KR101182141B1 - 순환지연 다이버시티 기반의 부대역별 전력 할당 장치 - Google Patents

순환지연 다이버시티 기반의 부대역별 전력 할당 장치 Download PDF

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Abstract

본 발명은 신호 대 잡음 전력비 손실 보상 기술에 관한 것으로서, 송신 신호의 복사본을 만들어 병렬 처리를 수행할 필요 없도록 M개의 각 경로에 따른 서로 다른 값의 샘플 지연 값인 δ0에서δM-1을 각각 적용하여 해당하는 신호에 순환지연을 발생시키는 상기 경로와 동일한 수로 형성되는 순환이동레지스터; 및 상기 분리된 M개의 송신 신호를 더하여 하나의 송신 신호로 구성한 후 전송하기 위한 샘플 덧셈기; 를 포함하며, 부반송파 전력 제어의 경우 상기 순환이동레지스터와 상기 샘플 덧셈기의 작용에 따라 저복잡도로 구현하는 순환지연 다이버시티 기반의 부대역별 전력 할당 장치를 제공한다.

Description

순환지연 다이버시티 기반의 부대역별 전력 할당 장치{POWER ALLOCATION APPARATUS FOR SUB-BAND BASED ON CYCLIC DELAY DIVERSITY}
본 발명은 신호 대 잡음 전력비 손실 보상 기술에 관한 것으로서, 낮은 복잡도로 동일한 부대역 별 전력 분배 효과를 발생시킴으로써 SISO-OFDM 기반 고정 무선 통신 환경에서의 고정 무선 채널의 장기간 깊은 페이딩 효과로 인해 발생하는 수신단의 SNR 손실 문제점을 개선하기 위한 순환지연 다이버시티 기반의 부대역별 전력 할당 장치에 관한 것이다.
직교 주파수 분할 다중화 기반의 고정형 무선 통신 시스템 환경에서의 장기간 페이딩 현상으로 인한 수신 신호의 신호 대 잡음 전력비 손실을 발생한다. IEEE 802.16 등의 고정형 무선 통신 시스템 환경에서는 송신단과 수신단 사이에 가시 경로(LOS: Line-of-Sight)가 존재하는 한편, 송수신단 간의 이동성이 제한됨으로 인해 기후 변화 및 차량 등의 주변 사물의 이동으로 인해 발생되는 극히 작은 도플러 천이만이 존재하게 되어 채널의 변화가 거의 없는 반정적 무선 채널 (semi-static wireless channel) 환경이 조성된다. 이와 같은 환경에서는 채널의 시간 및 주파수 선택적 페이딩 특성이 모두 작음으로 인해 전방향 오류 정정 부호화(FEC: Forward Error Correction Cdoing) 기법 적용 시의 부호화 이득을 거의 얻을 수 없다. 또한, 무선 채널에 깊은 페이딩(deep fading) 현상이 발생하는 경우 수신단에서는 전 대역에 걸친 장기간의 신호 대 잡음 전력비(SNR: Signal to Noize power Ratio) 손실을 피할 수 없게 되는 문제점이 발생한다. 이에 따라 해당 기술분야에 있어서는 일반적인 부반송파 별 전력 제어 기법과 비교해 상대적으로 낮은 복잡도로 동일한 부대역 별 전력 분배 효과를 발생시킴으로써 SISO-OFDM 기반 고정 무선 통신 환경에서의 고정 무선 채널의 장기간 깊은 페이딩 효과로 인해 발생하는 수신단의 SNR 손실 문제점을 개선하기 위한 기술개발이 요구되고 있다.
본 발명은 상기의 문제점을 해결하기 위한 것으로, 일반적인 부반송파 별 전력 제어 기법과 비교해 상대적으로 낮은 복잡도로 동일한 부대역 별 전력 분배 효과를 발생시킴으로써 SISO-OFDM 기반 고정 무선 통신 환경에서의 고정 무선 채널의 장기간 깊은 페이딩 효과로 인해 발생하는 수신단의 SNR 손실 문제점을 개선하기 위한 순환지연 다이버시티 기반의 부대역별 전력 할당 장치를 제공하기 위한 것이다.
또한, 본 발명은 장기간의 깊은 페이딩 현상을 극복하기 위해 수신단의 채널상태정보(CQI: Channel Quality Information) 피드백을 기반으로 하는 전력 할당 기법이 활용되며, 이를 통해 심각한 SNR 손실이 발생하는 링크일수록 더 강한 송신 신호로 전송함으로써 SNR 손실을 보상하기 위한 순환지연 다이버시티 기반의 부대역별 전력 할당 장치를 제공하기 위한 것이다.
또한, 본 발명은 단일 안테나 송수신 기반의 고정형 무선 통신 시스템 환경에서 순환지연 다이버시티(CDD: Cyclic Delay Diversity) 기법을 변형한 새로운 기술로서, 시간 영역에서의 간단한 순환지연 및 공액 복소 곱 연산을 통해 부대역 별 전력 제어를 수행하기 위한 순환지연 다이버시티 기반의 부대역별 전력 할당 장치을 제공하기 위한 것이다.
그러나 본 발명의 목적들은 상기에 언급된 목적으로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 또 다른 목적들은 아래의 기재로부터 당업자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
상기 기술적 과제를 달성하기 위해 개시된 기술은, 송신 신호의 복사본을 만들어 병렬 처리를 수행할 필요 없도록 M개의 각 경로에 따른 서로 다른 값의 샘플 지연 값인 δ0에서δM-1을 각각 적용하여 해당하는 신호에 순환지연을 발생시키는 상기 경로와 동일한 수로 형성되는 순환이동레지스터; 및 상기 분리된 M개의 송신 신호를 더하여 하나의 송신 신호로 구성한 후 전송하기 위한 샘플 덧셈기; 를 포함하며, 부반송파 전력 제어의 경우 상기 순환이동레지스터와 상기 샘플 덧셈기의 작용에 따라 저복잡도로 구현하는 순환지연 다이버시티 기반의 부대역별 전력 할당 장치를 제공한다.
개시된 기술의 실시예들은 다음의 장점들을 포함하는 효과를 가질 수 있다. 다만, 개시된 기술의 실시예들이 이를 전부 포함하여야 한다는 의미는 아니므로, 개시된 기술의 권리범위는 이에 의하여 제한되는 것으로 이해되어서는 아니 될 것이다.
본 발명의 실시예에 따른 순환지연 다이버시티 기반의 부대역별 전력 할당 장치는, 일반적인 부반송파 별 전력 제어 기법과 비교해 상대적으로 낮은 복잡도로 동일한 부대역 별 전력 분배 효과를 발생시킴으로써 SISO-OFDM 기반 고정 무선 통신 환경에서의 고정 무선 채널의 장기간 깊은 페이딩 효과로 인해 발생하는 수신단의 SNR 손실 문제점을 개선할 수 있는 장점이 있다.
또한, 본 발명의 다른 실시예에 따른 순환지연 다이버시티 기반의 부대역별 전력 할당 장치는, 장기간의 깊은 페이딩 현상을 극복하기 위해 수신단의 채널상태정보(CQI: Channel Quality Information) 피드백을 기반으로 하는 전력 할당 기법이 활용되며, 이를 통해 심각한 SNR 손실이 발생하는 링크일수록 더 강한 송신 신호로 전송함으로써 SNR 손실을 보상할 수 있는 장점이 있다.
뿐만 아니라, 본 발명의 다른 실시예에 따른 순환지연 다이버시티 기반의 부대역별 전력 할당 장치는, 단일 안테나 송수신 기반의 고정형 무선 통신 시스템 환경에서 순환지연 다이버시티(Cyclic Delay Diversity: 이하, "CDD"라고 함) 기법을 변형한 새로운 기술로서, 시간 영역에서의 간단한 순환지연 및 공액 복소 곱 연산을 통해 부대역 별 전력 제어를 수행할 수 있는 장점이 있다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 순환지연 다이버시티 기반의 부대역별 전력 할당 장치과의 비교를 위한 종래기술에 따른 CDD 기법이 적용된 MIMO-OFDM 시스템 송신단의 신호 처리 순서를 나타낸 블록도이다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 순환지연 다이버시티 기반의 부대역별 전력 할당 장치과의 비교를 위한 종래의 기술에 따른 CQI 피드백 기반 전력 제어 기법을 설명하기 위한 도면이다.
도 3은 본 발명에 따른 순환지연 다이버시티 기반의 부대역별 전력 할당 장치에서의 SISO(Single-Input Single-Output) 시스템용 송신단 신호처리를 나타내는 블록도이다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 순환지연 다이버시티 기반의 부대역별 전력 할당 장치에서의 이상적인 주파수 영역 순환지연 다이버시티 패턴 HCDD(k)를 결정하는 원리에 대한 개념도이다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 순환지연 다이버시티 기반의 부대역별 전력 할당 장치에서의 유효 순환지연 다이버시티 경로를 선택하는 방안을 나타낸 개념도이다
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 순환지연 다이버시티 기반의 부대역별 전력 할당 장치을 위한 모의 실험에 적용된 채널 모델의 특성을 나타내는 도면이다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 순환지연 다이버시티 기반의 부대역별 전력 할당 장치을 위한 모의 실험에 적용된 모의 실험 파라미터를 나타내는 도면이다.
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 순환지연 다이버시티 기반의 부대역별 전력 할당 장치을 위한 모의 실험시 채널 추정을 위해 삽입된 파일럿 부반송파의 패턴을 나타낸 개념도이다.
도 9는 일반적인 균일 전력 할당 기법과 본 발명의 실시예에 따른 순환지연 다이버시티 기반의 부대역별 전력 할당 장치의 성능을 나타내는 그래프이다.
개시된 기술에 관한 설명은 구조적 내지 기능적 설명을 위한 실시예에 불과하므로, 개시된 기술의 권리범위는 본문에 설명된 실시예에 의하여 제한되는 것으로 해석되어서는 아니 된다. 즉, 실시예는 다양한 변경이 가능하고 여러 가지 형태를 가질 수 있으므로 개시된 기술의 권리범위는 기술적 사상을 실현할 수 있는 균등물들을 포함하는 것으로 이해되어야 한다.
한편, 본 출원에서 서술되는 용어의 의미는 다음과 같이 이해되어야 할 것이다.
'제1', '제2' 등의 용어는 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하기 위한 것으로 이들 용어들에 의해 권리범위가 한정되어서는 아니 된다. 예를 들어, 제1 구성요소는 제2 구성요소로 명명될 수 있고, 유사하게 제2 구성요소도 제1 구성요소로 명명될 수 있다.
어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "연결되어" 있다고 언급된 때에는, 그 다른 구성요소에 직접적으로 연결될 수도 있지만, 중간에 다른 구성요소가 존재할 수도 있다고 이해되어야 할 것이다. 반면에, 어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "직접 연결되어" 있다고 언급된 때에는, 중간에 다른 구성요소가 존재하지 않는 것으로 이해되어야 할 것이다. 한편, 구성요소들 간의 관계를 설명하는 다른 표현들, 즉 "~사이에"와 "바로 ~사이에" 또는 "~에 이웃하는"과 "~에 직접 이웃하는" 등도 마찬가지로 해석되어야 한다.
단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한 복수의 표현을 포함하는 것으로 이해되어야 하고, "포함하다" 또는 "가지다" 등의 용어는 설시된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부분품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이지, 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부분품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.
각 단계들은 문맥상 명백하게 특정 순서를 기재하지 않은 이상 명기된 순서와 다르게 일어날 수 있다. 즉, 각 단계들은 명기된 순서와 동일하게 일어날 수도 있고 실질적으로 동시에 수행될 수도 있으며 반대의 순서대로 수행될 수도 있다.
여기서 사용되는 모든 용어들은 다르게 정의되지 않는 한, 개시된 기술이 속하는 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 가진다. 일반적으로 사용되는 사전에 정의되어 용어들은 관련 기술의 문맥상 가지는 의미와 일치하는 것으로 해석되어야 하며, 본 출원에서 명백하게 정의하지 않는 한 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미를 지니는 것으로 해석될 수 없다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 순환지연 다이버시티 기반의 부대역별 전력 할당 장치과의 비교를 위한 종래기술에 따른 순환지연 다이버시티 기법이 적용된 MIMO-OFDM 시스템 송신단의 신호 처리 순서를 나타낸 블록도이다.
도 1을 참조하면, 순환지연 다이버시티(Cyclic Delay Diversity: CDD) 기법은 이동형 MIMO-OFDM 시스템상에서 부호화 이득을 향상시키기 위한 목적으로 무선 채널의 주파수 선택적 페이딩 특성을 가중시키는 기술에 해당한다. 데이터 신호인 "S(k)"는 직렬/병렬변환부(101) 및 부반송파할당부(102)를 거쳐 역고속 푸리에변환부(110)로 입력된다. 한편, 송신단 안테나(150)의 수를 도시된 바와 같이 M개라 가정하면, 도 1에 나타낸 바와 같이 역고속 푸리에변환부(IFFT: Inverse Fast Furier Transform)(110) 및 병렬/직렬 변환부(120)을 거친 이후의 시간 영역 송신 신호 "S(n)"은 총 M개의 경로로 분리되어 순환 지연부(130)로 전송된다. 순환 지연부(130)는 M개의 각 경로에 따른 서로 다른 값의 샘플 지연 값인 δ0에서δM-1을 각각 적용하여 해당하는 신호에 순환지연을 발생시키며, 이때 첫 번째 경로에 해당하는 샘플 지연 값 δ0은 0이고 그 외의 샘플 지연 값은 시스템 설계자가 임의로 설정 가능하다. 이후, 지연된 각각의 송신 신호들은 서로 다른 M개의 송신단 안테나(150)를 통해 동시 전송된다. 가령, i번째 송신단 안테나(150)를 통해 전송되는 송신 신호 xi(n)은 다음의 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112010071688746-pat00001
상기 수학식 1에서 NFFT는 고속 푸리에변환(FFT) 크기를 의미하며, n은 시간 영역 샘플의 인덱스를 의미하며, mod는 나머지 연산을 의미한다.
이와 같은 형태로 총 M개의 송신단 안테나(150)를 통해 신호가 전송되는 경우, 수신단 l 번째 안테나에서의 주파수 영역 수신 신호 Yl(k)는 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112010071688746-pat00002
여기서 "k"는 주파수 영역 부반송파의 인덱스, "Hi l(k)"는 i 번째 송신단 안테나(150)와 l 번째 송신단 안테나(150) 간 경로의 채널주파수응답(CFR: Channel Frequency Response), "Xi(k)"는 i 번째 송신단 안테나(150)의 송신 신호 xi(n)에 대한 주파수 영역 신호를 의미하며, "W(k)"는 가산 백색 가우시안잡음(AWGN: Additive White Gaussian Noise)을 나타낸다.
수학식 2의 마지막 항과 같이 수신 신호에는 송신단에서의 순환지연 신호 처리로 인한 주파수 영역에서의 위상 회전이 발생하며, 이로 인해 수신단이 실제 경험하게 되는 주파수 선택적 페이딩 특성이 실제 무선 채널의 특성에 비해 증가하게 된다.
이하, 임의의 고정형 무선 통신 환경을 가정하여 기존의 채널상태정보(Channel Quality Information: CQI) 피드백 기반 부반송파 별 전력 제어 기법에 대해 간략히 설명한다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 순환지연 다이버시티 기반의 부대역별 전력 할당 장치과의 비교를 위한 종래의 기술에 따른 채널상태정보(CQI) 피드백 기반 전력 제어 기법을 설명하기 위한 도면이다.
도 2와 같은 통신 환경에 있어서, 한 개의 기지국(BS: Base Station)(1)과 네 개의 고정 무선단말(FWT: Fixed Wireless Terminal)(FWT1: 2-1, FWT: 2-2, FWT: 2-3, FWT: 2-4)이 존재하며, 각각의 BS(1)-FWT(2) 링크는 간섭 회피를 위해 서로 다른 부대역(sub-band)을 사용하여 통신한다. 초기 동작시, BS(1)는 전 대역에 걸쳐 동일한 신호 전력을 사용해 송신하며, 각각의 FWT(2-1 내지 2-4)는 송신 신호내 파일럿 부반송파 성분을 이용해 각자의 부대역에 대한 채널 추정을 수행한다. 이후, 각각의 FWT(2-1 내지 2-4)는 추정된 채널의 평균 전력을 채널상태정보(CQI)로 BS(1)에 전송한다. 이때, L번째 BS(1)-FWT(2) 링크의 피드백 정보 QL은 하기의 수학식 3과 같이 결정된다.
Figure 112010071688746-pat00003
여기서 "NL"과 "VL"은 각각 L번째 BS(1)-FWT(2) 링크가 사용하는 부대역내 부반송파의 수 및 부반송파 인덱스들의 집합을 의미한다.
또한, "HL(K)"는 L번째 BS(1)-FWT(2) 링크 경로의 추정 채널주파수응답(CFR)을 의미한다.
수학식 3과 같은 피드백 정보를 각각의 BS(1)-FWT(2) 링크로부터 수신한 이후, 송신단은 기존의 주파수 영역 송신 신호 X(k)의 송신 전력을 하기의 수학식 4와 같이 조정한다.
Figure 112010071688746-pat00004
송신단은 수학식 4와 같이 송신 전력을 구성할 때, 채널 상태가 양호하여 큰 값의 채널상태정보(CQI)를 피드백한 링크의 경우 이후에는 상대적으로 낮은 송신 전력을 통해 전송하게 되며, 반대로 채널 상태가 열악한 링크는 더 높은 송신 전력을 통해 전송함으로써, 링크 간 수신 신호 대 잡음 전력비(Signal to Noise power ration: 이하, "SNR:이라 함)을 균등하게 유지할 수 있다.
이상의 부반송파 별 전력 제어 기법은 매 전송 시 각각의 부반송파 전력을 일일이 제어해 주어야 하며, 실제 구현시 전체 부반송파 수에 해당하는 복소 곱셈기를 추가적으로 구현해야하므로 큰 복잡도가 요구되는 문제점이 발생한다.
따라서, 본 발명에서는 기존 MIMO 시스템 용 CDD 기법을 SISO 형태로 변형하는 한편, CQI 정보를 이용하여 적절한 샘플 지연 값 및 경로 이득 값을 결정하는 방안을 고려한다. 이하, 본 발명의 CDD 기법 및 CQI 정보 기반의 샘플 지연, 경로 이득 값 결정 기법을 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다.
도 3은 본 발명에 따른 순환지연 다이버시티 기반의 부대역별 전력 할당 장치에서의 SISO(Single-Input Single-Output) 시스템용 송신단 신호처리를 나타내는 블록도이다. 도 3을 참조하면, 상기의 M개 송신단 안테나(도 1의 도면부호 "150" 참조)를 고려한 기존 순환지연 다이버시티(CDD) 기법과 비교할 때, 본 발명의 순환지연 다이버시티(CDD) 기법은 수학식 1에 나타낸 바와 같이 M개의 서로 다른 순환지연을 발생시킨 송신 신호를 생성하는 점에서 동일하다.
그러나, 본 발명에서 제안하는 순환지연 다이버시티(CDD) 기법은 하나의 송신단 안테나(350)만을 사용하므로, 분리된 M개의 송신 신호를 "샘플 덧셈기(330)"에 의한 수행에 따라 더하여 하나의 송신 신호로 구성한 후 전송하게 된다.
또한, M개의 경로 각각에 M개의 "복소이득적용부(320)"는 서로 다른 복소 이득 값 G0 내지 GM -1을 각각 적용함으로써 순환지연과 함께 시간 영역에서의 전력 스케일링 및 위상 회전을 발생시키는 방안을 고려한다. 따라서, 본 발명의 순환지연 다이버시티(CDD) 기법을 적용하여 생성한 주파수 영역 송신 신호 X(k)는 수학식 5와 같이 표현 가능하다.
Figure 112010071688746-pat00005
여기서 "HCDD(k)로 나타낸 성분"은 순환지연 다이버시티(CDD) 기법 적용으로 인해 송신 신호에 발생한 인위적인 채널주파수응답(Channel Frequency Response: CFR)로 볼 수 있다. "HCDD(k)로 나타낸 성분"은 실제 무선 채널 성분과 달리 i 번째 복소 이득 값 "Gi"및 샘플 지연 수 "δi"를 조정함으로써, 제어 가능한 성분이다.
원 데이터 신호 S(k)의 전력을 1로 간주할 때, 송신 신호 X(k)의 전력은 수학식 6과 같다.
Figure 112010071688746-pat00006
상기 식에서 알 수 있듯이, 송신 신호 X(k)는 "HCDD(k)"의 전력과 등가이며 "HCDD(k)"의 전력은 수학식 5의 Gi 및 δi를 통해 제어 가능하므로, 적절한 Gi 및 δi의 결정을 통해 시간 영역에서 주파수 성분의 전력 제어가 가능하다.
한편, 기존의 도 1에서 설명한 MIMO(Multi-Input Multi-Output) 용 순환지연 다이버시티(CDD) 기법의 경우 경로의 수가 늘어남에 따라 병렬 처리를 위한 가지(branch)가 동일하게 증가하므로, 다수의 경로를 구현하는 경우 송신 신호의 복사본을 저장하기 위한 메모리 사용량 및 순환지연 연산의 수가 크게 증가하는 문제점이 있다. 한편, 본 발명의 SISO 용 순환지연 다이버시티(CDD) 기법의 경우 송신 신호의 복사본을 만들어 병렬 처리를 수행할 필요 없이 하나의 "순환이동레지스터"(cyclic shift register)(310)와 경로의 수만큼의 샘플 가지, "샘플 덧셈기(330)"를 이용하여 저복잡도로 구현 가능하다. 따라서, 본 발명의 순환지연 다이버시티(CDD) 기법은 기존 MIMO 용 CDD 기법에 비해 다수의 경로를 구현하기 위해 요구되는 복잡도가 현저히 작은 장점을 가진다.
이하, 본 발명의 실시예에 따른 순환지연 다이버시티 기반의 부대역별 전력 할당 장치에서의 상술한 도 2에서 제시한 임의의 시스템 환경을 기준으로 채널상태정보(CQI)를 이용한 Gi 및 δi의 결정 기법을 설명한다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 순환지연 다이버시티 기반의 부대역별 전력 할당 장치에서의 이상적인 주파수 영역 순환지연 다이버시티 패턴 HCDD(k)를 결정하는 원리에 대한 개념도이다. 도 1 내지 도 4를 참조하면, 무선 채널의 장기간 깊은 페이딩으로 인한 SNR 손실을 보상하기 위해서는 상기 수학식 4와 같이 송신 전력을 구성하는 것이 이상적이다. 한편, 본 발명의 실시예에 따른 부대역별 전력 할당 장치에서의 순환지연 다이버시티 기법 적용시, "송신 신호 전력"은 상기 수학식 6과 같이 "HCDD(k)의 전력"과 등가이므로, 수학식 4와 수학식 6으로부터 이상적인 HCDD(k)의 값을 수학식 7과 같이 결정할 수 있다.
Figure 112010071688746-pat00007
수학식 7과 같이 구성된 이상적인 주파수 영역 순환지연 다이버시티(CDD) 패턴을 적용할 때 기존 전력 제어 기법과 같은 채널상태정보(CQI) 기반의 전력 분배 효과를 얻을 수 있다. 한편, 일반적인 OFDM 시스템의 경우 인접 주파수 대역과의 간섭을 완화하는 한편 파형 성형 필터의 저복잡도 구현을 목적으로 전체 가용 주파수 대역 중 일부를 보호 대역으로 설정하여 해당 대역에는 아무런 신호도 전송하지 않는다. 따라서, 보호 대역 위치에 해당하는 HCDD(k)의 값은 어떠한 값을 가져도 무방하지만, 차후 경로 지연값 및 복소 이득 값의 용이한 결정을 위해서는 보호 대역 위치의 HCDD(k) 값을 수학식 8과 같이 결정하는 것이 용이하다.
Figure 112010071688746-pat00008
여기서 Vlower 및 Vupper는 각각 하측 보호 대역 및 상측 보호 대역에 해당하는 부반송파 인덱스의 집합을 의미하며, 하측 보호 대역과 인접한 부대역을 1번째 BS(1)-FWT(2) 링크가 사용하는 한편 상측 보호 대역과 인접한 부대역을 3번째 BS(1)-FWT(2) 링크가 사용하는 것으로 간주하였다.
즉, 보호 대역 위치의 HCDD(k) 값은 인접한 부대역의 값과 동일하도록 설정하는 것이 이후의 과정에 용이하다. 상술한 방법으로 이상적인 순환지연 다이버시티(CDD) 패턴을 결정한 후에는 수학식 9와 같이 순환지연 다이버시티(CDD) 패턴에 대응하는 시간 영역 샘플 지연 수 및 복소 이득 값을 결정할 수 있다.
Figure 112010071688746-pat00009
여기서 IFFT[·]는 역고속 푸리에변환(IFFT) 연산을 의미한다. 이상적인 순환지연 다이버시티(CDD) 패턴 HCDD(k)을 채널주파수응답(CFR)으로 간주할 때, 역고속 푸리에변환(IFFT) 연산 결과인 hCDD[n]은 해당 순환지연 다이버시티(CDD) 패턴에 대응하는 채널임펄스응답(CIR: Channel Impulse Response)이며, 이때 Gi 및 δi과 hCDD[n]의 관계는 수학식 10과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112010071688746-pat00010
수학식 10와 같이 Gi 및 δi를 결정할 때, NFFT개의 순환지연 다이버시티(CDD) 경로를 사용함으로써 이상적인 HCDD(k)를 완벽히 구현 가능하다. 그러나, 구현의 복잡도를 적정 수준으로 유지하기 위해서는 순환지연 다이버시티(CDD) 경로의 수를 충분히 작은 값으로 제한할 필요가 있다. 따라서, 본 발명에서는 NCDD개의 유효 순환지연 다이버시티(CDD) 경로만을 선택적으로 적용함으로써 적정 복잡도 하에서 이상적인 HCDD(k)를 근사적으로 구현하는 방안을 고려한다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 순환지연 다이버시티 기반의 부대역별 전력 할당 장치에서의 유효 순환지연 다이버시티 경로를 선택하는 방안을 나타낸 개념도이다. 도 5에 나타낸 바와 같이, 전체 순환지연 다이버시티(CDD) 경로 중 전력이 큰 순서대로 NCDD개의 유효 순환지연 다이버시티(CDD) 경로를 선택한 이후, 그 외의 NFFT-NCDD개 경로는 영 할당(zero padding)을 통해 제거함으로써, 구현 시의 순환지연 다이버시티(CDD) 경로 수를 제한한다. 선택된 유효 순환지연 다이버시티(CDD) 경로로부터 Gi 및 δi의 값을 수학식 11과 같이 결정할 수 있다.
Figure 112010071688746-pat00011
이때, NCDD의 크기가 증가할수록 이상적인 순환지연 다이버시티(CDD) 패턴에 근사한 전력 분배 효과를 얻을 수 있으나, 구현 복잡도가 증가하는 단점이 있다. 따라서, 본 발명의 실제 구현 시에는 전력 분배 효과와 복잡도 간의 상관 관계를 고려한 적정 NCDD 값의 결정이 요구된다. 한편, 채널 상태의 변화를 고려하여 일정 주기에 따라 최근의 채널상태정보(CQI)를 통해 순환지연 다이버시티(CDD) 패턴을 업데이트하는 과정이 요구된다. 이 경우 CDD 패턴의 업데이트 주기가 짧아짐에 따라 시스템의 복잡도가 증가하지만, 고정 무선 통신 환경의 경우 채널의 변화가 거의 없으므로 현실적으로 순환지연 다이버시티(CDD) 패턴의 업데이트 주기는 충분히 길어져 시스템의 복잡도는 크게 증가하지 않는다.
이하에서는 일반적인 균일 전력 할당 기법과 비교해 본 발명을 적용한 전력 할당 시의 성능 이득에 대하여 모의실험을 통한 성능 검증 결과를 보인다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 순환지연 다이버시티 기반의 부대역별 전력 할당 장치을 위한 모의 실험에 적용된 채널 모델의 특성을 정리한 것이다. 도 6을 참조하면, 본 발명의 모의 실험 시, 고정형 무선 통신 환경에 적합한 채널 모델로서 IEEE 802.16에서 정의된 MSUI(Modified Stanford University Interim) 채널 모델을 적용하였다. MSUI 채널 모델은 셀 반경의 크기에 따라 7km와 30km 모델이 존재하며, 수목의 밀집도, 날씨, 바람의 세기 등의 환경 요인에 따라 페이딩 특성이 가장 작은 MSUI-1 채널 모델부터 페이딩 특성이 가장 큰 MSUI-6 채널 모델까지의 6종류가 정의되어 있다. 또한, 송수신안테나의 방사 형태에 따라 전방향 안테나 모델과 30˚의 지향성 안테나 모델이 있다. 모의 실험에서는 30˚의 지향성 안테나 사용을 고려하였으며, 다양한 모델 가운데 MSUI-1 7km 채널 모델을 적용하여 모의 실험을 진행하였다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 순환지연 다이버시티 기반의 부대역별 전력 할당 장치을 위한 모의 실험에 적용된 모의 실험 파라미터를 정리한 것이다. 도 7을 참조하면, 대부분의 모의 실험 파라미터는 IEEE 802.16e 표준을 기반으로 결정되었으며, 도 2에 나타낸 1개 BS(1), 4개 FWT(2)의 통신 환경을 고려하여 모의 실험을 진행하였다. 한편, 본 발명을 위한 모의 실험시 실제적인 채널 추정을 위해 파일럿 부반송파 기반의 최소 자승(LS: Least Square) 추정 기법 및 선형 보간 기법을 이용한 채널 추정 기법을 적용하였다.
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 순환지연 다이버시티 기반의 부대역별 전력 할당 장치을 위한 모의 실험시 채널 추정을 위해 삽입된 파일럿 부반송파의 패턴을 나타낸 개념도이다. 도 8을 참조하면, 파일럿은 각 BS(1)-FWT(2) 링크가 사용하는 부대역 별로 독립적으로 삽입되며, 4개 심벌을 주기로 같은 패턴이 반복되는 구조이다. 각 파일럿 성분은 해당 위치의 부반송파 인덱스 k에 대응하는 PRBS(Pseudo Random Binary Sequence)에 따라 변조되며, 파일럿 삽입 위치는 수학식 12과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112010071688746-pat00012
여기서 p는 0보다 크거나 같은 임의의 정수이며, m은 OFDM 심벌의 인덱스이다. 또한, Kmin과 Kmax는 각각 부대역의 첫 번째 부반송파와 마지막 부반송파의 인덱스를 의미한다. 본 발명의 모의 실험에서는 400개의 연속된 부반송파를 하나의 부대역으로 설정하였으므로 Kmin과 Kmax는 각각 0과 399이다. 본 발명의 우수성을 나타내기 위한 성능평가 지표로는 coded BER(Bit Error Rate)이 사용되었다. 추가적으로 성능 그래프에 대하여 다음과 같은 표 1과 같은 표기법을 고려한다.
Conventional transmission 일반적인 균일 전력 할당 기법
Proposed method 본 발명의 CDD 기반 전력 할당 기법
ideal ch. est. 이상적인 채널 추정을 가정한 성능
practical ch. est. LS 추정 및 선형 보간을 통한 채널 추정 수행 시의 성능
도 9는 일반적인 균일 전력 할당 기법과 본 발명의 실시예에 따른 순환지연 다이버시티 기반의 부대역별 전력 할당 장치의 성능을 나타내는 그래프이다.
도 9를 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 순환지연 다이버시티 기반의 부대역별 전력 할당 장치과 일반적인 균일 전력 할당 기법과 비교할 때, 4개의 순환지연 다이버시티(CDD) 경로를 고려하여 본 발명의 순환지연 다이버시티(CDD) 기반 전력 할당 기법을 적용하는 경우 약 4dB의 성능 이득이 있음을 확인할 수 있다. 한편, 순환지연 다이버시티(CDD) 경로의 수 NCDD가 증가할수록 성능 이득 또한 점차 증가하여 64개의 순환지연 다이버시티(CDD) 경로를 고려하는 경우 약 5dB의 성능 이득이 발생한다. 또한, 이상적인 채널 추정을 가정한 경우의 성능과 비교해 실제 채널 추정 기법을 적용하는 경우 기존 균일 전력 할당 기법과 본 발명의 기법 모두 약 2dB 이내의 성능 열화가 발생한다. 기존 기법과 본 발명의 기법 간의 성능 차가 없는 것으로 볼 때, 본 발명의 기법이 채널 추정 성능에 미치는 영향은 없음을 확인할 수 있다.
이상의 결과로부터 본 발명의 순환지연 다이버시티 기반의 전력 할당 기법은 기존의 균일 전력 할당 기법에 비해 채널 추정 성능의 열화 없이 고정 무선 통신 환경에서 상대적으로 우수한 성능을 보임을 알 수 있다.
본 발명은 또한 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록매체에 컴퓨터가 읽을 수 있는 코드로서 구현하는 것이 가능하다. 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체는 컴퓨터 시스템에 의하여 읽혀질 수 있는 데이터가 저장되는 모든 종류의 기록 장치를 포함한다.
컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체의 예로는 ROM, RAM, CD-ROM, 자기테이프, 플로피 디스크, 광 데이터 저장장치 등이 있으며, 또한 캐리어 웨이브(예를 들어, 인터넷을 통한 전송)의 형태로 구현되는 것도 포함한다.
또한 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체는 네트워크로 연결된 컴퓨터 시스템에 분산되어, 분산방식으로 컴퓨터가 읽을 수 있는 코드가 저장되고 실행될 수 있다. 그리고 본 발명을 구현하기 위한 기능적인(functional) 프로그램, 코드 및 코드 세그먼트들은 본 발명이 속하는 기술 분야의 프로그래머들에 의해 용이하게 추론될 수 있다.
이러한 개시된 기술인 방법 및 장치는 이해를 돕기 위하여 도면에 도시된 실시예를 참고로 설명되었으나, 이는 예시적인 것에 불과하며, 당해 분야에서 통상적 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 타 실시예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서, 개시된 기술의 진정한 기술적 보호 범위는 첨부된 특허청구범위에 의해 정해져야 할 것이다.
101: 직렬/병렬변환부 102: 부반송파할당부
110: 역고속 푸리에변환부 130: 순환 지연부
310: 순환이동레지스터 320: 복소이득적용부
330: 샘플 덧셈기 350: 송신단 안테나

Claims (7)

  1. 송신 신호의 복사본을 만들되, M개(M은 1보다 큰 자연수)의 경로에 따른 서로 다른 값의 샘플 지연 값인 δ0에서δM-1을 각각 적용하여 M개의 송신신호를 생성하는 순환이동 레지스터(단, 상기 M개의 송신신호는 상기 경로와 동일한 수로 형성됨); 및
    상기 M개의 송신 신호를 더하여 하나의 송신 신호로 구성한 후 전송하기 위한 샘플 덧셈기; 를 포함하며, 부반송파 전력 제어의 경우 상기 순환이동레지스터와 상기 샘플 덧셈기의 작용에 따라 저복잡도로 구현하는 순환지연 다이버시티 기반의 부대역별 전력 할당 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    SNR 손실을 보상하기 위해 채널상태정보(CQI)를 활용하여 상기 순환지연 다이버시티(CDD) 경로의 지연 샘플 수 및 복소 이득 값을 결정하는 순환지연 다이버시티 기반의 부대역별 전력 할당 장치.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 순환이동레지스터와 상기 샘플 덧셈기 사이에 위치하여, 상기 M개의 경로 각각에 서로 다른 복소 이득 값 G0 내지 GM-1을 각각 적용함으로써 순환지연과 함께 시간 영역에서의 전력 스케일링 및 위상 회전을 발생시키는 복소이득적용부;를 더 포함하는 순환지연 다이버시티 기반의 부대역별 전력 할당 장치.
  4. 제 3 항에 있어서, 상기 샘플 덧셈기는,
    상기 M개의 송신 신호를 순환 다이버시티(CDD)기법을 적용하여 하나의 송신 신호-X(k)-로 구성하는 순환지연 다이버시티 기반의 부대역별 전력 할당 장치.(단, 상기 X(k)는 수식
    Figure 112012028275258-pat00026
    에 의해 표현됨.)
  5. 제 4 항에 있어서, 상기 HCDD(k)는,
    상기 순환지연 다이버시티(CDD) 기법 적용으로 인해 송신 신호에 발생한 인위적인 채널주파수응답(Channel Frequency Response: CFR)이며,
    송신단으로 입력되는 원 데이터 신호 S(k)의 전력을 1로 간주할 때, 송신 신호 X(k)의 전력은
    Figure 112012028275258-pat00027
    인 순환지연 다이버시티 기반의 부대역별 전력 할당 장치.
  6. 제 4 항에 있어서, 상기 HCDD(k)는,
    Figure 112012028275258-pat00028
    인 순환지연 다이버시티 기반의 부대역별 전력 할당 장치.
  7. 제 6 항에 있어서, 상기 HCDD(k)는,
    보호 대역 위치에 해당하는 경우 차후 경로 지연값 및 복소 이득 값의 용이한 결정을 위해서,
    Figure 112012028275258-pat00029
    로 설정하며,
    상기 Vlower 및 Vupper는 각각 하측 보호 대역 및 상측 보호 대역에 해당하는 부반송파 인덱스의 집합인 순환지연 다이버시티 기반의 부대역별 전력 할당 장치.
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