KR100951186B1

KR100951186B1 - Apparatus and Method for detecting received signal in differencial bi-orthogonal cherp spread spectrum

Info

Publication number: KR100951186B1
Application number: KR1020070119752A
Authority: KR
Inventors: 정정화; 윤상훈; 장성현
Original assignee: 한양대학교 산학협력단
Priority date: 2007-11-22
Filing date: 2007-11-22
Publication date: 2010-04-06
Also published as: KR20090053094A

Abstract

An apparatus and method for detecting a received signal in a differential binary quadrature spread spectrum are disclosed.

An apparatus for detecting a received signal in a differential binary quadrature chirp spread spectrum according to the present invention includes a matched filter including a plurality of matched filters for performing cross-correlation on a sampled received signal and dividing a received complex sample into sub-chirped signals. part; A permutation combination unit for permutating the plurality of sub-chirp signals divided according to piconet numbers; A differential multiplier configured to perform a differential multiplication operation by using the permutated sub-chirp signal and the sub-chirp signal delayed according to a predetermined time; An adder configured to delay the resultant value of the performed differential multiplication operation according to a predetermined delay time according to the number of the sub chirps, and add the resultant value of the delayed difference multiplication operation to calculate a total energy; A normalized energy generator for calculating the net total energy of the sampled received signal; And a controller configured to generate the output signal by detecting the received signal according to the ratio of the calculated total energy and the pure total energy of the received signal.

According to the present invention, a cross-correlation of a received signal with a reference signal is performed using a matched filter, and the result is delayed according to the sub-chirp number of signals obtained from each sub-chirp through differential multiplication, and then the result is added. By dividing the result by the net total energy of the received signal and determining the presence or absence of the signal using decision variables, the false alarm probability and miss detection probability of the signal due to different piconets are determined. Because it can be lowered, data transmission and reception can be performed simultaneously in a multi-piconet environment, and the peak value of the received signal energy can be accurately calculated, so that the symbol timing can be accurately measured. There is an effect that the detection can be easily performed.

Description

Apparatus and Method for detecting received signal in differencial bi-orthogonal cherp spread spectrum

본 발명은 무선 통신에 있어서의 신호 검출에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 차분 검출 이전에 크로스 코릴레이션을 수행함으로써 데이터 신호를 검출할 수 있도록 동일한 방향으로 데이터 정렬을 수행할 수 있고, 심볼 타이밍을 정확하게 검출할 수 있으며, 신호에 포함된 잡음을 효율적으로 제거할 수 있는 차분적 이원 직교 첩 스프레드 스펙트럼에서의 수신 신호 검출 장치 및 그 방법을 제공하는 것이다.The present invention relates to signal detection in wireless communication, and more particularly, data alignment can be performed in the same direction so as to detect a data signal by performing cross correlation before differential detection. The present invention provides an apparatus and method for detecting a received signal in a differential binary quadrature spread spectrum capable of detecting and efficiently removing noise included in a signal.

최근 무선 통신 기술은 유비쿼터스와 무한 용량 통신 네트워크라는 기술적 목표를 향해 발전하고 있다. 이와 같은 유비쿼터스의 실현을 위한 다양한 기술들이 개발되고 있으며, 그 중 하나로 IEEE 802.15.4a 그룹에서는 무선 개인 영역 네트워크(Wireless Personal Area Network:WPAN)를 위한 새로운 표준을 발표하였다.Recently, wireless communication technology is developing toward the technical goal of ubiquitous and infinite capacity communication network. Various technologies are being developed to realize such ubiquitous, and among them, the IEEE 802.15.4a group announced a new standard for Wireless Personal Area Network (WPAN).

이 표준에는 울트라 와이드 밴드(Ultra Wide Band:UWB) 대역을 이용하는 IR-UWB보다 ISM 대역을 사용하는 차분적 이원 직교-첩 스프레드 스펙트 럼(Differencial BiOrthogonal-Cherp Spread Spectrum:DBO-CSS)이 먼저 시장에 모습을 나타낼 것으로 기대되고 있다.In this standard, differential Bi-Orthogonal-Cherp Spread Spectrum (DBO-CSS), which uses the ISM band, rather than IR-UWB, which uses the Ultra Wide Band (UWB) band, is first introduced to the market. It is expected to appear.

DBO-CSS는 ISM 밴드를 사용하며, 현재 많이 사용되고 있는 IEEE 802. 11b WLAN의 RF 규격을 따르고 있다. DBO-CSS uses the ISM band and follows the RF standard of IEEE 802.11b WLAN, which is widely used today.

따라서, RF는 기존의 무선랜에서 사용되는 기개발된 부품들을 사용하여 빠른 시장 접근이 가능한 상태이며 보다 싼 모듈을 구성하기 위한 노력이 진행되고 있다. 반면, 차분적 이원 직교 코드(Differencial BiOrthogonal Code:DBOC)와 첩 확산을 기본으로 하는 기저대역 모뎀은 아직 한 번도 모뎀에서 사용된 적이 없는 DBOC에 대한 수신기 구조부터 개발하여야 하므로 RF에 비하여 개발 수준이 떨어져 있어서 빠른 개발의 진행이 요구되고 있는 실정이다.Therefore, RF is a fast market access state using the pre-developed components used in the existing wireless LAN, and efforts are being made to construct cheaper modules. On the other hand, baseband modems based on differential BiOrthogonal Code (DBOC) and concubine spreading are less developed than RF because they have to develop receiver structures for DBOCs that have never been used in modems. In this situation, rapid development is required.

한편, IEEE 802.15.4a DBO-CSS와 같은 랜덤 액세스 통신 환경에서 수신기는 송신기의 송신 시작 지점을 알 수가 없기 때문에 패킷이 도착하는 시점을 알 수가 없다. On the other hand, in a random access communication environment such as IEEE 802.15.4a DBO-CSS, the receiver does not know the transmission start point of the transmitter and thus cannot know when the packet arrives.

따라서, 수신기는 패킷의 수신 유무를 제일 먼저 판단하고, 패킷의 시작 지점에 대한 추정을 한 후 가장 높은 SNR을 얻어낼 수 있는 방법으로 수신된 신호를 복호화하여야 한다.Therefore, the receiver must first determine whether a packet is received, estimate the start point of the packet, and decode the received signal in such a manner as to obtain the highest SNR.

이와 같이, 패킷의 유무를 판단하는 것을 패킷 검출(packet detection)이라 부른다. 다른 동기 알고리즘들에서와 마찬가지로 패킷이 정확하게 검출되지 않으면 아무리 좋은 복호 알고리즘이 있다 하더라도 복호기에 입력 자체가 전달될 수 없거나 가장 높은 SNR을 가지는 상태로 입력될 수 없게 되어 그 성능을 제대로 발휘할 수 없다.In this way, determining whether a packet is present is called packet detection. As with other synchronous algorithms, if a packet is not correctly detected, no matter how good a decoding algorithm is, the input itself cannot be delivered to the decoder or cannot be input with the highest SNR, resulting in poor performance.

패킷 검출에 사용되는 방법은 여러 가지가 있으며, 그것들 중에는 평균 수신 파워 방법(average received power method), 평균 파워 비 방법(average power ratio method), 교차 상관 방법(cross-correlation method) 및 교차 상관 후 자기 상관 방법 등이 있다. There are several methods used for packet detection, among them average received power method, average power ratio method, cross-correlation method and cross-correlation self Correlation method.

이하, 상기의 패킷 검출에 사용되는 종래의 방법을 하기와 같이 상술하기로 한다.Hereinafter, the conventional method used for the packet detection will be described in detail as follows.

우선, 부가 백색 가우스 잡음 (Additive White Gaussian Noise:AWGN)채널에서 시간 영역

의

번째 수신 신호 샘플을

라 가정한다.First, the time domain in the Additive White Gaussian Noise (AWGN) channel.

of

The first received signal sample

Assume

그러면, 송신 신호 샘플

가 있을 때, 수신 신호 샘플은

와 같이 표현할 수 있고, 그렇지 않을 경우

와 같이 표현할 수 있다.Then, the transmission signal sample

When is, the received signal sample is

Can be expressed as

It can be expressed as

이때,

는 복소 백색 가우시안 잡음(complex white Gaussian noise)이 된다.At this time,

Becomes complex white Gaussian noise.

만약, 수신기에서

개의 수신 샘플을 수신하였을 경우, 수신기는 이를 이용하여 신호가 있을 때를 검출해 내기 위한 결정 변수(decision variable,

)를 생성한다.If at the receiver

Receiver, the receiver uses this to determine a decision variable for detecting when there is a signal.

)

이 때, 결정 변수를 연산하는데 사용되는 수신 신호 샘플의 집합

이 존재하고, 상기 수신 신호 샘플의 집합의 구성 원소가

과 같을 때, 이것을 크기가

인 결정 구간(decision window) 이라고 한다.At this time, the set of received signal samples used to calculate the decision variable

Is present, and the constituent elements of the set of received signal samples

When is equal to

This is called the decision window.

그러면, 결정 변수는 미리 정한 임계값

와 비교하여 결정 변수

가 상기 미리 정한 임계값

보다 클 경우 즉,

일 경우, 수신되는 패킷이 존재한다고 판단하고, 결정 변수

가 상기 미리 정한 임계값

보다 작거나 같을 경우 즉

일 경우, 수신되는 패킷이 존재하지 않는다고 판단한다.The decision variable then becomes a predetermined threshold

Determining Variables in Comparison with

Is the predetermined threshold

If greater than

If it is determined that there is a packet received, the decision variable

Is the predetermined threshold

Less than or equal to

In this case, it is determined that the received packet does not exist.

따라서, 상기 미리 정한 임계값

는 신호가 존재할 경우

와 잡음만 존재할 경우

를 각각 수신하였을 경우 가장 오류의 확률이 가장 낮아지는 값으로 결정한다.Thus, the predetermined threshold

If the signal is present

And only noise

When each is received, it is determined as the value of the lowest probability of error.

도 1은 패킷 검출에 따른 임계값 결정 그래프를 도시한 것이다.1 illustrates a graph of threshold determination according to packet detection.

도 1을 참조하면, 신호가 존재할 경우와 잡음만 존재할 경우의 결정 변수에 대한 평균값과 분포가 나타날 경우의

를 임계값으로 결정하면, 신호가 있었으나 신호를 발견하지 못할 확률인 검출 오류 확률

과 신호가 발생하지 않았으나 신호가 발생하였다고 잘못 경고하게 될 확률

은 상기 결정 변수

의 최대값에 대한 분포가 가우시안 분포를 가짐을 가정하였을 때, 각각 하기의 수학식 1과 수학식 2와 같이 연산된다.Referring to FIG. 1, the average value and distribution of the decision variable in the presence of a signal and only noise

Is determined as the threshold, the probability of detection error being the probability that there was a signal but no signal was found.

The probability that an oversignal has not occurred but will falsely warn that a signal has occurred

Is the above determining variable

Assuming that the distribution for the maximum value of has a Gaussian distribution, it is calculated as in

Equations

1 and 2, respectively.

상기 수학식 1 및 수학식 2의

및

은 각각 신호가 있을 때와 없을 때의

의 최대값에 대한 평균값이고,

및

은 각각 신호가 있을 때와 없을 때의

의 최대값에 대한 표준편차값을 나타낸다.Of

Equations

1 and 2

And

For each signal with and without

Is the mean of the maximum of

And

For each signal with and without

The standard deviation value for the maximum value of.

상기 수학식 1 및 수학식 2에서 보는 바와 같이

에 대한 적분이

에 정규화 되어 입력되고 있으므로

는

및

의 거리적 중간 값이 아니라

의 배수에 따른 중간값을 결정하는 것이 보다 효율적이며, 도 1에서는 상기

및

으로부터 각각

의 거리를 가지는 부분에

를 결정한 것을 도시하고 있다.As shown in

Equations

1 and 2 above

Integral for

As it is normalized and is input to

Is

And

Not the distance median of

It is more efficient to determine the median according to the multiple of.

And

From

To part with distance of

The decision is made.

이는, 언급한 패킷 검출 방법 중 첫 번째 방법인 평균 수신 파워 방법의 결정 변수

를 구하는 연산에 있어서 프리앰블(preamble)의 이점을 이용하지 않는다. 이 방법은 하기의 수학식 3과 같이 수신 신호 샘플의 파워에 의해서 결정될 수 있다.This is a determinant of the average received power method, which is the first of the packet detection methods mentioned.

Do not take advantage of the preamble in calculating. This method may be determined by the power of the received signal sample as shown in Equation 3 below.

상기 수학식 3에서

는

번째의 샘플 신호를 의미하며

는 시간 인덱스를 의미하고,

은 결정 구간을 나타낸다.In Equation 3

Is

Means the first sample signal

Means the time index,

Indicates a decision interval.

그러나, 평균 수신 파워 방법은 결정 변수가 잡음 수준(noise level)에 의해 변화될 수 있는 문제점을 안고 있다. However, the average received power method suffers from the problem that the decision variable can be changed by the noise level.

즉, 잡음이 적은 환경에서 정한 임계값은 잡음이 많은 환경에서 높은

값을 유발하고, 잡음이 많은 환경에서 정한 임계값은 잡음이 적은 환경에서 높은

을 유발한다.In other words, the threshold set in a noisy environment is high in a noisy environment.

Value, and the threshold set in a noisy environment is high in a noisy environment.

Cause.

상기 두 번째로 언급한 평균 파워 비 방법(Average power ratio method)은 평균 수신 파워 방법과 달리, 하기의 수학식 4와 같이 수신 파워 비를 결정 변수로 사용하기 때문에 상기 첫 번째 방법에서 발생하는 임계값 조절 문제를 해결할 수 있다.Unlike the average received power method, the average power ratio method mentioned above is a threshold value generated in the first method because the received power ratio is used as a determining variable as shown in Equation 4 below. It can solve the adjustment problem.

한편, 상술한 평균 수신 파워 방법 및 평균 파워 비 방법은 송신하는 프리앰블(preamble)이 없거나 구현의 단순화를 위하여 송신 프리앰블 안의 정보를 이용하지 않게 때문에 블라인드 디텍터(blind detectors)라 부른다.Meanwhile, the above-described average received power method and average power ratio method are called blind detectors because there is no preamble to transmit or no information in the transmission preamble is used for simplicity of implementation.

만약, 송신 프리앰블 안의 정보를 사용하여 위의 두 가지 방법들보다 더 나은 성능을 얻기 위해서는 상관 방법(correlation method)을 사용할 수 있다.If the information in the transmission preamble is used to obtain better performance than the above two methods, a correlation method may be used.

상관 방법에는 자기 상관 방법(auto-correlation method)과 교차 상관 방법(cross-correlation method)이 있다.Correlation methods include an auto-correlation method and a cross-correlation method.

교차 상관 방법은 수신 신호를 송수신기가 모두 알고 있는 전송한 신호와 코릴레이션(Correlation)을 수행하는 것이고, 자기 상관 방법은 수신 신호 안의 프리앰블끼리 코릴레이션을 수행하는 것이다.The cross-correlation method correlates a received signal with a transmitted signal that both transceivers know. The auto-correlation method performs correlation between preambles in the received signal.

자기 상관 방법은 간단하고 우수한 성능을 나타내기 때문에 현재 패킷 검출에 가장 많이 사용되는 방법 중 하나이고, 하기 수학식 5는 자기 상관 방법에 사용하는 결정변수

를 나타내고 있다.The autocorrelation method is one of the most widely used methods for packet detection because of its simplicity and excellent performance, and Equation 5 below is a determinant used for the autocorrelation method.

Indicates.

여기서

은 프리앰블 상의 동일 심볼 간의 거리를 의미하고, 이하 다른 변수는 상기 상술한 바와 동일하다.here

Denotes the distance between the same symbol on the preamble, and the other variables are as described above.

도 2는 동일한 모양의 심볼을 프리앰블로 가지는 두개의 피코넷(piconet)의 예를 도시한 것이다.2 shows an example of two piconets having a symbol of the same shape as a preamble.

동일 모양을 가지는 두 심볼을 프리앰블로 가지는 피코넷 1과 피코넷 2가 도 2와 같이 프리앰블 모양을 서로 다르게 하여 복수 개 존재하는 경우에 피코넷 간의 구별 능력을 향상시키기 위하여 교차 상관 후 자기 상관 방법을 이용할 수 있다.In the case where a plurality of piconets 1 and 2 piconets having the same shape as a preamble are present in a plurality of different preamble shapes as shown in FIG. 2, an autocorrelation method after cross correlation may be used to improve discrimination between piconets. .

여기서

은 전술한 바와 같이 동일 심볼 간의 간격을 의미하고,

은 결정 구간을 의미한다. 이 방법은 OFDM 등에서 우수한 성능을 나타내고 있으나 잡음의 수준에 따라 임계값을 변화시켜야 하는 문제가 있어 안정성에 문제가 있다.here

As described above, means the interval between the same symbol,

Means a decision interval. This method shows excellent performance in OFDM, but there is a problem in stability because there is a problem of changing the threshold value according to the noise level.

따라서, 상기 제시된 패킷 검출 방법은 IEEE 802.158.4a DBO-CSS 시스템에 적용할 수 있지만, 낮은 SNR에서 수신된 신호의 검출 능력과 동시에 동작하는 여러 개의 피코넷에 대한 구별 능력 등이 떨어져 250Kbit/s 모드 등과 같이 낮은 SNR에서 동작해야 하는 경우와 많은 피코넷 환경에서 수신된 신호의 검출 능력에는 문제점이 있다.Therefore, the proposed packet detection method can be applied to the IEEE 802.158.4a DBO-CSS system, but the detection capability of the received signal at low SNR and the discrimination ability of several piconets operating at the same time are deteriorated. Similarly, there is a problem in the detection capability of the received signal in many piconet environments and when operating at low SNR.

따라서, 본 발명이 해결하고자 하는 첫 번째 과제는 낮은 SNR 환경에서도 우수한 신호 검출 능력을 가지고, 신호 심볼 타이밍을 정확하게 검출할 수 있으며, 잡음이 제거되고, 위상이 동일한 신호로 수신 신호를 정렬하여 수신 신호의 데이터 합산을 용이하게 수행할 수 있는 차분적 이원 직교 첩 스프레드 스펙트럼에서의 수신 신호 검출 장치을 제공하는 것이다.Accordingly, the first problem to be solved by the present invention is to have excellent signal detection capability in low SNR environment, to accurately detect signal symbol timing, to remove noise, and to align the received signal with a signal having the same phase to receive the received signal. It is an object of the present invention to provide an apparatus for detecting a received signal in a differential binary quadrature chirp spread spectrum capable of easily summing data.

그리고, 본 발명이 해결하고자 하는 두 번째 과제는 상기 차분적 이원 직교 첩 스프레드 스펙트럼에서의 수신 신호 검출 장치를 이용한 차분적 이원 직교 첩 스프레드 스펙트럼에서의 수신 신호 검출 방법을 제공하는 것이다.In addition, a second problem to be solved by the present invention is to provide a method for detecting a received signal in a differential binary orthogonal chirp spread spectrum using the received signal detection apparatus in the differential binary orthogonal chirp spread spectrum.

상기 첫 번째 과제를 해결하기 위하여 본 발명은,The present invention to solve the first problem,

샘플링된 수신 신호에 크로스 코릴레이션을 수행하여 수신 복소 샘플을 각각의 서브 첩 신호로 분할하는 복수 개의 정합 필터를 포함하는 정합 필터부; 상기 복수 개로 분할된 서브 첩 신호를 피코넷 넘버에 따라 순열 조합하는 순열 조합부; 상기 순열 조합된 서브 첩 신호와 미리 결정된 시간에 따라 지연된 서브 첩 신호를 이용하여 차분 곱셈 연산을 수행하는 차분 곱셈부; 상기 수행된 차분 곱셈 연산의 결과값을 상기 서브 첩의 넘버에 따라 미리 결정된 지연 시간에 따라 지연시키고, 상기 지연된 차분 곱셈 연산의 결과값을 총합하여 총 에너지를 연산하는 가산부; 상기 샘플링된 수신 신호의 순수 총 에너지를 연산하는 정규화 에너지 생성부; 및 상기 연산된 총 에너지와 상기 수신 신호의 순수 총 에너지의 비에 따라 상기 수신 신호를 검출하여 출력 신호를 생성하는 제어부를 포함하는 차분적 이원 직교 첩 스프레드 스펙트럼에서의 수신 신호 검출 장치를 제공한다.A matched filter unit including a plurality of matched filters for performing cross correlation on the sampled received signal to divide the received complex sample into sub-signal signals; A permutation combination unit for permutating the plurality of sub-chirp signals divided according to piconet numbers; A differential multiplier configured to perform a differential multiplication operation by using the permutated sub-chirp signal and the sub-chirp signal delayed according to a predetermined time; An adder configured to delay the resultant value of the performed differential multiplication operation according to a predetermined delay time according to the number of the sub chirps, and add the resultant value of the delayed difference multiplication operation to calculate a total energy; A normalized energy generator for calculating the net total energy of the sampled received signal; And a control unit for generating the output signal by detecting the received signal according to the ratio of the calculated total energy and the pure total energy of the received signal.

한편, 상기 제어부는 상기 연산된 총 에너지와 상기 수신 신호의 순수 총 에너지의 비에 따라 결정 변수값을 생성하는 결정 변수 생성 모듈을 포함하는 것을 특징으로 한다.On the other hand, the controller is characterized in that it comprises a decision variable generating module for generating a decision variable value according to the ratio of the calculated total energy and the net total energy of the received signal.

그리고, 상기 제어부는 상기 결정 변수값의 임계값을 생성하여 미리 저장하되, 상기 생성된 결정 변수값이 상기 임계값보다 큰 경우 상기 수신 신호를 검출하고, 상기 생성된 결정 변수값이 상기 임계값보다 크지 않은 경우 상기 수신 신호를 제거하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.The controller generates and stores a threshold value of the determination variable value in advance, and detects the received signal when the generated determination variable value is larger than the threshold value, and the generated determination variable value is larger than the threshold value. If not large, characterized in that it comprises the step of removing the received signal.

아울러, 상기 정합 필터는 복소 필터로 이루어지되, 상기 복소 필터는 각각의 서브 첩 신호를 분할하기 위한 계수 정보를 저장하고 있는 것을 특징으로 한다.The matched filter may be a complex filter, and the complex filter may store coefficient information for dividing each sub-chip signal.

또한, 상기 순열 조합부는 상기 피코넷 넘버에 따라 미리 결정된 순열 조합 정보를 저장하고 있는 순열 조합 데이터 베이스 테이블을 더 포함하는 것을 특징으로 한다.The permutation combination unit may further include a permutation combination database table that stores predetermined permutation combination information according to the piconet number.

한편, 상기 정합 필터에 입력되는 상기 샘플링된 수신 신호는 주파수 오프셋이 추정된 수신 신호인 것을 특징으로 한다.Meanwhile, the sampled received signal input to the matched filter may be a received signal having a frequency offset estimated.

상기 두 번째 과제를 해결하기 위하여 본 발명은,The present invention to solve the second problem,

샘플링된 수신 신호를 정합 필터에 의해 크로스 코릴레이션을 수행하여 수신 복소 샘플로 이루어진 각각의 서브 첩 신호로 분할하고, 상기 분할된 복수 개의 서 브 첩 신호를 피코넷 넘버에 따라 순열 조합한 후, 상기 순열 조합된 서브 첩 신호와 미리 결정된 시간에 따라 시간 지연된 서브 첩 신호를 이용하여 차분 곱셈 연산을 수행하는 단계; 상기 수행된 차분 곱셈 연산의 결과값을 상기 서브 첩의 넘버에 따라 미리 결정된 지연 시간에 따라 지연시키고, 상기 지연된 차분 곱셈 연산의 결과값을 총합하여 총 에너지를 연산하는 단계; 및 상기 연산된 총 에너지와 상기 수신 신호의 총 에너지의 비에 따라 결정 변수값을 생성하고, 상기 생성된 결정 변수값에 따라 상기 수신 신호의 신호 검출을 수행하는 단계를 포함하는 차분적 이원 직교 첩 스프레드 스펙트럼에서의 수신 신호 검출 방법을 제공한다.The sampled received signal is cross-correlated by a matching filter to be divided into sub-chirp signals of received complex samples, and the permutations of the plurality of sub-chirp signals divided according to piconet numbers are used. Performing a differential multiplication operation using the combined subcue signal and a time delayed subcue signal according to a predetermined time; Calculating a total energy by delaying a result of the performed differential multiplication operation according to a predetermined delay time according to the number of the sub chirps, and adding up the result of the delayed differential multiplication operation; And generating a decision variable value according to the ratio of the calculated total energy and the total energy of the received signal, and performing signal detection of the received signal according to the generated decision variable value. A method of detecting a received signal in a spread spectrum is provided.

그리고, 상기 정합 필터는 복소 필터로 이루어지되, 상기 복소 필터는 각각의 서브 첩 신호를 분할하기 위한 계수 정보를 저장하고 있는 것을 특징으로 한다.The matched filter may be a complex filter, and the complex filter may store coefficient information for dividing each sub-chip signal.

아울러, 상기 피코넷 넘버에 따라 순열 조합하는 단계는 상기 피코넷 넘버에 따라 미리 결정된 순열 조합 정보를 순열 조합 데이터 베이스 테이블에 저장하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.In addition, permutation combining according to the piconet number may include storing permutation combination information predetermined according to the piconet number in a permutation combination database table.

한편, 상기 정합 필터에 입력되는 상기 샘플링된 수신 신호는 주파수 오프셋이 추정된 수신 신호를 포함하는 것을 특징으로 한다.Meanwhile, the sampled received signal input to the matched filter may include a received signal having a frequency offset estimated.

또한, 상기 수신 신호의 신호 검출을 수행하는 단계는 상기 수신 신호에 따라 미리 결정 변수값의 임계값을 생성하는 단계; 및 상기 연산된 결정 변수값이 상기 임계값보다 큰 경우 상기 수신 신호를 검출하고, 상기 연산된 결정 변수값이 상기 임계값보다 크지 않은 경우 상기 수신 신호를 제거하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.The performing of signal detection of the received signal may include generating a threshold value of a predetermined variable value according to the received signal; And detecting the received signal when the calculated decision variable value is greater than the threshold value, and removing the received signal when the calculated decision variable value is not greater than the threshold value.

그리고, 상기 정합 필터 및 상기 서브 첩의 갯수는 4개일 수 있다.The matching filter and the number of sub chirps may be four.

본 발명에 의하면, 정합 필터를 이용하여 수신 신호를 참조 신호와 크로스 코릴레이션을 수행하고, 그 결과를 차분 곱셈을 통하여 각 서브 첩으로부터 얻은 신호를 서브 첩 넘버에 따라 지연 시킨 후 그 결과를 가산하여 그 결과를 수신 신호의 순수 총 에너지로 나누어 결정 변수를 이용하여 신호의 유무를 판별함으로써, 서로 다른 피코넷들로 인한 신호의 폴스 알람 확률(false alarm probability)와 미스 디텍션 확률(miss detection probability)을 낮출 수 있으므로 멀티 피코넷 환경에서 동시에 데이터 송수신을 수행할 수 있고, 수신 신호 에너지의 피크 값을 정확하게 산출할 수 있으므로 심볼 타이밍을 정확하게 계측할 수 있으며, 기존의 방법에 비해 4dB 이하의 낮은 SNR 환경에서도 패킷 검출을 용이하게 수행할 수 있는 효과가 있다.According to the present invention, a cross-correlation of a received signal with a reference signal is performed using a matched filter, and the result is delayed according to the sub-chirp number of signals obtained from each sub-chirp through differential multiplication, and then the result is added. The result is divided by the net total energy of the received signal to determine the presence or absence of the signal using decision variables to reduce false alarm probability and miss detection probability of the signal due to different piconets. Data transmission and reception can be performed simultaneously in a multi-piconet environment, and the peak value of the received signal energy can be calculated accurately, so that the symbol timing can be accurately measured, and packet detection can be performed even in an SNR environment of 4 dB or lower than the conventional method. There is an effect that can be easily performed.

이하, 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 설명하기로 한다.Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.

그러나, 다음에 예시하는 본 발명의 실시예는 여러 가지 다른 형태로 변형될 수 있으며, 본 발명의 범위가 다음에 상술하는 실시예에 한정되는 것은 아니다.However, the following embodiments of the present invention may be modified into various other forms, and the scope of the present invention is not limited to the embodiments described below.

도 3은 본 발명에 적용되는 2개의 첩 신호간의 코릴레이션(Correlation) 특성을 도시한 그래프이다.3 is a graph showing a correlation characteristic between two chirp signals applied to the present invention.

도 3을 참조하면, 2개의 첩 신호가 동일 시점에 일치할 경우, 코릴레이션의 최대값이 산출되며, 상호 위치가 좌측 또는 우측으로 어긋날수록 그 코릴레이션의 값이 급격히 감소함을 알 수 있다.Referring to FIG. 3, when two chirp signals coincide at the same time point, a maximum value of correlation is calculated, and as the mutual position shifts left or right, the value of the correlation decreases rapidly.

여기서,

축은 시간을 나타내고,

축은 각 시간에서의 코릴레이션의 크기(0 내지 10)를 나타낸다.here,

The axis represents time,

The axis represents the magnitude (0 to 10) of the correlation at each time.

본 발명에 따른 첩 신호의 다른 특성은 시간 축으로 길게 신호를 보내어 낮은 전압으로 그 전체 에너지를 크게 할 수 있으며, 수신 측에서 크로스 코릴레이션을 취하여 짧고 큰 전압의 수신 신호를 생성할 수 있어 신호의 도착 시점을 정확하게 검출할 수 있다는 장점을 가지고 있다.Another characteristic of the chirp signal according to the present invention is that it can send a long signal along the time axis to increase its total energy at a low voltage, and can take a cross correlation on the receiving side to generate a short and large voltage received signal. It has the advantage of accurately detecting the arrival time.

한편, 첩 신호의 매우 좁은 폭의 크로스 코릴레이션 피크의 검출은 아날로그 방식의 SAW(Surface Acoustic Wave) 소자에 의해 용이하게 수행할 수 있는 반면, 디지털 방식의 전자회로를 사용하는 경우, 매우 짧은 폭의 크로스 코릴레이션 피크의 검출을 위해서는 짧은 코릴레이션 피크 폭의 약 1/4 정도의 샘플링을 수행하여 크로스 코릴레이션을 구하여야 원활한 패킷 검출이 가능하게 된다.On the other hand, the detection of a very narrow cross correlation peak of a chirp signal can be easily performed by an analog surface acoustic wave (SAW) element, whereas when using a digital electronic circuit, a very short width In order to detect the cross correlation peak, cross correlation should be obtained by sampling about a quarter of the short correlation peak width to enable smooth packet detection.

그러나, 이러한 정도의 빠른 샘플링 주파수를 사용하는 경우 그 계산량이 과도하게 되어 구현상의 주요 문제가 될 수 있다.However, when using such a fast sampling frequency, the calculation amount is excessive, which may be a major implementation problem.

본 발명은 송신기의 변조부에서 첩 신호의 차분 부호화를 하고, 수신기의 복호화부에서 차분 검출을 이용하여 용이하게 첩 신호의 검출을 할 수 있도록 하기 위하여 차분적 이원 직교 첩 스프레드 스펙트럼에서의 수신 신호 검출 장치 및 그 방법을 제공한다.The present invention detects a received signal in a differential binary orthogonal chirp spread spectrum in order to perform differential encoding of a chirp signal in a modulator of a transmitter and to easily detect a chirp signal using a differential detection in a decoder of a receiver. An apparatus and a method thereof are provided.

도 4a는 본 발명에 적용되는 첩 신호를 시간축 파형으로 도시한 그래프이고 도 4b는 본 발명에 적용되는 첩 신호를 주파수축 파형으로 도시한 그래프이다.4A is a graph showing a chirp signal applied to the present invention in a time axis waveform, and FIG. 4B is a graph showing a chirp signal applied to the present invention in a frequency axis waveform.

도 4a 및 도4b를 살펴보면, 첩 신호가 시간이 경과 함에 따라 선형적으로 주파수가 높아지는 것을 확인할 수 있다.Referring to FIGS. 4A and 4B, it can be seen that the frequency of the chirp signal increases linearly with time.

도 5a는 본 발명에 적용되는 첩 신호를 주파수 폭에 대하여 4등분하여 생성한 서브 첩의 4가지 다른 조합을 도시한 것이고, 도 5b는 본 발명에 적용되는 첩 신호를 주파수 폭에 대하여 2등분 하여 생성한 서브 첩 신호를 각각 2번씩 사용하여 생성한 4가지 다른 조합을 도시한 것이다.FIG. 5A illustrates four different combinations of sub-chirps generated by dividing a chirp signal applied to the present invention into four equal parts with respect to frequency widths, and FIG. Four different combinations are generated using the generated sub-chirp signals twice each.

각각의 서브 첩도 첩 신호이며, 이들의 주파수 폭 및 시간 폭을 서로 다른 조합에 의해 조합된 신호들의 주파수 별 사용 밀도를 같게 하고 조합된 신호들의 시간 간격을 동일하게 한 것에 그 특징이 있고, 도 5a 및 도 5b 각각의 4개의 첩 편이 변조 신호는 상호 간의 코릴레이션 값이 최소가 되도록 구성되는 것에 그 특징이 있다.Each sub chirp is a chirp signal, and its frequency width and time width are characterized by equalizing the use density for each frequency of the combined signals by different combinations and equalizing the time intervals of the combined signals. Each of the four superposition-modulated signals of each of 5a and 5b is characterized in that its correlation value is minimized.

본 발명에 적용되는 차분적 이원 직교 첩 스프레드 스펙트럼은 밴드를 두 개의 서브 밴드로 분할하고, 각각의 서브 밴드에 주파수가 시간에 따라 증가하는 업첩과 주파수가 감소하는 다운첩을 만들어 총 4개의 서브첩을 사용한다.The differential binary orthogonal chirp spread spectrum applied to the present invention divides the band into two subbands, and in each subband, a total of four sub-chives by creating an up-up that increases in frequency and a down-down that decreases in frequency. Use

각각의 서브첩은 주파수 영역의 사이드로브를 줄여 보다 넓은 대역의 신호를 사용할 수 있다. 이와 같은 4개의 서브첩들은 그 순서를 달리하여 묶여 소위 하나의 풀 첩을 구성하게 된다.Each subpatch can use wider signals by reducing side lobes in the frequency domain. These four subpatches are bundled in a different order to form a so-called full pool.

상기 도 5a 및 도 5b는 각 서브첩의 연결 부위는 주파수의 불연속점이 되어 고주파를 생성할 것으로 보여지지만 각 서브첩은 시간 영역에서 올림형 코사인 윈 도우(raised cosine window)를 사용하기 때문에 서브 첩 경계 부분의 성분은 0에 가깝게 되어 불연속성을 만들지 않는다.5A and 5B show that the connection portion of each subcomposite is a discontinuity point in frequency to generate a high frequency, but each subcomposite uses a raised cosine window in the time domain so that the subcombination boundary The component of the part is close to zero and does not create discontinuities.

도 6은 본 발명에 따른 차분적 이원 직교 첩 스프레드 스펙트럼에서의 수신 신호 검출 장치를 도시한 것이다.6 illustrates an apparatus for detecting a received signal in a differential binary quadrature chirp spread spectrum according to the present invention.

도 6을 참조하면, 본 발명에 따른 차분적 이원 직교 첩 스프레드 스펙트럼에서의 수신 신호 검출 장치는 정합 필터부(610), 순열 조합부(620), 차분 곱셈부(630), 가산부(640), 정규화 에너지 생성부(650) 및 제어부(660)로 구성될 수 있다.Referring to FIG. 6, the apparatus for detecting a received signal in a differential binary quadrature chirp spread spectrum according to the present invention includes a matched filter unit 610, a permutation combiner 620, a differential multiplier 630, and an adder 640. The normalized energy generator 650 and the controller 660 may be configured.

우선, 정합 필터부(610)는 송신단으로부터 전송되어 수신단에 도착한 샘플링된 수신 신호에 크로스 코릴레이션을 수행하여, 수신 복소 샘플로 이루어진 각각의 서브 첩 신호로 분할하는 복수개의 정합 필터를 포함한다.First, the matched filter unit 610 includes a plurality of matched filters that cross-relate the sampled received signal transmitted from the transmitter to the receiver and split the received subsampled signal into respective sub-chirped signals.

여기서, 상기 정합 필터부(610)에 입력되는 상기 샘플링된 수신 신호는 주파수 오프셋이 추정된 수신 신호일 수 있다.Here, the sampled received signal input to the matched filter unit 610 may be a received signal whose frequency offset is estimated.

차분적 이원 직교 첩 스프레드 스펙트럼은 복수 개의 서로 다른 서브 첩으로 구성되어 있으며, 이원 직교 코드는 각각의 서브 첩에 의해 확산되는 구조를 가지게 된다. 이와 같이 확산된 신호를 역확산시켜 가장 높은 신호 대 잡음비를 가지는 신호로 복원하기 위한 최적의 방법은 각 서브 첩의 샘플값의 켤레 복소수를 필터의 계수로 가지는 정합 필터를 이용하는 것이다.The differential binary orthogonal chirp spread spectrum consists of a plurality of different sub chirps, and the binary orthogonal code has a structure spread by each sub chirp. The optimal method for despreading the spread signal and restoring the spread signal to the signal having the highest signal-to-noise ratio is to use a matched filter having the conjugate complex number of the sample value of each sub-patch as a filter coefficient.

특히, 본 발명에서는 정합 필터부(610)에 포함되는 정합 필터의 갯수를 4개로 설정할 수 있으며, 차분적 이원 직교 첩 스프레드 스펙트럼에서 사용되는 네 개 의 서브 첩은 실수 및 허수의 계수가 순서나 부호가 다를 뿐 모두 같다는 특성을 이용하여 동일한 곱셈기 블록에서 만들어낸 입력과 계수와의 곱을 이용하여 정합 필터를 구성할 수 있다. In particular, in the present invention, the number of matched filters included in the matched filter unit 610 can be set to four, and four sub-chirps used in differential binary orthogonal chirp spread spectrum have real or imaginary coefficients in order or sign. Using the property that is different but all are the same, a matched filter can be constructed by using the product of the input and the coefficient produced by the same multiplier block.

이와 같이, 본 발명에서 사용되는 정합 필터는 복소 필터를 사용할 수 있다.As such, the matched filter used in the present invention may use a complex filter.

본 발명에 따른 교차 상관 후 자기 상관 검출 방법은 많은 다른 패킷 기반 통신의 패킷 검출 방법과 같이 프리앰블을 사용할 수 있다.The autocorrelation detection method after cross correlation according to the present invention may use a preamble like the packet detection method of many other packet-based communication.

본 발명에 따른 패킷 검출 방법은 자기 상관 방법 및 교차 상관 방법을 기반으로 하며, 하기에 상술할 본 발명에 따른 패킷 검출 방법을 상술하기 위한 각 파라미터는 하기의 표 1과 같이 상술할 수 있다.The packet detection method according to the present invention is based on an autocorrelation method and a cross correlation method, and each parameter for describing the packet detection method according to the present invention to be described below can be described in detail as shown in Table 1 below.

수신 복소 샘플은 수신된 첩 신호를 샘플링함으로써 연산될 수 있다. The received complex sample can be computed by sampling the received chirp signal.

상세하게는, 연산된 수신 복소 샘플을 각 서브첩에 대응되는 정합 필터에 통과시키면 하기의 수학식 6과 같은 결과를 얻을 수 있다.Specifically, when the calculated received complex sample is passed through a matching filter corresponding to each subfolder, a result as shown in Equation 6 below can be obtained.

상기 수학식 6에서

는 정합 필터를 통과한 첩 신호값을 의미하고,

는 타임 인덱스를 의미하고,

는 각각의 서브 첩 넘버를 의미하고,

은 첩 신호 샘플 중에서 몇 번째 샘플인지를 나타내는 샘플 인덱스를 의미한다.In Equation 6

Denotes the chirp signal value passing through the matched filter,

Means the time index,

Means each sub-chirp number,

Denotes a sample index indicating the number of samples among the chirp signal samples.

따라서 수신 신호

의

번째 서브 첩의 정합 필터를 통과한 첩 신호값

는 각각의 수신 복소 샘플 신호

과

번째 서브 첩에 해당하는 참조 신호 신호 샘플

의 켤레 값(conjugate data)을 곱한 값을 모두 합한 값이 된다.Thus the received signal

of

The chirp signal value passed through the match filter of the first sub chirp

For each received complex sample signal

and

Reference signal signal sample corresponding to the first subcue

It is the sum of the product of the conjugate data of.

이와 같은 과정으로, 정합 필터부(610)는 샘플링된 수신 신호에 크로스 코릴레이션을 수행하여 수신 복소 샘플로 이루어진 각각의 서브 첩 신호로 분할하게 된다.In this manner, the matched filter unit 610 performs cross correlation on the sampled received signal and divides the received subsampled signal into respective sub-chirped signals.

이를 위하여, 상기 정합 필터는 복소 필터로 이루어질 수 있으며, 복소 필터는 각각의 서브 첩 신호를 분할하기 위한 계수 정보를 저장하고 있을 수 있다.To this end, the matched filter may be a complex filter, and the complex filter may store coefficient information for dividing each sub-chip signal.

한편, 순열 조합부(620)는 상기 복수 개로 분할된 서브 첩 신호를 피코넷 넘 버에 따라 순열 조합한다.On the other hand, the permutation combination unit 620 permutates the plurality of sub-chirp signals divided according to the piconet number.

즉, 정합 필터부(610)를 통해 얻은 복수 개로 분할된 서브 첩 신호를 각 피코넷에서 동작할 수 있도록 하기 위하여 현재 수신기의 피코넷 번호에 맞춰서 순열 조합부(620)에서 순열 조합한다. That is, in order to be able to operate the plurality of sub-chirp signals obtained through the matched filter unit 610 in each piconet, the permutation combination unit 620 performs permutation combination according to the piconet number of the current receiver.

이를 위하여, 상기 순열 조합부(620)는 상기 피코넷 넘버에 따라 미리 결정된 순열 조합 정보를 저장하고 있는 순열 조합 데이터 베이스 테이블을 더 포함할 수 있다.To this end, the permutation combination unit 620 may further include a permutation combination database table that stores permutation combination information predetermined according to the piconet number.

한편, 상기 순열 조합에 관한 상세한 구성은 하기에 상술하기로 한다.On the other hand, a detailed configuration of the permutation combination will be described in detail below.

차분 곱셈부(630)는 상기 순열 조합부(620)에서 순열 조합된 서브 첩 신호와 미리 결정된 시간에 따라 지연된 서브 첩 신호를 이용하여 차분 곱셈 연산을 수행한다.The difference multiplier 630 performs a differential multiplication operation by using the sub chirp signal that is permutated combined by the permutation combiner 620 and the sub chirp signal delayed according to a predetermined time.

상기 미리 결정된 지연 시간은 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 차분 곱셈 연산을 수행하는데 있어서 규칙성을 파악할 수 있을 정도로 신뢰를 가질 수 있는 지연 시간을 의미한다.The predetermined delay time means a delay time that can be reliably enough to grasp regularity in performing a differential multiplication operation by a person skilled in the art.

상세하게는, 상기 순열 조합부(Permutator)(620)에 의해 순열 조합된 서브 첩 신호를 이용하여 샘플 구간 길이인

의 시간 간격을 두고 차분 곱셈값

을 연산한다. 그 결과는 하기의 수학식 7과 같다.Specifically, the sample interval length is obtained by using the sub-chirp signal that is permutated by the permutator 620.

Difference multiplication over time interval

Calculate The result is shown in Equation 7 below.

상기와 같이, 샘플 구간 길이인

의 시간 간격에 따라 정합 필터의 결과인

와 시간 지연된 정합 필터의 결과와의 차분 곱셈 연산을 수행하여 차분 곱셈값

를 연산하게 된다.As above, the sample interval length

Results from the matched filter over a time interval of

Differential multiplication with the result of the time-delayed matched filter

Will be calculated.

가산부(640)는 상기 차분 곱셈부(630)에서 수행된 차분 곱셈 연산의 결과값을 상기 서브 첩의 넘버에 따라 미리 결정된 지연 시간에 따라 지연시키고, 상기 지연된 차분 곱셈 연산의 결과값을 총합하여 총 에너지를 연산한다.The adder 640 delays the result of the difference multiplication operation performed by the difference multiplier 630 according to a predetermined delay time according to the number of the sub chirps, and adds up the result value of the delayed difference multiplication operation. Calculate the total energy.

차분 곱셈 연산의 결과값 즉, 차분 곱셈값은 서브 첩의 번호

에 따라 미리 결정된 지연 시간 동안 시간 지연되는데,

는

동안,

는

동안,

는

동안 시간 지연된다.The result of the differential multiplication operation, that is, the differential multiplication, is the number of the sub chirp.

Depending on the time delay for a predetermined delay time,

Is

During,

Is

During,

Is

Time delay.

그리고, 시간 지연된 결과를 더하면, 하기의 수학식 8과 같고, 총 합산된 차분 곱셈값

의 절대값은 패킷 검출을 위한 함수의 분자가 된다.Then, adding the time-delayed result, the same as Equation 8 below, the total sum difference multiplied value

The absolute value of becomes the numerator of the function for packet detection.

한편, 정규화 에너지 생성부(650)는 상기 샘플링된 수신 신호의 순수 총 에 너지를 연산한다.Meanwhile, the normalized energy generator 650 calculates the net total energy of the sampled received signal.

이는, 수신 신호인 수신 복소 샘플의 절대값을 취한 후, 절대값을 취한 복수 개의 샘플 값을 더한다. 그리고, 차분 곱셈을 수행하는 샘플 구간 길이

만큼 시간 지연된 수신 복소 샘플의 절대값을 모두 더한다.This takes the absolute value of the received complex sample, which is the received signal, and then adds a plurality of sample values taking the absolute value. And, sample interval length for performing differential multiplication

Add all the absolute values of the received complex sample with time delay.

이 두 개의 결과값의 곱은 하기의 수학식 9와 같고, 이 결과값은 패킷 검출을 위한 함수의 분모인 정규화 에너지

이 된다.The product of these two results is shown in Equation 9 below, and the result is the normalized energy which is the denominator of the function for packet detection.

Becomes

마지막으로, 제어부(660)는 상기 연산된 총 에너지와 상기 수신 신호의 순수 총 에너지의 비에 따라 상기 수신 신호를 검출하여 출력 신호를 생성한다.Finally, the controller 660 detects the received signal according to the ratio of the calculated total energy and the pure total energy of the received signal to generate an output signal.

이는, 상기 연산된 수학식 8과 수학식 9의 결과값을 이용하여 하기의 수학식 10에 따른 패킷 검출을 위한 함수를 생성할 수 있다.This may generate a function for packet detection according to Equation 10 below using the calculated values of Equations 8 and 9 below.

상기 수학식 10을 참조하면, 본 발명에 따른 패킷 검출을 위한 결정 변수

는 상기

의 시간 간격에 따라 지연된 차분 곱셈 연산값의 절대치의 총합인

와 수신 복소 샘플의 각각의 절대값을 취한 후, 각각의 절대값을 취한

개의 샘플 값을 더하여 차분 곱셈을 수행하는 샘플 구간 길이

만큼 시간 지연된 수신 복소 샘플의 절대값을 모두 더한 두 개의 결과값의 곱인

의 비에 의해 연산되며, 상기 연산된 결정 변수

를 이용하여 신호의 수신 여부를 판단하게 된다.Referring to Equation 10, the decision variable for packet detection according to the present invention

Above

Is the sum of the absolute values of the differential multiplications delayed over the time interval of

And take each absolute value of the received complex sample and then take each absolute value

Interval length to perform differential multiplication by adding two sample values

Is the product of the two result values plus all the absolute values of the received complex samples delayed by

Calculated by the ratio of

It is determined whether the signal is received using the.

따라서, 상기 제어부(660)는 상기 연산된 총 에너지와 상기 수신 신호의 순수 총 에너지의 비에 따라 결정 변수값을 생성하는 결정 변수 생성 모듈을 포함할 수 있다.Accordingly, the controller 660 may include a determination variable generation module for generating a determination variable value according to the ratio of the calculated total energy and the pure total energy of the received signal.

아울러, 상기 제어부(660)는 상기 결정 변수값의 임계값을 생성하여 미리 저장하되, 상기 생성된 결정 변수값이 상기 임계값보다 큰 경우 상기 수신 신호를 검출하고, 상기 생성된 결정 변수값이 상기 임계값보다 크지 않은 경우 상기 수신 신호를 제거할 수 있다.In addition, the controller 660 generates and stores a threshold value of the decision variable value in advance. When the generated decision variable value is larger than the threshold value, the control unit 660 detects the received signal and the generated decision variable value is If it is not greater than the threshold, the received signal can be removed.

도 7은 도 6의 차분적 이원 직교 첩 스프레드 스펙트럼에서의 수신 신호 검출 장치의 피코넷에 따른 순열 조합부의 결선의 일 예를 도시한 것이다.FIG. 7 illustrates an example of connection of a permutation combination unit according to a piconet of an apparatus for detecting a received signal in the differential binary quadrature chirp spread spectrum of FIG. 6.

도 7을 참조하면, 수신된 첩 신호를 샘플링하여 얻어진 수신 복소 샘플을 각 서브첩에 대응되는 4개의 정합 필터(Matched Filter:MF)(

)에 통과시키면 상기의 수학식 6과 같은 결과를 얻을 수 있고, 정합 필터를 통해 얻은 4개의 결과를 각 피코넷에서 동작할 수 있도록 하기 위하여 현재 수신 신호 검출 장치의 피코넷 번호에 맞추어서 도 4와 같이 배열한다.Referring to FIG. 7, four matched filters (MF) corresponding to each sub-folder are received from a received complex sample obtained by sampling a received chirp signal.

), The result as shown in Equation 6 can be obtained and arranged as shown in FIG. 4 in accordance with the piconet number of the current reception signal detecting apparatus so that four results obtained through the matching filter can be operated in each piconet. do.

만약, 신호를 수신하는 피코넷의 번호가 1인 경우, 4개의 정합 필터를 통해 얻은 결과를 순열 조합한 후,

의 정합 필터를 통과한 서브 첩은 차분 곱셈을 수행하여

의 시간 지연을 수행하고,

의 정합 필터를 통과한 서브 첩은 차분 곱셈을 수행하여

의 시간 지연을 수행하며,

의 정합 필터를 통과한 서브 첩은 차분 곱셈을 수행하여

의 시간 지연을 수행하고,

의 정합 필터를 통과한 서브 첩은 차분 곱셈을 수행하고 지간 지연은 수행하지 않게 된다.If the number of piconets receiving a signal is 1, the results obtained through the four matching filters are permutated and then

The subcubits that pass through the matching filter of perform differential multiplication

Perform a time delay, and

Performs a time delay of,

Perform a time delay, and

After passing through the matched filter, the sub chirp performs differential multiplication and does not perform interdelay.

한편, 신호를 수신하는 피코넷의 번호가 2인 경우, 마찬가지로 4개의 정합 필터를 통해 얻은 결과를 도 7과 같이 순열 조합을 한다. 따라서,

의 정합 필터를 통과한 서브 첩은 차분 곱셈을 수행하여

의 시간 지연을 수행하고,

의 정합 필터를 통과한 서브 첩은 차분 곱셈을 수행하여

의 시간 지연을 수행하며,

의 정합 필터를 통과한 서브 첩은 차분 곱셈을 수행한 후 시간 지연을 수행하지 않고,

의 정합 필터를 통과한 서브 첩은 차분 곱셈을 수행하여

의 시간 지연을 수행하게 된다.On the other hand, when the number of the piconet receiving the signal is 2, the results obtained through the four matching filters are similarly permutated as shown in FIG. therefore,

Perform a time delay, and

Performs a time delay of,

After passing the matched filter of, the subcue does no time delay after performing differential multiplication.

It will perform a time delay of.

동일한 방법으로, 신호를 수신하는 피코넷의 번호가 3 또는 4인 경우 도 7에 도시된 바와 같이 순열 조합되어 지간 지연을 수행하게 된다.In the same way, when the number of the piconet receiving the signal is 3 or 4, permutation is performed by performing permutation as shown in FIG. 7.

도 8는 도 6의 차분적 이원 직교 첩 스프레드 스펙트럼에서의 수신 신호 검출 장치의 일 예를 도시한 것이다.FIG. 8 illustrates an example of an apparatus for detecting a received signal in the differential binary quadrature spread spectrum of FIG. 6.

본 발명에 따른 이원 직교 첩 스프레스 스펙트럼에서의 수신 신호 검출에 대 한 결정 변수

를 연산하는 과정에 있어서, 블록 1(Block 1)(810)은 정합 필터부로 첩 신호값

를 연산하기 위한 블록이다.Determinants for the Detection of Received Signals in the Binary Orthogonal Chirped Spread Spectrum According to the Invention

In the process of calculating a, block 1 810 is a chirp signal value to the matched filter unit.

Is a block for computing.

그리고, 블록 2(Block 2)(820)는 순열 조합부로 상기 복수 개로 분할된 서브 첩 신호를 피코넷 넘버에 따라 순열 조합하기 위한 블록이다.Block 2 820 is a permutation combination unit for permutation combining the plurality of sub-chirp signals according to the piconet number.

한편, 블록 3(Block 3)(830)은 차분 곱셈부로 차분 곱셈값

를 연산하는 블록이다.On the other hand, block 3 (830) is a differential multiplier with a differential multiplier.

Is a block that computes.

또한, 블록 4(Block 4)(840)는 가산부로 총 합산된 차분 곱셈값

를 연산하는 블록이다.In addition, block 4 840 is a difference multiplication value totaled by an adder.

Is a block that computes.

그리고, 블록 5(Block 5)(850)는 정규화 에너지 생성부로 정규화 에너지

을 연산하기 위한 블록이다.Block 5 850 is a normalized energy generation unit.

Is a block for computing.

그리고, 블록 6(Block 6)(860)은 제어부로 본 발명에 따른 패킷 검출을 위한 결정 변수

를 생성하는 블록이다.In addition, block 6 860 is a control unit for determining a variable for packet detection according to the present invention.

Is a block that generates

이를 기반으로 차분적 이원 직교 첩 스프레드 스펙트럼에서의 수신 신호 검출 장치의 일 예를 상술하기로 한다. 하기에 상술하는 수신 신호 검출 장치에서 수신 신호의 서브 첩 및 정합 필터는 4개로 구성하기로 한다.Based on this, an example of an apparatus for detecting a received signal in a differential binary orthogonalized spread spectrum will be described in detail. In the reception signal detecting apparatus described above, four sub-chipping and matching filters of the reception signal will be configured.

도 8 참조하면, 첩 신호값

를 연산하기 위한 블록 1(Block 1)(810)은 수신 복소 샘플을 각 서브첩에 대응되는 정합 필터(

)에 통과시키면 상기 수학식 6과 같은 결과를 얻을 수 있다.Referring to Fig. 8, the chirp signal value

Block 1 (810) for computing the received complex sample corresponding to each subfolder matching filter (

), The same result as in Equation 6 can be obtained.

따라서 시간 인덱스

의 수신 신호의

번째 서브 첩의 정합 필터를 통과한 첩 신호값

는 각각의 수신 복소 샘플 신호

과

번째 서브 첩에 해당하는 참조 신호 신호 샘플

의 켤레 값(conjugate data)을 곱한 값을 모두 합한 값이 된다.Thus time index

Of received signal

The chirp signal value passed through the match filter of the first sub chirp

For each received complex sample signal

and

Reference signal signal sample corresponding to the first subcue

It is the sum of the product of the conjugate data of.

이와 같은 과정으로, 블록 1(810)은 샘플링된 수신 신호에 크로스 코릴레이션을 수행하여 수신 복소 샘플로 이루어진 각각의 서브 첩 신호로 분할하게 된다.In this manner, block 1 810 performs cross correlation on the sampled received signal and divides the received subsampled signal into respective sub-chirped signals.

한편, 블록 2(820)는 상기 복수 개로 분할된 서브 첩 신호를 피코넷 넘버에 따라 순열 조합하는데, 이는 복수 개로 분할된 서브 첩 신호를 각 피코넷에서 동작할 수 있도록 하기 위하여 현재 수신기의 피코넷 번호에 맞춰서 순열 조합부에서 순열 조합한다.On the other hand, block 2 820 is a permutation combination of the plurality of sub-chirp signals according to the piconet number, which is to match the piconet number of the current receiver in order to be able to operate the plurality of sub-chirp signals in each piconet The permutation combination is performed in the permutation combination section.

블록 3(830)은 상기 블록 2(820)에서 순열 조합된 서브 첩 신호와 미리 결정된 시간에 따라 지연된 서브 첩 신호를 이용하여 차분 곱셈 연산을 수행한다.Block 3 (830) performs a differential multiplication operation using the sub-chirp signal that is permutated combined in block 2 (820) and the sub-chirp signal delayed according to a predetermined time.

상세하게는, 상기 순열 조합된 서브 첩 신호를 이용하여 샘플 구간 길이인

의 시간 간격을 두고 차분 곱셈값

을 연산한다. 그 결과는 상기의 수학식 7과 같다.In detail, the permutation-combined sub-chirp signal is used to obtain a sample interval length.

Difference multiplication over time interval

Calculate The result is shown in Equation 7 above.

블록 4(840)는 상기 블록 3(830)에서 수행된 차분 곱셈 연산의 결과값을 상기 서브 첩의 넘버에 따라 미리 결정된 지연 시간에 따라 지연시키고, 상기 지연된 차분 곱셈 연산의 결과값을 총합하여 총 에너지를 연산한다.Block 4 (840) delays the result of the difference multiplication operation performed in block 3 (830) according to a predetermined delay time according to the number of the sub-chirps, and adds up the result value of the delayed difference multiplication operation. Calculate the energy

차분 곱셈 연산의 결과값 즉, 차분 곱셈값은 서브 첩의 번호

에 따라 미리 결정된 지연 시간 동안 시간 지연되는데,

는

동안,

는

동안,

는

Depending on the time delay for a predetermined delay time,

Is

During,

Is

During,

Is

Time delay.

그리고, 시간 지연된 결과를 더하면, 상기의 수학식 8과 같고, 총 합산된 차분 곱셈값

의 절대값은 패킷 검출을 위한 함수의 분자가 된다.And, if the time delayed result is added, the same as the above Equation 8, the total sum difference multiplied value

한편, 블록 5(850)는 상기 샘플링된 수신 신호의 순수 총 에너지를 연산한다.Block 5 850, on the other hand, calculates the net total energy of the sampled received signal.

이는, 수신 신호인 수신 복소 샘플의 절대값(ABS)을 취한 후, 절대값을 취한 복수 개

의 샘플 값을 가산한다. 그리고, 차분 곱셈을 수행하는 샘플 구간 길이

만큼 시간 지연된 수신 복소 샘플의 절대값을 모두 더한다.This is obtained by taking the absolute value ABS of the received complex sample, which is the received signal, and then taking the absolute value.

The sample value of is added. And, sample interval length for performing differential multiplication

Add all the absolute values of the received complex sample with time delay.

이 두 개의 결과값의 곱은 상기의 수학식 9와 같고, 이 결과값은 패킷 검출을 위한 함수의 분모인 정규화 에너지

이 된다.The product of these two results is shown in Equation 9 above, and the result is the normalized energy which is the denominator of the function for packet detection.

Becomes

마지막으로, 블록 6(860)는 상기 연산된 총 에너지와 상기 수신 신호의 순수 총 에너지의 비에 따라 상기 수신 신호를 검출하여 출력 신호를 생성한다.Finally, block 6 860 detects the received signal according to the ratio of the calculated total energy to the net total energy of the received signal to generate an output signal.

이는, 상기 연산된 수학식 8과 수학식 9의 결과값을 이용하여 상기의 수학식 10에 따른 패킷 검출을 위한 함수를 생성할 수 있다.This may generate a function for packet detection according to Equation 10 by using the calculated values of Equations 8 and 9 above.

즉, 본 발명에 따른 패킷 검출을 위한 결정 변수

는 상기

와 수신 복소 샘 플의 각각의 절대값을 취한 후, 각각의 절대값을 취한

의 비에 의해 연산되며, 상기 연산된 결정 변수

를 이용하여 신호의 수신 여부를 판단하게 된다.That is, the decision variable for packet detection according to the present invention

Above

And take the absolute values of each of the received complex samples and

Calculated by the ratio of

It is determined whether the signal is received using the.

도 9는 본 발명에 따른 차분적 이원 직교 첩 스프레드 스펙트럼에서의 수신 신호 검출 방법의 흐름도이다.9 is a flowchart of a method for detecting a received signal in a differential binary quadrature chirp spread spectrum according to the present invention.

도 9를 참조하면, 우선, 샘플링된 수신 신호를 정합 필터에 의해 크로스 코릴레이션을 수행하여 수신 복소 샘플로 이루어진 각각의 서브 첩 신호로 분할하고, 상기 분할된 복수 개의 서브 첩 신호를 피코넷 넘버에 따라 순열 조합한 후, 상기 순열 조합된 서브 첩 신호와 미리 결정된 시간에 따라 시간 지연된 서브 첩 신호를 이용하여 차분 곱셈 연산을 수행한다(910 과정).Referring to FIG. 9, first, a sampled received signal is cross-correlated by a matching filter to divide each sub-chirp signal consisting of received complex samples, and the divided sub-chirp signals are divided according to the piconet number. After permutation combining, a differential multiplication operation is performed by using the permutated combined subcue signal and a time-delayed subcue signal according to a predetermined time (step 910).

즉, 송신단으로부터 전송되어 수신단에 도착한 샘플링된 수신 신호에 크로스 코릴레이션을 수행하여 수신 복소 샘플로 이루어진 각각의 서브 첩 신호로 분할한다.That is, the cross correlation is performed on the sampled received signal transmitted from the transmitting end to the receiving end and divided into sub sub signals consisting of received complex samples.

그리고, 상기 정합 필터에 입력되는 상기 샘플링된 수신 신호는 주파수 오프셋이 추정된 수신 신호일 수 있다.The sampled received signal input to the matched filter may be a received signal having a frequency offset estimated.

특히, 본 발명에서는 정합 필터의 갯수를 4개로 설정할 수 있으며, 차분적 이원 직교 첩 스프레드 스펙트럼에서 사용되는 네 개의 서브 첩은 실수 및 허수의 계수가 순서나 부호가 다를 뿐 모두 같다는 특성을 이용하여 동일한 곱셈기 블록에서 만들어낸 입력과 계수와의 곱을 이용하여 정합 필터를 구성할 수 있다. In particular, in the present invention, the number of matching filters can be set to four, and the four sub-chirps used in the differential binary orthogonal chirp spread spectrum are identical using the characteristic that the real and imaginary coefficients are all the same except in the order or sign. You can construct a matched filter using the product of the inputs and coefficients produced by the multiplier block.

이와 같이, 본 발명에서 사용되는 정합 필터는 복소 필터를 사용할 수 있고, 수신 복소 샘플은 수신된 첩 신호를 샘플링함으로써 연산될 수 있다. As such, the matched filter used in the present invention may use a complex filter, and the received complex sample may be computed by sampling the received chirp signal.

여기서, 상기 복소 필터는 각각의 서브 첩 신호를 분할하기 위한 계수 정보를 저장하고 있을 수 있다.Here, the complex filter may store coefficient information for dividing each sub chirp signal.

이와 같은 과정으로, 샘플링된 수신 신호에 크로스 코릴레이션을 수행하여 수신 복소 샘플로 이루어진 각각의 서브 첩 신호로 분할하게 된다.In this manner, cross correlation is performed on the sampled received signal and divided into sub-chirped signals each consisting of received complex samples.

그리고, 상기 복수 개로 분할된 서브 첩 신호를 피코넷 넘버에 따라 순열 조합하는데, 복수 개로 분할된 서브 첩 신호를 각 피코넷에서 동작할 수 있도록 하기 위하여 현재 수신기의 피코넷 번호에 맞춰서 순열 조합한다. 이에 관한 상세한 구성은 상기 상술한 바와 동일하다.In addition, the plurality of sub-chirp signals divided into permutations according to the piconet number are permuted. In order to enable the plurality of sub-chirp signals to be operated in each piconet, permutation is performed in accordance with the current piconet number of the receiver. Detailed configuration in this regard is the same as described above.

한편, 상기 피코넷 넘버에 따라 순열 조합하기 위하여 상기 피코넷 넘버에 따라 미리 결정된 순열 조합 정보를 순열 조합 데이터 베이스 테이블에 저장할 수 있다.Meanwhile, permutation combination information determined according to the piconet number may be stored in a permutation combination database table to perform permutation combination according to the piconet number.

그리고, 상기 순열 조합된 서브 첩 신호와 미리 결정된 시간에 따라 지연된 서브 첩 신호를 이용하여 차분 곱셈 연산을 수행한다.The differential multiplication operation is performed by using the permutated sub-chirp signal and the sub-chirp signal delayed according to a predetermined time.

상기와 같이, 샘플 구간 길이인

의 시간 간격에 따라 정합 필터의 결과인

와 시간 지연된 정합 필터의 결과와 차분 곱셈 연산을 수행하여 차분 곱셈값

를 연산하게 된다.As above, the sample interval length

Results from the matched filter over a time interval of

And differential multiply by performing differential multiply with the result of the time-delayed matched filter

Will be calculated.

그 다음, 상기 수행된 차분 곱셈 연산의 결과값을 상기 서브 첩의 넘버에 따라 미리 결정된 지연 시간에 따라 지연시키고, 상기 지연된 차분 곱셈 연산의 결과값을 총합하여 총 에너지를 연산한다(920 과정).Next, the resultant value of the performed differential multiplication operation is delayed according to a predetermined delay time according to the number of the sub chirps, and the total value of the delayed difference multiplication operation is summed to calculate the total energy (step 920).

차분 곱셈 연산의 결과값 즉, 차분 곱셈값은 서브 첩의 번호

에 따라 미리 결정된 지연 시간 동안 시간 지연되는데,

는

동안,

는

동안,

는

Depending on the time delay for a predetermined delay time,

Is

During,

Is

During,

Is

Time delay.

마지막으로, 상기 연산된 총 에너지와 상기 수신 신호의 총 에너지의 비에 따라 결정 변수값을 생성하고, 상기 생성된 결정 변수값에 따라 상기 수신 신호의 신호 검출을 수행한다(930 과정).Finally, a decision variable value is generated according to the ratio of the calculated total energy and the total energy of the received signal, and signal detection of the received signal is performed according to the generated decision variable value (step 930).

우선, 상기 샘플링된 수신 신호의 순수 총 에너지인 정규화 에너지를 생성한다.First, a normalized energy is generated, which is the net total energy of the sampled received signal.

이는 수신 신호인 수신 복소 샘플의 절대값을 취한 후, 절대값을 취한 복수 개의 샘플 값을 더한다. 그리고, 차분 곱셈을 수행하는 샘플 구간 길이

만큼 시간 지연된 수신 복소 샘플의 절대값을 모두 더하여 상기 샘플링된 수신 신호의 순수 총 에너지인 정규화 에너지를 생성한다.This takes the absolute value of the received complex sample, which is the received signal, and then adds a plurality of sample values that take the absolute value. And, sample interval length for performing differential multiplication

The sum of the absolute values of the received complex samples, time-delayed by, adds all the normalized energy which is the net total energy of the sampled received signal.

이의 연산은 상기의 수학식 9와 같고, 이 결과값은 패킷 검출을 위한 함수의 분모인 정규화 에너지

이 된다.Its operation is the same as Equation 9 above, and the result value is a normalized energy which is a denominator of a function for packet detection.

Becomes

이와 같이, 상기 정규화 에너지를 생성한 다음, 상기 920 과정에서 연산된 총 에너지와 정규와 에너지

의 비에 따라 결정 변수값을 생성하고, 상기 생성된 결정 변수값에 따라 수신 신호의 신호 검출을 수행한다.As such, after generating the normalized energy, the total energy calculated in step 920 and the normal and energy

A decision variable value is generated according to the ratio of, and signal detection of the received signal is performed according to the generated decision variable value.

더욱 상세하게는, 상기 수신 신호의 신호 검출을 수행하기 위하여 상기 수신 신호에 따라 미리 결정 변수값의 임계값을 생성하고, 연산된 결정 변수값이 상기 임계값보다 큰 경우 상기 수신 신호를 검출하고, 상기 연산된 결정 변수값이 상기 임계값보다 크지 않은 경우 상기 수신 신호를 제거할 수 있다.In more detail, in order to perform signal detection of the received signal, a threshold value of a predetermined variable value is generated according to the received signal, and when the calculated decision variable value is larger than the threshold value, the received signal is detected. When the calculated decision variable value is not greater than the threshold value, the received signal may be removed.

도 10a 및 도 10b는 본 발명에 따른 차분적 이원 직교 첩 스프레드 스펙트럼에서의 수신 신호 검출 성능과 종래의 수신 신호 검출 방법에 있어서의 패킷 검출 성능을 비교한 그래프이다.10A and 10B are graphs comparing the received signal detection performance in the differential binary quadrature chirped spread spectrum according to the present invention with the packet detection performance in the conventional received signal detection method.

그래프(1050)는 SNR 값에 따라 패킷 검출에 대한 결정 변수 값을 도시한 것 으로서, 제 1 그래프(1010)는 본 발명에 따른 수신 신호 검출 방법의 결정 변수의 평균값을 도시한 것이고, 제 2 그래프(1011)는 본 발명에 따른 수신 신호 검출 방법에 따른 결정 변수의 평균값으로부터

작은 값을 도시한 것이고, 제 3 그래프(1020)는 전술한 평균 파워 수신 방법에서의 결정 변수의 평균값을 도시한 것이고, 제 4 그래프(1021)는 상기 평균 파워 수신 방법의 결정 변수의 평균값으로부터

떨어진 곳을 도시한 것이다.Graph 1050 shows the value of the decision variable for packet detection according to the SNR value, the first graph 1010 shows the average value of the decision variable of the received signal detection method according to the present invention, the second graph 1011 is obtained from an average value of the decision variable according to the received signal detection method according to the present invention.

A small value is shown, and the third graph 1020 shows the average value of the decision variable in the above-described average power reception method, and the fourth graph 1021 is from the average value of the decision variable of the above average power reception method.

It shows the place away.

제 5 그래프(1030)는 상기 자기 상관 방법에 의한 결정 변수의 평균값을 도시한 것이고, 제 6 그래프(1031)는 상기 자기 상관 방법에 의한 결정 변수의 평균값으로부터

작은 값을 도시한 것이며, 제 7 그래프(1040)는 상기 교차 상관 방법에 의한 결정 변수의 평균값을 도시한 것이고, 제 8 그래프(1041)는 상기 교차 상관 방법에 의한 결정 변수의 평균값으로부터

작은 값을 도시한 것이다.The fifth graph 1030 shows the average value of the determination variable by the autocorrelation method, and the sixth graph 1031 is from the average value of the determination variable by the autocorrelation method.

A small value is shown, and the seventh graph 1040 shows the average value of the decision variable by the cross correlation method, and the eighth graph 1041 is from the average value of the decision variable by the cross correlation method.

A small value is shown.

그래프(1050)는 송신단에서 전송되는 패킷 신호에 대한 결정 변수값을 도시한 것이다.The graph 1050 illustrates decision variable values for packet signals transmitted from the transmitting end.

한편, 그래프(1060)는 잡음만 있을 경우의 패킷 신호에 대한 결정 변수값을 도시한 것으로, 실선은 결정 변수의 평균값을 도시한 것이고, 점선은 해당하는 결정 변수 결정 방법에 대한 결정 변수의 평균값으로부터

큰 값을 도시한 것이다.On the other hand, the graph 1060 shows the decision variable value for the packet signal in the case of noise only, the solid line shows the average value of the decision variable, the dotted line from the mean value of the decision variable for the corresponding decision variable determination method

Large values are shown.

그리고, 도 10a는 주파수 오프셋이 존재하지 않을 경우의 그래프를 도시한 것이고, 도 10b는 본 발명에 따른 차원적 이원 직교 첩 스프레드 스펙트럼에서 나 타날 수 있는 최대의 주파수 오프셋인 200KHz의 주파수 오프셋이 존재하는 경우를 도시한 것이다.FIG. 10A shows a graph when no frequency offset exists, and FIG. 10B shows a frequency offset of 200 KHz, which is the maximum frequency offset that can appear in the dimensional binary quadrature spread spectrum according to the present invention. The case is shown.

도 10a 및 도 10b에서 볼 수 있는 바와 같이 본 발명에 따른 차분적 이원 직교 첩 스프레드 스펙트럼에서의 수신 신호 검출 장치의 성능을 검증하기 위하여 종래의 평균 파워 수신 방법, 교차 상관 방법 및 자기 상관 방법에 의한 결정 변수값에 대한 동일 환경에서의 실험 결과를 도시하고 있다.As shown in FIGS. 10A and 10B, the conventional average power reception method, the cross correlation method, and the autocorrelation method are used to verify the performance of the reception signal detection apparatus in the differential binary quadrature chirp spread spectrum according to the present invention. The experimental results in the same environment for the values of the decision variables are shown.

교차 상관 방법을 이용한 신호 검출과 평균 파워 수신 방법에 의한 신호 검출을 이용한 신호 검출기는 데이터의 공정성을 위하여 자기 상관 방법이나, 본 발명과 동일하게 두개의 풀 첩을 가지는 첩 신호를 이용하였으며, 자동 이득 조정(Automatic Gain Control:AGC)을 가정하고, 잡음이 없을 경우의 결정 변수의 최대값에 대하여 정규화 값을 연산하였다.The signal detector using the signal detection using the cross-correlation method and the signal detection by the average power reception method used autocorrelation method or two-chirped chirp signal as in the present invention for the fairness of data. Assuming adjustment (AGC), normalization values were calculated for the maximum value of the decision variable in the absence of noise.

그래프(1050, 1060)는 결정 변수에 대한 평균값과 상기 평균값으로부터

떨어진 곳을 표시한 것으로

를 상기 수학식 1 및 수학식 2를 통하여 연산하면,

이 되며, 신호가 있는 경우의

와 잡음만 있는 경우의

바깥으로 임계값을 설정하면 수신 패킷을 잘못 검출할 확률(

)과 오류로 경고할 확률(

)이 각각

이하인 상태로 패킷을 검출할 수 있다.

Graphs

1050 and 1060 show the mean values for the decision variables and the mean values.

Marked for distance

If is calculated through the equations (1) and (2),

If there is a signal

And noise only

If you set a threshold outside, the probability of falsely detecting incoming packets (

) And the probability of warning in error (

) Each

A packet can be detected in the following states.

여기서, 99.97%의 정규화된 통계치를 얻기 위하여 각 방법에서의 점선이 교차하는 점을 원으로 도시하여 표시하면, 상기 표시된 원보다 작은 SNR에서는 신호와 잡음을 구별할 수 없다.Here, if the dotted line in each method is shown as a circle in order to obtain 99.97% of normalized statistics, the signal and noise cannot be distinguished at an SNR smaller than the indicated circle.

예를 들어 본 발명에 따라 연산된 원(1012)과 평균 파워 수신 방법에 의해 연산된 원(1042)의 두 원의 SNR의 차이를 연산하면, 그 값의 차이가 4dB로 약 4dB 낮은 SNR 환경 하에서도 동일한

과

로 패킷을 검출할 수 있음을 확인할 수 있다. 이는 자기 상관 방법에 의해 연산된 원(1022)과는 5dB의 차이가 나므로 본 발명이 5dB의 낮은 환경에서도 패킷 검출을 수행할 수 있으며, 주파수 오프셋이 존재 하지 않을 경우, 교차 상관 방법은 본 발명보다 1dB의 우수한 성능을 나타내고 있지만, 도 10b를 참조하면, 200KHz의 높은 주파수 오프셋이 존재할 경우에는 교차 상관 방법으로는 신호 검출 자체가 불가능한 결과를 나타내고 있다.For example, when calculating the difference between the SNR of the two circles of the circle 1012 calculated in accordance with the present invention and the circle 1042 calculated by the average power receiving method, the difference in the value is 4dB in the SNR environment of about 4dB lower Same as

and

We can see that we can detect packets. This is 5dB different from the circle 1022 calculated by the autocorrelation method, so that the present invention can perform packet detection even in a low 5dB environment. Although excellent performance of 1dB is shown, referring to FIG. 10B, when there is a high frequency offset of 200 KHz, signal detection itself is impossible by the cross correlation method.

따라서, 신호 검출에 있어서, 주파수 오프셋이 존재할 경우 교차 상관 방법에 의해 결정 변수값을 연산할 경우 성능에 심각한 문제점을 가지고 있음을 확인할 수 있다.Therefore, in the signal detection, it can be seen that there is a serious problem in performance when calculating the decision variable value by the cross correlation method when the frequency offset exists.

도 11은 본 발명에 따른 차분적 이원 직교 첩 스프레드 스펙트럼에서의 수신 신호의 심볼 동기 시간과 종래의 수신 신호 검출 방법에 있어서의 수신 신호 동기 시간을 비교한 그래프이다.11 is a graph comparing symbol synchronization time of a received signal in a differential binary orthogonal chirp spread spectrum according to the present invention with a received signal synchronization time in a conventional method of detecting a received signal.

그래프(1110)는 본 발명에 따른 차분적 이원 직교 첩 스프레드 스펙트럼에서의 수신 신호의 심볼 동기 시간을 도시한 것이고, 그래프(1120)는 자기 상관 방법에 의한 수신 신호의 심볼 동기 시간을, 그래프(1130)는 교차 상관 방법에 의한 수신 신호의 심볼 동기 시간을, 그래프(1140)는 평균 파워 수신 방법에 의한 수신 신호의 심볼 동기 시간을 도시한 것이다.The graph 1110 shows the symbol synchronization time of the received signal in the differential binary orthogonal chirp spread spectrum according to the present invention, and the graph 1120 shows the symbol synchronization time of the received signal by the autocorrelation method. ) Shows the symbol synchronization time of the received signal by the cross correlation method, and the graph 1140 shows the symbol synchronization time of the received signal by the average power reception method.

도 11에서

축은 시간을 나타낸 것이고,

축은 결정 변수를 나타낸 것이다.In Figure 11

The axis represents time,

The axis represents the decision variable.

도 11에서 볼 수 있는 바와 같이, 교차 상관 방법에 의한 결정 변수값에 대한 동기 시간이 폭이 작으므로 샘플 도착에 대한 동기 시간 예측이 가장 용이하나, 상기 그래프 10b에서 볼 수 있는 바와 같이 주파수 오프셋이 존재할 경우의 교차 상관 방법은 신호 검출에 있어서 문제점을 나타내고, 본 발명에 따른 수신 신호 검출 방법은 신호의 검출 뿐만 아니라 심볼의 시간 동기를 맞추는 데에도 월등한 성능을 나타내고 있음을 알 수 있다.As can be seen in Figure 11, the synchronization time for the decision variable value by the cross-correlation method is the smallest, so the synchronization time prediction for sample arrival is the easiest, as can be seen in the graph 10b the frequency offset The cross correlation method, if present, presents a problem in signal detection, and the received signal detection method according to the present invention exhibits superior performance not only for signal detection but also for time synchronization of symbols.

본 발명에 따른 차분적 이원 직교 첩 스프레드 스펙트럼에서의 수신 신호 검출 방법은 소프트웨어를 통해 실행될 수 있다. 소프트웨어로 실행될 때, 본 발명의 구성 수단들은 필요한 작업을 실행하는 코드 세그먼트들이다. 프로그램 또는 코드 세그먼트들은 프로세서 판독 가능 매체에 저장되거나 전송 매체 또는 통신망에서 반송파와 결합된 컴퓨터 데이터 신호에 의하여 전송될 수 있다.The received signal detection method in differential binary orthogonal chirp spread spectrum according to the present invention can be implemented via software. When implemented in software, the constituent means of the present invention are code segments that perform the necessary work. The program or code segments may be stored on a processor readable medium or transmitted by a computer data signal coupled with a carrier on a transmission medium or network.

컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체는 컴퓨터 시스템에 의하여 읽혀질 수 있는 테이터가 저장되는 모든 종류의 기록 장치를 포함한다. 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록 장치의 예로는 ROM, RAM, CD-ROM, DVD±ROM, DVD-RAM, 자기 테이프, 플로피 디스크, 하드 디스크(hard disk), 광데이터 저장장치 등이 있다. 또한, 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체는 네트워크로 연결된 컴퓨터 장치에 분산되어 분산방식으로 컴퓨터가 읽을 수 있는 코드가 저장되고 실행될 수 있다.The computer-readable recording medium includes all kinds of recording devices in which data is stored which can be read by a computer system. Examples of computer-readable recording devices include ROM, RAM, CD-ROM, DVD ± ROM, DVD-RAM, magnetic tape, floppy disks, hard disks, optical data storage devices, and the like. The computer readable recording medium can also be distributed over network coupled computer devices so that the computer readable code is stored and executed in a distributed fashion.

본 발명은 도면에 도시된 일 실시예를 참고로 하여 설명하였으나 이는 예시 적인 것에 불과하며 당해 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 실시예의 변형이 가능하다는 점을 이해할 것이다. 그러나, 이와 같은 변형은 본 발명의 기술적 보호범위내에 있다고 보아야 한다. 따라서, 본 발명의 진정한 기술적 보호범위는 첨부된 특허청구범위의 기술적 사상에 의해서 정해져야 할 것이다.Although the present invention has been described with reference to one embodiment shown in the drawings, this is merely exemplary and will be understood by those skilled in the art that various modifications and embodiments may be made therefrom. However, such modifications should be considered to be within the technical protection scope of the present invention. Therefore, the true technical protection scope of the present invention will be defined by the technical spirit of the appended claims.

도 2는 동일한 모양의 심볼을 프리앰블로 가지는 두개의 피코넷의 예를 도시한 것이다.2 shows an example of two piconets having symbols of the same shape as preambles.

도 4a는 본 발명에 적용되는 첩 신호를 시간축 파형으로 도시한 그래프이다. 4A is a graph illustrating a chirp signal applied to the present invention in a time axis waveform.

도 4b는 본 발명에 적용되는 첩 신호를 주파수축 파형으로 도시한 그래프이다.Figure 4b is a graph showing a chirp signal applied to the present invention in a frequency axis waveform.

도 5a는 본 발명에 적용되는 서브 첩의 4가지 다른 조합의 일 예를 도시한 것이다.5A illustrates an example of four different combinations of sub chirps applied to the present invention.

도 5b는 본 발명에 적용되는 서브 첩의 4가지 다른 조합의 다른 예를 도시한 것이다.5B illustrates another example of four different combinations of sub chirps applied to the present invention.

도 10a는 주파수 오프셋이 존재하지 않을 경우의 본 발명에 따른 차분적 이원 직교 첩 스프레드 스펙트럼에서의 수신 신호 검출 방법과 종래의 수신 신호 검출 방법의 성능 비교 그래프를 도시한 것이다.FIG. 10A illustrates a performance comparison graph of a received signal detection method and a conventional received signal detection method in a differential binary quadrature spread spectrum according to the present invention when there is no frequency offset.

도 10b는 주파수 오프셋이 존재하는 경우의 본 발명에 따른 차분적 이원 직교 첩 스프레드 스펙트럼에서의 수신 신호 검출 방법과 종래의 수신 신호 검출 방법의 성능 비교 그래프를 도시한 것이다.FIG. 10B shows a performance comparison graph of a received signal detection method and a conventional received signal detection method in a differential binary orthogonal chirp spread spectrum according to the present invention when a frequency offset exists.

Claims

A matched filter unit including a plurality of matched filters for performing cross correlation on the sampled received signal to divide the received complex sample into sub-signal signals;

A permutation combination unit for permutating the plurality of sub-chirp signals divided according to piconet numbers;

A differential multiplier configured to perform a differential multiplication operation by using the permutated sub-chirp signal and the sub-chirp signal delayed according to a predetermined time;

An adder configured to delay the resultant value of the performed differential multiplication operation according to a predetermined delay time according to the number of the sub chirps, and add the resultant value of the delayed difference multiplication operation to calculate a total energy;

A normalized energy generator for calculating the net total energy of the sampled received signal; And

And a control unit for generating the output signal by detecting the received signal according to the ratio of the calculated total energy and the pure total energy of the received signal.

The method of claim 1,

The control unit

And a decision variable generating module for generating a decision variable value according to the ratio of the calculated total energy and the pure total energy of the received signal.

The method of claim 2,

The control unit

The threshold value of the decision variable value is generated and stored in advance,

Detecting the received signal if the generated decision variable value is greater than the threshold value, and removing the received signal if the generated decision variable value is not greater than the threshold value. Apparatus for detecting a received signal in binary quadrature chirp spread spectrum.

The method of claim 1,

The matched filter consists of a complex filter,

And said complex filter stores coefficient information for dividing each sub-chipping signal.

The method of claim 1,

The permutation combination part

And a permutation combination database table storing permutation combination information predetermined according to the piconet number.

The method of claim 1,

The sampled received signal input to the matched filter is

A reception signal detection apparatus in a differential binary quadrature chirp spread spectrum, wherein the frequency offset is an estimated reception signal.

The sampled received signal is cross-correlated by a matching filter to be divided into respective sub-chirp signals made up of received complex samples, and the permutation of the plurality of divided sub-chirp signals according to the piconet number is used. Performing a differential multiplication operation using the sub-cue signal and the sub-cue signal time-delayed according to a predetermined time;

Calculating a total energy by delaying a result of the performed differential multiplication operation according to a predetermined delay time according to the number of the sub chirps, and adding up the result of the delayed differential multiplication operation; And

Generating a decision variable value according to the ratio of the calculated total energy and the total energy of the received signal, and performing signal detection of the received signal according to the generated decision variable value. Method for detecting received signal in spectrum.

The method of claim 7, wherein

The matched filter consists of a complex filter,

And the complex filter stores coefficient information for dividing each sub-chipping signal.

The method of claim 7, wherein

The permutation combination according to the piconet number is

And storing the permutation combination information predetermined according to the piconet number in a permutation combination database table.

The method of claim 7, wherein

The sampled received signal input to the matched filter is

A received signal detection method in a differential binary quadrature chirp spread spectrum, wherein the frequency offset is an estimated received signal.

The method of claim 7, wherein

Performing signal detection of the received signal

Generating a threshold value of a predetermined variable value according to the received signal; And

Detecting the received signal if the calculated decision variable value is greater than the threshold value, and removing the received signal if the calculated decision variable value is not greater than the threshold value. Received signal detection method in binary orthogonal chirp spread spectrum.

The method of claim 7, wherein

And the number of the matched filter and the sub chirp is four.