KR100909659B1 - 무선 통신 시스템에서 트레이닝 시퀀스를 사용하는 공간프로세싱 및 타이밍 추정 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 트레이닝 시퀀스를 사용하는 공간프로세싱 및 타이밍 추정 Download PDF

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Abstract

수신된 버스트의 트레이닝 시퀀스를 사용해서 공간 프로세싱, 타이밍 추정 및 주파수 오프셋을 수행하는 방법 및 장치를 제공한다. 본 발명의 일 양상에 따르면, 본 발명은 공지의 트레이닝 시퀀스를 갖는 버스트를 한 세트의 다이버시티 안테나에서 수신하는 단계, 각각의 안테나에서 수신된 버스트를 샘플링하는 단계, 적어도 하나의 안테나로부터의 샘플에 대한 조대 타이밍 추정치를 결정하는 단계, 및 상기 조대 타이밍 추정치를 사용하여 공간 가중 벡터를 결정하는 단계를 포함한다. 실시예는 단일 채널 신호를 형성하기 위해 상기 공간 가중 벡터를 각각의 안테나에 대한 상기 수신된 버스트 샘플에 인가하는 단계, 상기 단일 채널 신호에 대한 미세 타이밍 추정치를 결정하는 단계, 상기 미세 타이밍 추정치를 사용하여 제2 공간 가중 벡터를 결정하는 단계, 제2 단일 채널 신호를 형성하기 위해 상기 제2 공간 가중 벡터를 각각의 안테나의 상기 버스트 샘플에 인가하는 단계, 및 상기 제2 단일 채널 신호를 복조하는 단계를 더 포함한다.
트레이닝 시퀀스, 버스트, 다이버시티 안테나, 조대 타이밍 추정치, 공간 가중 벡터, 미세 타이밍 추정치

Description

무선 통신 시스템에서 트레이닝 시퀀스를 사용하는 공간 프로세싱 및 타이밍 추정 {SPATIAL PROCESSING AND TIMING ESTIMATION USING A TRAINING SEQUENCE IN A RADIO COMMUNICATIONS SYSTEM}
본 발명은 무선 통신 시스템에서 수신 신호의 공간 프로세싱을 수행하는 분야에 관한 것이며, 특히 공간 프로세싱, 타이밍 추정치 및 주파수 오프셋을 결합하여 트레이닝 시퀀스를 사용하는 신호를 분석하는 것에 관한 것이다.
셀룰러 음성과 같은 이동 무선 통신 시스템 및 데이터 무선 시스템은 통상적으로 셀룰러 전화기 또는 무선 웹 장치와 같은 이동 또는 고정 사용자 단말기가 사용할 수 있도록 다양한 장소에 수 개의 기지국을 가지고 있다. 각각의 기지국에는 통상적으로 사용자 단말기와의 통신을 위해 사용되는 한 세트의 주파수 또는 채널들이 할당된다. 상기 채널들은 이웃하는 기지국들의 채널들과는 상이하기 때문에 이웃하는 기지국들간의 간섭을 회피할 수 있다. 결과적으로, 사용자 단말기는 한 기지국으로부터 수신되는 전송과 다른 기지국으로부터 수신되는 전송을 용이하게 구별할 수 있다. 부가해서, 각각의 기지국은 자기에 할당된 채널 자원을 할당 및 사용함에 있어서 독립적으로 작동할 수 있다.
이와 같은 무선 통신 시스템은 통상적으로 방송 채널(BCH)을 포함한다. BCH 는 사용자 단말기가 네트워크를 통해 등록되었는지의 여부를 모든 사용자 단말기에 방송하며 그 네트워크에 관해 사용자 단말기에게 알려 준다. 네트워크에 액세스하기 위해 사용자 단말기는 보통 그 네트워크에 액세스하기 전에 BCH에 동조하여 그에 따른다. 이 때 BCH는 네트워크에 대한 액세스를 요구하기 위해 정보를 사용할 것이다. 이와 같은 요구로 인해 통상적으로, 개별적인 제어 채널 및 액세스 채널을 사용하여 네트워크에 관한 정보의 교환이 이루어지고 사용자 단말기가 특정한 기지국의 트래픽 채널에 대한 할당을 수신하여 종료가 이루어진다.
주파수 및 타이밍 오프셋 또는 지연은 때때로 BCH에 기초하여 사용자 단말기에 의해 결정될 수 있으며, 위에서 언급한 등록 및 할당 프로세스 동안 보다 정확하게 정해질 것이다. 공간 다이버시티 다중 액세스 시스템에서, 기지국은 사용자 단말기에 대한 위치 및 범위뿐만 아니라 임의의 다른 공간 파라미터들을 결정함으로써 시스템의 용량을 향상시킬 수 있다. 이러한 공간 파라미터들은 또한 TCH가 할당될 때 보다 우수하게 전개된다. 그렇지만, 타이밍 파라미터, 주파수 파라미터 및 공간 파라미터 모두는 시간 초과 시에 표류 및 변경되므로 최적의 성능을 위해서는 지속적으로 갱신되어야 한다.
TCH 메시지를 정확하게 분석하고 복귀 트래픽을 송신하기 위한 공간 파라미터들을 결정하기 위해서는, 사용자 단말기의 타이밍 또는 지연, 주파수 오프셋 및 신호 시그너처(signal signature) 모두가 요망된다. 통상적으로, 잠재적으로 긴 지연 확산에 걸치는 긴 트레이닝 시퀀스를 분석하는 것에 기초하여 타이밍 또는 지연 및 주파수 오프셋을 정확하게 결정하는 것이 바람직하다. 이것은 기지국의 프로세 싱 자원을 많이 요구하게 되어 액세스 요구에 대한 응답을 발생하는 데 필요한 시간을 증가시킬 수 있다.
수신된 버스트의 트레이닝 시퀀스를 사용해서 공간 프로세싱, 타이밍 추정 및 주파수 오프셋을 수행하는 방법 및 장치가 제공된다. 본 발명의 일 양상에 따르면, 본 발명은 공지의 트레이닝 시퀀스를 갖는 버스트를 한 세트의 다이버시티 안테나에서 수신하는 단계, 각각의 안테나에서 수신된 버스트를 샘플링하는 단계, 적어도 하나의 안테나로부터의 샘플에 대한 조대 타이밍 추정치를 결정하는 단계, 및 상기 조대 타이밍 추정치를 사용하여 공간 가중 벡터를 결정하는 단계를 포함한다. 실시예는 단일 채널 신호를 형성하기 위해 상기 공간 가중 벡터를 각각의 안테나에 대한 상기 수신된 버스트 샘플에 인가하는 단계, 상기 단일 채널 신호에 대한 미세 타이밍 추정치를 결정하는 단계, 상기 미세 타이밍 추정치를 사용하여 제2 공간 가중 벡터를 결정하는 단계, 제2 단일 채널 신호를 형성하기 위해 상기 제2 공간 가중 벡터를 각각의 안테나의 상기 버스트 샘플에 인가하는 단계, 및 상기 제2 단일 채널 신호를 복조하는 단계를 더 포함한다.
본 발명을 예를 들어 설명할 것이지만 이는 본 발명을 제한하고자 하는 것이 아니며, 첨부된 도면의 특징부들에 있어서 유사한 참조번호는 유사한 소자를 나타낸다.
도 1은 본 발명의 실시예가 수행될 수 있는 기지국의 개략 블록도.
도 2는 본 발명의 실시예가 수행될 수 있는 원격 단말기의 블록도.
도 3은 본 발명의 양상이 수행되는 흐름도.
도 4는 최소 제곱 에러 관련 타이밍을 탐색하는 그래프.
도 5는 최소 제곱 에러 관련 타이밍을 추가 탐색하는 그래프.
본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것이며 공간 분할 다중 접속(SDMA) 기술을 시분할 다중 접속(TDMA), 주파수분할 다중 접속(FDMA), 및 코드분할 다중 접속(CDMA)과 같은 다중 접속 시스템과 결합하여 사용하는 고정 액세스 또는 이동 액세스 무선 네트워크가 될 수 있다. 다중 액세스는 주파수 분할 듀플렉싱(FDD) 또는 시분할 듀플렉싱(TDD)과 결합될 수 있다. 도 1은 본 발명을 실현하는 데 적절한 무선 통신 시스템 또는 네트워크의 기지국의 예를 도시한다. 이 시스템 또는 네트워크는 도 2에 도시된 바와 같이, 원격 단말기 또는 사용자 단말기라 칭하는 다수의 가입자 스테이션을 포함한다. 상기 기지국은 그 호스트 DSP(231)를 통해 광역 네트워크(WAN)에 접속되어 요구된 임의의 데이터 서비스 및 인접 무선 시스템에 외부 접속을 제공할 수 있다. 공간 다이버시티를 지원하기 위해, 다수의 안테나(103), 예를 들어 4개의 안테나가 사용되지만, 다른 개수의 안테나가 사용될 수도 있다.
각각의 가입자 스테이션에 대한 한 세트의 공간 멀티플렉싱 가중치가 각각의 변조 신호에 인가되어 공간적으로 멀티플렉스된 신호들을 생성하며 이 신호들은 4개의 안테나의 뱅크에 의해 송신된다. 호스트 DSP(231)는 각각의 기존의 채널에 대 한 각각의 가입자 스테이션용 공간 시그너처를 생성하고 유지하며 수신된 신호 측정치를 사용하여 공간 멀티플렉싱 및 듀플렉싱 가중치를 계산한다. 이 방법으로, 현재의 액티브 가입자 스테이션으로부터의 신호들은 분리되고 간섭 및 노이즈는 억제되며, 상기 신호들 중 일부는 동일한 기존의 채널을 통해 액티브될 수 있다. 기지국으로부터 가입자 스테이션으로의 통신이 이루어질 때는, 현재의 액티브 가입자 스테이션 접속 및 간섭 상황에 맞추어진 최적의 멀티-로브 안테나 방사 패턴(optimized multi-lobe antenna radiation pattern)이 만들어진다. 이와 같은 공간적 지향 빔을 달성하기 위한 적절한 스마트 안테나 기술이 예를 들어, 오터스텐 등이 출원하여 1998년 10월 27일에 공개된 미국특허 제5,828,658호 및 로이 3세 등이 출원하여 1997년 6월 24일에 공개된 미국특허 제5,642,353호에 개시되어 있다.
안테나의 출력들은 듀플렉서 스위치(107)에 접속되며, 이 스위치는 본 TDD 시스템에서는 시간 스위치이다. 2 가지의 실현가능한 스위치(107)로는, 주파수 분할 듀플렉스(FDD) 시스템에 있어서의 주파수 듀플렉스와 시분할 듀플렉스(TDD) 시스템에 있어서의 시간 스위치를 들 수 있다. 수신 시에, 안테나 출력들은 스위치(107)를 통해 수신기(205)에 접속되며, 반송 주파수로부터 FM 중간 주파수("IF")로의 RF 수신기("RX") 모듈(205)에 의해 아날로그 방식으로 혼합된다. 그런 다음 이 신호는 아날로그/디지털 변환기들("ADC")(209)에 의해 디지털식으로 된다(샘플링된다). 신호의 실수부만이 샘플링된다. 기저대로의 최종적인 다운-변환은 디지털 방식으로 수행된다. 다운-변환 및 디지털 필터링을 수행하기 위해 디지 털 필터들이 사용될 수 있으며, 후자는 유한 임펄스 응답(FIR) 필터링 기술을 사용한다. 이것이 블록(213)으로서 도시되어 있다. 본 발명은 매우 다양한 RF 및 IF 반송 주파수 및 대역에 적합하도록 적응될 수 있다.
본 예에 있어서는, 수신 시간슬롯마다 하나씩 있는 각각의 안테나의 디지털 필터 장치(213)로부터의 4개의 다운-변환 출력이 존재한다. 네트워크 필요에 적합시키기 위해 특정 개수의 시간슬롯으로 변경할 수 있다. 본 예에서는 TDD 프레임마다 4개의 업링크 및 다운링크 시간슬롯을 사용하고 있지만, 프레임마다 업링크 및 다운링크에 3개의 시간슬롯으로도 원하는 결과가 또한 달성될 수 있다. 4개의 수신 시간슬롯 각각에 있어서, 4개의 안테나로부터의 4개의 다운-변환 출력이 추가의 프로세싱을 위해 디지털 신호 프로세서(DSP) 장치(217)에 제공되며, 상기 추가의 프로세싱은 본 발명에 따라 눈금측정(calibration)을 포함한다.
수신 시간슬롯마다 하나씩 있는 4개의 모토로라 DSP56303 DSP가 시간슬롯 프로세서로서 사용될 수 있다. 시간슬롯 프로세서(217)는 수신된 신호 전력을 모니터링하여 주파수 오프셋 및 시간 정렬(time alignment)을 추정한다. 시간슬롯 프로세서는 또한 각각의 안테나 소자에 대한 스마트 안테나 가중치들을 결정한다. 이 가중치들은 공간 다이버시티 액세스 방식에서 사용되어 특정한 원격 사용자로부터의 신호를 결정하고 그 결정된 신호를 복조한다.
시간슬롯 프로세서(217)의 출력은 복조되어 4개의 수신 시간슬롯 각각에 대한 버스트 데이터를 생성한다. 이 데이터는 호스트 DSP 프로세서(231)에 보내지며 이 호스트 DSP 프로세서의 주 기능은 시스템의 모든 소자들을 제어하고 고레벨의 프로세싱으로 인터페이스하는 것이며, 상기 프로세싱은 시스템의 통신 프로토콜에 정의된 모든 서로 다른 제어 및 서비스 통신 채널들에 있어서 통신에 무슨 신호들이 필요한지를 다루는 프로세싱이다. 호스트 DSP(231)는 모토로라 DSP56303이 될 수 있다. 부가해서, 시간슬롯 프로세서는 각각의 사용자 단말기에 대한 상기 결정된 수신 가중치들을 호스트 DSP(231)로 보낸다. 호스트 DSP(231)는 상태 및 타이밍 정보를 유지하고, 시간슬롯 프로세서(217)로부터 업링크 버스트 데이터를 수신하며, 시간슬롯 프로세서(217)를 프로그램한다. 부가해서, 호스트 DSP(231)는 해독하고, 디스크램블링하고, 에러 정정 코드를 검사하며, 업링크 신호들의 버스트를 분해하며, 그런 다음 기지국의 다른 부분들에서 고레벨의 프로세싱을 위해 송신될 업링크 신호들을 포맷한다. 기지국의 다른 부분들과 관련해서, 호스트 DSP(231)는 기지국에서의 추가의 높은 프로세싱을 위해 서비스 데이터 및 트래픽 데이터를 포맷하고, 그 기지국에서의 다른 부분들로부터의 다운링크 메시지 및 트래픽 데이터를 수신하며, 상기 다운링크 버스트를 프로세스하고 이 다운링크 버스트를 포맷하여 도면부호 237로 도시된 바와 같은 제어기/변조기로 송신한다. 호스트 DSP(231)는 또한 송신 제어기/변조기(237) 및 RF/타이밍 제어기(233)를 포함하는 기지국의 다른 성분들의 프로그래밍을 관리한다.
RF/타이밍 제어기(233)는 블록(245)으로 도시된 RF 시스템과 인터페이스하여 RF 시스템과 모뎀 모두에 의해 사용되는 한 세트의 타이밍 신호들을 또한 생성한다. RF/타이밍 제어기(233)는 전력 모니터링 및 제어값들을 판독하여 송신하고, 듀플렉서(107)를 제어하며 호스트 DSP(231)로부터 각각의 버스트에 대한 타이밍 파라 미터 및 다른 설정값들을 수신한다.
송신 제어기/변조기(237)는 상기 호스트 DSP(231)로부터 한 번에 4개의 심볼, 즉 송신 데이터를 수신한다. 송신 제어기는 이 데이터를 사용하여 RF 송신기(TX) 모듈(245)에 송신되는 아날로그 IF 출력들을 생성한다. 구체적으로, 호스트 DSP(231)로부터 수신된 송신 데이터는 합성 변조 신호로 변환되고, IF 주파수로 업-변환되고, 4배 오버-샘플링되며, 호스트 DSP(231)로부터 얻어진 송신 가중치들로 곱해진 다음, 송신 제어기/변조기(237)의 일부인 디지털/아날로그 변환기(DAC)에 의해 아날로그 송신 파형들로 변환된다. 이 아날로그 파형들은 송신 모듈(245)로 송신된다.
송신 모듈(245)은 신호들을 송신 주파수로 업-변환시켜 그 신호들을 증폭한다. 증폭된 송신 신호 출력들은 듀플렉서/시간 스위치(107)에 의해 안테나(103)로 송신된다.
사용자 단말기 구조
도 2는 데이터 또는 음성 통신을 제공하는 원격 단말기의 예시적인 성분 배열을 도시한다. 원격 단말기의 안테나(46)는 듀플렉서(46)에 접속되어 안테나(45)가 송수신 모두에 사용될 수 있다. 안테나는 전방향 또는 양방향 안테나가 될 수 있다. 최적의 성능을 위해, 상기 안테나는 복수 개의 소자들로 구성되어 기지국에 대해 상술한 바와 같은 공간 프로세싱을 적용할 수 있다. 대안의 실시예에서는, 개 별의 송수신 안테나가 사용되어 듀플렉서(46)가 필요 없게 된다. 또 다른 대안의 실시예에서는, 시분할 다이버시티가 사용되는 경우, 송신/수신(TR) 스위치가 당분야에 잘 알려진 바와 같이 듀플렉서 대신에 사용될 수 있다. 듀플렉서 출력(47)은 수신기(48)의 입력의 역할을 한다. 수신기(48)는 복조기(66)의 입력이 되는 다운-변환 신호(49)를 생성한다. 수신된 복조 사운드 또는 음성 신호(67)는 스피커(66)에 입력된다. 데이터 시스템에서, 상기 복조 신호는 CPU에 의해 프로세스되거나 다른 성분들(도시되지 않음)에 송신된다.
원격 단말기는 송신될 데이터나 음성이 변조기(57)에서 변조되는 대응하는 송신 체인을 갖는다. 변조기(57)에 의해 출력되어 송신되는 변조 신호(59)는 송신기(60)에서 업-변환되고 증폭되어 송신기 출력 신호(61)를 생성한다. 그런 다음 상기 송신기 출력 신호(61)는 듀플렉서(46)에 입력된 후 안테나(45)에 의해 송신된다.
변조(50) 전에 데이터가 수신될 때, 변조되어 수신되는 데이터(52)가 원격 단말기 중앙 처리 장치(68)(CPU)에 공급된다. 이 원격 단말기 CPU(68)는 모토로라 시리즈 56300 DSP(디지털 신호 프로세서)와 같은 표준 DSP로 실현될 수 있다. 이 DSP 역시 복조기(51) 및 변조기(57)의 기능들을 수행할 수 있다. 이 원격 단말기 CPU(68)는 라인(63)을 통해 수신기를, 라인(62)을 통해 송신기를, 라인(52)을 통해 복조기를, 그리고 라인(58)을 통해 변조기를 제어한다. 또한, 라인(54)을 통해 키보드(53)와 통신하고 라인(55)을 통해 디스플레이(56)와 통신한다. 마이크로폰(64)과 스피커(66)는 라인들(65 및 67)을 통해 변조기(57)와 복조기(51)에 각각 접속되 어 원격 단말기와 음성으로 통신한다. 다른 실시예에서, 마이크로폰과 스피커는 또한 CPU와도 직접 통신하여 음성이나 데이터 통신을 제공한다.
마이크로폰(64)으로부터 송신되는 원격 단말기의 음성 신호(65)는 변조기(57)에 입력된다. 송신될 트래픽 및 제어 데이터(58)가 원격 단말기의 CPU(68)에 의해 공급된다. 제어 데이터(58)는 등록, 세션 초기화 및 종료 동안 뿐만 아니라 보다 상세히 후술되는 바와 같은 세션 동안에 기지국으로 송신된다.
대안의 실시예에서, 스피커(66) 및 마이크로폰(64)은 당분야에 잘 알려진 디지털 인터페이스로 대체되거나 증강되는 바, 이 디지털 인터페이스는 외부 데이터 프로세싱 장치(예를 들어, 컴퓨터)와 데이터를 송수신할 수 있다. 일 실시예에서, 원격 단말기의 CPU는 PCMCIA 인터페이스와 같은 표준 디지털 인터페이스를 통해 외부 컴퓨터와 결합되며, 디스플레이, 키보드, 마이크로폰 및 스피커는 이 외부 컴퓨터의 일부이다. 원격 단말기의 CPU(68)는 디지털 인터페이스 및 상기 외부 컴퓨터의 제어기를 통해 이들 성분들과 통신한다. 데이터만의 통신에 있어서는, 키보드와 디스플레이가 필요하지 않을 수 있다.
방송 채널 (BCH)
일 실시예에서, 본 발명의 시스템은 기지국으로부터 모든 잠재적 사용자 단말기들에 버스트로서 송신되는 방송 채널 BCH에 의거하여 사용자 단말기 또는 원격 단말기마다 초기화된다. 트래픽 채널 버스트와는 달리 BCH 버스트는 사용자 단말기 가 있는 모든 방향으로, 즉 통상적으로 전방향으로(omidirectionally) 송신되지만, 특정한 빔 패턴은 네트워크에 의존할 것이다. BCH는 기지국과 사용자 단말기 사이에서 구성 요구 CR 및 구성 메시지 CM를 나중에 교환할 수 있기에 충분한 기본 정보를 통신한다. BCH는 또한 전반적인 주파수 오프셋 및 타이밍 갱신 정보를 모든 사용자 단말기에 제공한다.
아래의 표1은 BCH 버스트의 예의 콘텐트를 요약한 것이다.
지속기간 콘텐트
10 μsec 램핑-업(ramp-up)
272 μsec 주파수 정정 트레이닝 심볼들 f1, f2, ..., f136
256 μsec 타이밍 정정 트레이닝 심볼들 t1, t2, ..., t128
15 μsec 방송 프리앰블 r1, r2, ... r8
512 μsec 정보 심볼들 h'1, h'2, ... h'256
10 μsec 램핑-다운(ramp-down)
14 μsec 버스트간 경계 시간
표1
주파수 및 타이밍 정정 트레이닝 심볼들은 당분야에 잘 알려진 많은 방식 중 임의의 방식에 따라 설정될 수 있다. 이것들은 또한 동기화 시퀀스와 결합, 교환될 수 있거나, 또는 삭제될 수 있다.
변조되어 256 비트 시퀀스로 코딩되는 15 비트 방송 메시지로부터 방송 정보 심볼이 형성된다. 심볼의 수뿐만 아니라 송신된 비트들의 구성 및 시퀀스는 매우 다양한 애플리케이션에 적합하도록 가변될 수 있다. 방송 채널 정보 심볼은 사용자 단말기가 기지국에 구성 메시지를 요구하는데 필요한 정보이다.
각각의 방송 메시지는 아래의 표2에 도시된 정보에 따라 방송 버스트로 매핑된다.
방송 메시지
필드 비트의 #
BStxPwr 5
BSCC 7
BSload 3
Total 15
표2
BStxPwr은 방송 메시지의 유효 등방성 방출 전력이다. 이 수치는 기지국에서 이용가능한 증폭기와 다이버시티 안테나의 수를 고려하여 기지국에 의해 송신되는 전력을 나타낸다.
BSCC는 업링크 버스트에 대한 트레이닝 데이터를 선택하고 다른 기지국들의 방송들을 구별하기 위해 사용자 단말기가 사용하는 기지국 색상 코드(base station color code)이다.
BSload는 기지국에 있는 사용되지 않은 용량을 나타낸다.
일 실시예에서, 네트워크는 공간 분할 다중 액세스 기술 및 특히 스마트 안테나 어레이 신호 프로세싱에 관하여 최대의 이점을 취하도록 설계된다. 극단적으로 고밀도인 주파수 재사용 패턴으로 신뢰성 있는 공간 채널들을 유지하는 데 도움을 주기 위해, 네트워크는 업링크 송신 및 다운링크 송신이 항상 동일한 주파수 상에 있는 시분할 듀플렉스 TDMA를 사용한다. 부가해서, 많은 사용자 단말기들은 단일 안테나이고 BCH를 제외한, 전방향으로 송수신하므로, 업링크 버스트는 항상 다운링크 버스트가 송신될 필요가 있기 전에 수신된다. 이로 인해 다운링크 버스트는 보다 정확하게 공간적으로 지향할 수 있다. 업링크 트레이닝 시퀀스가 모든 업링크 버스트에 매립되어 있어서 공간 채널과 주파수의 어떠한 비상관성(decorrelation) 에도 불구하고 고속 주파수 호핑(fast frequency hopping)을 적절하게 가능하게 한다.
주파수 호핑 시퀀스는 당분야에 잘 알려진 많은 다양한 시퀀스 중 임의의 시퀀스가 될 수 있다. 일 실시예에서, 주파수 호핑 방식의 파라미터는 초기에는 사용자에게 알려져 있지 않다. 이것은 네트워크의 유연성을 최대로 하여 사용자 단말기의 유연성을 증가시킨다. 이하에 설명될 바와 같이, 주파수 호핑 파라미터는 CM 버스트로 사용자에게 송신된다.
일 실시예에서, BCH 채널은 무선 통신 시스템에 있어서 모든 기지국에 의해 공유된다. 7 비트 BSCC를 사용하면, 128개까지의 기지국이 수용될 수 있다. BCH는 반복 프레임을 갖는 시분할 듀플렉스 채널의 일부이다. BCH를 포함하는 채널은 업링크 및 다운링크에 사용되는 단일 RF 반송 주파수이다. 높은 노이즈 환경이나 주변 여건이 소란스러운 경우, BCH는 미리 정해진 방식에 따라 주파수를 호핑할 수 있거나 몇몇 서로 다른 주파수로 반복될 수 있다. 상기 반복 프레임은 아래의 표3에서 보여지는 바와 같이, BS1 등의 레이블이 붙은 각각의 기지국에 대한 다운링크 BCH를 포함한다. 그 다음 프레임은 CR1 등의 레이블이 붙은 업링크 구성 요구 CR과, CM1 등의 레이블이 붙은 다운링크 구성 메시지 CM을 포함한다. 각각의 프레임은 또한 아래에 비워 있는 박스로 보여지는, 한 세트의 보류 슬롯들도 포함한다. 이러한 슬롯들은 데이터 트래픽을 위해 사용될 수 있으며, 방송 채널도 또한 데이터 트래픽을 위해 사용되는 경우에는 다른 제어 메시지를 위해 사용되거나 네트워크 내의 다른 채널들과의 간섭을 줄이기 위해 보류된다. 일 실시예에서, 다른 트래 픽 채널들은 BCH를 중심으로 또는 BCH를 통해 주파수를 호핑한다. 프레임들은 기지국1 내지 기지국128 각각에 대해 반복되어, 이하 상세히 설명될 바와 같이, 수퍼프레임을 형성한다. 마지막 CM, CM128 후에 수퍼프레임은 반복되는 바, 그 다음 수퍼프레임에서 다시 시작하여 기지국1에 대해 BCH로 다시 시작한다.
업링크 다운링크
수퍼프레임 1 프레임1 BS1
프레임2 CR1 CM1
프레임3 BS2
프레임4 CR2 CM2
... ... ...
프레임255 BS128
프레임256 CR128 CM128
수퍼프레임 2 프레임1 BS1
프레임2 CR1 CM1
... ...
표3
다른 실시예에서, BCH는 그 자신의 채널 상에 있고 CR 및 CM은 개별의 제어 채널 상에 있다. 대안적으로, 하나의 BCH는 일정 주파수로 제공될 수 있으며 제2 BCH는 호핑 주파수를 갖는 다른 채널 상에 제공될 수 있다. 호핑 채널은 CM에 개시되어 있다.
등록
본 발명의 일실시예에서, 사용자 단말기가 기지국에 등록하고자 할 때 하나의 세션이 시작한다. 사용자 단말기는 기지국에 대한 방향 및 거리(또는 범위)와 관련해서 최선의 기지국에 대한 그 관련 지식 없이 이를 행한다. 그러므로, 사용자 단말기(UT 또는 원격 단말기 또는 가입자 스테이션)가 구성 요구(CR) 버스트를 이용해서 등록을 요구할 때, 기지국은 큰 타이밍 불확실성 및 미지의 공간 파라미터 또는 가중치를 이 기지국으로부터의 이전 타이밍 지령을 이미 활용하고 있는 트래픽 버스트와 비교하면서 사용자 단말기로부터의 송신을 수신한다.
등록 전에, 몇몇 사용자 단말기는 동일한 시간슬롯 동안 CR 버스를 송신하여 동일한 기지국에 등록할 수 있다. 서로 다른 기지국에 송신되는 CR 버스트 역시 수신될 수 있다. 기지국은 공간 프로세싱 및 다수의 안테나를 이용해서 이러한 요구들을 해결한다. 다수의 안테나 측정치를 조합함으로써(빔포밍(beamforming)을 수행함으로써), 기지국은 신호들간의 간섭을 최소화하고 각각의 수신된 버스트의 신호 대 잡음비(SNR)를 최대화한다.
빔포밍은 다양한 방식으로 수행될 수 있다. 일 실시예에서는, 트레이닝 시퀀스가 최소 제곱 비용 함수(least-square cost function)와 함께 사용되어 빔포머(beamformer)에 대한 가중치를 결정한다. 이에 의해 신호들이 원하는 대로 또는 원하지 않는 대로 분류될 수 있다. 트레이닝 시퀀스에 기반을 둔 방식은 CR 버스트의 타이밍 및 주파수 오프셋의 추정치를 사용한다. 이 추정치 작업은 각각의 타이밍 및 주파수 가설(frequency hypothesis)에 대한 최소 제곱 비용을 결정함으로써 수행될 수 있다. 이것은 대량의 컴퓨팅 자원을 요구한다. 특별한 시퀀스 설계, 및 전체적인 타이밍 불확실성 범위에 걸친 탐색을 필요로 하지 않는 빔포밍 알고리즘을 사용하면 전체적인 탐색에 대한 컴퓨팅 부하를 경감시킬 수 있다. 일 실시예에서, CR 버스트는 높은 타이밍 부정확성을 가지고 있기 때문에, 주기적인 트 레이닝 시퀀스가 CR 버스트에만 전용된다.
구성 요구 버스트 구조
구성 요구(CR) 버스트는 BT(기지국)과의 통신 또는 등록을 초기화하기 위해 UT(사용자 단말기)에 의해 송신된다. 이 CR 버스트는 (다수의) BCH(방송 채널) 버스트를 청취함으로써 시스템에 관한 정보를 수집한 후 송신된다. CR 버스트는 사용자 단말기로부터 기지국으로의 최초의 통신이며, 그러므로 사용자 단말기는 그 선택된 기지국의 그 범위에 관한 어떠한 정보도 가지고 있지 않다. 따라서, 그 중에서도 타이밍, 범위 및 공간 프로세싱 가중치는 모두 기지국에 알려져 있지 않다.
구성 요구 버스트는 표4에 목록화되어 있는 수 개의 필드로 구성되어 있다. 지속기간은 마이크로초를 단위로 해서 기재되어 있다. 일 실시예에서, 심볼 주기는 2 마이크로초이다.
지속기간 콘텐트
10 μsec 램핑-업(ramp-up)
240 μsec 트레이닝 심볼들 a1, a2, ..., a130
164 μsec 정보 심볼들 h1, h2, ..., h82
10 μsec 램핑-다운(ramp-down)
106 μsec 여분의 경계 시간
15 μsec 버스트간 경계 시간
표4
트레이닝 심볼들은 신호가 정확하게 수신되고 사용자 단말기가 등록되기 전에 그리고 시스템에 관한 어떠한 지식을 수신하기 전에 복조될 수 있도록 하기 위해 240 마이크로초를 할당받는다. 트레이닝 심볼들에 대해서는 상세히 후술된다.
82개의 정보 심볼들이 예를 들어 포워드 에러 정정 코딩을 사용하여 구성 요구 메시지로부터 구성된다. 본 실시예에서, CR 버스트는 송신된 파형의 피크 대 평균 비율(peak-to-average ratio)을 감소시키기 위해 π/2-BPSK 변조를 사용하여 변조된다.
현재의 CR 버스트의 정보 심볼들은 아래의 표5에 보여지는 바와 같이 매핑된다. 아래에 목록화된 항목들 중 어느 항목이라도 삭제될 수 있으며 등록 주기 후에 또는 송신될 수 있거나, 시스템의 필요에 따라 전혀 송신되지 않을 수도 있다. CR은, 가까운 기지국으로 송신되는 CR들과 약간의 간섭이 있을지라도 BSCC의 복조 포획 효과(demodulation capture effect)로 어떠한 충돌도 회피할 수 있게 하는 BSCC의 함수에 의해 스크램블링된다. 일 실시예에서, 상기 스크램블링은 인코딩된 비트 시퀀스를 취하고 선형 피드백 시프트 레지스터의 출력과의 익스클루시브 OR을 행함으로써 수행된다.
구성 요구 메시지
필드 비트의 수
식별 8
utClass 4
txpwr 5
총합 17
표5
식별은 동시적인 메시지들을 다수의 사용자 단말기들과 구별하는 각각의 사용자 단말기에 대한 한 세트의 고유 랜덤 비트이다. 랜덤니스(randomness) 및 대량의 비트로 인해, 2개의 사용자 단말기가 동일한 식별 코드를 동시에 선택할 가능성은 없다.
rtClass는 사용자 단말기 성능을 식별한다(최고의 변조 등급, 주파수 호핑 성능 등). 이 시퀀스는 CR을 송신한 사용자 단말기의 유형을 식별한다. 팜탑 디지털 보조 단말 장치는 고정의 전용 안테나를 갖고 있으며 데스크탑 컴퓨터와는 다른 성능을 가질 수 있다. utClass에 의해, 서로 다른 성능들이 구별될 수 있다.
txPwr은 사용자 단말기가 구성 요구 버스트를 송신하기 위해 사용하는 전력을 나타낸다. 예를 들어, 사용자 단말기 전력 = (2 txPwr - 30) dBm 이다.
CR 버스트는 다운링크 BCH 버스트의 수신 후에, 예를 들어 정확하게 2265μsec의 제어 반송파를 통해 송신된다. 이 방법으로, 다른 초기화되지 않은 사용자 단말기는 주파수 호핑 시퀀스 파라미터에 관한 어떠한 지식 없이도 CR을 송신할 수 있다. 전술한 바와 같이, 사용자 단말기에서 기지국까지의 미지의 움직임 시간(time-of-flight)을 허용하기 위해 CR 버스트는 표준 업링크 시간슬롯보다 짧으며 통상적으로 업링크 시간슬롯 수신 윈도우에 늦게 도착한다.
구성 메시지 버스트 구조
아래의 표6은 예시적인 구성 메시지 버스트의 콘텐트를 요약한 것이다. 494개의 정보 심볼들이 변조 및 코딩을 이용해서 구성 메시지로부터 구성된다.
지속기간 콘텐트
10 μsec 램핑-업(ramp-up)
68 μsec 트레이닝 심볼들 a1, a2, ..., a130
988 μsec 정보 심볼들 h1, h2, ..., h494
10 μsec 램핑-다운(ramp-down)
15 μsec 버스트간 경계 시간
표6
구성 메시지 CM 버스트는 CR이 대응하는 업링크 시간슬롯을 통해 수신될 때마다, 다운링크 BCH 버스트의 송신 후에 예를 들어 정확하게 5msec의 BCH 반송파를 통해 송신된다. 이 타이밍을 사용하면, CM은 요구 사용자 단말기로 향해진다. CM도 또한 공간 시그너처(spatial signature), 예를 들어 업링크 CR의 DOA(도착 방향) 및 TOA(도착 시간)와 같은 파라미터들의 분석에 기초하여 공간적으로 지향된 신호로 송신된다. CM은 BCH 반송파를 통해, 즉 BCH와의 고정 시간 오프셋으로 송신되기 때문에, 다른 초기화되지 않은 사용자 단말기는 주파수 호핑 시퀀스 파라미터들에 관한 어떠한 지식 없이도 CM을 수신할 수 있다. CR은 CR에 응답하여 무엇보다도, AFN(절대 프레임 수(absolute frame number)), 큰 타이밍 진행-조정 동적 범위(large timing-advance adjustment dynamic range), 조대 전력 제어(coarser power control), 및 다양한 액세스 제어 파라미터를 포함한다. 아래의 표7은 CM 버스트의 콘텐트를 요약한 것이다. 아래에 목록화된 항목들 중 어느 것이라도 삭제될 수 있으며 등록 주기 후에 또는 송신될 수 있거나, 시스템의 필요에 따라 전혀 송신되지 않을 수도 있다.
구성 메시지
필드 비트의 수
식별 8
pwrCtrl 4
timingAdjust 7
AFN 10
carrierMask 16
racarrierMask 16
raslotMask 3
raDec 3
호핑 1
총합 70
표7
상기 심볼 세트의 의미는 다음과 같다.
식별: CR에 있어서 사용자 단말기에 의해 송신되는 랜덤 식별.
pwrCtrl: 사용자 단말기가 추가의 파라미터 요구 버스트 및 랜덤 액세스 버스트에 인가해야 하는 전력 오프셋: 오프셋 = (2·pwrCtrl - 16)dB.
timingAdjust: 사용자 단말기가 추가의 랜덤 액세스 버스트에 인가해야 하는 타이밍 진행: 타이밍 진행 = timingAdjust μs.
AFN: 10 최하위 비트의 절대 프레임 수.
carrierMask: 트래픽 채널을 포함하는 반송파의 비트맵.
racarrierMask: 랜덤 액세스 채널을 포함하는 반송파의 비트맵(최하위 비트는 반송파 0이다).
raslotMask: 랜덤 액세스 채널을 포함하는 슬롯의 비트맵(최하위 비트는 슬롯1이다). 랜덤 액세스 채널은 racarrierMask 및 raslotMask 모두가 비제로(nonzero)인 경우에 발생한다.
raDec: 랜덤 액세스 채널에 이용가능한 AFN.
호핑: 값이 1이면, 물리적 반송파와 논리적 반송파간의 관계가 각각의 프레임을 호핑한다.
트래픽 채널 버스트 구조
일 실시예에서, 사용자 단말기는 기지국과 관계를 형성하여, 등록 및 세션을 요청한다. 이 등록은 BCH를 청취함으로써 시작하고 핸드오버, 타임아웃, 또는 접속단절에 의해 종료한다. 등록의 제1 단계는 CR(구성 요구) 버스트를 송신하고 CM(구성 메시지) 버스트를 수신함으로써 사용자 단말기에 의해 성립된다. 전술한 바와 같이, CM은 호핑 시퀀스 계산 파라미터와 같은 기본적인 구성 파라미터들을 포함한다. CM으로부터의 정보를 사용하여, 사용자 단말기는 인증되지 않은 등록 스트림(unauthenticated registration stream)을 개방한다. 등록 스트림 동안, 식별 및 성능이 교환되고, 연산 파라미터들이 설정되며, RID(등록 식별기(registration Identifier)) 및 PID(페이징 식별기(Paging Identifier))가 할당된다. 나중에, 스트림들이 생성되어 이 RID 또는 PID 및 연산 파라미터에 부착될 수 있다. 본 명세서에서는 등록에 관한 상세한 설명을 하지 않는다. 많은 다른 등록 시나리오 역시 본 발명의 범주 내에서 가능하다.
CM은 사용자 단말기가 기지국과의 거리 및 RF 경로-손실을 습득하고, 그 타이밍 진행을 정정하고, 그 전력 제어를 조정하며, 주파수 호핑의 파라미터(예를 들면, 프레임 넘버링 및 BSCC)를 습득하기 위한 정보를 충분히 포함한다. CM으로부터 의 이 정보에 기초하여, 사용자 단말기는 송신할 데이터를 가지고 있을 때, 세션을 개시하여 RA-rreq(랜덤 액세스-등록요구(Random Access-registration request))를 개시할 수 있다. 자원을 사용할 수 있다면, 기지국은 사용자 단말기에 AA-reg-ack(액세스 할당-등록-승인(Access Assignment-registration-acknowledgment))을 송신하고 트래픽 채널을 등록 프로세스에 할당한다. 기지국과 사용자 단말기는 이러한 설정된 스트림 상에서의 암호키를 포함하는 다양한 액세스 제어 파라미터를 교환한다. 마지막으로, RID와 PID가 할당된다. RID와 PID를 사용하여, 사용자 단말기는 TCH를 통해 데이터 패킷들을 송수신하는 보안 스트림을 설정할 수 있다.
공간 다이버시티 무선 통신 시스템에서, 본 발명에 의하면 트래픽 채널(TCH)을 통한 통신은 상당히 정확한 타이밍, 주파수 및 공간 다이버시티 파라미터로 개시될 수 있다. 보다 정확한 파라미터로 개시함으로써 몇몇 프레임을 사용하는 부가적인 잠재를 회피하여 채널 정보를 점차적으로 결정한다. 일 실시예에서, 사용자 단말기는 단일 안테나를 사용하여 전반향으로 송신하고 기지국은 공간 다이버시티 안테나들을 사용하여 공간 다이버시티 파라미터들의 사용을 송수신한다. 이에 의해 예를 들어 서로 다른 장소에서 동일한 채널을 통해 송신되는 신호들이 분석될 수 있어서 기지국은 서로 다른 사용자 단말기들에 서로 다른 신호들을 단일의 주파수로 송신할 수 있다. 등록 프로세스는 기지국이 한 세트의 정확한 타이밍, 주파수, 및 임의의 페이지를 송신하기 위한 공간 파라미터들을 전개시키기에 충분한 시그널링을 포함한다. 그렇지만, 일 실시예에서는, 사용자 단말기가 등록후 이동하였거나 무선 채널 조건이 변화한 경우에 페이지가 모든 방향으로 송신된다. 부가해서, 전 술한 바와 같이, 업링크 랜덤 액세스 버스트 역시 상당히 긴 트레이닝 시퀀스를 가진다. 이에 의해 사용자 단말기가 이동하였거나 채널이 변화한 경우에 기지국은 이전의 공간 프로세싱 파라미터들을 개량할 수 있다.
트래픽 채널(TCH) 버스트는 트래픽 채널로 트래픽을 송신하기 위해 사용자 단말기나 기지국에 의해 송신된다. 일 실시예에서, TCH 버스트는 송신할 데이터가 없을 때는 타이밍 및 공간 파라미터를 유지하기 위해 아이들 비트들을 이용해서 송신된다. 이것은, CR 및 CM이 교환된 후, 등록 후 및 스트림이 데이터 트래픽용 할당 채널 상에서 개방된 후에 송신된다. 따라서, 타이밍 및 주파수 오프셋, 뿐만 아니라 공간 시그너처는 이미 상당히 잘 설정되어 있다. 일 실시예에서, 플러스 또는 마이너스 2개 심볼 시간보다 작은 것으로 공지되어 있다.
TCH 버스트는 표8에 목록화되어 있는 수 개의 필드로 구성된다. 지속기간은 마이크로초 단위로 표시된다. 일 실시예에서, 심볼 주기는 2 마이크로초이며 업링크 및 다운링크 버스트는 아래에 보여지는 바와 같이 다르다. 대안적으로, 버스트는 업링크 및 다운링크 버스트가 동일한 구조를 가지도록 구성될 수 있다. 네트워크 역시 업링크 및 다운링크가 정의될 수 없도록 피어의 네트워크(a network of peers)가 될 수 있다.
업링크 지속기간 다운링크 지속기간 콘텐트
10μsec 10μsec 램핑-업(ramp-up)
146μsec 68μsec 트레이닝 심볼들(73, 74)
364μsec 988μsec 정보 심볼들(182, 494)
10μsec 10μsec 램핑-다운
15μsec 14μsec 버스트간 경계시간
표8 트래픽 채널(TCH) 버스트 필드
트레이닝 심볼들에는 73 또는 34 심볼들에 대응하는 146 또는 68 마이크로초가 할당되어, 단말기간의 어떠한 표류(drift)나 이동이 있는 경우에 신호가 보다 정확하게 수신 및 변조될 수 있다. 트레이닝 심볼들에 대해서는 이하에 보다 상세히 설명한다.
364 또는 494 정보 심볼들은 송신 데이터 버퍼에 의해 구성된다. 본 실시예에서, TCH 버스트는 다양한 방식으로 변조되어 시스템의 데이터 성능을 증가시킬 수 있다.
트레이닝 시퀀스
TCH 버스트에 있어서, 타이밍 및 주파수 오프셋은 CR 및 CM의 사전 교환 및 등록에 의해 이미 상당히 잘 알려져 있다. 그 결과, 트레이닝 시퀀스는 보다 단순해질 수 있다. 업링크 버스트에 있어서, 트레이닝 시퀀스 심볼들은 BSCC 및 기지국에 의해 사용자 단말기에 할당되는 값에 기초하여 사용자 단말기에 의해 선택된다. 이에 의해 서로 다른 사용자 단말기들로부터의 버스트들이 서로 식별되어 구별될 수 있게 된다. 대안적으로, 코어 시퀀스(core sequence)가 일련 번호, 제조 번호, ID 번호 또는 사용자 단말기의 다른 저장된 번호에 기초하여 선택될 수 있다. 일 실시예에서, 트레이닝 시퀀스는 3개 부분, 즉 5 심볼 접두부(prefix), 63 심볼 코어(core), 및 5 심볼 접미부(suffix)를 갖는다. 상기 접두부는 상기 코어의 최종 5 심볼들로 이루어져 있고 상기 접두부는 상기 코어의 최초 5 심볼들로 이루어져 있 다. 다운링크 트레이닝 시퀀스는 유사하게 구성되지만 총 34 심볼 중에서 24 심볼 코어만을 갖는다. 상기 트레이닝 시퀀스에 대한 특정한 길이 및 심볼 세트는 본 발명에서는 중요하지 않으며, 그 시퀀스는 공지되어 있다. 상기 트레이닝 시퀀스를 위한 많은 다른 구성이 가능하다. 마찬가지로, 업링크 시퀀스와 다운링크 시퀀스를 구별할 필요가 없다. 그렇지만, 설명의 간략화를 위해, 본 발명에서는 전술한 바와 같은 73 심볼 업링크 트레이닝 시퀀스를 예로 들어 설명한다.
사용에 있어서는, 룩-업 테이블을 사용해서 특정한 시퀀스가 통상적으로 발생된다. 룩-업 테이블 내의 값들은 자동상관, 교차상관, 주기성 및 유사 속성들에 기초하여 선택된다. 자동상관 및 교차상관 상에서의 범위(bounds)는 이러한 시퀀스의 지연된 버전의 최소 제곱 빔포머(a least square beamformer)와 부분적으로 상관되지 않게 나타나게 하며, 상기 빔포머는 상기 시퀀스의 지연된 버전을 분석한다.
TCH 버스트 분석
본 애플리케이션에서는, 볼드체의 텍스트(boldface text)를 사용하여 벡터를 나타내고 정상 텍스트를 사용하여 스칼러를 나타낸다. 완전한 CR 버스트 트레이닝 시퀀스는 63 심볼 x1, x2, ... x63으로 구성되는 코어 주기 시퀀스 x로 구성된다. 5개의 접두부 심볼들이 선행하여 5개의 접미부 심볼들이 뒤를 잇는다. 타이밍은 통 상적으로 플러스 또는 마이너스 2 심볼로 공지되어 있기 때문에 4-심볼 빔포머 분석 윈도우가 그 수신된 트레이닝 시퀀스를 분석하는 데 사용된다. 5 심볼 접두부 및 접미부는 어떠한 63-심볼 샘플이라도 트레이닝 시퀀스 내에 있게 되도록 한다. 접미부는 코어 시퀀스의 최초 5 심볼을 포함하고 접두부는 코어 시퀀스의 최후 5 심볼을 포함하기 때문에, 윈도우가 앞뒤로 5 심볼까지 시프트될지라도 그 코어 시퀀스의 전체 63 심볼은 임의의 63-심볼 샘플 내에 있게 될 것이다.
도 3은 본 발명의 하나 이상의 실시예를 따라 TCH 버스트를 분석하는 흐름도를 도시한다. TCH 버스트는 안테나 어레이에 수신되고(602) 빔포머가 분석 윈도우를 카버하는 주기 동안 복수의 안테나로부터의 측정치가 저장된다(604). 그런 다음, 4 심볼의 분석 윈도우에서 각각의 타이밍 가설에 대한 최소 제곱(LS) 에러의 최소치를 생성하는 빔포밍 가중치가 결정된다. 최소 제곱 에러 결과는 조대 상대적 타이밍 가설(606)을 찾는 데 사용된다. 이러한 타이밍을 찾는 것은 심볼 타이밍에 대한 조대 탐색을 수행하는 것과 후속의 탐색을 수행하는 것을 포함한다(608).
그런 다음 상기 상대적 타이밍을 사용해서 가중 벡터를 결정한다(610). 이 가중 벡터를 상기 저장된 측정치에 인가해서 상기 측정치를 각각의 안테나 채널로부터 단일 채널로 변환시킨다(612). 그런 다음, 이 단일 채널을 분석하여 원하는 신호의 미세 타이밍을 결정하고(614) 주파수 오프셋을 결정한다(616). 이와 같은 새로운 결정에 의해, 제2 단일 채널을 생성한다(620). 이러한 새로운 단일 채널에 의해, TCH 버스트가 변조되고 판독된다(622).
이 프로세싱 구조는 원하는 신호를 수신하는 데 사용되는 정확한 빔포머 가 중치를 생성할 수 있다.
상대적 타이밍에 대한 조대 탐색
TCH 버스트가 어레이의 안테나마다 수신된 후(602) 신호들이 저장된다(604). 시스템은 상기 저장된 측정치에 기초하여 상대적 타이밍을 결정하는 것을 진행할 수 있다(606). 일 실시예에서, 이 프로세스는 공분산 행렬 계산법(covariance matrix computation)과 코레스키 분해법(Cholesky decompostion)을 이용해서 행해진다.
63 심볼의 빔포밍 분석 윈도우 내에 있는 측정치들에 있어서 (코어 시퀀스는) 측정치들이 심볼 레이트의 1.5배로 수집되는 것으로 가정한다. 이 예에서, 탐색 윈도우는 지속기간이 4 심볼이고 이는 타이밍 불확실성을 수용하는 데 사용된다. 다음, 변수인 coreSnapPoint는 빔포머 분석 윈도우 내에 있는 최초 스냅샷(snapshot)을 가리키고, (r)t는 (기지국 시간과 관련해서) TCH 버스트의 후에 시간 t 초에서 수집된 스냅샷(측정치 벡터)을 나타내는 것으로 가정한다. 공분산 행렬 R은 다음과 같이 추정될 수 있으며, 단 TBAW는 빔포밍 분석 윈도우의 시간 이다.
Figure 112003039593477-pct00001
공분산 행렬 R을 계산한 후, 행렬 L은 다음과 같이 될 수 있다.
R = L L H
L을 R의 코울스키 인자(Cholesky factor)라 한다.
일 실시예에서, 빔포밍 탐색 윈도우의 4 심볼을 걸친 코어 트레이닝 시퀀스의 최초 심볼의 위치는 2/3 심볼들로 이루어진 탐색 스텝(search step)을 갖춘 최소 제곱법 프로세서를 사용하여 탐색된다. 이에 의해 최초 심볼의 6개의 가능성 있는 위치, 즉 6개의 가설이 생기고 이에 따라 6 최소 제곱(LS) 에러 계산이 생긴다. 벡터 coarseSearchGrid는 제로의 명목상의 타이밍을 중심으로 만들어진 각각의 2/3 심볼 증가에 대한 지연 가설값을 포함한다. (여기서 사용되는 단위는 심볼 주기이다.)
coarseSearchGrid = [-5/3, -1, -1/3, 1/3, 1, 5/3]이며, 이것은 6개의 가설에 대한 지연값들을 포함한다.
각각의 지연 가설, k(1≤k≤6)에 있어서, 다음과 같은 계산이 수행된다.
각각의 가설에 대한 교차-상관 벡터 p k 의 계산:
Figure 112003039593477-pct00002
여기서 r(t)는 수신된 신호 샘플이고 d(t)는 원하는 신호의 샘플이다. 상기 원하는 신호 샘플은 심볼 레이트의 24배로 과샘플링(over-sampled)된 채로 이용가능한 것으로 가정된다. 값 τk는 k번째 가설에 대한 가정된 지연이며, 즉 τk = coarseSearchGrid(k)이다.
역 대입(back subsitution): 상기 결과적인 벡터 p k 를 각각의 가설 k에 대한 가벡터(interim vector) x k 를 풀기 위해 인가한다(단, L은 전술한 바와 같은 코울스키 인자):
Lx k = p k
그러면 각각의 가설에 대해 적합한 최소 제곱법(LS)이 계산된다:
Figure 112003039593477-pct00003
도 4는 수직축(702) 상의 LS 비용 함수를 수평축(704) 상의 6개의 가설에 대한 시간 지연 τ의 함수로서 도시하고 있다. 수평축은 심볼 레이트의 1.5배의 샘플링 레이트와 일치하는 2/3의 심볼 시간의 단위로 표시되어 있다. 조대 탐색 시간 지연 추정(706)이 τ = -1/3로 도 4에 도시되어 있다. 지연은 TCH 버스트가 도착할 것으로 예상되는 명목 시간과 관련해서 측정된다는 것에 유념하라. 이 명목 시간을 coreSnapPoint라 한다.
후속의 탐색
상대적 타이밍의 조대 결정이 이루어지면(606), 후속의 타이밍 탐색이 수행된다(608). 이 탐색은 하나 이상의 LS 에러 계산을 갖는다. 이 계산의 결과를 조대 탐색으로부터의 최상의 LS 에러와 비교할 수 있다.
조대 탐색으로부터의 LS 에러 벡터 fk 의 종점(endpoint)을 강제로 매우 크게 되도록 한다. 이 방법으로, 최소값이 범위의 한쪽 끝에 있는 경우, 그 다음의 가장 가까운 값이 6개의 추정치 중 하나가 될 것이다.
조대 탐색에 있어서, 다음의 8차원 벡터가 형성된다:
updatedLSValues = [f 6 , f 1 , f 2 , f 3 , f 4 , f 5 , f 6 , f 1 ]
및
updatedCoarseSearchGrid = [-5/3, -1, -1/3, 1/3, 1, 5/3]
(현재 목록의) f3(τ= -1/3)의 가설은 f3＜f2＜f4이기 때문에 조대 탐색 과정에 의해 선택된 것으로 가정한다. 후속의 탐색 과정에서, LS 에러는 τ= -2/3에 대해 계산되는 데, 그 이유는 이것이 f2(τ= -)와 f3(τ= -1/3)에 대응하는 지연들 사이에서 그 범위의 중간지점을 형성하기 때문이다. 이것이 도 5에 그래픽식으로 도시되어 있다.
도 5는 LS 비용 함수(802)를 6개의 가설의 함수(804)로서 도시하고 있으며 여기서 시간 도메인이 심볼 레이트의 1.5배의 레이트로 다시 샘플링된다. 선택된 최상의 케이스 조대 탐색 시간 지연 추정(806)은 τ= -1/3 심볼이다. 부가적인 가설 테스트를 행한 후, 최소 제곱 에러의 최소치에 대응하는 가설(7개의 가설 중 하나)을 다시 가려낸다. 이 예에서, τ0= -2/3가 이것을 완수하는 지연값이다(808).
빔포밍 가중치
후속의 탐색 후, 심볼 주기의 1/3 내에 있는 상태 타이밍 지연 τ를 결정하면(608), 원하는 신호를 추출하기 위해 가중 벡터 w0를 다음과 같이 다시 계산한다:
최상의 가설에 대한 교차-상관 벡터 p 0 를 사용하면:
Figure 112003039593477-pct00004

대응하는 가벡터 x 0 :
Lx 0 = p 0
가중치는 다음과 같은 역 대입을 해결함으로써 계산될 수 있다:
L H w 0 = p 0
이미 f(τ0)로 될 것으로 결정된 결과적인 LS 에러를 이용하면:
Figure 112003039593477-pct00005

빔포밍 연산에 의해 g(t)로 명명될 단일 채널 측정치가 생기며 다음과 같이 정된다:
g(t) = w 0 H r(t)
주파수 추정(탐색)은 아직 수행되지 않았다는 것에 유념하라. 이것은 탐색을 단일 치수, 즉 시간-지연으로 감소시킨다. 주파수 탐색은 빔포밍 분석 윈도우의 지속기간, 수신된 신호에서 예상되는 최대 주파수 편차 및 빔포머의 출력에서의 목표 SNR 레벨로 인해 회피될 수 있다. 빔포머 분석 윈도우가 주파수 오프셋을 무시할 수 있을 정도로 충분히 짧을 때는, 원하는 신호 불일치(mismatch)에 의해 성능이 저하되지 않는다. 게다가, (완전한 공분산 행렬 및 스티어링 벡터(steering vector)를 알고 있는) MSE 빔포머를 사용하여도 SNR을 고레벨(5dB 이상)로 향상시킬 수 없는 무능력으로 인해 실제의 빔포머는 원하는 신호에서의 불완전성(예를 들어 주파수 오프셋)을 알 수 없게 된다. 일 실시예에서, TCH 버스트 페이로드(payload)는 0 dB 와 20 dB 사이의 SNR로 동작한다. 게다가, 주파수의 단일 채널 추정 및 뒤를 잇는 미세 타이밍은 보다 적은 수의 계산으로 이러한 SNR 문제를 경감시킨다.
미세 타이밍 추정기
조대 탐색 및 후속의 탐색은 시간 지연에 심볼 레이트의 3배의 유효 레이트를 제공한다. 타이밍 분석을 향상시켜 상기 페이로드를 보다 우수하게 복조할 수 있다. 중대한 심볼간 간섭으로 인해 최악의 경우의 타이밍 이벤트(타이밍 에러의 1/6 심볼 주기)를 예상할 수 있다. 미세 타이밍을 추정하기 위해(614), 오에더-메이어 블라인드 타이밍 추정기(Oerder-Meyr blind timing estimator)가 사용될 수 있다. 이 추정기는 송신된 심볼들 관한 어떠한 지식도 가정하지 않는다는 점에서 맹목적이다. 그러므로, 이 추정기는 주파수 오프셋 에러에 민감하지 않다. 오에더-메이어 추정기는 다음과 같이 사용될 수 있다.
먼저, 내삽 필터를 사용하여 g(t)를 (심볼 레이트의 1.5배로부터) 심볼 레이트의 3배로 내삽하고, 출력 gi(t)를 불러낸다. 측정 프로세스의 지속기간은 63 + 5 + 100 = 168 심볼 주기에 달하며, 이것은 코어 시퀀스 심볼과 접두부 심볼과 최초의 100 정보 심볼을 더한 것이다. 정보 심볼들을 사용하면 미세 타이밍 추정기의 정확성이 향상된다. 대안적으로, 심볼들이 원래의 3배 레이트로 샘플링될 수 있다. 이 경우, 모든 다른 샘플은 단지 조대 탐색 및 후속의 탐색에서만 사용될 것이다.
다음, 내삽된 신호는 저장할 수 없는 비선형성(memoryless nonlinearity)을 통해 진행되어 다음의 식을 얻는다.
gn(t) = ｜gi(t)｜
절대값 비선형성은 복수의 심볼 레이트에서의 톤(tone)을 발생한다. 비선형성은 다각형에 맞춰짐으로써 근접된다. 예를 들어, z가 식 z = zr + jzi을 갖는 복소수이면, ｜z｜
Figure 112003039593477-pct00006
max(｜zr｜,｜zi｜) + 0.34 × min(｜zr｜,｜zi｜)이다. 심볼 레이트에서 복소 정현파의 제로-교차는 3 포인트 DFT를 사용하여 결정되며 이 위치를 심볼 송신 순간(symbol transmission instant)이라 한다. 마지막으로, 상기 심볼 송신 순간은 주기적인 트레이닝 시퀀스의 최초의 심볼에 대한 위치로서 후속의 탐색에 의해 식별되는 위치에 가장 가까운 것임을 알게 된다. 오에더-메이어 타이밍 추정기를 사용하여 얻어지는 밀폐형 추정(closed-form estimate)을 τfine라 한다.
조대 주파수 추정
미세 타이밍이 획득된 후(614), 그 추정치가 원하는 신호와 함께 분석 윈도우에서 사용되어 교차상관 함수를 계산하며 조대 주파수 추정치를 교차상관 함수의 피크로서 결정한다(616). 설명의 간략화를 위해, 이 분석은 (미세 타이밍 탐색을 위해 사용되는 3배의 레이트 대신에) 샘플링 레이트의 1.5배로 행해지지만, 많은 다른 샘플링 레이트가 사용될 수 있다. 구체적으로, m번째 주파수 가설에 있어서, 함수 freqMatch(m)은 다음과 같이 계산된다:
Figure 112003039593477-pct00007
freqMatch(m)를 최대화하는 주파수 후보를 주파수 추정치, fcoarse로서 선택한다. Hz 단위로 표현되는 주파수 후보(fm's)는 다음의 세트 내에 있다:
{-500, -375, 250, -125, 125, 250, 375, 500}
대안적으로, 주파수 불확실성은 훨씬 더 적은 것으로서 간주될 수 있어 더 적은 수의 가설 테스트가 행해질 수 있다.
보다 정확한 빔포밍
주파수 추정치 및 타이밍 추정치 τfine, fcoarse,를 사용하면, 향상된 가중 벡터 w가 결정될 수 있으므로(618), 원하는 버스트 □(t)를 얻기 위해 상기 알아 낸 코어 시퀀스에 인가된다:
□(t) = wfinal Hr(t)
보다 정확한 가중 벡터는 d(t+τfine)exp(j2πffinet)을 LS 에러 계산에서의 원 하는 신호로서 인가함으로써 얻어진다. 그렇지만, 대응하는 LS 에러가 후속의 탐색에 기반을 둔 에러 f0보다도 더 크다면, 미세 타이밍 추정치 및 주파수 추정치는 배제되고 추정치가 τfine = τ0로 설정되고 fcoarse = 0이 되며 이것의 결과는 wfinal = w0이다.
SNR 결과를 하이 포스트-카피(high post-copy) SNR 레벨로 더욱 향상시키기 위해, t = τfine에 있어서 멀티채널 측정치에 대한 LS 적합도를 사용하여 위치들 fcoarse + [-800, 0, 800]에서 조대 주파수 추정치를 중심으로 미세 주파수 추정치에 대해 탐색이 수행될 수 있다. 이와 같은 탐색은 CR 버스트 복조기에 대한 주파수 추정 성능을 향상시키기 위해 포함될 수 있다.
그런 다음 가중 벡터는 에러를 최소화하기 위해 모든 추정치 중 최선의 것을 사용하여 다시 계산될 수 있다. 마지막으로, 입력 신호는 모든 다이버시티 안테나로부터의 값들을 사용하는 상기 원래 수신된 1.5배 과샘플링된 신호이다. 가중 벡터를 인가한 후에는, 필터 뱅크(filter bank)를 사용하여 심볼 타이밍 정렬(symbol timing alignment)을 인가한다. 이것은 보드 레이트(baud rate)로 보드-정렬 샘플(baud-aligned samples)을 제공한다. 주파수 오프셋은 이러한 보드-정렬 샘플을 이용해서 보상된다. 디코더는 온-보드 샘플(on-baud samples)을 획득한 다음 정보 심볼들을 디코딩하여 비트를 얻는다. 디코더 아키텍처는 송신기에서 어떤 유형의 인코더를 사용하느냐에 따라 다르다.
전반적인 사항
전술한 방법에 의해 시간 지연 및 주파수 오프셋과 관련해서 수신된 신호를 변형한다. 이에 의해 측정치들을 동일하게 유지하여 각각의 가설에 대한 샘플 공분산 행렬과 그 코울스키 분해법을 다시 계산할 필요가 없다. 이에 의해 상당한 계산상의 이점이 생긴다.
2차원 탐색 과정, 즉 탐색 오버 시간 및 주파수를 서술하였지만, 1차원 탐색 역시 사용될 수 있다. 부가해서, 위에서 언급한 방식은 전체적인 탐색 과정에 대한 다중채널 측정을 사용한다. 적절하게 획득된 전체 측정치의 서브세트가 원래의 측정치들을 분해함으로써 사용되는 경우에는 상당한 계산상의 감소가 가능하다.
예를 들어, GSM(이동 통신용 글로벌 시스템) 설정에서, 트레이닝 시퀀스 충분히 짧으므로 주파수 오프셋은 최소 제곱 프로세스에서 왜곡을 일으키지 않으며 분명하게 무시될 수 있다.
위의 설명에서, 설명의 목적 상, 본 발명의 충분한 이해를 제공하기 위해 상세한 특정의 수치들이 사용되었다. 그렇지만, 이러한 일부의 상세한 특정의 수치 없이도 본 발명은 수행될 수 있다는 것은 당업자에게는 분명할 것이다. 다른 예에서 있어서는, 잘 알려진 구조 및 장치들이 블록도의 형태로 도시되어 있다. 본 발명은 다양한 단계들을 포함한다. 본 발명의 단계들은, 도 1 및 2에 도시된 것들과 같은 하드웨어 성분들에 의해 수행될 수 있거나, 또는 범용의 목적이나 특정한 목적의 프로세서 또는 명령으로 프로그램된 논리 회로로 하여금 상기 단계들을 수행 하게 하는 데 사용될 수 있는 머신-수행가능 명령으로 구현될 수 있다. 대안적으로, 이러한 단계들은 하드웨어와 소프트웨어의 조합에 의해 수행될 수도 있다. 이러한 단계들은 기지국 또는 사용자 단말기의 어느 하나에 의해 수행되는 것으로 설명되었다. 그렇지만, 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 어떠한 단계도 사용자 단말기에 의해 수행될 수 있으며 그 역도 성립한다. 본 발명은 기지국, 사용자 단말기, 원격 단말기 또는 가입자 스테이션의 어느 것으로도 표현하지 않더라도 단말기들이 서로 통신하는 시스템에 마찬가지로 적용가능하다. 본 발명은 피어의 네트워크에도 적용될 수 있다.
본 발명은 머신-판독가능 매체를 포함할 수 있는 컴퓨터 프로그램 제품으로서 제공될 수 있으며, 상기 머신-판독가능 매체는 컴퓨터를 프로그램하는 데 또는 본 발명에 따른 프로세스를 수행하는 데 사용될 수 있는 명령이 그 안에 저장되어 있다. 상기 머신-판독가능 매체는 플로피 디스크, 광학 디스크, CD-ROM, 및 자기-광학 디스크, ROM, RAM, EPROM, EEPROM, 자기 또는 광학 카드, 플래시 메모리, 또는 전자 명령을 저장하는 데 적합한 다른 유형의 매체/머신-판독가능 매체를 포함할 수 있으나, 이에 제한되지 않는다. 더욱이, 본 발명은 또한 컴퓨터 프로그램 제품으로서 다운로드될 수 있으며, 여기서 프로그램은 통신 링크(예를 들면, 모뎀이나 네트워크 접속)를 통해 반송파로 구현된 데이터 신호에 의하거나 다른 전파 매체에 의해 원격 컴퓨터로부터 요구하는 컴퓨터로 전달될 수 있다.
중요한 것은, 본 발명이 휴대형 핸드셋을 위한 무선 인터넷 데이터 시스템을 배경으로 해서 설명되었지만, 데이터가 교환되는 다양한 다른 무선 시스템에 적용 될 수 있다는 것이다. 그러한 시스템으로는 음성, 비디오, 음악, 방송 및 외부 접속이 없는 다른 유형의 데이터 시스템을 들 수 있다. 본 발명은 고정 원격 단말기뿐만 아니라 낮은 이동도 단말기 및 높은 이동도 단말기에 적용될 수 있다. 많은 방법들이 가장 기본적인 형태로 설명되었지만, 본 발명의 기본적인 범주를 벗어남이 없이 어떠한 방법에도 단계들이 부가될 수 있고 삭제될 수도 있으며 설명된 어떠한 메시지에도 정보가 더해질 수 있고 빼질 수 있다. 많은 다른 변형 및 수정이 이루어질 수 있다는 것은 당업자에게 자명하다. 특정한 실시예들은 본 발명을 제한하려는 것이 아니라 본 발명을 설명하기 위해 제공된 것이다. 본 발명의 범주는 위에서 설명된 특정한 예들에 의해 결정되는 것이 아니라 이하의 특허청구범위에 의해서만 결정된다.

Claims (23)

  1. 공지의 트레이닝 시퀀스를 갖는 버스트를 한 세트의 다이버시티 안테나에서 수신하는 단계;
    각각의 안테나에서 상기 수신된 버스트를 샘플링하는 단계;
    적어도 하나의 안테나로부터의 샘플에 대한 조대 타이밍 추정치(coarse timing estimate)를 결정하는 단계;
    상기 조대 타이밍 추정치에 기초하여 후속 타이밍 탐색(follow-up timing search)을 수행하는 단계;
    상기 후속 타이밍 탐색을 사용하여 제1 공간 가중 벡터(spatial weighting vector)를 결정하는 단계;
    단일 채널 신호를 형성하기 위해 상기 제1 공간 가중 벡터를 각각의 안테나에 대한 상기 수신된 버스트 샘플에 인가하는 단계;
    상기 단일 채널 신호에 대한 미세 타이밍 추정치를 결정하는 단계;
    상기 미세 타이밍 추정치를 사용하여 제2 공간 가중 벡터를 결정하는 단계;
    제2 단일 채널 신호를 형성하기 위해 상기 제2 공간 가중 벡터를 각각의 안테나에 대한 상기 수신된 버스트 샘플에 인가하는 단계; 및
    상기 제2 단일 채널 신호를 복조하는 단계
    를 포함하는 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 방법은, 상기 제2 단일 채널 신호에 대한 주파수 오프셋 추정치를 결정하는 단계를 더 포함하며,
    상기 제2 공간 가중 벡터를 결정하는 단계는 상기 주파수 오프셋 추정치를 사용하는 단계를 포함하는, 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 주파수 오프셋 추정치를 결정하는 단계는, 상기 샘플 중 일부에 기초하여 복수의 후보 오프셋(candiate offsets)에 대한 교차 상관 벡터(cross correlation vectors)를 계산하는 단계 및 교차 상관 함수의 피크에 대응하는 후보를 선택하는 단계를 포함하는, 방법.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 조대 타이밍 추정치에 가장 가까운 가설 타이밍 추정치를 분석함으로써 상기 조대 타이밍 추정치를 세밀화하는 단계를 더 포함하는 방법.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 조대 타이밍 추정치를 결정하는 단계는,
    상기 트레이닝 시퀀스의 선택된 일부에 대해서 상기 샘플의 일부에 대한 교차 상관 벡터를 계산하는 단계;
    상기 계산된 교차 상관 벡터를 사용하여 각각의 가설에 대한 최소 제곱 적합도(a least squares fit)를 계산하는 단계; 및
    상기 최소 제곱 적합도의 최소치에 대응하는 샘플의 조합을 상기 수신된 버스트의 조대 타이밍 추정치로서 선택하는 단계
    를 포함하고,
    각각의 상기 교차 상관 벡터는 상대적 타이밍 가설에 대응하며 분석 윈도우 내에서 간헐적으로 발생하는 샘플을 결합시키는, 방법.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 최소 제곱 적합도를 계산하는 단계는,
    가설 수신 시퀀스와 각각의 가설에 대한 공지의 시퀀스를 비교하는 단계를 포함하는, 방법.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 가설 수신 시퀀스는 상기 교차 상관 벡터와 코울스키 인자(Cholesky factor)에 기초하여 결정되는, 방법.
  8. 제5항에 있어서,
    상기 교차 상관 벡터를 계산하는 단계는 상기 샘플 중 일정하게 이격된 샘플의 일부에 대한 교차 상관 벡터를 계산하는 단계를 포함하는, 방법.
  9. 제5항에 있어서,
    상기 미세 타이밍 추정치를 결정하는 단계는, 선택된 상기 샘플의 조합의 내삽 시퀀스(interpolated sequence)에 타이밍 추정 알고리즘을 적용함으로써, 선택된 상기 샘플의 조합의 미세 타이밍을 결정하는 단계를 더 포함하는, 방법.
  10. 공지의 트레이닝 시퀀스를 갖는 버스트를 수신하는 한 세트의 다이버시티 안테나;
    각각의 안테나에서 상기 수신된 버스트를 샘플링하는 수단;
    적어도 하나의 안테나로부터의 샘플에 대한 조대 타이밍 추정치를 결정하는 수단;
    상기 조대 타이밍 추정치에 기초하여 후속 타이밍 탐색을 수행하는 수단;
    상기 후속 타이밍 탐색을 사용하여 제1 공간 가중 벡터를 계산하는 수단;
    단일 채널 신호를 형성하기 위해 상기 제1 공간 가중 벡터를 각각의 안테나에 대한 상기 수신된 버스트 샘플에 인가하는 수단;
    상기 단일 채널 신호에 대한 미세 타이밍 추정치를 결정하는 수단;
    상기 미세 타이밍 추정치를 사용하여 제2 공간 가중 벡터를 결정하는 수단;
    제2 단일 채널 신호를 형성하기 위해 상기 제2 공간 가중 벡터를 각각의 안테나에 대한 상기 수신된 버스트 샘플에 인가하는 수단; 및
    상기 제2 단일 채널 신호를 복조하는 수단
    을 포함하는 장치.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 장치는 상기 제2 단일 채널 신호에 대한 주파수 오프셋 추정치를 결정하는 수단을 더 포함하며,
    상기 제2 공간 가중 벡터를 결정하는 수단은 상기 주파수 오프셋 추정치를 사용하는 수단을 포함하는, 장치.
  12. 제1항에 있어서,
    상기 버스트는 TDMA, FDMA, CDMA 및 TDD 무선 통신 시스템 중 적어도 하나에 따라 구성되는, 방법.
  13. 제10항에 있어서,
    상기 버스트는 TDMA, FDMA, CDMA 및 TDD 무선 통신 시스템 중 적어도 하나에 따라 구성되는, 장치.
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