KR101255364B1 - Method and apparatus for receiving data in a communication system - Google Patents

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Abstract

본 발명은 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multi-Input Multi-Output) 방식의 통신 시스템에서 데이터 수신 방법 및 장치에 관한 것이다. 이를 위해 본 발명은, 통신 시스템에서 데이터 수신 방법에 있어서, 다수의 수신 안테나를 통해 데이터를 수신하면, 회귀적 최소자승(RLS: Recursive Least Square) 알고리즘을 이용하여 상기 수신한 데이터를 전송한 채널을 추적하는 과정과, 상기 추적한 채널에 상응하여 상기 수신한 데이터에 포함된 간섭을 널링(nulling)하고, 상기 널링한 간섭을 제거하는 과정과, 상기 간섭이 제거된 데이터를 스피어 디코딩(sphere decoding) 방식을 이용하여 디코딩하는 과정을 포함한다.The present invention relates to a data receiving method and apparatus in a multi-input multi-output (MIMO) communication system. To this end, the present invention, in a data receiving method in a communication system, when receiving data through a plurality of receiving antennas, using the Recursive Least Square (RLS) algorithm to transmit a channel for transmitting the received data Tracing, nulling the interference included in the received data corresponding to the tracked channel, removing the nulled interference, and sphere decoding the data from which the interference is removed. Decoding using the method.

MIMO(Multiple Input Multiple Output), RLS(Recursive Least Square), Sphere decoding Multiple Input Multiple Output (MIMO), Recursive Least Square (RLS), Sphere decoding

Description

통신 시스템에서 데이터 수신 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR RECEIVING DATA IN A COMMUNICATION SYSTEM}METHOD AND APPARATUS FOR RECEIVING DATA IN A COMMUNICATION SYSTEM}

도 1은 통신 시스템의 송수신기 구조를 개략적으로 도시한 도면.1 schematically illustrates a transceiver structure of a communication system.

도 2는 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 수신기의 구조를 개략적으로 도시한 도면.2 is a diagram schematically illustrating a structure of a receiver in a communication system according to an embodiment of the present invention.

본 발명은 통신 시스템에 관한 것으로, 특히 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multi-Input Multi-Output) 방식의 통신 시스템에서 데이터 수신 방법 및 장치에 관한 것이다.The present invention relates to a communication system, and more particularly, to a method and apparatus for receiving data in a multi-input multi-output (MIMO) communication system.

통신에서 가장 근본적인 문제는 채널(channel)을 통하여 얼마나 효율적이고 신뢰성 있게(reliably) 데이터(data)를 전송할 수 있느냐 하는 것이다. 최근에 활발하게 연구되고 있는 차세대 멀티미디어 통신 시스템에서는 초기의 음성 위주의 서비스를 벗어나 영상, 무선 데이터 등의 다양한 정보를 처리하고 전송할 수 있는 고속 통신 시스템이 요구됨에 따라 시스템에 적절한 채널 부호화 방식을 사용하여 시스템의 효율을 높이는 것이 필수적이다.The most fundamental problem in communication is how efficiently and reliably data can be transmitted over a channel. In the next generation multimedia communication system, which is being actively researched recently, a high-speed communication system capable of processing and transmitting various information such as video and wireless data beyond the initial voice-oriented service is required. It is essential to increase the efficiency of the system.

그런데, 통신 시스템에 존재하는 무선 채널 환경은 유선 채널 환경과는 달리 다중 경로 간섭(multipath interference)과, 쉐도잉(shadowing)과, 전파 감쇠와, 시변 잡음과, 간섭 및 페이딩(fading) 등과 같은 여러 요인들로 인해 불가피한 오류가 발생하여 정보의 손실이 발생한다. 이러한 정보의 손실은 실제 송신 신호에 심한 왜곡을 발생시켜 통신 시스템의 전체 성능을 저하시키는 요인으로 작용하게 된다. 일반적으로 이러한 정보의 손실을 감소시키기 위해 채널의 성격에 따라 다양한 에러 제어 기법(error-control technique)을 이용하여 시스템의 신뢰도를 높이는데, 이러한 에러 제어 기법 중에 가장 기본적인 방법은 에러 정정 부호(error-correcting code)를 사용하는 것이다.However, unlike a wired channel environment, a wireless channel environment exists in a communication system such as multipath interference, shadowing, propagation attenuation, time-varying noise, interference, and fading. Factors cause unavoidable errors and loss of information. This loss of information causes severe distortion in the actual transmission signal, which reduces the overall performance of the communication system. In general, in order to reduce the loss of information, various error-control techniques are used to increase the reliability of the system according to the characteristics of the channel. The most basic of these error control techniques is an error-correcting code. correcting code.

또한, 상기 페이딩 현상으로 인한 통신의 불안정성을 제거하기 위해 다이버시티(diversity) 방식을 사용하며, 상기 다이버시티 방식은 크게 시간 다이버시티(time diversity) 방식과, 주파수 다이버시티(frequency diversity) 방식 및 안테나 다이버시티(antenna diversity) 방식, 즉 공간 다이버시티(space diversity) 방식으로 분류된다.In addition, a diversity scheme is used to remove instability of communication due to the fading phenomenon, and the diversity scheme includes a time diversity scheme, a frequency diversity scheme, and an antenna. It is classified into an diversity diversity scheme, that is, a space diversity scheme.

상기 안테나 다이버시티 방식은 다중 안테나(multiple antenna)를 사용하는 방식으로서, 상기 안테나 다이버시티 방식은 수신 안테나들을 다수개로 구비하여 적용하는 수신 안테나 다이버시티 방식과 송신 안테나들을 다수개로 구비하여 적용하는 송신 안테나 다이버시티 방식 및 다수개의 수신 안테나들과 다수개의 송신 안테나들을 구비하여 적용하는 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multiple Input Multiple Output, 이하 'MIMO'라 칭하기로 한다) 방식으로 분류된다.The antenna diversity scheme uses a multiple antenna, and the antenna diversity scheme includes a reception antenna diversity scheme including a plurality of reception antennas and a transmission antenna including a plurality of transmission antennas. It is classified into a diversity scheme and a multiple input multiple output (MIMO) scheme applied with a plurality of receive antennas and a plurality of transmit antennas.

상기 MIMO 방식의 통신 시스템에서 다수개의 송신 안테나들 각각에 대해 어떤 데이터를 전송할 것인지는 시공간 부호화에 의해 결정되며 수신 안테나들 각각은 상기 송신 안테나 각각으로부터 전송된 신호를 수신하여 시공간 복호화를 수행한다. 이러한 시공간 부호화는 동일 데이터를 서로 다른 송신 안테나를 통해 전송하기 위해 서로 다른 포맷으로 부호화하는 시공간 전송 다이버시티 기법 또는 서로 다른 데이터를 서로 다른 송신 안테나를 통해 전송하는 공간다중화 기법으로 구현된다.In the MIMO communication system, what data is transmitted for each of a plurality of transmit antennas is determined by space-time encoding, and each of the receive antennas receives a signal transmitted from each of the transmit antennas and performs space-time decoding. Such space-time encoding is implemented by a space-time transmission diversity technique for encoding the same data in different formats to transmit the same data through different transmission antennas, or a spatial multiplexing technique for transmitting different data through different transmission antennas.

일반적으로 공간다중화 기법에서 시공간 부호화된 신호는 수신단에서 공동 또는 분리 검출(joint or separate detection) 방식을 통해 복호화된다. 공동 검출 방식에서는 하나의 송신 안테나로부터 전송된 신호뿐만 아니라 타 송신 안테나로부터 전송된 신호들도 고려하여야 한다. 이러한 특성 때문에 공간 다중화 MIMO 방식의 통신 시스템을 이용하기 위한 최적의 복호 알고리즘으로 최대 우도(Maximum Likelihood) 복호화가 알려져 있다. 상기 최대 우도 복호 기법을 이용하면 송신 안테나의 수에 관계없이 수신 안테나의 수와 동일한 다이버시티 차수를 얻을 수 있다. 따라서, 최대 우도 복호 기법은 다른 복호 기법들과 비교하여 신호대잡음비(SNR: Signal-to-Noise Ratio, 이하 'SNR'이라 칭하기로 한다) 측면에서 우수한 성능을 보이며 SNR 이득은 송신 안테나의 수에 비례하여 증가한다. 그러나, 상기 최대 우도 복호화 기법은 송신 안테나의 수가 증가함에 따라 통신 시스템의 복잡도가 지수적으로 증가하는 문제점이 있다.In general, a space-time encoded signal is decoded by a joint or separate detection method at a receiving end in a spatial multiplexing technique. In the joint detection scheme, the signals transmitted from one transmitting antenna as well as the signals transmitted from another transmitting antenna should be considered. Due to these characteristics, maximum likelihood decoding is known as an optimal decoding algorithm for using a spatial multiplexed MIMO communication system. Using the maximum likelihood decoding technique, a diversity order equal to the number of receiving antennas can be obtained regardless of the number of transmitting antennas. Therefore, the maximum likelihood decoding technique shows superior performance in terms of signal-to-noise ratio (SNR) compared to other decoding techniques, and the SNR gain is proportional to the number of transmitting antennas. To increase. However, the maximum likelihood decoding technique has a problem that the complexity of the communication system increases exponentially as the number of transmitting antennas increases.

한편, MIMO 방식의 통신 시스템은 무선 채널 환경에서 수직 블라스트(V-BLAST: Vertical Bell Labs Layered Space-Time, 이하 'V-BLAST'라 칭하기로 한다) 코드, 일반화 결정 궤환 등화기(GDFE: Generalized Decision Feedback Equalizer, 이하 'GDFE'라 칭하기로 한다)와 같은 부최적 검파와 파일럿에 의한 채널 추정 및 보간에 의한 채널 추적(channel tracking)을 통해 복호화하는 방안이 제안되고 있다. 그러나, 이러한 기법들은 고속으로 변화하는 무선 채널 환경에서 부적합하는 문제점이 있다. 구체적으로 설명하면, 전술한 기법들은 채널의 변화 속도가 증가할 수록 통신 시스템의 성능이 급격하게 저하되고, 상기 V-BLAST 코드나, GDFE은 MIMO 방식의 통신 시스템에서 부최적 검파 기법이므로 충분한 다이버시티 이득을 얻지 못하므로 통신 시스템의 성능 향상을 기대할 수 없으며, 그에 따라 고속으로 변화하는 무선 채널 환경에서 부적합하는 문제점이 있다.Meanwhile, a MIMO communication system includes a vertical blast (V-BLAST) code and a generalized decision feedback equalizer (GDFE) in a wireless channel environment. A method of decoding through suboptimal detection such as a feedback equalizer (hereinafter referred to as 'GDFE'), channel estimation by pilot, and channel tracking by interpolation has been proposed. However, these techniques are inadequate in a rapidly changing wireless channel environment. Specifically, the above-described techniques are rapidly degraded as the channel change rate increases, and the V-BLAST code or the GDFE is a suboptimal detection technique in a MIMO communication system. Since the gain is not obtained, the performance improvement of the communication system cannot be expected, and thus, there is a problem in that it is unsuitable in a rapidly changing wireless channel environment.

따라서, 본 발명의 목적은 통신 시스템에서 데이터 수신 방법 및 장치를 제공함에 있다.Accordingly, an object of the present invention is to provide a method and apparatus for receiving data in a communication system.

또한, 본 발명의 다른 목적은 고속으로 변화하는 무선 채널 환경의 통신 시스템에서 시스템의 복잡도를 감소시키며, 시스템의 성능 저하를 방지하는 데이터 수신 방법 및 장치를 제공함에 있다.In addition, another object of the present invention is to provide a data receiving method and apparatus for reducing the complexity of a system in a communication system of a rapidly changing wireless channel environment and preventing performance degradation of the system.

상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 방법은, 통신 시스템에서 데이터 수신 방법에 있어서, 다수의 수신 안테나를 통해 데이터를 수신하면, 회귀적 최소자승(RLS: Recursive Least Square) 알고리즘을 이용하여 상기 수신한 데이터를 전송한 채널을 추적하는 과정과, 상기 추적한 채널에 상응하여 상기 수신한 데이터에 포함된 간섭을 널링(nulling)하고, 상기 널링한 간섭을 제거하는 과정과, 상기 간섭이 제거된 데이터를 스피어 디코딩(sphere decoding) 방식을 이용하여 디코딩하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.In accordance with another aspect of the present invention, a method for receiving data in a communication system includes receiving a data through a plurality of receive antennas and using a recursive least square (RLS) algorithm. Tracking a channel that has transmitted one data, nulling interference included in the received data corresponding to the tracked channel, removing the nulled interference, and removing the interference data It characterized in that it comprises a step of decoding by using a sphere decoding (sphere decoding) method.

상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 장치는, 통신 시스템에서 데이터 수신 장치에 있어서, 다수의 수신 안테나를 통해 데이터를 수신하면, 회귀적 최소자승(RLS: Recursive Least Square) 알고리즘을 이용하여 상기 수신한 데이터를 전송한 채널을 추적하고, 상기 추적한 채널에 상응하여 상기 수신한 데이터에 포함된 간섭을 널링(nulling)하고, 상기 널링한 간섭을 제거하는 필터부와, 상기 간섭이 제거된 데이터를 스피어 디코딩(sphere decoding) 방식을 이용하여 디코딩하는 디코더부를 포함하는 것을 특징으로 한다.An apparatus of the present invention for achieving the above object is, in a data receiving apparatus in a communication system, when receiving data through a plurality of receiving antennas, using the Recursive Least Square (RLS) algorithm A filter unit for tracking a channel transmitting one data, nulling interference included in the received data corresponding to the tracked channel, and removing the nulled interference; It characterized in that it comprises a decoder to decode by using a sphere decoding (sphere decoding) method.

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.Hereinafter, exemplary embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. It should be noted that in the following description, only parts necessary for understanding the operation according to the present invention will be described, and descriptions of other parts will be omitted so as not to distract from the gist of the present invention.

본 발명은, 통신 시스템, 일예로 수신 안테나들을 다수개로 구비하여 적용하는 수신 안테나 다이버시티 방식과 송신 안테나들을 다수개로 구비하여 적용하는 송신 안테나 다이버시티 방식 및 다수개의 수신 안테나들과 다수개의 송신 안테나들을 구비하여 적용하는 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multiple Input Multiple Output, 이하 'MIMO'라 칭하기로 한다) 방식의 통신 시스템에서 데이터 수신 방법 및 장치를 제안한다. 후술할 본 발명의 실시예에서는, MIMO 방식의 통신 시스템이 채널 환경에 상응하여 회귀적 최소자승(RLS: Recursive Least Square, 이하 'RLS'라 칭하기로 한다) 알고리즘에 의한 채널 추적(channel tracking)과 스피어 디코딩(Sphere decoding) 통해 데이터를 수신한다. 그러면 여기서 도 1을 참조하면 통신 시스템의 송수신기(transmitter/receiver) 구조에 대해서 설명하기로 한다.The present invention provides a communication system, for example, a reception antenna diversity method for applying a plurality of reception antennas and a transmission antenna diversity method for applying a plurality of transmission antennas, and a plurality of reception antennas and a plurality of transmission antennas. The present invention proposes a method and apparatus for receiving data in a communication system of a multiple input multiple output (MIMO) method. In the embodiment of the present invention to be described later, the MIMO communication system and the channel tracking by the Recursive Least Square (RLS) algorithm according to the channel environment and Data is received through sphere decoding. Next, referring to FIG. 1, a transmitter / receiver structure of a communication system will be described.

도 1은 통신 시스템의 송수신기 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.1 is a diagram schematically illustrating a transceiver structure of a communication system.

도 1을 참조하면, 송신기(100)는 부호화기(encoder)(111)와, 변조기(modulator)(113)와, 무선 주파수(RF: Radio Frequency, 이하 'RF'라 칭하기로 한다) 처리기(115)를 포함하고, 수신기(150)는 RF 처리기(151)와, 복조기(de-modulator)(153)와, 복호기(decoder)(155)를 포함한다. 먼저, 상기 송신기(100)에서 송신하고자 하는 정보 데이터(information data)가 발생되면, 상기 정보 데이터는 상기 부호화기(111)로 전달된다. 상기 부호화기(111)는 상기 정보 데이터를 미리 설정되어 있는 부호화 방식으로 부호화하여 부호화 심볼(coded symbol)로 생성한 후 상기 변조기(113)로 출력한다. 상기 변조기(113)는 상기 부호화 심볼을 미리 설정되어 있는 변조 방식으로 변조하여 변조 심벌로 생성하여 상기 RF 처리기(115)로 출력한다. 상기 RF 처리기(115)는 상기 변조기(113)에서 출력한 신호를 입력하여 RF 처리한 후 안테나를 통해 에어(air)상으로 송신한다.Referring to FIG. 1, the transmitter 100 includes an encoder 111, a modulator 113, and a radio frequency (RF) processor 115. The receiver 150 includes an RF processor 151, a demodulator 153, and a decoder 155. First, when information data to be transmitted from the transmitter 100 is generated, the information data is transmitted to the encoder 111. The encoder 111 encodes the information data by using a predetermined encoding method, generates the coded symbol, and outputs the encoded symbol to the modulator 113. The modulator 113 modulates the encoded symbol by a predetermined modulation scheme, generates a modulated symbol, and outputs the modulated symbol to the RF processor 115. The RF processor 115 inputs a signal output from the modulator 113, performs RF processing, and transmits the RF signal through the antenna.

이렇게 상기 송신기(100)에서 에어상으로 송신한 신호는 상기 수신기(150)의 안테나를 통해 수신되고, 상기 안테나를 통해 수신된 신호는 상기 RF 처리기(151) 로 전달된다. 상기 RF 처리기(151)는 상기 수신 신호를 RF 처리한 후 그 RF 처리된 신호를 상기 복조기(153)로 출력한다. 상기 복조기(153)는 상기 RF 처리기(151)에서 출력한 신호를 입력하여 상기 송신기(100)의 변조기(113)에서 적용한 변조 방식에 상응하는 복조 방식으로 복조한 후 그 복조한 신호를 상기 복호기(155)로 출력한다. 상기 복호기(155)는 상기 복조기(153)에서 출력한 신호를 입력하여 상기 송신기(100)의 부호화기(111)에서 적용한 부호화 방식에 상응하는 복호 방식으로 복호한 후 그 복호한 신호를 최종적으로 복원된 정보 데이터로 출력한다.The signal transmitted by the transmitter 100 on the air is received through the antenna of the receiver 150, and the signal received through the antenna is transmitted to the RF processor 151. The RF processor 151 RF-processes the received signal and outputs the RF-processed signal to the demodulator 153. The demodulator 153 inputs the signal output from the RF processor 151 to demodulate the demodulation method corresponding to the modulation scheme applied by the modulator 113 of the transmitter 100 and then decodes the demodulated signal into the demodulator ( 155). The decoder 155 inputs the signal output from the demodulator 153 to decode the decoding method corresponding to the encoding method applied by the encoder 111 of the transmitter 100, and finally decodes the decoded signal. Output as information data.

이때, 상기 송신기(100)에서 송신한 정보 데이터를 상기 수신기(150)에서 에러없이 복원하기 위해서 성능이 우수한 부호화기 및 복호기에 대한 필요성이 부각되고 있다. 특히, 통신 시스템의 특성상 무선 채널 환경에 의해 발생하는 에러를 제거하기 위해 전술한 바와 같이 RLS 알고리즘에 의한 채널 추적을 통해 복호화하여 데이터를 수신한다. 그러면 여기서 도 2를 참조하면 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 수신기 구조에 대해서 설명하기로 한다.In this case, there is a need for an encoder and a decoder having excellent performance in order to recover information data transmitted from the transmitter 100 without error in the receiver 150. In particular, in order to eliminate an error caused by a wireless channel environment due to the characteristics of a communication system, data is received by decoding through channel tracking by the RLS algorithm as described above. Next, referring to FIG. 2, a receiver structure of a communication system according to an embodiment of the present invention will be described.

도 2는 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 수신기의 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.2 is a diagram schematically illustrating a structure of a receiver in a communication system according to an embodiment of the present invention.

도 2를 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 수신기는, 다수의 피드포워드(feedforward) 필터들(211,213,215)과, 디코더들(221,223,225)과, 피드백(feedback) 필터들(231,233)과 합산기들(241,243), 및 결합기(250)를 포함한다. 이러한 수신기는 DFE(Decision Feedback Equalizer) 구조로서 상기 피드포워드 필터(211,213,215)과 피드백 필터들(231,233)은 RLS 알고리즘을 수행하고, 상기 디 코더들(221,223,225)은 스피어 디코딩(sphere decoding) 방식을 통해 입력된 신호를 복호화한다. 그리고, 도시하지는 않았으나 전술한 바와 같이, 송신기에서 M개의 안테나들을 통해 에어상으로 송신한 신호는 수신기의 N개의 안테나들을 통해 수신되고, 상기 N개의 안테나들을 통해 수신한 신호는 하기 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.Referring to FIG. 2, in a communication system according to an exemplary embodiment of the present invention, a receiver includes a plurality of feedforward filters 211, 213, 215, decoders 221, 223, 225, feedback filters 231, 233, and the like. Summers 241, 243, and combiner 250. The receiver has a Decision Feedback Equalizer (DFE) structure and the feedforward filters 211, 213, 215 and the feedback filters 231, 233 perform an RLS algorithm, and the decoders 221, 223, 225 are input through sphere decoding. The decoded signal. Although not shown, as described above, a signal transmitted on the air through the M antennas from the transmitter is received through the N antennas of the receiver, and the signal received through the N antennas is represented by Equation 1 below. Can be represented.

Figure 112006009009750-pat00001
Figure 112006009009750-pat00001

상기 수학식 1에서 y(n)은 임의의 시간(n)에서 수신된 신호 벡터(vector)를 의미하고, H(n)은 N개의 수신 안테나들과 M개의 송신 안테나들에 의해 형성된

Figure 112006009009750-pat00002
의 채널 매트릭스(channel matrix)를 의미하고, d(n)은 상기 임의의 시간(n)에서 전송된 신호 벡터를 의미하며, w(n)은 상기 임의의 시간(n)에서의 잡음을 의미한다.In Equation 1, y (n) means a signal vector received at an arbitrary time n, and H (n) is formed by N receive antennas and M transmit antennas.
Figure 112006009009750-pat00002
D (n) means a signal vector transmitted at the arbitrary time n, and w (n) means noise at the arbitrary time n. .

N개의 안테나를 통해 수신한 신호 y(n)은 다수의 피드포워드 필터들(211,213,215)과 결합기(250)로 전달된다. 상기 피드포워드 필터들(211,213,215)은 상기 입력된 신호 y(n)의 각 성분에 포함된 간섭 신호를 제거한다. 즉, 상기 y(n)을 구성하는 신호 벡터의 각 성분 d1(n), d2(n), …, dM(n)에서 제M피드포워드 필터(211)는 d1(n), d2(n), …, dM-1(n)을 간섭으로 간주하여 널링(nulling)하며, 또한 제M-1피드포워드 필터(213)은 d1(n), d2(n),…, dM-2(n)을, 마찬가지 방식으로 1부터 M까지의 정수 k에 대해 제k피드포워드 필터는 d1(n), d2(n), …, dk-1(n)을 간섭으로 간주하여 널링한다. 따라서, 상기 제k피드포워드 필터의 출력은 dk(n), dk+1(n),..., dM(n)의 성분만을 포함하고 dk(n)을 제외한 나머지 dk+1(n),...,dM(n) 성분 또한 간섭으로 간주되며 이 성분들은 상기 디코더(221,223,225)의 잠정적 출력을 상기 피드백 필터들(231,233)을 통해 피드백 하여 제거(cancelling)된다.The signal y (n) received through the N antennas is transmitted to the plurality of feedforward filters 211, 213, and 215 and the combiner 250. The feedforward filters 211, 213, 215 remove the interference signal included in each component of the input signal y (n). In other words, each component d 1 (n), d 2 (n),... Of the signal vector constituting the y (n). , d M (n), the Mth feedforward filter 211 is d 1 (n), d 2 (n),. , d M-1 (n) is considered to be nulling and interference, and the M-1 feedforward filter 213 is d 1 (n), d 2 (n),. , d M-2 (n) in the same manner for the integer k from 1 to M, the k th feedforward filter is d 1 (n), d 2 (n),. , nulling d k-1 (n) as interference. Thus, the k-th output of the feedforward filter is d k (n), d k + 1 (n), ..., d k + rest contain only M elements of d (n), and other than the d k (n) The 1 (n), ..., d M (n) component is also considered interference and these components are canceled by feeding back the potential output of the decoders 221, 223 and 225 through the feedback filters 231 and 233.

상기 수신 신호 y(n)에서 상기 피드포워드 필터들(211,213,215)에 의해 간섭이 널링되고, 상기 피드백 필터들(231,233)에 의해 간섭이 제거된 신호

Figure 112006009009750-pat00003
은 디코더들(221,223,225)로 전달된다. 그러면, 디코더들(221,223,225)은 상기 수신한 신호
Figure 112006009009750-pat00004
을 스피어 디코딩 방식을 이용한 최대 우도(Maximum Likelihood) 검파를 통해 검파한 신호
Figure 112006009009750-pat00005
을 출력한다.In the received signal y (n), the interference is nulled by the feedforward filters 211, 213, and 215, and the interference is removed by the feedback filters 231, 233.
Figure 112006009009750-pat00003
Is passed to the decoders 221, 223, 225. The decoders 221, 223, 225 then receive the received signal.
Figure 112006009009750-pat00004
Detected by maximum likelihood detection using spear decoding
Figure 112006009009750-pat00005
Outputs

이때, 피드포워드 필터들(211,213,215)과 피드백 필터들(231,233)의 가중치들은 결합기(250)에 의해 결정된다. 즉, 상기 결합기(250)는, N개의 안테나를 통해 수신한 신호 y(n)과 피드포워드 필터들(211,213,215)의 출력 신호

Figure 112006009009750-pat00006
과 디코더들(221,223,225)이 복호하여 출력한 신호
Figure 112006009009750-pat00007
을 입력받아 상기 피드포워드 필터들(211,213,215)의 가중치들을 결정한다. 이러한 각 필터들의 가중치에 의한 피드포워드 필터들(211,213,215)의 출력 신호
Figure 112006009009750-pat00008
는 하기 수학식 2와 같 이 나타낼 수 있다.In this case, the weights of the feedforward filters 211, 213, 215 and the feedback filters 231, 233 are determined by the combiner 250. That is, the combiner 250, the signal y (n) received through the N antennas and the output signal of the feed forward filters (211,213,215)
Figure 112006009009750-pat00006
And a signal decoded and output by the decoders 221, 223, and 225
Figure 112006009009750-pat00007
Is input to determine the weights of the feedforward filters 211, 213, 215. Output signal of feedforward filters 211, 213, 215 by weight of each of these filters
Figure 112006009009750-pat00008
May be represented as in Equation 2 below.

Figure 112006009009750-pat00009
Figure 112006009009750-pat00009

상기 수학식 1에서

Figure 112006009009750-pat00010
는
Figure 112006009009750-pat00011
의 피드포워드 필터들(211,213,215)의 가중치 행렬인
Figure 112006009009750-pat00012
의 전치행렬을 의미하고,
Figure 112006009009750-pat00013
은
Figure 112006009009750-pat00014
의 피드백 필터들(231,233)의 가중치 행렬인
Figure 112006009009750-pat00015
의 전치행렬을 의미하며, d(n)은 정보 데이터로 디코더들(221,223,225)이 복호하여 출력한 신호
Figure 112006009009750-pat00016
을 의미한다. 그러면, 이하에서는 본 발명의 실시예에 따른 수신기의 동작 과정을 보다 구체적으로 설명하기로 한다.In Equation (1)
Figure 112006009009750-pat00010
The
Figure 112006009009750-pat00011
Is a weight matrix of the feedforward filters 211, 213, 215 of
Figure 112006009009750-pat00012
Means transpose of,
Figure 112006009009750-pat00013
silver
Figure 112006009009750-pat00014
Is a weight matrix of the feedback filters 231, 233 of
Figure 112006009009750-pat00015
D (n) is a signal decoded and output by decoders 221, 223, and 225 as information data.
Figure 112006009009750-pat00016
. Then, the operation of the receiver according to an embodiment of the present invention will be described in more detail.

우선, 피드포워드 필터들(211,213,215)과 피드백 필터들(231,233)의 출력 신호

Figure 112006009009750-pat00017
과 최대 우도 검파를 통해 출력하고자 하는 신호
Figure 112006009009750-pat00018
의 차이를 오류 값
Figure 112006009009750-pat00019
으로 정의하면, 상기 오류 값은 하기 수학식 3과 같이 각 필터들의 가중치 행렬로 나타낼 수 있다First, output signals of the feedforward filters 211, 213, 215 and the feedback filters 231, 233.
Figure 112006009009750-pat00017
Signal to be output by detecting and maximum likelihood detection
Figure 112006009009750-pat00018
Difference in error value
Figure 112006009009750-pat00019
In this case, the error value may be represented as a weight matrix of each filter as shown in Equation 3 below.

Figure 112006009009750-pat00020
Figure 112006009009750-pat00020

상기 수학식 3에서 I는 항등 행렬을 의미하며, 전술한 결합기(250)는 RLS 알고리즘을 수행하여 출력한 신호의 오류 e(n)을 최소화하도록, 다시 말해 N개의 수신 안테나들을 통해 수신한 신호 y(n)과 정보 데이터인 d(n), 즉 디코더들(221,223,225)이 복호하여 출력한 신호

Figure 112006009009750-pat00021
에 대해 RLS 알고리즘을 수행하여 출력한 신호의 오류
Figure 112006009009750-pat00022
을 최소화하도록 각 필터들의 가중치 행렬
Figure 112006009009750-pat00023
과
Figure 112006009009750-pat00024
을 결정한다. 이때, 각 필터들의 가중치 행렬
Figure 112006009009750-pat00025
과
Figure 112006009009750-pat00026
은 각 열벡터
Figure 112006009009750-pat00027
과
Figure 112006009009750-pat00028
에 대해 송신 안테나의 개수인 M번의 독립적 RLS 알고리즘을 적용해야 하지만 각 단계 필터들의 상관성을 이용하여 상기 RLS 알고리즘, 즉 피드포워드 필터들(211,213,215)과 피드백 필터들(231,233)이 수행하는 RLS 알고리즘은 다음과 같이 나타낼 수 있다.In Equation 3, I denotes an identity matrix, and the combiner 250 performs the RLS algorithm to minimize the error e (n) of the signal output, that is, the signal y received through the N reception antennas. (n) and d (n), which is information data, that is, a signal decoded and output by the decoders 221, 223, and 225.
Figure 112006009009750-pat00021
Of signals output by performing the RLS algorithm on
Figure 112006009009750-pat00022
Matrix of weights for each filter to minimize
Figure 112006009009750-pat00023
and
Figure 112006009009750-pat00024
. At this time, the weight matrix of each filter
Figure 112006009009750-pat00025
and
Figure 112006009009750-pat00026
Silver angle column vector
Figure 112006009009750-pat00027
and
Figure 112006009009750-pat00028
Although the number of independent RLS algorithms of M times the number of transmit antennas should be applied to the RLS algorithm, that is, the RLS algorithm performed by the feedforward filters 211, 213 and 215 and the feedback filters 231 and 233 using the correlation of the respective stage filters are as follows. It can be expressed as

먼저, 초기(initialization)일 경우, 즉 n=0일 경우에 RLS 알고리즘은 하기 수학식 4와 같이 나타낼 수 있다.First, in the case of initialization, that is, when n = 0, the RLS algorithm may be expressed by Equation 4 below.

Figure 112006009009750-pat00029
Figure 112006009009750-pat00029

여기서, δ는 필터 입력의 실험적 자기 상관 행렬(auto-correlation)의 초기 값인 PM -1(0)을 결정하는 변수로서 0이 아닌 임의의 값을 가진다.Here, δ is a variable for determining P M −1 (0), which is an initial value of the experimental auto-correlation of the filter input, and has a nonzero value.

그리고, 초기 이후에는, 즉 n=1,2,3… 시간에서 RLS 알고리즘은 하기 수학식 5와 수학식 6과 같이 나타낼 수 있다.After the initial stage, that is, n = 1, 2, 3... In time, the RLS algorithm may be represented by Equations 5 and 6 below.

Figure 112006009009750-pat00030
Figure 112006009009750-pat00030

Figure 112006009009750-pat00031
Figure 112006009009750-pat00031

여기서, 상기 수학식 5는 송신 안테나에 의해 결정되는 차수(order)인 i가 송신 안테나의 개수인 M일 경우, 즉 M=i일 경우의 RLS 알고리즘을 나타낸 식이고, 수학식 6은 상기 M=i를 제외한 모든 경우의 RLS 알고리즘을 나타낸 식이다. 그리고, 상기 수학식 5와 수학식 6의 각 변수들은 하기 수학식 7과 같이 나타낼 수 있다.Equation (5) is an equation representing an RLS algorithm when i, the order determined by the transmit antenna, is M, that is, the number of transmit antennas, that is, M = i, and Equation 6 represents M = This expression shows the RLS algorithm in all cases except i. Each variable of Equations 5 and 6 may be represented by Equation 7 below.

Figure 112006009009750-pat00032
Figure 112006009009750-pat00032

이러한 RLS 알고리즘에 의해 각 단계 필터들의 가중치 벡터

Figure 112006009009750-pat00033
은
Figure 112006009009750-pat00034
으로 정의되고, 상기 각 단계 필터들의 입력 벡터
Figure 112006009009750-pat00035
은
Figure 112006009009750-pat00036
으로 정의된다. 즉, w는 각 계층별 피드포워드 벡터의 가중치와 스피어 디코딩을 수행함으로써 얻어지는 피드백 벡터를 합하여 하나의 벡터로 만드는 값이다. 그리고,
Figure 112006009009750-pat00037
은 상기 입력 벡터
Figure 112006009009750-pat00038
의 실험적 자기 상관 행렬의 역행렬을 의미하고, λ는 RLS 알고리즘을 통해 추적하고자 하는 채널의 변화 특성이 고정적이지 않을 경우 과거의 에러 값에 대한 의존도를 낮추기 위한 변수로서 RLS 알고리즘을 통해 최소화 하고자 하 는 에러
Figure 112006009009750-pat00039
으로 정의할 수 있다. 즉, λ는 에러의 가중치 합을 최소화하기 위한 순열 벡턱(permuting vector)로서 이전 에러를 제곱하여 더함으로써 이전의 에러가 현재에 미치는 영향을 최소화한다. 또한, ξ(n)은 이전 시간에 업데이트된 필터를 사용했을 경우의 에러를 의미하고, e(n)은 현재 시간에서 업데이트한 필터를 사용했을 경우의 에러를 의미한다. 그리고, q는 칼만 이득(Kalman gain)을 계산하기 위한 파라미터이고, K는 칼만 이득을 의미한다.The weight vector of each stage filter by this RLS algorithm
Figure 112006009009750-pat00033
silver
Figure 112006009009750-pat00034
An input vector of the respective stage filters
Figure 112006009009750-pat00035
silver
Figure 112006009009750-pat00036
Is defined. That is, w is a value that adds the weight of the feedforward vector of each layer and the feedback vector obtained by performing sphere decoding to form a single vector. And,
Figure 112006009009750-pat00037
Is the input vector
Figure 112006009009750-pat00038
Λ is the inverse of the experimental autocorrelation matrix of, and λ is a variable to lower the dependence on past error values when the change characteristics of the channel to be tracked through the RLS algorithm are not fixed.
Figure 112006009009750-pat00039
Can be defined as That is, lambda is a permuting vector to minimize the weighted sum of the errors, and squares the previous error and adds the previous error to minimize the effect on the present. In addition, ξ (n) means an error when the filter updated in the previous time is used, and e (n) means an error when the filter updated in the current time is used. Q is a parameter for calculating Kalman gain, and K is Kalman gain.

이렇게 RLS 알고리즘에 의한 채널 추적을 통해 다음 순간의 각 필터들의 입력으로부터 얻는 오류 값, 즉 임의의 시간 n에서의 RLS 알고리즘을 통해 채널을 추적하여 다음 순간인 n+1 시간에서 각 필터들의 입력으로부터 얻는 오류 값 e'(n+1)은 하기의 수학식 8과 같이 나타낼 수 있다.In this way, an error value obtained from the input of each filter through the channel tracking by the RLS algorithm, that is, the channel is tracked through the RLS algorithm at an arbitrary time n, is obtained from the input of each filter at the next instant n + 1 time. The error value e '(n + 1) may be expressed as Equation 8 below.

Figure 112006009009750-pat00040
Figure 112006009009750-pat00040

이때, 상기 n+1 시간에서 각 필터들의 입력으로부터 얻는 오류 값 e'(n+1)을 최소화하도록 하는 정보 데이터 d(n+1)은 하기 수학식 9와 같이 나타낼 수 있다.In this case, the information data d (n + 1) for minimizing the error value e '(n + 1) obtained from the input of each filter in the n + 1 time may be represented by Equation 9 below.

Figure 112006009009750-pat00041
Figure 112006009009750-pat00041

여기서, 상기 수학식 9에 의한

Figure 112006009009750-pat00042
의 검파 성능을 개선하기 위해 하기 수학식 10과 같이 가중치 행렬 D(n+1)을 통해 나타낼 수 있다.Here, the equation (9)
Figure 112006009009750-pat00042
In order to improve the detection performance of the Equation 10, it can be represented by the weight matrix D (n + 1).

Figure 112006009009750-pat00043
Figure 112006009009750-pat00043

만약, 통신 시스템의 채널 환경을 시변하는 채널 환경이 아닌 고정된 채널 환경으로 가정하면

Figure 112011008708504-pat00044
의 검파 오류를 최소로 하는 검파 식은 하기 수학식 11과 같이 나타낼 수 있다.If the channel environment of a communication system is assumed to be a fixed channel environment rather than a time-varying channel environment
Figure 112011008708504-pat00044
The detection equation for minimizing the detection error can be expressed by Equation 11 below.

Figure 112006009009750-pat00045
Figure 112006009009750-pat00045

여기서, 수학식 11에서의 Q 행렬과 R 행렬은 N개의 수신 안테나들과 M개의 송신 안테나들에 의해 형성된

Figure 112006009009750-pat00046
의 채널 매트릭스 H(n)을 분해(decomposition)하여 얻어진 행렬로서, 상기 채널 매트릭스 H(n)은 QR로 정의된다. 보다 구체적으로 설명하면, 채널 매트릭스 H(n)을 QR 분해를 하면, 단위 행렬(unitary matrix) Q와 상삼각 행렬(upper triangular matrix) R로 나타낼 수 있다.Here, the Q matrix and the R matrix in Equation 11 are formed by N receive antennas and M transmit antennas.
Figure 112006009009750-pat00046
Is a matrix obtained by decomposing the channel matrix H (n) of H, wherein the channel matrix H (n) is defined as QR. In more detail, when QR matrix decomposition of the channel matrix H (n), it can be represented by a unitary matrix Q and an upper triangular matrix R.

상기 수학식 11은 검파 오류를 최소로 하는 최대 우도 검파로서, 상기 Q 행렬과 R 행렬이 주어질 때 스피어 디코딩 방식을 이용하여 검파 오류를 최소로 하는 값을 구할 수 있다. 따라서, 스피어 디코딩 방식을 이용한 검파를 수행하기 전에 RLS 알고리즘을 통해 F(n)과 B(n)으로부터 상기 Q와 R 행렬을 산출한다.Equation 11 is the maximum likelihood detection that minimizes the detection error, and when the Q matrix and the R matrix are given, the value of minimizing the detection error may be obtained by using a sphere decoding method. Therefore, the Q and R matrices are calculated from F (n) and B (n) through the RLS algorithm before the detection using the spear decoding method.

만약, N개의 수신 안테나를 통해 수신한 신호에 잡음이 없으면, 각 필터들의 가중치 행렬

Figure 112006009009750-pat00047
및
Figure 112006009009750-pat00048
과 상기 Q 행렬과 R 행렬의 관계를 하기 수학식 12와 같이 나타낼 수 있으며, 본 발명의 실시예에 따른 수신기의 결합기(250)는 각 필터들의 가중치 행렬
Figure 112006009009750-pat00049
과
Figure 112006009009750-pat00050
을 결정하여 각 필터들로 전달한다.If the signal received through the N receive antennas is noisy, the weight matrix of each filter
Figure 112006009009750-pat00047
And
Figure 112006009009750-pat00048
And the relationship between the Q matrix and the R matrix may be represented as in Equation 12 below. The combiner 250 of the receiver according to the embodiment of the present invention is a weight matrix of each filter.
Figure 112006009009750-pat00049
and
Figure 112006009009750-pat00050
Determine and pass to each filter.

Figure 112006009009750-pat00051
Figure 112006009009750-pat00051

상기 수학식 12에서 diag(R)은 R 행렬의 대각 성분만을 취하고, 나머지 성분을 0으로 하는 R의 대각 행렬을 의미한다. In Equation 12, diag (R) means a diagonal matrix of R taking only the diagonal component of the R matrix and making the remaining components zero.

그리고, 상기 수학식 10에 수학식 12를 대입한 후 정리하여 최대 우도 검파 식인 상기 수학식 11과 비교하면, 고정된 채널 환경에서 N개의 수신 안테나를 통해 수신한 신호에 잡음이 없을 경우, 스피어 디코딩 방식을 수행하여 출력하는 신호

Figure 112006009009750-pat00052
의 오류를 최소화하도록 하는 가중치 행렬 D(n)은
Figure 112006009009750-pat00053
임을 알 수 있다.And, after substituting Equation (12) into Equation (10) and summarizing it with Equation (11), which is the maximum likelihood detection equation, if the signal received through the N reception antennas is fixed in a fixed channel environment, spear decoding Signal output by performing the method
Figure 112006009009750-pat00052
The weight matrix D (n) to minimize the error of
Figure 112006009009750-pat00053
.

또한, 잡음이 존재하고 채널이 변할 경우에도, N개의 수신 안테나를 통해 수신한 신호의 세기, 예컨대 신호대잡음비(SNR: Signal-to-Noise Ratio, 이하 'SNR' 이라 칭하기로 한다)가 소정의 임계값보다 크고 채널 변화 속도가 통신 환경에 상응하여 사용자에 의해 설정된 소정의 임계값 이하이면, 전술한 바와 같이 스피어 디코딩 방식을 수행하여 출력하는 신호

Figure 112006009009750-pat00054
의 오류를 최소화하도록 하는 가중치 행렬 D(n)을 근사적으로
Figure 112006009009750-pat00055
로 나타낼 수 있다. 즉, N개의 수신 안테나를 통해 수신한 신호에 잡음이 존재하고 채널이 시간에 따라 변할지라도, 각 필터들의 가중치 행렬
Figure 112006009009750-pat00056
과
Figure 112006009009750-pat00057
을 전술한 수학식 12와 같이 나타낼 수 있다.In addition, even when noise is present and the channel is changed, the signal intensity received through the N reception antennas, for example, a signal-to-noise ratio (SNR), is referred to as a predetermined threshold. If the value is larger than the value and the channel change rate is less than or equal to a predetermined threshold set by the user according to the communication environment, the signal outputted by performing the spear decoding method as described above.
Figure 112006009009750-pat00054
Approximates the weight matrix D (n) to minimize the error of
Figure 112006009009750-pat00055
. That is, even though noise is present in signals received through N receive antennas and the channel changes with time, the weight matrix of the respective filters
Figure 112006009009750-pat00056
and
Figure 112006009009750-pat00057
May be represented as in Equation 12 described above.

상기 가중치 행렬 D(n), 즉 diag(R)은 수학식 12에서 Q 행렬이 직교 행렬이라는 특성을 이용하여 산출할 수 있으며, 상기 직교 행렬의 각 열벡터가 단위 놈(unit-norm)을 가진다는 특성을 이용하면 상기 가중치 행렬 D(n)은 하기 수학식 13과 같이 나타낼 수 있다.The weight matrix D (n), that is, diag (R) may be calculated using the property that the Q matrix is an orthogonal matrix in Equation 12, and each column vector of the orthogonal matrix has a unit-norm. By using the property, the weight matrix D (n) can be expressed by Equation 13 below.

Figure 112006009009750-pat00058
Figure 112006009009750-pat00058

이와 같이 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 수신기는 통신 시스템의 채널 환경에 상응하는 각 필터들의 가중치 행렬, 즉

Figure 112006009009750-pat00059
과
Figure 112006009009750-pat00060
을 RLS 알고리즘을 통해 결정하고, 상기 결정된 가중치 행렬로부터 스피어 디코딩에 필요한 매개 변수들, 즉 Q 행렬과 R 행렬을 산출한 후, 상기 산출한 매개 변수들을 이용하여 스피어 디코딩 방식을 통해 데이터를 검파한다.As described above, in the communication system according to the embodiment of the present invention, the receiver includes a weight matrix of the filters corresponding to the channel environment of the communication system, that is,
Figure 112006009009750-pat00059
and
Figure 112006009009750-pat00060
Is determined through the RLS algorithm, the parameters necessary for the sphere decoding, that is, the Q matrix and the R matrix are calculated from the determined weight matrix, and the data are detected through the sphere decoding method using the calculated parameters.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.While the present invention has been described in connection with what is presently considered to be the most practical and preferred embodiment, it is to be understood that the invention is not limited to the disclosed embodiments, but is capable of various modifications within the scope of the invention. Therefore, the scope of the present invention should not be limited to the described embodiments, but should be defined not only by the scope of the following claims, but also by the equivalents of the claims.

상술한 바와 같은 본 발명은, 채널 환경에 상응하여 RLS 알고리즘을 채널을 추적하고 스피어 디코딩을 수행하여 데이터를 검파함으로써, 시스템의 복잡도를 감소시키고 시스템의 성능 저하를 방지할 수 있다.As described above, according to the present invention, the RLS algorithm tracks a channel and performs a sphere decoding to detect data according to a channel environment, thereby reducing complexity of the system and preventing performance degradation of the system.

Claims (14)

통신 시스템에서 데이터 수신 방법에 있어서,In the communication system receiving data, 다수의 수신 안테나를 통해 데이터를 수신하면, 회귀적 최소자승(RLS: Recursive Least Square) 알고리즘을 이용하여 상기 수신한 데이터를 전송한 채널을 추적하는 과정과,Receiving data through a plurality of receiving antennas, tracking a channel transmitting the received data using a recursive least square (RLS) algorithm; 상기 추적한 채널에 상응하여 상기 수신한 데이터에 포함된 간섭을 널링(nulling)하고, 상기 널링한 간섭을 제거하는 과정과,Nulling the interference included in the received data corresponding to the tracked channel and removing the nulled interference; 상기 간섭이 제거된 데이터를 스피어 디코딩(sphere decoding) 방식을 이용하여 디코딩하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 방법.And decoding the interference-removed data by using a sphere decoding method. 삭제delete 제1항에 있어서,The method of claim 1, 상기 추적한 채널에 상응하여 상기 수신한 데이터에 포함된 간섭을 널링하고, 상기 널링한 간섭을 제거하는 과정은, 상기 회귀적 최소자승 알고리즘을 이용하여 상기 수신한 데이터에 포함된 간섭을 최소화하도록 하는 널링 가중치와 제거 가중치를 결정하고, 상기 결정된 널링 가중치와 상기 결정된 제거 가중치에 상응하여 상기 수신한 데이터에 포함된 간섭을 널링하고, 상기 널링한 간섭을 제거하는 과정임을 특징으로 하는 데이터 수신 방법.The process of nulling the interference included in the received data corresponding to the tracked channel and removing the nulled interference may be performed to minimize the interference included in the received data by using the recursive least squares algorithm. Determining a nulling weight and a cancellation weight, nulling the interference included in the received data according to the determined nulling weight and the determined removal weight, and removing the nulled interference. 제3항에 있어서,The method of claim 3, 상기 널링 가중치는 하기의 수학식 14를 통해 산출되는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 방법.The nulling weight is calculated using Equation 14 below.
Figure 112011008708504-pat00061
Figure 112011008708504-pat00061
 상기 수학식 14에서 F(n)은 상기 널링 가중치를 나타내고, Q와 R은 상기 다수의 수신 안테나들에 의해 형성된 채널 매트릭스를 분해(decomposition)하여 얻어진 행렬을 나타내고, diag(R)은 상기 행렬 R의 대각 행렬을 나타냄.In Equation 14, F (n) represents the nulling weight, Q and R represent a matrix obtained by decomposing a channel matrix formed by the plurality of receive antennas, and diag (R) represents the matrix R. Represents the diagonal matrix of. 제3항에 있어서,The method of claim 3, 상기 제거 가중치는 하기의 수학식 15를 통해 산출되는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 방법.The removal weighting method is calculated through Equation 15 below.
Figure 112011008708504-pat00062
Figure 112011008708504-pat00062
 상기 수학식 15에서 B(n)은 상기 제거 가중치를 나타내고, I는 항등 행렬을 나타내고, R은 상기 다수의 수신 안테나들에 의해 형성된 채널 매트릭스를 분해(decomposition)하여 얻어진 행렬을 나타내고, diag(R)은 상기 행렬 R의 대각 행렬을 나타냄.In Equation 15, B (n) represents the removal weight, I represents an identity matrix, R represents a matrix obtained by decomposing a channel matrix formed by the plurality of receive antennas, and diag (R ) Represents the diagonal matrix of the matrix R. 제4항 또는 제5항 중 어느 한 항에 있어서,The method according to any one of claims 4 to 5, 상기 스피어 디코딩 방식을 이용하여 디코딩하는 과정은, 상기 결정된 널링 가중치와 상기 결정된 제거 가중치로부터 매개 변수를 산출하고, 상기 산출한 매개 변수를 이용하여 상기 스피어 디코딩 방식을 이용하여 디코딩하는 과정임을 특징으로 하는 데이터 수신 방법.The decoding using the spear decoding method may include calculating a parameter from the determined nulling weight and the determined elimination weight and decoding the spear decoding method using the calculated parameter. How to receive data. 제1항에 있어서,The method of claim 1, 상기 스피어 디코딩 방식을 이용하여 디코딩하는 과정은, 상기 스피어 디코딩을 이용한 최대 우도(Maximum Likelihood) 검파를 통해 데이터를 검파하는 과정임을 특징으로 하는 데이터 수신 방법.The decoding using the spear decoding method is a process of detecting data through maximum likelihood detection using the spear decoding. 통신 시스템에서 데이터 수신 장치에 있어서,A data receiving apparatus in a communication system, 다수의 수신 안테나를 통해 데이터를 수신하면, 회귀적 최소자승(RLS: Recursive Least Square) 알고리즘을 이용하여 상기 수신한 데이터를 전송한 채널을 추적하고, 상기 추적한 채널에 상응하여 상기 수신한 데이터에 포함된 간섭을 널링(nulling)하고, 상기 널링한 간섭을 제거하는 필터부와,When data is received through a plurality of receiving antennas, a channel that transmits the received data is tracked using a recursive least square (RLS) algorithm, and the received data corresponds to the tracked channel. A filter unit for nulling the interference included and removing the nulled interference; 상기 간섭이 제거된 데이터를 스피어 디코딩(sphere decoding) 방식을 이용하여 디코딩하는 디코더부를 포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 장치.And a decoder to decode the data from which the interference is removed using a sphere decoding method. 삭제delete 제8항에 있어서,9. The method of claim 8, 상기 필터부는, 상기 회귀적 최소자승 알고리즘을 이용하여 상기 수신한 데이터에 포함된 간섭을 최소화하도록 하는 널링 가중치와 제거 가중치를 결정하고, 상기 결정된 널링 가중치와 상기 결정된 제거 가중치에 상응하여 상기 수신한 데이터에 포함된 간섭을 널링하고, 상기 널링한 간섭을 제거하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 장치.The filter unit determines a nulling weight and a removal weight for minimizing interference included in the received data using the regression least squares algorithm, and the received data corresponding to the determined nulling weight and the determined removal weight. Nulling the interference included in the data reception device, characterized in that to remove the nulled interference. 제10항에 있어서,The method of claim 10, 상기 널링 가중치는 하기의 수학식 16를 통해 산출되는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 장치.The nulling weight is calculated through Equation 16 below.
Figure 112011008708504-pat00063
Figure 112011008708504-pat00063
 상기 수학식 16에서 F(n)은 상기 널링 가중치를 나타내고, Q와 R은 상기 다수의 수신 안테나들에 의해 형성된 채널 매트릭스를 분해(decomposition)하여 얻어진 행렬을 나타내고, diag(R)은 상기 행렬 R의 대각 행렬을 나타냄.In Equation 16, F (n) represents the nulling weight, Q and R represent a matrix obtained by decomposing a channel matrix formed by the plurality of receive antennas, and diag (R) represents the matrix R. Represents the diagonal matrix of. 제10항에 있어서,The method of claim 10, 상기 제거 가중치는 하기의 수학식 17를 통해 산출되는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 장치.The removal weighting apparatus is calculated through Equation 17 below.
Figure 112011008708504-pat00064
Figure 112011008708504-pat00064
 상기 수학식 17에서 B(n)은 상기 제거 가중치를 나타내고, I는 항등 행렬을 나타내고, R은 상기 다수의 수신 안테나들에 의해 형성된 채널 매트릭스를 분해(decomposition)하여 얻어진 행렬을 나타내고, diag(R)은 상기 행렬 R의 대각 행렬을 나타냄.In Equation 17, B (n) represents the removal weight, I represents an identity matrix, R represents a matrix obtained by decomposing a channel matrix formed by the plurality of receive antennas, and diag (R ) Represents the diagonal matrix of the matrix R. 제11항 또는 제12항 중 어느 한 항에 있어서,The method according to any one of claims 11 to 12, 상기 디코더부는, 상기 결정된 널링 가중치와 상기 결정된 제거 가중치로부터 매개 변수를 산출하고, 상기 산출한 매개 변수를 이용하여 상기 스피어 디코딩 방식을 이용하여 디코딩하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 장치.And the decoder unit calculates a parameter from the determined nulling weight and the determined removal weight, and decodes the spear decoding method using the calculated parameter. 제8항에 있어서,9. The method of claim 8, 상기 디코더부는, 상기 스피어 디코딩을 이용한 최대 우도(Maximum Likelihood) 검파를 통해 데이터를 검파하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 장치.The decoder unit detects data through maximum likelihood detection using the spear decoding.
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