KR100913080B1 - Method of channel estimation and equalizer coefficient initialization in digital transmit-receive system - Google Patents
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Abstract
본 발명은 기존의 8VSB 시스템에서 사용되는 훈련 열만을 이용해서 열악한 채널 환경에서도 등화기의 탭 계수가 수렴할 수 있도록 등화기의 탭 계수를 초기화하기 위한 것으로서, 훈련 열의 상관을 이용하여 채널을 추정하고 등화기 계수를 초기화하는 방법에 있어서, 상기 훈련 열을 수신하여 미리 메모리에 저장된 훈련 열과의 상호 상관 값을 계산하는 단계와, 상기 계산된 상호 상관 값으로부터 채널의 임펄스 응답을 추정하는 단계와,그리고 상기 추정된 채널의 임펄스 응답으로부터 등화기 탭 계수를 구하여 수신기의 등화기 탭 계수를 초기화하는 단계를 포함하여 이루어지며, 이에 따라 보다 최적의 계수로 등화기를 초기화함으로써 등화기의 성능을 향상시킬 수 있다.The present invention is to initialize the tap coefficients of the equalizer so that tap coefficients of the equalizer can converge even in a poor channel environment using only the training columns used in the existing 8VSB system. A method of initializing an equalizer coefficient, the method comprising: receiving the training sequence and calculating a cross correlation value with a training sequence previously stored in memory; estimating an impulse response of the channel from the calculated cross correlation value; and Obtaining the equalizer tap coefficients from the estimated impulse response of the channel and initializing the equalizer tap coefficients of the receiver. Accordingly, the performance of the equalizer can be improved by initializing the equalizer with more optimal coefficients. .
피드포워드 필터, 피드백 필터, 탭 계수, 등화기Feedforward filter, feedback filter, tap coefficient, equalizer
Description
도 1 은 일반적인 디지털 송수신 시스템에서 VSB 수신기의 블록 구성도1 is a block diagram of a VSB receiver in a general digital transmission / reception system
도 2 는 일반적인 디지털 송수신 시스템에서 결정 궤환 등화기의 구조를 나타낸 도면2 is a diagram showing the structure of a decision feedback equalizer in a general digital transmission / reception system
도 3 은 일반적인 디지털 송수신 시스템에서 VSB규격의 데이터 프레임을 도시한 도면3 is a view showing a VSB standard data frame in a general digital transmission and reception system
도 4 는 일반적인 디지털 송수신 시스템에서 8VSB규격의 필드 동시신호 구조를 나타낸 도면4 is a view illustrating a structure of a field simultaneous signal of 8VSB standard in a general digital transmission / reception system
도 5 는 본 발명에 따른 디지털 송수신 시스템의 채널 응답 추정 및 등화기 계수 초기화 방법을 나타낸 흐름도5 is a flowchart illustrating a channel response estimation and equalizer coefficient initialization method of a digital transmission / reception system according to the present invention.
도 6 은 이상적인 임펄스 응답을 나타낸 그래프6 is a graph showing an ideal impulse response
도 7 은 추정된 임펄스 응답을 나타낸 그래프7 is a graph showing an estimated impulse response
도 8 은 본 발명에 따른 방법을 이용하여 나타낸 임펄스 응답 그래프8 is an impulse response graph shown using the method according to the invention.
*도면의 주요부분에 대한 부호의 설명* Explanation of symbols for main parts of the drawings
1 : 안테나 2 : 튜너 1: antenna 2: tuner
3 : 중간주파 필터 및 동기검출부 4 : NTSC 간섭 제거필터3: intermediate frequency filter and synchronization detector 4: NTSC interference cancellation filter
5 : 등화기 6 : FEC5: equalizer 6: FEC
7 : MPEG 8 : 타이밍 정보 제공부7: MPEG 8: timing information provider
9 : 피드포워드 필터 10 : 피드백 필터9: feedforward filter 10: feedback filter
11 : 신호 판별부 12 : 가산부11
본 발명은 디지털 송수신 시스템에 관한 것으로, 특히 동기열 및 훈련열의 상관을 이용하여 채널을 추정하고 그 결과를 이용하여 등화기 계수를 초기화하는 방법에 관한 것이다.The present invention relates to a digital transmission and reception system, and more particularly, to a method of estimating a channel using a correlation between a synchronization sequence and a training sequence and initializing an equalizer coefficient using the result.
디지털 송수신 시스템은 기존의 아날로그 송수신 시스템과는 달리 비디오 및 오디오 신호를 디지털로 변환하여 전송하기 때문에 전송상의 잡음에 의한 신호의 왜곡 없이 원 신호를 그대로 수신할 수 있을 뿐만 아니라, 비디오 및 오디오 데이터의 압축/신장이 가능하여 같은 대역의 전송채널에 아날로그 전송방식에 비해 더 많은 양의 데이터를 전송할 수 있어, 고화질의 HDTV 방송도 가능하게 한다.Unlike conventional analog transmission and reception systems, the digital transmission and reception system converts video and audio signals to digital and transmits them. Therefore, the digital transmission and reception system can not only receive the original signal but also compress the video and audio data without distortion. It is also possible to transmit more data in the same band than the analog transmission method, which enables high quality HDTV broadcasting.
또한, 디지털 송수신 시스템은 하나의 채널에 하나 이상의 프로그램을 동시에 전송할 수 있는 이점도 있다. In addition, the digital transmission and reception system also has the advantage that can transmit more than one program on one channel at the same time.
완전 디지털 HDTV를 위한 변조 방식으로는 주로 케이블방송을 위한 16/32 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 또는 지상방송을 위한 8/16 VSB를 사용한 다.Modulation schemes for fully digital HDTV use mainly 16/32 quadrature amplitude modulation (QAM) for cable broadcasting or 8/16 VSB for terrestrial broadcasting.
이는 부호화 후 생기는 많은 데이터를 기존의 NTSC 전송채널인 6MHz 대역을 통해 전송하려면 멀티 레벨(multi-level) 변조방식의 사용이 불가피하기 때문이다.This is because the use of multi-level modulation is inevitable in order to transmit a lot of data generated after encoding through the 6MHz band, which is an existing NTSC transmission channel.
QAM 방식은 전송효율이 매우 뛰어난 방식의 하나로서, 신호가 2차원으로 표현되므로 신호간 거리가 상대적으로 멀어 전송효율을 높일 수 있는 장점이 있으나, 신호 자체가 복소수로 표현되므로 하드웨어 비용이 상대적으로 증가하는 단점이 있다.The QAM method is one of very excellent transmission efficiency. Since the signal is represented in two dimensions, the distance between signals is relatively long, which increases the transmission efficiency. However, since the signal itself is represented by a complex number, the hardware cost is relatively increased. There is a disadvantage.
반면, VSB 방식은 QAM 방식과는 달리 신호가 일차원 성상도(constellation)를 가지므로 데이터를 처리하기 위한 하드웨어는 간단하나, 신호간 거리가 작아 심벌간 오류율이 커지고 상대적으로 변복조 시스템이 복잡한 단점이 있다.On the other hand, unlike the QAM method, the VSB method has a simple one-dimensional constellation, so hardware for processing data is simple, but the signal-to-symbol error rate is increased due to the small distance between signals, and the modulation / demodulation system is relatively complicated. .
한편, 송신단에서 전송된 신호는 전송채널을 거치면서 여러 가지 왜곡이 생기는데, 이 왜곡을 발생시키는 요인에는 가우스성 열잡음, 페이딩에 의한 가산형 혹은 승산형 잡음, 주파수 변환, 비선형성, 시간적 분산(Time dispersion)등에 의한 변형이 있다.On the other hand, the signal transmitted from the transmitter has various distortions as it passes through the transmission channel. The factors causing the distortion include Gaussian thermal noise, fading or multiplication noise due to fading, frequency conversion, nonlinearity, and time dispersion (Time dispersion).
이중 고속의 디지털 통신 시스템에서 시스템의 성능을 저하시키는 가장 큰 요소는 심벌간 간섭(Inter-Symbol Interference : ISI)으로, 채널의 선형적 왜곡인 다중경로 채널, 비이상적 주파수 응답(Non-ideal frequency response), 군지연(group delay)등에 의해 발생된다.Inter-Symbol Interference (ISI) is the biggest factor that degrades system performance in dual high speed digital communication systems. Multipath channel, non-ideal frequency response ), Group delay, etc.
이렇게 채널의 선형적 왜곡에 의해 발생되는 ISI를 줄이기 위해 등화기를 사용하고 있는데, 특히 통신 채널이 고정되어 있지 않고 시변되는 특성을 추적할 수 있는 적응형 등화기에 따른 연구가 이루어지고 있다.The equalizer is used to reduce the ISI caused by the linear distortion of the channel. In particular, research is being conducted on the adaptive equalizer that can track the time-varying characteristics of the communication channel.
적응형 등화기는 초기 훈련기간(Initial training period) 동안 송신 측과 수신 측 사이에 미리 약속된 훈련 열(Training sequence)을 주고받아 채널의 왜곡 특성을 상쇄시켜 ISI를 없애거나 가능한 한 줄여주기 위해 수신기 내부에 설치되어 송신측에서 보낸 데이터를 오류 없이 복원해주는 일종의 역 필터(Inverse filter)이다.The adaptive equalizer exchanges a predetermined training sequence between the transmitting and receiving sides during the initial training period and cancels the ISI by canceling the ISI by canceling the channel's distortion characteristics, thereby reducing the internal distortion. It is a kind of inverse filter installed in the network and restores the data sent by the sender without error.
도 1 은 일반적인 디지털 송수신 시스템에서 VSB 수신기의 블록 구성도를 나타낸 도면이다.1 is a block diagram illustrating a VSB receiver in a general digital transmission / reception system.
도 1을 보면, 안테나(1)에서 수신된 신호로부터 원하는 채널만을 튜닝하는 튜너(2)와, 상기 튜너(2)에서 튜닝된 채널의 중간주파수만을 필터링하고 세그먼트 동기와 필드 동기를 검출하는 중간 주파필터 및 동기 검출부(3)와, 상기 중간 주파필터 및 동기 검출부(3)에서 검출된 동기신호에 따라 입력신호를 처리할 수 있는 타이밍을 제공해주는 타이밍 정보 제공부(8)와, 상기 중간 주파수 필터 및 동기 검출부(3)에서 출력되는 채널 신호로부터 채널 간섭을 배제시키는 NTSC 간섭 제거 필터(4)와, 상기 NTSC 간섭 제거 필터(4)로부터 출력되는 신호의 선형 채널 왜곡을 보상해주는 등화기(5)와, 상기 등화기(5)의 출력으로부터 수신되는 신호를 올바르게 복원하는 FEC(6)와, 상기 FEC(6)에서 복원된 신호를 재생시키는 MPEG(7)로 구성된다.1, a
이와 같이 구성될 때, 안테나(1)를 통해 수신되는 채널이 지상 채널인 경우에는 다중 경로가 수시로 변화하기 때문에 상기 등화기(5)는 이러한 변화를 추적하여 원 신호를 복원하기 위해서 적응 등화 알고리즘을 이용하여야 한다.
When configured in this way, when the channel received through the antenna 1 is a terrestrial channel, since the multipath changes from time to time, the
이런 적응 등화 알고리즘은 LMS(Least Mean Square), RLS(Recursive Least Square) 알고리즘 등이 있고, 구조상 TDL(Tapped Delay Line)과 격자(Lattice) 구조 등 여러 가지가 있으나, 하드웨어 구현상 간단한 LMS 알고리즘을 이용한 TDL 구조를 주로 사용한다. Such adaptive equalization algorithms include Least Mean Square (LMS) and Recursive Least Square (RLS) algorithms, and there are various structures such as a trapped delay line (TDL) and a lattice (Lattice) structure. The TDL structure is mainly used.
도 2 는 일반적인 디지털 송수신 시스템에서 결정 궤환 등화기의 구조를 나타낸 도면이다. 2 is a diagram illustrating a structure of a decision feedback equalizer in a general digital transmission / reception system.
도 2와 같이, 종래의 결정 궤환 등화기는 피드포워드 필터부(9), 피드백 필터부(10), 가산부(12), 신호 판별부(11)로 구성되어 있다.As shown in Fig. 2, the conventional decision feedback equalizer is composed of a
여기서 피드포워드 필터부(9)는 입력신호를 지연시킨 벡터열과 탭 계수의 컨벌루션을 출력하고, 피드백 필터부(10)는 상기 피드포워드 필터부(9)의 신호 판별값을 지연시킨 벡터열과 탭 계수의 컨벌루션을 출력한다.Here, the
이때, 궤환 부분인 상기 피드백 필터부(10)는 이전에 검파된 심벌들에 의해 생겨난 현재의 추정으로부터 심벌간의 간섭이 일어나는 부분을 제거하는데 사용된다.In this case, the
즉, 피드포워드 필터(9)로 수신단에서 알고 있는 정해진 길이의 훈련열이 송신되고 피드백 필터(10)는 이 훈련열을 받아 적절한 값으로 탭 계수를 설정한다.That is, the training train of a predetermined length known at the receiving end is transmitted to the
그리고 이 훈련열 바로 다음에 실제 데이터가 송신되며 적응형 등화기는 반복 알고리즘을 이용하여 채널과 탭 계수를 추정하고 채널을 보상하게 된다.Immediately after this training sequence, real data is transmitted, and the adaptive equalizer uses an iterative algorithm to estimate the channel and tap coefficients and compensate the channel.
도 3 은 일반적인 디지털 송수신 시스템에서 VSB규격의 데이터 프레임을 도시한 도면이고, 도 4 는 일반적인 디지털 송수신 시스템에서 8VSB규격의 필드 동시 신호 구조를 나타낸 도면이다. FIG. 3 is a diagram illustrating a VSB standard data frame in a general digital transmission / reception system, and FIG. 4 is a diagram of a field simultaneous signal structure of an 8 VSB standard in a general digital transmission / reception system.
도 3과 도 4와 같이, 하나의 세그먼트는 832심벌로 구성되며, 매 세그먼트의 처음 4심벌은 세그먼트 동기신호이고, 828심벌은 프레임 동기에 사용되는 하나의 PN511과 3개의 PN63등의 비트열로 구성된 훈련열이 사용되고 있다.As shown in Figs. 3 and 4, one segment is composed of 832 symbols, the first four symbols of each segment are segment synchronization signals, and 828 symbols are bit strings such as one PN511 and three PN63 used for frame synchronization. The trained training sequence is being used.
그리고 하나의 필드는 312세그먼트의 데이터와 1 세그먼트의 필드 동기 신호로 구성되며, 하나의 프레임은 2개의 필드로 구성된다.One field is composed of 312 segments of data and one segment of field synchronization signal, and one frame is composed of two fields.
또한 8VSB에서 4심벌이 1바이트를 구성하며, 16VSB에서는 2심벌이 1바이트를 구성한다.In addition, 4 symbols constitute 1 byte in 8VSB, and 2 symbols constitute 1 byte in 16VSB.
이와 같은 등화기는 수신이 끝났을 때에는 등화기의 탭 계수가 최적의 값으로 설정되어야 하지만, 채널 환경이 열악할수록 긴 훈련열이 필요하여 결과적으로 실제 데이터 전송률이 떨어지는 문제점이 발생하게 된다.The equalizer should be set to the optimum tap coefficient of the equalizer when reception is completed, but the worse the channel environment, the longer the training sequence is required, resulting in a problem that the actual data rate is lowered.
즉, 현재의 ATSC방식의 8VSB 시스템의 경우 프레임 동기에 사용되는 832심벌의 훈련열이 사용되고 있으나 이 훈련열 내에서 등화기 계수가 수렴하지 못하게 된다.That is, in the current ATSC type 8VSB system, 832 symbol training sequences used for frame synchronization are used, but equalizer coefficients do not converge within the training sequence.
따라서 본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위해 안출한 것으로서, 기존의 8VSB 시스템에서 사용되는 훈련열만을 이용해서 열악한 채널 환경에서도 등화기의 탭 계수가 수렴할 수 있도록 등화기의 탭 계수를 초기화하는데 그 목적이 있다.Accordingly, the present invention has been made to solve the above problems, and initializes the tap coefficients of the equalizer so that the tap coefficients of the equalizer can converge even in a poor channel environment using only the training trains used in the existing 8VSB system. The purpose is.
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상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 디지털 수신기에서의 등화 방법은, 수신된 훈련 열과 수신기에 기저장된 훈련 열과의 상호 상관 값을 계산하는 단계; 상기 계산된 상호 상관 값을 이용하여 상기 수신기에 기저장된 훈련 열과 상기 수신된 훈련 열이 0 이하의 소정 범위만큼 천이된 구간과의 상호 상관으로부터 피드포워드 필터의 채널 임펄스 응답을 추정하는 단계; 상기 수신기에 기저장된 훈련 열과 수신된 훈련 열이 1 이상의 소정 범위만큼 천이된 구간과의 상호 상관으로부터 피드백 필터의 채널 임펄스 응답을 추정하는 단계; 및 상기 추정된 채널의 임펄스 응답들로부터 등화기 탭 계수를 구하여 수신기의 등화기 탭 계수를 초기화하는 단계를 포함하여 이루어진다.
또한, 상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 디지털 수신기에서의 등화 방법은 수신된 훈련 열과 수신기에 기저장된 훈련 열과의 상호 상관 값을 계산하는 단계; 상기 계산된 상관값을 이용하여 피드포워드 필터의 채널 임펄스 응답추정 및 피드백 필터의 채널 임펄스 응답 추정을 추출하고, 정의된 기준치 이상의 절대값을 갖는 임펄스 응답 성분을 제외한 성분들을 필터링하는 단계; 상기 추정한 피드포워드 필터의 채널 임펄스 응답으로 구성된 컨벌루션 행렬과의 곱이 다이렉(direc) 델타 함수가 되는 피드포워드 필터의 초기 계수를 구하는 단계; 상기 계산된 피드포워드 필터의 초기 계수와 상기 추정한 피드백 필터의 채널 임펄스 응답을 컨벌루션시켜 피드백 필터의 초기 계수를 구하는 단계; 및 상기 구해진 피드포워드 필터의 초기 계수 및 피드백 필터의 초기 계수로 등화기의 계수를 초기화하는 단계를 포함하여 이루어진다.
본 발명의 다른 목적, 특성 및 이점들은 첨부한 도면을 참조한 실시예들의 상세한 설명을 통해 명백해질 것이다.An equalization method in a digital receiver according to the present invention for achieving the above object comprises the steps of calculating a cross correlation value between a received training sequence and a training sequence previously stored in the receiver; Estimating a channel impulse response of a feedforward filter from the cross-correlation between the training sequence pre-stored in the receiver and the interval where the received training sequence is shifted by a predetermined range of 0 or less by using the calculated cross-correlation value; Estimating a channel impulse response of a feedback filter from a cross correlation between a training sequence previously stored in the receiver and a section in which the received training sequence is shifted by one or more predetermined ranges; And initializing an equalizer tap coefficient of the receiver by obtaining an equalizer tap coefficient from the estimated impulse responses of the channel.
In addition, the equalization method in the digital receiver according to the present invention for achieving the above object comprises the steps of calculating a cross-correlation value between the training train received and the training train pre-stored in the receiver; Extracting a channel impulse response estimate of a feedforward filter and a channel impulse response estimate of a feedback filter using the calculated correlation values, and filtering components except for an impulse response component having an absolute value greater than or equal to a defined reference value; Obtaining an initial coefficient of the feedforward filter whose product with the convolution matrix composed of the channel impulse responses of the estimated feedforward filter becomes a delta function; Convolving the calculated initial coefficients of the feedforward filter and the channel impulse response of the estimated feedback filter to obtain initial coefficients of the feedback filter; And initializing coefficients of the equalizer with the obtained initial coefficients of the feedforward filter and the initial coefficients of the feedback filter.
Other objects, features and advantages of the present invention will become apparent from the following detailed description of embodiments with reference to the accompanying drawings.
본 발명에 따른 디지털 송수신 시스템의 채널 응답 추정 및 등화기 계수 초기화 방법의 바람직한 실시예에 대하여 첨부한 도면을 참조하여 설명하면 다음과 같다.A preferred embodiment of the channel response estimation and equalizer coefficient initialization method of the digital transmission / reception system according to the present invention will be described with reference to the accompanying drawings.
도 5 는 본 발명에 따른 디지털 송수신 시스템의 채널 응답 추정 및 등화기 계수 초기화 방법을 나타낸 흐름도 이다.5 is a flowchart illustrating a channel response estimation and equalizer coefficient initialization method of a digital transmission / reception system according to the present invention.
도 5를 보면, 먼저 등화기가 훈련열을 수신하면 이 신호와 미리 메모리에 저장하고 있던 훈련열과의 상호 상관을 계산한다(S10).Referring to FIG. 5, first, when the equalizer receives the training sequence, the correlation between the signal and the training sequence previously stored in the memory is calculated (S10).
이때, VSB 송신기에서 전송되는 훈련 열의 자기 상관(Auto-correlation)이 다이렉(direc) 델타 함수와 유사한 성질을 가지므로, 이 특성을 이용하여 상호 계산한다.In this case, since auto-correlation of the training sequence transmitted from the VSB transmitter has a property similar to that of the direct delta function, it is mutually calculated using this characteristic.
실시예로, 길이가 L인 PN 시퀀스를 PNL로 표시하면 일반적으로 진폭이 A인 PNL의 자기 상관은 수학식 1과 같다.In embodiments, when the display of a PN sequence of length L to L PN autocorrelation of a PN generally L of the amplitude A as is shown in equation (1).
그러나, 만일 사용된 PN 시퀀스의 길이가 유한하고 리니어(linear) 상관이 사용되었다면, 인 지점에서의 값이{-A}^{2}이 아닌 마치 잡음과 같은 값으로 나타날 것이다.However, if the length of the PN sequence used is finite and linear correlation is used, At this point, the value will appear as noise, rather than {-A} ^ {2}.
따라서, 8VSB 시스템에서 사용되는 PN511 시퀀스를 6개 이어 만든 시퀀스의 자기 상관값은 도 6에서 알 수 있듯이 PN 시퀀스의 상관값은 주기적인 델타 함수 형태로 나타나는 것을 알 수 있으며, 이 특성을 이용하여 채널 특성을 추정하게 된다.Therefore, as shown in FIG. 6, the autocorrelation value of the sequence of six PN511 sequences used in the 8VSB system can be seen that the PN sequence has a periodic delta function. The characteristics are estimated.
그리고 상기 수학식 1을 통해 계산된 상관값으로부터 피드포워드 필터 부분의 채널 임펄스 응답추정와, 피드백 필터 부분의 채널 임펄스 응답 추정을 추출하고 필터링한다(S20).And channel impulse response estimation of the feedforward filter part from the correlation value calculated by Equation 1 And channel impulse response estimation of the feedback filter portion. Extract and filter (S20).
상세히 설명하면, 앞에서 나타난 PN 시퀀스의 상관 특성으로부터 알 수 있듯이 수신된 훈련열 u[k]와 수신기에 저장되어 있는 훈련열 s[k]의 상호 상관으로부터 채널을 추정할 수 있다.In detail, as can be seen from the correlation characteristics of the PN sequence shown above, the channel can be estimated from the cross correlation between the received training sequence u [k] and the training sequence s [k] stored in the receiver.
즉, 상기 피드포워드 필터 부분의 채널 임펄스 응답추정는 수신기에 저장되어 있는 훈련열 s[k]와 수신된 훈련열 u[k]가 0 ~ -Nff의 범위만큼 천이된 구간과의 상호 상관으로부터 구할 수 있고, Ltr은 훈련열 길이를 나타내며, 정리하면 다음 수학식 2와 같다.That is, the channel impulse response estimation of the feedforward filter portion Is obtained from the cross correlation between the training sequence s [k] stored in the receiver and the received training sequence u [k] transitioned by the range of 0 to -N ff , and L tr represents the training sequence length. To sum up, the following equation (2).
또한, 피드백 필터 부분의 채널 임펄스 응답 추정는 수신기에 저장되어 있는 훈련열 s[k]와 수신된 훈련열 u[k]가 1 ~ Nfb의 범위만큼 천이된 구간과의 상호 상관으로부터 구할 수 있으며, 정리하면 다음 수학식 3과 같다.In addition, channel impulse response estimation of the feedback filter portion Can be obtained from the cross-correlation between the training sequence s [k] stored in the receiver and the received training sequence u [k] shifted by a range of 1 to N fb .
추정된 채널 전달 함수를라고 하면,는 수학식 2와 수학식 3의 Z-변환의 합이 되며, 이를 정리하면 수학식 4와 같다.Estimated channel transfer function Speaking of Is the sum of the Z-transformations of
상기 수학식 4에서 수학식 3과 수학식 3이 연결된 채널 임펄스 응답 추정은 수학식 5와 같다.Estimation of the channel impulse response in which
이와 같이 계산된 상관값들을 살펴보면 채널에 의한 피크(peak)값들 뿐만 아니라 잡음에 의한 값들까지 포함되어 있다. Looking at the correlation values calculated as described above, not only peak values due to the channel but also noise values are included.
그리고 상기 수학식 5의 채널 임펄스 응답은 실제 채널에 의한 성분과 열잡음 및 채널 간섭 등에 의한 잡음 성분들을 포함하고 있으며 이러한 성분은 등화기 계수 추정시 안정성을 저해하는 요소로 작용한다.In addition, the channel impulse response of
도 6 은 이상적인 임펄스 응답을 나타낸 그래프이고, 도 7 은 추정된 임펄스 응답을 나타낸 그래프이다.6 is a graph showing an ideal impulse response, and FIG. 7 is a graph showing an estimated impulse response.
도 7에서 보는 바와 같이, 잡음 성분에 의해 신호 성분이 없는 영역에서 추정된 임펄스 응답이 임의의 값을 갖는 것을 알 수 있다.As shown in FIG. 7, it can be seen that the impulse response estimated in the region having no signal component due to the noise component has an arbitrary value.
이러한 잡음 성분에 의한 성능 저하를 막기 위해서 필터링을 통해 수학식 5의 채널 임펄스 응답들 중 실험적으로 정해진 기준치 이상의 절대값을 갖는 임펄스 응답 성분만을 남기고 기준치 이하의 절대값을 갖는 성분들은 '0'으로 대치함으로써, 다음 수학식 6과 같은 임펄스 응답을 얻을 수 있다. In order to prevent performance degradation due to such noise components, only impulse response components having an absolute value above an experimentally determined reference value among the channel impulse responses of
Nth : 채널 임펄스 응답의 최소 절대값N th : minimum absolute value of the channel impulse response
수학식 6에 의해서 필터링을 거치게 되면 도 8에서 나타내고 있는 그래프와 같이 수학식 5에 의한 임펄스 응답보다 잡음 성분이 적고 이상적인 임펄스 응답에 더 가까운 임펄스 응답을 얻을 수 있게 된다.When the filtering is performed by
이와 같이 추정한 채널 임펄스 응답으로 피드포워드 필터의 초기 계수를 구한다(S30). The initial coefficient of the feedforward filter is obtained using the estimated channel impulse response (S30).
여기서 구하고자하는 피드포워드 필터의 초기 계수는 피드포워드 필터의 채널응답과 컨벌루션 했을 때 다이렉(direc) 델타 함수 형태가 나와야 한다. Here, the initial coefficient of the feedforward filter to be obtained should be in the form of a direct delta function when convolved with the channel response of the feedforward filter.
따라서 구하고자 하는 초기 계수와 피드포워드 채널 응답의 컨벌루션 행렬의 곱을 다이렉 델타 함수로 두고 방정식을 풀어서 피드포워드 필터의 초기계수를 구하게 된다.Therefore, the initial coefficient of the feedforward filter is obtained by solving the equation by setting the product of the initial coefficient to be obtained and the convolution matrix of the feedforward channel response as a direct delta function.
상세히 설명하면, 앞에서 추정한 채널의 임펄스 응답 피드포워드 필터 부분에 해당하는 채널의 임펄스 응답은 수학식 7과 같은 열백터로 나타낼 수 있다.In detail, the impulse response of the channel corresponding to the impulse response feedforward filter portion of the channel estimated above. May be represented by a column vector as shown in Equation (7).
상기 수학식 7로부터 등화기의 피드포워드 계수와 컨벌루션 연산을 수행하기 위한 컨벌루션 행렬 HCONV를 수학식 8과 같이 구성할 수 있다.From Equation 7, the convolution matrix H CONV for performing the convolution operation with the feedforward coefficient of the equalizer may be configured as shown in
또한, 등화기의 탭 길이에 맞게 구성된 이상적인 응답 벡터을 도입하면, 이상적인 피드포워드 등화기 탭 계수 벡터 는 수학식 9의 조건을 만족시킨다. In addition, the ideal response vector is configured for the tap length of the equalizer Is introduced, the ideal feedforward equalizer tap coefficient vector Satisfies the condition of Equation (9).
그리고 컨벌루션 행렬 HCONV의 모든 벡터 성분을 풀어서 나타내면 수학식 10과 같은 상삼각 행렬의 형태를 갖게 된다.In addition, when all the vector components of the convolution matrix H CONV are solved and represented, they have a form of an upper triangular matrix as shown in
따라서, 구하고자 하는 피드포워드 탭 계수 벡터{h}_{ff}는 수학식 9의 관계로부터 수학식 11과 같이 반복적인 연산으로 구할 수 있다.Therefore, the feedforward tap coefficient vector {h} _ {ff} to be obtained can be obtained by an iterative operation as shown in
상기 수학식 11의 반복 연산을 일반식으로 나타내면 수학식 12와 같다.The repetition operation of
이와 같이 계산된 피드포워드 필터의 초기 계수를 이용하여 피드백 필터의 초기 계수를 계산하는데, 이 피드백 필터의 초기 계수는 피드백 필터의 채널 임펄스 응답을 피드포워드 필터의 초기 계수와 컨벌루션시켜 구한다(S40).The initial coefficient of the feedback filter is calculated using the initial coefficient of the feedforward filter calculated as described above, and the initial coefficient of the feedback filter is obtained by convolving the channel impulse response of the feedback filter with the initial coefficient of the feedforward filter (S40).
다시 말하면, 등화기의 피드백 부분의 탭 계수는 수학식 3의 피드백 부분의 채널 응답 추정과 등화기의 피드포워드 탭 계수의 컨벌루션으로 구한다. In other words, the tap coefficient of the feedback portion of the equalizer is obtained by the convolution of the channel response estimate of the feedback portion of
즉, 피드포워드 필터 출력이 이 되고, 따라서 등화기 출력 전달함수가 1이 되기 위해서는 피드백 등화기의 전달함수가 이 되어야 한다. 그러므로 등화기의 초기계수는 -{h}_{c}*{h}_{ff}[n]이 된다. (*:컨벌루션(convolution))In other words, the feedforward filter output Therefore, in order for the equalizer output transfer function to be 1, the transfer function of the feedback equalizer Should be Therefore, the initial coefficient of the equalizer is-{h} _ {c} * {h} _ {ff} [n]. (*: Convolution)
이 과정을 정리하면 수학식 13과 같다. This process is summarized in Equation 13.
이와 같이 구해진 피드포워드 필터 및 피드백 필터의 초기 계수로 등화기의 계수를 초기화한다(S50).The coefficients of the equalizer are initialized with the initial coefficients of the feedforward filter and the feedback filter thus obtained (S50).
이와 같이 수학식 12에서 구해진 피드포워드 탭 계수와 수학식 13에서 구해 진 피드백 탭 계수로 등화기의 탭을 초기화하면 등화기의 수렴속도가 빠르고 채널 등화 능력을 향상시키게 된다. In this way, initializing taps of the equalizer using the feedforward tap coefficients obtained in
이렇게 계수가 초기화 된 뒤 일반적인 등화기로서 동작되고(S60), 상기 등화기의 동작 도중에 시스템이 리셋되거나 새로운 훈련열이 수신되면 상기 과정을 다시 시작하게 된다(S70).After the coefficients are initialized and operated as a general equalizer (S60), if the system is reset during the operation of the equalizer or a new training sequence is received, the process is restarted (S70).
이상에서 설명한 바와 같은 본 발명에 따른 디지털 송수신 시스템의 채널 응답 추정 및 등화기 계수 초기화 방법은 다음과 같은 효과가 있다.The channel response estimation and equalizer coefficient initialization methods of the digital transmission / reception system according to the present invention as described above have the following effects.
첫째, 채널의 특성을 추정하여 수신단에서 이용할 수 있다.First, the characteristics of the channel can be estimated and used at the receiving end.
둘째, 보다 최적의 계수로 등화기를 초기화 함으로써 등화기의 성능을 향상시킬 수 있다.Second, by initializing the equalizer with more optimal coefficients, the performance of the equalizer can be improved.
셋째, 상관 특성을 갖는 비트열을 동기 정보나 훈련열로 사용하는 ATSC 디지털 TV 송수신 시스템, 디지털 데이터 방송 송수신 시스템, 디지털 셀룰러 이동전화 시스템 등 모든 디지털 송수신 시스템에 적용이 가능하다.Third, the present invention can be applied to all digital transmission / reception systems such as ATSC digital TV transmission / reception systems, digital data broadcasting transmission / reception systems, and digital cellular mobile phone systems that use a bit sequence having correlation characteristics as synchronization information or training sequence.
이상 설명한 내용을 통해 당업자라면 본 발명의 기술 사상을 이탈하지 아니하는 범위에서 다양한 변경 및 수정이 가능함을 알 수 있을 것이다.Those skilled in the art will appreciate that various changes and modifications can be made without departing from the spirit of the present invention.
따라서, 본 발명의 기술적 범위는 실시예에 기재된 내용으로 한정되는 것이 아니라 특허 청구의 범위에 의하여 정해져야 한다.
Therefore, the technical scope of the present invention should not be limited to the contents described in the embodiments, but should be defined by the claims.
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