KR101277685B1 - 광대역 회로 및 이를 포함하는 통신 장치 - Google Patents

광대역 회로 및 이를 포함하는 통신 장치 Download PDF

Info

Publication number
KR101277685B1
KR101277685B1 KR1020110116159A KR20110116159A KR101277685B1 KR 101277685 B1 KR101277685 B1 KR 101277685B1 KR 1020110116159 A KR1020110116159 A KR 1020110116159A KR 20110116159 A KR20110116159 A KR 20110116159A KR 101277685 B1 KR101277685 B1 KR 101277685B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
line
antenna
dielectric layer
broadband circuit
service band
Prior art date
Application number
KR1020110116159A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20130051041A (ko
Inventor
류병훈
성원모
유연식
김의선
지정근
Original Assignee
주식회사 이엠따블유
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 주식회사 이엠따블유 filed Critical 주식회사 이엠따블유
Priority to KR1020110116159A priority Critical patent/KR101277685B1/ko
Publication of KR20130051041A publication Critical patent/KR20130051041A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101277685B1 publication Critical patent/KR101277685B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
    • H01Q1/12—Supports; Mounting means
    • H01Q1/22—Supports; Mounting means by structural association with other equipment or articles
    • H01Q1/24—Supports; Mounting means by structural association with other equipment or articles with receiving set
    • H01Q1/241—Supports; Mounting means by structural association with other equipment or articles with receiving set used in mobile communications, e.g. GSM
    • H01Q1/242—Supports; Mounting means by structural association with other equipment or articles with receiving set used in mobile communications, e.g. GSM specially adapted for hand-held use
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
    • H01Q1/12—Supports; Mounting means
    • H01Q1/22—Supports; Mounting means by structural association with other equipment or articles
    • H01Q1/24—Supports; Mounting means by structural association with other equipment or articles with receiving set
    • H01Q1/241—Supports; Mounting means by structural association with other equipment or articles with receiving set used in mobile communications, e.g. GSM
    • H01Q1/242—Supports; Mounting means by structural association with other equipment or articles with receiving set used in mobile communications, e.g. GSM specially adapted for hand-held use
    • H01Q1/245—Supports; Mounting means by structural association with other equipment or articles with receiving set used in mobile communications, e.g. GSM specially adapted for hand-held use with means for shaping the antenna pattern, e.g. in order to protect user against rf exposure
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
    • H01Q1/36—Structural form of radiating elements, e.g. cone, spiral, umbrella; Particular materials used therewith
    • H01Q1/38—Structural form of radiating elements, e.g. cone, spiral, umbrella; Particular materials used therewith formed by a conductive layer on an insulating support
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q13/00—Waveguide horns or mouths; Slot antennas; Leaky-waveguide antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/08—Radiating ends of two-conductor microwave transmission lines, e.g. of coaxial lines, of microstrip lines
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q5/00—Arrangements for simultaneous operation of antennas on two or more different wavebands, e.g. dual-band or multi-band arrangements
    • H01Q5/20—Arrangements for simultaneous operation of antennas on two or more different wavebands, e.g. dual-band or multi-band arrangements characterised by the operating wavebands
    • H01Q5/25—Ultra-wideband [UWB] systems, e.g. multiple resonance systems; Pulse systems

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Details Of Aerials (AREA)

Abstract

본 발명은 광대역 회로 및 이를 포함하는 통신 장치에 관한 것으로서, 본 발명의 일 실시예에 의하면, 급전부 및 제1 서비스 대역에서 동작하는 안테나 사이에 개재되어, 상기 안테나가 상기 제1 서비스 대역보다 넓은 제2 서비스 대역에서 동작하도록 하는 광대역 회로로서, 일단이 상기 급전부와 연결되고 타단이 접지면과 연결되는 개방 루프 구조의 제1 선로; 및 일단이 상기 안테나와 연결되고 타단이 상기 접지면과 연결되며 상기 제1 선로와 유도성 결합되는 개방 루프 구조의 제2 선로를 포함하는 광대역 회로가 제공된다.

Description

광대역 회로 및 이를 포함하는 통신 장치{WIDE BAND CIRCUIT AND COMMUNICATION DEVICE INCLUDING THE SAME}
본 발명은 안테나와 그 급전부 사이에 개재되는 광대역 회로 및 이를 포함하는 통신 장치에 관한 것이다.
종래에는 GSM 쿼드 밴드(quad band) 및 W2100 밴드를 동시에 만족하는 펜타밴드(penta band) 안테나들이 각종 통신 장치에 사용되어 왔다. 이러한 특성을 만족하는 종래의 안테나의 일 예를 설명하면 다음과 같다.
도 1에 의하면 캐리어(110) 및 방사체(120)를 포함하는 종래의 역 F 타입(Inverted F type) 안테나(100)가 도시된다. 역 F 타입 안테나이기 때문에 방사체(120) 일부가 급전단(121) 및 접지단(122)이 된다. 급전단(121)은 통신 장치의 급전부와 연결되고 접지단(122)은 통신 장치의 접지면과 연결된다.
도 2에 의하면 이러한 종래의 안테나의 주파수별 S 파라미터가 도시된다. 도 2에 도시된 것처럼, 안테나(100)는 GSM 쿼드 밴드 및 W2100 밴드의 서비스 대역에서 동작한다. 즉, 실제 주파수를 기준으로 보면 824~960 MHz, 1710~2170 MHz에서 동작함을 확인할 수 있다.
그런데 최근에는 GSM 쿼드 밴드(quad band) 및 W2100 밴드를 동시에 만족하면서도, 이러한 서비스 대역 이외에 LTE(Long Term Evolution) 대역에서도 동작 가능한 안테나의 출시가 요구되고 있다. 특히 LTE 13 밴드(746~787 MHz)까지도 동작 대역이 확장되는 안테나의 설계가 요구된다. 그러나 λ/4 이하에서 동작하는 소형 안테나가 이러한 모든 서비스 대역을 만족하도록 설계하는 것은 쉬운 일이 아니다. 다음과 같은 문제점이 부각되기 때문이다.
첫째, 안테나의 광대역화 및 고이득화는 소형화에 상반된 특성이다. 즉, 안테나를 작게 만들면서 대역폭을 확장하고 이득을 높이는 것은 매우 어렵다. 그럼에도 불구하고 시장에서는 안테나의 소형화, 광대역화 및 고이득화를 동시에 요구하기 때문에 문제가 된다.
둘째, 안테나의 소형화는 저주파 대역의 공진을 끌어내기 어려운 문제점이 있다. 공진 주파수는 안테나의 사이즈에 의존할 수밖에 없는 특성인데, 공진 주파수를 낮출수록 안테나의 사이즈는 커질 수밖에 없다. 따라서 LTE 13 밴드와 같이 GSM 쿼드 밴드보다 낮은 주파수 대역에서 동작하는 안테나를 설계할 경우 그 크기는 필연적으로 더 커질 수밖에 없다. 따라서 소형화를 구현하기 어렵다.
셋째, 안테나의 서비스 대역이 일부 확장되면 기존에 설계된 안테나를 그대로 활용할 수 없는 문제도 있다. 다시 말해, 종래기술에 의해서는 GSM 쿼드 밴드 및 W2100 밴드를 만족하도록 설계된 안테나를 그대로 활용하면서 LTE 13 밴드에서도 동작하도록 설계할 수는 없다. 따라서 서비스 대역을 확장하거나 변경하기 위해서는 안테나를 재설계할 수밖에 없었다. 그런데 안테나를 처음부터 다시 설계한다면, 기존에 개발한 안테나를 그대로 사용할 수 없기 때문에 이미 투입된 노력과 자본을 활용하지 못하는 문제가 있다.
본 발명은 상기한 문제점을 해결하기 위해 안출된 것으로서, 본 발명의 일 목적은 안테나 및 그 급전부 사이에 개재되는 회로를 추가하여 안테나의 동작 대역폭을 확장하는 기술을 제공하는 것이다.
또한, 본 발명의 다른 일 목적은 안테나 및 그 급전부 사이에 개재되는 회로만 추가함으로써 안테나의 동작 대역폭을 확장할 수 있는 기술을 제공하기 때문에 별도로 안테나를 재설계하는데 투여되는 노력과 비용을 절감하는 것이다.
상술한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제1 실시예에 따르면, 급전부 및 제1 서비스 대역에서 동작하는 안테나 사이에 개재되어, 상기 안테나가 상기 제1 서비스 대역보다 넓은 제2 서비스 대역에서 동작하도록 하는 광대역 회로로서, 일단이 상기 급전부와 연결되고 타단이 접지면과 연결되는 개방 루프 구조의 제1 선로; 및 일단이 상기 안테나와 연결되고 타단이 상기 접지면과 연결되며 상기 제1 선로와 유도성 결합되는 개방 루프 구조의 제2 선로를 포함하는 광대역 회로가 제공된다.
또한, 본 발명의 제1 실시예에 따르면, 상기 접지면 상부에 배치되는 제1 유전체 층; 및 상기 제1 유전체 층 상부에 배치되는 제2 유전체 층을 더 포함하고, 상기 제1 선로는 상기 제1 유전체 층 및 상기 제2 유전체 층 사이에 배치되고, 상기 제2 선로는 상기 제2 유전체 층 상부에 배치될 수 있다.
또한, 본 발명의 제1 실시예에 따르면, 상기 제1 선로의 타단과 상기 접지면 사이에 제1 인덕터가 개재되고, 상기 제2 선로의 타단과 상기 접지면 사이에 제2 인덕터가 개재될 수 있다.
또한, 본 발명의 제1 실시예에 따르면, 상기 제2 서비스 대역 내에서 하기 수학식의 조건을 만족하도록 할 수 있다.
Peff _c < Peff _s (단, Peff _c = Prad _c / Pacc _c , Peff _s = Prad _s / Pacc _s)
여기서, Peff _c는 상기 광대역 회로의 방사 효율(radiated efficiency)로서, Pacc_c는 상기 급전부와 상기 제1 선로 사이의 부정합 손실을 반영한 가용 전력(accepted power)이고, Prad _c는 상기 광대역 회로의 방사 손실 전력(radiated loss)이며, Peff _s는 상기 광대역 회로를 기준선로로 대체한 경우의 방사 효율로서, Pacc_s는 상기 급전부와 상기 기준선로 사이의 부정합 손실을 반영한 가용 전력이고, Prad_s는 상기 기준선로의 방사 손실 전력이다.
또한, 본 발명의 제1 실시예에 따르면, 상기 제1 선로의 일단을 제1 포트로 보고, 상기 제2 선로의 일단을 제2 포트로 볼 경우, 스미스차트에서의 상기 제2 서비스 대역에 대한 상기 제1 포트의 Z11값 궤적은 정재파비(SWR)가 4인 원(circle) 내에 나타나게 할 수 있다.
또한, 본 발명의 제1 실시예에 따르면, 스미스차트에서의 상기 제2 포트의 Z22값 궤적과 상기 안테나의 부하 임피던스에 대한 켤레 값의 궤적은, 상기 제2 서비스 대역 내에서 대응하는 주파수마다 그 거리가 0.6 이내에서 나타나게 할 수 있다.
상술한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제2 실시예에 따르면, 급전부 및 제1 서비스 대역에서 동작하는 안테나 사이에 개재되어, 상기 안테나가 상기 제1 서비스 대역보다 넓은 제2 서비스 대역에서 동작하도록 하는 광대역 회로로서, 일단이 상기 급전부와 연결되는 스파이럴 구조의 제1 선로; 및 일단이 상기 안테나와 연결되고 상기 제1 선로와 유도성 결합되는 스파이럴 구조의 제2 선로를 포함하고, 상기 제1 선로의 타단과 상기 제2 선로의 타단이 연결되는 광대역 회로가 제공된다.
또한, 본 발명의 제2 실시예에 따르면, 접지면; 상기 접지면 상부에 배치되는 제1 유전체 층; 및 상기 제1 유전체 층 상부에 배치되는 제2 유전체 층을 더 포함하고, 상기 제1 선로는 상기 제1 유전체 층 및 상기 제2 유전체 층 사이에 배치되고, 상기 제2 선로는 상기 제2 유전체 층 상부에 배치되며, 상기 제1 선로의 타단과 상기 제2 선로의 타단은 상기 제2 유전체 층을 관통하는 비아홀을 통해 연결될 수 있다.
또한, 본 발명의 제2 실시예에 따르면, 상기 제2 서비스 대역 내에서 하기 수학식의 조건을 만족하도록 할 수 있다.
Peff _c < Peff _s (단, Peff _c = Prad _c / Pacc _c , Peff _s = Prad _s / Pacc _s)
여기서, Peff _c는 상기 광대역 회로의 방사 효율(radiated efficiency)로서, Pacc_c는 상기 급전부와 상기 제1 선로 사이의 부정합 손실을 반영한 가용 전력(accepted power)이고, Prad _c는 상기 광대역 회로의 방사 손실 전력(radiated loss)이며, Peff _s는 상기 광대역 회로를 기준선로로 대체한 경우의 방사 효율로서, Pacc_s는 상기 급전부와 상기 기준선로 사이의 부정합 손실을 반영한 가용 전력이고, Prad_s는 상기 기준선로의 방사 손실 전력이다.
또한, 본 발명의 제2 실시예에 따르면, 상기 제1 선로의 일단을 제1 포트로 보고, 상기 제2 선로의 일단을 제2 포트로 볼 경우, 스미스차트에서의 상기 제2 서비스 대역에 대한 상기 제1 포트의 Z11값 궤적은 정재파비(SWR)가 4인 원(circle) 내에 나타나게 할 수 있다.
또한, 본 발명의 제2 실시예에 따르면, 스미스차트에서의 상기 제2 포트의 Z22값 궤적과 상기 안테나의 부하 임피던스에 대한 켤레 값의 궤적은, 상기 제2 서비스 대역 내에서 대응하는 주파수마다 그 거리가 0.6 이내에서 나타나게 할 수 있다.
한편, 본 발명의 제1 실시예 또는 제2 실시예에 따르면, 상기 제2 서비스 대역에는 상기 제1 서비스 대역에 포함되지 않는 LTE(Long Term Evolution) 대역이 더 포함되게 할 수 있다.
또한, 본 발명에 의하면 본 발명의 제1 실시예 또는 제2 실시예를 포함하는 통신 장치가 제공된다.
상술한 구성에 따른 본 발명의 다양한 실시예들에 의하면, 기존의 안테나의 디자인을 변형하지 않으면서 안테나와 그 급전부 사이에 개재되어 안테나를 광대역화하는 회로가 제공되는 장점이 있다.
도 1은 종래 기술에 의한 안테나를 도시한 사시도.
도 2는 종래 기술에 의한 안테나의 주파수별 S 파라미터를 도시한 그래프.
도 3은 본 발명의 제1 실시예에 의한 광대역 회로를 안테나에 결합한 상태를 도시한 사시도.
도 4는 본 발명의 제1 실시예에 의한 광대역 회로를 도시한 사시도 및 단면도.
도 5는 본 발명의 제1 실시예에 의한 광대역 회로를 적용한 경우와 안테나만 적용한 경우의 S 파라미터를 비교한 그래프.
도 6은 본 발명의 제1 실시예에 의한 광대역 회로를 적용한 경우와 안테나만 적용한 경우의 이득을 비교한 그래프.
도 7은 급전부로부터 안테나로 전달되는 전력을 설명하기 위한 블록도.
도 8은 본 발명의 제1 실시예에 의한 광대역 회로의 방사 효율을 나타낸 그래프.
도 9는 급전부와 안테나 사이의 임피던스 정합에 대해 설명하기 위한 블록도.
도 10 및 도 11은 본 발명의 제1 실시예에 의한 광대역 회로의 임피던스 특성을 나타낸 스미스차트.
도 12 및 도 13은 본 발명의 제1 실시예에 의한 광대역 회로를 안테나에 적용한 경우의 반사 계수를 나타낸 스미스차트.
도 14는 본 발명의 제2 실시예에 의한 광대역 회로를 안테나에 결합한 상태를 도시한 사시도.
도 15는 본 발명의 제2 실시예에 의한 광대역 회로를 도시한 사시도 및 단면도.
도 16은 본 발명의 제2 실시예에 의한 광대역 회로를 적용한 경우와 안테나만 적용한 경우의 S 파라미터를 비교한 그래프.
도 17은 본 발명의 제2 실시예에 의한 광대역 회로를 적용한 경우와 안테나만 적용한 경우의 이득을 비교한 그래프.
도 18은 본 발명의 제2 실시예에 의한 광대역 회로의 방사 효율을 나타낸 그래프.
도 19 및 도 20은 본 발명의 제2 실시예에 의한 광대역 회로의 임피던스 특성을 나타낸 스미스차트.
도 21 및 도 22는 본 발명의 제2 실시예에 의한 광대역 회로를 안테나에 적용한 경우의 반사 계수를 나타낸 스미스차트.
본 발명은 다양한 변경을 가할 수 있고 여러 가지 실시예를 가질 수 있는 바, 특정 실시예들을 도면에 예시하고 상세하게 설명하고자 한다. 그러나, 이는 본 발명을 특정한 실시 형태에 대해 한정하려는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경, 균등물 내지 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다.
또한, 어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "연결되어" 있다거나 "접속되어" 있다고 언급된 때에는, 그 다른 구성요소에 직접적으로 연결되어 있거나 또는 접속되어 있을 수도 있지만, 중간에 다른 구성요소가 존재할 수도 있다고 이해되어야 할 것이다.
또한, 본 출원에서 사용한 용어는 단지 특정한 실시예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 본 발명을 한정하려는 의도가 아니다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다. 본 출원에서, "포함하다" 또는 "가지다" 등의 용어는 명세서상에 기재된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이지, 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.
이하, 발명에 따른 다양한 실시예들을 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명하기로 한다. 다만, 본 발명의 요지를 흐릴 수 있다고 판단되는 공지기술 및 그 구성에 대한 구체적인 설명은 생략하기로 한다.
도 3은 본 발명의 제1 실시예에 의한 광대역 회로를 안테나에 결합한 상태를 도시한 사시도이다. 도 3에 도시된 안테나(100)는 캐리어(110) 및 방사체(120)를 포함한다. 역 F 타입 안테나이기 때문에 방사체(120)의 일부에 급전단(121) 및 접지단(122)이 형성된다. 급전단(121)은 본 발명의 제1 실시예에 의한 광대역 회로(200)와 연결되고, 접지단(122)은 통신 장치의 접지면과 연결된다. 도 3에서는 역 F 타입의 안테나를 적용하였으나, 이는 예시적인 것에 불과하고 역 L 타입의 안테나 또는 다양한 형태의 다른 안테나가 적용될 수도 있다. 다만, 본 발명에 적용될 안테나는 다이폴 안테나보다는 모노폴 안테나 또는 모노폴이 변형된 형태의 안테나인 것이 바람직하다. 이러한 안테나가 적용됨으로써 본 발명의 광대역 회로가 발룬(Balun)으로 동작하지 않고, 불평형 신호(unbalanced signal)를 매개하는 역할을 한다고 볼 수 있다. 또한, 본 발명에 적용될 안테나는 λ/4 이하의 크기를 갖는 소형 안테나인 것이 바람직하다. 대형 안테나의 경우 굳이 본 발명에 의한 광대역 회로를 적용하지 않더라도 광대역화 및 고이득화를 구현하는 여러가지 방법이 있기 때문이다.
한편, 안테나(100)는 원래 제1 서비스 대역에서 동작한다. 즉, 본 발명의 제1 실시예에 의한 광대역 회로 없이 안테나(100)가 단독으로 동작할 경우 사용 가능한 서비스 대역을 제1 서비스 대역이라고 할 수 있다. 여기서, 제1 서비스 대역에는 하나 이상의 서비스 대역이 포함될 수도 있다.
본 발명의 제1 실시예에 의한 광대역 회로(200)의 목적은 안테나(100)가 제1 서비스 대역보다 넓은 제2 서비스 대역에서도 동작할 수 있게 하는 것이다. 이러한 목적은 본 발명의 제1 실시예에 의한 광대역 회로(200)는 통신 장치의 급전부(미도시) 및 안테나(100) 사이에 개재됨으로써 달성된다.
이하, 전술한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제1 실시예에 따른 광대역 회로(200)의 구체적인 구조를 설명하기로 한다.
도 4에 의하면 본 발명의 제1 실시예에 의한 광대역 회로가 상세히 도시된다. 도 4의 (a)는 본 발명의 제1 실시예에 의한 광대역 회로를 도시한 사시도이고, 도 4의 (b)는 이에 대한 단면도이다.
도 4를 참조하면, 본 발명의 제1 실시예에 의한 광대역 회로는 제1 선로(210) 및 제2 선로(220)를 포함한다.
제1 선로(210)는 일단(211)이 통신 장치의 급전부와 연결되고 타단(212)이 접지면과 연결된다. 제1 선로(210)의 전체적인 형상은 개방 루프 구조이다. 즉, 양단부(211, 212) 사이에 소정의 간격을 두고 전체적으로 루프 구조를 띤다고 볼 수 있다.
제2 선로(220)는 일단(221)이 안테나(100)와 연결되고 타단(222)이 접지면과 연결된다. 제2 선로(220)의 전체적인 형상도 개방 루프 구조이다. 즉, 양단부(221, 222) 사이에 소정의 간격을 두고 전체적으로 루프 구조를 띤다고 볼 수 있다.
제1 선로(210)와 제2 선로(220)는 서로 유도성 결합된다. 제1 선로(210)와 제2 선로(220)가 서로 유도성 결합되기 때문에, 제1 선로(210)의 일단(211)에 연결된 급전부와 제2 선로(220)의 일단(221)에 연결된 안테나(100) 사이에서 신호를 전달할 수 있는 것이다.
한편, 도 4의 (b)에 도시된 것처럼 본 발명의 제1 실시예에 의한 광대역 회로 구조는 다층 구조가 될 수도 있다. 즉, 접지면(230) 상부에 제1 유전체 층(240)이 배치되고, 제1 유전체 층(240) 상부에 제2 유전체 층(250)이 배치될 수 있다. 이때, 제1 선로(210)는 제1 유전체 층(240) 및 제2 유전체 층(250) 사이에 배치되고, 제2 선로(220)는 제2 유전체 층(250) 상부에 배치된다.
제1 선로(210)의 일단(211)과 급전부는 직접 접속될 수도 있지만, 도 4의 (b)에 도시된 것처럼 제1 유전체 층(240)을 관통하는 비아홀(214) 및 급전부와 연결되는 패드(213)를 통해 연결될 수도 있다. 또한, 제2 선로(220)의 일단(221)과 안테나도 직접 접속될 수 있겠으나, 도 4의 (b)에 도시된 것처럼 제1 유전체 층(240) 및 제2 유전체 층(250)을 관통하는 비아홀(224) 및 안테나와 연결되는 패드(223)를 통해 연결될 수 있다.
한편, 적절한 튜닝을 위해 제1 선로(210)의 타단(212)과 접지면(230) 사이에 제1 인덕터(미도시)가 개재되고, 제2 선로(220)의 타단(222)과 접지면(230) 사이에 제2 인덕터(미도시)가 개재될 수도 있다.
도 4에 도시된 본 발명의 제1 실시예에 의한 광대역 회로(200)는 다양한 치수로 제작될 수 있을 것이다. 다만, 제1 서비스 대역이 GSM 쿼드 밴드 및 W2100 밴드를 포함하고, 제2 서비스 대역이 GSM 쿼드 밴드 및 W2100 밴드에 LTE 13 밴드를 더 포함하는 경우 다음과 같이 제작되는 것이 바람직하다.
첫 번째 예로, 광대역 회로(200)의 폭(SW)은 10mm, 광대역 회로(200)의 길이(SL)는 20mm, 제1 선로(210)의 폭은 0.7mm, 제2 선로(220)의 폭은 0.7mm, 제1 유전체 층(240)의 높이는 0.6mm, 제2 유전체 층(250)의 높이는 0.6mm, 제1 유전체 층(240)의 비유전율은 4.4, 제2 유전체 층(250)의 비유전율은 4.4, 제1 인덕터의 인덕턴스는 12nH, 제2 인덕터의 인덕턴스는 12nH로 정할 수 있다.
두 번째 예로, 광대역 회로(200)의 폭(SW)은 5mm, 광대역 회로(200)의 길이(SL)는 10mm, 제1 선로(210)의 폭은 0.5mm, 제2 선로(220)의 폭은 0.2mm, 제1 유전체 층(240)의 높이는 0.6mm, 제2 유전체 층(250)의 높이는 0.6mm, 제1 유전체 층(240)의 비유전율은 20, 제2 유전체 층(250)의 비유전율은 20, 제1 인덕터의 인덕턴스는 10nH, 제2 인덕터의 인덕턴스는 10nH로 정할 수 있다.
이하, 본 발명의 제1 실시에에 의한 광대역 회로(200)의 첫 번째 예가 적용된 경우의 효과를 설명하기로 한다.
도 5는 본 발명의 제1 실시예에 의한 광대역 회로를 적용한 경우와 안테나만 적용한 경우의 S 파라미터를 비교한 그래프이다. 도 5에 의하면 안테나만 적용한 경우에 비하여 본 발명을 적용한 경우가 전반적으로 대역폭이 확장되는 것을 확인할 수 있다. 특히 LTE 13 밴드(746~787 MHz)에서 S 파라미터가 낮아지는 것을 알 수 있다.
도 6은 본 발명의 제1 실시예에 의한 광대역 회로를 적용한 경우와 안테나만 적용한 경우의 이득을 비교한 그래프이다. 도 6에 의하면 안테나만 적용한 경우에 비하여 본 발명을 적용한 경우가 전반적으로 대역폭이 확장되는 것을 확인할 수 있다. 일부 구간에서는 이득이 감소하는 부분도 나타나기는 하지만, 이는 성능에 치명적인 수준은 아니다. 오히려 LTE 13 밴드(746~787 MHz)에서 이득이 확연히 개선된다는 것을 확인할 수 있다.
도 5 및 도 6에 의해 표현된 효과를 요약하자면, 안테나(100)만 단독으로 사용할 때에는 동작하지 않던 서비스 대역이라도, 본 발명의 제1 실시예에 의한 광대역 회로를 적용함으로써 동작 가능한 서비스 대역이 된다는 것을 알 수 있다.
다만, 도 5 및 도 6에서 설명한 효과가 나타나기 위해서는 몇 가지 조건을 만족해야 됨을 확인하였다. 이하, 그 조건에 대해 설명하기로 한다.
도 7은 급전부로부터 안테나로 전달되는 전력을 설명하기 위한 블록도이다. 우선 도 7의 (a)를 기준으로 설명하기로 한다. 급전부(400)에는 인가전력(incident power)이 Pinc _c만큼 가해진다. 급전부(400)와 광대역 회로 사이에는 부정합 손실이 반영되기 때문에 가용전력(accepted power)은 Pinc _c보다 작은 Pacc _c가 된다. Pacc _c도 전부 광대역 회로를 통과하여 전달되는 것은 아니고, 방사손실전력(radiated power)과 전송손실전력(loss power)을 제외한 값만큼 전달될 수 있다. 따라서 최종적으로 전달되는 전달전력(transmitted power)를 Ptrans _c라고 할 때, 이는 하기 수학식 1로부터 구할 수 있다.
Figure 112011088245384-pat00001
안테나의 이득을 높이기 위해서는 Ptrans _c를 높이는 것이 바람직하다. 따라서 Pacc _c는 높을수록 좋고, Ploss_c 및 Prad _c는 낮을수록 좋다. 그런데 Ploss _c는 광대역 회로(200)에 접속되는 안테나(100)의 임피던스에 종속적인 값이기 때문에 안테나(100)의 임피던스에 비종속적인 Prad _c를 중심으로 안테나 이득을 예상하는 것이 바람직하다.
따라서 Pacc _c와 Ploss _c만으로 정의되는 방사 효율(radiated efficiency)을 이용하여 조건식을 정의하는 것이 더욱 바람직하다. 광대역 회로(200)의 방사 효율은 가용전력에 대한 방사손실저력의 비율이라고 할 수 있다. 광대역 회로(200)의 방사 효율을 Peff _c라고 할 때, 이는 하기 수학식 2와 같이 정의된다.
Figure 112011088245384-pat00002
안테나의 이득을 높이기 위해서 가용전력은 높을수록 좋고 방사손실전력은 낮을수록 좋다는 것은 앞서 설명한 바와 같다. 이러한 점을 수학식 2에 대입하면 방사 효율 값이 낮을수록 안테나의 이득이 높다는 것을 예상할 수 있다. 물론, 안테나의 이득이 광대역 회로(200)의 방사 효율에만 의존하는 것은 아니므로, 다른 요소에 의해서도 안테나의 이득이 변할 수 있다. 다만, 상기 설명한 바와 같이 방사 효율을 기준으로 광대역 회로(200)를 설계하게 되면 안테나의 이득 변화에 대한 추세를 예상할 수 있기 때문에, 본 발명에서는 이를 하나의 설계기준으로 삼는 것이다.
방사 효율의 값의 범위를 비교하기 위한 상대적인 자료로서, 본 발명의 제1 실시예에 의한 광대역 회로(200)를 기준선로로 대체한 경우를 고려할 수 있다. 여기서 기준선로란 급전부(400)와 동일한 특성 임피던스를 갖는 선로라고 할 수 있다. 흔히 안테나에 있어서는 50옴(Ω)이 그 기준이 된다고 할 것이나, 이 값은 기준 값이 변경됨에 따라 변할 수도 있다. 광대역 회로(200)를 기준선로로 대체하게 되면 본 발명의 제1 실시예가 적용되지 않고 안테나(100)만 적용된 구조와 유사한 조건이 된다고 볼 수 있다.
도 7의 (b)에는 이러한 구조의 블록도가 도시되어 있다. 인가전력, 가용전력, 방사손실전력, 전송손실전력, 및 전달전력은 앞서 설명한 내용에 대응되고, 각각의 값은 Pinc _s, Pacc _s, Prad _s, Ploss _s, Ptrans _s로 표현할 수 있다. 기준선로를 적용한 경우의 방사 효율도 앞서 설명한 내용에 대응되고, 그 값은 Peff _s로 표현할 수 있다.
도 8은 본 발명의 제1 실시예에 의한 광대역 회로의 방사 효율을 나타낸 그래프이다. 도 8에 의하면, 본 발명의 제1 실시예에 의한 광대역 회로(200) 방사 효율 값이 제2 서비스 대역의 전범위에서 기준선로의 방사 효율 값보다 낮게 측정됨을 알 수 있다. 물론 광대역 회로(200)의 방사 효율 값은 더 낮으면 낮을수록 더 바람직하다.
도 8에서 비교예로 제시된 자료는 본 발명의 제1 실시예에 의한 광대역 회로(200)와 구조는 유사하나, 상기 제시된 첫 번째 예와 상이한 치수(dimension)를 갖는 구조의 방사 효율 값을 나타낸 것이다. 비교예를 안테나(100)와 급전부(400) 사이에 개재할 경우 본 발명에서 의도하는 목적 및 효과가 나타나지 않는다. 이러한 점은 도 8에 도시된 것처럼, 기준선로의 방사 효율보다 비교예의 방사 효율이 오히려 더 높게 나타난다는 것을 통해서도 예측할 수 있다.
결론적으로, 안테나의 이득을 개선하기 위해서는 본 발명의 제1 실시예에 의한 광대역 회로가 제2 서비스 대역의 주파수 범위 내에서 하기 수학식 3의 조건을 만족하는 것이 바람직하다.
Figure 112011088245384-pat00003
여기서, Peff _c는 상기 광대역 회로의 방사 효율(radiated efficiency)로서, Pacc_c는 상기 급전부와 상기 제1 선로 사이의 부정합 손실을 반영한 가용 전력(accepted power)이고, Prad _c는 상기 광대역 회로의 방사 손실 전력(radiated loss)이다.
그리고, Peff _s는 상기 광대역 회로를 기준선로로 대체한 경우의 방사 효율로서, Pacc _s는 상기 급전부와 상기 기준선로 사이의 부정합 손실을 반영한 가용 전력이고, Prad _s는 상기 기준선로의 방사 손실 전력이다.
이상, 안테나의 이득에 관련된 요소를 중심으로 본 발명의 제1 실시예에 의한 광대역 회로(200)의 한가지 설계기준에 대해 설명하였다. 이하에서는 또 다른 설계기준으로서 임피던스 정합(impedance matching)에 관한 요소들을 살펴보겠다.
도 9는 급전부와 안테나 사이의 임피던스 정합에 대해 설명하기 위한 블록도이다. 도 9의 (a)에 의하면, 본 발명의 제1 실시예에 의한 광대역 회로(200)는 급전부(400)와 안테나(100) 사이에 개재된다. 이하, 급전부(400)와 연결되는 제1 선로의 일단(211)을 제1 포트로 보고, 안테나(100)와 연결되는 제2 선로의 일단(221)을 제2 포트로 보고 설명하기로 한다.
일반적으로 안테나(100)만으로 임피던스를 정합하더라도 모든 서비스 대역에서 완벽하게 정합하는 것은 불가능하기 때문에 어느 정도 부정합(miss matching)되는 것을 허용할 수밖에 없다. 도 9의 (b)에 도시된 것처럼 본 발명의 제1 실시예에 의한 광대역 회로(200)를 기준선로로 대체한 경우를 가정하면, 급전부(400)와 연결되는 제1 포트에서의 임피던스(Z11)는 정합된 것으로 볼 수 있겠으나, 안테나(100)와 연결되는 제2 포트에서의 임피던스(Z22)는 완전하게 정합된 것으로 보기 어렵다. 물론, 제2 포트에서도 일부 주파수 대역에 대해서는 정합된 것으로 나타날 수는 있겠지만, 서비스 대역 내의 모든 주파수에 대해 임피던스 정합되도록 하는 것은 불가능하기 때문에 기준선로와 안테나(100) 사이의 부정합에 의한 신호의 반사가 발생할 수밖에 없다.
그러나, 본 발명의 제1 실시예에 의하면 제1 포트의 임피던스(Z11)와 제2 포트의 임피던스(Z22)가 상이하게 구성됨으로써 이와 같은 문제를 최소화 할 수 있다. 제1 포트의 임피던스(Z11)는 급전부(400)의 특성 임피던스에 가깝게 하고, 제2 포트의 임피던스(Z22)는 안테나(100)의 부하 임피던스에 대한 켤레(conjugate) 값과 가깝게 구성하는 것이 바람직하다. 다만, 이들 값을 완전히 일치시키는 것은 불가능하기 때문에 다음과 같은 두 가지 기준을 설정할 수 있다.
첫째, 제1 포트에서 측정한 제2 서비스 대역에 대한 Z11값 궤적이 스미스차트 상에서 정재파비(SWR)가 4인 원(circle) 내에 나타나도록 한다. 정재파비가 4인 원은 스미스차트의 중심으로부터 반지름이 0.6인 원에 해당한다. 정재파비(SWR)가 4면 반사 계수(reflection coefficient)가 0.6에 해당하고, S파라미터는 약 -4.44dB 정도가 된다. Z11값이 이러한 범위를 넘어서게 되면 일반적인 안테나의 설계 기준을 충족하지 못하기 때문에, 상기와 같은 기준을 설정하는 것이 바람직하다.
둘째, 제2 포트에서 측정한 제2 서비스 대역에 대한 Z22값 궤적과 안테나의 부하 임피던스에 대한 켤레(conjugate) 값의 궤적은, 제2 서비스 대역 내에서 대응하는 주파수마다 그 거리가 0.6 이내에서 나타나도록 한다. 정재파비 4인 원의 반지름이 0.6이기 때문에, 여기서도 0.6을 기준 값으로 정한 것이다.
물론, Z11값의 궤적은 스미스차트의 중심에 최대한 가까울수록 더욱 바람직하고, Z22값의 궤적은 안테나(100)의 임피던스에 대한 켤레 값에 대한 궤적에 최대한 가까울수록 더욱 바람직한 것은 당연하다.
이하, 상기 조건에 대한 실제적인 예시를 도 10 내지 도 13을 통해 구체적으로 설명하겠다.
도 10은 본 발명의 제1 실시예에 의한 광대역 회로의 임피던스 특성을 나타낸 스미스차트로서, 저주파 대역(0.7 ~ 1 GHz)에서의 Z11값과 Z22값의 궤적을 나타낸 것이다. 여기서, 각 궤적의 주파수 값은 M1 내지 M6로 표시되었다. M1과 M4는 0.74GHz, M2와 M5는 0.82GHz, M3와 M6은 0.96GHz를 나타낸다.
도 11은 본 발명의 제1 실시예에 의한 광대역 회로의 임피던스 특성을 나타낸 스미스차트로서, 고주파 대역(1.7 ~ 2.2 GHz)에서의 Z11값과 Z22값의 궤적을 나타낸 것이다. 여기서, 각 궤적의 주파수 값은 M1 내지 M4로 표시되었다. M1과 M3은 1.71GHz, M2와 M4는 2.17GHz를 나타낸다.
도 12는 본 발명의 제1 실시예에 의한 광대역 회로를 안테나에 적용한 경우의 반사 계수를 나타낸 스미스차트로서, 저주파 대역(0.7 ~ 1 GHz)에서의 매칭 정도를 나타낸다. 여기서, 각 궤적의 주파수 값은 M1 내지 M9로 표시되었다. M1, M4, M7은 0.74GHz를, M2, M5, M8은 0.82GHz를, M3, M6, M9은 0.96GHz를 나타낸다.
도 13은 본 발명의 제1 실시예에 의한 광대역 회로를 안테나에 적용한 경우의 반사 계수를 나타낸 스미스차트로서, 고주파 대역(1.7 ~ 2.2 GHz)에서의 매칭 정도를 나타낸다. 여기서, 각 궤적의 주파수 값은 M1 내지 M6로 표시되었다. M1, M3, M5는 1.71GHz를, M2, M4, M6은 2.17GHz를 나타낸다.
도 10 및 도 12를 참조하여 저주파 대역(0.7 ~ 1 GHz)에서의 동작을 설명하면 다음과 같다. 도 10에 도시된 것처럼 0.74GHz에서 0.96GHz까지의 Z11값 궤적은 스미스차트 상에서 정재파비가 4인 원(보라색 점선) 내에 나타남을 알 수 있다. Z22값의 궤적에 대한 조건은 도 12의 좌측에 도시된 스미스차트를 통해 확인할 수 있다. 도 12에서 검은색으로 도시된 궤적(ZL)이 안테나(100)의 임피던스에 대한 궤적이고, 녹색으로 도시된 궤적(ZL*)이 안테나(100)의 임피던스에 대한 켤레(conjugate) 값에 대한 궤적이다. 여기서, 녹색 궤적(ZL*)과 빨간색 궤적(Z22)의 각 주파수에 대한 거리가 0.6 이내에 존재한다는 것을 확인할 수 있다.
도 12의 우측에 도시된 스미스차트에 의하면, 안테나만 적용된 상태에서의 반사 계수와 본 발명의 제1 실시예를 적용한 상태에서의 반사 계수를 확인할 수 있다. 스미스차트에서 반사 계수는 중심으로부터의 거리를 통해 확인할 수 있는데, 도 12에 의하면 제1 실시예를 적용한 상태에서의 반사 계수 값들이 중심에 더욱 가깝게 형성되어 있음을 확인할 수 있다.
도 11 및 도 13을 참조하여 고주파 대역(1.7 ~ 2.2 GHz)에서의 동작을 설명하면 다음과 같다. 도 11에 도시된 것처럼 1.71GHz에서 2.17GHz까지의 Z11값 궤적은 스미스차트 상에서 정재파비가 4인 원(보라색 점선) 내에 나타남을 알 수 있다. Z22값의 궤적에 대한 조건은 도 13의 좌측에 도시된 스미스차트를 통해 확인할 수 있다. 도 13에서 검은색으로 도시된 궤적(ZL)이 안테나(100)의 임피던스에 대한 궤적이고, 녹색으로 도시된 궤적(ZL*)이 안테나(100)의 임피던스에 대한 켤레(conjugate) 값에 대한 궤적이다. 여기서, 녹색 궤적(ZL*)과 빨간색 궤적(Z22)의 각 주파수에 대한 거리가 0.6 이내에 존재한다는 것을 확인할 수 있다.
도 13의 우측에 도시된 스미스차트에 의하면, 안테나만 적용된 상태에서의 반사 계수와 본 발명의 제1 실시예를 적용한 상태에서의 반사 계수를 확인할 수 있다. 스미스차트에서 반사 계수는 중심으로부터의 거리를 통해 확인할 수 있는데, 도 12에 의하면 제1 실시예를 적용한 상태에서의 반사 계수 값들이 중심에 더욱 가깝게 형성되어 있음을 확인할 수 있다.
이상, 본 발명의 제1 실시예에 의한 광대역 회로(200)에 대해 전술한 조건이 충족됨을 설명하였다. 본 발명의 제1 실시예에 의한 광대역 회로(200)가 이러한 조건을 충족하기 때문에 도 5 및 도 6에 도시된 고이득, 광대역 효과를 얻을 수 있다고 할 것이다.
이하에서는, 본 발명의 제2 실시예에 따른 광대역 회로(300)를 설명하기로 한다.
도 14는 본 발명의 제2 실시예에 의한 광대역 회로를 안테나에 결합한 상태를 도시한 사시도이다. 도 14에 도시된 안테나(100)는 도 3을 통해 설명한 안테나(100)와 매우 유사한 구조이다. 따라서 이에 대한 내용은 도 3에 대한 설명에 대응시켜 이해하면 충분하다.
한편, 안테나(100)는 원래 제1 서비스 대역에서 동작한다. 즉, 본 발명의 제2 실시예에 의한 광대역 회로 없이 안테나(100)가 단독으로 동작할 경우 사용 가능한 서비스 대역을 제1 서비스 대역이라고 할 수 있다. 여기서, 제1 서비스 대역에는 하나 이상의 서비스 대역이 포함될 수도 있다.
본 발명의 제2 실시예에 의한 광대역 회로(300)의 목적은 안테나(100)가 제1 서비스 대역보다 넓은 제2 서비스 대역에서도 동작할 수 있게 하는 것이다. 이러한 목적은 본 발명의 제2 실시예에 의한 광대역 회로(300)는 통신 장치의 급전부(미도시) 및 안테나(100) 사이에 개재됨으로써 달성된다.
이하, 전술한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제2 실시예에 따른 광대역 회로(300)의 구체적인 구조를 설명하기로 한다.
도 15는 본 발명의 제2 실시예에 의한 광대역 회로를 도시한 사시도 및 단면도이다. 도 15의 (a)는 본 발명의 제2 실시예에 의한 광대역 회로를 도시한 사시도이고, 도 15의 (b)는 이에 대한 단면도이다.
도 15를 참조하면, 본 발명의 제2 실시예에 의한 광대역 회로는 제1 선로(310) 및 제2 선로(320)를 포함한다.
제1 선로(310)는 일단(311)이 통신 장치의 급전부와 연결된다. 제1 선로(310)의 전체적인 형상은 스파이럴 구조이다.
제2 선로(320)는 일단(321)이 안테나(100)와 연결된다. 제2 선로(320)의 전체적인 형상도 스파이럴 구조이다.
제1 선로(310)의 타단(312)과 제2 선로(320)의 타단(322)은 서로 연결된다. 제1 선로(310) 및 제2 선로(320)가 각각 스파이럴 구조를 띠기 때문에 제1 선로(310) 및 제2 선로(320)는 서로 유도성 결합될 수 있다.
한편, 도 15의 (b)에 도시된 것처럼 본 발명의 제2 실시예에 의한 광대역 회로 구조는 다층 구조가 될 수도 있다. 이때 접지면(330)을 더 포함할 수 있다. 접지면(330) 상부에 제1 유전체 층(340)이 배치되고, 제1 유전체 층(340) 상부에 제2 유전체 층(350)이 배치될 수 있다. 이때, 제1 선로(310)는 제1 유전체 층(340) 및 제2 유전체 층(350) 사이에 배치되고, 제2 선로(320)는 제2 유전체 층(350) 상부에 배치된다.
제1 선로(310)의 일단(311)과 급전부는 직접 접속될 수도 있지만, 도 15의 (b)에 도시된 것처럼 제1 유전체 층(340)을 관통하는 비아홀(314) 및 급전부와 연결되는 패드(313)를 통해 연결될 수도 있다. 또한, 제2 선로(320)의 일단(321)과 안테나도 직접 접속될 수 있겠으나, 도 15의 (b)에 도시된 것처럼 제1 유전체 층(340) 및 제2 유전체 층(350)을 관통하는 비아홀(324) 및 안테나와 연결되는 패드(323)를 통해 연결될 수 있다.
제1 선로(310)의 타단(312)과 제2 선로(320)의 타단(322)은 제2 유전체 층(350)을 관통하는 비아홀(315)을 통해 연결될 수도 있다.
도 15에 도시된 본 발명의 제2 실시예에 의한 광대역 회로(300)는 다양한 치수로 제작될 수 있을 것이다. 다만, 제1 서비스 대역이 GSM 쿼드 밴드 및 W2100 밴드를 포함하고, 제2 서비스 대역이 GSM 쿼드 밴드 및 W2100 밴드에 LTE 13 밴드를 더 포함하는 경우 다음과 같이 제작되는 것이 바람직하다.
첫 번째 예로, 광대역 회로(300)의 폭(SW)은 10mm, 광대역 회로(300)의 길이(SL)는 20mm, 제1 선로(310)의 폭은 0.25mm, 제2 선로(320)의 폭은 0.5mm, 제1 유전체 층(340)의 높이는 0.8mm, 제2 유전체 층(350)의 높이는 0.6mm, 제1 유전체 층(340)의 비유전율은 4.4, 제2 유전체 층(350)의 비유전율은 4.4로 정할 수 있다.
두 번째 예로, 광대역 회로(300)의 폭(SW)은 5mm, 광대역 회로(300)의 길이(SL)는 10mm, 제1 선로(310)의 폭은 0.2mm, 제2 선로(320)의 폭은 0.2mm, 제1 유전체 층(340)의 높이는 0.8mm, 제2 유전체 층(350)의 높이는 0.8mm, 제1 유전체 층(240)의 비유전율은 16, 제2 유전체 층(250)의 비유전율은 16으로 정할 수 있다.
이하, 본 발명의 제2 실시에에 의한 광대역 회로(300)의 첫 번째 예가 적용된 경우의 효과를 설명하기로 한다.
도 16은 본 발명의 제2 실시예에 의한 광대역 회로를 적용한 경우와 안테나만 적용한 경우의 S 파라미터를 비교한 그래프이다. 도 16에 의하면 안테나만 적용한 경우에 비하여 본 발명을 적용한 경우가 전반적으로 대역폭이 확장되는 것을 확인할 수 있다. 특히 LTE 13 밴드(746~787 MHz)에서 S 파라미터가 낮아지는 것을 알 수 있다.
도 17은 본 발명의 제2 실시예에 의한 광대역 회로를 적용한 경우와 안테나만 적용한 경우의 이득을 비교한 그래프이다. 도 17에 의하면 안테나만 적용한 경우에 비하여 본 발명을 적용한 경우가 전반적으로 대역폭이 확장되는 것을 확인할 수 있다. 일부 구간에서는 이득이 감소하는 부분도 나타나기는 하지만, 성능에 치명적인 수준은 아니다. 오히려 LTE 13 밴드(746~787 MHz)에서 이득이 확연히 개선된다는 것을 확인할 수 있다.
도 16 및 도 17에 의해 표현된 효과를 요약하자면, 안테나(100)만 단독으로 사용할 때에는 동작하지 않던 서비스 대역이라도, 본 발명의 제2 실시예에 의한 광대역 회로(300)를 적용함으로써 동작 가능한 서비스 대역이 된다는 것을 알 수 있다.
다만, 도 16 및 도 17에서 설명한 효과가 나타나기 위해서는 몇 가지 조건을 만족해야 된다. 충족해야 될 조건은 제1 실시예에 대한 조건과 동일한 것으로서 그 구체적인 내용은 전술한 바와 같다. 본 발명의 제2 실시예에 따른 광대역 회로(300)에서도 전술한 조건이 충족된다는 것을 아래에서 살펴보기로 한다.
도 18은 본 발명의 제2 실시예에 의한 광대역 회로의 방사 효율을 나타낸 그래프이다. 도 18에 의하면, 본 발명의 제2 실시예에 의한 광대역 회로(300) 방사 효율 값이 제2 서비스 대역의 전범위에서 기준선로의 방사 효율 값보다 낮게 측정됨을 알 수 있다. 즉, 본 발명의 제2 실시예에 의한 광대역 회로가 제2 서비스 대역의 주파수 범위 내에서 상기 수학식 3의 조건을 만족함을 확인할 수 있다.
이하에서는 또 다른 설계기준으로서 임피던스 정합(impedance matching)에 관한 요소들을 살펴보겠다. 본 발명의 제2 실시예에 의한 광대역 회로(300)에 있어서, 급전부(400)와 연결되는 제1 선로의 일단(311)을 제1 포트로 보고, 안테나(100)와 연결되는 제2 선로의 일단(321)을 제2 포트로 보고 설명하기로 한다. 제1 포트의 임피던스(Z11)와 제2 포트의 임피던스(Z22)에 대한 기준은 제1 실시예에서 설명한 조건과 동일하므로 구체적인 원리는 중복 설명하지 않고, 도 19 내지 도 22를 통해 본 발명의 제2 실시예에 의한 광대역 회로(300)에서도 이러한 조건이 충족된다는 것을 살펴보겠다.
도 19는 본 발명의 제2 실시예에 의한 광대역 회로의 임피던스 특성을 나타낸 스미스차트로서, 저주파 대역(0.7 ~ 1 GHz)에서의 Z11값과 Z22값의 궤적을 나타낸 것이다. 여기서, 각 궤적의 주파수 값은 M1 내지 M6로 표시되었다. M1과 M4는 0.74GHz, M2와 M5는 0.82GHz, M3와 M6은 0.96GHz를 나타낸다.
도 20은 본 발명의 제2 실시예에 의한 광대역 회로의 임피던스 특성을 나타낸 스미스차트로서, 고주파 대역(1.7 ~ 2.2 GHz)에서의 Z11값과 Z22값의 궤적을 나타낸 것이다. 여기서, 각 궤적의 주파수 값은 M1 내지 M4로 표시되었다. M1과 M3은 1.71GHz, M2와 M4는 2.17GHz를 나타낸다.
도 21은 본 발명의 제2 실시예에 의한 광대역 회로를 안테나에 적용한 경우의 반사 계수를 나타낸 스미스차트로서, 저주파 대역(0.7 ~ 1 GHz)에서의 매칭 정도를 나타낸다. 여기서, 각 궤적의 주파수 값은 M1 내지 M9로 표시되었다. M1, M4, M7은 0.74GHz를, M2, M5, M8은 0.82GHz를, M3, M6, M9은 0.96GHz를 나타낸다.
도 22는 본 발명의 제2 실시예에 의한 광대역 회로를 안테나에 적용한 경우의 반사 계수를 나타낸 스미스차트로서, 고주파 대역(1.7 ~ 2.2 GHz)에서의 매칭 정도를 나타낸다. 여기서, 각 궤적의 주파수 값은 M1 내지 M6로 표시되었다. M1, M3, M5는 1.71GHz를, M2, M4, M6은 2.17GHz를 나타낸다.
도 19 및 도 21을 참조하여 저주파 대역(0.7 ~ 1 GHz)에서의 동작을 설명하면 다음과 같다. 도 19에 도시된 것처럼 0.74GHz에서 0.96GHz까지의 Z11값 궤적은 스미스차트 상에서 정재파비가 4인 원(보라색 점선) 내에 나타남을 알 수 있다. Z22값의 궤적에 대한 조건은 도 21의 좌측에 도시된 스미스차트를 통해 확인할 수 있다. 도 21에서 검은색으로 도시된 궤적(ZL)이 안테나(100)의 임피던스에 대한 궤적이고, 녹색으로 도시된 궤적(ZL*)이 안테나(100)의 임피던스에 대한 켤레(conjugate) 값에 대한 궤적이다. 여기서, 녹색 궤적(ZL*)과 빨간색 궤적(Z22)의 각 주파수에 대한 거리가 0.6 이내에 존재한다는 것을 확인할 수 있다.
도 21의 우측에 도시된 스미스차트에 의하면, 안테나만 적용된 상태에서의 반사 계수와 본 발명의 제2 실시예를 적용한 상태에서의 반사 계수를 확인할 수 있다. 스미스차트에서 반사 계수는 중심으로부터의 거리를 통해 확인할 수 있는데, 도 21에 의하면 제2 실시예를 적용한 상태에서의 반사 계수 값들이 중심에 더욱 가깝게 형성되어 있음을 확인할 수 있다.
도 20 및 도 22를 참조하여 고주파 대역(1.7 ~ 2.2 GHz)에서의 동작을 설명하면 다음과 같다. 도 20에 도시된 것처럼 1.71GHz에서 2.17GHz까지의 Z11값 궤적은 스미스차트 상에서 정재파비가 4인 원(보라색 점선) 내에 나타남을 알 수 있다. Z22값의 궤적에 대한 조건은 도 22의 좌측에 도시된 스미스차트를 통해 확인할 수 있다. 도 22에서 검은색으로 도시된 궤적(ZL)이 안테나(100)의 임피던스에 대한 궤적이고, 녹색으로 도시된 궤적(ZL*)이 안테나(100)의 임피던스에 대한 켤레(conjugate) 값에 대한 궤적이다. 여기서, 녹색 궤적(ZL*)과 빨간색 궤적(Z22)의 각 주파수에 대한 거리가 0.6 이내에 존재한다는 것을 확인할 수 있다.
도 22의 우측에 도시된 스미스차트에 의하면, 안테나만 적용된 상태에서의 반사 계수와 본 발명의 제2 실시예를 적용한 상태에서의 반사 계수를 확인할 수 있다. 스미스차트에서 반사 계수는 중심으로부터의 거리를 통해 확인할 수 있는데, 도 22에 의하면 제2 실시예를 적용한 상태에서의 반사 계수 값들이 중심에 더욱 가깝게 형성되어 있음을 확인할 수 있다.
이상, 본 발명의 제2 실시예에 의한 광대역 회로(300)에 대해 전술한 조건이 충족됨을 설명하였다. 본 발명의 제2 실시예에 의한 광대역 회로(200)가 이러한 조건을 충족하기 때문에 도 16 및 도 17에 도시된 고이득, 광대역 효과를 얻을 수 있다고 할 것이다.
한편, 본 발명의 제1 실시예 및 제2 실시예가 적용되는 안테나(100) 구조는 전반적으로 유사한 구조를 띠나, 경우에 따라 방사체(120)의 형태를 일부 변형하여 각 실시예에 적합하게끔 변형할 수도 있다. 도 3 및 도 14를 통해 확인할 수 있듯이 방사체(120)에서 접지단(122)으로 연결되는 일부분(123)의 구조 또는 치수를 조절함으로써 그 특성을 조절할 수 있다. 실제로 도 12, 도 13, 도 21, 도 22에서 나타난 안테나의 임피던스 값이 각 실시예마다 차이가 나는 것은 이러한 이유 때문이다. 물론, 여기서는 안테나(100)의 구조를 조금씩 변형하였으나, 안테나(100)는 그대로 두면서 광대역 회로(200, 300)의 구조나 치수만 조절하여 본 발명의 효과를 얻을 수도 있음은 당연하다.
전술한 내용에 있어서, 제1 서비스 대역에는 LTE 13 밴드가 포함되지 않고, 제2 서비스 대역에는 LTE 13 밴드가 포함된다는 것을 예시적으로 설명하였다. 그러나 이러한 설명에 의해 제1 서비스 대역과 제2 서비스 대역이 특정되는 것은 아니다. 상기 설명은 예시적인 형태에 불과하며 다른 서비스 대역에도 적용될 수 있음은 당연한 것이다.
또한, 본 발명에 의한 광대역 회로는 통신 장치에 적용하기 위한 회로라고 할 것이다. 따라서 본 발명의 또 다른 실시예에 의하면 전술한 광대역 회로를 포함하는 통신 장치가 제공된다. 즉, 본 발명의 광대역 회로는 안테나를 필요로 하는 통신 장치에 사용되는 회로이므로, 이동 통신 단말기, 스마트폰, 노트북 등 각종 통신 장치에 적용될 수 있다.
이상, 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부된 도면들을 참조로 설명하였다. 여기서, 본 명세서 및 청구범위에 사용된 용어나 단어는 통상적이거나 사전적인 의미로 한정해서 해석되어서는 아니되며, 본 발명의 기술적 사상에 부합하는 의미와 개념으로 해석되어야만 한다.
따라서 본 명세서에 기재된 실시예와 도면에 도시된 구성은 본 발명의 가장 바람직한 일 실시예에 불과할 뿐이고, 본 발명의 기술적 사상을 모두 대변하는 것은 아니므로, 본 출원시점에 있어서 이들을 대체할 수 있는 다양한 균등물과 변형예들이 있을 수 있음을 이해하여야 한다.
100: 안테나
110: 캐리어 120: 방사체
121: 급전단 122: 접지단
200: 제1 실시예에 의한 광대역 회로
210: 제1 선로 220: 제2 선로
230: 접지면 240: 제1 유전체 층 250: 제2 유전체 층
300: 제2 실시예에 의한 광대역 회로
310: 제1 선로 320: 제2 선로
330: 접지면 340: 제1 유전체 층 350: 제2 유전체 층

Claims (13)

  1. 급전부 및 제1 서비스 대역에서 동작하는 안테나 사이에 개재되어, 상기 안테나가 상기 제1 서비스 대역보다 넓은 제2 서비스 대역에서 동작하도록 하는 광대역 회로로서,
    일단이 상기 급전부와 연결되고 타단이 접지면과 연결되는 개방 루프 구조의 제1 선로; 및
    일단이 상기 안테나와 연결되고 타단이 상기 접지면과 연결되며 상기 제1 선로와 유도성 결합되는 개방 루프 구조의 제2 선로
    를 포함하는 광대역 회로.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 접지면 상부에 배치되는 제1 유전체 층; 및
    상기 제1 유전체 층 상부에 배치되는 제2 유전체 층을 더 포함하고,
    상기 제1 선로는 상기 제1 유전체 층 및 상기 제2 유전체 층 사이에 배치되고,
    상기 제2 선로는 상기 제2 유전체 층 상부에 배치되는 광대역 회로.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 제1 선로의 타단과 상기 접지면 사이에 제1 인덕터가 개재되고,
    상기 제2 선로의 타단과 상기 접지면 사이에 제2 인덕터가 개재되는 광대역 회로.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 제2 서비스 대역 내에서 하기 수학식의 조건을 만족하는 광대역 회로.
    Peff _c < Peff _s (단, Peff _c = Prad _c / Pacc _c , Peff _s = Prad _s / Pacc _s)
    여기서,
    Peff _c는 상기 광대역 회로의 방사 효율(radiated efficiency)로서, Pacc _c는 상기 급전부와 상기 제1 선로 사이의 부정합 손실을 반영한 가용 전력(accepted power)이고, Prad _c는 상기 광대역 회로의 방사 손실 전력(radiated loss)이며,
    Peff _s는 상기 광대역 회로를 기준선로로 대체한 경우의 방사 효율로서, Pacc _s는 상기 급전부와 상기 기준선로 사이의 부정합 손실을 반영한 가용 전력이고, Prad_s는 상기 기준선로의 방사 손실 전력임.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 제1 선로의 일단을 제1 포트로 보고, 상기 제2 선로의 일단을 제2 포트로 볼 경우, 스미스차트에서의 상기 제2 서비스 대역에 대한 상기 제1 포트의 Z11값 궤적은 정재파비(SWR)가 4인 원(circle) 내에 나타나는 광대역 회로.
  6. 제5항에 있어서,
    스미스차트에서의 상기 제2 포트의 Z22값 궤적과 상기 안테나의 부하 임피던스에 대한 켤레 값의 궤적은, 상기 제2 서비스 대역 내에서 대응하는 주파수마다 그 거리가 0.6 이내에서 나타나는 광대역 회로.
  7. 급전부 및 제1 서비스 대역에서 동작하는 안테나 사이에 개재되어, 상기 안테나가 상기 제1 서비스 대역보다 넓은 제2 서비스 대역에서 동작하도록 하는 광대역 회로로서,
    일단이 상기 급전부와 연결되는 스파이럴 구조의 제1 선로; 및
    일단이 상기 안테나와 연결되고 상기 제1 선로와 유도성 결합되는 스파이럴 구조의 제2 선로를 포함하고,
    상기 제1 선로의 타단과 상기 제2 선로의 타단이 연결되는 광대역 회로.
  8. 제7항에 있어서,
    접지면;
    상기 접지면 상부에 배치되는 제1 유전체 층; 및
    상기 제1 유전체 층 상부에 배치되는 제2 유전체 층을 더 포함하고,
    상기 제1 선로는 상기 제1 유전체 층 및 상기 제2 유전체 층 사이에 배치되고,
    상기 제2 선로는 상기 제2 유전체 층 상부에 배치되며,
    상기 제1 선로의 타단과 상기 제2 선로의 타단은 상기 제2 유전체 층을 관통하는 비아홀을 통해 연결되는 광대역 회로.
  9. 제7항에 있어서,
    상기 제2 서비스 대역 내에서 하기 수학식의 조건을 만족하는 광대역 회로.
    Peff _c < Peff _s (단, Peff _c = Prad _c / Pacc _c , Peff _s = Prad _s / Pacc _s)
    여기서,
    Peff _c는 상기 광대역 회로의 방사 효율(radiated efficiency)로서, Pacc _c는 상기 급전부와 상기 제1 선로 사이의 부정합 손실을 반영한 가용 전력(accepted power)이고, Prad _c는 상기 광대역 회로의 방사 손실 전력(radiated loss)이며,
    Peff _s는 상기 광대역 회로를 기준선로로 대체한 경우의 방사 효율로서, Pacc _s는 상기 급전부와 상기 기준선로 사이의 부정합 손실을 반영한 가용 전력이고, Prad_s는 상기 기준선로의 방사 손실 전력임.
  10. 제7항에 있어서,
    상기 제1 선로의 일단을 제1 포트로 보고, 상기 제2 선로의 일단을 제2 포트로 볼 경우, 스미스차트에서의 상기 제2 서비스 대역에 대한 상기 제1 포트의 Z11값 궤적은 정재파비(SWR)가 4인 원(circle) 내에 나타나는 광대역 회로.
  11. 제10항에 있어서,
    스미스차트에서의 상기 제2 포트의 Z22값 궤적과 상기 안테나의 부하 임피던스에 대한 켤레 값의 궤적은, 상기 제2 서비스 대역 내에서 대응하는 주파수마다 그 거리가 0.6 이내에서 나타나는 광대역 회로.
  12. 제1항 내지 제11항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제2 서비스 대역에는 상기 제1 서비스 대역에 포함되지 않는 LTE(Long Term Evolution) 대역이 더 포함되는 광대역 회로.
  13. 제1항 내지 제11항 중 어느 한 항에 따른 광대역 회로를 포함하는 통신 장치.
KR1020110116159A 2011-11-09 2011-11-09 광대역 회로 및 이를 포함하는 통신 장치 KR101277685B1 (ko)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020110116159A KR101277685B1 (ko) 2011-11-09 2011-11-09 광대역 회로 및 이를 포함하는 통신 장치

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020110116159A KR101277685B1 (ko) 2011-11-09 2011-11-09 광대역 회로 및 이를 포함하는 통신 장치

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20130051041A KR20130051041A (ko) 2013-05-20
KR101277685B1 true KR101277685B1 (ko) 2013-06-21

Family

ID=48661145

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020110116159A KR101277685B1 (ko) 2011-11-09 2011-11-09 광대역 회로 및 이를 포함하는 통신 장치

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR101277685B1 (ko)

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2000026991A1 (en) 1998-11-04 2000-05-11 Checkpoint Systems, Inc. Rotating field antenna with a magnetically coupled quadrature loop
KR20050066342A (ko) * 2003-12-26 2005-06-30 인탑스 주식회사 전자기적 커플링 급전방식을 이용한 역 에프형 내장형안테나
KR20060112315A (ko) * 2005-04-25 2006-11-01 엘지전자 주식회사 이동 통신 단말기의 삼중 대역 안테나

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2000026991A1 (en) 1998-11-04 2000-05-11 Checkpoint Systems, Inc. Rotating field antenna with a magnetically coupled quadrature loop
KR20050066342A (ko) * 2003-12-26 2005-06-30 인탑스 주식회사 전자기적 커플링 급전방식을 이용한 역 에프형 내장형안테나
KR20060112315A (ko) * 2005-04-25 2006-11-01 엘지전자 주식회사 이동 통신 단말기의 삼중 대역 안테나

Also Published As

Publication number Publication date
KR20130051041A (ko) 2013-05-20

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US9276320B2 (en) Multi-band antenna
US6624786B2 (en) Dual band patch antenna
US20080136727A1 (en) Communication device with a wideband antenna
US8432313B2 (en) Conformal and compact wideband antenna
TWI652859B (zh) 天線結構
US20140253398A1 (en) Tunable antenna
US8750947B2 (en) Mobile device and wideband antenna structure therein
US9570803B2 (en) Multi-band antenna
US20110128199A1 (en) Field-confined wideband antenna for radio frequency front end integrated circuits
WO2015191286A1 (en) Multiband antenna apparatus and methods
US9368858B2 (en) Internal LC antenna for wireless communication device
US20130088399A1 (en) Antenna having a feeding structure, and a feeding method
US8217851B2 (en) Dual band antenna
CN107026313A (zh) 用于无线通信模块的天线
US8754821B2 (en) Multi-band antenna
US9059500B2 (en) Capacitive loop antenna and electronic device
TWI543448B (zh) 雙天線單饋線系統
US9203370B2 (en) Broadband circuit and communication apparatus including same
TWM599482U (zh) 多頻天線裝置
TWI462393B (zh) 天線
KR101277685B1 (ko) 광대역 회로 및 이를 포함하는 통신 장치
US8723754B2 (en) Multi-band antenna
US20040090375A1 (en) Wide-band antenna
WO2017107137A1 (zh) 一种缝隙天线和终端
KR101495910B1 (ko) 휴대 단말기용 광대역 헬리컬 안테나

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20160603

Year of fee payment: 4

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20170602

Year of fee payment: 5

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20180605

Year of fee payment: 6

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20190604

Year of fee payment: 7