KR101287291B1 - 유선 통신 시스템용 다중 홉 릴레이 협력 통신 방법 - Google Patents

유선 통신 시스템용 다중 홉 릴레이 협력 통신 방법 Download PDF

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Abstract

유선 통신 시스템용 다중 홉 릴레이 협력 통신 방법이 개시된다. 본 발명에 따른 유선 통신 시스템용 다중 홉 릴레이 협력 통신 방법은, 신호원 터미널과 하나 이상의 제1 그룹의 릴레이 노드가 전송 모드로 동작하는 동안 목적지 터미널이 하나 이상의 제2 그룹의 릴레이 노드와 함께 수신 모드로 동작하는 단계; 상기 신호원 터미널과 상기 제2 그룹의 릴레이 노드가 전송 모드로 동작하는 동안 상기 목적지 터미널이 상기 제1 그룹의 릴레이 노드와 함께 수신 모드로 동작하는 단계; 및 상기 목적지 터미널이 상기 제1 그룹의 릴레이 노드와 함께 수신 모드로 동작하여 생성된 제1 수신 신호 및 상기 제2 그룹의 릴레이 노드와 함께 수신 모드로 동작하여 생성된 제2 수신 신호를 이용하여 상기 신호원 터미널로부터의 송신 신호를 복원하는 단계를 포함한다.

Description

유선 통신 시스템용 다중 홉 릴레이 협력 통신 방법{Method of cooperative multihop relay communication for wired communication system}
본 발명은 유선 통신 시스템에 관한 것으로, 특히 중전압 전력선 통신에 적용이 가능하면서 간단하게 채널 용량을 증가시킬 수 있는 유선 통신 시스템용 다중 홉 릴레이 협력 통신 방법에 관한 것이다.
전력 효율성을 높이기 위해 효율적인 전력 전달이 가능한 스마트 그리드 기술이 소개되었다. 스마트 그리드는 효율적인 전력 전달을 위해 전력 소비자와 생산자 사이의 양방향 통신을 활용한다. 즉, 전력 소비자와 전력 망 사이의 실시간 상호 작용을 통해, 스마트 그리드는 에너지를 보존하고 비용을 줄이며 전력망의 신뢰도와 투명성을 증가시킬 수 있다.
보다 지능적인 스마트 그리드 어플리케이션을 구현하기 위해 기존 전력망에 비해 보다 진화한 정보 기술, 제어 기술, 통신 기술이 요구된다. 전력망 회사와 소비자 간의 양방향 통신은 전력선 위에서 이루어질 수 있다. 기존의 전력선은 전력 회사 고유의 자원으로, 전력선 통신(powerline communication; PLC)으로 알려진 기술을 활용하면 통신 매체로 활용될 수 있다. 전력선 통신 기술을 활용하여 전력 소비자의 가전기기 간의 네트워킹 문제나 동적으로 변화하는 전력망 상태에 관한 정보 교환 문제 등을 해결하여 적절히 대응함으로써 효율적인 전력 전달을 할 수 있게 된다. 나아가, 전력선은 전력 공급을 위해 설치할 수 밖에 없는 것으로 통신을 위한 새로운 네트워크 구축이 필요 없기 때문에, 스마트 그리드에서 전력선 통신을 이용하는 것은 광통신과 같은 다른 경쟁 기술에 비해 비용적인 측면에서 효율적일 수 밖에 없다.
전력망에서 다양한 스마트 그리드 어플리케이션을 구동하기 위해서는 중전압(medium voltage, MV) 전력선에서 전력 공급자와 수요자 사이의 광대역 PLC 통신이 필요하다. 최근 들어, 중전압 광대역 통신 기술은 고성능 및 비용 효율적이라는 면에서 연구자들의 관심을 불러 일으키고 있으며 몇 개의 표준화 단체에서 관련 표준을 제정하고 있다.
그러나, 중전압 전력망을 통신 매체로 사용하기에는 채널 특성이나 잡음 특성이 좋지 않다. 또한, 일반적인 형태의 MV PLC 네트워크는 광범위하고 긴 거리를 커버하고 있기 때문에, 목적지까지 원하는 신호를 전달하기 위해서는 리피터 노드(repeater node)가 필수적이다.
도 1은 중전압 전력선 액세스 방식을 나타낸 도면이다.
도 1을 참조하면, 기존의 시분할 다중화 방식 리피터는 신호원(S)에서 목적지(D) 방향으로 신호가 전송되면 리피터(R)는 신호를 증폭하고 전달하는 역할을 담당하는 것을 알 수 있다. 따라서, 신호원(S)에서 바로 목적지(D)로 온 신호는 간섭으로 여겨지고, 이 경우 리피터(R)에서의 시간 또는 주파수 다중화를 통해 이러한 간섭 신호를 회피할 수 있다. 하지만, 시간 또는 주파수 다중화를 하게 되면 채널 용량이 줄어들게 되는데, 이는 시간 또는 주파수 자원이 다중화에 의해 미사용되는 부분이 발생하기 때문이다.
따라서, 링크 안정성을 높이고 네트워크 거리를 늘이기 위해 무선 네트워크 분야에서 많은 연구가 이루어지고 있는 다중홉 릴레이(multi-hop relay) 전송 시스템을 PLC를 비롯한 유선 통신에 적용한 새로운 기술의 필요성이 절실하게 대두된다.
한국공개특허 제2007-0090377호에는 초광대역 중계기를 통해 하나 이상의 초광대역 네트워크를 전력선으로 연결하여 서로 다른 초광대역 네트워크 사이의 통신을 지원하는 무선 네트워크 시스템에 관하여 개시하고 있으나, 유선망에서의 중계기를 이용한 멀티 홉 통신 프로토콜 기술에 관해서는 새로운 내용을 제시하고 있지 않다.
본 발명의 목적은 유선 통신 시스템의 링크 안정성과 데이터 전송률을 높이기 위해, 다중홉 릴레이를 통해 얻을 수 있는 협력 다이버시티(cooperative diversity)를 이용하기 위한 새로운 시그널링 방식을 제공하는 것이다.
또한, 본 발명의 목적은 전력선 등의 유선 통신 시스템에서 비교적 간단한 방식으로 목적지 터미널로 직접 들어가는 신호와 릴레이를 거쳐가는 신호를 적절히 합쳐서 협력 다이버시티 이득을 얻고 링크의 안정성을 높이는 것이다.
또한, 본 발명의 목적은 신호원의 바로 뒤에 전처리기를 구비하고, 목적지 바로 앞에 후처리기를 구비하여 채널 행렬이 대각화되도록 하여 시스템 복잡성을 줄이는 것이다.
상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 유선 통신 시스템용 다중 홉 릴레이 협력 통신 방법은, 신호원 터미널과 하나 이상의 제1 그룹의 릴레이 노드가 전송 모드로 동작하는 동안 목적지 터미널이 하나 이상의 제2 그룹의 릴레이 노드와 함께 수신 모드로 동작하는 단계; 상기 신호원 터미널과 상기 제2 그룹의 릴레이 노드가 전송 모드로 동작하는 동안 상기 목적지 터미널이 상기 제1 그룹의 릴레이 노드와 함께 수신 모드로 동작하는 단계; 및 상기 목적지 터미널이 상기 제1 그룹의 릴레이 노드와 함께 수신 모드로 동작하여 생성된 제1 수신 신호 및 상기 제2 그룹의 릴레이 노드와 함께 수신 모드로 동작하여 생성된 제2 수신 신호를 이용하여 상기 신호원 터미널로부터의 송신 신호를 복원하는 단계를 포함한다.
이 때, 상기 유선 통신 시스템용 다중 홉 릴레이 협력 통신 방법은 상기 신호원 터미널이 상기 송신 신호를 송신할 때 상기 유선 통신 시스템의 채널 행렬이 대각화되도록 DFT 프리코딩을 수행할 수 있다.
이 때, 상기 유선 통신 시스템용 다중 홉 릴레이 협력 통신 방법은 상기 목적지 터미널이 상기 제1 수신 신호 및 제2 수신 신호를 생성할 때 상기 유선 통신 시스템의 채널 행렬이 대각화되도록 DFT 포스트코딩을 수행할 수 있다.
이 때, 상기 DFT 프리코딩 및 DFT 포스트코딩은 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform; FFT) 모듈을 상기 신호원 터미널 및 상기 목적지 터미널 각각에 존재하는 모뎀 IC에 추가하여 구현될 수 있다.
이 때, 상기 송신 신호를 복원하는 단계는 최대 비율 결합(Maximum Ratio Combining; MRC) 방식에 따라 상기 제1 수신 신호 및 상기 제2 수신 신호를 결합하여 상기 신호원 터미널로부터의 송신 신호를 복원할 수 있다.
이 때, 상기 제1 그룹의 릴레이 노드는 짝수번의 릴레이 노드이고, 상기 제2 그룹의 릴레이 노드는 홀수번의 릴레이 노드일 수 있다.
또한, 본 발명의 일실시예에 따른 유선 통신 시스템용 다중 홉 릴레이 협력 통신 방법은 수신기 입장에서, 목적지 터미널이 하나 이상의 제1 그룹의 릴레이 노드와 함께 수신 모드로 동작하는 동안, 신호원 터미널이 하나 이상의 제2 그룹의 릴레이 노드와 함께 전송 모드로 동작하는 단계; 및 상기 목적지 터미널이 상기 제2 그룹의 릴레이 노드와 함께 수신 모드로 동작하는 동안, 상기 신호원 터미널이 상기 제1 그룹의 릴레이 노드와 함께 전송 모드로 동작하는 단계를 포함한다.
이 때, 상기 신호원 터미널은 상기 제2 그룹의 릴레이 노드와 함께 전송 모드로 동작하는 단계 및 상기 제1 그룹의 릴레이 노드와 함께 전송 모드로 동작하는 단계에 동일한 송신 신호를 반복 전송할 수 있다.
이 때, 상기 제1 그룹의 릴레이 노드는 홀수번의 릴레이 노드이고, 상기 제2 그룹의 릴레이 노드는 짝수번의 릴레이 노드일 수 있다.
또한, 본 발명의 일실시예에 따른 유선 통신 시스템용 다중 홉 릴레이 협력 통신 방법은 수신기 입장에서, 신호원 터미널이 하나 이상의 제1 그룹의 릴레이 노드와 함께 전송 모드로 동작하는 동안, 목적지 터미널이 하나 이상의 제2 그룹의 릴레이 노드와 함께 수신 모드로 동작하는 단계; 상기 신호원 터미널이 상기 제2 그룹의 릴레이 노드와 함께 전송 모드로 동작하는 동안, 상기 목적지 터미널이 상기 제1 그룹의 릴레이 노드와 함께 수신 모드로 동작하는 단계; 및 상기 목적지 터미널이 상기 제1 그룹의 릴레이 노드와 함께 수신 모드로 동작하여 생성된 제1 수신 신호 및 상기 제2 그룹의 릴레이 노드와 함께 수신 모드로 동작하여 생성된 제2 수신 신호를 이용하여 상기 신호원 터미널로부터의 송신 신호를 복원하는 단계를 포함한다.
본 발명에 따르면, 전력선 등의 유선 통신 시스템에서 비교적 간단한 방식으로 목적지 터미널로 직접 들어가는 신호와 릴레이를 거쳐가는 신호를 적절히 합쳐서 협력 다이버시티 이득을 얻고 링크의 안정성을 높일 수 있다.
또한, 본 발명은 신호원 또는 신호원의 바로 뒤에 전처리기를 구비하고, 목적지 또는 목적지 바로 앞에 후처리기를 구비하여 채널 행렬이 대각화되도록 하여 시스템 복잡성을 최소화할 수 있다.
도 1은 중전압 전력선 액세스 방식을 나타낸 도면이다.
도 2는 본 발명의 일실시예에 따른 유선 통신 시스템용 다중 홉 릴레이 협력 통신 방법을 나타낸 개념도이다.
도 3은 본 발명의 일실시예에 따른 유선 통신 시스템용 다중 홉 릴레이 협력 통신 방법의 하나의 시간 슬롯이 나눠진 두 단계를 나타낸 도면이다.
도 4는 전력선 채널과 채널 행렬 대각화를 위한 전처리기 및 후처리기를 나타낸 블록도이다.
도 5는 전처리기 및 후처리기를 통해 채널 행렬 대각화가 이뤄진 것을 나타낸 블록도이다.
도 6은 네트워크 모듈을 나타낸 구조도이다.
도 7은 직렬 연결된 K개 네트워크 모듈들의 링크 토폴로지를 나타낸 도면이다.
도 8은 2개의 릴레이 노드(M=1)를 갖는 네트워크의 토폴로지를 나타낸 도면이다.
도 9 및 도 10은 각각 주파수에 대한 채널 감쇠를 도심 및 전원 환경에 대해 나타낸 도면이다.
도 11은 4개의 릴레이 노드(M=2)를 갖는 네트워크의 토폴로지를 나타낸 도면이다.
도 12는 기존의 협력 릴레이 프로토콜을 다중홉으로 확장한 버전의 릴레이가 2개인 경우를 나타낸 도면이다.
도 13 및 도 14는 각각 도심 및 전원 환경에서 잡음 밀도 상수 Nf에 따른 채널 용량을 나타낸 도면이다.
도 15는 본 발명의 일실시예에 따른 유선 통신 시스템용 다중 홉 릴레이 협력 통신 방법을 나타낸 동작 흐름도이다.
본 발명을 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명하면 다음과 같다. 여기서, 반복되는 설명, 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있는 공지 기능, 및 구성에 대한 상세한 설명은 생략한다. 본 발명의 실시형태는 당 업계에서 평균적인 지식을 가진 자에게 본 발명을 보다 완전하게 설명하기 위해서 제공되는 것이다. 따라서, 도면에서의 요소들의 형상 및 크기 등은 보다 명확한 설명을 위해 과장될 수 있다.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 특히, 릴레이 노드는 증폭 및 전달(amplify-and-forward; AF) 모드 및 복호 및 전달(decode-and forward; DF) 모드의 두 가지 모드로 동작하는데, 이하에서는 시스템의 복잡도를 고려하여 증폭 및 전달 모드를 중심으로 설명한다.
도 2는 본 발명의 일실시예에 따른 유선 통신 시스템용 다중 홉 릴레이 협력 통신 방법을 나타낸 개념도이다.
도 2를 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따른 유선 통신 시스템용 다중 홉 릴레이 협력 통신 방법은 목적지 터미널(D)로 직접 들어가는 신호와 릴레이(R)를 거쳐가는 신호를 적절하게 합쳐서 이를 통해 다이버시티 이득을 얻는 것을 알 수 있다. 즉, 도 1에 도시된 예에서는 신호원(S)에서 리피터(R)로 신호가 전송되는 순간 신호원(S)에서 목적지(D)로 가는 신호는 버려지지만, 도 2에 도시된 예에서는 이 경우에도 신호원(S)에서 목적지(D)로 가는 신호가 사용되므로 채널 용량이 증가하게 된다.
본 발명의 일실시예에 따른 유선 통신 시스템용 다중 홉 릴레이 협력 통신 방법은 다중홉 릴레이 채널에 대한 새로운 협력 프로토콜로써, 릴레이 노드의 개수와 상관 없이 시간축 프레임을 두 개의 단계로 나눈다. 따라서, 릴레이 노드 개수만큼의 시간 단계가 필요한 기존의 시분할 다중 접속(time-division multiple access; TDMA) 방식의 다중홉 프로토콜과 비교할 때, 시간 효율성이 증가한다. 결과적으로, 본 발명에 따르면 추가적인 협력 다이버시티 이득을 얻게 된다.
특히, 본 발명은 릴레이 노드의 개수가 증가할수록 시스템의 채널 용량이 증가한다.
도 3은 본 발명의 일실시예에 따른 유선 통신 시스템용 다중 홉 릴레이 협력 통신 방법의 하나의 시간 슬롯이 나눠진 두 단계를 나타낸 도면이다.
도 3을 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따른 유선 통신 시스템용 다중 홉 릴레이 협력 통신 방법은 하나의 시간 슬롯(time slot)이 두 단계(phase)로 나눠진다.
첫 번째 단계에서는, 신호원 터미널과 짝수번의 릴레이 노드가 전송 모드로 동작하고, 홀수번의 릴레이 노드와 목적지 터미널은 수신 모드로 동작한다.
두 번째 단계에서는, 신호원 터미널은 전송 모드로 목적지 터미널은 수신 모드로 동작하지만, 릴레이 노드들의 송수신 모드는 반대로 바뀐다. 즉, 두 번째 단계에서는 신호원 터미널과 홀수번의 릴레이 노드가 송신 모드로 동작하고, 짝수번의 릴레이 노드와 목적지 터미널은 수신 모드로 동작한다. 하나의 시간 슬롯 안에 있는 두 단계 모두에서, 신호원 터미널은 동일한 신호를 반복적으로 송신한다. 본 발명의 첫 번째 단계는 도 3의 (a)에, 두 번째 단계는 도 3의 (b)에 해당한다.
기본적으로, 데이터 신호는 신호원 터미널(S)로부터 목적지 터미널(D)까지 릴레이 노드(Ri)를 거쳐 전달된다. 여기서, 릴레이 노드의 개수는 2M(M은 자연수)라고 가정한다. 비록, 설명의 편의를 위하여 릴레이 노드가 짝수라고 가정하지만, 홀수개의 경우에도 간단한 변형을 통해 본 발명의 기술사상이 확장될 수 있다. 이미 설명한 바와 같이, 증폭 및 전달 모드에서 릴레이는 수신한 신호를 단순히 증폭하여 재전송한다. 이하의 설명에서, 어떠한 터미널에서도 송신과 수신이 동시에 이뤄지지 않는다고 가정한다.
중간의 릴레이 노드에서 전송된 신호는 모든 방향으로 전송되는 특징을 갖는다. 따라서, 신호는 신호원과 목적지 양 방향 모두로 전송된다. 중간의 릴레이 노드에서 신호원으로 전달되는 신호는 다중홉 릴레이에서 필요로 하지 않는 신호이기 때문에, 이러한 신호는 앞에 위치한 릴레이 노드들에게는 간섭으로 여겨지게 된다. 이와 같이 원치 않는 반대방향 신호를 제거하기 위해 릴레이 노드는 목적지 터미널 쪽의 단방향(one-way)으로만 신호를 전달할 수 있다.
특히, 전력선통신(PLC)의 경우 유선 통신의 한 형태이기 때문에 단방향 전송이 하드웨어적으로 구현될 수 있다. 중전압 전력망에서는 변압기, 커패시티 뱅크(capacity bank) 등과 같은 서브스테이션(substation)이 존재하는데, 여기서는 막대한 양의 감쇠가 양방향으로 발생한다. 중전압 전력선 통신을 가능하게 하기 위해서는 이러한 서브스테이션에서 통신 리피터가 필요하다. 따라서, 서브스테이션에 설치된 리피터(릴레이 노드)는 서브스테이션의 양 끝단과 두 개의 중전압 커플러(coupler)로 연결되게 된다. 목적지 방향의 중전압 커플러 쪽으로는 신호가 전달되도록 하고, 반대 방향, 즉, 신호원 방향의 중전압 커플러 쪽으로는 신호가 차단되도록 설계하는 방법으로, 릴레이 노드에서의 단방향 전송을 구현할 수 있다. 이하에서는 이러한 단방향 전송을 가정하고 신호 모델의 수식을 전개하기로 한다.
이하 본 발명의 일실시예에 따른 유선 통신 시스템의 다중 홉 릴레이 협력 통신 방법의 입/출력 관계식을 설명한다. 여기서, 송신기에서는 채널 정보를 가지고 있지 않고 수신기에서 완전한 채널 정보를 가지고 있으며, 정확한 동기(synchronization)를 가정한다. 네트워크의 규모가 커질수록 동기는 어려워지므로, 정확한 동기는 매우 중요한 문제이다. 신호의 대역폭이 충분히 작기 때문에, 실제 전력선 등 유선 채널의 주파수 선택적 특성에도 불구하고 주파수 플랫 페이딩(frequency-flat fading)을 가정한다.
첫 번째 단계(phase I)에서 릴레이 노드 R1이 수신한 신호를
Figure 112012010607618-pat00001
이라고 하자. 여기서 n은 시간 도메인 인덱스이다. 수신 신호
Figure 112012010607618-pat00002
은 다음과 같이 표현된다.
Figure 112012010607618-pat00003
여기서, hS,1은 신호원 터미널 S와 릴레이 노드 R1 사이의 복소 값을 갖는 채널 이득이고, x(n)은 신호원 터미널에서 전송된 데이터 신호, w1(n)은 릴레이 노드 R1에서 평균 값이 0이고 W1의 분산을 갖는 부가 유색 가우시안 잡음(additive colored Gaussian noise; ACGN)이다. 여기서, E[x] = 0과
Figure 112012010607618-pat00004
을 가정한다. 이 때, 신호원 터미널(S)에서의 데이터 심볼은 복소 값을 갖는 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 또는 가우시안 코드북(Gaussian codebook)으로부터 가져온다고 가정한다. 또한, 복소 값의 채널 이득이 x의 N개 시간 샘플동안의 전송에서 변하지 않는다고 가정한다. 이 때, N은 N>=M을 만족해야 하는데, 이에 대해서는 이후 다시 설명한다.
두 번째 단계(phase II) 동안에, 릴레이 노드 R2는 신호원 터미널에서 전송된 데이터 신호와 릴레이 노드 R1에 의해 증폭되어 전달된 신호를 중첩하여 수신한다. 따라서, 두 번째 단계 동안 릴레이 노드 R2에서 수신한 신호는 두 신호 항과 잡음 항의 합으로 하기 수학식 2와 같다.
Figure 112012010607618-pat00005
여기서, hS,2는 신호원 터미널 S와 릴레이 노드 R2 사이의 복소 값을 갖는 채널 이득이고, h1,2는 릴레이 노드 R1과 릴레이 노드 R2 사이의 복소 값을 갖는 채널 이득이며, T1은 릴레이 노드 R1에서의 증폭 이득, 그리고 w2(n)은 릴레이 노드 R2에서 평균 값이 0이고 W2의 분산을 갖는 ACGN이다. 릴레이 노드는 수신 신호를 해당 단계에 수신한 평균 에너지로 정규화하여 다음 단계에 재전송하며, 이 때의 전력 증폭 이득은
Figure 112012010607618-pat00006
이다.
수학식 1을 이용하여 수학식 2를 다시 정리하면 하기 수학식 3과 같다.
Figure 112012010607618-pat00007
수식을 보다 간결하게 만들기 위해, 변수 hi [j]이 신호원 터미널 S에서 릴레이 노드 Ri로 시간 지연 j를 거친 유효 채널 이득을 나타낸다고 정의한다. 예를 들어, 수학식 1 및 수학식 3에서 각각
Figure 112012010607618-pat00008
이고,
Figure 112012010607618-pat00009
이다. 또한, 변수
Figure 112012010607618-pat00010
은 릴레이 노드 Ri에서 수신한 유효 잡음이라고 정의한다. 결과적으로, 상기 수학식 3은 아래 수학식 4와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112012010607618-pat00011
다음 시간 슬롯 (n+1)에서 첫 번째 단계 동안 릴레이 노드 R3에서 수신된 신호는 하기 수학식 5와 같다.
Figure 112012010607618-pat00012
다음 시간 슬롯 (n+1)에서 두 번째 단계 동안 릴레이 노드 R4에서 수신된 신호는 다음과 같다.
Figure 112012010607618-pat00013
이와 동일한 방법으로 m = 1, 2, ..., M에 대해, 릴레이 노드 R2m-1의 Phase I에서의 수신신호와 릴레이 노드 R2m의 phase II에서 수신신호를 아래 수학식 7 및 8과 같이 구할 수 있다.
Figure 112012010607618-pat00014
Figure 112012010607618-pat00015
최종적으로, 목적지 터미널(D)의 phase I과 phase II에서의 수신신호는 하기 수학식 9 및 수학식 10과 같이 얻어진다.
Figure 112012010607618-pat00016
Figure 112012010607618-pat00017
여기서,
Figure 112012010607618-pat00018
와
Figure 112012010607618-pat00019
는 각각 phase I과 II 동안 신호원 터미널(S)에서 릴레이 노드 Ri로 시간 지연 j를 거친 유효 채널 이득을 나타낸다. 그리고,
Figure 112012010607618-pat00020
와
Figure 112012010607618-pat00021
는 각각 phase I과 phase II 동안 목적지 터미널에서 수신된 유효 잡음을 나타낸다. 수학식 9 및 수학식 10의 유효 채널 이득은 하기 수학식 11 및 12와 같이 얻어질 수 있다.
Figure 112012010607618-pat00022
Figure 112012010607618-pat00023
상기 수학식 9 및 수학식 10을 살펴보면, 목적지 터미널(D)에서 수신한 신호는 유한 심볼간 간섭(inter-symbol interference, ISI) 채널 모델과 유사한 형태를 가지는 것을 알 수 있다. 예를 들어, 수학식 9의 hD [M-i]는 채널 메모리 길이 M+1의 ISI 채널 계수이다. 본 발명의 일실시예에 따른 유선 통신 시스템용 다중 홉 릴레이 협력 통신 방법에서, 목적지 터미널(D)의 수신신호는 신호원 터미널(S)에서 바로 들어온 신호와 하나 또는 다수개의 직렬 릴레이 들을 통해 전달된 신호의 합니다. 합이다. 따라서, 서로 다른 시간 지연과 전송 데이터 심볼을 갖는 신호가 동시에 수신될 수 있고, 따라서 상호간 간섭이 될 수 있다. 수신단에서 이러한 상황을 피하고 쉽게 신호 감지 및 이퀼러이징을 하기 위해, 이산시간 푸리에 변환(discrete-time Fourier transform, DFT) 프리코딩이 적용될 수 있다.
N은 샘플링 간격을 나타내는 정수이고, N>=M을 만족하는 충분히 큰 값이라고 하자. 시간 도메인 신호열인 열벡터
Figure 112012010607618-pat00024
는 마지막 M개의 심볼이 이전 신호열의 마지막 M개 심볼과 같다고 가정한다. 즉,
Figure 112012010607618-pat00025
Figure 112012010607618-pat00026
이다. 이는 직교 주파수 분할 다중화(orthogonal frequency-division multiplexing, OFDM) 시스템의 순환 전치(cyclic prefix)와 유사하다. 벡터 x를 이용하여 상기 수학식 9에서의 yD I의 처음 N개 샘플을 다음과 같은 간결한 형태의 벡터 식으로 표현 가능하다.
Figure 112012010607618-pat00027
여기서,
Figure 112012010607618-pat00028
와
Figure 112012010607618-pat00029
는 N개의 원소를 갖는 열벡터이고, HD I는 다음과 같은 N X N 크기의 순환 행렬(circulant matrix)이다.
Figure 112012010607618-pat00030
여기서, 각각의 행은 바로 이전 행의 순환 시프트(cyclic shift)이다. 채널 행렬 HD I는 x의 N개 시간 심볼 전송하는 동안에 값이 변하지 않는다고 가정한다.
릴레이 개수의 절반 값과 같은 순환 전치의 길이 M은 명백히 신호 오버헤드이므로 N값을 키우면 오버헤드의 비율을 줄일 수 있다. 그러나, N값은 채널 특성값 중 하나인 채널 코히어런스(coherence) 시간에 따라 제한될 수 있다.
DFT를 행렬 곱으로 수식화하기 위해, N X N 크기를 갖는 DFT 행렬 F를 하기 수학식 15와 같이 정의한다. 여기서
Figure 112012010607618-pat00031
이다.
Figure 112012010607618-pat00032
토플리츠(Toeplitz) 행렬의 특수한 형태로서 순환 행렬은 DFT 행렬에 의해 대각화(diagonalize)될 수 있다. 따라서, 채널 행렬 HD I은 다음과 같이 분해하여 표현할 수 있다.
Figure 112012010607618-pat00033
여기서 FH는 F의 에르미트 전치(Hermitian transpose) 행렬이자 N X N 크기를 갖는 정규화된 DFT 역행렬이다. 또한, GD I는 다음과 같은 대각(diagonal) 행렬이다.
Figure 112012010607618-pat00034
여기서, i번째 대각 원소는 다음과 같다.
Figure 112012010607618-pat00035
도 4는 전력선 채널과 채널 행렬 대각화를 위한 전처리기 및 후처리기를 나타낸 블록도이다.
도 4를 참조하면, 전처리기(pre-processor) 및 후처리기(post-processor)를 이용하여 상기 수학식 16의 방법으로 채널 행렬을 대각화할 수 있는 것을 알 수 있다.
전처리기 및 후처리기는 각각 하기 수학식 19 및 수학식 20에 상응하는 프리코딩(pre-coding) 및 포스트코딩(post-coding)을 수행할 수 있다.
Figure 112012010607618-pat00036
Figure 112012010607618-pat00037
이 때,
Figure 112012010607618-pat00038
과
Figure 112012010607618-pat00039
는 N개 원소를 갖는 열벡터이다.
이와 같은 방법으로 상기 수학식 13은 N개의 평행한 시간 도메인 수식들로 변환되고, 이는 하기 수학식 21과 같이 표현된다.
Figure 112012010607618-pat00040
이 때,
Figure 112012010607618-pat00041
이다.
만약 목적지 터미널이 신호원-목적지간, 릴레이-목적지간, 그리고 신호원-릴레이간을 포함한 모든 채널 정보를 알고 있다면, 목적지 터미널은 상기 수학식 17 및 18을 통해 전체 채널 행렬을 계산할 수 있다. 하지만, 채널 정보가 없다면 GD I는 알려진 파일롯 신호를 이용한 기존의 채널 추정 방식을 상기 수학식 21에 적용할 수 있다.
도 5는 전처리기 및 후처리기를 통해 채널 행렬 대각화가 이뤄진 것을 나타낸 블록도이다.
도 5를 참조하면, 상기 수학식 21에 기반한 phase I에서의 등가 시스템이 나타나 있는 것을 알 수 있다.
도 4에서 볼 수 있는 송신단에서의 IDFT(FH)와 수신단에서의 DFT(F), 그리고 x의 순환 전치 구조는 기존의 OFDM 시스템과 유사성을 갖는다. 주파수 선택적 채널을 OFDM 부채널에서 주파수 플랫 채널과 같이 나타내주는 OFDM의 주 장점처럼, 제안된 시스템은 시간 지연에 의해 발생하는 간섭을 처리해주는 능력을 갖는다. 채널이 대각화됨에 따라, 시간 지연에 따른 간섭은 제거된다. DFT 프리코딩(precoding)에 의한 채널 대각화는 단순한 채널 추정과 복조 방식과 같은 효율적인 수신단 설계를 가능하게 한다. 이와 같은 방식은 단일 반송파 시스템뿐 아니라 다중 반송파 OFDM 시스템에도 적용 가능하다.
Phase II에 대해서도 동일한 방식을 적용할 수 있다. 벡터 x를 통해, 상기 수학식 10에서 yD II의 처음 N개 샘플은 하기 수학식 22와 같은 간결한 형태로 정리된다.
Figure 112012010607618-pat00042
여기서,
Figure 112012010607618-pat00043
와
Figure 112012010607618-pat00044
는
Figure 112012010607618-pat00045
와
Figure 112012010607618-pat00046
에서의 정의와 유사한 방법으로 정의할 수 있고, HD II는 N X N 크기의 순환행렬이다.
Figure 112012010607618-pat00047
채널 행렬 HD II는 하기 수학식 24와 같이 분해될 수 있다.
Figure 112012010607618-pat00048
이 때, GD II는 하기 수학식 25와 같은 대각행렬이다.
Figure 112012010607618-pat00049
여기서, i번째 대각 원소는 하기 수학식 26과 같이 주어진다.
Figure 112012010607618-pat00050
상기 수학식 19의 전처리기와 길이 M을 갖는 x의 순환 전치는 phase II에서도 동일하다. 상기 수학식 20의 후처리기 역시
Figure 112012010607618-pat00051
에 따라, phase II의 입력과 출력 관계식에도 그대로 적용된다. 여기서, rD II는 rD I와 유사한 방법으로 정의된다. 최종적으로, 상기 수학식 22는 N개의 평행한 시간 도메인 수식들로 변환되고, 이는 하기 수학식 27의 행렬식으로 표현된다.
Figure 112012010607618-pat00052
여기서,
Figure 112012010607618-pat00053
이다.
이하, 본 발명의 일실시예에 따른 유선 통신 시스템용 다중 홉 릴레이 협력 통신 방법이 적용된 경우의 채널 용량에 대해 설명한다.
채널 용량 정리는 다음의 두 조건을 만족시켜야 한다. 첫째로, 대역폭은 이상적인 대역통과 필터로 필터링되어야 하고, 둘째로, 잡음은 순수 백색 잡음이어야 한다. 이러한 조건을 유색 잡음 특성의 임의의 전력선 채널에 적용하여 확장하기 위해, 매우 작은 주파수 범위에 대한 채널 용량을 적분하는 방식을 도입하도록 한다. 채널 대역폭의 매우 작은 범위에 대한 쉐넌(Shannon) 채널 용량을 합산하여 임의의 채널 용량을 구하는 방식은 통신 이론에서 종종 사용되어 왔다. 이러한 방식은 매우 작은 주파수 범위에 대해 채널 감쇠가 일정하다는 가정을 기반으로 한다.
비슷한 방식으로 작은 영역에 대해서는 잡음 스펙트럼도 일정하다. 따라서, 이러한 작은 주파수 대역에 대해서도 채널 용량 정리가 적용될 수 있다. 그러므로, 작은 범위에서 적용된 채널 용량 정리에 의한 정보 전송율을 더하여 전체 스펙트럼에 대한 대략적인 예측치를 구한다. 이러한 방식에 의한 채널 용량은 하기 수학식 28과 같다.
Figure 112012010607618-pat00054
여기서,
Figure 112012010607618-pat00055
는 각각의 스펙트럼 구간의 대역폭이고, SNR[f]는 주파수 f에 대한 신호대 잡음비이다. 지금까지 사용된 시간 도메인 인덱스와의 혼동을 피하기 위해, 이하 주파수 도메인에 대해서는 대괄호([]) 기호를 사용한다.
작은 범위의 대역폭에 대해 채널 용량을 구하기 위해서는 제안한 다중홉 시스템의 SNR[f]를 구해야 한다. Phase I의 상기 수학식 21과 phase II의 상기 수학식 27로부터, 수신기(목적지 터미널)는 두 단계로 이루어진 다중홉 시스템을 각각의 N개의 샘플 구간에 대해 하기 수학식 29와 같은 가상의 1 X 2 SIMO 시스템이라 여길 수 있다.
Figure 112012010607618-pat00056
전력선 잡음 전력이 주파수 f에 대해 단일 시간 샘플 i동안 Ni[f]로 변하지 않는 값을 가진다고 가정한다. 또한, 신호원 터미널 또는 릴레이 노드에서의 전송 신호 전력은
Figure 112012010607618-pat00057
로 제한된다고 가정한다. 이러한 가정은 전력선 통신 시스템이 EMC 규제 단체(FCC, CISPR 등)에 의해 정의된 주파수 스펙트럼과 전력제한이 엄격하게 규정된다는 점을 고려할 때, 충분히 가능한 가정이 된다.
이상에서 설명한 시스템 구조, 그리고 오직 수신기만이 모든 채널 정보를 가지고 있다는 점을 고려할 때, 수신기에서 검출된 모든 신호는 최대 비율 결합(Maximum Ratio Combining; MRC) 방식에 따라 채널 이득에 가중치를 두어 더해지는 기법을 이용할 수 있다. 따라서, 시간 샘플 i에 대해, SIMO MRC에 기반한 SNRi[f]는 다음과 같이 주어진다.
Figure 112012010607618-pat00058
여기서,
Figure 112012010607618-pat00059
는 주파수 f에 대해 채널 이득에 대한 열벡터이고,
Figure 112012010607618-pat00060
는 프로베니우스 놈(Frobenius norm)을 가리킨다.
시간 샘플 i에 대해 채널 용량은 상기 수학식 30을 상기 수학식 28에 치환하여 하기 수학식 31과 같이 정리된다.
Figure 112012010607618-pat00061
여기서, 1/2는 동일한 정보를 갖는 심볼이 두 단계에 걸쳐 전송되기 때문에 곱해지는 인수이다.
최종적으로, 샘플링 구간 N에 대한 채널 용량은 하기 수학식 32와 같이 주어진다.
Figure 112012010607618-pat00062
이하에서는 본 발명의 일실시예에 따른 유선 통신 시스템용 다중 홉 릴레이 협력 통신 방법의 성능 분석을 위한 시뮬레이션 결과를 설명한다. 이하에서는 시뮬레이션에 적용된 중전압 채널 모델에 대해 설명한다.
이하에서 설명할 중전압 전력선 채널 모델은 상향식 접근 방법을 적용하였다. 비록, 이러한 접근 방법은 하향식 접근 방법에 비해 계산량이 많이 필요하지만, 네트워크 양태와 모델 파라미터 간의 관계에 대해 명확한 기술이 가능하다. 특히, 이하에서는 스캐터링 매트릭스(scattering matrix; SM) 기법을 적용하였다. 2포트 네트워크의 스캐터링 매트릭스 식은 채널 전달 함수를 매우 편리하게 구할 수 있다. 따라서, 다양한 토폴로지에 적용이 가능하다.
스캐터링 매트릭스 방식은 전송 선로의 두 가지 모델 파라미터에 대한 계산이 필요하다. 하나는 전파 상수이고 다른 하나는 특성 임피던스이다. 멀티 컨덕터(multi-conductor) 중전압 가공 선로에 대한 적절한 상향식 채널 모델을 찾기 위해, 우선 시리즈 임피던스(series-impedance)와 션트 어드미턴스(shunt-admittance) 행렬과 같은 단위 길이당 파라미터를 멀티 컨덕터 전송 라인(multi-conductor transmission line; MTL) 이론을 이용하여 구하여야 한다. IEEE Trans. On Power Delivery, vol.12, No.1, pp.303-314에 소개된 "M. D'Amore" 및 "M. S. Sarto"의 "A new formulation of lossy ground return parameters for transient analysis of multi-conductor dissipative lines" 및 IEEE Journal on Selected Areas in Communications, vol.24, No.7, pp. 1292-1303에 소개된 "P. Amirshahi" 및 "M. Kavehrad"의 "High-frequency characteristics of overhead multiconductor power lines for broadband communications"에 이와 같은 기법이 상세히 설명되어 있다.
이와 같은 방식이 그라운드 임피던스와 어드미턴스를 모두 고려하고 있기에, 채널 감쇠는 주파수에 따라 변한다. 이후, 임계 조건에 따른 MTL 수식을 계산하여 전파 상수와 특성 임피던스를 구하고, SM 방식에 따라 중전압 채널 모델을 구한다.
전파 상수와 특성 임피던스를 구하기 위하여, 3상 중전압 가공 선로는 지상 8m 높이에서 0.7m 간격으로 전송 선로가 위치하는 구성을 가정한다. 각각의 선로는 95mm2의 두께를 갖고, 외부 페이즈(outer phase)에 대해 와이어-투-그라운드 인젝션(wire-to-ground injection)을 한다고 가정한다. 이는 공통 모드(common mode; CM)와 서로 다른 두 가지의 차동 모드(differential mode; DM)가 발생한다는 것을 의미한다. 공통 모드와 차동 모드에서의 채널 용량을 비교한 이전의 연구들처럼, 두 모드의 채널 용량은 서로 매우 유사하기에 이하에서는 차동 모드 중 하나의 채널 용량만을 고려하기로 한다. 그라운드 플레인(ground plane)은 도전율
Figure 112012010607618-pat00063
, 상대 유전율
Figure 112012010607618-pat00064
의 특성을 갖는다고 가정한다. SM 방식은 중전압 네트워크를 하나의 분기를 갖는 네트워크 모듈의 집합으로 구분한다.
도 6은 네트워크 모듈을 나타낸 구조도이다.
도 6을 참조하면, 네트워크 모듈의 도선 길이를 (d1, db, d2)와 같이 표현한 것을 알 수 있다. 각각의 네트워크 모듈의 부하 임피던스 Zg와 Zin,r은 케이블의 특성 임피던스와 정합(match)되어 있고, Zb의 경우 부하없이 열려(open-circuit)있다고 가정한다.
도 7은 직렬 연결된 K개 네트워크 모듈들의 링크 토폴로지를 나타낸 도면이다.
도 7을 참조하면, 두 노드(또는 터미널) 사이의 링크 토폴로지가 k개 네트워크 모듈의 직렬 연결로 이루어진 경우, 이와 같은 토폴로지를 {(d1,db1,d2),(d3,db2,d4),...,(d2k-1,dbk,d2k)}와 같이 표시하는 것을 알 수 있다.
이 때, 신호원 터미널과 릴레이 노드(<S, Ri>), 릴레이 노드와 목적지 터미널(<Ri, D>), 서로 다른 릴레이 노드(<Ri, Rj>), 그리고 신호원과 목적지 터미널(<S, D>) 사이의 모든 토폴로지는 네트워크 모듈의 직렬 연결로 표현할 수 있다고 가정한다.
도 8은 2개의 릴레이 노드(M=1)를 갖는 네트워크의 토폴로지를 나타낸 도면이다.
도 8을 참조하면, 시뮬레이션 용도의 두 릴레이 노드(M=1)를 가진 토폴로지를 도심 환경(Urban case)과 전원 환경(Rural case)에 대해 나타낸 것을 알 수 있다. 도 8에 도시된 바와 같이, <S, R1>, <R1, R2>와 <R2, D>의 전체 링크 구조가 동일하기 때문에, 각각의 채널 이득 역시 동일하다. 유사하게 <S, R2>와 <R1, D>의 채널 이득도 동일하다.
도 9 및 도 10은 각각 주파수에 대한 채널 감쇠를 도심 및 전원 환경에 대해 나타낸 도면이다. 도 9가 도심 환경에서의 <S, R1>, <S, R2>, <S, D> 링크의 주파수에 대한 채널 감쇠(channel attenuation)를 나타낸 그래프이고, 도 10이 전원 환경에서의 <S, R1>, <S, R2>, <S, D> 링크의 주파수에 대한 채널 감쇠를 나타낸 그래프이다.
도 9 및 도 10을 참조하면, <S, D>링크의 채널 감쇠가 가장 큰데, 이는 <S, D>링크의 분기 수와 길이가 <S, R1> 링크의 3배이기 때문에 당연한 결과이다.
도 11은 4개의 릴레이 노드(M=2)를 갖는 네트워크의 토폴로지를 나타낸 도면이다.
도 11을 참조하면, 4개의 릴레이 노드(M=2)를 가진 토폴로지를 도심 환경(Urban case)과 전원 환경(Rural case)에 대해 나타낸 것을 알 수 있다.
이 때, 도 11에 도시된 4개의 릴레이 노드를 갖는 네트워크 토폴로지와 도 8에 도시된 2개의 릴레이 노드를 갖는 네트워크 토폴로지가 도심 및 교외 환경 모두에 대해 동일한 점을 주목할 필요가 있다. 두 네트워크의 차이는 오로지 릴레이 노드의 위치와 개수뿐이다.
이하, 중전압 전력선 잡음 모델에 대해 설명한다.
중전압 케이블에 대한 측정을 기반으로 하는 잡음 모델의 전력 스펙트럼 밀도는 시뮬레이션을 위해 하기 수학식 33과 같이 표현된다.
Figure 112012010607618-pat00065
여기서, Nf는 잡음 밀도 상수이다. 또한, Nf는 최악의 경우인 -90(dBm/Hz)과 최상의 경우인 -120(dBm/Hz)의 범위에서 변화한다고 가정한다. 상기 수학식 33으로부터 상기 수학식 32의 Ni[f]를 구할 수 있다.
이하에서는 본 발명의 일실시예에 따른 유선 통신 시스템용 다중 홉 릴레이 협력 통신 방법이 적용된 경우의 채널 용량과 기존의 협력 릴레이 프로토콜을 다중홉에 맞게 확장한 버전의 채널 용량을 비교하였다. 기존의 협력 릴레이 프로토콜은 "R.U. Nabar", "H. Bolsckei" 및 "F.W. Kneubuhler"가 "Fading relay channels: performance limits and space-time signal design"이라는 제목으로 IEEE Journal on Selected Areas in Communications, vol.22, no.6, pp.1099-1109에 상세히 소개한 바 있다. 이하에서는 위 논문에 소개된 프로토콜을 다중홉 환경에 맞게 단순히 확장하였다.
도 12는 기존의 협력 릴레이 프로토콜을 다중홉으로 확장한 버전의 릴레이가 2개인 경우를 나타낸 도면이다.
도 12를 참조하면, 기존의 협력 릴레이 프로토콜이 3-홉(2개 릴레이)에 맞게 확장된 버전의 타임 슬롯(time slot)별 신호 전송(signal transmissions)이 정리되어 있는 것을 알 수 있다.
이미 설명한 바와 같이, 본 발명의 일실시예에 따른 유선 통신 시스템용 다중 홉 릴레이 협력 통신 방법의 채널 용량은 수학식 32를 통해 계산할 수 있다.
여기서, 전송 전력 스펙트럼 밀도
Figure 112012010607618-pat00066
는 주파수 대역 0 ~ 30MHz에 대해 -60dBm/Hz로 가정하였다. 그리고, 주파수 대역폭
Figure 112012010607618-pat00067
는 1kHz로 가정하였다. 시뮬레이션에 이용된 전체 대역폭은 일반적인 광대역 전력선 통신 네트워크의 범위인 1.8 ~ 30MHz를 사용하였다.
도 13 및 도 14는 각각 도심 및 전원 환경에서 잡음 밀도 상수 Nf에 따른 채널 용량을 나타낸 도면이다.
도 13 및 도 14를 참조하면, 서로 다른 세 가지 프로토콜(2릴레이/풀파워, 4릴레이/풀파워, 4릴레이/하프파워)의 채널 용량(channel capacity)을 잡음 밀도 상수(constant noise density) Nf에 따라 나타낸 것을 알 수 있다. 2개의 릴레이 노드가 있는 네트워크(M=1)와 4개의 릴레이 노드가 있는 네트워크(M=2) 모두를 하나의 그래프에 표현하였다.
도 13 및 도 14에서 'ref.'는 기존의 협력 릴레이 프로토콜을 다중홉으로 확장한 버전을 나타내고, "w/o relay"는 릴레이가 존재하지 않는 시스템을 나타낸다. "Half power"의 경우 전송 전력을 "Full power" 경우의 절반만 사용한다는 것을 뜻한다. 따라서, 전체 네트워크 관점에서 볼 때, "4 relays, Half power"와 "2 relays, Full power"는 동일한 전송 전력을 갖는다. X축 값인 잡음 밀도 상수가 증가할수록, 신호대 잡음비(SNR)은 감소하고, 따라서 채널 용량도 감소한다.
도 13 및 도 14 모두에서, 본 발명의 일실시예에 따른 유선 통신 시스템용 다중 홉 릴레이 협력 통신 방법은 기존의 프로토콜('ref.')과 비교하여 높은 채널 용량을 보인다. 뿐만 아니라, 릴레이 노드의 개수가 증가하면 본 발명의 일실시예에 따른 유선 통신 시스템용 다중 홉 릴레이 협력 통신 방법의 채널 용량 역시 증가하는데 반하여 기존의 프로토콜('ref.')의 경우 그렇지 않다. 기존의 TDMA 기반 K-홉 프로토콜은 하나의 시간 프레임을 K개의 슬롯으로 나누기 때문에, 각각의 릴레이 노드마다 나누어진 시간 슬롯은 K(또는 릴레이 노드의 개수)가 증가함에 따라 감소한다. 그 결과, 기존의 프로토콜('ref.')의 채널 용량은 릴레이 개수와 무관하게 동일하다.
반면에, 제안한 프로토콜은 릴레이 개수와 상관없이 오직 2개의 단계만을 갖는다. 즉, 이미 설명된 바와 같이 짝수번과 홀수번의 릴레이들이 첫 번째와 두 번째 단계에서 서로 교대로 송신하는 두 단계만을 갖는다. 따라서, 본 발명의 일실시예에 따른 유선 통신 시스템용 다중 홉 릴레이 협력 통신 방법의 각각의 릴레이 노드는 기존 프로토콜의 릴레이 노드와 비교하여 보다 시간 효율적인 송신 전략을 갖는다고 할 수 있다. 그 결과, 시간 효율적인 송신에 의해 얻을 수 있는 협력 다이버시티 이득이 제안한 프로토콜의 채널 용량을 늘리게 되는 것이다.
일반적으로 릴레이 노드의 개수가 늘어나면, 전체 릴레이 네트워크의 소모 전력 역시 늘어나고, 설치 비용 또한 증가하게 된다. 릴레이 개수가 두 배가 될 때, 각각의 릴레이 소모 전력이 절반이 되더라도 채널 용량이 증가함을 도 13 및 도 14의 "4 relays, Half power"와 "2 relays, Full power"의 경우를 비교하여 알 수 있다. 전체 릴레이 네트워크에서의 소비전력은 동일하다는 것에 주목할 필요가 있다. 따라서, 릴레이 노드 개수가 증가하면, 동일한 송신 전력 소비 조건 하에서, 본 발명에 따른 유선 통신 시스템용 다중 홉 릴레이 협력 통신 방법의 채널 용량이 증가한다는 결론을 얻을 수 있다.
다중홉 릴레이의 경우 설치 및 유지 비용이 발생하게 되지만, 높은 SNR의 경우에서조차 보다 좋은 채널 용량을 갖는다. 본 발명에 따른 다중 홉 릴레이 협력 통신 방법의 협력 다이버시티에 의해 증가하는 성능과 비용간의 트레이드오프(trade-off)가 발생한다. 따라서, 신호원과 목적지 사이에서 사용된 케이블의 물리적 특성, 네트워크 종단간 거리, 분기의 개수와 길이 등이 릴레이 노드의 개수와 위치를 정하는 중요한 팩터(factor)가 된다.
본 발명의 일실시예에 따른 유선 통신 시스템용 다중 홉 릴레이 협력 통신 방법은 기존의 방식과 비교하여 상기 수학식 19 및 수학식 20에 DFT 함수로 정의된 전처리기와 후처리기가 추가적으로 필요하다. DFT 함수는 FFT(Fast Fourier Transform) 모듈을 신호원과 목적지 터미널에 존재하는 모뎀 IC에 추가하여 구현 가능하다. FFT 모듈은 N 포인트 DFT를 O(NlogN) 수식 연산으로 계산하는 radix-2 FFT Cooley-Tuckey 알고리즘을 이용하여 구현 가능하다. 본 발명에서 제안된 방식과 기존의 프로토콜에서 AF 릴레이의 구조와 기능은 완전히 동일하다. 즉, 여러 개의 AF 릴레이 노드를 설치하고 유지하는데 들어가는 비용은 기존의 알고리즘이나 본 발명의 경우나 동일하다. 따라서, 추가적인 FFT 모듈에 따른 감수할만한 하드웨어 비용으로 본 발명은 기존의 프로토콜에 비해 매우 높은 성능 향상을 얻을 수 있다. 또한, 개선된 채널 용량을 통해, 본 발명은 절반의 송신 전력만 이용하더라도 기존의 프로토콜과 비교하여 보다 높은 QoS(Quality of Service) 요구 조건을 맞출 수 있다는 점을 도 13 및 도 14를 통해 확인하였다.
본 발명의 유선 통신 시스템용 다중 홉 릴레이 협력 통신 방법은 3상 중전압 가공선로 전력선 네트워크에 대한 다중홉 AF(증폭 및 전달 모드) 협력 릴레이 프로토콜에 적용할 수 있다. 하지만, 본 발명의 기술사상은 전력선 통신이나 중전압 통신에 한하지 아니하고 모든 유선 통신에 적용될 수 있다.
도 15는 본 발명의 일실시예에 따른 유선 통신 시스템용 다중 홉 릴레이 협력 통신 방법을 나타낸 동작 흐름도이다.
도 15를 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따른 유선 통신 시스템용 다중 홉 릴레이 협력 통신 방법은 신호원 터미널과 하나 이상의 제1 그룹의 릴레이 노드가 전송 모드로 동작하는 동안 목적지 터미널이 하나 이상의 제2 그룹의 릴레이 노드와 함께 수신 모드로 동작한다(S1510).
또한, 본 발명의 일실시예에 따른 유선 통신 시스템용 다중 홉 릴레이 협력 통신 방법은 상기 신호원 터미널과 상기 제2 그룹의 릴레이 노드가 전송 모드로 동작하는 동안 상기 목적지 터미널이 상기 제1 그룹의 릴레이 노드와 함께 수신 모드로 동작한다(S1520).
이 때, 제1 그룹의 릴레이 노드는 짝수번의 릴레이 노드이고, 제2 그룹의 릴레이 노드는 홀수번의 릴레이 노드일 수 있다.
또한, 본 발명의 일실시예에 따른 유선 통신 시스템용 다중 홉 릴레이 협력 통신 방법은 상기 목적지 터미널이 상기 제1 그룹의 릴레이 노드와 함께 수신 모드로 동작하여 생성된 제1 수신 신호 및 상기 제2 그룹의 릴레이 노드와 함께 수신 모드로 동작하여 생성된 제2 수신 신호를 이용하여 상기 신호원 터미널로부터의 송신 신호를 복원한다(S1530).
이 때, 단계(S1530)는 최대 비율 결합(Maximum Ratio Combining; MRC) 방식에 따라 상기 제1 수신 신호 및 상기 제2 수신 신호를 결합하여 상기 신호원 터미널로부터의 송신 신호를 복원할 수 있다.
이 때, 제1 수신 신호 및 제2 수신 신호는 각각 상기 수학식 9 및 수학식 10에 상응하는 것일 수 있다. 이미 살펴본 바와 같이 상기 수학식 9는 상기 수학식 13과 같이 표현될 수 있고, 상기 수학식 10은 상기 수학식 22와 같이 표현될 수 있다.
이 때, 도 15에 도시된 유선 통신 시스템용 다중 홉 릴레이 협력 통신 방법은 상기 신호원 터미널이 상기 송신 신호를 송신할 때 상기 유선 통신 시스템의 채널 행렬이 대각화되도록 DFT 프리코딩을 수행할 수 있다. 또한, 유선 통신 시스템용 다중 홉 릴레이 협력 통신 방법은 상기 목적지 터미널이 상기 제1 수신 신호 및 제2 수신 신호를 생성할 때 상기 유선 통신 시스템의 채널 행렬이 대각화되도록 DFT 포스트코딩을 수행할 수 있다.
이 때, DFT 프리코딩 및 DFT 포스트코딩은 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform; FFT) 모듈을 상기 신호원 터미널 및 상기 목적지 터미널 각각에 존재하는 모뎀 IC에 추가하여 구현할 수 있다.
이상에서와 같이 본 발명에 따른 유선 통신 시스템용 다중 홉 릴레이 협력 통신 방법은 상기한 바와 같이 설명된 실시예들의 구성과 방법이 한정되게 적용될 수 있는 것이 아니라, 상기 실시예들은 다양한 변형이 이루어질 수 있도록 각 실시예들의 전부 또는 일부가 선택적으로 조합되어 구성될 수도 있다.
S1510: 송신단계 phase I
S1520: 송신단계 phase II
S1530: 신호 복원 단계

Claims (13)

  1. 삭제
  2. 신호원 터미널과 하나 이상의 제1 그룹의 릴레이 노드가 전송 모드로 동작하는 동안 목적지 터미널이 하나 이상의 제2 그룹의 릴레이 노드와 함께 수신 모드로 동작하는 단계;
    상기 신호원 터미널과 상기 제2 그룹의 릴레이 노드가 전송 모드로 동작하는 동안 상기 목적지 터미널이 상기 제1 그룹의 릴레이 노드와 함께 수신 모드로 동작하는 단계; 및
    상기 목적지 터미널이 상기 제1 그룹의 릴레이 노드와 함께 수신 모드로 동작하여 생성된 제1 수신 신호 및 상기 제2 그룹의 릴레이 노드와 함께 수신 모드로 동작하여 생성된 제2 수신 신호를 이용하여 상기 신호원 터미널로부터의 송신 신호를 복원하는 단계를 포함하고,
    상기 신호원 터미널은 상기 송신 신호를 송신할 때 상기 신호원 터미널 및 상기 목적지 터미널 사이의 유선 통신 시스템의 채널 행렬이 대각화되도록 DFT 프리코딩을 수행하는 것을 특징으로 하는 유선 통신 시스템용 다중 홉 릴레이 협력 통신 방법.
  3. 청구항 2에 있어서,
    상기 유선 통신 시스템용 다중 홉 릴레이 협력 통신 방법은
    상기 목적지 터미널이 상기 제1 수신 신호 및 제2 수신 신호를 생성할 때 상기 유선 통신 시스템의 채널 행렬이 대각화되도록 DFT 포스트코딩을 수행하는 것을 특징으로 하는 유선 통신 시스템용 다중 홉 릴레이 협력 통신 방법.
  4. 청구항 3에 있어서,
    상기 DFT 프리코딩 및 DFT 포스트코딩은
    고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform; FFT) 모듈을 상기 신호원 터미널 및 상기 목적지 터미널 각각에 존재하는 모뎀 IC에 추가하여 구현되는 것을 특징으로 하는 유선 통신 시스템용 다중 홉 릴레이 협력 통신 방법.
  5. 청구항 4에 있어서,
    상기 송신 신호를 복원하는 단계는
    최대 비율 결합(Maximum Ratio Combining; MRC) 방식에 따라 상기 제1 수신 신호 및 상기 제2 수신 신호를 결합하여 상기 신호원 터미널로부터의 송신 신호를 복원하는 것을 특징으로 하는 유선 통신 시스템용 다중 홉 릴레이 협력 통신 방법.
  6. 청구항 5에 있어서,
    상기 제1 그룹의 릴레이 노드는 짝수번의 릴레이 노드이고, 상기 제2 그룹의 릴레이 노드는 홀수번의 릴레이 노드인 것을 특징으로 하는 유선 통신 시스템용 다중 홉 릴레이 협력 통신 방법.
  7. 삭제
  8. 목적지 터미널이 하나 이상의 제1 그룹의 릴레이 노드와 함께 수신 모드로 동작하는 동안, 신호원 터미널이 하나 이상의 제2 그룹의 릴레이 노드와 함께 전송 모드로 동작하는 단계; 및
    상기 목적지 터미널이 상기 제2 그룹의 릴레이 노드와 함께 수신 모드로 동작하는 동안, 상기 신호원 터미널이 상기 제1 그룹의 릴레이 노드와 함께 전송 모드로 동작하는 단계를 포함하고,
    상기 신호원 터미널은 상기 제2 그룹의 릴레이 노드와 함께 전송 모드로 동작하는 단계 및 상기 제1 그룹의 릴레이 노드와 함께 전송 모드로 동작하는 단계에 동일한 송신 신호를 반복 전송하고,
    상기 신호원 터미널은 상기 송신 신호를 송신할 때 상기 신호원 터미널 및 상기 목적지 터미널 사이의 유선 통신 시스템의 채널 행렬이 대각화되도록 DFT 프리코딩을 수행하는 것을 특징으로 하는 유선 통신 시스템용 다중 홉 릴레이 협력 통신 방법.
  9. 청구항 8에 있어서,
    상기 DFT 프리코딩은
    고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform; FFT) 모듈을 상기 신호원 터미널에 존재하는 모뎀 IC에 추가하여 구현되는 것을 특징으로 하는 유선 통신 시스템용 다중 홉 릴레이 협력 통신 방법.
  10. 삭제
  11. 신호원 터미널이 하나 이상의 제1 그룹의 릴레이 노드와 함께 전송 모드로 동작하는 동안, 목적지 터미널이 하나 이상의 제2 그룹의 릴레이 노드와 함께 수신 모드로 동작하는 단계;
    상기 신호원 터미널이 상기 제2 그룹의 릴레이 노드와 함께 전송 모드로 동작하는 동안, 상기 목적지 터미널이 상기 제1 그룹의 릴레이 노드와 함께 수신 모드로 동작하는 단계; 및
    상기 목적지 터미널이 상기 제1 그룹의 릴레이 노드와 함께 수신 모드로 동작하여 생성된 제1 수신 신호 및 상기 제2 그룹의 릴레이 노드와 함께 수신 모드로 동작하여 생성된 제2 수신 신호를 이용하여 상기 신호원 터미널로부터의 송신 신호를 복원하는 단계를 포함하고,
    상기 목적지 터미널은 상기 제1 수신 신호 및 제2 수신 신호를 생성할 때 상기 신호원 터미널 및 상기 목적지 터미널 사이의 유선 통신 시스템의 채널 행렬이 대각화되도록 DFT 포스트코딩을 수행하는 것을 특징으로 하는 유선 통신 시스템용 다중 홉 릴레이 협력 통신 방법.
  12. 청구항 11에 있어서,
    상기 DFT 포스트코딩은
    고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform; FFT) 모듈을 상기 목적지 터미널에 존재하는 모뎀 IC에 추가하여 구현되는 것을 특징으로 하는 유선 통신 시스템용 다중 홉 릴레이 협력 통신 방법.
  13. 청구항 12에 있어서,
    상기 송신 신호를 복원하는 단계는
    최대 비율 결합(Maximum Ratio Combining; MRC) 방식에 따라 상기 제1 수신 신호 및 상기 제2 수신 신호를 결합하여 상기 신호원 터미널로부터의 송신 신호를 복원하는 것을 특징으로 하는 유선 통신 시스템용 다중 홉 릴레이 협력 통신 방법.
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