KR101271473B1 - Decoding method using polar code sequence - Google Patents

Abstract

A decoding method is provided. According to the present decoding method, a recursive formula of a polar code sequence having a specific block length is calculated, a Likelihood Ratio (LR) of block length 1 is calculated using the recursive formula, and an input signal is The decoding becomes possible, thereby providing a decoding method with high performance.

Description

Decoding method using polar code sequence

The present invention relates to a decoding method, and more particularly, to a decoding method for decoding an input signal using a polar code sequence.

Such channel polarization is a common occurrence when several similar channels are combined with sufficient density under a particular elegant connection. Investigating channel polarization is an interesting theoretical problem, as well as many practical applications in signal sequence transformation, data processing, signal processing, and code coding theory. Accordingly, a search for a method for providing a decoding method with high performance is required.

SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above problems, and an object of the present invention is to calculate a recursive formula for a polar code sequence having a specific block length, and use an recursive formula to block an LR of block length 1. It is to provide a decoding method for calculating a Likelihood Ratio and decoding an input signal using LR.

In accordance with an embodiment of the present invention, a decoding method using a polar code sequence includes: calculating a recursive formula of a polar code sequence having a specific block length; Calculating a Likelihood Ratio (LR) of block length 1 using the recursive formula; And decoding the input signal using the LR.

와 프로즌 파트

로 구성되며

를 만족하는 소스 벡터

를 재호출하는 단계;

를 W_N을 통해 전송하는 단계; 채널 출력

을 확률

을 이용하여 산출하는 단계; 및

를 관측하며,

의 추정값

를 생성하는 단계;를 포함할 수도 있다. And, the decoding step, the random part

And frozen parts

Consists of

Satisfactory source vector

Recalling;

Transmitting via W _N ; Channel output

Probability

Calculating using; And

Observing,

Estimate of

Generating a; may include.

이면, 엘리먼트 u_i는 알려지며,

로 결정할 수도 있다. In addition, the generating step,

If, u _i is known,

You can also decide.

이면, i번째 결정 엘리먼트가 이전 결정

이 수신될 때까지 기다릴 수도 있다. And, the generating step,

If i, the ith decision element is the previous decision.

You may wait until it is received.

In addition, the LR may be calculated by the following equation.

In the generating step, a decision may be generated using the following formula.

In the recursive formula calculating step, in the case of a polar-code sequence having a block length of 2 ⁿ , the following recursive formula may be calculated.

In the recursive formula calculating step, in the case of a polar-code sequence having a block length of 3 ⁿ , the following recursive formula may be calculated.

In the recursive formula calculating step, in the case of a polar-code sequence having a block length of 4 ⁿ , the following recursive formula may be calculated.

In addition, the polar code sequence may be a polar code sequence using a beep propagation (BP) decoder on a binary disc memoryless channel (B-DMC).

According to various embodiments of the present invention, a recursive formula of a polar code sequence having a specific block length is calculated, a Likelihood Ratio (LR) of block length 1 is calculated using the recursive formula, and LR is used. It is possible to provide a decoding method for decoding an input signal, thereby providing a decoding method with high performance.

에 기초한

의 두개의 독립 카피로부터 W₂를 결합한 채널의 첫번째 레벨을 도시한 도면,
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른, W₂의 두개의 독립 카피로부터 W₄ 결합 채널의 두번째 레벨을 도시한 도면,
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른, W₄의 두개의 독립 카피로부터 W₈ 결합 채널의 두번째 레벨을 도시한 도면,
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른,

의 두개의 카피로부터 일반화된 채널

의 리커시브 구조를 도시한 도면,
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른,

의 패스트 변환을 도시한 도면,
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른,

에 기초하여 W₁의 4개의 독립 카피로부터 결합채널 W₄의 첫번째 레벨을 도시한 도면,
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른,

두번째 레벨 채널 결합의 패스트 변환을 도시한 도면,
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른,

의 4개의 카피로부터 일반화된 채널

의 리커시브 구성을 도시한 도면,
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른, 코어 행렬

에 기초한 W의 세개의 카피에 기초한 결합 채널 W₃ 및 이의 등가 채널을 도시한 도면,
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른,

의 변환을 도시한 도면,
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른, 코어 행렬

에 기초하여

의 4개의 카피로부터 일반화된 채널

의 리커시브 구성을 도시한 도면,
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른, 코어 행렬

에 기초한 W의 세개의 카피에 기초한 결합 채널 W₃ 및 이의 등가 채널을 도시한 도면,
도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른,

의 변환을 도시한 도면,
도 14는 본 발명의 일 실시예에 따른, 코어 행렬

에 기초한

의 네개의 카피로부터 일반화된 채널

의 리커시브 구조를 도시한 도면,
도 15는 본 발명의 일 실시예에 따른, 폴라 코드 시퀀스를 이용한 디코딩 방법을 설명하기 위해 제공되는 흐름도이다.1 is in accordance with an embodiment of the present invention,

Based on

Shows the first level of a channel combining W ₂ from two independent copies of
2 shows a second level of a W ₄ coupling channel from two independent copies of W ₂ , according to one embodiment of the invention;
3 shows a second level of W ₈ coupling channel from two independent copies of W ₄ , in accordance with an embodiment of the present invention;
4 is, according to an embodiment of the present invention,

Channel generalized from two copies of

Shows a recursive structure of
5 is, according to an embodiment of the present invention,

Drawing showing the fast transform of,
6 is, according to an embodiment of the present invention,

Shows a first level of combined channel W ₄ from four independent copies of W ₁ based on
7 is, according to an embodiment of the present invention,

Diagram illustrating a fast transform of a second level channel combining,
8 is, according to an embodiment of the present invention,

Channel generalized from four copies of

Shows a recursive configuration of
9 is a core matrix, in accordance with an embodiment of the invention.

Shows a coupling channel W ₃ and its equivalent channel based on three copies of W based on
10 is, according to an embodiment of the present invention,

A diagram illustrating the conversion of,
11 is a core matrix, in accordance with an embodiment of the invention.

Based on

Channel generalized from four copies of

Shows a recursive configuration of
12 is a core matrix, in accordance with an embodiment of the present invention.

Shows a coupling channel W ₃ and its equivalent channel based on three copies of W based on
13 is, according to an embodiment of the present invention,

A diagram illustrating the conversion of,
14 is a core matrix, in accordance with an embodiment of the present invention.

Based on

Channel generalized from four copies of

Shows a recursive structure of
15 is a flowchart provided to explain a decoding method using a polar code sequence, according to an embodiment of the present invention.

Hereinafter, with reference to the drawings will be described the present invention in more detail.

행렬

에 기초한 Reed-Muller(RM) 코드의 리커시브 구조(recursive construction)과 관련된, 제안된 시퀀스(sequence)는 코어 행렬(core matrix)

(p=2,3,4...)에 대한 낮은 복잡도 연속 상쇄 디코딩 기법(low complexity successive cancellation decoding strategy) 하의 임의의 이진-입력(binary-input) 이산 무기억 채널의 대칭 캐패시티(symmetric capacity)를 얻을 수 있게 된다. 원칙적으로, 패스트 컨스트럭션(fast construction) 알고리즘을 이용한 더 큰 행렬

는 소수(prime number) p,q와 음이 아닌 수 n,m에 대한 낮은 계산 복잡도를 가진 폴라 코드 시퀀스(polar code sequence)를 패스트 컨스트럭트(fast construct)할 수 있게 된다. 이에 따라, 본 실시예에서는 이진 이산 무기억 채널(B-DMC : Binary Discrete Memoryless Channel) 상의

코어 행렬

을 이용함으로써 폴라 코드 시퀀스의 패스트 컨스트럭션을 분석하도록 한다. B-DMC는 특정 패스트 컴바이닝(fast combining) 및 스플리팅 오퍼레이션(splitting operation) 하의 비율(rate) 및 신뢰도(reliability)에 관련하여 편파화하는 경향이 있다. 이와 같은 시퀀스에 기초하여, 주어진 정방행렬(square matrix)

의 지수(exponent)를 특정지을 수 있고, 얻을 수 있는 지수의 경계(bound)를 유도할 수 있게 된다. 또한, 중요한 특징이 올 리커시브니스(all recursiveness)이고 BP(belief propagation) 디코더에 의해 디코딩될 수 있으며 분석적으로 다루기 쉽고 강력한 낮은 복잡도 코딩 알고리즘을 제공하는 몇가지 편파화 스킴(polarization scheme)을 찾을 수 있게 된다.
The present embodiment provides a cutoff rate for a systematic construction method of polar code based on fast channel polarization of a binary discrete memoryless channel. The idea is to approach and explain the idea of constructing a code sequence with increasing input channel splitting.

procession

The proposed sequence, which relates to the recursive construction of Reed-Muller (RM) codes based on the core matrix,

symmetric capacity of any binary-input discrete unreserved channel under low complexity successive cancellation decoding strategy for (p = 2,3,4 ...) ) Can be obtained. In principle, larger matrices using fast construction algorithms

Can quickly construct a polar code sequence with a low computational complexity for prime numbers p, q and a non-negative number n, m. Accordingly, in this embodiment, the binary discrete memory channel (B-DMC) on the binary disc memory channel (B-DMC) is provided.

Core matrix

By analyzing the fast construction of the polar code sequence. B-DMCs tend to be polarized in terms of rate and reliability under certain fast combining and splitting operations. Based on this sequence, a given square matrix

It is possible to specify the exponent of and to derive the bound of the exponent that can be obtained. In addition, an important feature is all recursiveness, which can be decoded by abele propagation (BP) decoder, and it is possible to find some polarization schemes that are analytically manageable and provide a powerful low complexity coding algorithm. do.

I. Introduction

Channel polarization consists of a code sequence using a BP (belief propagation) decoder with symmetric high rate capacity on a Binary Discrete Memoryless Channel (B-DMC). Such channel polarization is a common occurrence when several similar channels are combined with sufficient density under a particular elegant connection. Investigating channel polarization is an interesting theoretical problem, as well as many practical applications in signal sequence transformation, data processing, signal processing, and code coding theory.

에 관하여 멀티레벨을 형성한다는 점과 관련이 있다. 따라서, 폴라 코딩은 Reed-Muller 코딩과 매우 유사하며, 두가지 코딩 구조가 레이트 일 코드(rate one code)에 대한 생성 행렬로 시작하고, 초기 생성 행렬의 열을 삭제(expurgating)함으로써 더 낮은 레이트 코드의 생성 행렬을 얻기 때문에 Reed-Muller 코드의 일반화와 관련이 있게 된다. 반면, 본 실시예에 따르면, Reed-Muller 코드로써 동일한 구조를 가지는 폴라-코드 시퀀스는 희소 인자 그래프 표현(sparse factor graph representation)을 가지고, BP 디코더로 높은 퍼포먼스를 가진 패스트 디코딩이 가능하게 된다. Based on Shannon's channel coding theory showing the presence of a capacity-achieving code sequence, we want to show a new structure of a low-complexity capacity-achieving sequence using a BP decoder. In the present embodiment, it is intended to meet the above-mentioned object which is difficult to achieve for B-DMC. This corresponds to the expansion of channel combining and splitting operations to increase the sum cutoff rate. According to recent investigations, the sum cutoff ratio is generated in different forms of polar-code construction. However, few recursive methods have been proposed to reach the limit of such improvements. According to current research, the polar-code sequence is mostly identical to the Reed-Muller code. In fact, two essential features of polar coding, recursive code structure and successive cancellation decoding, are introduced in coding theory. Generator matrix from which polar-code sequences originate from Plotkin's structure

Related to forming a multilevel with respect to. Thus, polar coding is very similar to Reed-Muller coding, in which the two coding schemes begin with a generation matrix for rate one code, and by lowering the columns of the initial generation matrix, Since we get a generation matrix, it is related to the generalization of Reed-Muller code. On the other hand, according to the present embodiment, the polar-code sequence having the same structure as the Reed-Muller code has a sparse factor graph representation, and the BP decoder enables fast decoding with high performance.

Since polar coding, considered as a generalization of Reed-Muller coding, is an approach adopted to construct capacity-achieving code with a particular symmetry, the symmetric capacity and Bhattacharyya parameters Demonstrate the performance benefits of some polar-code sequences under the associated BP decoder. Symmetric capacity can achieve the highest rate under conditions that use the same probability of input alphabet of B-DMC. Polar code is the first provably capacity achieving code with low coding complexity.

, 출력 알파벳

, 및

에 대한 트랜지션(transition) 확률 W(y|x)을 가지는

로 표시되는 일반적인 B-DMC를 고려한다. 두개의 채널 파라미터를 다음과 같이 고려한다. Input alphabet, according to the structure of the polar code sequence

Output alphabet

, And

With the transition probability W (y | x) for

Consider a general B-DMC, denoted by Consider the two channel parameters as follows.

First, symmetric capacity is as follows.

The Bhattacharyya parameters are as follows.

Two parameters are very useful for measuring the rate and reliability of B-DMC. The Shannon capacity, I (W), is the maximum rate value at which reliable communication can be made using inputs with the same frequency. Z (W) corresponds to the upper bound for the probability of the mac-likelihood (ML) decision error.

는 열 벡터

를 나타낸다. 이와 같이 주어진

에 대해,

는 서브벡터

를 나타낸다. 또한,

는 서브벡터

를 나타낸다. 그리고,

는 홀수 인덱스를 가진 서브 벡터

를 나타내고,

는 짝수 인덱스를 가진 서브벡터

를 나타낸다. 마찬가지로,

는 서브 벡터

를 나타낸다. W^N은 B-DMC W를 이용한 N개의 채널을 나타내며, 따라서,

를 만족하는

로 표현할 수 있다. In this embodiment, notation

The column vector

Indicates. Given this

About,

Subvector

Indicates. Also,

Subvector

Indicates. And,

Is a subvector with an odd index

Lt; / RTI >

Is a subvector with even index

Indicates. Likewise,

Sub vector

Indicates. W ^N denotes N channels using B-DMC W, thus,

Satisfy

.

및

에 대한 채널 결합 및 분할로 확장한다. 이를 통해, 폴라 코딩을 주로 하는 채널 편파 부분에 대한 내용을 설명한다. 또한, 낮은 복잡도를 가진 효과적 코더 수행을 구현할 수 있는 연속 상쇄(SC : successive cancellation) 코딩의 블럭 에러 확률의 상한을 구한다. 섹션 III는 강력한 낮은 복잡도 코딩 알고리즘을 가지게 되는, BP 디코더를 이용한 컴퓨터를 이용한 복잡도에 대해 고려한다. 또한, 근사적인 디코딩에 대한 통계적 알고리즘을 제안한다. 마지막으로, 섹션 XI에서는 이와 같은 과정의 일반화에 대해 지적하고, 상호 보완적인 점을 도출하여 최종 결론을 설명한다.
The following is described. Section II describes the recursive nature of channel division operations. This section describes the conversion through one step of channel combining and splitting. In addition, such a transformation

And

Expand to channel combining and splitting for. Through this, the content of the channel polarization portion mainly for polar coding will be described. In addition, the upper limit of the block error probability of successive cancellation (SC) coding that can implement effective coder execution with low complexity is obtained. Section III considers computer-generated complexity with BP decoder, which will have a powerful low complexity coding algorithm. We also propose a statistical algorithm for approximate decoding. Finally, Section XI points out the generalization of this process and draws out its complementary conclusions to explain the final conclusion.

II. Polarization Construction

의 효과적 수행에 포인트가 있다. 코딩 연산자의 분석에서, 신호 처리 내의 패스트 변환(fast transform)과 관계 있음을 알 수 있다. This section derives the fast construction of the polar code based on Arikan's structure. First, we begin by giving a clear algebraic representation of the generation matrix G _N of the polar code defined in schematic form. The algebraic form of the generation matrix G _N is a coding operator

There is a point in the effective performance of. In the analysis of the coding operator, it can be seen that it relates to a fast transform in signal processing.

에 의해 확인된 개별 G_N-코셋 코드들을 재호출한다. 이와 같은 분석에서,

가 프로즌 비트(frozen bit)가 되도록하는

상에서 어떤 특정값을 선택하는 과정에서, 축소된 파라미터 벡터

를 고정한다. 즉, 폴라 코드 시퀀스의 분석은 생성 행렬

의 몇몇 패밀리에 기초하여, 고정된 파라미터 벡터

를 가진 G_N-코셋 코드의 앙상블(ensemble)이 된다. 여기에서,

는 크로네커 곱셈(keronecker product)를 나타내고, n은 양의 정수, p = 2,3,4를 나타낸다.
Before specializing the polar code, we derive the structure of the G _N -coset code. Parameter vector

Recall the individual G _N -corset codes identified by. In such an analysis,

To make the frozen bit

Reduced parameter vector in the process of selecting a particular value on the

Fix it. In other words, the analysis of polar code sequences generated matrix

A fixed parameter vector, based on several families of

It is an ensemble of G _N -corset codes with. From here,

Denotes a kronecker product, and n denotes a positive integer, p = 2,3,4.

에 기초한 폴라 코드 시퀀스A. Generation Matrix

Code sequence based on

에 기초한 폴라 코드 시퀀스의 구조는 기수(radix)

인 채널 편파로부터 유도된다. 이는 주어진 B-DMC W의 N개의 독립된 카피의 한 출력이 N개의 채널의 두번째 세트

를 산출하는 연산에 해당된다. 이는 N이 커지면 대칭 용량 텀인

가 0 또는 1을 향하고 인덱스 i의 분수 부분이 사라지는 경향이 발생함으로써 편파화 효과를 보여주게 된다. 이와 같은 연사은 채널 결합 페이즈와 채널 분할 페이즈로 구성된다. Generation matrix

The structure of a polar code sequence based on a radix

Derived from in-channel polarization. This means that one output of N independent copies of a given B-DMC W is the second set of N channels.

Corresponds to the operation that calculates. This means that as N increases, the symmetric capacity term

A tends to disappear toward the 0 or 1 and the fractional part of the index i disappears, thus showing a polarization effect. This continuous speech is composed of a channel combining phase and a channel division phase.

로 세팅한다. 리커션(recursion)의 첫번째 레벨은 도 1에 도시된 바와 같이, W₁의 두개의 독립 카피를 결합하고, 다음과 같은 트랜지션 확률(transition probability)를 가진 결합된 채널 W₂를 얻는다. Channel Coupling: In this phase, combine several copies of a given B-DMC W of the Reactive Manner to provide a combined channel W _N for N = 2 ⁿ . Recursion starts with only one copy of W, which is the initial stage of channel combining.

Set to. The first level of recursion combines two independent copies of W ₁ , as shown in FIG. 1, and yields a combined channel W ₂ with the following transition probability.

는

모드(mod) 2 를 나타낸다. W₂의 입력으로부터 W²의 출력으로의 맵핑

는 다음과 같이 표현할 수 있다. From here,

The

Mode 2 is indicated. Mapping to the output of W ² from the input of W ₂

Can be expressed as follows.

From here,

Here, the following properties can be easily confirmed.

In a similar way, by combining the second-level channel you may define a mapping to an output of W ⁴ from the input of W _4, as follows:

를 셋업하기 위해 결합된다. This recreation is shown in FIG. Here, two independent copies of W ₂ are channels with the following transition probabilities

Are combined to set up.

From here,

를 확인할 수 있으며, From here,

You can check

R ₄ is the permutation matrix as follows.

Further, it is possible to define a mapping of the output of ⁸ W from the input of ₈ W, as follows:

을 생성하기 위해 W₄의 두개의 독립 카피를 결합하여 얻어진다. 리커션의 일반적인 형태는 도 4에 도시된 바와 같으며, 이는

에 대한 결합된 채널 W_N을 얻기 위해 W_N/2의 두개의 독립 카피를 결합함으로써 얻어진다. 합성된 채널의 입력으로부터 로 채널(raw channel)의 입력으로 맵핑

는 GF(2)에 대해 선형임이 명백하다. 따라서, 레이터 1의 생성 매트릭스 G_N에 의해 다음과 같이 표현할 수 있다. This can be achieved with a third level of recall as shown in Figure 3, which is the channel

Is obtained by combining two independent copies of W ₄ to produce. The general form of the reaction is as shown in FIG. 4, which is

It is obtained by combining two independent copies of W _{N / 2} to obtain the combined channel W _N for. Map from input of synthesized channel to input of raw channel

It is clear that is linear with respect to GF (2). Therefore, it can be expressed as follows by the generation matrix G _N of the radar 1.

및

를 만족한다.
Here, for permutation matrix R _N of order N = 2 ⁿ for any positive integer n

And

.

에 대한 이진 입력 코디네이트 채널(binary input coordinate channel)

의 세트 내에서 분할된다. 이는 다음과 같은 트랜지션 확률을 가지는 맵핑

에 의해 정의된다. Channel Segmentation: For the second phase, i. E. Channel division, the combined channel W _N is

Binary input coordinate channel

Is divided within a set of. This is a mapping with the following transition probabilities

Lt; / RTI >

는 주어진 입력

에 대한

의 출력을 나타낸다. From here,

Is given input

For

Indicates the output of.

In order to analyze the performance of channel division, the rate of polarization is calculated as follows.

은Proposion 1: Split Channel for any B-DMC W with N = 2 ⁿ

silver

에 대해, n이 무한대로 갈수록,

에 대한 인덱스

의 프랙션(fraction)은 I(W)로 가고,

의 프랙션은 0으로 간다. Fixed

For n, as n goes to infinity,

Index for

Fraction of is going to I (W),

The fraction of goes to zero.

은 다음과 같은 리커시브 관계를 이용하여 계산될 수 있다. In a special case of binary erasure channel, the channel split value

Can be calculated using the following recursive relationship:

가 만족한다. Here, for the symmetric capacity of B-DMC W

Is satisfied.

에서

로의 블럭-와이즈 채널 변환(block-wise channel transformation)을 먼저 고려한다. 예를 들어 B-DMC W에 대해 다음과 같은 맵핑을 고려한다. To derive the relationship between the transition probabilities of the split channels and the combined channels,

in

First consider block-wise channel transformation to. For example, consider the following mapping for B-DMC W:

From here,

에 대해, 다음과 같은 결과를 얻을 수 있다. In general, any N = 2 ⁿ and

For the following results can be obtained.

From here,

로부터

로의 일반화된 블럭-와이즈 채널 변환은 싱글-스텝 채널 변환(single-step channel transformation) 내에서 로컬 레벨(local level)에서 갈라진다. 그같은 변환의 풀 세트(full set)는 N=4인 도 2에 도시된 예에서의 패브릭(fabric)을 형성한다. 오른쪽에서 왼쪽으로 독출하면, 도 2는 다음과 같은 변환의 2개 카피에서 시작된다. As described above,

from

The generalized block-wise channel transformation to Rl is split at the local level within a single-step channel transformation. The full set of such transforms forms a fabric in the example shown in FIG. 2 where N = 4. Reading from right to left, Figure 2 begins with two copies of the following transform.

In the butterfly pattern, channel conversion of the following general types is continued.

의 두 독립적인 카피가 항상 존재한다. 그리고, 왼쪽 방향의 다음 레벨에는,

및

각각의 4개의 독립된 카피가 존재하며, 이후에 대해서도 유사하다. 그리고, 왼쪽의 마지막 레벨에서는,

및

각각의 두개의 독립된 카피가 존재한다. 왼쪽의 각 스텝은 채널 타입 수의 두배가 되지만, 독립된 카피의 수의 절반이 되기도 한다. For this purpose, at the right end point of the butterfly, the two channels are always identical and independent. At the rightmost level,

There are always two independent copies of. And at the next level to the left,

And

There are four independent copies of each, similar for later. And at the last level on the left,

And

There are two separate copies of each. Each step on the left doubles the number of channel types, but can also be half the number of independent copies.

Proposition 2: For any DB-DMC W and N = 2 ⁿ , the conversion below

Is rate-preserving and reliability-improving in the following equation.

The channel division shifts the rate and reliability to move away from the center as in the following equation.

Here, the equality is equal to I (W) = 0 or I (W) = 1. The reliability term satisfies the following equation.

를 가진 BEC(Binary Erasure Channel)인 특별한 케이스에 대해, 채널의 소실 확률은 다음과 같은 리커션(recursion)을 통해 산출된다. W is the probability of loss

For the special case of BEC (Binary Erasure Channel), the loss probability of the channel is calculated through the following recursion.

이 다음과 같은 식을 이용하여 인코딩된다고 가정한다.Each input to derive the fast structure of the polar-code sequence for a given N = 2 ⁿ

Assume that this is encoded using the following equation.

은 다음의 코어 행렬에 대한 오더(order) N의 생성 행렬이다. From here,

Is a generation matrix of order N for the following core matrix.

BN is a permutation matrix as follows.

Here, R ₂ = I ₂ .

임을 얻을 수 있다. 다음과 같은 리커시브 관계를 쉽게 산출할 수 있다. In the special case where N = 2,

Can be obtained. The following recursive relationship can be easily calculated.

Here, the operator R _N is a permutation operator defined as

In fact, the following properties can be easily proved:

Therefore, G _N can be expressed as follows.

And this can be rewritten as

Similarly, the following can be obtained.

Combining equations (18) and (19), the following recursive relationship can be obtained.

을 사용하여, 식을 전개할 수 있다. For simplicity of representation of encoding complexity ignoring the effects of the permutation operator BN,

Using, you can develop an expression.

및

이다. 각 펙터는 스테이지(stage)

로써 정의된다. 생성 행렬

은 Reed-Muller 코딩이 이용된다. From here,

And

to be. Each factor is a stage

It is defined as Generation matrix

Reed-Muller coding is used.

의 N번째 행의 퍼뮤테이션 연산자는

로 정의하고 N번째 열의 퍼뮤테이션 연산자는

으로 정의하면, 다음과 같은 식이 만족된다.

The permutation operator on line N of is

And the permutation operator in the Nth column

If defined as, the following equation is satisfied.

에 대해, 다음을 얻을 수 있다. Then any stage

For, we can get

Therefore, the following equation can be obtained.

. 따라서, 폴라-코드 시퀀스의 생성 행렬 G_N에 대해, 다음을 만족하는 2개의 행렬

와

가 존재한다. From here,

. Thus, for the generation matrix G _N of the polar-code sequence, two matrices satisfying

Wow

Lt; / RTI >

This equation shows that factorization has the same factor and regular interconnection pattern between stages.

Example 1: If N = 4, you can calculate:

According to Formula (21), it can also decompose as follows.

의 추가가 필요하다. The proposed decomposition scheme is based on the calculation of the polar code sequence.

Need to be added.

이다. 즉, 다음과 같다. As another example, for n = 3,

to be. That is as follows.

The proposed decomposition requires 12 additions for the calculation, as can be seen in FIG. It is clear that the proposed algorithm is faster than the conventional scheme where n2 ⁿ was required for direct computation.

및

를 만족하는 서브셋

에 대한 코드워드(code word)를 생성하기 위해, 인코딩 처리는 다음과 같이 된다.

And

Subset satisfying

To generate a code word for, the encoding process is as follows.

는

내의 인덱스들을 가진 열들에 의해 형성된 G_N의 서브 행렬을 나타낸다. G_N은

에서 행 퍼뮤테이션 연산자

을 이용하여 얻을 수 있다. 따라서, 행렬

은 폴라 코딩 처리의 단순화를 위한 폴라-코드 시퀀스르 ㄹ생성하기 위해 사용된다. From here,

The

Represents a submatrix of G _N formed by columns with indices in. G _N is

Row permutation operator

Can be obtained using Thus, the matrix

Is used to generate a polar-code sequence to simplify the polar coding process.

가 되기 위해

와

가 고정되어 있고

는 자유롭게 변한다면, 이는 일정한 벡터

에 의해 정의되는 코셋(coset)을 가지고 생성 행렬

를 가진 선형 블럭 코드의 코셋(coset)이 된다. 유도된 G_N-코셋 코드는 파라미터 벡터

를 이용함으로써 확인된다. 여기에서, K는

의 사이즈에 의해 특정되는 코드 차원(dimension)을 가진다. 비율 K/N은 코드 레이트(code rate)라고 명명한다.

는 정보 세트(information set)이라고 정의하고,

는 프로즌 비트(frozen bit)라고 정의한다.

인 경우, 결과 코드는 Reed-Muller 코드가 된다. If, codeword block

To be

Wow

Is fixed

If it changes freely, it is a constant vector

Generation matrix with a coset defined by

It is a coset of linear block codes with. The derived G _N -corset code is a parameter vector

It is confirmed by using Where K is

It has a code dimension specified by the size of. The ratio K / N is called the code rate.

Defines an information set,

Is defined as the frozen bit.

If, the result code is a Reed-Muller code.

For example, the code (4, 2, {2, 4}, 1, 0) has the following encoder mapping.

이다. 예를 들어, 소스 블럭 (1,1)에 대해, 코드 블럭은

가 된다. 이는 폴라 코드가 정보 세트

의 선택에 대한 특별한 법칙을 주어줌으로써 간단하게 특정될 수 있다는 것을 나타낸다. From here,

to be. For example, for source block (1,1), the code block is

. This is a polar code information set

It can be specified simply by giving a special rule for the selection of.

에 기초하여 채널 편파화의 신뢰도 관점에서 폴라-코드 시퀀스를 구성하도록 한다. Next, using the following

Based on the configuration of the polar-code sequence in terms of the reliability of the channel polarization.

이고,

이다. 따라서, 어떤

에 대해 부등식

가 참이 되도록,

의 행에 대응되는 세트

의 퍼뮤테이션

을 형성한다. From here,

ego,

to be. Therefore, which

Inequality about

Is true,

A set corresponding to the rows of

Permutation of

To form.

는 인덱스

를 가진 행들로 구성된

의 서브 행렬로 정의된다. 수식 (21)의 패스트 알고리즘에 관하여 이 코드 구조의 계산 복잡도는

이 된다는 것은 쉽게 증명할 수 있다. 이는

의 복잡도를 가진 종래의 접근방식에 비해 빠르다는 것을 확인할 수 있다. Generation matrix of (N, K) polar codes

Index

Consisting of rows with

It is defined as the sub-matrix of. Regarding the fast algorithm of equation (21), the computational complexity of this code structure is

This can easily be proved. this is

It can be seen that it is faster than the conventional approach with the complexity of.

를 고려하며, 다음을 얻을 수 있다. Example 2: matrix

Considering this, we can get

로 주어진다. 이에 따라, (N,K) = (8,5) 코드는 다음의 생성 행렬을 가진다. From here

. Accordingly, (N, K) = (8,5) code has the following generation matrix.

It has the following frozen matrix:

가 된다.
For a source block (1,1,1,1,1) with a frozen block (0,0,0), the coded block is

.

에 기초한 폴라 코드 시퀀스B. Generation Matrix

Code sequence based on

에 기초한 채널 편파화는 N개의 분할 채널

의 두번째 세트를 가진 N=4ⁿ에 대한 B-DMC의 독립된 N개의 카피에서 생성되는 연산자이다. 이 연산자는 채널 결합과 채널 분할이 유사하게 혼합되어 있다. Generation matrix

Channel polarization based on N split channels

Is an operator that is generated from N independent copies of B-DMC for N = 4 ⁿ with the second set of. This operator has a similar mixture of channel combining and channel splitting.

에 기초한 채널 결합의 유사한 방법에서, 벡터 채널

를 생성하기 위한 리커시브 형태의 주어진 B-DMC W의 멀티 카피들을 결합한다. 이 리커션(recursion)은 몇개의 W의 카피에서 시작한다. 리커션의 첫번째 레벨은 도 6에 도시된 바와 같이 W₁=W의 2개의 독립 카피 대신 W₁=W의 4개의 독립카피를 결합하고, 다음과 같은 식에 의해 계산된 트랜지션 확률을 가진 첫번째 결합 채널 W₄를 얻게 된다. Channel Combination: Generation Matrix

In a similar method of channel combining based on a vector channel

Combine multiple copies of a given B-DMC W in a recursive form to produce. This recursion starts with several copies of W. The first level of the reckoning combines four independent copies of W ₁ = W instead of two independent copies of W ₁ = W, as shown in FIG. 6, and the first combination with the transition probability calculated by You get channel W ₄ .

이다. W₄의 입력으로부터 W⁴의 출력으로의 맵핑

은 다음과 같이 표현된다. From here,

to be. Mapping to the output of W ⁴ from the input of W ₄

Is expressed as:

는 오더(order) 4의 코어 행렬로, 다음과 같이 정의 된다. From here,

Is the core matrix of order 4, which is defined as

에 기초한 채널

의 결합 동안의 생성 행렬

와 차이가 있다. 오더 2의 코어 행렬

는 다음과 같다. This is the core matrix of order 2

Channel based on

Generation matrix during concatenation of

There is a difference. Core Matrix of Order 2

Is as follows.

는

와 같지만 이전 서브 섹션에서 제안된 생성 행렬 G₄와는 차이가 있다. The encoding process is as shown in FIG. Core matrix

The

Is different from the generation matrix G ₄ proposed in the previous subsection.

를 생성한다. To set up the next level of recall, a channel with four independent copies of W ₄ as shown in FIG. 7 and having a transition probability as follows:

.

의 4개의 독립 카피는 N=4ⁿ에 대한 n-1번째 레벨 결합 채널 W_N을 제공하기 위해 결합된다. 합성된 채널의 입력으로부터 원래의 채널의 입력으로의 맵핑

은 GF(2)에 대해 선형이다. 따라서,

인 임의의 정수에 대해, 생성 행렬 G_N을 이용하여 다음과 같이 표현할 수 있게 된다. Thereafter, the general form of the recreation as shown in FIG. 8 can be obtained. Here, the coupling channel of the n-2 level

Four independent copies of are combined to provide an n−1 th level combining channel W _N for N = 4 ⁿ . Mapping from synthesized channel input to input of original channel

Is linear for GF (2). therefore,

For any integer that is, it can be expressed as follows using the generation matrix G _N.

및 B_N은 적절한 퍼뮤테이션 행렬이다. From here,

And B _N is a suitable permutation matrix.

에 기초하여 N=4ⁿ의 경우의 채널 분할을 고려하면,

에 대해

인 이진-입력 코디네이트 채널(binary-input coordinate channel)의 세트로 돌아가도록 W_N을 분할할 수 있다. 이는 다음과 같은 트랜지션 확률을 가진다. Channel division: core matrix of order 4

Considering channel division in the case of N = 4 ⁿ based on

About

W _N may be partitioned to return to a set of binary-input coordinate channels. It has the following transition probabilities.

는 주어진 입력

에 대한

의 출력을 나타낸다. From here,

Is given input

For

Indicates the output of.

에 대한 분할 체널

에 관한 맵핑을 다음과 같이 정의한다. For the first level of join channel W ₄ related to B-DMC W,

Split channel for

Define a mapping for as follows:

From here,

및

에 대해 결합 채널

과 이의 분할 채널

을 고려하면, 다음과 같은 관계를 얻을 수 있다. Generally, which

And

Combined channel for

And its split channel

Considering this, the following relationship can be obtained.

From here,

에 대해,

이다. From here,

About,

to be.

에 대해, Proposition 4: Which

About,

Such a conversion is rate-preserving and reliability is increased as follows.

Channel segmentation moves rate and reliability away from center as follows.

This satisfies I (W) = 0 or I (W) = 1. The reliability term satisfies the following points.

를 가진 이진 소실 채널(BEC : Binary Erasure Channel)인 특수한 경우, 채널의 소실 확률은 리커션을 통해 다음과 같이 계산될 수 있다. W loss probability

In the special case of Binary Erasure Channel (BEC), the loss probability of the channel can be calculated as follows through reckoning.

은 다음과 같이 계산된다. And,

Is calculated as follows.

이다. From here,

to be.

에 기초하여 N=4ⁿ에 대한 폴라-코드 시퀀스의 패스트 구조를 제안한다. 각 입력 시퀀스

은 다음과 같은 식의 인커더를 이용하여 인코딩될 수 있다. Next, the core matrix of order 4

We propose a fast structure of the polar-code sequence for N = 4 ⁿ based on. Each input sequence

Can be encoded using an encoder of the following equation.

는

로 정의되는 코어 행렬에 대한 오더 N의 생성 행렬이다. 그리고, B_N은 다음과 같은 퍼뮤테이션 행렬이다. From here,

The

The generation matrix of order N for the core matrix defined by. B _N is a permutation matrix as follows.

The operator R _N is a permutation speaker defined as

Therefore, the recursive relationship for the permutation speaker B _N can be obtained as follows.

Then, another recursive relation with respect to the generation matrix G _N can be obtained.

에 기초한 폴라 인코딩 처리의 단순화를 위해,

라는 표현을 사용하면, 다음과 같은 성질을 얻을 수 있다. Core matrix

For simplicity of polar encoding processing based on

By using this expression, the following properties can be obtained.

이다. 마찬가지로, 각 팩터는 폴라 인코딩에 대해 스테이지

로 정의된다. 각 스테이지

에 대해, N개의 행의 퍼뮤테이션 행렬은

으로 정의하고, N개의 열의 퍼뮤테이션 행렬은

로 정의하면, 다음과 같은 성질을 만족한다. From here,

to be. Similarly, each factor is staged for polar encoding

. Each stage

For, the permutation matrix of N rows is

And the permutation matrix of N columns

When defined as, the following properties are satisfied.

Then, the following equation can be obtained.

과

이 존재한다. Thus, for the production matrix G _N , two permutation matrices satisfying the following properties:

and

Lt; / RTI >

The above equation indicates that factorization has the same factor and regular interconnection pattern between stages, which makes it easy to calculate the complexity of the polar coding process.

Example 3: For N = 16, we can get the generation matrix of the polar code sequence as

This can also be expressed as

부가(addition)가 필요하며, 이는 도 7에 도시된 직접 계산보다 더 빠른 것을 확인할 수 있다. The proposed decomposition is calculated for

An addition is needed, which can be seen to be faster than the direct calculation shown in FIG.

을 가진 생성 행렬

에 기초한 폴라 코드 시퀀스를 구성한다. 먼저,

를 가진 대수적 표현에서

의 리커시브 정의를 도출함으로써 시작한다. 여기에서,

은 폴라 코딩의 복잡도와 관련이 없는 퍼뮤테이션 행렬이다. 이진 소실 채널에 대한 인코더를 디자인하기 위해, N=4ⁿ에 대해, 다음과 같은 벡터에 기초하여 채널 편파화의 신뢰도를 먼저 계산한다. Next, the core matrix for polarization

Generation matrix with

Constructs a polar code sequence based on first,

In algebraic expression with

Start by deriving the recursive definition of. From here,

Is a permutation matrix that is not related to the complexity of polar coding. To design an encoder for a binary missing channel, for N = 4 ⁿ , the reliability of channel polarization is first calculated based on the following vector:

This satisfies the following recall.

이고,

이다 From here,

ego,

to be

에 대해 Z(N)의 엔트리가 부등식

를 만족하기 위한, 세트 (1, ..., N)의 퍼뮤테이션

를 설정한다. 퍼뮤테이션 연산자

에 따르면, 폴라 코드 시퀀스의 생성 행렬을 얻을 수 있다. 이와 같은 처리는 코어 행렬

를 가지는 폴라 코딩 시퀀스의 생성 행렬

의 구조보다 훨씬 빠르다. to the next,

An entry in Z (N) for inequality

Permutation of set (1, ..., N) to satisfy

Set. Permutation operator

According to, a generation matrix of a polar code sequence can be obtained. This process is the core matrix

Generation matrix of polar coding sequence with

Much faster than its structure.

은 인덱스

를 가진 행들로 구성된

의 서브 행렬을 이용하여 생성될 수 있다. 식 (47)에 관한 코드 구성 방법의 계산 복잡도가

라는 것은 쉽게 알 수 있다. 즉, 이는 복잡도가

인니 직접 계산 방식보다 빠르다는 것을 확인할 수 있다. Finally, the generation matrix of the (4 ⁿ , K) polar code sequence

Index

Consisting of rows with

It can be generated using a sub-matrix of. Calculation complexity of the code construction method for equation (47)

It is easy to see that. That is, the complexity

We can see that it is faster than the direct calculation method.

Example 4: Considering the matrix G ₁₆ ,

를 얻을 수 있다. 그러면, 폴라 코드는 파라미터 (16,5,{16,15,14,12,8})를 가지도록 구성되며, 다음과 같은 생성 행렬을 가지게 된다. From here,

Can be obtained. Then, the polar code is configured to have parameters (16, 5, {16, 15, 14, 12, 8}), and has a generation matrix as follows.

And the frozen matrix is

The generation matrix G _I is the generation matrix of Reel-Muller code with parameters (16,5,8). For a source block (1,1,1,1,1) with a frozen block (0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0), the coded block is You can get it.

에 기초한 폴라 코드 시퀀스C. Generation Matrix

Code sequence based on

에 기초한 채널 결합은

에 대한 벡터 채널

을 생성하기 위한 리커시브 형태에서 주어진 B-DMC W의 3ⁿ 카피들을 포함한다. 마찬가지 방법으로, 리커션의 첫번째 레벨은 도 9에 도시된 바와 같이 W의 3개의 독립 카피를 결합하고, 다음과 같은 트랜지션 확률을 가진 결합 채널 W₃을 얻게 된다. Core matrix of order 3 for block length N = 3 ⁿ

Based channel combining

Vector channel for

3 ⁿ copies of a given B-DMC W in a recursive form to produce. In the same way, the first level of the reckoning combines three independent copies of W, as shown in Fig. 9, resulting in a combined channel W ₃ with the following transition probabilities.

Here, mapping W ₃ is defined as follows.

는

의 서브 행렬이다. 즉, 다음과 같다. Where the core matrix

The

Is a submatrix of. That is as follows.

및

이다. 또한, 다음과 같은 성질을 확인할 수 있다. From here,

And

to be. In addition, the following properties can be confirmed.

을 생성하기 위해 도 10에 도시된 바와 같이 W₃의 3개의 독립 카피들을 결합한다. For the second level of acquisition, the channel with the following transition probabilities

Combine three independent copies of W ₃ as shown in FIG. 10 to produce.

Define permutation operation B ₉ = R ₉ . That is as follows.

을 다음과 같이 얻을 수 있다. Thus, the mapping to the input of ⁹ W from the input of ₉ W

You can get

From here,

의 3개의 독립 카피는 채널

을 제공하기 위해 결합된다. 입력 벡터

은 다음의 식과 같이

으로 변환된다. In general, it is possible to obtain an extended form of the reference as shown in FIG. From here,

3 independent copies of the channel

Combined to provide. Input vector

Is expressed as

.

이다. 연산자

은 다음과 같이 정의되는 퍼뮤테이션 연산자이다. From here,

to be. Operator

Is a permutation operator defined as

의 입력으로부터 원래의 로 채널(raw channel)

로의 맵핑

은 선형임은 분명하다. 따라서, 생성 행렬

은 다음과 같이 표현된다. Synthesized channel

The original raw channel from the input of

To

Is linear. Thus, the generation matrix

Is expressed as:

과

의 트랜지션 확률의 관계는 다음과 같이 표현된다. therefore,

and

The relationship between the transition probabilities of is expressed as

이고,

은 다음과 같이 정의 되는 3ⁿ-오더(order) 퍼뮤테이션 행렬이다. From here,

ego,

Is a 3 ⁿ -order permutation matrix, defined as

For example, when n = 2, the following can be obtained.

로 정의되는 9-오더 퍼뮤테이션 연산자이다. Where B ₃ = I ₃ and R ₉ is

A 9-order permutation operator defined by.

에 대한

내의 W에서 3개의 독립 카피를 변환하는 이전에 정의된 채널 결합 및 분할에 따르면,W와

의 관계를 나타내기 위한 일대일 맵핑을 다음과 같이 얻을 수 있다.

For

According to the previously defined channel joining and splitting, which converts three independent copies of W into within W and

A one-to-one mapping to represent the relationship of can be obtained as follows.

From here,

및

의 관계를 다음과 같이 일반화돤 맵핑으로 구할 수 있다. In a similar way, for N = 3 ⁿ ,

And

Can be obtained by generalization mapping as follows.

From here,

은 다음과 같이 레이트 보존(rate-preserving)일 뿐만아니라 신뢰도가 향상(reliability-improving)이 된다.conversion

Is not only rate-preserving but also reliability-improving as follows.

In addition, channel segmentation moves the rate and reliability away from the center. That is, the following results can be obtained.

The reliability term described above satisfies the following conditions.

을 가진 이진 소실 채널(binary erasure channel) W의 특별한 경우, 레이트 파라미터

는 다음과 같은 리커션을 통해 계산된다. Loss probability

In the special case of binary erasure channel W with

Is computed through the following statement:

이다.

에 의해, 신뢰도 파라미터

는 다음과 같이 정의된다. From here,

to be.

By the reliability parameter

Is defined as

에 기초한 편파화의 처리를 표현하기 위해, 각각의 입력 시퀀스

은 다음과 같은 식으로 정의되는 인코더를 이용하여 인코딩될 수 있다. Core matrix for given N = 3 ⁿ

Each input sequence to represent the processing of polarization based on

May be encoded using an encoder defined by the following equation.

은 오더 N의 생성 행렬이고, B_N은 다음과 같은 리커션 방식으로 정의되는 퍼뮤테이션 행렬(연산자)이다. From here,

Is a generation matrix of order N, and B _N is a permutation matrix (operator) defined by the following reckoning scheme.

와

를 만족함을 알 수 있다. From here,

Wow

It can be seen that satisfactory.

이 만족됨은 쉽게 증명할 수 있으며, 따라서, 다음과 같은 식을 얻을 수 있게 된다.

This satisfaction can be easily proved, and thus the following equation can be obtained.

This can be rewritten as

으로 표현하면 다음의 식을 얻을 수 있다.

In the following equation, the following equation can be obtained.

이고,

이다. 결국,

의 N번째 행의 퍼뮤테이션 행렬

과 N번째 열의 퍼뮤테이션 행렬

이 존재하며, 이들은

를 만족한다. Ekfktj, 팩토라이제이션(factorization)들은 다음과 같은 동일한 팩터를 가지게 된다. From here,

ego,

to be. finally,

Permutation matrix of the Nth row of

Permutation matrix of columns and Nth column

These exist, and these

. Ekfktj, factorizations will have the same factor:

이다. From here,

to be.

을 생성하기 위한 코어 행렬에 기초한 또다른 채널 결합 스킴을 고려한다. In addition, the following vector channels:

Consider another channel combining scheme based on the core matrix to generate.

은 다음과 같은

의 서브 행렬이다. Where the core matrix

Is following

Is a submatrix of.

이고,

이다. 이 경우, 리커션의 첫번째 레벨은 도 12에 도시된 바와 같이 W의 3개의 독립 카피들을 결합한다. 그리고, 도 12는 다음과 같은 트랜지션 확률을 가진 결합 채널 W₃을 얻게 된다. From here,

ego,

to be. In this case, the first level of recreation combines three independent copies of W as shown in FIG. 12 shows a combined channel W ₃ having a transition probability as follows.

로 정의된다. Where W ₃ is

.

을 구한다. To design the second level of the acquisition, as shown in FIG. 13, the combined channel with the next transition probability

.

에 대한 채널 결합 및 분할에 기초하여,

의 관계와 비슷하게 일대일 맵핑을 다음과 같이 구할 수 있다. Next, as shown in Fig. 14, the general form of the reaction is obtained. Core matrix

Based on channel combining and splitting for

Similar to the relationship of, one-to-one mapping can be obtained as

From here,

와

의 관계를 구할 수 있다. For N = 3 ⁿ ,

Wow

The relationship between

From here,

Reliability satisfies the following conditions.

Example 5: For N = 3, we get

This can be expressed as

의 애디션(addition)이 필요하다. As shown in Figure 9, the proposed decomposition is calculated for

Needs to be added.

에 기초한 폴라-코드 시퀀스의 구조를 보이기 위해,

로 놓고 코드

는 다음과 같은 인코더 맵핑을 가진다. Generation matrix

To show the structure of a polar-code sequence based on

Put the code

Has the following encoder mapping:

로 디자인 된다. 폴라-코드 시퀀스는 정보 세트

의 선택을 위한 구체적인 규칙을 정하여 특정된다. For source blocks (1,1,1,1) and frozen blocks (1,0,0,0,0), the coded blocks are

It is designed as. Polar-code sequence is a set of information

It is specified by setting specific rules for the selection of.

에 대한 생성 행렬

을 가진 채널의 편파화에 기초하여 블럭 길이 3ⁿ의 폴라-코드 시퀀스를 구성하기 위해, 다음의 벡터에 관한 신뢰도 채널 편파화를 산출한다. Core Matrix of Order 3

Generation matrix for

To construct a polar-code sequence with a block length of 3 ⁿ based on the polarization of the channel with < RTI ID = 0.0 > 2, < / RTI >

This uses the following reckoning.

이고,

이다. 그후에,

에 대해

를 만족하기 위해,

에 대한 퍼뮤테이션 연산자

를 생성한다.

폴라-코드의 생성 행렬

은 인덱스

를 가진

의 서브 행렬로부터 구성된다. 생성행렬

을 가진 채널의 편파화에 따르면, 이와 같은 처리의 계산 복잡도는

가 된다. 하지만, 직접 접근의 계산 복잡도는 n3ⁿ이다. 즉, 제안된 구조가 계산 복잡도의 이점이 있음을 알 수 있다.
From here,

ego,

to be. After that,

About

To satisfy you,

Permutation operator for

.

Polar-code generation matrix

Index

With

Is constructed from the sub-matrix of. Generation matrix

According to the polarization of the channel with, the computational complexity of such processing

. However, the computational complexity of the direct approach is n3 ⁿ . In other words, it can be seen that the proposed structure has the advantage of computational complexity.

을 선택하면, 다음을 얻을 수 있다. Example 6: matrix for the reckoning of equation (80)

If you choose, you get:

의 행들에 대한 퍼뮤테이션

을 얻을 수 있게 된다. 생성 행렬 G₉를 가진 채널의 편파화를 이용하여, 코드

는 다음과 같이 구성될 수 있다. This is a generation matrix

Permutation of the rows of

You will get Using polarization of the channel with the generation matrix G ₉ , the code

May be configured as follows.

The encoder mapping is as follows.

이다. 이 코드는 다음의 생성 행렬을 가지는 (N,K) = (9,5) Reed-Muller 코드가 될 필요가 있다. For the source block (1, 1, 1, 1), the coded block is

to be. This code should be (N, K) = (9,5) Reed-Muller code with the following generation matrix:

III. Decoding algorithm

를 가진 G_N-코셋 코드의 다음과 같은 디코딩을 고려한다. In this section, we describe the decoding algorithm of the proposed polar code. According to the previous section, the proposed computational model can be applied to single processor machines with random access memory (RAM). Parameter for block length N = p ⁿ with p = 2,3,4

Consider the following decoding of the G _N -corset code with.

와 프로즌 파트

로 구성되며

를 만족하는 소스 벡터

를 재호출한다. 이 벡터

은 W_N을 통해 전송되며 채널 출력

은 확률

로 구해진다. 디코더는

를 관측하며,

의 추정값

를 생성하게 된다. Random parts

And frozen parts

Consists of

Satisfactory source vector

Recall This vector

Is transmitted via W _N and channel output

Is the probability

. Decoder

Observing,

Estimate of

.

이면, 엘리먼트 u_i는 알려지며, i번째 결정(decision) 엘리먼트는

가 된다. 하지만,

이면, i번째 결정 엘리먼트는 이전 결정

이 수신될 때까지 기다리게 된다. 만약, 수신되면, 디코더는 LR(Likelihood Ratio)를 다음과 같이 산출하게 된다. if,

If then, element u _i is known and i th decision element is

. However,

If i, the ith decision element is the previous decision.

Will wait until it is received. If received, the decoder calculates the Likelihood Ratio (LR) as follows.

The crystals are then generated using

This will then send it to all successive decision elements. This process is a single pass algorithm without modification of the estimate. The complexity of this algorithm is determined by the complexity of the calculation of the LR.

에 기초한 폴라-코드 시퀀스에 대한 디코딩 알고리즘A. Generation Matrix

Decoding Algorithm for Polar-Code Sequences

For a polar-code sequence of block length 2 ⁿ , a simple calculation using the recursive formula is given by the formula represented by equation (82). Thus, the calculation of LR at length 2 ⁿ can be reduced to the calculation of two LR at 2 ^n-1 . Thus, the recall can go down to block length 1 for B-DMC W, where LR is expressed as follows.

에 기초한 폴라-코드 시퀀스에 대한 디코딩 알고리즘B. Generation Matrix

Decoding Algorithm for Polar-Code Sequences

에 기초한 채널의 편파화에 관하여, 코어 행렬

에 기초하여 시커시브 공식 (74) ~ (76)으로 계산할 수 있다. 그리고, 수식 (83)의 공식을 얻을 수 있게 된다. 코어 행렬

의 경우, 수식 (84)에 표현된 디코더 결정을 얻을 수 있게 된다.
Generation matrix of order 3 ⁿ

For polarization of channels based on

Can be calculated by using the Securive Formulas (74)-(76). And the formula of Formula (83) can be obtained. Core matrix

In this case, the decoder decision expressed in equation (84) can be obtained.

에 기초한 폴라-코드 시퀀스에 대한 디코딩 알고리즘C. Generation Matrix

Decoding Algorithm for Polar-Code Sequences

For N = 4 ⁿ , equation (85) can be obtained using simple calculation using recursive formulas (34) to (37). Here, the notations L _i can be simply defined as follows, respectively.

Thus, the calculation of LR for length 4 ⁿ is reduced to the calculation of two LRs of 4 ^n-1 . This recall can likewise continue to be lowered down to block length 1 with the LR form represented by equation (88).

IV. conclusion

을 시작으로 구성될 수 있다. 각 코드에 대한 인코딩과 연속 상쇄 디코딩의 복잡도는

의 복잡도를 가진 기존의 스킴에 비하여 더 낮아질 수 있게 된다. 마찬가지의 내용을 바탕으로, 블럭 길이

의 폴라-코드는 다음의 형태의 생성 행렬로부터 구성될 수 있다. By transmitting the information bits for B-DMC W, the polar code sequence of block length N = p ⁿ is the polarized core matrix for p = 2,3,4

Can be configured to begin with. The complexity of encoding and continuous offset decoding for each code

It can be lower than the conventional scheme with the complexity of. Based on the same, block length

The polar-code of may be constructed from a generation matrix of the form

에 대해

이고, G_N은

로부터 생성된 사이즈

의 편파 행렬이다. 제안된 생성 행렬 G_N은 패스트 구성(fast constructed)이다. 일반성의 손실 없이,

과

은 두개의 생성 행렬인 것으로 가정한다. 여기에서,

와

은 음이 아닌 정수 m,n에 대한 숫자를 나타낸다. 그러면, N=p^mqⁿ에 대해 더 큰 사이즈의 생성 행렬

은 다음과 같은 리커시브 방식으로 패스트 구성이 된다. From here,

About

And G _N is

Size generated from

Is the polarization matrix of. The proposed generation matrix G _N is fast constructed. Without loss of generality,

and

Is assumed to be two generation matrices. From here,

Wow

Denotes the number of non-negative integers m and n. Then, the larger generation matrix for N = p ^m q ⁿ

Is a fast configuration in the following recursive manner.

이고, I_N은

아이덴티티 행렬(identity matrix)이다. From here,

And I _N is

It is an identity matrix.

이

과

까지 팩터러블(factorable)이면, 분해 알고리즘이 가능하다. 이 경우에서, 분해 알고리즘은 구성 절차의 역 절차에 해당된다. 팩터러블 조건은 크로네커 분해(Kronecker decomposition)와 동일하다. 다시말해, 만약 행렬

및

이 크로네커 형태, 즉,

로 표현될 수 있으면,

은 팩터러블하다. 즉, 주어진 N=p^mqⁿ 사이즈의 생성 행렬

에 대해, 만약

이

과

까지 팩터러블(factorable)이면, N 사이즈의 생성 행렬

은 식 (90)에 따라 분해가 가능하게 된다. if,

this

and

As far as factorable, a decomposition algorithm is possible. In this case, the decomposition algorithm is the reverse of the construction procedure. The factorable condition is the same as Kronecker decomposition. In other words, if the matrix

And

This kronecker form,

If can be expressed as

Is a factor. That is, given a matrix of size N = p ^m q ⁿ

About, if

this

and

N matrix of generation m

Can be decomposed according to equation (90).

에 대한 생성 행렬

에 기초하여 패스트 알고리즘을 가진 폴라-코드의 인코딩/디코딩의 표현을 얻기 위한 폴라-코드 시퀀스의 전반적인 인코딩/디코딩 구조 및 시스템을 제공한다. 제안된 인코딩 스킴의 복잡도는 Arikan에의해 제안된 종래기술에 비해 훨씬 낮다. 거의 노이즈가 없는 B-DMC W를 통해 정보 비트들을 전송함으로써, 블럭-길이 pⁿ인 폴라-코드는 어떤 편파 행렬(polarizing matrix)

으로 시작되어 패스트 구성이 된다. 이같은 코드들의 인코딩과 연속 상쇄 디코딩 복잡도는

의 복잡도를 가지는 Arikan의 코드보다 낮다. 또한 블럭-길이 pⁿ인 폴라-코드는

형태의 생성 행렬로부터 구성될 수 있다. 여기에서 각

는 사이즈 p의 편파 행렬이다. 이같은 변환의 큰 클래스는 이진-입력 무기억 채널(binary-input memoryless channel)을 편파화하게 된다. In summary, in this embodiment,

Generation matrix for

An overall encoding / decoding structure and system of a polar-code sequence for obtaining a representation of encoding / decoding of a polar-code with a fast algorithm is provided. The complexity of the proposed encoding scheme is much lower than in the prior art proposed by Arikan. By transmitting the information bits through the almost noise-free B-DMC W, a block-length p ⁿ polar-code is a certain polarizing matrix.

Starts with a fast configuration. The encoding and sequential offset decoding complexity of these codes

Is lower than Arikan's code. Also, the polar-code of block-length p ⁿ

It can be constructed from a generation matrix of the form. Every here

Is a polarization matrix of size p. A large class of such transformations will polarize binary-input memoryless channels.

Hereinafter, a decoding method will be described with reference to FIG. 15. 15 is a flowchart provided to explain a decoding method using a polar code sequence, according to an embodiment of the present invention.

First, the decoder calculates a recursive formula of a polar code sequence having a specific block length (S110). Specifically, the decoder calculates the following recursive formula for a polar-code sequence of block length ²ⁿ .

In addition, in the case of a polar-code sequence having a block length of 3 ⁿ , the decoder calculates the following recursive formula.

In addition, in the case of a polar-code sequence having a block length of 4 ⁿ , the decoder calculates the following recursive formula.

Thereafter, the decoder calculates a Likelihood Ratio (LR) of block length 1 using the recursive formula (S120). Specifically, the decoder calculates LR by the following equation.

와 프로즌 파트

로 구성되며

를 만족하는 소스 벡터

를 재호출한다. 그리고, 디코더는

를 W_N을 통해 전송한다. 그 후에, 디코더는 채널 출력

을 확률

을 이용하여 산출한다. 또한, 디코더는

를 관측하며,

의 추정값

를 생성하게 된다. . The decoder decodes the input signal using the LR (S130). Specifically, the decoder is a random part

And frozen parts

Consists of

Satisfactory source vector

Recall And the decoder

Is transmitted via W _N. After that, the decoder outputs the channel

Probability

Calculate using In addition, the decoder

Observing,

Estimate of

. .

이면, 엘리먼트 u_i는 알려지며,

로 결정하게 된다. 반면,

이면, 디코더는 i번째 결정 엘리먼트가 이전 결정

이 수신될 때까지 기다리게 된다. Decoder is

If, u _i is known,

. On the other hand,

The decoder determines that the i th decision element is the previous decision.

Will wait until it is received.

As such, the decoder will generate a decision using the following formula:

On the other hand, the technical idea of the present invention can be applied to a computer-readable recording medium containing a computer program for performing the decoding method according to the present embodiment. In addition, the technical idea according to various embodiments of the present invention may be embodied in computer-readable code form recorded on a computer-readable recording medium. The computer-readable recording medium is any data storage device that can be read by a computer and can store data. For example, the computer-readable recording medium may be a ROM, a RAM, a CD-ROM, a magnetic tape, a floppy disk, an optical disk, a hard disk drive, or the like. In addition, the computer readable code or program stored in the computer readable recording medium may be transmitted through a network connected between the computers.

While the present invention has been particularly shown and described with reference to exemplary embodiments thereof, it is to be understood that the invention is not limited to the disclosed exemplary embodiments, but, on the contrary, It will be understood by those skilled in the art that various changes in form and details may be made therein without departing from the spirit and scope of the present invention.

Claims (10)

In the decoding method using a polar code sequence,
Calculating a recursive formula of polar code sequences of a particular block length;
Calculating a Likelihood Ratio (LR) of block length 1 using the recursive formula; And
Decoding the input signal using the LR;
The polar code sequence is,
A decoding method comprising a polar code sequence using a BP (belief propagation) decoder on a Binary Discrete Memoryless Channel (B-DMC). The method of claim 1,
The decoding step,
Random parts

And frozen parts

Consists of

Satisfactory source vector

Recalling;

Transmitting via W _N ;
Channel output

Probability

Calculating using; And

Observing,

Estimate of

Generating a; decoding method comprising the. The method of claim 2,
Wherein the generating comprises:

If, u _i is known,

Decoding method characterized in that it is determined. The method of claim 2,
Wherein the generating comprises:

If i, the ith decision element is the previous decision.

Decoding until the reception is received. The method of claim 2,
And the LR is calculated by the following equation.

The method of claim 5,
The generating step,
A decoding method using the following formula to produce a decision.

The method of claim 1,
The recursive formula calculating step,
In the case of a polar-code sequence having a block length of 2 ⁿ , the decoding method is characterized by calculating a recursive formula as follows.

The method of claim 1,
The recursive formula calculating step,
In the case of a polar-code sequence having a block length of 3 ⁿ , the decoding method is characterized by calculating a recursive formula as follows.

The method of claim 1,
The recursive formula calculating step,
In the case of a polar-code sequence having a block length of 4 ⁿ , the decoding method is characterized by calculating a recursive formula as follows.

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