KR101270907B1 - Directly Switched Multilevel Inverter having Shunt Sensor and Phase Current Reconstruction Method Thereof - Google Patents

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Abstract

본 발명은 고효율 멀티 레벨 인버터 또는 컨버터 시스템의 구성과 그 전류 측정 및 복원 방법에 관한 것이다. 션트 센싱을 이용한 전류 측정은 일반적으로 2 레벨 인버터에서 많이 사용되어 왔으며 상 전류 센서를 제거함으로써 구조의 단순화와 가격절감을 얻을 수 있다. 스위칭 소자 가격의 하락으로 저전압에서 멀티레벨 인버터의 사용이 증가하고 있는데, 이는 낮은 고조파, 스위칭 손실 저감뿐만 아니라 부하의 히스테리시스 손실 또한 줄일 수 있어 그 장점이 크다고 할 수 있다. 이에 본 발명에서는 효율 향상, 회로의 단순함과 가격 경쟁력을 가질 수 있는 멀티레벨 인버터의 구성을 제안한다. 션트 센서의 배치 방법과 이에 따른 전류 복원 방법을 제안한다. 션트 센싱 방식은 측정 시간 확보를 위한 전압 벡터가 필요하고 이로 인해 데드존이 나타나게 된다. 본 발명에서는 이 데드존에 대해 공간 벡터를 이용해서 분석하고 이 데드존을 제거하기 위한 최소 전압 주입 방법도 제안한다. 본 방법은 데드 존을 제거하여 공간 벡터 상에서의 운전 영역을 확대할 수 있다. The present invention relates to a configuration of a high efficiency multi-level inverter or converter system and a method for measuring and restoring the current thereof. Current measurement using shunt sensing has been commonly used in two-level inverters, and the structure can be simplified and reduced in cost by eliminating phase current sensors. The drop in switching device prices is increasing the use of multilevel inverters at low voltages, which can be said to be advantageous because it can reduce not only low harmonics and switching losses, but also load hysteresis losses. Accordingly, the present invention proposes a configuration of a multilevel inverter capable of improving efficiency, simplicity of circuit, and cost competitiveness. We propose a shunt sensor placement method and current restoration method. Shunt sensing requires a voltage vector to secure the measurement time, resulting in dead zones. The present invention also analyzes the dead zone using a space vector and proposes a minimum voltage injection method for removing the dead zone. The method can enlarge the operating region on the space vector by removing dead zones.

Description

션트 센서를 가지는 직접 스위칭 멀티레벨 인버터 및 멀티레벨 인버터의 상전류 복원 방법{Directly Switched Multilevel Inverter having Shunt Sensor and Phase Current Reconstruction Method Thereof}Directly Switched Multilevel Inverter having Shunt Sensor and Phase Current Reconstruction Method Thereof}

본 발명은 전략 변환 시스템에 사용되는 멀티레벨 인버터 및 그 제어 방법에 관한 것이다.The present invention relates to a multilevel inverter used in a strategy conversion system and a control method thereof.

최근 에너지 문제가 세계적인 화제로 대두되며, 신재생 에너지 등의 새로운 에너지원뿐만 아니라 고효율 시스템이 많은 주목을 받고 있다. 특히, 에어컨, 세탁기와 같은 가전제품에서는 1%의 효율 상승이라도 파급효과가 크며, 이를 위한 많은 방식들이 연구되어 왔다. 하지만, 현재까지 개발, 판매되고 있는 가전제품의 인버터는 모두 2 레벨 인버터이며, 그 이유는 대량 생산을 고려한 낮은 가격과 가격 대비 성능이 충분하다는 데에 있었다.Recently, the energy problem is emerging as a global topic, and high efficiency systems as well as new energy sources such as renewable energy have attracted much attention. In particular, in household appliances such as air conditioners and washing machines, even a 1% increase in efficiency has a large ripple effect, and many methods for this have been studied. However, the inverters of home appliances developed and marketed up to now are all two-level inverters because of their low price and price / performance ratio considering mass production.

하지만, 단순히 인버터의 가격과 효율이 아닌, 부하를 포함한 시스템 전체의 효율과 가격 경쟁력을 갖추려면 멀티레벨 인버터 시스템이 필요하다. 기존의 멀티레벨 인버터로는 한국공개특허 제10-2009-0056110호 “스위치 클램프드 멀티-레벨 인버터”와 같은 다이오드 클램프드 인버터(Diode Clamped Inverter)가 일반적이며, 이 방식은 스위칭 소자의 내압에서 이점을 가지며, 고전압급 시스템으로 많이 쓰였다. 3 레벨 다이오드 클램프드 인버터의 경우, 스위칭 주기마다 도통되는 스위치가 항상 2 개씩(IGBT와 다이오드의 도통을 동일하다고 가정) 생기는 단점이 있다. 이렇게 멀티레벨 인버터의 경우 출력 전압의 레벨이 증가함에 따라 사용되는 소자의 수가 증가하게 되고, 이에 따라 인버터에서의 도통 손실이 증가하는 문제점이 발생한다.However, multi-level inverter systems are needed to have the efficiency and cost competitiveness of the entire system, including the load, rather than just the cost and efficiency of the inverter. Conventional multilevel inverters are diode clamped inverters, such as Korean Patent Publication No. 10-2009-0056110, “Switch Clamped Multi-Level Inverters,” which are advantageous in the breakdown voltage of switching elements. It was used as a high voltage system. In the case of a three-level diode clamped inverter, there are always two switches which are turned on every switching cycle (assuming that IGBT and diode have the same conduction). As described above, in the case of a multilevel inverter, the number of devices used increases as the level of the output voltage increases, thereby causing a problem in that a conduction loss in the inverter increases.

한국공개특허 제10-2009-0056110호Korean Patent Publication No. 10-2009-0056110

본 발명은 위와 같은 종래 기술의 문제점을 해결하기 위한 것으로서, 멀티 레벨 출력 전압을 통하여 부하의 철손을 감소시킴은 물론 인버터의 손실도 최소화할 수 있는 고효율 멀티레벨 인버터 및 그 제어방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.The present invention is to solve the problems of the prior art as described above, and to provide a high-efficiency multi-level inverter and its control method that can reduce the loss of the load through the multi-level output voltage as well as minimize the loss of the inverter. It is done.

또한, 본 발명은 멀티레벨 인터버에 션트 저항 등으로 센서를 구성하고, 션트 센서의 전류를 검출하여 PWM 제어를 할 수 있는 멀터레벨 인버터 및 그 제어방법을 개시한다.In addition, the present invention discloses a multi-level inverter, a multilevel inverter, a multi-level inverter, and a multi-level inverter capable of detecting a current and performing PWM control.

또한, 본 발명은 멀티레벨 인버터의 상전류 검출 영역을 확대하기 위한 전압 주입 방법을 개시한다.The present invention also discloses a voltage injection method for enlarging the phase current detection region of a multilevel inverter.

이를 위해 본 발명의 일실시예에 따른 멀티레벨 인버터는 직류 전원단에 연결되어 N-1개의 커패시터로 이루어지는 DC 링크부와, 상기 DC 링크부의 N-1개의 커패시터 각각의 양단과 부하단 사이에 설치되는 N개의 스위치로 이루어지는 스위치부와, 상기 스위치부의 N개의 스위치의 온오프를 제어함으로써 상기 부하단의 N개의 멀티레벨 전압을 공급하는 제어부와, 상기 DC 링크부와 상기 스위치부 사이에 상전류 검출을 위한 하나 이상의 션트 센서를 포함한다.To this end, a multilevel inverter according to an embodiment of the present invention is connected to a DC power supply terminal and is provided between a DC link unit consisting of N-1 capacitors, and both ends and load terminals of each of the N-1 capacitors of the DC link unit. A control unit for supplying N multi-level voltages of the load stage by controlling on / off of N switches of the switch unit, and phase current detection between the DC link unit and the switch unit. One or more shunt sensors.

이때, 상기 스위치부의 N개의 스위치는 단방향 또는 양방향 전력 소자일 수 있으며, IGBT 모듈로 구성될 수 있다.In this case, N switches of the switch unit may be a unidirectional or bidirectional power device, and may be configured as an IGBT module.

이때, 상기 스위치부의 N개의 스위치 중에서 상기 DC 링크부의 최하단에 연결되는 첫 번째 스위치는 상기 DC 링크부 방향의 능동형 스위치로만 구성되고, 상기 DC 링크부의 최상단에 연결되는 N 번째 스위치는 상기 부하단 방향의 능동형 스위치로만 구성되어 계통 사고 시 부하 전류가 순환할 수 있도록 할 수 있다.At this time, the first switch connected to the lowermost end of the DC link unit among the N switches of the switch unit is composed of only an active switch in the direction of the DC link unit, the N-th switch connected to the upper end of the DC link unit is in the load end direction. Only active switches can be configured to allow the load current to circulate in the event of a grid fault.

또한, 상기 제어부가 상기 스위치부의 N개의 스위치 중 어느 하나의 스위치에서 특정 레벨의 전압을 상기 부하단에 공급하는 중에 상기 스위치부의 N개의 스위치 중 다른 어느 하나의 스위치로 절환하는 것은, 상기 제어부가 상기 절환 전에 상기 부하단에 특정 레벨의 전압을 공급하는 스위치 및 상기 절환될 스위치에 전류가 연속이 되도록 두 개의 스위치에 상기 온오프를 제어한 후, 상기 절환될 스위치를 온시키는 것일 수 있다.The control unit switches the switch to any other switch among the N switches of the switch unit while supplying a voltage of a specific level to the load terminal from any one of the N switches of the switch unit. Before switching, the switch for supplying a voltage of a specific level to the load and the switch to be switched on so that the current to the two switches to control the on and off, then the switch to be switched on.

또한, 멀티레벨 인버터는 상기 하나 이상의 션트 센서로 상전류를 검출하는 전류 검출부를 더 포함할 수 있으며, 상기 N의 값을 3으로 설정하여 3 레벨의 전압을 부하단에 출력할 수 있다.The multi-level inverter may further include a current detector configured to detect phase current by the at least one shunt sensor, and output the voltage of three levels to the load terminal by setting the value of N to three.

이때, 상기 3개의 스위치를 상기 직류 전원단의 기준 전압을 기준으로 쌓아진 순서대로 Sx1, Sx2, Sx3으로 명명할 때, 상기 션트 센서는 상기 스위치 Sx1, Sx2 및 Sx3 중 어느 하나와 상기 직류 전원단 사이에 설치될 수 있다.In this case, when the three switches are named as Sx 1 , Sx 2 , and Sx 3 in the stacked order based on the reference voltage of the DC power supply terminal, the shunt sensor may be any of the switches Sx 1 , Sx 2, and Sx 3 . It may be installed between one and the DC power terminal.

또한, 상기 션트 센서는 상기 스위치 Sx1과 상기 직류 전원단 사이 및 상기 스위치 Sx2와 상기 직류 전원단 사이에 두 개로 설치되거나, 상기 스위치 Sx1과 상기 직류 전원단 사이 및 상기 스위치 Sx3와 상기 직류 전류단 사이에 두 개로 설치되거나, 상기 스위치 Sx1, Sx2, Sx3와 상기 직류 전원단 사이에 세 개로 설치될 수 있다.In addition, two shunt sensors may be installed between the switch Sx 1 and the DC power terminal and between the switch Sx 2 and the DC power terminal, or between the switch Sx 1 and the DC power terminal and the switch Sx 3 and the Two may be installed between the DC current stages, or three may be installed between the switches Sx 1 , Sx 2 , Sx 3 and the DC power stage.

또한, 상기 제어부는 부하 제어의 기준이 되는 전압지령벡터를 출력하고, 상기 전압지령벡터가 전압 벡터 평면에서 위치하는 섹터를 결정하고, 상기 결정된 섹터에 기초하여 상기 전압 벡터 평면에서 PWM 스위칭의 유지시간이 특정 시간보다 적은 영역인 데드존에서 상전류의 복원이 가능하도록 주입하는 주입전압벡터를 결정하고, 상기 결정된 주입전압벡터를 이용하여 상기 전압지령벡터를 변조하고, 상기 변조된 전압지령벡터를 멀티레벨 인버터에 출력하고, 상기 전류 검출부에서 검출된 상전류를 이용하여 3상 전류를 복원할 수 있다.In addition, the controller outputs a voltage command vector that is a reference for load control, determines a sector in which the voltage command vector is located in the voltage vector plane, and maintains the PWM switching time in the voltage vector plane based on the determined sector. Determine an injection voltage vector to inject a phase current to be restored in a dead zone that is less than this specific time, modulate the voltage command vector using the determined injection voltage vector, and multi-level the modulated voltage command vector. The three-phase current may be restored to the inverter by using the phase current detected by the current detector.

이때, 상기 제어부는 상기 전압지령벡터의 변조 시, PWM의 첫 번째 반주기에서 평균전압벡터가 상기 전압지령벡터와 주입전압벡터의 합과 같고, 나머지 반주기에서는 차와 같게 할 수 있다.In this case, when the voltage command vector is modulated, the control unit may make the average voltage vector equal to the sum of the voltage command vector and the injection voltage vector in the first half cycle of PWM and the difference in the other half cycle.

또한, 본 발명의 일실시예에 따른 상전류 검출 방법은, 부하 제어의 기준이 되는 전압지령벡터를 출력하는 단계와, 상기 전압지령벡터가 전압 벡터 평면에서 위치하는 섹터를 결정하는 단계와, 상기 결정된 섹터가 상기 전압 벡터 평면에서 PWM 스위칭의 유지시간이 특정 시간보다 적은 영역인 데드존에 포함되는지를 판단하는 단계와, 상기 결정된 섹터가 데드존에 포함된다고 판단된 경우 상전류의 복원이 가능하도록 하는 주입전압벡터를 결정하는 단계와, 상기 결정된 주입전압벡터를 이용하여 상기 전압지령벡터를 변조하는 단계와, 상기 변조된 전압지령벡터를 멀티레벨 인버터에 출력하는 단계와, 상기 션트 센서에 흐르는 상 전류를 검출하는 단계와, 상기 검출된 상 전류를 이용하여 3상 전류를 복원하는 단계를 포함하는 멀티레벨 인버터의 상전류 검출 방법이다. In addition, the phase current detection method according to an embodiment of the present invention, the step of outputting a voltage command vector as a reference of the load control, determining the sector in which the voltage command vector is located in the voltage vector plane, and the determined Determining whether a sector is included in the dead zone in which the sustain time of the PWM switching in the voltage vector plane is less than a specific time, and when the determined sector is determined to be included in the dead zone, implantation of phase current is possible. Determining a voltage vector, modulating the voltage command vector using the determined injection voltage vector, outputting the modulated voltage command vector to a multilevel inverter, and outputting a phase current flowing through the shunt sensor. Detecting and reconstructing the three-phase current using the detected phase current. A current detecting method.

이때, 상기 결정된 주입전압벡터를 이용하여 상기 전압지령벡터를 변조하는 단계에서, PWM 첫 번째 반주기에서 평균전압벡터가 상기 전압지령벡터와 주입전압벡터의 합과 같고, 나머지 반주기에서는 차와 같게 할 수 있다.
In this case, in the step of modulating the voltage command vector using the determined injection voltage vector, the average voltage vector in the first half period of the PWM is equal to the sum of the voltage command vector and the injection voltage vector, and the difference in the other half period. have.

본 발명에 따른 멀티레벨 인버터 및 그 제어방법은 DC 링크부와 부하단을 스위치를 통하여 직접 연결시키는 새로운 구조를 이용함으로써 인버터를 채용하는 전력 변환 시스템의 효율을 크게 향상시킬 수 있게 한다.The multilevel inverter and its control method according to the present invention can greatly improve the efficiency of the power conversion system employing the inverter by using a new structure that directly connects the DC link portion and the load stage through a switch.

추가로, 본 발명은 멀티 레벨의 출력 전압을 생성하여 자성체를 가지는 유도성 부하 구동 시 생기는 히스테리시스 손실과 스위칭 손실도 저감할 수 있다.In addition, the present invention can also reduce the hysteresis loss and switching loss generated when driving an inductive load having a magnetic material by generating a multi-level output voltage.

또한, 본 발명은 레벨이 증가하여 종래의 멀티레벨 인버터보다 훨씬 더 작은 수의 소자만을 사용하여 도통 손실을 최소화시킬 수 있다.In addition, the present invention can be increased in level to minimize the conduction loss using only a much smaller number of devices than conventional multilevel inverters.

도 1은 본 발명에 적용되는 멀티레벨 인버터의 개략도이다.
도 2은 제1실시예에 따른 멀티레벨 인버터의 세부 구성도이다.
도 3는 제2실시예에 따른 멀티레벨 인버터의 세부 구성도이다.
도 4는 도 3의 제2실시예에 따른 3 레벨 인버터의 세부 구성도이다.
도 5은 도 3의 제2실시예에 따른 5 레벨 인버터의 세부 구성도이다.
도 6은 본 발명의 일실시예에 따른 션트 센서를 포함하는 멀티레벨 인버터의 세부 구성도이다.
도 7a 내지 도 7d는 본 발명에 적용되는 3 레벨 인버터의 최상단의 구간 절환 스위칭 방법을 설명하는 도면이다.
도 8a 내지 도 8d는 본 발명에 적용되는 3 레벨 인버터의 최하단의 구간 절환 스위칭 방법을 설명하는 도면이다.
도 9는 게이트 신호와 션트 저항에 흐르는 전류를 나타내는 도면이다.
도 10a 및 도 10b는 본 발명의 3 레벨 인버터의 최상단에 션트 저항 RT를 설치한 경우 전류 측정 가능 영역을 나타내는 도면이다.
도 11a 및 도 11b는 본 발명의 3 레벨 인버터의 최하단에 션트 저항 RB를 설치한 경우 전류 측정 가능 영역을 나타내는 도면이다.
도 12는 본 발명의 3 레벨 인버터의 중간단에 션트 저항 RN을 설치한 경우 전류 측정 가능 영역을 나타내는 도면이다.
도 13은 본 발명의 3 레벨 인버터의 최상단, 중간단, 최하단 중에 어느 두 개의 션트 저항을 설치한 경우 또는 세 개의 션트 저항을 모두 설치한 경우의 전류 측정 가능 영역을 나타내는 도면이다.
도 14는 암 쇼트(Arm short) 사고로 인한 전류 흐름을 나타내는 도면이다.
도 15a 및 도 15b는 본 발명의 3 레벨 인버터의 중간단에 션트 저항 RN을, 최하단에 션트 저항 RB를 설치한 경우 변조 지수(MI)에 따른 전류 흐름을 나타내는 도면이다.
도 16은 본 발명의 3 레벨 인버터의 션트 센서 전류 측정 시, 측정 불능 영역을 줄이기 위한 전압 주입 방법을 설명하는 도면이다.
도 17a 내지 도 20b는 션트 저항 RN이 설치된 3 레벨 인버터에서, 전압을 주입하는 방향에 따른 각 영역의 전압 주입 방법을 설명하는 도면이다.
도 21은 도 17a 내지 도 20b의 전압 주입 방법 적용 후의 일부 영역의 전류 측정 불능 영역을 나타내는 도면이다.
도 22는 션트 저항 RN이 설치된 3 레벨 인버터에서, 전압 주입 방법을 적용한 후의 전체 영역에서의 전류 측정 불능 영역을 나타내는 도면이다.
도 23은 최상단, 중성단, 최하단 중에 어느 두 개의 션트 저항 또는 세 개의 션트 저항을 모두 설치한 3 레벨 인버터에서, 전압 주입 방법을 적용한 후의 전체 영역에서의 전류 측정 불능 영역을 나타내는 도면이다.1 is a schematic diagram of a multilevel inverter applied to the present invention.
2 is a detailed block diagram of the multilevel inverter according to the first embodiment.
3 is a detailed block diagram of the multilevel inverter according to the second embodiment.
4 is a detailed configuration diagram of the three-level inverter according to the second embodiment of FIG. 3.
FIG. 5 is a detailed configuration diagram of a five-level inverter according to the second embodiment of FIG. 3.
6 is a detailed configuration diagram of a multilevel inverter including a shunt sensor according to an embodiment of the present invention.
7A to 7D are diagrams for explaining a section switching switching method of the uppermost stage of a three-level inverter according to the present invention.
8A to 8D are diagrams for explaining the lowest section switching switching method of the three-level inverter according to the present invention.
9 is a diagram illustrating a current flowing through a gate signal and a shunt resistor.
10A and 10B are diagrams showing a current measurable area when the shunt resistor R T is provided at the top of the three-level inverter of the present invention.
11A and 11B are views showing a current measurable area when the shunt resistor R B is provided at the bottom of the three-level inverter of the present invention.
12 is a view showing a current measurement region when a shunt resistor R N is provided at an intermediate stage of the three-level inverter of the present invention.
FIG. 13 is a view showing a current measuring region when two shunt resistors are provided among the top, middle, and bottom of the three-level inverter of the present invention or when all three shunt resistors are installed.
14 is a diagram illustrating current flow due to an arm short accident.
15A and 15B are diagrams showing the current flow according to the modulation index MI when the shunt resistor R N is provided at the middle stage and the shunt resistor R B at the bottom stage of the three-level inverter of the present invention.
FIG. 16 is a view illustrating a voltage injection method for reducing an unmeasurable area when measuring a shunt sensor current of a three-level inverter of the present invention.
17A to 20B are diagrams illustrating a voltage injection method in each region according to a direction in which voltage is injected in a three-level inverter provided with a shunt resistor R N.
FIG. 21 is a diagram illustrating a current incapable of measuring a partial region after applying the voltage injection method of FIGS. 17A to 20B.
Fig. 22 is a diagram showing a current impossible region in the entire region after applying the voltage injection method in a three-level inverter provided with a shunt resistor R N.
FIG. 23 is a diagram showing a current non-measurable area in the entire area after applying the voltage injection method in a three-level inverter provided with any two shunt resistors or three shunt resistors among the top, neutral, and bottom.

이하에서는 첨부도면을 참조하여 본 발명에 대해 상세히 설명한다. 그러나, 첨부도면 및 이하의 설명은 본 발명에 따른 션트 센서를 가지는 직접 스위칭 멀티레벨 인버터 및 멀티레벨 인버터의 가능한 일실시예에 불과하며, 본 발명의 기술적 사상은 위 내용에 한정되지 아니한다.
Hereinafter, the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. However, the accompanying drawings and the following description are only possible embodiments of a direct switching multilevel inverter and a multilevel inverter having a shunt sensor according to the present invention, and the technical spirit of the present invention is not limited to the above.

먼저, 션트 센싱을 제외한, 본 발명에 적용되는 직접 스위칭 방식의 멀티레벨 인버터(Directily Switched Multi-level Inverter)에 대해서 설명하기로 한다. 본 명세서에서 ‘직접 스위칭 방식’이라 함은, N개의 레벨의 출력 전압을 전달하는 N 레벨 멀티레벨 인버터에 있어서, 원하는 레벨에 대응되는 스위치를 온 또는 오프 함으로서 해당 레벨을 직접 출력하는 방식을 의미한다.First, except for shunt sensing, a direct switching multi-level inverter applied to the present invention will be described. In the present specification, the "direct switching method" refers to a method of directly outputting a level by turning on or off a switch corresponding to a desired level in an N-level multilevel inverter that delivers N levels of output voltages. .

도 1은 본 발명에 적용되는 멀티레벨 인버터의 개략도이다.1 is a schematic diagram of a multilevel inverter applied to the present invention.

도 1을 참조하면, 멀티레벨 인버터는 직류 전원단(10)에 연결되는 DC 링크부(20)와, 부하단(40)에 멀티 레벨의 출력 전압을 전달하는 스위치부(30), DC링크부(20) 및 스위치부(30) 사이에 접속하여 3상 전류를 검출하기 위해 설치되어 있는 션트 센싱부(25)를 포함하여 구성된다.Referring to FIG. 1, the multilevel inverter includes a DC link unit 20 connected to a DC power supply 10, a switch unit 30, and a DC link unit that transmits a multilevel output voltage to the load terminal 40. And a shunt sensing unit 25 provided between the switch 20 and the switch unit 30 to detect the three-phase current.

이때, 직류 전원단(10)은 일반적인 전력 변환 시스템에서 교류 전원을 컨버터를 이용하여 직류 전원으로 변환한 것일 수 있다.In this case, the DC power stage 10 may be a conversion of the AC power source to the DC power source using a converter in a general power conversion system.

DC 링크부(20)는 직렬 연결된 N-1개의 커패시터로 구성되어 직류 전원단(10)에 연결될 수 있다. 각 커패시터 상단 및 하단에 스위치가 각각 연결되어 2 레벨의 출력 전압을 전달할 수 있기 때문에 부하단(40)에 N 레벨의 출력 전압을 전달하고자 하는 경우에는 N-1개의 커패시터로 이루어지는 DC 링크부(20)만으로 충분하다.The DC link unit 20 may be configured of N-1 capacitors connected in series and connected to the DC power supply terminal 10. Since the switch is connected to the upper and lower ends of each capacitor, respectively, so that the output voltage of two levels can be transmitted, the DC link unit 20 comprising N-1 capacitors in order to transfer the output voltage of the N level to the load stage 40 is provided. ) Is enough.

즉, 직류 전원단(10)에 Vdc의 전압이 걸리는 경우 N-1개의 커패시터로 이루어지는 DC 링크부(20)를 이용하여 N 개의 멀티레벨의 출력 전압을 부하단(40)에 전달할 수 있다. 이때, 커패시터 용량에 따라서 N 개의 멀티레벨의 출력 전압이 가변적으로 설계될 수 있으나, 동일한 용량의 커패시터를 사용하는 경우에는 각 커패시터에 Vdc/n의 전압이 걸리게 되고 레벨 당 이 전압에 비례하는 출력 전압이 부하단(40)에 전달되게 된다.That is, when a voltage of V dc is applied to the DC power supply terminal 10, the N multilevel output voltages may be transmitted to the load terminal 40 using the DC link unit 20 including N−1 capacitors. In this case, N multi-level output voltages can be designed according to the capacitor capacity, but when using the capacitor of the same capacity, the voltage of V dc / n is applied to each capacitor and the output proportional to this voltage per level The voltage is to be delivered to the load stage 40.

스위치부(30)는 DC 링크부(20)의 N-1개의 커패시터 각각의 양단과 부하단(40) 사이에 설치되는 N개의 스위치로 이루어진다. 본 발명에 따른 멀티레벨 인버터의 스위치 구조는 종래의 다이오드 클램프트 멀티레벨 인버터 또는 플라잉 커패시터 멀티레벨 인버터와는 달리 각 커패시터 양단과 부하단(40)을 스위치로 직접 연결시키는 구조를 채택한다.The switch unit 30 includes N switches installed between both ends of the N-1 capacitors of the DC link unit 20 and the load terminal 40. Unlike the conventional diode clamp multilevel inverter or flying capacitor multilevel inverter, the switch structure of the multilevel inverter according to the present invention adopts a structure in which both ends of the capacitor and the load terminal 40 are directly connected to the switch.

도 1에 도시된 바와 같이, 스위치부(30)의 스위치의 Sa1 부터 San까지 모두 N개의 스위치로 이루어진다. 이 N개의 스위치 중 특정 한 개의 스위치를 온 시키고, 그 특정 스위치를 제외한 나머지 스위치를 오프시킴으로써 특정 레벨의 출력 전압을 부하단(40)에 전달할 수 있다.As shown in FIG. 1, all the switches Sa 1 to Sa n of the switch of the switch unit 30 are composed of N switches. A specific level of output voltage can be transmitted to the load stage 40 by turning on a specific one of the N switches and turning off the switches except for the specific switch.

션트 센싱부(25)는 DC 링크부(20)와 스위치부(30)에 흐르는 전류를 센싱하여 부하로 나가는 상전류를 복원할 수 있으며, 스위칭 상태에 따라 션트 센싱부(25)에서 측정되는 전류가 달라진다.The shunt sensing unit 25 may restore the phase current to the load by sensing the current flowing through the DC link unit 20 and the switch unit 30, and the current measured by the shunt sensing unit 25 may be changed according to the switching state. Different.

도 1에 도시된 바와 같이, 션트 센싱부(25)의 센서는 Idc1부터 Idcn까지 총 N개의 위치에 놓일 수 있으며 하나 이상의 션트 센서를 이용하여 전류를 측정할 수 있다. 각 위치마다 측정할 수 있는 전류가 다르며 션트 센서 개수에 따라 상전류 측정 가능 영역이 변한다.
As shown in FIG. 1, the sensors of the shunt sensing unit 25 may be placed in a total of N positions from I dc1 to I dcn, and may measure current using one or more shunt sensors. The measurable current is different at each position and the phase current measurable area changes according to the number of shunt sensors.

도 2은 제1 실시예에 따른 멀티레벨 인버터의 세부 구성도이다.2 is a detailed block diagram of the multilevel inverter according to the first embodiment.

도 2를 참조하면, 본 발명의 제1실시예에 따른 멀티레벨 인버터는 DC 링크부(20a)와 스위치부(30a)를 포함하여 구성된다. 도 2는 도 1의 멀티레벨 인버터의 스위치부(30a)의 구조를 구체적으로 도시한 것이다. 다만, 설명의 편의상 션트 센싱부(25)의 도시는 생략하였다.2, the multilevel inverter according to the first embodiment of the present invention includes a DC link unit 20a and a switch unit 30a. FIG. 2 illustrates the structure of the switch unit 30a of the multilevel inverter of FIG. 1 in detail. However, illustration of the shunt sensing unit 25 is omitted for convenience of description.

스위치부(30a)는 FET(Field Effect Transistor), GTO 사이리스터(Gate Turn-off Thyristor), IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor) 등의 전력용 반도체 소자로 구현될 수 있다. 도 2에서는 양방향 스위치로서 IGBT 소자를 예로 들어 도시하고 있다.The switch unit 30a may be implemented as a power semiconductor device such as a field effect transistor (FET), a gate turn-off thyristor (GTO), an insulated gate bipolar transistor (IGBT), or the like. 2 illustrates an IGBT element as a bidirectional switch.

각 스위치는 IGBT 모듈로 구성되며, 각 IGBT 모듈은 순방향의 제1 IGBT 모듈 및 역방향의 제2 IGBT 모듈이 직렬로 연결되어 형성되고, 제1 IGBT 모듈은 제1 IGBT 및 상기 제1 IGBT와 병렬로 연결된 제1 다이오드로 구성되고, 제2 IGBT 모듈은 제2 IGBT 및 제2 IGBT와 병렬로 연결된 제2 다이오드로 구성된다.Each switch is composed of an IGBT module, and each IGBT module is formed by connecting a first IGBT module in a forward direction and a second IGBT module in a reverse direction, and the first IGBT module is connected in parallel with the first IGBT and the first IGBT. And a second IGBT module comprising a second IGBT and a second diode connected in parallel with the second IGBT.

즉, 다시 말해서 각 IGBT 모듈로 구성되는 각 스위치는 내장 다이오드가 구비되는 순방향 및 역방향의 IGBT 모듈이 쌍으로 접합되어 형성된다. 본 명세서에서 ‘순방향’이라고 함은 직류 전원단(10)에서 부하단(40)으로 전류가 흐르는 경우 즉, 직류 전압을 교류 전압으로 변환하여 부하단(40)에 공급하는 경우일 때의 전류 방향을 의미하며, ‘역방향’이라고 함은 부하단(40)에서 직류 전원단(10)으로 전류가 흐르는 경우 즉, 교류 전압을 직류 전압으로 변환하여 직류 전원단(10)에 공급하는 경우일 때의 전류 방향을 의미한다.In other words, each switch composed of each IGBT module is formed by joining a pair of forward and reverse IGBT modules provided with built-in diodes. In the present specification, the term “forward” refers to a current direction when a current flows from the DC power supply terminal 10 to the load terminal 40, that is, when a DC voltage is converted into an AC voltage and supplied to the load terminal 40. When the current flows from the load end 40 to the DC power supply 10, that is, when the AC voltage is converted into a DC voltage and supplied to the DC power supply 10, It means the current direction.

본 발명은 순방향을 기준으로 하여 직류 전압을 교류 전압으로 변환하는 인버터 시스템을 기준으로 발명을 설명하고 있으나, 전류의 방향이 역으로 되는 경우 교류 전압을 직류 전압으로 변환하는 컨버터 시스템이 될 수 있음은 자명하다.Although the present invention has been described with reference to an inverter system for converting a direct current voltage into an alternating current voltage based on the forward direction, it can be a converter system for converting an alternating current voltage to a direct current voltage when the direction of the current is reversed. Self-explanatory

일반적으로 인버터 회로는 직류를 교류로 변환하는 회로이며, 컨버터 회로는 교류를 직류로 변환하는 회로로 해석되나, 교류와 직류 사이의 전력을 변환하는 회로를 널리 컨버터 회로라고 통칭하기도 한다.In general, an inverter circuit is a circuit for converting direct current into alternating current, and a converter circuit is interpreted as a circuit for converting alternating current into direct current. However, a circuit for converting power between alternating current and direct current is generally referred to as a converter circuit.

본 발명은 직류를 교류로 변환하는 것을 기초로 ‘멀티레벨 인버터’를 발명의 명칭으로 기재하고 있으나, 전류의 방향이 역으로 되는 경우 교류를 직류로 변환하는 컨버터의 개념을 포함하고 있으며, 이는 해당 기술 분야에서 자명한 사항에 해당한다. 이하 내용에서는 편의상 본 발명은 인버터 회로를 기준으로 설명하기로 한다.The present invention describes a 'multi-level inverter' as the name of the invention on the basis of converting direct current to alternating current, but includes the concept of a converter for converting alternating current to direct current when the direction of current is reversed, This is obvious in the technical field. In the following description, the present invention will be described with reference to the inverter circuit for convenience.

도 2에서 스위치부(30a)는 PWM(Pulse Width Modulation) 등의 기법을 이용하여 별도의 제어부(예를 들어 드라비어 회로; 미도시)에 의해 각각 스위치의 온오프가 제어된다. 이러한 제어 기법으로는 공간 벡터 PWM 방식(Space Vector PWM : SVPWM), 불연속 PWM 방식 (Discontinuous PWM : DPWM)등 다양한 방법이 사용될 수 있으나, 이는 해당 기술 분야에서 자명한 사항이므로 이에 대한 구체적인 설명은 생략한다 In FIG. 2, the switch 30a is controlled by a separate controller (for example, a drawer circuit; not shown) using a technique such as pulse width modulation (PWM). As such a control technique, various methods such as Space Vector PWM (SVPWM) and Discontinuous PWM (Discontinuous PWM: DPWM) may be used. However, since this is obvious in the technical field, a detailed description thereof will be omitted.

특정 레벨의 출력 전압을 부하단에 공급하기 위해서는 특정 스위치의 제1 IGBT 및 제2 IGBT만을 온 시키고, 나머지 스위치들의 제1 IBGT 및 제2 IGBT는 오프시키면 된다.
In order to supply a specific level of output voltage to the load stage, only the first IGBT and the second IGBT of a specific switch may be turned on, and the first IBGT and the second IGBT of the remaining switches may be turned off.

도 3는 제 2 실시예에 따른 멀티레벨 인버터의 세부 구성도로서, 도 2에 도시된 멀티레벨 인버터의 구성과 다른 부분은 동일하고 DC 링크부(30b)의 최상단 및 최하단 스위치만 구조를 단순화시킨 것이다.FIG. 3 is a detailed configuration diagram of the multilevel inverter according to the second embodiment, in which parts different from those of the multilevel inverter shown in FIG. 2 are the same, and only the top and bottom switches of the DC link unit 30b are simplified. will be.

즉, DC 링크부(20b)의 전압은 항상 양의 값을 가지므로 계통 사고 시 DC 링크부(20b)에 의해 발생한 전류가 다이오드를 통해 순환할 수 있는 경로를 보장하기 위함이다.That is, since the voltage of the DC link unit 20b always has a positive value, it is to ensure a path through which a current generated by the DC link unit 20b may circulate through the diode in a system accident.

도 3을 참조하면 N개의 멀티 레벨을 부하단에 공급하는 경우 스위치부(30b)의 N개의 스위치 중에서 DC 링크부(20b)의 최하단에 연결되는 첫 번째 스위치(5) 및 DC 링크부(20b)의 최상단에 연결되는 N 번째 스위치(3)는 하나의 IGBT 모듈만으로 구조를 단순화시킬 수 있다.Referring to FIG. 3, the first switch 5 and the DC link unit 20b connected to the lowermost end of the DC link unit 20b among the N switches of the switch unit 30b when N multi levels are supplied to the load stage. The N th switch 3 connected to the top of the simplifies the structure with only one IGBT module.

이와 같은 구조를 채택하면, 전력 변환 시스템의 비정상적인 작동으로 인한 시스템의 급정지 및 중단 시(스위칭 차단 시)에도 최상단 다이오드(3) 및 최하단 다이오드(5)를 통해 DC 링크부(20b) 측으로 부하 전류가 순환할 수 있는 경로를 보장할 수 있다.
By adopting such a structure, the load current flows to the DC link portion 20b through the top diode 3 and the bottom diode 5 even in the case of sudden stop and interruption of the system due to abnormal operation of the power conversion system (when switching is interrupted). It is possible to guarantee a circulating path.

도 4는 도 3의 제2실시예에 따른 3 레벨 인버터의 세부 구성도이며, 도 5는 도 3의 제2실시예에 따른 5 레벨 인버터의 세부 구성도이다.4 is a detailed configuration diagram of the three-level inverter according to the second embodiment of FIG. 3, and FIG. 5 is a detailed configuration diagram of the five-level inverter according to the second embodiment of FIG. 3.

도 4를 참조하면, 3레벨 인버터의 DC 링크부(20c)는 2개의 커패시터로 이루어지면, 스위치부(30c)는 3개의 IGBT 모듈 스위치로 이루어져 부하단에 3 레벨 출력 전압을 공급할 수 있다.Referring to FIG. 4, when the DC link unit 20c of the three-level inverter is composed of two capacitors, the switch unit 30c may be configured by three IGBT module switches to supply a three-level output voltage to the load terminal.

마찬가지로 도 5를 참조하면, 5 레벨 인버터의 DC 링크부(20d)는 4개의 커패시터로 이루어지면, 스위치부(30d)는 5개의 IGBT 모듈 스위치로 이루어져 부하단에 5 레벨의 출력 전압을 공급할 수 있다.Similarly, referring to FIG. 5, when the DC link unit 20d of the five-level inverter is composed of four capacitors, the switch unit 30d may be composed of five IGBT module switches to supply five levels of output voltage to the load terminal. .

이와 같은 본 발명에 적용되는 멀티레벨 인버터는 레벨이 증가함에 따라 각 레벨 당 추가되는 전력 소자 개수가 2개라는 점에서 종래의 멀티레벨 인버터보다 구조가 단순하다는 이점을 가진다.The multilevel inverter applied to the present invention has the advantage that the structure is simpler than the conventional multilevel inverter in that the number of power elements added to each level is increased as the level increases.

이하에서는 이와 같은 직접 스위칭 방식의 멀티레벨 인버터에 션트 센서를 설치하여 상전류를 검출하여 인버터를 제어하는 방법에 대해서 구체적으로 설명한다.
Hereinafter, a method of controlling the inverter by detecting a phase current by installing a shunt sensor in such a direct switching multilevel inverter will be described in detail.

도 6은 본 발명의 일실시예에 따른 저항을 션트 센서로 포함하는 멀티레벨 인버터의 세부 구성도이다.6 is a detailed configuration diagram of a multilevel inverter including a resistor as a shunt sensor according to an embodiment of the present invention.

도 6은 도 4의 3 레벨 멀티레벨 인버터에 션트 저항을 더 구성한 것에 해당한다. 도 6을 참조하면, 멀티레벨 인버터는 DC 링크부(50)와, 션트 저항부(60)와, 스위치부(70)를 포함하여 이루어진다.FIG. 6 corresponds to a further configuration of a shunt resistor in the three-level multilevel inverter of FIG. 4. Referring to FIG. 6, the multilevel inverter includes a DC link unit 50, a shunt resistor unit 60, and a switch unit 70.

션트 저항부(60)는 3상 전류를 검출하도록 각 상의 전류를 검출하도록 설치되어 있는 것으로 자세한 구조 및 역할에 대해서는 뒤에 상술한다.The shunt resistor unit 60 is provided to detect the current of each phase so as to detect the three-phase current. The detailed structure and role thereof will be described later.

앞에서도 언급하였지만, 이러한 직접 스위칭 방식의 3 레벨 인버터(3 level Stacked Cell Inverter: 3 level SC Inverter)는 최상단 및 최하단 스위치는 2 레벨 인버터와 동일하게 배치되어 있으나, 직류단 커패시터 사이에 양방향 스위치를 한 세트 추가하여 출력 전압은 3 레벨이 되도록 하는 구조이다. 중성점에 연결되는 양방향 스위치는 공통 컬렉터(common collector) 방식이 공통 에미터(common emitter) 방식보다 요구되는 게이트 전압의 개수가 작다. 따라서, 본 시스템에서 3상 인버터 설계 시 필요한 총 게이트 전압 개수는 5개이다. As mentioned earlier, the 3 level SCed inverters of this direct-switched type (3 level SC Inverter) have the same top and bottom switches as the 2 level inverters. In addition to the set, the output voltage is three levels. In the bidirectional switch connected to the neutral point, the number of gate voltages of the common collector method is smaller than that of the common emitter method. Therefore, the total number of gate voltages required for the three-phase inverter design in this system is five.

본 시스템은 각 단의 스위치가 켜지면 그 전압이 바로 출력 전압이 되는 직접적인 방식이며, 최상단과 최하단 스위치를 사용할 경우 도통 스위치 개수를 1개로 줄일 수도 있다. 이를 이용하면 평균 도통 스위치 개수를 2개 이하로 줄일 수 있다. In this system, the voltage is directly output voltage when the switch of each stage is turned on. If the top and bottom switches are used, the number of conduction switches can be reduced to one. This reduces the number of average conduction switches to two or less.

또한, DPWM과 같은 PWM 방식을 사용한다면 평균 도통 스위치 개수를 더욱 줄일 수 있다. 변조 지수(Modulation Index: MI)와 PWM 방식에 따른 평균 도통 스위치 개수는 표 1과 같다. 단 여기서 변조지수 MI는

Figure 112011077774389-pat00001
으로 정의한다.In addition, the use of PWM methods such as DPWM can further reduce the average number of conducting switches. Table 1 shows the average number of conducting switches according to Modulation Index (MI) and PWM method. Where the modulation index MI is
Figure 112011077774389-pat00001
.

Figure 112011077774389-pat00002
Figure 112011077774389-pat00002

따라서, 본 발명의 3 레벨 인버터는 이론상으로 스위칭 손실(Psw)이 반으로 줄고, 도통 스위치 개수가 항상 2개인 3 레벨 다이오드 클램프드 인버터에 비해 도통 손실을 줄일 수 있는 장점이 있다. 하지만, 최상단 및 최하단 스위치가 버텨야 하는 전압 내압이 Vdc로 기존 3 레벨 인버터가 가지는 스위치 내압에서의 장점을 잃게 된다. 따라서, 고전압 시스템에 적용하는 용도가 아닌 저압 고효율 시스템의 구현에 적합하다. 또한 3 레벨 SC 인버터의 멀티 레벨 출력을 통해 유도성 부하의 철손을 감소시킬 수 있으며, 이를 고려하여 저가의 코어를 사용한 부하에도 유사한 성능을 보장할 수 있다.
Therefore, the three-level inverter of the present invention has the advantage of reducing the conduction loss in theory compared to the three-level diode clamped inverter having a switching loss P sw in half and always having two conduction switches. However, the voltage breakdown that the top and bottom switches must withstand is V dc , which loses the advantage of switch breakdown with conventional three-level inverters. Therefore, it is suitable for the implementation of a low pressure high efficiency system, not for use in a high voltage system. In addition, the multi-level outputs of three-level SC inverters can reduce the iron loss of inductive loads, allowing for similar performance for loads with lower cost cores.

본 발명에 따른 멀티레벨 인버터는 각 레벨 당 스위치를 직접 스위칭(directly switching)하는 방식을 채택하므로 출력 전압이 절환 구간에서 DC 링크부(50)의 커패시터 단락을 방지하기 위한 구간 절환 스위칭 방법을 사용하여야 한다. 이하, 도 7a 내지 8d를 참조하여 본 발명에 따른 멀티레벨 인버터의 구간 절환 스위칭 방법을 설명하기로 한다. 설명의 편의상 도면에서 션트 센서는 생략하였다.Since the multilevel inverter according to the present invention adopts a method of directly switching a switch for each level, an interval switching switching method must be used to prevent the short circuit of the DC link unit 50 in the output voltage switching period. do. Hereinafter, the section switching switching method of the multilevel inverter according to the present invention will be described with reference to FIGS. 7A to 8D. For convenience of description, the shunt sensor is omitted in the drawing.

만약, 절환 구간을 고려하지 않고 스위칭을 하여 커패시터가 단락된다면 순간적으로 커패시터에 저장되어 있던 에너지가 방출되고 이로 인해 심할 경우 스위치 파손 등 시스템 파손과 오작동을 유발할 수 있으므로 구간 절환 스위칭 방식을 지켜줄 필요가 있다.If the capacitor is short-circuited by switching without considering the switching section, the energy stored in the capacitor is instantaneously released, which can cause system breakdown and malfunction such as a switch breakdown. .

구간 절환 스위칭 방식의 기본 개념은 DC 링크부(20)의 커패시터의 단락을 피하는 범위 내에서 항상 전류가 흐를 수 있는 경로를 보장하는 것이다. 도 7a 내지 도8d는 4 단계의 구간 절환 방식을 도시하고 있으며, 절환 과정에서 구간 내 상위 역 다이오드와 하위 역 다이오드를 항상 커패시터와 출력 사이에 유지시키는 조건 하에 스위치 온오프를 수행하는 방법이다.The basic concept of the sectional switching switching scheme is to ensure a path through which current can always flow within a range to avoid a short circuit of the capacitor of the DC link unit 20. 7A to 8D illustrate a four-step section switching method. In the switching process, a switch on-off is performed under a condition in which an upper reverse diode and a lower reverse diode are always maintained between a capacitor and an output in a section.

절환 과정에서 역 다이오드가 유지되면 커패시터의 단락을 방지할 수 있으며, 이 경우 전류 방향에 관계없이 2 레벨 인버터의 작동 원리와 비슷하게 구간 절환이 가능하다.
Maintaining an inverted diode during the switching process prevents the short circuit of the capacitor, which allows switching between phases similar to the principle of operation of a two-level inverter regardless of the current direction.

도 7a 내지 도 7d는 본 발명에 적용되는 3 레벨 인버터의 최상단의 구간 절환 스위칭 방법을 설명하는 도면이다.7A to 7D are diagrams for explaining a section switching switching method of the uppermost stage of a three-level inverter according to the present invention.

즉 도 6의 멀티레벨 인버터에서 중간단(Neural stage)의 스위치가 온 되어서 전류가 흐르고 있는 경우에, 최상단(Top Stage)으로 전류가 흐르도록 스위칭 하는 것을 나타낸다. That is, in the multilevel inverter of FIG. 6, when the current is flowing due to the switching of the neutral stage, the switching is performed such that the current flows to the top stage.

먼저, 도 7a에 도시된 바와 같이, IGBT로 구성되는 스위치 Sa21 및 Sa22는 온 상태이고 Sa3는 오프 상태이다. 따라서, 전류는 중간단으로 흐르게 되고, 출력 전압은 중간단의 레벨에 해당하는 전압이 된다.First, as shown in FIG. 7A, the switches Sa 21 and Sa 22 configured as IGBTs are on and Sa 3 is off. Therefore, the current flows to the middle stage, and the output voltage becomes a voltage corresponding to the level of the middle stage.

이때, 도 7b에 도시되어 있는 바와 같이. 스위치 Sa21을 오프시켜 전류가 Sa21와 마주보는 다이오드와 스위치 Sa22를 통하여 흐르게 한다. 이 상태에서 도 7c에 도시된 바와 같이, 스위치 Sa3를 온 시킨다. 그러면, 전류는 최상단 스위치 Sa3를 통하여 흐르게 된다. 이때, 도 7b에서 스위치 Sa21을 오프시켜 놓았기 때문에 Sa21와 마주보는 다이오드가 커패시터에 대해 역 다이오드 역할을 하여 전류가 흐르지 않게 함으로써 구간 절환을 시킬 수 있다. 이렇게 구간 절환이 되어 스위칭이 성공하면 도 7d에 도시된 바와 같이 스위치 Sa22까지 오프시킴으로서 최종적으로 스위칭을 마무리 할 수 있다. At this time, as shown in Figure 7b. The switch Sa 21 is turned off so that current flows through the switch Sa 22 and the diode facing Sa 21 . In this state, as shown in FIG. 7C, the switch Sa 3 is turned on. The current then flows through the top switch Sa 3 . In this case, since the switch Sa 21 is turned off in FIG. 7B, the diode facing Sa 21 acts as a reverse diode to the capacitor so that the current can not be changed by section switching. If the switching is successful in this manner, the switching can be finally completed by turning off the switch Sa 22 as shown in FIG. 7D.

하지만, 실제 구현 시에는 도 7d의 단계는 생략하여도 동일한 레벨 전환을 수행할 수 있다. 즉, 도 7c에서 Sa21과 마주보는 다이오드가 Vdc2만큼의 전압이 걸려 도통 조건을 만족시키지 못해 도통되지 않으므로 도 7c의 상태를 유지하더라도 스위칭을 마무리할 수 있는 것이다.However, in actual implementation, the same level switching may be performed even if the step of FIG. 7D is omitted. That is, since the diode facing Sa 21 in FIG. 7C does not satisfy the conduction condition due to a voltage equal to V dc2 , switching can be completed even if the state of FIG. 7C is maintained.

도 8a 내지 도 8d는 본 발명에 적용되는 3 레벨 인버터의 최하단의 구간 절환 스위칭 방법을 설명하는 도면이다.8A to 8D are diagrams for explaining the lowest section switching switching method of the three-level inverter according to the present invention.

도 8a 내지 도 8d는 도 도 6의 멀티레벨 인버터에서 중간단의 스위치가 온 되어서 전류가 흐르고 있는 경우에, 최하단(Bottom stage)으로 전류가 흐르도록 스위칭 하는 것을 나타낸다. 스위칭 원리는 도 7a 내지 도 7d와 동일하므로 구체적인 설명은 생략한다. 여기에서도 역시 마지막 단계인 도 8d의 단계는 생략시킬 수 있다.8A to 8D show that the current flows to the bottom stage when the middle stage switch is turned on and current flows in the multilevel inverter of FIG. 6. Since the switching principle is the same as that of FIGS. 7A to 7D, a detailed description thereof will be omitted. Here again, the step of FIG. 8D, which is also the last step, may be omitted.

실제 스위칭 구현에서는 Sa3와, Sa21을 상보적(complementary)으로, Sa22와 Sa1을 상보적으로 둘 수 있으며, Sa3, Sa21 스위칭 시 Sa22는 항상 온이며, Sa22, Sa1 스위칭 시 Sa21을 항상 오프로 설정하면 된다.
The actual switching implementation Sa 3 and the Sa 21 complementary (complementary), and can leave the Sa 22 and Sa 1 complementarily, Sa 3, Sa 21 switching when Sa 22 is always-on, Sa 22, Sa 1 You can always set Sa 21 off when switching.

이하, 본 발명의 멀티레벨에 션트 저항을 이용한 션트 센서가 포함된 경우에 대해서 구체적으로 설명하기로 한다. 기존 단일 션트 전류 감지 방법(Single current-shunt sensing method)는 DC 링크단과 스위치단 사이에 션트 저항(shunt resistor)을 연결하여 흐르는 전류를 측정하는 방식으로, 션트 저항에 전류가 흐르지 않으면 전류 측정이 불가능하다.Hereinafter, a case in which a shunt sensor using a shunt resistor is included in the multilevel of the present invention will be described in detail. The existing single current-shunt sensing method measures the current flowing by connecting a shunt resistor between the DC link and the switch, and it is impossible to measure the current unless current flows through the shunt resistor. Do.

또한, 3상 전류의 합이 0이라는 가정 하에 한 스위칭 주기 내 3상 전류 증 두 개 이상을 측정할 수 있어야 3상 전류의 재구성이 가능하며, 전류 측정이 가능한 전압 벡터와 그 벡터의 최소 측정 가능한 시간(Tmin)을 확보해야 한다. Tmin은 스위칭 상태가 변할 때, 데드 타임(dead time)과 같은 비선형적인 요소들에 의해 과도 상태를 가지는 전류가 안정(settling)되기까지의 시간을 의미한다. Also, assuming that the sum of three phase currents is zero, at least two three-phase current increases can be measured in one switching cycle to enable reconstruction of the three-phase current, and to measure the voltage vector capable of measuring current and the minimum of the vector. The time T min must be secured. T min means the time until the current having a transient state is settled by nonlinear factors such as dead time when the switching state changes.

도 9에는 게이트 신호가 오프에서 온 상태로 천이하는 경우에 션트 저항에 감지되는 전류가 Tmin 시간 동안 과도 상태를 가지는 것을 도시하고 있다.9 illustrates that the current sensed by the shunt resistor has a transient state for the T min time when the gate signal transitions from the off state to the on state.

일반적으로 2 레벨 인버터에서는 직류단 최하단에 단일 션트 저항(single shunt resistor)을 연결하여 전류를 측정한다. 하지만, 3 레벨 인버터의 경우, 일반적으로 DC 링크단과 스위치단이 세 부분으로 연결되어 있으며 3 레벨 SC 인버터는 도 6에 도시된 바와 같이 최상단(Top stage), 중간단(Neutral stage), 최하단(Bottom stage) 세 부분에 연결할 수 있다. 각 저항 조합에 따라 측정 가능한 영역이 달라지게 된다.In general, two-level inverters measure current by connecting a single shunt resistor to the bottom of the DC stage. However, in the case of a three-level inverter, a DC link stage and a switch stage are generally connected in three parts, and the three-level SC inverter has a top stage, a neutral stage, and a bottom stage as shown in FIG. 6. stage) You can connect to three parts. Each resistance combination will change the measurable area.

션트 저항을 하나만 사용자여 최상단, 중간단, 최하단에 연결했을 때, 스위칭 상태에 따라 측정 가능한 전류는 표2와 같으며, 각각의 전류 측정 가능 및 불능 영역은 도 10a 내지 도 12에 도시되어 있다.When only one shunt resistor is connected to the top, middle, and bottom of the user, the measurable current according to the switching state is shown in Table 2, and the respective measurable and disabling regions are shown in FIGS. 10A to 12.

Figure 112011077774389-pat00003
Figure 112011077774389-pat00003

표 1은 3상 전류의 감지를 위해 도 6의 스위치부(70)가 총 3개가 결합된 경우에, 각 스위치부의 상태에 따라 감지되는 전류를 나타내고 있다. 2 레벨 인버터에서는 하나의 스위치 모듈이 2개의 스위치로 쌍으로 이루어진 경우 상보적으로 동작하기 때문에 그 중 하나의 스위치를 기준으로 온을 1로 오프를 0으로 표시하여 2개의 상태가 존재한다. 이때, 3상이므로 23으로 총 8개의 상태가 존재하게 된다.Table 1 shows the current sensed according to the state of each switch unit when a total of three switch units 70 of FIG. 6 are combined to sense a three-phase current. In a two-level inverter, when one switch module is paired with two switches, it operates complementarily. On the basis of one of the switches, two states exist by marking ON as 1 and OFF as 0. At this time, since there are three phases, a total of eight states exist as 2 3 .

반면에 본 발명은 3 레벨 인버터이므로, 상태를 이렇게 간단하게 표시할 수 없다. 기존에 사용되는 다이오드 클램프트 인버터나, 플라잉 커패티서 인버터의 경우에는 이를 적용하기가 어렵지만, 본 발명에 따른 직접 스위칭 방식의 3 레벨 인버터의 경우 하나의 스위치부는 3 레벨 이므로 최하단, 중간단, 최상단에 각각 3개의 스위치로 이루어지며, 각 스위치중 어느 하나가 온 상태가 되면, 나머지 스위치는 오프 상태가 되게 된다. On the other hand, since the present invention is a three-level inverter, the state cannot be displayed so simply. In the case of a conventional diode clamp inverter or a flying capacitor inverter, it is difficult to apply this. However, in the case of the direct switching type three-level inverter according to the present invention, since one switch unit is three levels, the lowest stage, the middle stage, and the highest stage are used. Each switch is composed of three switches, and when one of the switches is turned on, the remaining switches are turned off.

따라서, 하나의 스위치부에서 최하단의 스위치가 온 되는 경우를 0 상태로, 중간단의 스위치가 온 되는 경우를 1 상태로, 최상단의 스위치가 온 되는 경우를 2 상태로 표시하였다. 이렇게 하나의 스위치에서 3개의 상태가 발생하므로, 3상 시스템에서는 33으로 총 27개의 상태가 발생하게 된다.Therefore, the case where the lowermost switch is turned on in one switch unit is set to 0 state, the case where the middle stage switch is turned on in 1 state, and the case where the uppermost switch is turned on are shown in 2 states. Since this switch is in one of three conditions occurs, the three-phase system 33 is generated from a total of 27 states.

표 2를 참조하면, 스위칭 조합에 따라, 검출 가능한 상전류의 조합이 모두 표시되어 있음을 알 수 있다. 공간 벡터 PWM 변조 방식을 채택하는 경우 전류 측정 가능 영역을 공간 벡터 영역으로 표시할 수 있다.
Referring to Table 2, it can be seen that according to the switching combination, all combinations of detectable phase currents are displayed. When the space vector PWM modulation method is adopted, the current measurable area can be represented as the space vector area.

도 10a 및 도 10b는 본 발명의 3 레벨 인버터의 최상단에 션트 저항 RT를 설치한 경우 전류 측정 가능 영역을 나타내는 도면이며, 도 11a 및 도 11b는 최하단에 션트 저항 RB를 설치한 경우 전류 측정 가능 영역을 나타내는 도면이며, 도 12는 중간단에 션트 저항 RN을 설치한 경우 전류 측정 가능 영역을 나타내는 도면이다.10A and 10B are diagrams illustrating a current measurement area when the shunt resistor R T is installed at the top of the three-level inverter of the present invention, and FIGS. 11A and 11B are current measurements when the shunt resistor R B is installed at the bottom thereof. a view showing the area, Figure 12 is a diagram showing the current measurement area when installing the shunt resistor R N to the intermediate stage.

최상단에 션트 저항 RT를 설치한 경우 (211)-(200)-(210)과 같은 섹터에서는 각 벡터가 a상 전류만 측정할 수 있기 때문에 섹터 전체에서 전류의 재구성이 불가능하며 이러한 섹터가 도 10a에서 총 6개가 존재한다. 마찬가지로, 최하단에 션트 저항 RB를 설치한 경우에도 도 11a에서 총 6개의 섹터가 존재함을 알 수 있다.If a shunt resistor R T is installed at the top, in sectors such as (211)-(200)-(210), since each vector can only measure a-phase current, it is impossible to reconstruct the current throughout the sector. There are a total of six at 10a. Similarly, even when the shunt resistor R B is provided at the bottom, it can be seen that there are a total of six sectors in FIG. 11A.

이러한 최상단 또는 최하단에 션트 저항을 설치하는 방식 모두 Inner Voltage Hexagon의 벡터에서 스위칭 상태에 따라 측정 여부가 나뉘어지기 때문에 도 10b 및 도 11b와 같은 측정 불능 영역이 만들어진다.In the method of installing the shunt resistor at the top or bottom, the non-measurement region as shown in FIGS. 10B and 11B is created because the measurement is divided according to the switching state in the vector of the inner voltage hexagon.

즉, 다시 말해서 도 10a 및 도 11a는 Inner Voltage Hexagon Vector 측정 가능시의 전류 측정 가능 영역을 나타낸 것이며, 도 10b 및 도 11b는 Inner Voltage Hexagon Vector 측정 불가능시의 전류 측정 가능 영역을 나타낸 것이다. That is, in other words, FIGS. 10A and 11A show a current measurable area when the inner voltage hexagon vector can be measured, and FIGS. 10B and 11B show a current measurable area when the inner voltage hexagon vector cannot be measured.

하지만, DPWM을 통해 낮은 변조 지수에서도 스위칭 상태를 한 방향으로 몰아 놓는다면 도 10a 및 도 11a와 같은 영역에서 사용할 수 있다. 하지만, 직류단 커패시터 전압 균형 제어 등을 수행하기 위해서는 측정 불가능한 Inner Voltage Hexagon Vector를 사용해야 할 경우가 생기며, 이 경우 션트 센서의 상 전류를 검출하는 데에 큰 어려움이 생긴다. However, if the switching state is driven in one direction even at a low modulation index through the DPWM, it can be used in the regions shown in FIGS. 10A and 11A. However, in order to perform DC stage capacitor voltage balance control, it is sometimes necessary to use an unmeasurable inner voltage hexagon vector, and in this case, it is difficult to detect phase current of the shunt sensor.

중간단에 션트 저항 RB를 설치하는 경우 도 12와 같이 매우 넓은 범위를 측정할 수 있으며 그 형태가 2 레벨 인버터의 션트 전류 감지 방법에서의 결과와 유사하다. Inner Voltage Hexagon Vector에서도 모두 측정 가능하며, 세 벡터 모두 전류 측정이 가능한 섹터의 경우 두 벡터의 인가 시간이 Tmin보다 작은 경우에만 전류 측정 불능 영역이 생긴다. 중간단에 션트 저항 RN을 설치한 경우는 측정 불능 구간이 비교적 좁게 형성되어 있어 이후에 기술한 전압주입방법(Voltage Injection Method) 적용 시에도 유리하다.
In the case of installing the shunt resistor R B in the middle stage, a very wide range can be measured as shown in FIG. 12, and the form is similar to that of the shunt current sensing method of the two-level inverter. Inner Voltage Hexagon Vectors can be measured, and in the case of sectors capable of measuring current in all three vectors, the current non-measurement region occurs only when the application time of the two vectors is smaller than T min . In the case where the shunt resistor R N is installed in the middle stage, the non-measurement section is formed relatively narrow, which is advantageous in applying the voltage injection method described later.

이와 달리, 2개의 션트 저항 조합에 따른 전류 측정과 3개의 션트 저항을 모두 사용할 경우의 전류 측정에 따른 결과는 표 3 및 표 4와 같다. In contrast, the results of the current measurement according to the two shunt resistor combinations and the current measurement when all three shunt resistors are used are shown in Tables 3 and 4.

Figure 112011077774389-pat00004
Figure 112011077774389-pat00004

Figure 112011077774389-pat00005
Figure 112011077774389-pat00005

션트 저항을 3개 모두 사용하는 경우는 (2,10), (1,2,0), (0,2,1), (0,1,2), (1,0,2), (2,0,1)의 벡터에서 3상 전류를 모두 읽을 수 있지만, 이 중 두 개의 상전류만 읽을 수 있어도 3상 전류의 복원이 가능하기 때문에 큰 의미가 없다. 따라서, 두 개의 션트 저항을 사용하는 투 션트 센싱(two shunt sensing)과 세 개의 션트 저항을 사용하는 쓰리 션트 센싱(three shunt sensing)의 측정 불능 영역은 도 13에 도시된 바로 동일하다. If all three shunt resistors are used, (2,10), (1,2,0), (0,2,1), (0,1,2), (1,0,2), (2 Although all three phase currents can be read from a vector of, 0,1), even if only two phase currents can be read, the three phase currents can be restored, which is not significant. Thus, the unmeasurable regions of two shunt sensing using two shunt resistors and three shunt sensing using three shunt resistors are the same as shown in FIG.

도 13에서 알 수 있듯이, 두 개 이상의 션트 저항을 사용하는 경우 변조 지수(MI)가 1에 가까운 영역에서 생기는 측정 불능 영역이 사라지게 된다. 쓰리 션트 센싱의 경우에도 같은 영역을 측정할 수 있기 때문에 투 션트 센싱이 비용의 측면에서 유리하다. As can be seen in FIG. 13, when two or more shunt resistors are used, an unmeasurable region occurring in a region where the modulation index MI is close to 1 disappears. In the case of three shunt sensing, the same area can be measured, so two shunt sensing is advantageous in terms of cost.

또한, 3 레벨 인버터에서 하나의 션트 저항을 사용하는 단일 션트 센싱(single shunt sensing)을 할 경우 암 쇼트(arm short) 사고 시 측정하지 못하는 전류 경로(path)가 생기게 되어 회로 보호 측면에서 문제가 생기게 된다. 하지만, 션트 저항이 2개 이상일 경우 도 14에 도시된 바와 같이 모든 스위칭 상태에서 상전류의 도통 경로를 항상 측정할 수 있어서 암 쇼트 사고나 과전류에 대한 보호에 있어 장점을 가질 수 있다.In addition, single shunt sensing using a single shunt resistor in a three-level inverter creates a current path that cannot be measured in an arm short event, which poses a problem in terms of circuit protection. do. However, when there are two or more shunt resistors, as shown in FIG. 14, the conduction path of the phase current can be always measured in all switching states, thereby having an advantage in protection against an arm short accident or overcurrent.

따라서, 측정 불능 영역과 시스템의 보호를 모두 고려했을 때에는 투 션트 센싱이 효과적이며, 이 중에서도 션트 저항 RN 및 RB 을 조합한 경우가 효율 및 회로 구현의 측면에서 유리하다. 실제 비절연형 인버터 구현 시, 도 14와 같이 직류단이 접지(ground)로 이어져 있으며, 션트 저항에 걸리는 전압을 OP-Amp로 측정하는 방식을 사용한다.Therefore, two shunt sensing is effective when both the non-measurable area and the protection of the system are considered. Among them, the combination of the shunt resistors R N and R B is advantageous in terms of efficiency and circuit implementation. In actual implementation of the non-isolated inverter, as shown in FIG. 14, the DC terminal is connected to the ground, and a method of measuring the voltage applied to the shunt resistor by OP-Amp is used.

여기에서 RB 을 제외한 션트 저항은 접지 대비 높은 공통 모드 전압을 가지며 이를 버틸 수 있는 소자를 사용해야 하는 단점이 있어, RB 를 포함하는 RB와 RT의 조합과, RB와 RN의 조합이 경제적이다. Here a shunt resistor, except for R B from the ground compared to the high common-mode voltage has got the drawback to use a device that can hold this end, the combination of the combination and, R B and R N of R B and R T containing R B This is economical.

이중 RB와 RT의 조합은 변조지수 MI가 높아질수록 최상단, 최하단 스위치 사용율이 증가하게 되어 두 개의 션트 저항에서의 손실이 증가하게 된다. 반면, RB와 RN의 조합의 경우 매우 낮은 MI(예를 들어, 0.5 이하)에서는 120°(ON)DPWM을 이용하여 도 15a와 같이 사용할 수 있고, 높은 MI를 사용할 때는 제어적 여유가 없어 다른 조합과 마찬가지로 최상단, 최하단 스위치 사용 비중이 증가한다(도 15a는 MI가 낮은 경우를, 도 15b는 MI가 높은 경우를 각각 나타낸다). 하지만, RB와 RN 조합은 도 15a 및 도 15b에서와 같이 평균적으로 션트 저항 사용이 줄어들어 불필요한 손실을 줄일 수 있다.In the combination of R B and R T, the higher the modulation index MI, the higher the utilization rate of the uppermost and lowermost switch, and the loss in the two shunt resistors increases. On the other hand, a combination of R B and R N can be used as shown in FIG. 15A using a 120 ° (ON) DPWM at a very low MI (eg, 0.5 or less), and there is no control margin when using a high MI. As with other combinations, the use ratio of the uppermost and lowermost switches increases (FIG. 15A shows a case where the MI is low and FIG. 15B shows a case where the MI is high). However, the combination of R B and R N can reduce unnecessary losses due to reduced use of shunt resistors on average, as shown in FIGS. 15A and 15B.

션트 전류 측정 영역, 회로의 보호, 효율성 등의 모든 면을 고려했을 때, RB와 RN의 조합하여 전류를 검출하는 방법이 가장 적합하다. 하지만, 멀티레벨 인버터의 경우 항상 직류단 전압 중성점 제어(DC link voltage neutral point)를 함께 고려해야 하므로 DPWM과 같은 제어 기법을 사용할 때에 주의해야 한다.
Given all aspects of shunt current measurement area, circuit protection, efficiency, etc., the combination of R B and R N is the most suitable method for detecting current. However, in the case of multilevel inverters, DC link voltage neutral point must always be considered together, so care must be taken when using control techniques such as DPWM.

도 16은 본 발명의 3 레벨 인버터의 션트 센서 전류 측정 시, 측정 불능 영역을 줄이기 위한 전압 주입 방법을 설명하는 도면으로, 이하 션트 센서의 전류 측정 시 측정 불능을 줄이기 위한 방법을 상세히 설명한다.FIG. 16 is a view illustrating a voltage injection method for reducing an unmeasurable area when measuring a shunt sensor current of a three-level inverter according to the present invention. Hereinafter, a method for reducing measurement inability for measuring a current of a shunt sensor will be described in detail.

전류 측정 불능 영역은 인버터 제어 기법을 통해 줄일 수 있다. 본 발명에서는 부하 제어의 기준이 되는 전압지령벡터를 변조하는 방식을 사용한다. 즉, 스위칭 한 주기 동안 평균적인 전압 지령을 변하지 않게 하되, 반주기 동안는 Tmin을 확보할 수 있도록 주입전압벡터를 인가하고, 나머지 반주기 동안에는 평균 전압 지령을 일정하게 하도록 하는 보상전압벡터를 인가하는 방법을 사용한다.(즉, Tmin 이 경과하기 전에 전류를 센싱하면 전류 측정이 제대로 이루어지지 않아 이 구간은 ‘데드존’이라고 부른다)The non-current measurable area can be reduced by inverter control techniques. In the present invention, a method of modulating a voltage command vector as a reference for load control is used. That is, a method of applying an injection voltage vector so that the average voltage command does not change during one switching period, but T min is secured for half a period, and a compensation voltage vector is applied for keeping the average voltage command constant for the other half period. (I.e., if the current is sensed before T min elapses, the current measurement will not be done properly and this section is called 'dead zone').

즉, 도 16에 도시된 바와 같이, 전압지령벡터 v*가 전류 측정 불가능 영역에 위치한 경우에 측정 가능 영역에 도달하는 전압 벡터 vm을 인가하고, 이를 보상하기 위한 보상전압 vc를 인가하는 것을 나타내고 있다.That is, as shown in FIG. 16, when the voltage command vector v * is located in the region where the current cannot be measured, the voltage vector v m reaching the measurable region is applied, and the compensation voltage v c is applied to compensate for this. It is shown.

앞서 언급한 전류 복원 방식과 전압주입방식을 포함한 전체 시스템 제어 루프는 도 17a와 같다. 속도 지령

Figure 112011077774389-pat00006
과 실제 속도
Figure 112011077774389-pat00007
의 차를 입력으로 하는 속도 제어기(100)는 출력으로 동기 좌표계(synchronous reference frame) dq축 전류 지령
Figure 112011077774389-pat00008
을 내보낸다. 이에 전류 제어기(101)는 동기 좌표계 dq축 전류 지령
Figure 112011077774389-pat00009
과 전류
Figure 112011077774389-pat00010
의 차를 이용해 출력 전압
Figure 112011077774389-pat00011
을 결정하게 된다. 동기 좌표계 dq축 전류는 부하기의 회전각
Figure 112011077774389-pat00012
에 맞춰 정지좌표계(stationary reference frame) dq축 전류를 회전 변환한 것이며 정지좌표계 dq축 전류는 3상전류를 축변환(axis transformation)하여 구할 수 있다. 션트 센싱을 통해 측정된 전류는 전류 복원기(103)를 통해 상전류로 변환되며 전류 제어기 입력으로 사용된다. 전류 제어기(101) 출력으로 나오는 출력 전압
Figure 112011077774389-pat00013
중 측정 불가능한 영역에 속한 전압은 전압주입기(102)를 통해 보상할 수 있으며 이로 인해 전류 측정 가능 영역을 확장시킬 수 있다. 전압주입기의 상세한 블록도는 도 17b와 같다. 출력 전압 벡터 영역에 따라
Figure 112011077774389-pat00014
씩 차이가 나는 회전 변환 각
Figure 112011077774389-pat00015
을 정할 수 있으며 각 영역에 따라
Figure 112011077774389-pat00016
로 회전 변환된 출력 전압
Figure 112011077774389-pat00017
과 주입 전압
Figure 112011077774389-pat00018
을 구할 수 있으며 수식 1을 통해
Figure 112011077774389-pat00019
로 회전 변환된 측정 가능 전압
Figure 112011077774389-pat00020
을 구할 수 있다. The overall system control loop including the current recovery method and the voltage injection method described above is illustrated in FIG. 17A. Speed command
Figure 112011077774389-pat00006
And real speed
Figure 112011077774389-pat00007
The speed controller 100 that uses the difference between the inputs and outputs the synchronous reference frame dq-axis current command as an output.
Figure 112011077774389-pat00008
Export The current controller 101 is a synchronous coordinate system dq axis current command
Figure 112011077774389-pat00009
Overcurrent
Figure 112011077774389-pat00010
Output voltage using
Figure 112011077774389-pat00011
Will be determined. Synchronous coordinate system dq-axis current is the rotation angle of the load
Figure 112011077774389-pat00012
The stationary reference frame dq-axis current is rotationally converted according to the present invention. The stationary coordinate system dq-axis current can be obtained by axis transformation of the three-phase current. The current measured through shunt sensing is converted to phase current through the current recoverer 103 and used as a current controller input. Output voltage coming out of current controller 101 output
Figure 112011077774389-pat00013
The voltage belonging to the unmeasurable region of the region may be compensated by the voltage injector 102, thereby expanding the current measurable region. A detailed block diagram of the voltage injector is shown in FIG. 17B. According to the output voltage vector region
Figure 112011077774389-pat00014
Rotation conversion angle
Figure 112011077774389-pat00015
You can set the
Figure 112011077774389-pat00016
Rotated Output Voltage
Figure 112011077774389-pat00017
And injection voltage
Figure 112011077774389-pat00018
Can be obtained from
Figure 112011077774389-pat00019
Measurable Voltage Rotationally Converted to
Figure 112011077774389-pat00020
Can be obtained.

Figure 112011077774389-pat00021
Figure 112011077774389-pat00021

이후 -

Figure 112011077774389-pat00022
로 회전 변환하여 정지 좌표계로 복귀된 측정 가능 전압
Figure 112011077774389-pat00023
이 결정되며, 출력 전압
Figure 112011077774389-pat00024
및 보상전압
Figure 112011077774389-pat00025
는 다음의 수식 2 및 3을 통해 구할 수 있다.after -
Figure 112011077774389-pat00022
Voltage returned to the stationary coordinate system by rotation conversion
Figure 112011077774389-pat00023
Is determined, the output voltage
Figure 112011077774389-pat00024
And compensation voltage
Figure 112011077774389-pat00025
Can be obtained through Equations 2 and 3 below.

Figure 112011077774389-pat00026
Figure 112011077774389-pat00026

Figure 112011077774389-pat00027
Figure 112011077774389-pat00027

위의 방식을 션트 저항 RN을 사용하는 방식의 3 레벨 인버터 방식에 적용한 경우의 결과는 다음의 도 18a 내지 도 21d의 도면과 같다. 즉, 도 18a 내지 도 21d는 션트 저항 RB가 설치된 3 레벨 인버터에서, 전압을 주입하는 방향에 따른 각 영역의 전압 주입 방법을 설명하는 도면이다. When the above method is applied to the three-level inverter method using the shunt resistor R N , the result is as shown in FIGS. 18A to 21D. That is, FIGS. 18A to 21D are diagrams for describing a voltage injection method in each region according to a direction in which voltage is injected in a three-level inverter provided with a shunt resistor R B.

(0,0,0)-(2,0,0)-(2,1,0)으로 이루어지는 섹터 1에 대해서 도시하였으며, 대칭형 구조이기 때문에 다른 섹터에서도 동일하게 적용된다. 전압을 주입하는 방향에 따라 도 18a 및 도 18b에 도시되는 S1 영역, 도 19a~19h에 도시되는 S2 영역, 도 20a 및 도 20b에 도시되는 S3 영역, 도 21a 및 도 21d에 도시되는 S4 영역으로 나눌 수 있다. 앞서 언급했듯이 이외의 구간도 모두 대칭형이기 때문에

Figure 112011077774389-pat00028
회전 변환을 통해, 전압 주입 및 보상을 유사하게 적용할 수 있다.A sector 1 consisting of (0,0,0)-(2,0,0)-(2,1,0) is shown. The same applies to other sectors because of the symmetrical structure. Depending on the direction of voltage injection, the region S 1 shown in Figs. 18A and 18B, the region S 2 shown in Figs. 19A to 19H, the region S 3 shown in Figs. 20A and 20B, shown in Figs. 21A and 21D It can be divided into S 4 area. As mentioned earlier, all other sections are symmetrical,
Figure 112011077774389-pat00028
Through rotational transformation, voltage injection and compensation can be similarly applied.

도 18a 및 도 18b의 S1 영역에서는 최소 전압 주입(수직 거리로 전압을 인가하여 주입 전압을 최소화하는 방식)이 불가능하기 때문에, 측정 가능 전압 벡터인 p1 점에 맞춰 보상 전압을 인가한다. 보상 전압은 다른 섹터에까지 넘어갈 수 있으므로, S1 영역의 모든 영역은 전압 주입 방법으로 측정 가능하다.In the region S 1 of FIGS. 18A and 18B, since a minimum voltage injection (a method of minimizing the injection voltage by applying a voltage at a vertical distance) is impossible, a compensation voltage is applied to a point P 1, which is a measurable voltage vector. Since the compensation voltage can be transferred to other sectors, all regions of the S 1 region can be measured by the voltage injection method.

도 19a~19h의 S2 영역 또한 최소 전압 주입이 가능한 영역으로 도시된 바와 같이 전압 주입을 할 수 있다. 단, 주입되는 최소 전압의 방향에 따라 도 19c 내지 도 19h와 같이 S2-1, S2-2, S2-3, S2-4, S2-5로 나누어진다. S2-1에서 최소 전압 주입 방향은 p1-p21 라인에 수직된 방향이며(도 19c, 19d 참조), S2-2 및 S2-3은 S2 영역에서 돌출된 삼각형의 모서리에 수직된 방향임을 알 수 있다(도 19e, 19f 참조). S2-4 및 S2-5의 경우 전압지령벡터에서부터 각각 p21, p23 점으로 최소 전압 주입이며, 도 19g, 도 19h에 도시된 바와 같이 반대 방향으로 보상해주면 된다. 따라서, 위와 같이 S2 영역에서도 최소 전압 주입 방식을 통해 모든 영역을 측정할 수 있다. The region S 2 of FIGS. 19A to 19H may also be voltage-injected as shown in the region capable of minimum voltage-injection. However, according to the direction of the minimum voltage injected is divided into S 2-1 , S 2-2, S 2-3, S 2-4, S 2-5 as shown in Figs. 19C to 19H. The minimum voltage injection direction in S 2-1 is the direction perpendicular to the p 1 -p 21 line (see FIGS. 19C, 19D), and S 2-2 and S 2-3 are perpendicular to the edges of the triangle protruding from the S 2 area. It can be seen that the direction is (see Fig. 19e, 19f). In the case of S 2-4 and S 2-5 , the minimum voltage is injected from the voltage command vector to p 21 and p 23 , respectively, and is compensated in the opposite direction as shown in FIGS. 19G and 19H. Therefore, in the S2 region as described above, all the regions can be measured by the minimum voltage injection method.

S3 영역은 S1 영역과 유사하나, 인버터가 낼 수 있는 최대 전압인 Outer Voltage Hexagon 제한에 걸려 일정 영역은 전압 주입으로도 측정할 수 없다. 도 20a 및 도 20b에서 p31점을 전류 측정 벡터로 전압 보상을 했을 때 p33 점에서 보상 전압이 Outer Voltage Hexagon에 닿아 더 이상 전압 보상을 할 수 없게 된다. S3 영역에서 위와 같이 전압 한계로 인한 경계(boundary)는 p32에서 p33, p33에서 p34를 잇는 선이 된다, 따라서, p32-p33-p34 이후의 측정 불능 지역에 대해서는 보상이 불가능하다.The S 3 area is similar to the S 1 area, but certain areas cannot be measured by voltage injection due to the limitation of the Outer Voltage Hexagon, which is the maximum voltage the inverter can produce. In FIG. 20A and FIG. 20B, when the voltage compensation is performed at p 31 using the current measurement vector, the compensation voltage reaches the Outer Voltage Hexagon at p 33 so that voltage compensation can no longer be performed. Boundary (boundary) due to the voltage limit as described above in the S 3 zone is at p 32 p 33, is a line connecting the p 34 p at 33, therefore, p 32 -p 33 -p compensate for the measured dead region 34 after the This is impossible.

S4 영역 또한 S2 영역과 같이 전압 보상 방식에 따라 도 21a와 같이 여러 구역으로 나누어지며 각각 도 21b는 S4-1, 도 21c는 S4-2, 도 21d는 S4-3이다. S4-1은 선 l4를 기준으로 전압주입이 가능하며 S4-2는 p42-p41에 수직된 방향으로, S4-3은 p41을 측정 전압으로 하여 전압주입이 가능하다. 하지만 이 구역 역시 선 l4 이후에는 Outer Voltage Hexagon에 닿아 전압 보상이 불가능하다.(도 21a 및 도 21b 참조)The region S 4 is also divided into several regions as shown in FIG. 21A according to the voltage compensation scheme like the region S 2, and FIG. 21B is S 4-1 , FIG. 21C is S 4-2 , and FIG. 21D is S 4-3 . S 4-1 is capable of voltage injection based on line l 4 , S 4-2 is perpendicular to p 42 -p 41 , and S 4-3 is capable of voltage injection with p 41 as the measured voltage. However, this zone also line l 4 after which it is impossible to touch the voltage compensation Outer Voltage Hexagon. (See Fig. 21a and Fig. 21b)

결과적으로 전압 주입 방법의 적용 후의 측정 불능 영역은 도 22에 도시된 바와 같다. As a result, the unmeasurable area after the application of the voltage injection method is shown in FIG. 22.

위에서 설명한 전압 주입 방법을 션트 저항 RN를 사용하는 3레벨 인버터에 적용한 경우의 전류 측정 불능 구간은 도 23에 나타난 바와 같으며, 두 개 이상의 션트 저항을 사용한 3 레벨 인버터에 적용한 경우의 전류 측정 불능 구간은 도 24에 나타난 바와 같다. The current non-measurement section in the case of applying the above-described voltage injection method to the three-level inverter using the shunt resistor R N is shown in FIG. 23, and the current measurement in the case of applying the three-level inverter using two or more shunt resistors is impossible. The interval is as shown in FIG.

션트 저항 RN만을 사용한 경우에는 전체적은 전류 측정 불능 영역이 감소하였으나, 외곽에 측정 불능 영역이 일부 남아 있다. 반면에, 두 개 이상의 션트 저항을 사용한 경우에는 측정 불능 영역이 거의 사라졌음을 알 수 있으며, 선형적으로 전압을 사용하는 Outer Hexagon 내접원 영역에서는 Tmin 에 따라 측정 불능 영역이 거의 존재하지 않음을 알 수 있다. When only the shunt resistor R N was used, the overall non-measureable area decreased, but some non-measured areas remained on the outside. On the other hand, when two or more shunt resistors are used, the non-measurable region is almost disappeared, and in the outer hexagon inscribed region where voltage is linearly used, there is almost no measurable region according to T min . Can be.

본 발명은 이와 같은 방법으로 3 레벨 인버터에 직접 스위칭 방식으로 직관적이고 효율적으로 출력 전압을 부하단에 전달할 수 있으며, 션트 저항 등을 이용한 션트 센서를 구성하여, 상전류를 검출함으로서 인버터를 제어할 수 있다. 특히, 전압 주입 방법을 사용함으로써, 전류 측정 불가능 영역을 최소화시킬 수 있다.According to the present invention, the output voltage can be transferred to the load stage intuitively and efficiently by a direct switching method to the three-level inverter, and a shunt sensor using a shunt resistor can be configured to control the inverter by detecting a phase current. . In particular, by using the voltage injection method, it is possible to minimize the non-current measurement area.

50 : DC 링크부 60 : 션트 저항부
70 : 스위치부 50: DC link portion 60: shunt resistor portion
70: switch unit

Claims (14)

직류 전원단에 연결되어 N-1개의 커패시터로 이루어지는 DC 링크부;
상기 DC 링크부의 N-1개의 커패시터 각각의 양단과 부하단 사이에 설치되는 N 개의 스위치로 이루어지는 스위치부;
상기 스위치부의 N개의 스위치의 온오프를 제어함으로써 상기 부하단에 N 개의 멀티레벨 전압을 공급하는 제어부; 및
상기 DC 링크부와 상기 스위치부 사이에 상전류 검출을 위한 하나 이상의 션트 센서를 포함하되,
상기 스위치부의 N개의 스위치는 단방향 또는 양방향 전력 소자이고,
상기 스위치부의 N개의 스위치 중에서 상기 DC 링크부의 최하단에 연결되는 첫 번째 스위치는 상기 DC 링크부 방향의 능동형 스위치로만 구성되고, 상기 DC 링크부의 최상단에 연결되는 N 번째 스위치는 상기 부하단 방향의 능동형 스위치로만 구성되어 계통 사고 시 부하 전류가 순환할 수 있도록 하고,
상기 제어부가 상기 스위치부의 N개의 스위치 중 어느 하나의 스위치에서 특정 레벨의 전압을 상기 부하단에 공급하는 중에 상기 스위치부의 N개의 스위치 중 다른 어느 하나의 스위치로 절환하는 것은, 상기 제어부가 상기 절환전에 상기 부하단에 특정 레벨의 전압을 공급하는 스위치 및 상기 절환될 스위치에 전류가 연속이 되도록 두 개의 스위치의 상기 온오프를 제어한 후, 상기 절환될 스위치를 온시키는 것을 특징으로 하는 멀티레벨 인버터.A DC link unit connected to a DC power supply terminal and including N-1 capacitors;
A switch unit comprising N switches installed between both ends of each of the N-1 capacitors of the DC link unit and a load terminal;
A control unit for supplying N multilevel voltages to the load terminal by controlling ON / OFF of N switches of the switch unit; And
At least one shunt sensor for detecting a phase current between the DC link unit and the switch unit,
N switches of the switch unit are unidirectional or bidirectional power elements,
Among the N switches of the switch unit, the first switch connected to the lowermost end of the DC link unit is constituted only by an active switch in the direction of the DC link unit, and the Nth switch connected to the top of the DC link unit is an active switch in the load end direction. It is composed of only to allow the load current to circulate in case of system accident
The control unit switching the switch to any other switch among the N switches of the switch unit while supplying a voltage of a specific level from the one switch of the N switches of the switch unit to the load terminal is performed by the control unit before the switching. And switching the switch to be switched on after controlling the on / off of the two switches to supply a voltage of a specific level to the load stage and the current to the switch to be continuous. 삭제delete 삭제delete 삭제delete 제1항에 있어서,
상기 하나 이상의 션트 센서로 상전류를 검출하는 전류 검출부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 멀티레벨 인버터.The method of claim 1,
And a current detector configured to detect phase current with the at least one shunt sensor. 제5항에 있어서,
상기 N의 값을 3으로 설정하여 3 레벨의 전압을 부하단에 출력하는 것을 특징으로 하는 멀티레벨 인버터.The method of claim 5,
And setting the value of N to 3 to output a voltage of three levels to the load stage. 제6항에 있어서,
상기 3개의 스위치를 상기 직류 전원단의 기준 전압을 기준으로 쌓아진 순서대로 Sx1, Sx2, Sx3으로 명명할 때,
상기 션트 센서는 상기 스위치 Sx1, Sx2, 및 Sx3 중 어느 하나와 상기 직류 전원단 사이에 설치되는 것을 특징으로 하는 멀티레벨 인버터.The method according to claim 6,
When the three switches are named as Sx 1 , Sx 2 , Sx 3 in the stacked order based on the reference voltage of the DC power terminal,
The shunt sensor is a multi-level inverter, characterized in that installed between any one of the switch Sx 1 , Sx 2 , and Sx 3 and the DC power supply. 제6항에 있어서,
상기 3개의 스위치를 상기 직류 전원단의 기준 전압을 기준으로 쌓아진 순서대로 Sx1, Sx2, Sx3으로 명명할 때,
상기 션트 센서는 상기 스위치 Sx1과 상기 직류 전원단 사이 및 상기 스위치 Sx2와 상기 직류 전원단 사이에 두 개로 설치되거나, 상기 스위치 Sx1과 상기 직류 전원단 사이 및 상기 스위치 Sx3와 상기 직류 전류단 사이에 두 개로 설치되거나 상기 스위치 Sx2과 상기 직류 전원단 사이 및 상기 스위치 Sx3와 상기 직류 전원단 사이에 두 개로 설치되거나, 상기 스위치 Sx1, Sx2, Sx3와 상기 직류 전원단 사이에 세 개로 설치되는 것을 특징으로 하는 멀티레벨 인버터.The method according to claim 6,
When the three switches are named as Sx 1 , Sx 2 , Sx 3 in the stacked order based on the reference voltage of the DC power terminal,
Two shunt sensors are installed between the switch Sx 1 and the DC power terminal and between the switch Sx 2 and the DC power terminal, or between the switch Sx 1 and the DC power terminal and the switch Sx 3 and the DC current. Installed between two stages or between the switch Sx 2 and the DC power stage and between the switch Sx 3 and the DC power stage, or between the switches Sx 1 , Sx 2 , Sx 3 and the DC power stage Multi-level inverter, characterized in that installed in three. 제6항에 있어서,
상기 제어부는 부하 제어의 기준이 되는 전압지령벡터를 출력하고, 상기 전압지령벡터가 전압 벡터 평면에서 위치하는 섹터를 결정하고, 상기 결정된 섹터에 기초하여 상기 전압 벡터 평면에서 PWM 스위칭의 유지시간이 특정 시간보다 적은 영역인 데드존에서 상전류의 복원이 가능하도록 주입되는 주입전압벡터를 결정하고, 상기 결정된 주입전압벡터를 이용하여 상기 전압지령벡터를 변조하고, 상기 변조된 전압지령벡터를 멀티레벨 인버터에 출력하고, 상기 전류 검출부에서 검출된 상전류를 이용하여 3상 전류를 복원하는 것을 특징으로 하는 멀티레벨 인버터.The method according to claim 6,
The control unit outputs a voltage command vector as a reference for load control, determines a sector in which the voltage command vector is located in the voltage vector plane, and specifies a holding time of PWM switching in the voltage vector plane based on the determined sector. Determine an injection voltage vector to be injected to restore phase current in a dead zone, which is less than a time period, modulate the voltage command vector using the determined injection voltage vector, and convert the modulated voltage command vector to a multilevel inverter. And restores the three-phase current by using the phase current detected by the current detector. 제9항에 있어서,
상기 제어부는 상기 전압지령벡터의 변조시, PWM의 하나의 반주기에서 평균 전압벡터가 상기 전압지령벡터와 주입전압벡터의 합과 같고, 나머지 반주기에서는 차와 같게 하는 것을 특징으로 하는 멀티레벨 인버터.10. The method of claim 9,
And the control unit makes the average voltage vector equal to the sum of the voltage command vector and the injection voltage vector in one half cycle of PWM when the voltage command vector is modulated, and the difference in the other half cycle. 삭제delete 삭제delete 삭제delete 삭제delete
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