KR100886939B1 - Multi band internal antenna for mobile handset - Google Patents

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Abstract

본 발명은 다중 대역 이동통신 단말기용 안테나에 관한 것이다.The present invention relates to an antenna for a multi-band mobile communication terminal.

급전점과 연결된 부분이 물리적으로 이격되어 있는 다수개의 도전성 라인인 핑거(finger)로 구성되는 기생 방사 소자를 포함하는 내장형 안테나를 구현한다. 여기서 4개의 핑거는 임피던스 정합과 다중 대역의 공진 주파수에 영향을 준다. 또한, 안테나 표면에 흐르는 전류 분포를 토대로 튜닝 포인트를 조절하는 튜닝 스터브를 포함하여, 다중 대역의 신호를 하나의 안테나를 이용하여 수신한다.A built-in antenna including a parasitic radiating element composed of a finger, which is a plurality of conductive lines that are physically spaced apart from a feed point, is implemented. The four fingers here affect the impedance matching and the resonant frequency of multiple bands. In addition, a tuning stub for adjusting the tuning point based on the current distribution flowing on the antenna surface, the multi-band signal is received using a single antenna.

내장형 안테나, 기생 방사 소자, 급전점, 핑거, 다중 대역 Built-in antenna, parasitic radiating element, feed point, finger, multiband

Description

다중 대역 이동통신 단말기용 안테나{Multi band internal antenna for mobile handset}Multi band internal antenna for mobile handset

도 1은 본 발명의 실시예에 따른 내장형 안테나의 측면도이다.1 is a side view of a built-in antenna according to an embodiment of the present invention.

도 2는 본 발명의 실시예에 따른 내장형 안테나의 정면도이다.2 is a front view of a built-in antenna according to an embodiment of the present invention.

도 3은 본 발명의 실시예에 따른 튜닝 스터브의 위치에 따른 반사 손실의 변화를 나타낸 예시도이다.3 is an exemplary view showing a change in reflection loss according to the position of the tuning stub according to the embodiment of the present invention.

도 4는 본 발명의 실시예에 따른 제3 핑거의 유무에 따른 반사 계수의 예시도이다.4 is an exemplary view of a reflection coefficient with or without a third finger according to an embodiment of the present invention.

도 5a 및 도 5b는 본 발명의 실시예에 따른 반사 손실의 측정값 예시도이다.5A and 5B are exemplary diagrams of measurement of reflection loss according to an embodiment of the present invention.

도 6은 본 발명의 실시예에 따른 임피던스 궤적도의 측정값 예시도이다.6 is an exemplary view illustrating measured values of an impedance trajectory diagram according to an exemplary embodiment of the present invention.

도 7a 내지 도 7c는 본 발명의 실시예에 따른 안테나 표면 전류 분포와 전계의 예시도이다. 7A to 7C are exemplary views of antenna surface current distribution and electric field according to an embodiment of the present invention.

도 8은 본 발명의 실시예에 따른 다중 대역에서 안테나의 각 평면에서의 방사 패턴의 예시도이다.8 is an exemplary view of a radiation pattern in each plane of an antenna in multiple bands according to an embodiment of the present invention.

본 발명은 이동통신 단말기용 안테나에 관한 것으로, 보다 자세하게는 다중 대역의 신호를 수신할 수 있는 안테나에 관한 것이다.The present invention relates to an antenna for a mobile communication terminal, and more particularly, to an antenna capable of receiving a multi-band signal.

일반적으로 이동통신 단말기용 안테나는 송·수신을 목적으로 모노폴(Mono Pole) 안테나와 헬리켈(Helical) 안테나를 동시에 사용하고 있다. 이들 모노폴 안테나 또는 헬리켈 안테나는 이동통신 단말기의 외부로 돌출 구성됨에 따라 휴대하는데 불편을 주고, 사용자가 부주의로 이동통신 단말기를 떨어뜨렸을 경우 안테나 부위가 쉽게 파손될 수 있어 단말기 전체를 폐기해야 하는 문제가 발생할 수 있다. 또한, 송수화시에 이동통신 단말기의 안테나가 사용자의 귀 부근에 위치함에 따라 전자파로 인한 피해가 발생될 수 있다는 문제점이 있다.In general, a mobile terminal antenna uses a mono-pole antenna and a helical antenna simultaneously for transmission and reception purposes. These monopole antennas or helical antennas are inconvenient to carry as they are configured to protrude to the outside of the mobile communication terminal, and if the user inadvertently drops the mobile communication terminal, the antenna part may be easily damaged and the entire terminal should be disposed of. May occur. In addition, there is a problem that damage due to electromagnetic waves may occur as the antenna of the mobile communication terminal is located near the ear of the user during handset.

이와 같은 문제점을 해결하기 위하여, 소형 집적화된 다기능의 마이크로 스트립(Microstrip) 내장형 안테나가 연구되었다. 마이크로 스트립 내장형 안테나는 제작이 용이하고 인쇄회로(Printed Circuit) 기술에 용이한 대량 생산이 가능할 뿐만 아니라, 크기가 작고 경량이어서 이동통신에 많이 이용될 수 있다. 특히, 휴대용 이동통신 단말기에 전자파가 인체를 향하지 않도록 마이크로 스트립 내장형 안테나를 사용시 장착하여 전자파로 인한 피해를 줄일 수 있다. 또한, 안테나의 형태를 자유롭게 형성할 수 있으므로 디자인의 형태적 제약에서 벗어날 수 있다.In order to solve this problem, a small integrated multifunctional Microstrip internal antenna has been studied. Microstrip embedded antennas are easy to manufacture and can be mass-produced for printed circuit technology, as well as small size and light weight, which can be widely used for mobile communication. In particular, when using a micro-strip built-in antenna so that the electromagnetic wave does not face the human body in the portable mobile communication terminal it can reduce the damage caused by the electromagnetic wave. In addition, since the shape of the antenna can be freely formed, it can be freed from the shape constraints of the design.

이러한 장점에도 불구하고 셀룰러 주파수 대역, GPS(Global Positioning System) 주파수 대역, PCS(Personal Communication Service) 주파수 대역 및 WCDMA(Wideband Code Division Mulitple Access) 주파수 대역간 특성으로 인하여, 다중 대역 또는 광대역 공진점을 획득하기 위해 외장형 모노폴 안테나와 헬리켈 안 테나가 주로 사용되고 있으며, 이로 인하여 충격에 약하고 제작 비용이 높으며, 패턴을 조절하기 어렵다는 문제점이 지속되고 있다.Despite these advantages, due to the characteristics between the cellular frequency band, global positioning system (GPS) band, personal communication service (PCS) frequency band, and wideband code division mulitple access (WCDMA) frequency band, For this purpose, external monopole antennas and helical antennas are mainly used, and thus, problems such as weak shocks, high manufacturing costs, and difficulty in controlling patterns continue.

따라서, 본 발명은 다중 대역의 신호를 수신할 수 있는 이동통신 단말기용 내장형 안테나를 제공한다.Accordingly, the present invention provides a built-in antenna for a mobile communication terminal capable of receiving a multi-band signal.

상기 본 발명의 기술적 과제를 달성하기 위한 본 발명의 하나의 특징에 따른 내장형 안테나는, 다중 대역의 신호를 수신하는 안테나에 있어서,In accordance with one aspect of the present invention for achieving the technical problem of the present invention, the built-in antenna, the antenna for receiving a multi-band signal,

접지 전위를 갖는 접지 도체; 상기 접지 도체에 일측이 연결되어 있는 급전점과, 상기 급전점에 일측이 연결되며 소정의 길이를 갖는 급전 라인으로 이루어진 입력 소자; 및 상기 입력 소자와 소정의 간격을 두고 물리적으로 이격되어 있으며, 상기 다중 대역의 공진 주파수들에 각각 기여하는 적어도 하나의 도전성 라인들을 포함하는 기생 방사 소자를 포함한다.A ground conductor having a ground potential; An input element comprising a feed point having one side connected to the ground conductor and a feed line having one side connected to the feed point and having a predetermined length; And a parasitic radiating element physically spaced apart from the input element, the parasitic radiating element including at least one conductive line each contributing to the multi-band resonant frequencies.

아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였다. 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 동일한 도면 부호를 붙였다.DETAILED DESCRIPTION Hereinafter, exemplary embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings so that those skilled in the art may easily implement the present invention. As those skilled in the art would realize, the described embodiments may be modified in various different ways, all without departing from the spirit or scope of the present invention. In the drawings, parts irrelevant to the description are omitted in order to clearly describe the present invention. Like parts are designated by like reference numerals throughout the specification.

또한 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되 는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.In addition, when a part is said to "include" a certain component, it means that it can further include other components, except to exclude other components unless otherwise stated.

도 1 및 도 2는 본 발명의 실시예에 따른 내장형 안테나의 측면도 및 정면도이다.1 and 2 are side and front views of a built-in antenna according to an embodiment of the present invention.

도 1 및 도 2에 도시된 바와 같이, 내장형 안테나는 기생 방사 소자(200) 및 입력 소자(100)를 포함하며, 각각의 소자는 접지판(혹은 접지 도체라고도 함)(300)에 연결된다. 여기서 각각의 소자는 접지판(300)에 평행하게 연결된다. As shown in Figures 1 and 2, the built-in antenna includes a parasitic radiating element 200 and an input element 100, each of which is connected to a ground plate (or also referred to as ground conductor) (300). Here each element is connected in parallel to the ground plate (300).

접지판(300)은 유전체층인 입력 소자(100)의 하부면에 프린트되거나, 유전체층의 우측 상부면에 프린트 되는 형태로 구현될 수 있다. 접지판(300)은 구리(copper)로 구성될 수 있으나, 반드시 이와 같이 한정되는 것은 아니다.The ground plate 300 may be printed on the lower surface of the input element 100, which is a dielectric layer, or printed on the upper right surface of the dielectric layer. The ground plate 300 may be made of copper, but is not necessarily limited thereto.

입력 소자(100)는 하기에서 설명할 기생 방사 소자(200)와 물리적으로 떨어져 구현되며, 접지면(300)에 급전점(feeding point)(110)으로 평행하게 연결된다. 입력 소자(100)는 급전점과 연결되는 도전성 라인(급전 라인이라고도 함)으로 이루어지며, 상기 도전성 라인은 90°한번 절곡되는 구조로 구현되고, FR4 기판을 이용하여 구성된다. 그러나 반드시 이와 같이 한정되는 것은 아니다.The input element 100 is physically separated from the parasitic radiating element 200 which will be described below, and is connected in parallel to the ground plane 300 as a feeding point 110. The input element 100 is composed of a conductive line (also called a feed line) connected to a feed point, and the conductive line is implemented by a structure that is bent once by 90 ° and is configured using a FR4 substrate. However, it is not necessarily limited to this.

기생 방사 소자(200)는 하단 부분에서 접지면(300)과 단락되어 있는 형태로 구현되며, 일측면이 서로 연결되어 있는 다수의 도전성 라인(이하, 핑거(finger)라고 명명함)을 포함한다. 이때 핑거의 개수는 특정 개수로 한정되는 것은 아니며, 본 발명의 실시예에서는 기생 방사 소자(200)가 4개의 핑거(제1 핑거 내지 제4 핑거)(210, 220, 230, 240)를 구비하는 것을 예로 하여 설명하기로 한다. The parasitic radiating element 200 is implemented in the form of a short circuit with the ground plane 300 at the lower portion, and includes a plurality of conductive lines (hereinafter, referred to as fingers) having one side connected to each other. At this time, the number of fingers is not limited to a specific number, and in the exemplary embodiment of the present invention, the parasitic radiating element 200 includes four fingers (first to fourth fingers) 210, 220, 230, and 240. This will be described as an example.

각각의 핑거는 서로 평행하게 배열되며, 각각의 핑거의 일측은 상호 연결되어 있다. 각각의 핑거는 서로 다른 길이(L)와 두께(W)를 가지며, 이는 소정의 실험에 의해 본 발명의 실시예에 따른 효과를 얻을 수 있는 길이 및 두께로 선정된다. Each finger is arranged parallel to each other, one side of each finger is interconnected. Each finger has a different length (L) and thickness (W), which is selected as the length and thickness to obtain the effect according to the embodiment of the present invention by a predetermined experiment.

또한, 각각의 핑거는 임피던스 정합과 다중 대역의 공진 주파수에 기여한다. 다시 말해, 핑거의 길이, 두께 및 핑거간의 간격에 따라 수신 가능한 주파수들이 가변된다. 기생 방사 소자(200)는 접지판(300)과 마찬가지로 구리로 구현되는 것을 예로 하여 설명하나, 반드시 이와 같이 한정되는 것은 아니다.Each finger also contributes to impedance matching and resonant frequencies in multiple bands. In other words, the frequencies that can be received vary according to the length, thickness, and distance between the fingers. The parasitic radiating element 200 will be described as an example of being implemented with copper as the ground plate 300, but is not necessarily limited thereto.

4개의 핑거는 각각 다른 길이로 구현되며, 핑거 길이의 차이에 의해 하나의 안테나를 이용하여 다중 대역의 신호를 수신할 수 있다. 본 발명의 실시예에서는 다중 대역의 신호를 S-DMB(Satellite Digital Multimedia Broadcast)(2.630GHz ∼ 2.655GHz)(이하 '제1 대역'이라 지칭함), 800MHz 대역의 GSM(Global System for Mobile communication)(0.880GHz ∼ 0.960GHz)(이하 '제2 대역'이라 지칭함), 1GHz 대역의 US-PCS(US-Personal Communication Service)(1.880GHz ∼ 1.990GHz)(이하 '제3 대역'이라 지칭함) 및 2GHz 대역의 WCDMA(1.920GHz ∼ 2.170GHz)(이하 '제4 대역'이라 지칭함) 신호를 예로 하여 설명하며, 반드시 이와 같이 한정되는 것은 아니다. Each of the four fingers has different lengths, and according to the difference in the lengths of the fingers, signals of multiple bands can be received using one antenna. In an embodiment of the present invention, a multi-band signal is referred to as Satellite Digital Multimedia Broadcast (S-DMB) (2.630 GHz to 2.655 GHz) (hereinafter referred to as 'first band'), and a Global System for Mobile communication (GSM) of 800 MHz band ( 0.880 GHz to 0.960 GHz) (hereinafter referred to as the 'second band'), 1-GHz band US-Personal Communication Service (US-PCS) (1.880 GHz to 1.990 GHz) (hereinafter referred to as the 'third band') and 2 GHz band WCDMA (1.920 GHz to 2.170 GHz) (hereinafter referred to as 'fourth band') signals will be described as an example, and are not necessarily limited thereto.

제1 핑거(Finger 1)(210)와 제2 핑거(Finger 2)(220)는 일측이 연결될 뿐만 아니라 제1 핑거 및 제2 핑거의 소정 부분이 튜닝 스터브(Stub)(도 2의 Point E 부분)로 연결되어 있는 구조로 구현된다. 여기서 튜닝 스터브는 단락점(Shorting point)이 있는 급전선에 영향을 미쳐서 적어도 두 개 이상의 대역에서 넓은 임피던 스 정합이 가능하도록 한다. One side of the first finger (Finger 1) 210 and the second finger (Finger 2) 220 is not only connected to one side, but a predetermined portion of the first finger and the second finger is a tuning stub (Point E part of Figure 2) It is implemented as a structure connected by). The tuning stub here affects feed lines with a shorting point, enabling wide impedance matching in at least two bands.

제1 핑거(210)의 길이 변화는 제1 대역, 제2 대역 및 제4 대역의 공진 주파수에는 영향을 주지 않으나, 제1 핑거(210)의 길이가 특정 길이일 때 제1 대역에는 정형화된 형태로 영향을 준다. 여기서 정형화된 형태라 함은 제1 핑거(210)의 길이에 변화를 주며 반사 계수의 변화를 측정할 때, 일정 파형을 유지하지 않고 특징적으로 변형된 파형을 나타내는 것을 의미한다. 그러므로, 제1 핑거(210)는 제1 대역에 정형화된 형태로 영향을 주는 특정 길이로 구현한다.The change in the length of the first finger 210 does not affect the resonant frequencies of the first band, the second band, and the fourth band, but is shaped in the first band when the length of the first finger 210 is a specific length. Affects. Here, the normalized shape means that the length of the first finger 210 is changed and when the change of the reflection coefficient is measured, the waveform is characteristically modified without maintaining a constant waveform. Therefore, the first finger 210 is embodied in a specific length that affects the first band in a stylized form.

제2 핑거(220)는 길이 변화에 따라 제1 대역, 제3 대역 및 제4 대역의 공진 주파수에는 영향을 주지 않으나, 제2 대역에는 영향을 준다. 그러므로, 제2 핑거는 제2 대역이 정형화된 형태로 변형되는 때의 특정 길이로 구현한다.The second finger 220 does not affect the resonant frequencies of the first band, the third band, and the fourth band as the length changes, but affects the second band. Therefore, the second finger is embodied in a particular length when the second band is transformed into a standardized form.

제3 핑거(Finger 3)(230)는 입력 소자(100)의 일 부분과 마주보는 형태로 구현되며, 제3 핑거(230)의 길이 변화는 제2 대역, 제3 대역 및 제4 대역의 반사 손실(Reutrn loss)에는 영향을 주지 않는다. 그러나, 제1 대역은 제3 핑거(230)의 길이 변화에 따라 공진이 일어나지 않을 수도 있으며, 이는 제1 대역이 다른 대역에 비해 상대적으로 주파수가 높기 때문이다. 그러므로, 제3 핑거(230)는 제1 대역의 공진 주파수에 영향을 준다. The third finger 230 is implemented to face a portion of the input element 100, and the change in length of the third finger 230 is reflected in the second band, the third band, and the fourth band. It does not affect the loss. However, resonance may not occur in the first band according to the change in the length of the third finger 230 because the first band has a higher frequency than other bands. Therefore, the third finger 230 affects the resonance frequency of the first band.

이때, 반사 손실이란, 어떤 연결단에서 임피던스 차에 의해 발생하는 반사량을 단순히 입력 전압 대 반사 전압 비로 계산한 지표를 의미하는 반사 계수를 전력의 로그 스케일(log scale)로 변환한 값이다. 반사 손실의 값이 크면 클수록 반사가 작다는 얘기이며, 핑거가 반사 손실이 계산된 대역에 매칭이 잘 되어 있다는 의 미가 된다. In this case, the return loss is a value obtained by converting a reflection coefficient, which is an index obtained by simply calculating an amount of reflection generated by an impedance difference at a connection end, as a ratio of input voltage to reflection voltage, to a log scale of power. The larger the return loss value, the smaller the reflection, which means that the finger is well matched to the band where the return loss is calculated.

제4 핑거(Finger 4)(240)의 길이의 변화에 따라 제1 대역 및 제2 대역에는 반사 손실의 변화가 없다. 그러나, 중간 주파수 대역 즉 제3 대역 및 제4 대역의 공진 주파수에는 영향을 주기 때문에, 제4 핑거(240)의 길이는 소정의 실험을 통해 제3 대역 및 제4 대역의 공진 주파수에 기여할 수 있도록 결정된다.As the length of the fourth finger 240 changes, the reflection loss does not change in the first band and the second band. However, since it affects the resonant frequencies of the intermediate frequency bands, that is, the third and fourth bands, the length of the fourth finger 240 may contribute to the resonant frequencies of the third and fourth bands through a predetermined experiment. Is determined.

이와 같은 구조로 이루어진 내장형 안테나를 이용하여 신호를 수신할 때의 반사 손실의 변화에 대하여 도 3을 참조로 설명하기로 한다.A change in the return loss when receiving a signal using the built-in antenna having such a structure will be described with reference to FIG. 3.

도 3은 본 발명의 실시예에 따른 튜닝 스터브의 위치에 따른 반사 손실의 변화를 나타낸 예시도이다.3 is an exemplary view showing a change in reflection loss according to the position of the tuning stub according to the embodiment of the present invention.

도 3에 도시된 바와 같이, 튜닝 스터브(도 2의 'Point E')(250)의 위치가 변경된다 하더라도 제3 대역 및 제4 대역과 제1 대역의 공진 주파수 변화는 거의 없음을 알 수 있다. 반면, 제2 대역의 공진 주파수의 변화는 단락점(120)에서 멀어질수록 조금씩 하향 조정되는 것을 확인할 수 있다.As shown in FIG. 3, even if the position of the tuning stub ('Point E' of FIG. 2) 250 is changed, it can be seen that the resonance frequency of the third band, the fourth band, and the first band is hardly changed. . On the other hand, it can be seen that the change in the resonance frequency of the second band is gradually adjusted downward as it moves away from the short circuit point 120.

본 발명의 실시예에서는 제1 내지 제4 핑거의 길이 및 두께를 다음 [표 1]과 같은 설계치수를 이용하여 구현한다. 단위는 mm이다.In the embodiment of the present invention, the length and thickness of the first to fourth fingers are implemented using design dimensions as shown in Table 1 below. The unit is mm.

L1 L 1 L2 L 2 L3 L 3 L4 L 4 L5 L 5 37.537.5 33.533.5 8.08.0 16.516.5 31.531.5 L6 L 6 L7 L 7 L8 L 8 L9 L 9 28.528.5 1.01.0 35.535.5 4.04.0 W1 W 1 W2 W 2 W3 W 3 W4 W 4 W5 W 5 3.03.0 2.02.0 2.02.0 1.01.0 1.01.0 W6 W 6 W7 W 7 W8 W 8 W9 W 9 1.01.0 2.02.0 12.012.0

다음은 제3 핑거(230)의 유무에 따라 제1 대역의 공진 주파수 변화에 대하여 도 4를 참고로 설명하기로 한다.Next, a change in the resonance frequency of the first band according to the presence or absence of the third finger 230 will be described with reference to FIG. 4.

도 4는 본 발명의 실시예에 따른 제3 핑거의 유무에 따른 반사 계수의 예시도이다.4 is an exemplary view of a reflection coefficient with or without a third finger according to an embodiment of the present invention.

도 4에 도시된 바와 같이, 튜닝 스터브 즉, 제4 대역의 공진을 유도하기 위한 튜닝 스터브(250) 첨가 유무에 따른 안테나의 반사 손실의 변화를 살펴보면, 특정 길이의 튜닝 스터브(250)를 삽입했을 때, 2.6 GHz 부근에서 공진이 일어난다. 이것은 제1 대역에 대응하는 방사체를 첨가하였기 때문에, 해당 주파수 대역 즉 제1 대역에서 공진이 일어난다.As shown in FIG. 4, when the tuning stub, that is, the change in the return loss of the antenna according to whether the tuning stub 250 for inducing the resonance of the fourth band is added, the tuning stub 250 having a specific length may be inserted. When resonance occurs around 2.6 GHz. Since this adds a radiator corresponding to the first band, resonance occurs in the corresponding frequency band, that is, the first band.

이와 같이 튜닝 스터브의 위치, 튜닝 스터브의 첨가 유무에 따라 반사 손실에 변화를 주어 본 발명의 실시예에 적합한 안테나를 설계하였을 때의 반사 손실의 측정 값에 대하여 도 5a 및 도 5b를 참조로 설명하기로 한다.As described above, referring to FIGS. 5A and 5B, the measured values of the reflection loss when the reflection loss is changed depending on the position of the tuning stub and the addition or absence of the tuning stub are designed. Shall be.

도 5a 및 도 5b는 본 발명의 실시예에 따른 반사 손실의 측정값 예시도이다.5A and 5B are exemplary diagrams of measurement of reflection loss according to an embodiment of the present invention.

본 발명의 실시예에 따른 안테나의 공진 주파수는 단말 내부의 기구물들과 케이스 등 유전율 변화에 의해 공진 주파수가 변경된다. 따라서, 안테나 각 대역의 공진 주파수 변화에 대응하기 위하여 각 대역의 공진 주파수를 독립적으로 조정할 수 있는 파라미터가 필요하다.Resonant frequency of the antenna according to an embodiment of the present invention is changed by the dielectric constant changes, such as the mechanisms and the case inside the terminal. Therefore, in order to correspond to the change in the resonance frequency of each band of the antenna, a parameter capable of independently adjusting the resonance frequency of each band is required.

제2 대역의 공진 주파수를 변화시킬 수 있는 파라미터는, 제1 핑거(210)와 제2 핑거(220) 사이에 튜닝 스터브(250)를 삽입할 경우 공진 주파수가 변화하기 때문에 튜닝 스터브의 위치가 중요하며, 이에 튜닝 스터브(250)는 파라미터로 작용한다. 또한, 제3 대역 및 제4 대역의 공진 주파수는 제4 핑거(240)의 길이와 단락점(120)에 위치를 변화시킬 때 공진 주파수가 변화한다. 그러므로 제3 대역 및 제4 대역에서는 제4 핑거(240)의 길이와 단락점(120)의 위치가 공진 주파수의 파라미터로 작용한다.The parameter that can change the resonant frequency of the second band is the position of the tuning stub is important because the resonant frequency changes when the tuning stub 250 is inserted between the first finger 210 and the second finger 220. The tuning stub 250 acts as a parameter. In addition, the resonant frequencies of the third and fourth bands change when the position of the fourth finger 240 and the short point 120 are changed. Therefore, in the third and fourth bands, the length of the fourth finger 240 and the position of the shorting point 120 serve as parameters of the resonance frequency.

반면, 상기 도 3에서 설명한 바와 같이 제1 대역의 공진 주파수는 제3 핑거(230)의 유무에 따라 변화되기는 하나, 다른 대역에 비해 상대적으로 주파수가 높기 때문에, 제3 핑거(230)의 유무는 공진 주파수 변화에 영향을 거의 미치지 않는다.On the other hand, as described with reference to FIG. 3, the resonant frequency of the first band is changed according to the presence or absence of the third finger 230, but since the frequency is relatively higher than other bands, the presence or absence of the third finger 230 It hardly affects the resonant frequency change.

다음은, 상기 도 1에 도시된 본 발명의 실시예에 따른 안테나를 실제 구현할 경우, 안테나에 대한 임피던스 궤적도에 대하여 도 6을 참조로 설명하기로 한다.Next, when the antenna according to the embodiment of the present invention shown in FIG. 1 is actually implemented, an impedance trajectory diagram for the antenna will be described with reference to FIG. 6.

도 6은 본 발명의 실시예에 따른 임피던스 궤적도의 측정값 예시도이다.6 is an exemplary view illustrating measured values of an impedance trajectory diagram according to an exemplary embodiment of the present invention.

도 6에 도시된 바와 같이, 'Marker 1'은 제2 대역에서의 임피던스 궤적도, 'Marker 2'는 제3 및 제4 대역에서의 임피던스 궤적도, 'Marker 3'은 제1 대역에서의 임피던스 궤적도로써, 스미스 차트를 이용하여 측정 값을 나타내었다. As shown in FIG. 6, 'Marker 1' is an impedance trajectory diagram in the second band, 'Marker 2' is an impedance trajectory diagram in the third and fourth bands, and 'Marker 3' is an impedance in the first band. As the trajectory diagram, the measured values are shown using the Smith chart.

다음은 본 발명의 실시예에 따른 공진 주파수별 안테나의 표면 전류 분포 및 전계 분포를 도 7a 내지 도 7c를 참조로 설명하기로 한다. Next, the surface current distribution and the electric field distribution of the antenna for each resonant frequency according to an embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 7A to 7C.

도 7a 내지 도 7c는 본 발명의 실시예에 따른 안테나 표면 전류 분포와 전계의 예시도이다.7A to 7C are exemplary views of antenna surface current distribution and electric field according to an embodiment of the present invention.

도 7a는 0.92GHz에서의 전류 분포 및 전계 분포의 예시도로, 도 2에 도시된 point A-E-D 및 A-E-B-C를 경유하는 전류의 흐름을 나타낸다. 전류 흐름의 길이는 최대 약 82.5mm로 900MHz의 λ/4에 해당한다. 이는 제2 대역으로 동작하는 모노폴 구조에서의 기본 모드 전류 분포로 point C에서 전류 분포가 최소가 되어 최대 방사점이 형성됨을 알 수 있다.FIG. 7A is an exemplary current distribution and electric field distribution at 0.92 GHz, illustrating the flow of current through points A-E-D and A-E-B-C shown in FIG. 2. The length of the current flow is up to approximately 82.5mm, corresponding to λ / 4 at 900MHz. This is the basic mode current distribution in the monopole structure operating in the second band, and it can be seen that the maximum radiation point is formed by minimizing the current distribution at point C.

도 7b는 2.00GHz에서의 전류 분포 및 전계 분포의 예시도로, 전류 분포는 point C와 D의 제4 핑거 중간에서 point F까지 흐른다. 이 길이는 최대 38mm로 2.000GHz의 λ/4에 해당한다. 전류 분포로 보아 모토폴 구조의 1차 고차 모드의 전류 분포를 나타내고 있으며, point B부분에서 전계의 최대점이 형성된다.FIG. 7B is an illustration of current distribution and electric field distribution at 2.00 GHz, where the current distribution flows from the middle of the fourth fingers of points C and D to point F. FIG. This length is up to 38mm, corresponding to λ / 4 at 2.000GHz. The current distribution shows the current distribution of the first order higher order mode of the Motopole structure, and the maximum point of the electric field is formed at point B.

도 7c는 2.642GHz에서의 전류 분포 및 전계 분포의 예시도로, 전류 분포는 point C와 D의 제4 핑거 중간에서 point F까지 흐른다. 이 길이는 28mm로 2.642GHz의 λ/4에 해당한다. 그러므로, point F에서 최대 방사점이 형성됨을 알 수 있다.FIG. 7C is an illustration of current distribution and electric field distribution at 2.642 GHz, where the current distribution flows from the middle of the fourth fingers of points C and D to point F. FIG. This length is 28mm, corresponding to λ / 4 at 2.642GHz. Therefore, it can be seen that the maximum emission point is formed at point F.

이와 같이 본 발명의 실시예에 따른 방사체에 형성되는 각 모드의 전류 분포를 토대로 각 모드에 대한 튜닝 포인트를 찾을 수 있다. 각각의 모드의 전계 최대점을 제외하고 전류가 밀집하는 곳을 조절함으로써 주파수를 조절할 수 있다. 본 발명의 실시예에 따른 안테나의 방사 패턴은 다음 도 8과 같다.As such, the tuning point for each mode can be found based on the current distribution of each mode formed in the radiator according to the embodiment of the present invention. The frequency can be adjusted by adjusting where the current is concentrated except for the maximum electric field of each mode. Radiation pattern of the antenna according to an embodiment of the present invention is as shown in FIG.

도 8은 본 발명의 실시예에 따른 다중 대역에서 안테나의 각 평면에서의 방사 패턴의 예시도이다.8 is an exemplary view of a radiation pattern in each plane of an antenna in multiple bands according to an embodiment of the present invention.

도 8에 도시된 바와 같이, 전자파 무반사실에서 각 주파수별로 측정된 안테나의 최대 이득은 제2 대역의 0.920GHz에서 -0.96dBi이며, 중간 공진 주파수 대역의 2.000GHz에서는 3.42dBi이다. 또한 제1 대역의 2.642GHz에서 최대 이득이 4.00dBi이다.As shown in FIG. 8, the maximum gain of the antenna measured for each frequency in the electromagnetic anechoic chamber is −0.96 dBi at 0.920 GHz in the second band and 3.42 dBi at 2.000 GHz in the intermediate resonant frequency band. In addition, the maximum gain is 4.00dBi at 2.642GHz in the first band.

여기서, 전술한 본 발명의 실시예의 구성에 대응하는 기능을 실현하는 프로그램 또는 그 프로그램이 기록된 기록 매체 역시 본 발명의 범주에 포함되는 것이다.Here, a program for realizing a function corresponding to the configuration of the above-described embodiment of the present invention or a recording medium on which the program is recorded is also included in the scope of the present invention.

이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리 범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.Although the embodiments of the present invention have been described in detail above, the scope of the present invention is not limited thereto, and various modifications and improvements of those skilled in the art using the basic concepts of the present invention defined in the following claims are also provided. It belongs to the scope of rights.

전술한 실시예에 따르면, 하나의 소형화된 내장형 안테나를 이용하여 다중 대역의 신호를 수신할 수 있다.According to the above-described embodiment, it is possible to receive a multi-band signal using one miniaturized built-in antenna.

또한, 소형화된 안테나를 이동 단말과 같은 이동체에 설치하여 안테나 설치를 위한 소요 공간을 최소화함으로써, 불필요한 공간 낭비를 방지할 수 있다.In addition, by minimizing the required space for installing the antenna by installing a miniaturized antenna on the mobile unit, such as a mobile terminal, it is possible to prevent unnecessary space wasted.

또한, 유전체를 FR4 기판을 사용하고 안테나의 구조를 단순화시켜, 경제성을 높일 수 있다.In addition, by using the dielectric substrate FR4 substrate and simplify the structure of the antenna, it is possible to increase the economic efficiency.

Claims (10)

다중 대역의 신호를 수신하는 안테나에 있어서,An antenna for receiving a multi-band signal, 접지 전위를 갖는 접지 도체;A ground conductor having a ground potential; 급전점에 일측이 연결되며 소정의 길이를 갖는 급전 라인으로 이루어진 입력 소자;An input element having one side connected to a feed point and having a feed line having a predetermined length; 상기 입력 소자와 소정의 간격을 두고 물리적으로 이격되어 있으며, 상기 다중 대역의 공진 주파수들에 각각 기여하는 제1 도전성 라인, 제2 도전성 라인, 제3 도전성 라인 및 제4 도전성 라인을 포함하는 기생 방사 소자; 및Parasitic radiation including a first conductive line, a second conductive line, a third conductive line, and a fourth conductive line, which are physically spaced apart from the input element at predetermined intervals and each contribute to the multi-band resonant frequencies. device; And 상기 제1 도전성 라인과 제2 도전성 라인 사이에 위치하며, 상기 제1 도전성 라인, 제2 도전성 라인, 제3 도전성 라인 및 제4 도전성 라인의 표면을 흐르는 전류 분포를 토대로 적어도 두 개 이상의 대역에서 임피던스 정합이 가능하도록 튜닝 포인트를 조절하는 튜닝 스터브An impedance in at least two bands, positioned between the first conductive line and the second conductive line, based on a current distribution flowing through surfaces of the first conductive line, the second conductive line, the third conductive line, and the fourth conductive line; Tuning stub adjusts the tuning point to match 를 포함하는 안테나.Antenna comprising a. 제1항에 있어서,The method of claim 1, 상기 기생 방사 소자는,The parasitic radiating element, 제1 대역의 공진 주파수에 영향을 주는 제1 도전성 라인;A first conductive line affecting the resonant frequency of the first band; 제2 대역의 공진 주파수에 영향을 주는 제2 도전성 라인;A second conductive line affecting the resonant frequency of the second band; 제1 대역의 공진 주파수에 영향을 주는 제3 도전성 라인; 및A third conductive line affecting the resonant frequency of the first band; And 제3 및 제4 대역의 공진 주파수에 영향을 주는 제4 도전성 라인Fourth conductive line affecting the resonant frequencies of the third and fourth bands 를 포함하는 안테나.Antenna comprising a. 제2항에 있어서,The method of claim 2, 상기 제1 대역 내지 제4 대역은 각각 GSM(Global System for Mobile communication), US-PCS(US-Personal Communication Service), WCDMA(Wideband Code Division Mulitple Access) 및 S-DMB(Satellite Digital Multimedia Broadcast) 중 어느 하나에 대응되는 대역인 안테나.The first to fourth bands may be any one of Global System for Mobile Communication (GSM), US-Personal Communication Service (US-PCS), Wideband Code Division Mulitple Access (WCDMA), and Satellite Digital Multimedia Broadcast (S-DMB), respectively. An antenna that is a band corresponding to one. 삭제delete 제1항에 있어서,The method of claim 1, 상기 튜닝 포인트를 조절하는 튜닝 스터브는 단락점--여기서 단락점은 상기 제1 내지 제4 도전성 라인 중 어느 하나의 도전성 라인에 위치하며 일측이 상기 접지 도체와 연결되어 있음--이 있는 도전성 라인에 흐르는 전류의 길이에 영향을 미쳐, 적어도 두 개 이상의 대역에서 임피던스 정합이 가능하도록 하는 안테나.The tuning stub for adjusting the tuning point is a conductive line having a shorting point, where the shorting point is located at one of the conductive lines of the first to fourth conductive lines and one side is connected to the ground conductor. An antenna that affects the length of a flowing current to allow impedance matching in at least two bands. 제5항에 있어서,The method of claim 5, 상기 튜닝 스터브의 위치 변화에 따라 상기 제2 대역의 공진 주파수가 변화되는 안테나.The resonance frequency of the second band is changed according to the position change of the tuning stub. 제2항에 있어서,The method of claim 2, 상기 제1 내지 제4 도전성 라인은 서로 평행하도록 배열되며, 각각의 도전성 라인의 길이와 폭이 서로 상이한 안테나The first to fourth conductive lines are arranged parallel to each other, the length and width of each of the conductive line antennas different from each other 제1항에 있어서,The method of claim 1, 상기 입력 소자는 FR4 기판을 이용하여 구현되는 안테나.The input element is an antenna implemented using a FR4 substrate. 제8항에 있어서,The method of claim 8, 상기 입력 소자는 급전점으로부터 90°로 한번 절곡되는 구조로 구현되는 안테나.The input element is an antenna implemented in a structure that is bent once by 90 ° from the feed point. 삭제delete
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