트 신호의 인덱스를 검출하여 지연샘플 수를 구하는 과정과,Obtaining a number of delay samples by detecting an index of the recorded test signal when an absolute value of the impulse response set is a maximum value; 상기 지연샘플 수를 이용하여 상기 녹음된 테스트 신호와 상기 비선형 보정용 테스트 신호를 동기화하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 디지털 음향 보정 필터 설계방법.And synchronizing the recorded test signal with the nonlinear correction test signal using the delay sample number. 제 1항에 있어서, 상기 동기화된 테스트 신호의 각 구간에 대하여 비선형성을 추출하여 선형 또는 비선형 여부를 추정하는 과정은, The method of claim 1, wherein extracting nonlinearity for each section of the synchronized test signal to estimate whether linear or nonlinear is performed. 상기 동기화된 테스트 신호를 각각의 스웹싸인 응답으로 분리하는 과정과,Separating the synchronized test signal into each swept response; 상기 분리된 테스트 신호를 순차적으로 세그먼트화(segmentation)하는 과정과,Sequentially segmenting the separated test signals; 상기 세그먼트화된 신호를 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform)하는 과정과,Fast Fourier transforming the segmented signal; 각 스웹싸인 응답의 각 세그먼트 별로 기저주파수 성분의 에너지 대 기타 주파수 성분의 에너지 비를 이용하여 비선형 특성을 구하고, 비선형성 여부를 나타내는 인덱스를 구하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 디지털 음향 보정 필터 설계 방법.A method of designing a digital acoustic compensation filter comprising obtaining a nonlinear characteristic by using energy ratios of base frequency components and energy of other frequency components for each segment of each swept response, and obtaining an index indicating nonlinearity. . 제 1항에 있어서, 상기 추정된 선형 구간에 대한 보정필터를 설계하는 과정은, The process of claim 1, wherein the designing of the correction filter for the estimated linear section comprises: 상기 테스트 신호의 모든 세그먼트에 대하여 선형 또는 비선형을 구분하는 마스크를 계산하는 과정과,Calculating a mask that distinguishes linear or non-linear for all segments of the test signal; 상기 마스크를 이용하여 세그먼트의 하한 주파수와 상한 주파수를 계산하는 과정과, Calculating a lower limit frequency and an upper limit frequency of the segment using the mask; 시스템의 임펄스 응답을 계산하고, 상기 시스템 임펄스 응답을 고속 푸리에 변환하여 시스템의 주파수 응답을 구하는 과정과,Calculating an impulse response of the system and obtaining a frequency response of the system by fast Fourier transforming the system impulse response; 상기 하한 주파수와 상기 상한 주파수로부터 하한 주파수 인덱스와 상한 주파수 인덱스를 계산하는 과정과,Calculating a lower limit frequency index and an upper limit frequency index from the lower limit frequency and the upper limit frequency; 선형 구간의 주파수 응답을 계산하여 비선형성 여부를 나타내는 인덱스가 0이 되도록 주파수 응답을 조정하는 과정과,Calculating a frequency response of the linear interval and adjusting the frequency response so that an index indicating whether or not the nonlinearity is zero is obtained; 상기 주파수 응답을 역 고속 푸리에 변환하여 선형 구간의 보정필터 계수를 계산하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 디지털 음향 보정 필터 설계 방법.And calculating an inverse fast Fourier transform of the frequency response to calculate a correction filter coefficient of a linear section. 제 1항에 있어서, 상기 추정된 비선형 구간에 대한 보정필터를 설계하는 과정은, The process of claim 1, wherein the designing of the correction filter for the estimated nonlinear section comprises: 상기 테스트 신호의 모든 세그먼트에 대하여 선형 또는 비선형을 구분하는 마스크를 계산하는 과정과,Calculating a mask that distinguishes linear or non-linear for all segments of the test signal; 상기 마스크를 이용하여 세그먼트의 하한 주파수와 상한 주파수를 계산하는 과정과, Calculating a lower limit frequency and an upper limit frequency of the segment using the mask; 시스템의 임펄스 응답을 계산하고, 상기 시스템 임펄스 응답을 고속 푸리에 변환하여 시스템의 주파수 응답을 구하는 과정과,Calculating an impulse response of the system and obtaining a frequency response of the system by fast Fourier transforming the system impulse response; 상기 하한 주파수와 상기 상한 주파수로부터 하한 주파수 인덱스와 상한 주파수 인덱스를 계산하는 과정과,Calculating a lower limit frequency index and an upper limit frequency index from the lower limit frequency and the upper limit frequency; 비선형 구간의 주파수 응답을 계산하여 비선형성 여부를 나타내는 인덱스가 0이 되도록 주파수 응답을 조정하는 과정과,Calculating a frequency response of the nonlinear interval to adjust the frequency response such that the nonlinearity index is 0; 상기 주파수 응답을 역 고속 푸리에 변환하여 비선형 구간의 보정필터 계수를 계산하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 디지털 음향 보정 필터 설계 방법.And calculating an inverse fast Fourier transform of the frequency response to calculate a correction filter coefficient for a non-linear section. 디지털 음향 보정 필터 설계 시스템에 있어서, In the digital acoustic compensation filter design system, 상기 음향 보정 필터 설계를 위한 비선형 보정용 테스트 신호의 출력을 이용하여 녹음된 테스트 신호를 생성하는 측정장치와, A measuring device for generating a recorded test signal using an output of a test signal for nonlinear correction for designing the acoustic correction filter; 상기 녹음된 테스트 신호와 상기 비선형 보정용 테스트 신호를 동기화하는 신호 동기부와, A signal synchronizer for synchronizing the recorded test signal with the nonlinear correction test signal; 상기 동기화된 테스트 신호의 각 구간에 대하여 비선형성(nonlinearity)을 추출하여 선형 또는 비선형 여부를 추정하는 선형/비선형성 추정부와, A linear / nonlinearity estimator for estimating linear or nonlinearity by extracting nonlinearity for each section of the synchronized test signal; 상기 추정된 선형 구간에 대한 보정필터를 설계하는 선형 구간 보정 필터 설계부와, A linear section correction filter design unit for designing a correction filter for the estimated linear section; 상기 추정된 비선형 구간에 대한 보정필터를 설계하는 비선형 구간 보정 필터 설계부를 포함함을 특징으로 하는 디지털 음향 보정 필터 설계 시스템.And a nonlinear section correction filter design unit for designing a correction filter for the estimated nonlinear section. 제 8항에 있어서, 상기 비선형 보정용 테스트 신호는, 복수의 스웹싸인(Swept sine)들의 조합인 것을 특징으로 하는 디지털 음향 보정 필터 설계 시스템.The system of claim 8, wherein the nonlinear correction test signal is a combination of a plurality of swept sines. 제 9항에 있어서, 상기 비선형 보정용 테스트 신호는, 크기가 순차적으로 증가하는 상기 복수의 스웹싸인들의 조합인 것을 특징으로 하는 디지털 음향 보정 필터 설계 시스템. 10. The system of claim 9, wherein the test signal for nonlinear correction is a combination of the plurality of swept signs whose magnitude increases sequentially. 제 8항에 있어서, 상기 신호 동기부는, The method of claim 8, wherein the signal synchronization unit, 상기 녹음된 테스트 신호와 역 테스트 신호를 컨볼루션(convolution)하여 임펄스 응답 집합(impulse response set)을 구하며, 상기 임펄스 응답 집합의 절대값이 최대값일 때의 상기 녹음된 테스트 신호의 인덱스를 검출하여 지연샘플 수를 구하며, 상기 지연샘플 수를 이용하여 상기 녹음된 테스트 신호와 상기 비선형 보정용 테스트 신호를 동기화하는 것을 특징으로 하는 디지털 음향 보정 필터 설계시스템.Convolution the recorded test signal and the inverse test signal to obtain an impulse response set, and detect and delay the index of the recorded test signal when the absolute value of the impulse response set is a maximum value. And obtaining a number of samples and synchronizing the recorded test signal and the nonlinear correction test signal using the delay sample number. 제 8항에 있어서, 상기 선형/비선형 추정부는, The method of claim 8, wherein the linear / nonlinear estimator, 상기 동기화된 테스트 신호를 각각의 스웹싸인 응답으로 분리하며, 상기 분리된 테스트 신호를 순차적으로 세그먼트화(segmentation)하며, 상기 세그먼트화된 신호를 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform)하며, 각 스웹싸인 응답의 각 세그먼트 별로 기저주파수 성분의 에너지 대 기타 주파수 성분의 에너지 비를 이용하여 비선형 특성을 구하고, 비선형성 여부를 나타내는 인덱스를 구하는 것을 특징으로 하는 디지털 음향 보정 필터 설계 시스템.Separate the synchronized test signals into respective swept responses, segment the separated test signals sequentially, fast Fourier transform the segmented signals, and each swept response A digital acoustic compensation filter design system, characterized by obtaining the nonlinear characteristics by using the energy ratio of the base frequency component to the energy of other frequency components for each segment, and obtaining an index indicating the nonlinearity. 제 8항에 있어서, 상기 선형 구간 보정 필터 설계부는, The method of claim 8, wherein the linear section correction filter design unit, 상기 테스트 신호의 모든 세그먼트에 대하여 선형 또는 비선형을 구분하는 마스크를 계산하며, 상기 마스크를 이용하여 세그먼트의 하한 주파수와 상한 주파수를 계산하며, 시스템의 임펄스 응답을 계산하고, 상기 시스템 임펄스 응답을 고속 푸리에 변환하여 시스템의 주파수 응답을 구하며, 상기 하한 주파수와 상기 상한 주파수로부터 하한 주파수 인덱스와 상한 주파수 인덱스를 계산하며, 선형 구간의 주파수 응답을 계산하여 비선형성 여부를 나타내는 인덱스가 0이 되도록 주파수 응답을 조정하며, 상기 주파수 응답을 역 고속 푸리에 변환하여 선형 구간의 보정필터 계수를 계산하는 것을 특징으로 하는 디지털 음향 보정 필터 설계 시스템.Compute a mask that distinguishes linear or non-linear for all segments of the test signal, calculates the lower and upper frequencies of the segment using the mask, calculates the impulse response of the system, and converts the system impulse response into a fast Fourier The frequency response of the system is calculated, the lower frequency index and the upper limit frequency index are calculated from the lower limit frequency and the upper limit frequency, and the frequency response of the linear section is calculated so that the index indicating nonlinearity becomes zero. And inversely fast Fourier transform the frequency response to calculate a correction filter coefficient for a linear section. 제 8항에 있어서, 상기 비선형 구간 보정 필터 설계부는, The method of claim 8, wherein the nonlinear section correction filter design unit, 상기 테스트 신호의 모든 세그먼트에 대하여 선형 또는 비선형을 구분하는 마스크를 계산하며, 상기 마스크를 이용하여 세그먼트의 하한 주파수와 상한 주파수를 계산하며, 시스템의 임펄스 응답을 계산하고, 상기 시스템 임펄스 응답을 고속 푸리에 변환하여 시스템의 주파수 응답을 구하며, 상기 하한 주파수와 상기 상한 주파수로부터 하한 주파수 인덱스와 상한 주파수 인덱스를 계산하며, 비선형 구간의 주파수 응답을 계산하여 비선형성 여부를 나타내는 인덱스가 0이 되도록 주파수 응답을 조정하며, 상기 주파수 응답을 역 고속 푸리에 변환하여 비선형 구간의 보정필터 계수를 계산하는 것을 특징으로 하는 디지털 음향 보정 필터 설계 시스템.Compute a mask that distinguishes linear or non-linear for all segments of the test signal, calculates the lower and upper frequencies of the segment using the mask, calculates the impulse response of the system, and converts the system impulse response into a fast Fourier The frequency response of the system is calculated, the lower frequency index and the upper frequency index are calculated from the lower frequency and the upper frequency, and the frequency response of the nonlinear interval is calculated so that the index indicating whether the nonlinearity is zero is adjusted. And inversely fast Fourier transform the frequency response to calculate a correction filter coefficient for a non-linear section.
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