KR100884750B1 - Ｏｆｄｍａ／ｆｄｄ 방식 통신 시스템에서의 상향링크사운딩 신호 전송 제어 장치 및 그 제어 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명에서는 직교주파수분할다중접속/주파수분할듀플렉스 (Orthogonal Frequency Division Multiplexing Access/Frequency Division Duplex:OFDMA/FDD) 방식 통신 시스템에서 단말들 각각의 채널 이득을 기초로 각각의 단말이 상향링크 프레임을 통한 데이터 신호 전송시 사용할 데이터 부대역의 개수를 결정하고, 각각의 단말이 사용할 데이터 부대역의 개수에 비례하도록 각각의 단말이 상향링크 프레임을 통한 사운딩 신호 전송시 사용할 사운딩 부대역의 개수를 결정하여 기지국이 단말들에게 사운딩 신호 전송을 허가함으로써 상향링크 패킷 스케줄링을 위해 비례공평 스케줄러를 사용하는 경우 비례공평 스케줄러의 성능을 향상시킬 수 있는 상향링크 사운딩 신호 전송 제어 장치 및 방법을 제공한다.
OFDMA, FDD, 비례공평 스케줄러, 사운딩

Description

ＯＦＤＭＡ／ＦＤＤ 방식 통신 시스템에서의 상향링크 사운딩 신호 전송 제어 장치 및 그 제어 방법{Apparatus and method for control of transmitting uplink sounding signal in OFDMA/FDD telecommunication system}
본 발명은 직교주파수분할다중접속(OFDMA: Orthogonal Frequency Division Multiple Access:OFDMA) 주파수분할듀플렉스(Frequency Division Duplex:FDD) 방식 패킷 이동통신 시스템에서의 상향링크(uplink) 패킷 스케줄링 방법 중 하나인 비례공평 스케줄링(Proportional Fairness Scheduling:PF 스케줄링)을 위한 사운딩(sounding) 신호 전송 제어 장치 및 그 제어 방법에 관한 것이다.
본 발명은 정보통신부 및 한국전자통신연구원의 IT신성장동력핵심기술개발사업의 일환으로 수행한 연구로부터 도출된 것이다[과제관리번호: 2006-S-001-01, 과제명: 4세대 이동통신용 적응 무선접속 및 전송 기술개발]
OFDMA 시스템은 일반적으로 광대역의 주파수 대역을 사용하며 그 전체 주파수 대역은 여러 개의 부대역으로 나누어진다. OFDMA 시스템은 기지국과 단말들로 구성되어 있어, 기지국은 자신의 셀에 속한 단말들(사용자들)을 관리하기 위해 상향링크, 하향링크의 무선자원 제어동작인 패킷 스케줄링을 수행하며, 이 과정에서 부대역 단위로 무선자원을 할당하게 된다. 따라서 OFDMA 시스템의 상향링크에서는 공용 무선자원의 충돌을 야기시키지 않으면서도 동시에 여러 단말들의 데이터 전송이 가능하다. 또한 여러 단말들의 기지국과의 순간 채널 이득에 대한 정보를 이용하여 패킷 스케줄링을 수행하게 되면, 다중사용자 다이버시티 이득(multiuser diversity gain)을 획득함으로써 주파수 효율을 높일 수 있다.
다중사용자 다이버시티를 활용하는 대표적인 스케줄링 방법으로는 최대 채널 이득 스케줄링(Max Channel State Information Scheduling;Max CSI 스케줄링)과 비례 공평 스케줄링(Proportional Fair Scheduling:PF 스케줄링) 방법이 있다. Max CSI 스케줄링은 각 부대역에서 최대의 채널 이득을 갖는 사용자에게 채널을 할당함으로써 최대의 주파수 효율을 가지며 시스템의 전체 데이터 전송률을 최대화하지만 사용자들 간의 공평성은 보장하지 못하는 단점이 있다. 반면 PF 스케줄링은 상대적으로 높은 데이터 전송률(throughput)을 가지며, 사용자들 간의 공평성도 보장할 수 있는 방법이다. 점차 데이터 서비스에 대한 수요가 크게 증가함에 따라 전체 시스템의 데이터 전송률뿐만 아니라 서비스의 질(Quality of Service:QoS)에 대한 개선도 크게 요구되고 있으며, PF 스케줄링 방법의 사용이 크게 증가할 것으로 기대된다.
OFDMA 시스템을 위한 최적의 PF 스케줄러가 만족시켜야 하는 조건에 대하여 알아보도록 한다. OFDMA 시스템에서의 최적의 PF 스케줄러는 수학식 1로 표현된 PF 메트릭(metric) G 를 최대화한다고 알려져 있다.(H.Kim and Y. Han, "A proportional fair scheduling for multicarrier transmission systems,", IEEE Commun., Letter., vol.9, no.3, pp.210-212, 2005.03)
Figure 112007067989842-pat00001
상기 수학식 1에서,
U 는 모든 단말들의 집합이고,
Ck 는 현재 t번째 프레임에서 k번째 단말에게 상향링크에서의 데이터 신호 전송을 위하여 할당된 부대역인 데이터 부대역의 집합이며,
T 는 단말로부터 기지국으로의 데이터 전송률을 평균하고, 그 평균 데이터 전송률을 업데이트 하기 위해 사용되는 윈도우 크기(avererage window size)이고,
Figure 112007067989842-pat00002
는 현재 t번째 프레임의 직전 프레임인 t-1번째 프레임까지의 k번째 단말의 평균 데이터 전송률,
rk ,n(t)는 현재 t번째 프레임에서 k번째 단말이 n번째 데이터 부대역을 사용했을 때, 상기 데이터 부대역에서 획득 가능한 순간 데이터 전송률이다.
수학식 1에 정의된 PF 메트릭 G는 각각의 단말의 평균 데이터 전송률에 대한 각각의 단말의 t번째 상향링크 프레임에서 획득 가능한 데이터 전송률의 비와 윈도우 크기 T에 따라 변화할 수 있는 값이다. 따라서 일정 윈도우 크기 T에서는 각각의 단말의 평균 데이터 전송률이 낮고, 현재 t번째 프레임에서 획득 가능한 데이터 전송률이 높을수록 각 단말은 PF 메트릭 G를 더욱 증가시킬 수 있다.
현재 t번째 프레임까지의 k번째 단말의 평균 데이터 전송률 Rk(t)는 수학식 2와 같이 갱신된다.
Figure 112007067989842-pat00003
이전 수학식 1에서
Figure 112007067989842-pat00004
는 Rk(t-1)을 의미한다.
최적의 PF 스케줄러를 구현하기 위해서는 모든 단말의 각 부대역에서의 획득 가능한 순간 데이터 전송률을 추정해야 한다. 그러나 OFDMA 시스템에서 한 단말과 기지국 사이의 순간 채널 이득(channel gain)은 부대역 별로 다르게 나타나며, 따라서 모든 단말의 각 부대역에서의 획득 가능한 순간 데이터 전송률을 추정하기 위해서는 각 부대역에서 모든 단말들의 순간 채널 이득을 추정해야 하는데, 이는 실제적인 환경에서 불가능하다. 실제적인 환경에서는 각 부대역마다 일부 단말들의 순간 채널 이득에 대한 정보를 획득하는 것만이 가능하므로 최적의 PF 스케줄러 구현은 불가능하다. OFDMA/FDD 방식 통신 시스템의 상향링크에서 각 부대역마다 일부 단말들의 순간 채널 이득에 대한 정보를 얻기 위해 사운딩 기법을 사용할 수 있다.
사운딩 기법이란, 단말들이 미리 정의된 전송 포맷을 갖는, 소정의 정보를 운송하는 짧은 버스트와 같은 신호인 사운딩 신호를 기지국에 전송함으로써 기지국이 상향링크 채널을 추정하는 것을 가능하게 해 주는 방법이다.
도 1은 OFDMA 시스템에서 여러 사운딩 신호들을 하나의 부대역 내에 다중화하는 대표적인 방법들(decimation-based method와 sequence-based method)을 도시한 도면이다.
도 1을 참조하면, 한 부대역이 18개의 부반송파(subcarrier)로 구성되고, 하나의 부대역을 통하여 3개의 서로 다른 단말들로부터 기지국으로 전송되는 사운딩 신호들을 다중화하는 예를 보이고 있다.
먼저 사운딩 신호를 포함하는 상향링크 프레임의 구조부터 살펴본다. 단말들이 기지국으로 전송하는 상향링크 프레임(100)을 살펴보면, 상향링크 프레임(100)은 컨트롤 세그먼트(Control Segment)(101), 데이터 채널(Data Channel)(102, 103), 사운딩 영역(Sounding Zone)(110)으로 이루어진다. 그리고, 가로축은 시간 축, 세로축은 주파수 축에 해당한다. 데이터 채널(102, 103)과 사운딩 영역(110)은 모두 주파수 영역에서 Nsb개의 부대역으로 나누이진다. 이하에서는 데이터 채널(102, 103)에서 단말이 사용할 부대역을 언급할 경우는 '데이터 부대역', 사운딩 영역(110)에서 단말이 사용할 부대역을 언급할 경우는 '사운딩 부대역'으로 명칭하고, 그 구분이 명확한 경우에는 수식없이 '부대역'이라고 언급하기로 한다.
사운딩 영역(110)은 정해진 개수, 즉 여기에서는 M1개의 OFDMA 심볼 간격을 차지하고, Nsb개의 사운딩 부대역, 즉 사운딩 부대역1(121, 124), 사운딩 부대역2(122, 125)부터 사운딩 부대역 Nsb(123, 126)까지로 나누어질 수 있다.
여기에서는 한 심볼 간격을 살펴보면, 하나의 사운딩 부대역(126)이 18개의 부반송파(subcarrier)로 구성되고, 하나의 사운딩 부대역을 통하여 3개의 서로 다른 단말들로부터 기지국으로 전송되는 사운딩 신호들을 다중화하는 예를 보이고 있다.
이 경우 한 상향링크 프레임(100) 동안 하나의 사운딩 부대역을 통하여 사운딩 신호를 송신할 수 있는 단말의 최대 개수는 3*M1이 되고, 이를 사운딩 다중화 계수(multiplexing coefficient)라고 한다. 즉 한 상향링크 프레임(100) 동안 사운딩 영역의 하나의 부대역을 통하여 사운딩 다중화 계수 M=3*M1개의 단말이 사운딩 신호를 송신할 수 있는 것이다.
한 부대역에서 다중화할 수 있는 사운딩 신호의 수, 사운딩 신호 전송을 위해 사용되는 OFDMA 심볼의 수는 제한되므로 한 프레임동안 한 부대역을 통해 사운딩 신호를 전송할 수 있는 단말의 수는 제한된다. 따라서 효율적인 자원관리를 위해 사운딩 신호 전송 단계는 상향링크 패킷 스케줄링의 목적에 부합되도록 제어되어야 한다.
매 프레임마다 기지국은 각 부대역에서 사운딩 신호를 전송할 일부 단말들을 선정하여 하향링크 프레임에 그 정보를 보내고, 각 단말은 허가된 부대역의 사운딩 영역에서 사운딩 신호를 전송하게 된다. 기지국에서는 사운딩 신호로부터 얻은 단말들의 채널 이득과 스케줄링 알고리즘을 고려하여 다음 상향링크 프레임의 각 부대역에서 데이터를 전송할 단말들을 결정하게 된다. 따라서 기지국이 단말에게 사운딩 신호 전송을 허가하는 단계는 다음 프레임의 상향링크 패킷 스케줄링, 즉 상 향링크 데이터 스케줄링 단계에 영향을 미치게 된다. 그러나 현재까지 OFDMA/FDD 방식 시스템의 상향링크에서 PF 스케줄링을 위한 사운딩 방법, 즉 단말들의 기지국으로의 사운딩 신호 전송을 제어하는 방법이나 장치는 알려진 것이 없다.
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제는, OFDMA/FDD 방식 통신 시스템의 상향링크에서의 PF 스케줄링을 위한 상향링크 사운딩 신호 전송 제어 장치를 제공함에 있다.
본 발명에서 이루고자 하는 또 다른 기술적 과제는, OFDMA/FDD 방식 통신 시스템의 상향링크에서의 PF 스케줄링을 위한 상향링크 사운딩 신호 전송 제어 방법을 제공함에 있다.
상기 기술적 과제를 달성하기 위한, 본 발명에 따른 직교주파수분할다중접속 / 주파수분할듀플렉스(Orthogonal Frequency Division Multiplexing Access / Frequency Division Duplex:OFDMA/FDD) 방식 통신 시스템의 상향링크에서의 PF 스케줄링을 위한 상향링크 사운딩 신호 전송 제어 장치의 일 실시예는, 단말들 각각의 채널 이득을 기초로 상기 각각의 단말이 상향링크 프레임을 통한 데이터 신호 전송시 사용할 데이터 부대역의 개수를 결정하는 데이터 부대역 수 결정부; 및 상기 각각의 단말이 사용할 데이터 부대역의 개수에 비례하도록 상기 각각의 단말이 상기 상향링크 프레임을 통한 사운딩 신호 전송시 사용할 사운딩 부대역의 개수를 결정하는 사운딩 부대역 수 결정부;를 포함한다.
상기 기술적 과제를 달성하기 위한, 본 발명에 따른 OFDMA/FDD 방식 통신 시스템의 상향링크에서의 PF 스케줄링을 위한 상향링크 사운딩 신호 전송 제어 방법 의 일 실시예는, 단말들 각각의 채널 이득을 기초로 상기 각각의 단말이 상향링크 프레임을 통한 데이터 신호 전송시 사용할 데이터 부대역의 개수를 결정하는 데이터 부대역 수 결정 단계; 및 상기 각각의 단말이 사용할 데이터 부대역의 개수에 비례하도록 상기 각각의 단말이 상기 상향링크 프레임을 통한 사운딩 신호 전송시 사용할 사운딩 부대역의 개수를 결정하는 사운딩 부대역 수 결정 단계;를 포함한다.
이로써, OFDMA/FDD 방식 통신 시스템의 상향링크에서의 PF 스케줄링의 비례 공평성과 전체 시스템의 데이터 전송률을 높일 수 있다.
본 발명에 의하면, OFDMA/FDD 방식 통신 시스템의 상향링크에서 PF 스케줄러를 사용하는 경우에, 비례공평성을 고려하여 단말기들에게 사운딩 신호 전송을 허가함으로써 PF 스케줄러의 비례 공평성과 전체 시스템의 데이터 전송률을 향상시키는 효과가 있다.
이하에서, 첨부된 도면들을 참조하여 본 발명에 따른 OFDMA/FDD 방식 통신 시스템의 상향링크에서의 PF 스케줄링을 위한 사운딩 신호 전송 제어 장치 및 그 제어 방법의 일 실시예에 대해 상세히 설명한다. 여기에서 설명하는 것은 기지국과 여러 개의 단말들이 존재하는 OFDMA/FDD 방식 통신 시스템을 전제로 한다.
도 2는 상향링크 데이터 채널 할당시, 사운딩 신호로부터 얻은 채널 정보를 활용하기 위한 하향링크 프레임, 상향링크 프레임의 구조를 도시한 도면이다.
도 2를 참조하면, 도 2는 상향링크 프레임 1(230)의 사운딩 신호로부터 얻은 기지국과 단말 간의 채널 정보를 활용하여 상향링크 프레임 2(240)를 위한 상향링크 데이터 채널 할당, 즉 상향링크에서의 PF 패킷 스케줄링 과정을 나타내고 있다.
도 3은 사운딩 신호 전송 허가에서부터 그에 따른 상향링크 데이터 채널 스케줄링까지의 과정을 도시한 도면이다.
도 3을 참조하면, 그 사운딩 신호 전송 제어와 관련하여 기지국(300)이 단말(331, 332, 333)에 사운딩 신호 전송을 허가하는 단계 이후에 단말(331, 332, 333)이 기지국(300)에 사운딩 신호를 전송하는 단계, 기지국(300)에서 상향링크 데이터 채널을 스케줄링 하는 단계, 부대역별 사운딩 신호를 전송할 단말들을 선정하는 단계, 상향링크 데이터 채널 스케줄링 정보와 사운딩 부대역 할당 정보를 하향링크를 통해 전송하는 단계가 유기적으로 일어나는 과정을 나타내고 있다.
도 2의 상향링크 프레임 2(240)를 위한 패킷 스케줄링 과정을 도 3의 각 단계와 함께 설명하도록 한다.
상향링크 프레임 1(230)의 사운딩 영역(Sounding Zone)을 이용하여 다중의 단말들(331, 332, 333)이 사운딩 신호들(p310, p320, p330)을 전송하면(p21), 기지국(300)에서는 각 부대역에서 사운딩 신호를 전송한 단말들의 순간 채널 이득을 얻는다.
상기 정보와 단말별 평균 데이터 전송률을 이용하여 PF 스케줄링부(312)는 상향링크 프레임 2(240)를 위한 패킷 스케줄링을 하게 된다. 매 프레임마다 PF 스케줄링부(312)는 데이터 복조부(311)에서 각 단말의 데이터 전송률 정보를 받으 며(p340), 이를 통해 각 단말의 갱신된 평균 데이터 전송률을 사용할 수 있고, 상향링크 데이터 채널 스케줄링 과정에서 갱신된 각 단말의 평균 데이터 전송률을 사운딩 신호 전송 제어부(313)에 제공한다.(p350).
상향 프레임 2(240)에서의 데이터 채널 스케줄링이 결정되면 사운딩 신호 전송 제어부(313)는 패킷 스케줄링의 목적에 부합되도록, 즉 여기에서는 PF 스케줄링의 목적인 단말들 간의 상향링크 데이터 전송에 있어서의 비례공평성을 증대시킬 수 있도록 사운딩 신호를 전송할 단말들을 각 부대역 별로 선정한다. 이 선정에 있어서, 갱신된 각 단말의 평균 데이터 전송률(p350)이 이용될 수 있다. 상기 선정 이후에는 상향링크부(310)에서는 상향링크 데이터 채널 할당 정보, 즉 상향링크 데이터 채널 스케줄링 정보(p360)와 사운딩 신호 명령 정보, 즉 사운딩 부대역 할당 정보(p370)를 하향링크부(320)의 UL MAP 처리부(321)에 전달한다.
이 전달을 받은 UL MAP 처리부(321)는 상기 정보들을 하향링크 프레임 2(220)의 UL MAP을 통해 모든 단말들에게 전송(S180)한다.(p380)(p22) 만일 상향링크의 특정 부대역에서 단말 1(331)이 데이터를 전송하도록 데이터채널 할당 정보가 단말들(331, 332, 333, 334)에게 전송되면, 상향링크 프레임 2(240)의 상기 특정 부대역에서는 단말 1(331)이 데이터를 전송하게 된다(p390).
그리고 사운딩 신호 전송 제어부(313)에서의 생성된 사운딩 부대역 할당 정보에 따라 단말들(331, 332, 333, 334) 중에서 특정 부대역에 대하여 사운딩 신호를 전송할 단말들도 선정되고, 이에 따라 선정된 단말들이 그 부대역에 대하여 사운딩 신호를 전송한다. 이후에는 상기 각 과정이 동일한 방식으로 반복된다.
결국 사운딩 신호 전송 제어부(313)에서의 사운딩 부대역 할당은 그 할당 대상인 상향링크 프레임의 다음 프레임을 위한 상향링크 데이터 채널 스케줄링 단계에 영향을 미치게 되는 것이다. 그러므로, 상향링크 데이터 채널 스케줄링에서 비례공평성 또한 사운딩 신호 전송 제어부(313)에 의하여 영향을 받게 된다. 이러한 사운딩 신호 전송 제어부(313)의 역할을 담당할 수 있는 사운딩 신호 전송 제어 장치를 도 4를 참조하여 살펴보기로 한다.
도 4a는 본 발명에 따른 OFDMA/FDD 방식 통신 시스템의 상향링크에서의 PF 스케줄링을 위한 사운딩 신호 전송 제어 장치의 일 실시예를 도시한 도면이다.
도 4a를 참조하면, 본 발명에 따른 사운딩 신호 전송 제어 장치의 일 실시예는, 데이터 부대역 수 결정부(410), 사운딩 부대역 수 결정부(420), 사운딩 부대역 할당부(430)를 포함한다.
도 5a는 본 발명에 따른 OFDMA/FDD 방식 통신 시스템의 상향링크에서의 PF 스케줄링을 위한 사운딩 신호 전송 제어 방법의 일 실시예 흐름을 도시한 흐름도이다.
도 5의 각 단계는 도 4의 일 실시예의 각 구성요소에 의해서 수행될 수 있는 바, 도 5의 각 단계를 도 4의 각 구성요소와 함께 설명하기로 한다.
먼저 데이터 부대역 수 결정부(410)에서 각 단말이 상향링크 프레임에서 데이터 신호 전송을 위하여 사용할 데이터 부대역의 수를 결정한다. 여기서 결정되는 데이터 부대역의 수는 사운딩 부대역 수 결정부(420)에서의 사운딩 부대역 수를 결정하기 위한 단순한 중간 과정의 값으로, 추후 상향링크 프레임에서 해당 단말이 이 결정된 데이터 부대역 수만큼 데이터 부대역을 반드시 사용하는 것은 아니다.
이 데이터 부대역 수를 결정하기 위해서는 단말들 각각과 기지국 간의 채널이득인 각각의 단말의 채널이득을 사용하여 단말들과 기지국 간의 상향링크에서 수학식 1과 같이 정의된 비례공평 메트릭을 근사화한 근사화된 비례공평 메트릭을 정의하는 것이 필요하다.
상기 각 단말의 채널 이득은 각 단말 모두와 기지국간의 통신을 위한 전체 부대역들 별로 다르게 나타날 수 있다. 여기서 전체 부대역들에서의 각 단말의 채널 이득들을 그 각 단말을 기준으로 전체 부대역들에 대하여 평균한 각 단말의 평균 채널 이득이 각 단말의 채널 이득으로 사용되는 것이 바람직하다. 이는 다음에 언급하는 바와 같이 각 단말의 평균 채널 이득은 라지 스케일 페이딩(large scale fading)에 해당하므로 그 값을 구하는 것이 편리하기 때문이다.
만약 현재 상향링크 프레임이 t번째 상향링크 프레임이라면 다음 상향링크 프레임인 t+1번째 상향링크 프레임을 위한 근사화된 PF 메트릭은 수학식 3과 같이 정의한다. 즉 근사화된 PF 메트릭은 수학식 1의 PF 메트릭 G에서의 각각의 단말의 상기 상향링크 프레임에서 획득 가능한 데이터 전송률을 상기 각각의 단말의 평균 채널 이득에 의해 추정되는 상기 k번째 단말의 부대역당 평균 데이터 전송률의 추정값과 상기 각각의 단말이 사용할 데이터 부대역의 개수의 곱으로 추정한다.
Figure 112007067989842-pat00005
상기 수학식 3에서, k는 단말의 인덱스, mk는 t+1번째 상향링크 프레임에서 k번째 단말이 사용할 데이터 부대역의 개수이고,
Figure 112007067989842-pat00006
는 t+1번째 상향링크 프레임에서 k번째 단말의 부대역당 평균 데이터 전송률인
Figure 112007067989842-pat00007
의 추정값이고,
Figure 112007067989842-pat00008
는 t+1번째 상향링크 프레임의 이전 상향링크 프레임인 t번째 상향링크 프레임까지의 k번째 단말의 평균 데이터 전송률, T, U는 각각 수학식 1에서 정의한 바와 같다.
또한
Figure 112007067989842-pat00009
는 t+1번째 상향링크 프레임에서 k번째 단말의 평균 채널 이득
Figure 112007067989842-pat00010
으로부터 계산되는 k번째 단말의 부대역당 평균 데이터 전송률로, 수학식 4와 같이 정의된다. 물론 수학식 4는 임의의 t번째 상향링크 프레임에 대해서도 성립한다.
Figure 112007067989842-pat00011
상기 수학식 4에서,
Figure 112007067989842-pat00012
는 k번째 단말의 송신 전력이고,
Figure 112007067989842-pat00013
는 t+1 번째 상향링크 프레임에서 k번째 단말의 평균 채널 이득이며, σ2 AWGN는 백색가우시안잡음(AWGN: Additive White Gaussian Noise)의 전력이고, Γ는 신호대 잡음비 갭(Singal to Noise Ratio Gap:SNR Gap)으로, 목표 비트오율(Bit Error Rate:BER)의 함수로써 수학식 5와 같이 정의된다.
Figure 112007067989842-pat00014
상기 수학식 5에서, BERtarget은 목표 비트오율이다.
여기서 데이터 부대역 수 결정부(410)에서는 수학식 3에서의 mk값을 결정하여야 하므로,
Figure 112007067989842-pat00015
의 값을 미리 결정하여야 하고, 이를 결정하기 위해서는 다시
Figure 112007067989842-pat00016
의 추정값을 미리 결정하여야 한다. 그런데
Figure 112007067989842-pat00017
은 다음 상향링크 프레임에 대한 값으로 미리 결정될 수 없는 바, 이를 현재 t번째 상향링크 프레임에서의 값과 관련하여 추정하는 것이 필요하다.
광대역 OFDMA 시스템에서의 단말의 평균 채널 이득은 기지국과 단말과의 거리, 이에 따른 경로 손실(path loss), 건물과 같은 주변환경에 따른 쉐도윙(shadowing) 등에 의해 주로 영향을 받고, small-scale fading에 비해 상대적으 로 천천히 변하는 값인 라지 스케일 페이딩(large-scale fading)에 해당한다. 따라서 이러한 단말의 평균 채널 이득은 단말과 기지국 간 하향링크의 라지 스케일 페이딩에 관한 정보를 주기적으로 피드백해 주는 기지국과 단말 간의 상향링크 채널을 통해 획득할 수 있다.
상기에서 언급한 바대로 단말의 평균 채널 이득은 그 값이 천천히 변하는 라지 스케일 페이딩에 해당하므로, t번째 프레임에서 k번째 단말의 평균 채널 이득
Figure 112007067989842-pat00018
로 볼 수 있는 t번째 프레임에서 k번째 단말의 하향링크에서의 평균 채널 이득 - 이는 매 프레임마다 상기 피드백에 의해 업데이트 된다 - 인
Figure 112007067989842-pat00019
는
Figure 112007067989842-pat00020
과 거의 같게 된다.(여기서, n은 부대역의 인덱스, N는 전체 부대역들의 개수) 그러므로
Figure 112007067989842-pat00021
로부터
Figure 112007067989842-pat00022
을 추정하게 되고, 결국 이로부터
Figure 112007067989842-pat00023
을 추정할 수 있다.
구체적으로
Figure 112007067989842-pat00024
를 얻는 방법은 일반적으로 다음과 같다. 하향링크 프레임의 프리앰블(Preamble)을 제외한 부분은 파일롯 심볼과 데이터 심볼로 이루어져 있는데, 일반적으로 하향링크의 채널추정, 즉 채널 이득을 추정하기 위해서 기지국에서 파일롯 심볼들을 하향링크 프레임에 포함시켜 보낸다. 각 단말들은 파일롯 심볼들을 이용해서 시간과 주파수에서의 하향링크 채널의 변화를 추정하게 된 다. 그 파일롯 심볼들을 이용하여 k번째 단말은
Figure 112007067989842-pat00025
를 구할 수 있다. 그리고 기지국 측에서는 상향링크 프레임의 Control Segment 부분(이는 도 1의 상향링크 프레임(100)의 구조를 참조한다.)에서 피드백 채널(feedback channel)을 정의하여, 이를 통해 모든 단말로부터
Figure 112007067989842-pat00026
를 획득할 수 있다.
데이터 부대역 수 결정부(410)는 상기와 같이
Figure 112007067989842-pat00027
로부터
Figure 112007067989842-pat00028
을 추정하여 결정한 후, 근사화된 PF 메트릭
Figure 112007067989842-pat00029
를 최대화하는 mk값들을 구하는 알고리즘을 담고 있는 구성 요소로서, 그 알고리즘을 통하여 임의의 k번째 단말이 t+1번째 상향링크 프레임을 통해 데이터 신호를 전송시 사용할 데이터 부대역의 수를 결정한다.
상기 수학식들과 함께 살펴보면, 데이터 부대역 수 결정부(410)에서는 수학식 1에 의해 파악되는 바와 같이, 각각의 단말의 평균 데이터 전송률에 대한 각각의 단말의 상향링크 프레임에서 획득 가능한 데이터 전송률의 비에 비례하고, 윈도우 크기에 반비례하는 각각의 단말의 비례공평성 기여값을 산출하고, 각각의 단말의 비례공평성 기여값을 모두 곱한 값인 비례공평 메트릭이 최대가 되도록 각각의 단말이 사용할 데이터 부대역의 개수를 결정한다.
이 경우 각각의 단말의 상향링크 프레임에서 획득 가능한 데이터 전송률은 정확한 값을 산출하기 어려우므로, 수학식 3에 의해 파악되는 바와 같이, 근사화를 하게 된다.
즉, 각각의 단말의 상향링크 프레임에서 획득 가능한 데이터 전송률은 각각의 단말의 평균 채널 이득에 의해 추정되는 각각의 단말의 부대역당 평균 데이터 전송률의 추정값과 각각의 단말이 사용할 데이터 부대역의 개수에 비례하도록 추정된다.
그리고 데이터 부대역 수 결정부(410)는 전체 부대역들의 각 부대역마다 각 부대역을 통하여 상향링크 프레임에서 데이터 신호를 전송할 단말을 비례공평 스케줄링을 통해 지정하는 비례공평 스케줄러 - 예를 들면 도 3의 사운딩 신호 전송 제어부(313)가 본 발명에 의한 상향링크 사운딩 신호 전송 제어 장치에 의해 수행되는 경우에 있어서의 비례공평 스케줄링부(312) - 로부터 각각의 단말의 평균 데이터 전송률을 입력받게 된다.
도 4b는 데이터 부대역 수 결정부(410)의 일 실시예를 도시한 도면이다.
도 4b를 참조하면, 데이터 부대역 수 결정부(410)는 초기화부(411), 데이터 부대역 할당부(412), 비교부(413)를 포함한다.
도 5b는 데이터 부대역 수 결정 단계(S510)의 일 실시예 흐름을 도시한 흐름도이다.
데이터 부대역 수 결정부(410)에서 결정하려는 데이터 부대역의 수는 해당 단말이 그 상향링크 프레임을 통해 사운딩 신호를 전송시 사용할 사운딩 부대역의 수를 결정하기 위해 구해지는 중간 과정의 값으로, 이를 구하기 위한 알고리즘의 일예로 알고리즘 1을 들 수 있다.
[알고리즘 1]
1단계: 초기화부(411)에서는 모든 k에 대해 mk = 0 으로 초기값을 정한다.(S511)
2단계: 데이터 부대역 할당부(412)에서는 단말들을 차례로 선택하여 선택된 단말이 사용할 데이터 부대역의 개수를 하나 늘리는 것을 가정하는 경우 선택된 단말의 윈도우 크기 동안의 데이터 전송량의 증가 비율을 계산하고, 계산된 증가 비율을 최대로 하는 단말을 선정하여 선정된 단말이 사용할 데이터 부대역의 개수를 하나 증가시킨다. 이는 수학식 6을 만족하는
Figure 112007067989842-pat00030
번째 단말의 mk *값을 1만큼 증가시킴으로써 이루어질 수 있다.(S512)
Figure 112007067989842-pat00031
3단계: 비교부(413)는
Figure 112007067989842-pat00032
의 값이 전체 부대역들의 개수 Nsb와 같아질 때까지 2단계, 즉 데이터 부대역 할당부(412)의 증가 작업을 반복하게 한다.(S513)
도 4c는 사운딩 부대역 수 결정부(420)의 일 실시예를 도시한 도면이다.
도 4c를 참조하면 사운딩 부대역 수 결정부(420)는 비례화부(421), 조정 필요 판단부(422), 조정부(423)을 포함한다.
도 5c는 사운딩 부대역 수 결정 단계(S520)의 일 실시예 흐름을 도시한 흐름 도이다.
사운딩 부대역 수 결정부(420)는 데이터 부대역 수 결정부(410)에서 결정된 임의의 k번째 단말이 사용할 데이터 부대역의 개수에 비례하도록 k번째 단말이 t+1번째 상향링크 프레임을 통한 사운딩 신호 전송시 사용할 사운딩 부대역의 개수
Figure 112007067989842-pat00033
를 결정한다.(S520)
이러한 사운딩 부대역 수 결정을 위해 비례화부(421)는 한 상향링크 프레임 동안 사운딩 영역의 하나의 부대역을 통하여 전송가능한 사운딩 신호들의 개수인 사운딩 다중화 계수(multiplexing coefficient)가 M인 경우, 즉 한 상향링크 프레임 동안 사운딩 영역의 하나의 부대역을 통하여 최대 M개의 단말이 사운딩 신호를 전송할 수 있는 경우, t+1번째 상향링크 프레임을 통해 모든 k에 대하여 k번째 단말에게 mkM개의 부대역에서 사운딩 신호를 전송하도록 설정한다. 즉 모든 k에 대하여
Figure 112007067989842-pat00034
= mkM으로 초기값을 정한다.(S521)
조정 필요 판단부(422)는 임의의 k번째 단말에 대하여 mkM 이 전체 부대역들의 개수 Nsb를 초과하는 경우가 존재하는지를 판단한다.(S522)
만일 그 존재가 확인되면 조정부(423)는 그 초과하는 사운딩 부대역 수를 가진
Figure 112007067989842-pat00035
번째 단말에 대하여
Figure 112007067989842-pat00036
의 값을 감소시키도록 조정하고, 가장 작은 값의 사용 예정 사운딩 부대역 수를 가진
Figure 112007067989842-pat00037
번째 단말이 사용할 사운딩 부대역의 수
Figure 112007067989842-pat00038
의 값을 증가시키도록 조정한다.(S523) 만일 그 증감의 폭이 1인 경우 다음과 같이 수식으로 표현할 수 있다.
Figure 112007067989842-pat00039
이면,
Figure 112007067989842-pat00040
,
Figure 112007067989842-pat00041
상기 데이터 부대역 수 결정부(410)와 사운딩 부대역 수 결정부(420)를 통해 임의의 k번째 단말에 대해 k번째 단말이 t+1번째 상향링크 프레임에서 사용할 사운딩 부대역의 수 l k 를 정하게 된다.
도 4a에서, 사운딩 부대역 할당부(430)는 상기에서 정해진 l k 값들을 이용해서 단말들을 위한 전체 부대역들의 각 부대역에 대하여 t+1번째 상향링크 프레임에서 사운딩 신호를 전송할 단말들을 여러 가지 조합으로 정할 수 있다.(S530)
도 6은 사운딩 부대역 할당부(430)의 부대역별 사운딩 신호를 전송할 단말들을 정하는 방법의 일 실시예를 도시한 도면이다.
도 6을 참조하면, 사운딩 영역의 각 부대역에서 M개의 단말을 선택하는 것은 Nsb×M 행렬을 단말의 인덱스(index)로 채우는 문제로 바꾸어 생각할 수 있다. 사운딩 부대역 할당은 NsbM×1 벡터를 채운 후, 다시 Nsb×M 행렬로 전환함으로써 이룰 수 있다. Nsb=3, M=3이고, 각 단말이 사용할 사운딩 부대역 수가
Figure 112007067989842-pat00042
로 결정된 경우를 가정해 본다. 우선 l k 값이 큰 순서대로(
Figure 112007067989842-pat00043
) NsbM×1벡터를 단말의 인덱스로 채운다. 이 벡터를 다시 Nsb×M 행렬로 전환로 전환한다. 그렇게 되면, r1 부대역에서는 인덱스가 각각 3, 2, 4인 단말들이 사운딩 신호를 송신할 수 있고, r2 부대역에서는 인덱스가 각각 3, 2, 1인 단말들이 사운딩 신호를 송신할 수 있으며, r3 부대역에서는 인덱스가 각각 3, 4, 5인 단말들이 사운딩 신호를 송신할 수 있을 것이다. 또한 r1 및 r2 부대역들이 전체 주파수 대역에서의 위치를 바꾸는 것처럼 주파수 다이버시티를 얻기 위해 행들의 위치를 임의적으로 바꾸어 줄 수 있다.
도 7과 도 8에서는 OFDMA/FDD 방식 통신 시스템을 위한 부최적 PF 스케줄러 중에서 좋은 성능을 보이는 것으로 알려진 Best-PFS(Proportional Fairness Scheduling) 스케줄러를 사용한 경우, 본 발명에 따른 사운딩 신호 전송 제어 방법의 성능을 컴퓨터 모의실험을 통해 검증한 것이다.
도 7은 Best-PFS 스케줄러를 사용한 경우 본 발명에 따른 사운딩 방법(Greedy Descent Sounding:GDS)과 라운드 로빈 방식 사운딩 방법(Round-Robin Sounding:RRS)의 시간에 따른 전체비례공평성(General Proportional Fairness:GPF) 메트릭을 도시한 그래프이다.
도 7을 참조하면, 단말이 20개, 사운딩 다중화 계수인 M이 3인 경우를 보여주고 있다. 여기서 라운드 로빈 방식 사운딩 방법은 라운드로빈 스케줄링의 개념과 비슷하게 각 단말이 차례로 사운딩 신호를 전송시 사용할 사운딩 부대역의 수 l k 를 증가시키는 방식으로 단말들에게 사운딩을 허용하는 방식이다. GPF 메트릭은 수학식 7과 같이 정의되며, GPF가 높을수록 비례공평 지수, 즉 비례공평성이 높아지며, 그 GPF를 더 향상시키는 사운딩 방법이 PF 스케줄링에 더 적합한 사운딩 방식임을 의미한다.
Figure 112007067989842-pat00044
도 8은 GDS와 RRS 방법의 사운딩 다중화 계수에 따른 주파수 효율을 단말 수별로 도시한 그래프이다.
도 8을 참조하면, 단말 수가 5, 10, 15, 20인 경우를 나타내고 있다. 단말이 5개일 때를 제외하면, GDS 방법을 사용한 경우 더 높은 주파수 효율을 얻을 수 있음을 확인할 수 있다.(실제 시스템에 적용되는 경우, 사운딩 다중화 계수는 전체 단말 수에 비해 30% 이하일 가능성이 높으며, 이것을 고려하면 전체 단말 수가 10명 이상인 경우들을 고려하면 된다.) 특히 단말 수가 20인 경우는 주파수 효율을 약 10% 정도 증가시킴을 확인할 수 있다.
도 7과 도 8의 모의실험을 통해 본 발명에 따른 사운딩 방식인 GDS 방식이 PF 스케줄링에 더 적합한 방식임을 확인할 수 있다.
도 1은 OFDMA 시스템에서 여러 사운딩 신호들을 하나의 부대역 내에 다중화하는 대표적인 방법들을 도시한 도면,
도 2는 상향링크 데이터 채널 할당시, 사운딩 신호로부터 얻은 채널 정보를 활용하기 위한 하향링크 프레임, 상향링크 프레임의 구조를 도시한 도면,
도 3은 사운딩 신호 전송 허가에서부터 그에 따른 상향링크 데이터 채널 스케줄링까지의 과정을 도시한 도면,
도 4a는 본 발명에 따른 OFDMA/FDD 방식 통신 시스템의 상향링크에서의 PF 스케줄링을 위한 사운딩 신호 전송 제어 장치의 일 실시예를 도시한 도면,
도 4b는 데이터 부대역 수 결정부(410)의 일 실시예를 도시한 도면,
도 4c는 사운딩 부대역 수 결정부(420)의 일 실시예를 도시한 도면,
도 5a는 본 발명에 따른 OFDMA/FDD 방식 통신 시스템의 상향링크에서의 PF 스케줄링을 위한 사운딩 신호 전송 제어 방법의 일 실시예 흐름을 도시한 흐름도,
도 5b는 데이터 부대역 수 결정 단계(S510)의 일 실시예 흐름을 도시한 흐름도,
도 5c는 사운딩 부대역 수 결정 단계(S520)의 일 실시예 흐름을 도시한 흐름도,
도 6은 사운딩 부대역 할당부(430)의 부대역별 사운딩 신호를 전송할 단말들을 정하는 방법의 일 실시예를 도시한 도면,
도 7은 Best-PFS 스케줄러를 사용한 경우 본 발명에 따른 사운딩 방법과 라 운드 로빈 방식 사운딩 방법의 시간에 따른 전체비례공평성 메트릭을 도시한 그래프, 그리고,
도 8은 본 발명에 따른 사운딩 방법과 라운드 로빈 방식 사운딩 방법의 사운딩 다중화 계수에 따른 주파수 효율을 단말 수별로 도시한 그래프이다.

Claims (24)

  1. 단말들 각각의 채널 이득을 기초로 상기 각각의 단말이 상향링크 프레임을 통한 데이터 신호 전송시 사용할 데이터 부대역의 개수를 결정하는 데이터 부대역 수 결정부; 및
    상기 각각의 단말이 사용할 데이터 부대역의 개수에 비례하도록 상기 각각의 단말이 상기 상향링크 프레임을 통한 사운딩 신호 전송시 사용할 사운딩 부대역의 개수를 결정하는 사운딩 부대역 수 결정부;를 포함함을 특징으로 하는 직교주파수분할다중접속/주파수분할듀플렉스 방식 통신 시스템에서의 상향링크 사운딩 신호 전송 제어 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 단말들 각각의 채널 이득은
    상기 각각의 단말의 상기 단말들을 위한 전체 부대역들에서의 채널 이득들을 상기 전체 부대역들에 대하여 평균한 상기 각각의 단말의 평균 채널 이득임을 특징으로 하는 직교주파수분할다중접속/주파수분할듀플렉스 방식 통신 시스템에서의 상향링크 사운딩 신호 전송 제어 장치.
  3. 제1항에 있어서, 상기 데이터 부대역 개수 결정은
    상기 각각의 단말의 데이터 전송률을 일정 크기의 윈도우를 기준으로 평균한 상기 각각의 단말의 평균 데이터 전송률에 대한 상기 각각의 단말의 상기 상향링크 프레임에서 획득 가능한 데이터 전송률의 비에 비례하고 상기 윈도우 크기에 반비례하는 상기 각각의 단말의 비례공평성 기여값을 산출하고,
    상기 각각의 단말의 비례공평성 기여값을 모두 곱한 값인 비례공평 메트릭이 최대가 되도록 상기 각각의 단말이 사용할 데이터 부대역의 개수를 결정함을 특징으로 하는 직교주파수분할다중접속/주파수분할듀플렉스 방식 통신 시스템에서의 상향링크 사운딩 신호 전송 제어 장치.
  4. 제3항에 있어서, 상기 각각의 단말의 상기 상향링크 프레임에서 획득 가능한 데이터 전송률은
    상기 각각의 단말의 평균 채널 이득에 의해 추정되는 상기 각각의 단말의 부대역당 평균 데이터 전송률의 추정값과 상기 각각의 단말이 사용할 데이터 부대역의 개수에 비례하도록 추정되고,
    상기 각각의 단말의 평균 채널 이득은 상기 각각의 단말의 상기 단말들을 위한 전체 부대역들에서의 채널 이득들을 상기 전체 부대역들에 대하여 평균한 것을 특징으로 하는 직교주파수분할다중접속/주파수분할듀플렉스 방식 통신 시스템에서의 상향링크 사운딩 신호 전송 제어 장치.
  5. 제4항에 있어서, 상기 데이터 부대역 수 결정부는
    상기 전체 부대역들의 각 부대역마다 상기 각 부대역을 통하여 상기 상향링크 프레임에서 데이터 신호를 전송할 단말을 비례공평 스케줄링을 통해 지정하는 비례공평 스케줄러로부터 상기 각각의 단말의 평균 데이터 전송률을 입력받는 것을 특징으로 하는 직교주파수분할다중접속/주파수분할듀플렉스 방식 통신 시스템에서의 상향링크 사운딩 신호 전송 제어 장치.
  6. 제2항에 있어서, 상기 각각의 단말의 평균 채널 이득은 상기 각각의 단말과의 하향링크의 라지 스케일 페이딩(Large-scale Fading)에 관한 정보를 주기적으로 피드백해 주는 상향링크 채널을 통해 획득하는 것을 특징으로 하는 직교주파수분할다중접속/주파수분할듀플렉스 방식 통신 시스템에서의 상향링크 사운딩 신호 전송 제어 장치.
  7. 제1항에 있어서, 상기 데이터 부대역 수 결정부는
    상기 각각의 단말이 사용할 데이터 부대역의 개수를 0으로 초기화하는 초기화부;
    상기 단말들을 차례로 선택하여 상기 선택된 단말이 사용할 데이터 부대역의 개수를 하나 늘리는 것을 가정하는 경우에서의 상기 선택된 단말의 일정 크기의 윈도우 동안의 데이터 전송량의 증가 비율을 최대로 하는 단말을 선정하여 상기 선정된 단말이 사용할 데이터 부대역의 개수를 하나 증가시키는 데이터 부대역 할당부; 및
    상기 각각의 단말이 사용할 데이터 부대역의 개수의 합이 상기 단말들을 위한 전체 부대역들의 개수와 같지 않으면 상기 데이터 부대역 할당부의 상기 증가 작업을 반복하게 하는 비교부;를 포함하는 것을 특징으로 하는 직교주파수분할다중접속/주파수분할듀플렉스 방식 통신 시스템에서의 상향링크 사운딩 신호 전송 제어 장치.
  8. 제1항에 있어서, 상기 사운딩 부대역 수 결정부는
    상기 결정된 상기 각각의 단말이 사용할 데이터 부대역 수에 기설정된 상수를 곱하여 상기 각각의 단말이 사용할 사운딩 부대역의 수를 설정하는 비례화부;
    상기 설정된 상기 각각의 단말이 사용할 사운딩 부대역 수 중 상기 단말들을 위한 전체 부대역들의 수를 초과하는 것이 존재하는지를 판단하는 조정 필요 판단부; 및
    초과되는 사운딩 부대역 수가 존재하는 경우 해당 단말이 사용할 사운딩 부대역 수에 대한 조정을 수행하고, 상기 조정 필요 판단부의 판단을 반복하게 하는 조정부;를 포함함을 특징으로 하는 직교주파수분할다중접속/주파수분할듀플렉스 방식 통신 시스템에서의 상향링크 사운딩 신호 전송 제어 장치.
  9. 제8항에 있어서, 상기 기설정된 상수는
    한 상향링크 프레임 동안 하나의 사운딩 부대역을 통하여 사운딩 신호를 송신할 수 있는 단말의 최대 개수인 사운딩 다중화 계수인 것을 특징으로 하는 직교주파수분할다중접속/주파수분할듀플렉스 방식 통신 시스템에서의 상향링크 사운딩 신호 전송 제어 장치.
  10. 제8항에 있어서, 상기 조정부에서 상기 해당 단말이 사용할 사운딩 부대역 수에 대한 조정을 수행하는 것은
    상기 해당 단말이 사용할 사운딩 부대역 수를 감소시키고, 가장 작은 값의 사운딩 부대역 수를 가진 단말이 사용할 사운딩 부대역 수를 증가시키는 것임을 특징으로 하는 직교주파수분할다중접속/주파수분할듀플렉스 방식 통신 시스템에서의 상향링크 사운딩 신호 전송 제어 장치.
  11. 제10항에 있어서, 상기 조정부는
    상기 사운딩 부대역 수를 감소시키는 것은 1개씩 감소시키고, 상기 사운딩 부대역 수를 증가시키는 것은 1개씩 증가시키는 것을 특징으로 하는 직교주파수분할다중접속/주파수분할듀플렉스 방식 통신 시스템에서의 상향링크 사운딩 신호 전송 제어 장치.
  12. 제1항에 있어서,
    상기 사운딩 부대역 수 결정부를 통해 결정된 상기 각각의 단말이 사용할 사운딩 부대역의 개수를 기초로 상기 단말들을 위한 전체 부대역들의 각 부대역에 대하여 상기 상향링크 프레임에서 사운딩 신호를 전송할 단말을 선정하는 사운딩 부대역 할당부;를 더 포함함을 특징으로 하는 직교주파수분할다중접속/주파수분할듀플렉스 방식 통신 시스템에서의 상향링크 사운딩 신호 전송 제어 장치.
  13. 단말들 각각의 채널 이득을 기초로 상기 각각의 단말이 상향링크 프레임을 통한 데이터 신호 전송시 사용할 데이터 부대역의 개수를 결정하는 데이터 부대역 수 결정 단계; 및
    상기 각각의 단말이 사용할 데이터 부대역의 개수에 비례하도록 상기 각각의 단말이 상기 상향링크 프레임을 통한 사운딩 신호 전송시 사용할 사운딩 부대역의 개수를 결정하는 사운딩 부대역 수 결정 단계;를 포함함을 특징으로 하는 직교주파수분할다중접속/주파수분할듀플렉스 방식 통신 시스템에서의 상향링크 사운딩 신호 전송 제어 방법.
  14. 제13항에 있어서, 상기 단말들 각각의 채널 이득은
    상기 각각의 단말의 상기 단말들을 위한 전체 부대역들에서의 채널 이득들을 상기 전체 부대역들에 대하여 평균한 상기 각각의 단말의 평균 채널 이득임을 특징으로 하는 직교주파수분할다중접속/주파수분할듀플렉스 방식 통신 시스템에서의 상향링크 사운딩 신호 전송 제어 방법.
  15. 제13항에 있어서, 상기 데이터 부대역 수 결정 단계는
    상기 각각의 단말의 데이터 전송률을 일정 크기의 윈도우를 기준으로 평균한 상기 각각의 단말의 평균 데이터 전송률에 대한 상기 각각의 단말의 상기 상향링크 프레임에서 획득 가능한 데이터 전송률의 비에 비례하고 상기 윈도우 크기에 반비례하는 상기 각각의 단말의 비례공평성 기여값을 산출하는 단계; 및
    상기 각각의 단말의 비례공평성 기여값을 모두 곱한 값인 비례공평 메트릭이 최대가 되도록 상기 각각의 단말이 사용할 데이터 부대역의 개수를 결정하는 단계;를 포함함을 특징으로 하는 직교주파수분할다중접속/주파수분할듀플렉스 방식 통신 시스템에서의 상향링크 사운딩 신호 전송 제어 방법.
  16. 제15항에 있어서, 상기 각각의 단말의 상기 상향링크 프레임에서 획득 가능한 데이터 전송률은
    상기 각각의 단말의 평균 채널 이득에 의해 추정되는 상기 각각의 단말의 부대역당 평균 데이터 전송률의 추정값과 상기 각각의 단말이 사용할 데이터 부대역의 개수에 비례하도록 추정되고,
    상기 각각의 단말의 평균 채널 이득은 상기 각각의 단말의 상기 단말들을 위한 전체 부대역들에서의 채널 이득들을 상기 전체 부대역들에 대하여 평균한 것을 특징으로 하는 직교주파수분할다중접속/주파수분할듀플렉스 방식 통신 시스템에서의 상향링크 사운딩 신호 전송 제어 방법.
  17. 제16항에 있어서, 상기 데이터 부대역 수 결정 단계는
    상기 전체 부대역들의 각 부대역마다 상기 각 부대역을 통하여 상기 상향링크 프레임에서 데이터 신호를 전송할 단말을 비례공평 스케줄링을 통해 지정하는 비례공평 스케줄러로부터 상기 각각의 단말의 평균 데이터 전송률을 입력받는 것을 특징으로 하는 직교주파수분할다중접속/주파수분할듀플렉스 방식 통신 시스템에서의 상향링크 사운딩 신호 전송 제어 방법.
  18. 제14항에 있어서, 상기 각각의 단말의 평균 채널 이득은 상기 각각의 단말과의 하향링크의 라지 스케일 페이딩(Large-scale Fading)에 관한 정보를 주기적으로 피드백해 주는 상향링크 채널을 통해 획득하는 것을 특징으로 하는 직교주파수분할다중접속/주파수분할듀플렉스 방식 통신 시스템에서의 상향링크 사운딩 신호 전송 제어 방법.
  19. 제13항에 있어서, 상기 데이터 부대역 수 결정 단계는
    상기 각각의 단말이 사용할 데이터 부대역의 개수를 0으로 초기화하는 초기화 단계;
    상기 단말들을 차례로 선택하여 상기 선택된 단말이 사용할 데이터 부대역의 개수를 하나 늘리는 것을 가정하는 경우에서의 상기 선택된 단말의 일정 크기의 윈도우 동안의 데이터 전송량의 증가 비율을 최대로 하는 단말을 선정하여 상기 선정된 단말이 사용할 데이터 부대역의 개수를 하나 증가시는 데이터 부대역 할당 단계; 및
    상기 각각의 단말이 사용할 데이터 부대역의 개수의 합이 상기 단말들을 위한 전체 부대역들의 개수와 같지 않으면 상기 데이터 부대역 할당 단계의 상기 증가 작업을 반복하게 하는 비교 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 직교주파수분할다중접속/주파수분할듀플렉스 방식 통신 시스템에서의 상향링크 사운딩 신호 전송 제어 방법.
  20. 제13항에 있어서, 상기 사운딩 부대역 수 결정 단계는
    상기 결정된 상기 각각의 단말이 사용할 데이터 부대역 수에 기설정된 상수를 곱하여 상기 각각의 단말이 사용할 사운딩 부대역의 수를 설정하는 비례화 단계;
    상기 설정된 상기 각각의 단말이 사용할 사운딩 부대역 수 중 상기 단말들을 위한 전체 부대역들의 수를 초과하는 것이 존재하는지를 판단하는 조정 필요 판단단계; 및
    초과되는 사운딩 부대역 수가 존재하는 경우 해당 단말이 사용할 사운딩 부대역 수에 대한 조정을 수행하고, 상기 조정 필요 판단 단계의 판단을 반복하게 하는 조정 단계;를 포함함을 특징으로 하는 직교주파수분할다중접속/주파수분할듀플렉스 방식 통신 시스템에서의 상향링크 사운딩 신호 전송 제어 방법.
  21. 제20항에 있어서, 상기 기설정된 상수는
    한 상향링크 프레임 동안 하나의 사운딩 부대역을 통하여 사운딩 신호를 송신할 수 있는 단말의 최대 개수인 사운딩 다중화 계수인 것을 특징으로 하는 직교주파수분할다중접속/주파수분할듀플렉스 방식 통신 시스템에서의 상향링크 사운딩 신호 전송 제어 방법.
  22. 제20항에 있어서, 상기 조정 단계에서 상기 해당 단말이 사용할 사운딩 부대역 수에 대한 조정을 수행하는 것은
    상기 해당 단말이 사용할 사운딩 부대역 수를 감소시키고, 가장 작은 값의 사운딩 부대역 수를 가진 단말이 사용할 사운딩 부대역 수를 증가시키는 것임을 특징으로 하는 직교주파수분할다중접속/주파수분할듀플렉스 방식 통신 시스템에서의 상향링크 사운딩 신호 전송 제어 방법.
  23. 제22항에 있어서, 상기 조정 단계는
    상기 사운딩 부대역 수를 감소시키는 것은 1개씩 감소시키고, 상기 사운딩 부대역 수를 증가시키는 것은 1개씩 증가시키는 것을 특징으로 하는 직교주파수분할다중접속/주파수분할듀플렉스 방식 통신 시스템에서의 상향링크 사운딩 신호 전송 제어 방법.
  24. 제13항에 있어서,
    상기 사운딩 부대역 수 결정 단계를 통해 결정된 상기 각각의 단말이 사용할 사운딩 부대역의 개수를 기초로 상기 단말들을 위한 전체 부대역들의 각 부대역에 대하여 상기 상향링크 프레임에서 사운딩 신호를 전송할 단말을 선정하는 사운딩 부대역 할당 단계;를 더 포함함을 특징으로 하는 직교주파수분할다중접속/주파수분할듀플렉스 방식 통신 시스템에서의 상향링크 사운딩 신호 전송 제어 방법.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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KR101466894B1 (ko) * 2008-10-07 2014-12-02 삼성전자주식회사 무선통신시스템에서 전력 제어 장치 및 방법
WO2010137870A2 (ko) * 2009-05-26 2010-12-02 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 사운딩 기준 신호 송수신 방법 및 장치
CN103190100B (zh) * 2010-10-28 2016-06-15 Lg电子株式会社 发送探测基准信号的方法和设备

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20050049140A (ko) * 2003-11-21 2005-05-25 삼성전자주식회사 직교주파수 분할 다중 접속 방식을 사용하는 무선 통신시스템의 상향 링크 프레임 구성 방법
US20060002360A1 (en) 2004-06-09 2006-01-05 Ji Tingfang Dynamic restrictive reuse scheduler
KR20060047919A (ko) * 2004-05-14 2006-05-18 삼성전자주식회사 직교 주파수 분할 다중 접속 무선 통신 시스템에서 하향링크 채널 스케쥴링 방법 및 장치와 시스템

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20050049140A (ko) * 2003-11-21 2005-05-25 삼성전자주식회사 직교주파수 분할 다중 접속 방식을 사용하는 무선 통신시스템의 상향 링크 프레임 구성 방법
KR20060047919A (ko) * 2004-05-14 2006-05-18 삼성전자주식회사 직교 주파수 분할 다중 접속 무선 통신 시스템에서 하향링크 채널 스케쥴링 방법 및 장치와 시스템
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