KR101012369B1 - 다수의 안테나를 이용한 데이터 송신 및 수신 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 다수의 안테나를 구비한 송신장치에 적용되는 데이터 송신 방법에 있어서, 안테나 그룹마다 데이터 스트림이 개별적으로 할당되는 단계와, 상기 할당된 각각의 데이터 스트림에 대하여 독립적으로 변조(modulation) 방식 및 코드율(code rate)을 적용하는 단계 및 상기 데이터 스트림이 전송될 각 안테나 별로 가중치를 적용하여 전송하는 단계를 포함하는 다수의 안테나를 이용한 데이터 송신 방법에 관한 것으로써 상기와 같이 본 발명은, 채널 상태에 따라서 데이터 율을 가변할 수 있으므로, 데이터 처리량(throughput)이 향상되는 효과가 있다.
시공간 전송 다이버시티(STTD), 전송 안테나 배열 모드(TxAA mode), MCS 제어, 안테나 그룹

Description

다수의 안테나를 이용한 데이터 송신 및 수신 방법{Method for Transmitting and Receiving Data Using Plurality of Antenna}
도 1 은 종래 기술에 따른 개루프 D-STTD 방법이 적용된 시스템을 나타낸 일실시예 구성도.
도 2 는 종래 기술에 따른 폐루프 TxAA 모드 1, 2가 적용된 시스템을 나타낸 일실시예 구성도.
도 3 은 본 발명에 따라 TxAA 방법을 적용한 시스템의 일실시예 구성도.
본 발명은 다수의 안테나를 이용한 데이터 송신 및 수신 방법에 관한 것으로써, 더욱 상세하게는 다수의 안테나를 몇개의 그룹으로 구분하여 서로 다른 데이터스트림을 전송함에 있어서, 각 데이터 스트림 별로 채널 환경에 따라 변조 및 코딩 방법을 적용하기 위한 데이터 송신 및 수신 방법에 관한 것이다.
송신 다이버시티 기법의 일 예로써, 시공간 전송 다이버시티(Space Time Transmit Diversity; 이하 'STTD')와 전송 안테나 배열(Transmit Antenna Array; 이하 'TxAA') 모드 1, 2 를 들 수 있다.
종래 기술의 STTD는 개루프(open loop) 기술로써, 두 개의 안테나를 통해 전송되는 심볼들에 대하여 시공간상의 간단한 코딩을 수행하여 시간적인 다이버시티 이득 뿐 아니라 공간적인 다이버시티 이득도 얻을 수 있도록 제안되었다. 이러한 종래 기술의 STTD를 위해서는 두개의 안테나가 필요하며, 이러한 두개의 안테나로 전송되는 심볼간의 코딩을 위해 시공간코딩 블럭을 필요로 한다.
한편, TxAA 모드 1, 2는 폐루프(closed loop) 기술로써, 두 개의 송신 안테나를 사용하며, 수신단으로부터 송신단쪽으로 피드백 된 가중치 값(weight value)을 이용하도록 함으로써 성능 향상이 이루어지도록 한 것이다.
상기와 같은 종래 기술에 대한 참조문헌은 다음과 같다.
[1] S.M. Alamouti, “A Simple Transmit Diversity Technique for Wireless Communications”, IEEE Journal on Select Areas in Communications, Vol. 16, No. 8, pp 1451-1458, October 1998.
[2] 3GPP, “Physical Channels and Mapping of Transport Channels onto Physical Channels (FDD)”, TS 25.211, V4.3.0, Dec. 2001.
[3] 3GPP, 3GPP TSG RAN WG 1 #33, Tdoc. R1-030694, New York, USA, August 25-29, 2003
상기 종래 기술에 따른 2 안테나 STTD 방법을 설명하면 다음과 같다. STTD는 개루프(open loop) 송신 다이버시티 방법으로는 시간축 상에서 주로 적용되었던 채널 부호화(channel coding)기법을 공간 상으로 확장시킨 시공간 부호화(Space-Time coding)를 이용하여 다이버시티 효과를 얻도록 하는 방법이다. 이러한 방법은 광대 역 코드 분할 다중 접속(WCDMA; Wideband Code Division Multiple Access)의 동기 채널 제외한 모든 하향 물리적 채널에 적용이 가능하다.
STTD 방법은 개루프 송신 다이버시티 방법으로써 귀환 신호가 필요 없으므로 속도에 따른 귀환신호 지연에 의한 성능 저하가 없는 장점이 있다.
표 1 은 상기 STTD 방법을 설명하기 위한 것으로써, 2 개의 안테나에 대한 STTD 인코딩과 전송 순서를 나타낸 것이다. 표 1 에서 T 는 심볼 주기를 나타낸다.
Time t Time t+T
Antenna1
Figure 112004005964147-pat00001
Figure 112004005964147-pat00002
Antenna2
Figure 112004005964147-pat00003
Figure 112004005964147-pat00004
표 1 과 같이, 송신될 심볼은 STTD 인코딩되고 시간 순서에 따라 안테나 1, 2를 통해 각각 송신된다. 각각의 안테나를 통해 송신된 신호는 각각 독립적인 채널을 거치게 되고, 시간 t 에서의 채널과 t+T 에서의 채널이 같다고 가정할 경우 수신 안테나에는 수학식 1 과 같은 신호가 수신된다.
Figure 112004005964147-pat00005
상기 수학식 1 에서
Figure 112004005964147-pat00006
,
Figure 112004005964147-pat00007
는 각각 송신 안테나 1, 2 와 수신 안테나 간의 채널을 의미하며,
Figure 112004005964147-pat00008
및
Figure 112004005964147-pat00009
는 수신단에서의 복소 잡음을 의미한다. 각각의 채널은 파일럿 신호로 추정이 가능하며, 수신신호를 다음과 같이 결합하면 수신 다이버시티의 최대 비율 결합(Maximum Ratio Combining; 이하 'MRC') 방식과 같은 값을 얻을 수 있고 이를 바탕으로 송신된 심볼을 추정할 수 있다.
Figure 112004005964147-pat00010
한편, 개루프(open loop) D-STTD 방법을 설명하면 다음과 같다. 도 1 은 종래 기술에 따른 개루프 D-STTD 방법이 적용된 시스템을 나타낸 일실시예 구성도이다.
도 1 에 도시된 바와 같이, D-STTD 방법이 적용되는 시스템의 송신단은, 데이터 스트림(11)에 대해 변조 코드 셋(Modulation Code Set; 이하 'MCS') 제어를 수행하는 MCS 제어부(13)와, 상기 MCS 제어에 따라 입력된 데이터 스트림에 대해 STTD 인코딩을 수행하는 STTD 인코더(12)와, 인코딩 된 신호를 전송하는 적어도 하나의 안테나(14)를 포함하여 이루어진다.
한편, D-STTD 방법이 적용되는 시스템의 수신단은 상기 전송된 신호를 수신하기 위한 적어도 하나의 안테나(15)와 STTD 디코딩을 수행하는 STTD 디코더(16)를 포함하여 이루어진다.
상기 개루프 D-STTD는 시공간 채널을 이용하며, 다수의 송수신 안테나를 사용하는 시스템에서 2개의 독립된 데이터 스트림에 대하여 각각 STTD 인코더를 사용하여 시공간 코딩을 수행하고, 다이버시티로 전송하는 방식이다. 송신하는 각 데이터 스트림은 수신단으로부터 전송되는 채널 정보를 이용하여 독립적으로 데이터 전송율을 변경할 수 있다.
폐루프(closed loop) TxAA 모드를 설명하면 다음과 같다. 도 2 는 종래 기술에 따른 폐루프 TxAA 모드 1, 2가 적용된 시스템을 나타낸 일실시예 구성도이다. 도 2 에 도시된 바와 같이, 폐루프(closed loop) TxAA 모드 1, 2 가 적용된 시스템의 송신단은 데이터 스트림에 가중치 값을 적용하기 위한 웨이트 적용부(21)와, 이를 전송하기 위한 적어도 하나의 안테나(22)를 포함하여 이루어진다.
한편, 폐루프(closed loop) TxAA 모드 1, 2 가 적용된 시스템의 수신단은 전송된 신호를 수신하기 위한 적어도 하나의 안테나(23)와, 데이터 심볼을 복구하기 위한 검출기(24)와, 채널 상태에 따라 가중치를 산출하여 송신단에 전송하기 위한 가중치 발생기(25)를 포함하여 이루어진다.
TxAA 모드 1, 2 가 적용되는 시스템에 있어서는, 수신단에서 SNR이 최대가 되도록 가중치(weight)를 구하여 이를 송신단으로 전송한다. 송신단은 이 가중치 값(weight value)을 전송 신호에 곱하여 전송한다. 2 개의 수신 안테나를 가정할 때, 수신단의 각 안테나에서 수신된 신호는 다음과 같이 표현할 수 있다.
Figure 112004005964147-pat00011
상기 수학식 3 에서 s 는 데이터 심볼을 의미하고,
Figure 112004005964147-pat00012
및
Figure 112004005964147-pat00013
는 백색 가우시안 잡음(AWGN; Additive White Gaussian Noise)이다. TxAA 모드 1, 2의 데이터 심볼 복구는 다음 수학식 4 에 의해서 이루어진다.
Figure 112004005964147-pat00014
가중치를 구하는 방법의 일 실시예로써, 코배리언스 행렬(covariance matrix)을 이용할 수 있다. 즉, 채널의 코배리언스 행렬(covariance matrix)의 최대 고유값(eigenvalue)에 대한 고유벡터(eigenvector)로 정할 수 있다. 이를 구하는 방법은 다음 수학식 5 에 기재된 바와 같다.
Figure 112004005964147-pat00015
상기 수학식 5 에서
Figure 112004005964147-pat00016
은 채널의 코배리언스 행렬이다.
한편, TxAA 모드 1 과 TxAA 모드 2 의 차이점은 가중치(weight) 벡터를 실제로 구현하는 방법의 차이에 따라 구별된다. 즉, 모드 1 은 가중치 벡터를 1 비트로 표현하여 피드백 하는 반면에 모드 2는 3 비트로 표현하여 피드백 한다.
모드1 의 경우 전력 정보는 없이 위상 정보 1 비트를 매 슬롯에 피드백시키며, 모드2는 전력 정보 1비트와 위상 정보 3비트를 슬롯 당 1 비트씩 피드백시킨다. DPCCH의 파일럿 심볼을 살펴보면, 모드 1에서는 서로 직교성을 갖는 파일럿 심볼들이 두개의 안테나로 각각 송신되고, 모드 2에서는 동일한 파일럿 심볼이 두개의 안테나로 송신된다. 단말기는 각안테나의 CPICH를 이용하여 슬롯 단위로 각 전송안테나의 채널을 추정하고, 채널 추정 정보로부터 수신 신호 전력을 최대화 하는 송신단의 가중치
Figure 112004005964147-pat00017
및
Figure 112004005964147-pat00018
를 계산하고, 이로부터 각 안테나의 위상과 전력 조정 정보를 기지국에 전송한다.
[모드 1]
폐루프 송신 다이버시티의 모드 1에서의 귀환신호 메시지의 구조는 위상정보와 전력정보를 갖는다. UTRAN은 표 1에 따라서 수신정보를 해석한다. 이것은 성상회전(Constellation Rotation)을 사용하여 1비트의 정보를 이용, 4개의 위상의 가중치를 사용할 수 있도록 다양화하는 방식이다. 첫번째 안테나의 가중치로는
Figure 112004005964147-pat00019
의 고정값을 사용하고 두 번째 안테나의 가중치는 각 슬롯에 귀환 되는 위상 정보에 대응하는 표 2의
Figure 112004005964147-pat00020
값에 따라 다음과 같이 구해진다.
Figure 112004005964147-pat00021
다음 표 2 는 상향 무선 프레임의 i 번째 귀환 명령에 대응하는 위상 조절값을 나타낸 것이다.
슬롯 번호 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14
FSM 0 0 π/2 0 π/2 0 π/2 0 π/2 0 π/2 0 π/2 0 π/2 0
1 π -π/2 π -π/2 π -π/2 π -π/2 π -π/2 π -π/2 π -π/2 π
프레임의 경계에서는 약간의 변형이 가해지는데, 슬롯 0의 위상조정을 위해서는 이전 프레임의 슬롯 14번의 정보대신 슬롯 13의 정보가 사용된다. 이것은 항상 (0,π)과 (π/2, -π/2)을 바탕으로 평균을 취하기 위한 것으로 다음 수학식 7 과 같이 구한다
Figure 112004005964147-pat00022
상기 수학식 7 에서
Figure 112004005964147-pat00023
는 현재 프레임의 슬롯 0으로 귀환된 위상조절명령이고, 상기
Figure 112004005964147-pat00024
는 바로 이전 프레임의 슬롯 13으로 귀환된 위상조절명령이다. 초기화 단계에서는 귀환 정보가 없으므로 초기치는
Figure 112004005964147-pat00025
를 사용하고 귀환을 받은 이후는 다음 수학식 8 를 사용한다.
Figure 112004005964147-pat00026
[모드 2]
모드 2에서는 4비트의 귀환 정보로 16개의 위상과 전력의 조합이 가능하다. 모드 1과는 달리 위상의 분해능이 크므로 성상 회전 및 가중치의 필터링이 필요 없다. 1개의 전력 귀환 정보와 3개의 위상 귀환 정보에 의하여 표 3, 표 4와 같이 가중치의 위상을 결정하며, 최대한의 성능을 얻기 위하여 점진적인 갱신 방식을 사용한다.
처음 비트에는 모든 조합이 가능하므로 단말기는 16개의 가중치 중의 최적의 값을 선택하고, 다음 비트로 진행하면서 이미 결정된 비트는 고정되었다는 제한 조건에서 8 > 4 > 2 개의 조합 순으로 최적의 가중치를 찾아나가는 방식이다. 위와 같이 구해진 위상과 전력 정보로 다음과 같은 가중치 벡터,
Figure 112004005964147-pat00027
를 구할 수 있다.
Figure 112004005964147-pat00028
15슬롯에서 4비트의 귀환 정보가 4슬롯에 걸쳐서 전송되므로 마지막 3슬롯에서는 전력의 귀환 정보가 전송이 되지 않는데, 이 경우에는 이전 전력의 정보를 이용한다.
다음 표 3 은
Figure 112004005964147-pat00029
폐루프 모드 2 에 대한 안테나 전력을 나타낸 것이다.
Figure 112004005964147-pat00030
 안테나 1 전력 안테나 2 전력
0 0.2 0.8
1 0.8 0.2
다음 표 4 및 표 5 는
Figure 112004005964147-pat00031
폐루프 모드 2 에 대한 안테나 사이의 위상 차이를 나타낸 것이다.
Figure 112004005964147-pat00032
 안테나 사이의 위상 차이(radians)
000 π
001 -3π/4
011 -π/2
010 -π/4
110 0
111 π/4
101 π/2
100 3π/4
Figure 112004005964147-pat00033
 안테나 사이의 위상 차이(radians)
--- π(normal initialisation)
or held from previous setting
(compressed mode recovery)
0-- π
1-- 0
00- π
01- -π/2
11- 0
10- π/2
000 π
001 -3π/4
011 -π/2
010 -π/4
110 0
111 π/4
101 π/2
100 3π/4
초기화 단계에서는 귀환된 정보가 없으므로 표 5 에 제시된 위상을 사용하고, 두 개의 안테나의 전력은 전체 송신전력의 50%씩 배분한다.
이와 같이, 채널에 적합한 데이터 전송율을 결정해서 전송하게 되므로, 데이터 처리량(throughput)을 최대로 할 수 있게 된다. 한편, 채널 상태에 따라 데이터 전송율을 결정하기 위해서는 채널 상태에 대한 정보를 수신단에서 송신단으로 전달한다. 이때 채널 상태에 대한 정보는 채널 상태 지시 채널(CQICH; Channel Quality Indicator Cahnnel)을 통해 전송될 수 있다.
송신 안테나의 수가 2개 이상일 경우에는 기존의 방식을 확장해야 할 필요성이 제기된다. 한편, 종래 기술에서는 채널 상태에 따라서 전송하는 데이터율을 다르게 하지 못하기 때문에 데이터 처리량(throughput)을 더 높일 수 없는 못하는 문제점이 있었다.
본 발명은, 상기와 같은 문제점을 해결하기 위하여 제안된 것으로, 송신 안 테나가 다수일 때 동시에 다수의 데이터 스트림을 전송할 수 있는 폐루프 TxAA방법을 제공하고, 아울러 채널 상태에 따라 전송 데이터율을 조정하는 방법을 제공하는데 그 목적이 있다.
상기의 목적을 달성하기 위한 본 발명은 다수의 안테나를 구비한 송신장치에 적용되는 데이터 송신 방법에 있어서, 안테나 그룹마다 데이터 스트림이 개별적으로 할당되는 단계와 상기 할당된 각각의 데이터 스트림에 대하여 독립적으로 변조(modulation) 방식 및 코드율(code rate)을 적용하는 단계 및 상기 데이터 스트림이 전송될 각 안테나 별로 가중치를 적용하여 전송하는 단계를 포함하여 이루어진다.
한편, 본 발명은 다수의 안테나를 구비한 수신장치에 적용되는 데이터 수신 방법에 있어서, 송신단의 안테나 그룹에 따라 개별적으로 전송된 데이터 스트림을 수신하는 단계 및 상기 각각의 데이터 스트림에 대하여 데이터 복호를 수행하는 단계를 포함하여 이루어진다.
상술한 목적, 특징들 및 장점은 첨부된 도면과 관련한 다음의 상세한 설명을 통하여 보다 분명해 질 것이다. 이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 일실시예를 상세히 설명한다.
도 3 은 본 발명에 따라 TxAA 방법을 적용한 시스템의 일실시예 구성도이다. 이하에서는 도 3 에 도시된 바와 같이, 송신 안테나를 4 개, 수신 안테나를 2 개 사용하는 시스템을 일 실시예로 하여 설명하기로 한다.
이렇게 송신 안테나 4 개를 사용하는 경우, 각각의 안테나를 2 개씩 다른 그룹으로 구분하여 TxAA 방법을 적용하도록 한다. 즉, 2 개로 나누어진 각각의 그룹에서 서로 다른 데이터 스트림이 전송되도록 할 수 있다. 그리고, 각각의 데이터 스트림을 전송함에 있어서는 채널 상태에 따라 전송 데이터율(data rate)을 바꿀 수 있도록 한다. 한편, 수신단에서는 각 채널에 상태에 적합한 가중치 값을 구하여 송신단으로 전송해주고, 송신단에서는 이 가중치를 전송 신호에 적용하여 데이터를 전송한다.
2 개의 송신 안테나를 하나의 그룹으로 하여 각각에 대하여 다른 가중치를 적용하여 데이터를 전송하기 때문에 수신단의 수신 신호는 다음 수학식 10 과 같이 표현할 수 있다.
Figure 112004005964147-pat00034
수신 안테나 각각에 대하여
Figure 112004005964147-pat00035
및
Figure 112004005964147-pat00036
가 수신되므로, 결합(combining) 후 채널 성분과 가중치(weight) 성분을 제거하게 되면 데이터를 복구할 수 있다. 그리고, 보다 신뢰할만한 복구를 위해서 간섭 소거(interference cancellation)방법을 사용할 수 있다. 즉, 다음 수학식 11 에 나타난 바와 같이,
Figure 112004005964147-pat00037
을 복구한 후 이에 의해서 발생된 간섭 성분을 제거하게 되면
Figure 112004005964147-pat00038
의 안정성을 높일 수 있다.
Figure 112004005964147-pat00039
이 때, 기지국으로 피드백 할 가중치는 다음과 같이 정의한 채널 행렬의 최대 고유치에 해당하는 고유 벡터로 선택할 수 있다. 상기 채널 행렬의 최대 고유치에 해당하는 고유벡터는 다음 수학식 12 및 수학식 13 을 이용하여 구할 수 있다.
Figure 112004005964147-pat00040
Figure 112004005964147-pat00041
상기 수학식 12 및 수학식 13 에서
Figure 112004005964147-pat00042
,
Figure 112004005964147-pat00043
를 나타낸다. 또한,
Figure 112004005964147-pat00044
는 각각
Figure 112004005964147-pat00045
의 자기상관 행렬
Figure 112004005964147-pat00046
와
Figure 112004005964147-pat00047
는 각각 자기 상관 행렬의 최대 고유치 및 최대 고유치에 해당하는 고유 벡터를 나타낸다. 상기 방법은 가중치를 구하는 한가지 방법을 나타낸 것이고, 이 외에 다른 여러가지 방법들을 이용하여 가중치를 구할 수 있다.
또한, 상기 수식은 수신 안테나가 2개인 경우를 예로 하였는데, 수신 안테나가 여러 개인 경우도 결합(combining)을 한 후, 동일한 방식을 적용하여 전송 심볼을 복구할 수 있다.
두 개의 TxAA 블럭으로 들어가는 데이터 스트림
Figure 112004005964147-pat00048
및
Figure 112004005964147-pat00049
는 각각 채널 상태 에 따라서 데이터율을 바꿀 수 있게 된다. 즉, 채널 상태가 좋은 경우에는 QAM과 같은 고차의 변조 방식(high order modulation)을 사용하거나 코드율(code rate)을 높여서 전송할 수 있다. 한편, 채널 상태가 좋지 않은 경우에는 QPSK와 같은 저차의 변조 방식(low order modulation)을 사용하거나 코드율(code rate)을 낮추어서 전송할 수 있게 된다.
이상에서 설명한 본 발명은, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 있어 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지 치환, 변형 및 변경이 가능하므로 전술한 실시예 및 첨부된 도면에 의해 한정되는 것이 아니다.
상기와 같이 본 발명은, 다수의 송신안테나를 가진 시스템에서 다수의 스트림을 전송할 수 있으므로 데이터 처리량이 증가하게 된다. 더욱이 채널 상태에 따라서 데이터 율을 가변하게 되면, 더욱 데이터 처리량(throughput)이 향상된다. 또한, 채널에 적합한 가중치를 곱하여 전송함으로써, 채널 환경에 적응하여 성능 향상을 기할 수 있다.

Claims (20)

  1. 데이터 스트림을 전송하는 방법에 있어서,
    네 개의 안테나 각각에 대응하는 네 개의 가중치 값을 포함하는 피드백 정보를 수신하는 단계;
    제 1 데이터 스트림(s1) 및 제 2 데이터 스트림(s2)에 가중치 행렬을 적용하여 네 개의 가중치 데이터 스트림을 생성하는 단계; 및
    상기 네 개의 가중치 데이터 스트림 중에서 두 개를 상기 네 개의 안테나 중 상응하는 제 1 안테나 집합을 통해 전송하고, 상기 남은 두 개의 가중치 데이터 스트림은 상응하는 제 2 안테나 집합을 통해 전송하는 단계를 포함하되,
    상기 가중치 행렬은
    Figure 112010077603750-pat00053
    이고, 상기 w1, w2, w3 및 w4는 상기 네 개의 가중치 값을 각각 나타내는 것을 특징으로 하는, 데이터 스트림 전송방법.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 가중치 데이터 스트림을 전송하는 단계는 두 개의 수신 안테나가 등식
    Figure 112010077603750-pat00054
    과 같이 조합된 신호를 수신하는 것으로 끝이 나는 것을 특징으로 하되,
    상기 r1 및 r2는 상기 두 개의 수신 안테나를 나타내고, h11, h12, h21 및 h22는 상기 가중치 데이터 스트림 중 제 1 데이터 스트림이 매핑된 제 1 가중치 데이터 스트림이 전송되는 채널을 나타내고, h13, h14, h23 및 h24는 상기 가중치 데이터 스트림 중 제 2 데이터 스트림이 매핑된 제 2 가중치 데이터 스트림이 전송되는 채널을 나타내는, 데이터 스트림 전송방법.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 네 개의 가중치 값을 포함하는 상기 피드백 정보를 수신하는 단계는,
    송신단에서 수신단으로부터 피드백 정보를 수신하는 단계를 더 포함하는, 데이터 스트림 전송방법.
  4. 제 3항에 있어서,
    상기 피드백 정보는 채널품질정보(CQI)를 더 포함하는, 데이터 스트림 전송방법.
  5. 제 4항에 있어서,
    상기 각 가중치 데이터 스트림을 전송하는 각 단계는,
    상응하는 데이터율로 상기 가중치 데이터 스트림을 전송하는 단계를 포함하되,
    상기 가중치 데이터 스트림과 관련된 각각의 상기 데이터율은 서로 다른 세 개의 가중치 데이터 스트림과 관련하여 가변적이고 독립적인 것을 특징으로 하는, 데이터 스트림 전송방법.
  6. 제 5항에 있어서,
    상기 가중치 데이터 스트림과 관련된 상기 데이터율은 상기 CQI에 기반하는 것을 특징으로 하는, 데이터 스트림 전송방법.
  7. 제 5항에 있어서,
    상기 가중치 데이터 스트림과 관련된 상기 데이터율은 상기 상응하는 가중치 값에 기반하는 것을 특징으로 하는, 데이터 스트림 전송방법.
  8. 제 3항에 있어서,
    상기 네 개의 안테나를 두 개의 안테나 세트로 묶는 단계를 더 포함하되,
    상기 제 1 안테나 세트는 상기 네 개의 안테나 중 두 개를 포함하고, 상기 제 2 안테나 세트는 나머지 두 개의 안테나를 포함하는 것을 특징으로 하는, 데이터 스트림 전송방법.
  9. 제 8항에 있어서,
    상기 두 개의 안테나 세트 각각과 관련된 상기 두 개의 안테나는 가변적인 것을 특징으로 하는, 데이터 스트림 전송방법.
  10. 제 9항에 있어서,
    상기 피드백 정보는 상기 제 1 안테나 셋트에 상응하는 안테나를 정의하는 정보 및 상기 제 2 안테나 셋트에 상응하는 안테나를 정의하는 정보를 더 포함하는, 데이터 스트림 전송방법.
  11. 데이터 스트림을 전송하기 위한 데이터 스트림 전송 장치에 있어서,
    상기 데이터 스트림 전송 장치는:
    네 개의 안테나 각각에 대응하는 네 개의 가중치 값을 포함하는 피드백 정보를 수신하는 단계;
    제 1 데이터 스트림(s1) 및 제 2 데이터 스트림(s2)에 가중치 행렬을 적용하여 네 개의 가중치 데이터 스트림을 생성하는 단계; 및
    상기 네 개의 가중치 데이터 스트림 중에서 두 개를 상기 네 개의 안테나 중 상응하는 제 1 안테나 집합을 통해 전송하고, 상기 남은 두 개의 가중치 데이터 스트림은 상응하는 제 2 안테나 집합을 통해 전송하는 단계를 수행하도록 구성되되,
    상기 가중치 행렬은
    Figure 112010077603750-pat00055
    이고, 상기 w1, w2, w3 및 w4는 상기 네 개의 가중치 값을 각각 나타내는 것을 특징으로 하는, 데이터 스트림 전송 장치.
  12. 제 11항에 있어서,
    상기 가중치 데이터 스트림을 전송하는 단계는 두 개의 수신 안테나가 등식
    Figure 112010077603750-pat00056
    과 같이 조합된 신호를 수신하는 것으로 끝이 나는 것을 특징으로 하되,
    상기 r1 및 r2는 상기 두 개의 수신 안테나를 나타내고, h11, h12, h21 및 h22는 상기 가중치 데이터 스트림 중 제 1 데이터 스트림이 매핑된 제 1 가중치 데이터 스트림이 전송되는 채널을 나타내고, h13, h14, h23 및 h24는 상기 가중치 데이터 스트림 중 제 2 데이터 스트림이 매핑된 제 2 가중치 데이터 스트림이 전송되는 채널을 나타내는, 데이터 스트림 전송 장치.
  13. 제 11항에 있어서,
    상기 네 개의 가중치 값을 포함하는 상기 피드백 정보를 수신하는 단계는,
    송신단에서 수신단으로부터 피드백 정보를 수신하는 단계를 더 포함하는, 데이터 스트림 전송 장치.
  14. 제 13항에 있어서,
    상기 피드백 정보는 채널품질정보(CQI)를 더 포함하는, 데이터 스트림 전송 장치.
  15. 제 14항에 있어서,
    상기 각 가중치 데이터 스트림을 전송하는 각 단계는,
    상응하는 데이터율로 상기 가중치 데이터 스트림을 전송하는 단계를 포함하되,
    상기 가중치 데이터 스트림과 관련된 각각의 상기 데이터율은 서로 다른 세 개의 가중치 데이터 스트림과 관련하여 가변적이고 독립적인 것을 특징으로 하는, 데이터 스트림 전송 장치.
  16. 제 15항에 있어서,
    상기 가중치 데이터 스트림과 관련된 상기 데이터율은 상기 CQI에 기반하는 것을 특징으로 하는, 데이터 스트림 전송 장치.
  17. 제 15항에 있어서,
    상기 가중치 데이터 스트림과 관련된 상기 데이터율은 상기 상응하는 가중치 값에 기반하는 것을 특징으로 하는, 데이터 스트림 전송 장치.
  18. 제 13항에 있어서,
    상기 네 개의 안테나를 두 개의 안테나 세트로 묶는 단계를 더 포함하되,
    상기 제 1 안테나 세트는 상기 네 개의 안테나 중 두 개를 포함하고, 상기 제 2 안테나 세트는 나머지 두 개의 안테나를 포함하는 것을 특징으로 하는, 데이터 스트림 전송 장치.
  19. 제 18항에 있어서,
    상기 두 개의 안테나 세트 각각과 관련된 상기 두 개의 안테나는 가변적인 것을 특징으로 하는, 데이터 스트림 전송 장치.
  20. 제 19항에 있어서,
    상기 피드백 정보는 상기 제 1 안테나 셋트에 상응하는 안테나를 정의하는 정보 및 상기 제 2 안테나 셋트에 상응하는 안테나를 정의하는 정보를 더 포함하는, 데이터 스트림 전송 장치.
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