KR100823569B1 - Apparatus and Method for Cancellation of Partially Overlapped Crosstalk Signals - Google Patents

Apparatus and Method for Cancellation of Partially Overlapped Crosstalk Signals Download PDF

Info

Publication number
KR100823569B1
KR100823569B1 KR1020060116951A KR20060116951A KR100823569B1 KR 100823569 B1 KR100823569 B1 KR 100823569B1 KR 1020060116951 A KR1020060116951 A KR 1020060116951A KR 20060116951 A KR20060116951 A KR 20060116951A KR 100823569 B1 KR100823569 B1 KR 100823569B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
interference signal
signal
module
interpolation
interference
Prior art date
Application number
KR1020060116951A
Other languages
Korean (ko)
Other versions
KR20070061745A (en
Inventor
정민호
박형준
이용환
Original Assignee
한국전자통신연구원
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 한국전자통신연구원 filed Critical 한국전자통신연구원
Priority to US11/604,898 priority Critical patent/US7640000B2/en
Publication of KR20070061745A publication Critical patent/KR20070061745A/en
Application granted granted Critical
Publication of KR100823569B1 publication Critical patent/KR100823569B1/en

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
    • H04B1/1027—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference assessing signal quality or detecting noise/interference for the received signal
    • H04B1/1036—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference assessing signal quality or detecting noise/interference for the received signal with automatic suppression of narrow band noise or interference, e.g. by using tuneable notch filters
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2689—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation
    • H04L27/2691—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation involving interference determination or cancellation

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)

Abstract

본 발명은 부분적으로 대역이 중첩되는 단일 반송파 간섭 신호의 제거 방법 및 장치에 관한 것이다.The present invention relates to a method and apparatus for canceling a single carrier interference signal that partially overlaps a band.

이를 위하여 본 발명은 입력 신호를 기저 대역으로 하향 천이시키는 전 처리 모듈, 입력 신호를 인터폴레이션 비율로 나누어, 간섭 신호를 제거하는 간섭 신호 제거 모듈, 간섭 신호 제거 모듈의 출력을 통과 대역 신호로 변환하는 후 처리 모듈 및 잔여 간섭 신호의 데시메이션을 실행한 뒤 간섭 신호 제거 모듈로 피드백시키는 오류 피드백 프로세서 모듈을 포함하는 간섭 신호 제거 장치를 제공한다. 또한, 간섭 신호가 포함된 입력 신호를 기저 대역으로 하향 천이시켜서 인터폴레이션 및 필터링을 수행한 뒤, 원래 신호의 주파수로 천이시켜 발생된 잔여 간섭 신호를 데시메이션하는 간섭 신호 제거 방법을 제공한다.To this end, the present invention is a pre-processing module for shifting down the input signal to the baseband, by dividing the input signal by the interpolation ratio, the interference signal cancellation module for removing the interference signal, after converting the output of the interference signal cancellation module to the passband signal An interference signal cancellation apparatus including an error feedback processor module for performing a decimation of a processing module and a residual interference signal and then feeding back to the interference signal cancellation module. In addition, the present invention provides an interference signal removal method for decimating a residual interference signal generated by shifting an input signal including an interference signal downward to a baseband to perform interpolation and filtering, and then shifting to an original signal frequency.

본 발명에 의하면, 인터폴레이션 필터 및 데시메이션 필터를 사용함으로써, 간섭 신호 제거 장치의 구현의 복잡도가 감소하며, 간섭 신호 제거를 느린 속도로 처리할 수 있어, 계산의 복잡도가 매우 감소하는 효과를 기대할 수 있다.According to the present invention, by using the interpolation filter and the decimation filter, the complexity of the implementation of the interference signal canceller can be reduced, and the interference signal cancellation can be processed at a slow speed, so that the complexity of the calculation can be expected to be greatly reduced. have.

단일 반송파 간섭 신호, 간섭 신호 제거, 인터폴레이션, Interpolation, 데시메이션, Decimation, XC, 필터형-X 알고리즘 Single Carrier Interference Signal, Interference Signal Cancellation, Interpolation, Interpolation, Decimation, Decimation, XC, Filtered-X Algorithm

Description

주파수 대역의 부분적인 중첩에 따른 간섭 신호를 제거하는 장치 및 그 방법{Apparatus and Method for Cancellation of Partially Overlapped Crosstalk Signals}Apparatus and Method for Cancellation of Partially Overlapped Crosstalk Signals}

도 1은 단일 반송파 간섭 신호에서 부분적으로 중첩되는 송신 신호와 수신 신호의 스펙트럼을 나타낸 도면,1 is a diagram illustrating a spectrum of a transmission signal and a reception signal partially overlapping each other in a single carrier interference signal;

도 2는 본 발명의 실시예에 따른 간섭 신호 제거 장치의 블록 구성도,2 is a block diagram of an interference signal removing device according to an embodiment of the present invention;

도 3은 본 발명의 실시예에 따른 간섭 신호 제거 장치를 기저 대역의 신호를 이용하여 나타낸 블록 구성도,3 is a block diagram illustrating an interference signal removing apparatus according to an embodiment of the present invention using a baseband signal;

도 4는 본 발명의 다른 실시예에 따라 필터형-X 알고리즘이 적용된 간섭 제거 장치를 나타낸 블록 구성도,4 is a block diagram illustrating an interference cancellation apparatus to which a Filter-X algorithm is applied according to another embodiment of the present invention;

도 5는 본 발명의 실시예에 따라 부분적으로 대역이 중첩되는 단일 반송파 간섭 신호의 제거 방법을 설명하기 위한 순서도,FIG. 5 is a flowchart illustrating a method of removing a single carrier interference signal in which bands partially overlap in accordance with an embodiment of the present invention. FIG.

도 6은 본 발명의 실시예에 따라, 단일 반송파 간섭 신호 제거 방법을 수행함에 있어서 발생하는 잔여 간섭 신호를 피드백시키는 방법을 설명하기 위한 순서도이다.6 is a flowchart illustrating a method of feeding back a residual interference signal generated in performing a single carrier interference signal cancellation method according to an embodiment of the present invention.

본 발명은 부분적으로 대역이 중첩되는 단일 반송파 간섭 신호의 제거 방법 및 장치에 관한 것이다. 더욱 상세하게는, 데이터 전송을 위한 이동통신 환경에서, 송신기가 사용하는 송신 주파수 대역과 수신기가 사용하는 수신 주파수 대역이 중첩됨에 따라 발생하는 간섭 신호를 제거하기 위한 간섭 신호 제거 장치 및 그 방법에 관한 것이다.The present invention relates to a method and apparatus for canceling a single carrier interference signal that partially overlaps a band. More specifically, in the mobile communication environment for data transmission, an interference signal removing apparatus and method for removing interference signals generated when the transmission frequency band used by the transmitter and the reception frequency band used by the receiver overlap will be.

최근 들어 통신 및 네트워크 기술의 발달에 따라 유무선 인터넷을 이용한 다양한 종류의 멀티미디어 서비스, 예컨대, 이메일, 채팅, 메신저, 게임, 영화 및 음악 감상 등의 서비스가 제공되고 있다. 특히, 무선 인터넷 서비스를 이용한 멀티미디어 서비스는 시간과 장소에 구애받지 않고 제공받을 수 있다는 특징으로 인하여 많은 사용자의 요구가 발생하고 있다.Recently, with the development of communication and network technology, various kinds of multimedia services using wired and wireless Internet, for example, email, chat, messenger, games, movies, music and other services are provided. In particular, the multimedia services using the wireless Internet service is required by many users due to the feature that can be provided regardless of time and place.

이와 같은 사용자의 요구가 많아짐에 따라, 멀티미디어 서비스를 위한 컨텐츠 전송에 있어서, 높은 데이터 전송 속도가 요구되고 있으며, 이와 같은 높은 전송 속도는 스펙트럼 효율(Spectral Efficiency)의 향상, 데이터 심볼의 전송률 향상 또는 신호 대역폭의 증가를 통해서 이루어질 수 있다.As the demands of users increase, high data transmission speeds are required for content transmission for multimedia services. Such high transmission speeds may include improved spectral efficiency, improved data symbol rate, or signals. This can be achieved by increasing the bandwidth.

여기서, 데이터의 심볼 전송률을 증가시킴으로써 전송 속도를 향상시키는 방법은 사용 가능한 대역폭이 제한되며, 이동통신 시스템을 구현함에 있어서 그 구성이 복합해진다는 문제점이 있다. 이에 따라 데이터 전송 속도를 향상시키기 위하여, 심볼 전송률을 증가시키는 방법을 항상 이용하지는 않는다.Here, the method of improving the transmission rate by increasing the symbol transmission rate of data has a problem that the available bandwidth is limited, and the configuration thereof is complicated in implementing a mobile communication system. Accordingly, in order to improve the data transmission rate, the method of increasing the symbol transmission rate is not always used.

DSL(Digital Subscriber Line) 환경에서는 듀플렉스(Duplex) 동작에 의해서, 송신(Tx: Transmit)과 수신(Rx: Receiving)에 있어서 서로 다른 주파수 대역이 사용된다. 이 때, 주파수 도메인에서 송신 스펙트럼과 수신 스펙트럼이 서로 겹치도록 함으로써, 전체 대역폭의 증가 없이 심볼 전송률을 증가할 수 있다. 이 때, 불완전한 선로의 차폐로 인한 간섭 신호를 제거해야만 한다.In a digital subscriber line (DSL) environment, different frequency bands are used for transmission (Tx) and reception (Rx: Receiving) by a duplex operation. In this case, by allowing the transmission spectrum and the reception spectrum to overlap each other in the frequency domain, the symbol transmission rate may be increased without increasing the overall bandwidth. At this time, the interference signal due to the shielding of the incomplete line must be removed.

종래에는 이와 같은 간섭 신호를 제거하기 위하여, 내부 대역 데이터 구동 간섭 신호 제거기(IDXC: Inband Data-driven crosstalk Canceller, 이하, 'IDXC'라 칭함) 방식이 사용되고 있다.In order to remove such interference signals, an internal band data-driven crosstalk canceller (IDXC) scheme has been used.

IDXC 방식은 부호 간에 간섭이 없는 부호 전달 속도인 나이키스트 속도(Nyquist rate)로 간섭 신호를 처리하며, 다상(多相)의 구조를 사용하여 구현되므로, 신뢰할만한 성능을 제공하며, 타이밍과 주파수 오프셋에 강한 특징이 있다.The IDXC scheme processes interference signals at the Nyquist rate, which is a code transfer rate without interference between codes, and is implemented using a multiphase structure, providing reliable performance, timing, and frequency offset. Has a strong feature.

그러나, 간섭 신호의 중첩된 대역폭이 송신 신호의 대역폭보다 작은 경우, 종래의 나이키스트 속도를 사용하는 IDXC에서는 대역이 겹치는 간섭 신호보다 더 높은 샘플링 주파수가 사용되어야 하므로, 매우 복잡한 계산 과정을 거쳐야한다.However, if the overlapping bandwidth of the interference signal is smaller than the bandwidth of the transmission signal, the IDXC using the conventional Nyquist rate has to use a higher sampling frequency than the interference signal overlapping the band, and thus requires a very complicated calculation process.

도 1은 단일 반송파 간섭 신호에서 부분적으로 중첩되는 송신 신호와 수신 신호의 스펙트럼을 나타낸 도면이다.1 is a diagram illustrating a spectrum of a transmission signal and a reception signal partially overlapping each other in a single carrier interference signal.

도 1에서와 같이 송신 신호의 스펙트럼 및 수신 신호의 스펙트럼이 부분적으로 겹치는 것을 가정하는 경우, 간섭 신호의 스펙트럼(

Figure 112006086510640-pat00001
)는 수학식 1과 같이 표현된다.If it is assumed that the spectrum of the transmission signal and the spectrum of the reception signal partially overlap as in FIG. 1, the spectrum of the interference signal (
Figure 112006086510640-pat00001
) Is expressed as in Equation 1.

Figure 112006086510640-pat00002
Figure 112006086510640-pat00002

(여기서,

Figure 112006086510640-pat00003
은 DSL에서 저대역 신호의 반송파 주파수,
Figure 112006086510640-pat00004
는 DSL에서 고대역 신호의 반송파 주파수,
Figure 112006086510640-pat00005
은 저대역 신호의 심볼 전송률,
Figure 112006086510640-pat00006
은 고대역 신호의 심볼 전송률)(here,
Figure 112006086510640-pat00003
Is the carrier frequency of the lowband signal in DSL,
Figure 112006086510640-pat00004
Is the carrier frequency of the highband signal in DSL,
Figure 112006086510640-pat00005
Is the symbol rate of the low-band signal,
Figure 112006086510640-pat00006
Is the symbol rate of the high-band signal)

여기서, 불완전한 선로의 차폐로 인하여 송신 신호와 수신 신호가 겹치는 대역폭에 의한 간섭 신호가 발생된다. 도 1에서는 영역 A는 주파수 도메인에서 수신 신호에 대역이 부분적으로 겹치는 간섭 신호의 스펙트럼을 나타낸다.Here, due to shielding of an incomplete line, an interference signal is generated due to a bandwidth where a transmission signal and a reception signal overlap. In FIG. 1, region A represents a spectrum of an interference signal in which a band partially overlaps a received signal in the frequency domain.

여기서, 송신 신호를 보호 밴드(Roll-Off Factor)가 α인 자승 근형 코사인 필터(SRCF: Square-root Raised Cosine Filter)를 사용하여 성형된 펄스라고 가정하면, 간섭 신호의 스펙트럼(f)은 수학식 2와 같은 주파수 범위에 위치한다.Here, assuming that the transmission signal is a pulse formed by using a square-root raised cosine filter (SRCF) having a roll-off factor of α , the spectrum f of the interference signal is Located in the same frequency range as 2.

Figure 112006086510640-pat00007
Figure 112006086510640-pat00007

여기서, 스펙트럼에서의 중첩량을 측정하기 위하여, 송신 신호의 대역폭에 의해 정규화된 송신 신호 및 수신 신호의 중심 주파수들 사이의 주파수 이격을 확인하여야 하며, 이를 위한 반송파 이격 비율(Stacing Ratio, ζ)은 수학식 3과 같이 정의된다.Here, in order to measure the amount of overlap in the spectrum, the frequency separation between the center frequencies of the transmission signal and the reception signal normalized by the bandwidth of the transmission signal should be checked, and the carrier spacing ratio ( ζ ) for this is It is defined as in Equation 3.

Figure 112006086510640-pat00008
Figure 112006086510640-pat00008

여기서, 반송파 이격 비율이 1보다 작으면(ζ < 1.0), 두 개의 신호들이 주파수 도메인에서 서로 겹쳐있는 것을 의미한다.Here, if the carrier separation ratio is less than 1 ( ζ <1.0), it means that two signals overlap each other in the frequency domain.

나이키스트 속도의 IDXC는 통신을 수행함에 있어서, 간섭 신호의 제거를 위해 사용되며, 다상 구조의 인터폴레이션(Interpolation) 비율(L)은 수학식 4와 같이 정의된다.Nyquist rate IDXC is used to remove interference signals in communication, and the interpolation ratio L of the polyphase structure is defined as in Equation 4.

Figure 112006086510640-pat00009
Figure 112006086510640-pat00009

(여기서,

Figure 112006086510640-pat00010
는 x보다 작거나 동일한 정수 중에서 가장 큰 정수)(here,
Figure 112006086510640-pat00010
Is the largest integer less than or equal to x)

여기서, 간섭 신호가 N 개 심볼의 존속 시간을 가지고, 종래 최소 평균 제곱(LMS: Least Mean Square) 적응화 알고리즘이 적용된 이동통신 시스템에서의 L형 다상의 부 제거기는, 필터링을 위하여 4N 개의 MAC들을 필요로 한다. 여기서, MAC은 1 회의 곱셈과 누적(Multiplication and Accumulation)을 의미하는 단위이다. 그리고, 각 심볼 존속 시간에 대해 N 개의 복소값을 갖는 계수를 채택하여야 한다.Here, the L-shaped multi-phase sub canceller in a mobile communication system having an interference signal having N symbol duration times and a conventional least mean square (LMS) adaptation algorithm requires 4N MACs for filtering. Shall be. Herein, the MAC is a unit representing one multiplication and accumulation. A coefficient having N complex values must be adopted for each symbol duration time.

이에 따라서, L형 다상의 부 제거기는 초당

Figure 112006086510640-pat00011
개의 MAC의 계산 복잡도 가 요구된다. 예로써, 심볼 전송률이 256 K보(bauds)이고, ζ= 0.83인 대칭형 DSL이 구현되어 있다고 가정하면, 80 ㎲만큼 늘어난 간섭 신호 구간에 대해 종래 IDXC는 초당 640×106 MACs보다 많은 계산 복잡도를 요구한다. 그러나, 종래의 디지털 신호 처리기를 사용하여 이와 같이 많은 계산을 수행하는 부 제거기를 실제로 구현하는 것은 어려운 문제점이 있다.Accordingly, the L-shaped polyphase negative eliminator
Figure 112006086510640-pat00011
The computational complexity of the two MACs is required. For example, assuming a symbol rate of 256 baud and a symmetric DSL with ζ = 0.83, the conventional IDXC requires more computational complexity than 640 x 106 MACs per second for an interfering signal interval increased by 80 kHz. do. However, it is difficult to actually implement a sub-cancer that performs such many calculations using a conventional digital signal processor.

이와 같은 문제점을 해결하기 위하여, 본 발명은 데이터 전송을 위한 이동통신 환경에서, 송신기가 사용하는 송신 주파수 대역과 수신기가 사용하는 수신 주파수 대역이 중첩됨에 따라 발생하는 간섭 신호를 인터폴레이션 필터와 데시메이션 필터를 이용하여 제거하는 간섭 신호 제거 장치 및 방법을 제공한다.In order to solve the above problems, the present invention provides an interpolation filter and a decimation filter for an interference signal generated by overlapping a transmission frequency band used by a transmitter and a reception frequency band used by a receiver in a mobile communication environment for data transmission. Provided are an interference signal canceling apparatus and method for removing using a method.

이러한 기술적 과제를 달성하기 위하여 본 발명의 제1 실시예에 따른 간섭 신호 제거 장치로서, 이동통신 시스템에서 송신 주파수와 수신 주파수의 중첩에 따라 발생하는 간섭 신호를 제거하기 위한 장치에 있어서, 간섭 신호가 포함된 입력 신호를 기저 대역으로 하향 천이시키는 전 처리 모듈; 하향 천이된 입력 신호를 인터폴레이션 비율로 나누어, 입력 신호 내의 간섭 신호를 제거하는 간섭 신호 제거 모듈; 간섭 신호 제거 모듈의 출력을 통과 대역 신호로 변환하는 후 처리 모듈; 및 간섭 신호 제거 모듈의 간섭 신호 제거 과정에서 발생된 잔여 간섭 신호를 후 처리 모듈로부터 수신하여 데시메이션을 실행한 뒤, 간섭 신호 제거 모듈로 피드백시키는 오류 피드백 프로세서 모듈을 포함한다.In order to achieve the above technical problem, an interference signal removing apparatus according to a first embodiment of the present invention, in the apparatus for removing an interference signal generated by the overlapping of a transmission frequency and a reception frequency in a mobile communication system, A preprocessing module for shifting the included input signal downward to the baseband; An interference signal removal module dividing the down-shifted input signal by an interpolation ratio to remove the interference signal in the input signal; A post processing module for converting the output of the interference signal cancellation module into a pass band signal; And an error feedback processor module configured to receive a residual interference signal generated in the interference signal removal process of the interference signal removal module from the post processing module, perform decimation, and then feed back the interference signal removal module.

또한, 본 발명의 제2 실시예에 따른 간섭 신호 제거 방법으로서, 이동통신 시스템에서 송신 주파수와 수신 주파수의 중첩에 따라 발생하는 간섭 신호의 제거 방법에 있어서, (a) 간섭 신호가 포함된 입력 신호를 기저 대역으로 하향 천이시키는 단계; (b) 하향 천이된 입력 신호에 인터폴레이션을 실행하여, 통과 대역 신호로 변환하는 단계; (c) 인터폴레이션된 신호를 필터링하고, 원래 신호의 주파수로 천이하는 단계; 및 (d) 인터폴레이션 및 필터링 과정에서 발생된 잔여 간섭 신호를 데시메이션한 후, (b) 단계 이후의 과정을 반복하는 단계를 포함한다.In addition, according to a second embodiment of the present invention, a method for canceling an interference signal, the method for removing an interference signal generated by overlapping a transmission frequency and a reception frequency in a mobile communication system, the method comprising: (a) an input signal including an interference signal Downshifting to baseband; (b) performing interpolation on the down-shifted input signal to convert it into a passband signal; (c) filtering the interpolated signal and transitioning to the frequency of the original signal; And (d) decimating the residual interference signal generated in the interpolation and filtering process, and then repeating the process after step (b).

아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다. DETAILED DESCRIPTION Hereinafter, exemplary embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings so that those skilled in the art may easily implement the present invention. As those skilled in the art would realize, the described embodiments may be modified in various different ways, all without departing from the spirit or scope of the present invention. In the drawings, parts irrelevant to the description are omitted in order to clearly describe the present invention, and like reference numerals designate like parts throughout the specification.

또한, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 “포함”한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다. In addition, when a part is said to "include" a certain component, this means that it may further include other components, except to exclude other components unless otherwise stated.

또한, 본 명세서에서 기재한 모듈(module)이란 용어는 특정한 기능이나 동작을 처리하는 하나의 단위를 의미하며, 이는 하드웨어나 소프트웨어 또는 하드웨어 및 소프트웨어의 결합으로 구현할 수 있다. In addition, the term module described herein refers to a unit for processing a specific function or operation, which may be implemented in hardware or software, or a combination of hardware and software.

도 1과 같이 송신 신호와 수신 신호가 주파수 도메인에서 부분적으로 겹치는 경우의 간섭 신호는 수신 신호의 대역폭과 비교하면 작은 통과 대역 신호이다. 따라서, 간섭 신호는 기저 대역으로 주파수 하향 천이시킴으로써, 저속으로 천이될 수 있다. As shown in FIG. 1, when the transmission signal and the reception signal partially overlap each other in the frequency domain, the interference signal is a small passband signal compared to the bandwidth of the reception signal. Thus, the interfering signal can be shifted at low speed by shifting frequency downward to the base band.

도 2는 본 발명의 실시예에 따른 간섭 신호 제거 장치의 블록 구성도이다.2 is a block diagram of an interference signal removing apparatus according to an embodiment of the present invention.

본 발명에 따른 간섭 신호 제거 장치(XC: crosstalk Canceller)는 전 처리 모듈(210), 간섭 신호 제거 모듈(220), 후 처리 모듈(230) 및 오류 피드백 프로세서 모듈(240)을 포함한다.The crosstalk canceller (XC) according to the present invention includes a preprocessing module 210, an interference signal cancellation module 220, a post processing module 230, and an error feedback processor module 240.

전 처리 모듈(Pre-Processor)(210)은 간섭 신호 제거 장치의 입력 신호를 기저 대역과 유사한 대역으로 하향 천이시키는 부분이다. 여기서, 입력 신호를 기저 대역과 유사한 대역으로 하향 천이시키는 것은 간섭 신호 제거 동작을 저속으로 처리하도록 하여, 간섭 신호 제거를 위한 계산의 복잡도를 감소시키기 위함이다. 이 때, 입력 신호 x(n)을 T라고 표시하면, 전 처리 모듈(210)에서는 T를 f o 만큼 하향 천이시키며, 이 때, f o 는 수학식 5와 같이 나타날 수 있다.The pre-processor 210 is a portion for shifting down the input signal of the interference canceling device to a band similar to the baseband. Here, the downshifting of the input signal to a band similar to the baseband is to reduce the complexity of the calculation for the interference signal cancellation by processing the interference signal cancellation operation at a low speed. In this case, when the input signal x (n) is denoted as T, the preprocessing module 210 shifts T downward by f o , where f o may be represented by Equation 5 below.

Figure 112006086510640-pat00012
Figure 112006086510640-pat00012

그리고, 주파수 변경 방법은 곱셈기(212)를 이용하여 입력 신호 T와

Figure 112006086510640-pat00013
를 곱하여 주파수를 변경할 수 있다. 이 때, 전 처리 모듈(210)을 통과한 입력 신호는 대역만 변경되었으므로, 여전히 T라고 표시할 수 있다.In addition, the frequency change method uses the multiplier 212 and the input signal T.
Figure 112006086510640-pat00013
You can change the frequency by multiplying by. At this time, the input signal passed through the preprocessing module 210 may still be marked as T since only the band has been changed.

간섭 신호 제거 모듈(220)은 기저 대역과 유사한 대역으로 천이된 간섭 신호가 전 처리 모듈(210)로부터 전달되면, 종래의 간섭 신호 제거기보다 낮은 속도로 입력 신호의 간섭 신호 제거를 수행한다.When the interference signal shifted to a band similar to the baseband is transmitted from the preprocessing module 210, the interference signal cancellation module 220 performs interference signal cancellation of the input signal at a lower speed than the conventional interference signal canceller.

이 때, 간섭 신호의 제거를 위하여 입력 신호를 인터폴레이션 비율로 나누는 과정이 수행된다. 여기서, 인터폴레이션 비율을 K라고 하면, 간섭 신호 제거 모듈(220)을 통과하는 신호는

Figure 112006086510640-pat00014
로 표시된다. In this case, a process of dividing the input signal by the interpolation ratio is performed to remove the interference signal. Here, when the interpolation ratio is K, the signal passing through the interference signal cancellation module 220 is
Figure 112006086510640-pat00014
Is displayed.

이를 위하여 간섭 신호 제거 모듈(220)은 다상의 필터 구조의 형태로 구현될 수 있다.To this end, the interference signal cancellation module 220 may be implemented in the form of a multiphase filter structure.

한편, 본 발명에 따른 간섭 신호 제거 모듈(220)에서 간섭 신호 제거를 위하여 사용되는 인터폴레이션 비율(K)는 수학식 6에 의해 결정될 수 있다.Meanwhile, the interpolation ratio K used for the interference signal removal in the interference signal removal module 220 according to the present invention may be determined by Equation 6.

Figure 112006086510640-pat00015
Figure 112006086510640-pat00015

이에 따라, 간섭 신호 제거에 따른 계산 속도는

Figure 112006086510640-pat00016
로 정의되는 'R' 인자에 따라 감소될 수 있다.Accordingly, the calculation speed according to the interference signal cancellation
Figure 112006086510640-pat00016
It can be reduced according to the 'R' factor defined by.

후 처리 모듈(230)은 간섭 신호 제거 모듈(220)의 출력을 R 인자에 의한 인터폴레이션을 사용하여 통과 대역 신호로 변환하는 부분이다. 먼저, 후 처리 모듈(230)의 입력 신호 y(n)은

Figure 112006086510640-pat00017
로 표시되며, 이는 인터폴레이션 모듈(232)에서의 R 인자에 의한 인터폴레이션에 의해,
Figure 112006086510640-pat00018
로 표현된다. 여기서,
Figure 112006086510640-pat00019
는 인터폴레이션 처리 후의 중간 신호 u(n)이다.The post-processing module 230 converts the output of the interference signal cancellation module 220 into a passband signal using interpolation by the R factor. First, the input signal y (n) of the post processing module 230 is
Figure 112006086510640-pat00017
It is denoted by the interpolation by the R factor in the interpolation module 232,
Figure 112006086510640-pat00018
It is expressed as here,
Figure 112006086510640-pat00019
Is the intermediate signal u (n) after the interpolation process.

인터폴레이션 처리된 중간 신호는 인터폴레이션 필터(234)를 통과하면서 필터링되고, 필터링된 중간 신호는 곱셈기(236)에 의해

Figure 112006086510640-pat00020
만큼 주파수 천이된다.The interpolated intermediate signal is filtered while passing through the interpolation filter 234, and the filtered intermediate signal is filtered by the multiplier 236.
Figure 112006086510640-pat00020
As long as the frequency is shifted.

이 때, 곱셈기(236)는 인터폴레이션 필터(234)의 출력인

Figure 112006086510640-pat00021
와
Figure 112006086510640-pat00022
를 곱함으로써, 필터링된 중간 신호를 주파수 천이시키며, 주파수 천이된 신호는 간섭 신호 제거기의 출력으로써 송출된다. 이 때에도, 곱셈기(236)를 통하여 출력되는 신호도 주파수 대역만 변경하므로, 여전히
Figure 112006086510640-pat00023
로 표시된다.At this time, the multiplier 236 is an output of the interpolation filter 234
Figure 112006086510640-pat00021
Wow
Figure 112006086510640-pat00022
By multiplying, the filtered intermediate signal is frequency shifted, and the frequency shifted signal is sent out as an output of the interference signal canceller. Even at this time, the signal output through the multiplier 236 also changes only the frequency band,
Figure 112006086510640-pat00023
Is displayed.

오류 피드백 프로세서 모듈(240)은 곱셈기(242), 데시메이션 필터(244)와 데이메이션 모듈(246)을 포함하며, 후처리 모듈(230)을 통과한 잔여 간섭 신호를 간섭 신호 제거기(220)로 피드백시키는 역할을 수행한다.The error feedback processor module 240 includes a multiplier 242, a decimation filter 244, and a decimation module 246, and passes the residual interference signal passed through the post-processing module 230 to the interference signal canceller 220. It serves to feed back.

곱셈기(242)는 입력되는 잔여 간섭 신호를 간섭 신호 제거 모듈(220)로 전송하기 위하여, 간섭 신호 제거 모듈(220)에서 처리하는 기저 대역과 유사한 대역으로, 잔여 간섭 신호의 주파수를 천이시키는 역할을 수행하기 위하여, 잔여 간섭 신호에

Figure 112006086510640-pat00024
를 곱하여 주파수 대역을 변경시킨다. The multiplier 242 shifts the frequency of the residual interference signal to a band similar to the baseband processed by the interference signal removal module 220 in order to transmit the input residual interference signal to the interference signal cancellation module 220. To perform, to the residual interference signal
Figure 112006086510640-pat00024
Multiply by to change the frequency band.

그리고, 데시메이션(Decimation) 필터(244)는 주파수 대역으로 변경된 잔여 간섭 신호를 필터링한다.The decimation filter 244 filters the residual interference signal changed to the frequency band.

이 때,

Figure 112006086510640-pat00025
로 오류 피드백 프로세서 모듈(240)로 입력되는 잔여 간섭 신호는 곱셈기(242)와 데시메이션 필터(244)를 통과하여도, 여전히
Figure 112006086510640-pat00026
로 표시된다.At this time,
Figure 112006086510640-pat00025
The residual interfering signal input to the low error feedback processor module 240 still passes through the multiplier 242 and the decimation filter 244.
Figure 112006086510640-pat00026
Is displayed.

데시메이션 모듈(246)은

Figure 112006086510640-pat00027
로 표시되는 잔여 간섭 신호를 R 인자에 의한 데시메이션을 수행하여,
Figure 112006086510640-pat00028
로 표시하여 간섭 신호 제거 모듈(220)의 간섭 신호 제거기로 전달한다.The decimation module 246
Figure 112006086510640-pat00027
By decimating the residual interference signal represented by R factor,
Figure 112006086510640-pat00028
The signal is transmitted to the interference signal canceller of the interference signal removal module 220.

여기서, 간섭 신호 경로를

Figure 112006086510640-pat00029
, 간섭 신호 제거기의 기저 대역과 동일한 대역의 임펄스 응답을
Figure 112006086510640-pat00030
, 인터폴레이션 필터(234)를
Figure 112006086510640-pat00031
이라고 하면, Where the interfering signal path
Figure 112006086510640-pat00029
Impulse response in the same band as the baseband of the interference canceller.
Figure 112006086510640-pat00030
, Interpolation filter 234
Figure 112006086510640-pat00031
Speaking of

간섭 신호

Figure 112006086510640-pat00032
및 간섭 신호 제거기의 출력
Figure 112006086510640-pat00033
은 수학식 7과 같이 표현될 수 있다.Interference signal
Figure 112006086510640-pat00032
And interference outputs
Figure 112006086510640-pat00033
May be expressed as shown in Equation 7.

Figure 112006086510640-pat00034
Figure 112006086510640-pat00034

여기서, *는 컨볼루션(Convolution)을 의미하고,

Figure 112006086510640-pat00035
은 부가 잡음이다. 여기서, 인터폴레이션 처리 후의 중간 신호인 u(n)은 수학식 8과 같이 나타낼 수 있다. Where * means convolution,
Figure 112006086510640-pat00035
Is additional noise. Here, u (n), which is an intermediate signal after the interpolation process, may be expressed by Equation (8).

Figure 112006086510640-pat00036
Figure 112006086510640-pat00036

여기서, y(n)은 수학식 9와 같이 나타낼 수 있다.Here, y (n) can be expressed as in Equation (9).

Figure 112006086510640-pat00037
Figure 112006086510640-pat00037

여기서,

Figure 112006086510640-pat00038
은
Figure 112006086510640-pat00039
의 m번째 다상 부분의 임펄스 응답이며,
Figure 112006086510640-pat00040
이고,
Figure 112006086510640-pat00041
이다.here,
Figure 112006086510640-pat00038
silver
Figure 112006086510640-pat00039
Impulse response of the m-th polyphase portion of
Figure 112006086510640-pat00040
ego,
Figure 112006086510640-pat00041
to be.

본 발명에 따른 간섭 신호 제거 장치에서 인터폴레이션 필터(234)와 데이메이션 필터(244)로 에퀴-리플(Equi-Ripple) 인터폴레이션과 데시메이션이 사용된다고 가정하면, 후 처리 모듈(230)을 통하여 출력되는 잔여 간섭 신호의 전력은 수학식 10과 같이 산출될 수 있다.In the interference signal elimination apparatus according to the present invention, it is assumed that Equi-Ripple interpolation and decimation are used as the interpolation filter 234 and the decimation filter 244. The power of the residual interference signal may be calculated as shown in Equation 10.

Figure 112006086510640-pat00042
Figure 112006086510640-pat00042

여기서,

Figure 112006086510640-pat00043
은 입력 신호 x(n)의 전력,
Figure 112006086510640-pat00044
은 배경 잡음 v(n)의 전력,
Figure 112006086510640-pat00045
는 통과 대역에서의 에퀴-리플 필터의 최대 리플 크기,
Figure 112006086510640-pat00046
는 정지 대역에서의 에퀴- 리플 필터의 최대 리플 크기이다.here,
Figure 112006086510640-pat00043
Is the power of the input signal x (n),
Figure 112006086510640-pat00044
Is the power of background noise v (n),
Figure 112006086510640-pat00045
Is the maximum ripple magnitude of the aqui-ripple filter in the passband,
Figure 112006086510640-pat00046
Is the maximum ripple magnitude of the aqui-ripple filter in the stop band.

이와 같이 전 처리 모듈(210), 간섭 신호 제거 모듈(220), 후 처리 모듈(230) 및 오류 피드백 프로세서 모듈(240)을 포함하여, 인터폴레이션 필터와 데시메이션 필터를 통해 잔여 간섭 신호를 반복하여 간섭 신호 제거 모듈(220)로 입력시킴으로써, 간섭 신호 제거 작업을 수행하는 간섭 신호 제거 장치는 기저 대역과 동일한 대역에서 기술될 수 있다.As described above, the interfering filter and the decimation filter include the preprocessing module 210, the interference signal canceling module 220, the post processing module 230, and the error feedback processor module 240. By inputting to the signal removal module 220, an interference signal removal device performing the interference signal removal operation may be described in the same band as the base band.

도 3은 본 발명의 실시예에 따른 간섭 신호 제거 장치를 기저 대역의 신호를 이용하여 나타낸 블록 구성도이다.3 is a block diagram illustrating an interference signal cancellation apparatus according to an embodiment of the present invention using a baseband signal.

본 발명에 따른 간섭 신호 제거 장치를 기저 대역과 동일한 대역에서 기술하면, 입력 신호 T는 T', 잔여 간섭 신호 e(n)은

Figure 112006086510640-pat00047
으로 표현된다. 여기서,
Figure 112006086510640-pat00048
이고, 기저 대역에서의 잔여 간섭 신호
Figure 112006086510640-pat00049
은 수학식 11과 같이 산출된다.When the interference canceling device according to the present invention is described in the same band as the baseband, the input signal T is T 'and the residual interference signal e (n) is
Figure 112006086510640-pat00047
It is expressed as here,
Figure 112006086510640-pat00048
Residual interference signal at baseband
Figure 112006086510640-pat00049
Is calculated as shown in Equation (11).

Figure 112006086510640-pat00050
Figure 112006086510640-pat00050

여기서,

Figure 112006086510640-pat00051
은 주파수 도메인 상에서 수학식 12와 같이 표현된다.here,
Figure 112006086510640-pat00051
Is expressed in Equation 12 on the frequency domain.

Figure 112006086510640-pat00052
Figure 112006086510640-pat00052

여기서,

Figure 112006086510640-pat00053
은 x의 푸리에 변환을 의미한다. 이에 따라,
Figure 112006086510640-pat00054
은 입력 신호 x(n)의 푸리에 변환,
Figure 112006086510640-pat00055
은 기저 대역에서의 간섭 신호 경로
Figure 112006086510640-pat00056
의 푸리에 변환,
Figure 112006086510640-pat00057
은 간섭 신호 제거기
Figure 112006086510640-pat00058
의 푸리에 변환, 그리고,
Figure 112006086510640-pat00059
은 인터폴레이션 필터
Figure 112006086510640-pat00060
의 푸리에 변환을 의미한다. here,
Figure 112006086510640-pat00053
Is the Fourier transform of x. Accordingly,
Figure 112006086510640-pat00054
Is the Fourier transform of the input signal x (n),
Figure 112006086510640-pat00055
Is the interfering signal path at baseband
Figure 112006086510640-pat00056
Fourier transform of,
Figure 112006086510640-pat00057
Silver interference signal canceller
Figure 112006086510640-pat00058
Fourier transform of, and
Figure 112006086510640-pat00059
Silver interpolation filter
Figure 112006086510640-pat00060
Means the Fourier transform.

여기서, 간섭 신호 제거기를 갱신하기 위한 오류 신호

Figure 112006086510640-pat00061
는 R의 인자로
Figure 112006086510640-pat00062
을 데시메이션하여 얻어진다. 이와 같은 오류 신호
Figure 112006086510640-pat00063
은 주파수 도메인에서 수학식 13과 같이 표현된다.Where error signal to update the interference signal canceller
Figure 112006086510640-pat00061
Is an argument of R
Figure 112006086510640-pat00062
It is obtained by decimating. Error signal like this
Figure 112006086510640-pat00063
Is expressed as Equation 13 in the frequency domain.

Figure 112006086510640-pat00064
Figure 112006086510640-pat00064

여기서,

Figure 112006086510640-pat00065
는 데이메이션 필터
Figure 112006086510640-pat00066
의 푸리에 변환이다.here,
Figure 112006086510640-pat00065
Filter on the date
Figure 112006086510640-pat00066
Is the Fourier transform.

여기서, 오류 신호

Figure 112006086510640-pat00067
는
Figure 112006086510640-pat00068
으로부터 데시메이션 필터
Figure 112006086510640-pat00069
를 통하여 추출되므로, 종래의 최소 평균 제곱(LMS) 적응화 알고리즘을 사용하면, 신뢰할만한 컨버전스 성능을 제공할 수 없게 된다. 이와 같은 문제점은 필터형-X(Filtered-X) 알고리즘을 사용하여 해결할 수 있다. 필터형-X 알고리즘은 보조적 인 전처리 및 후처리 필터를 사용하는 것으로써, 아티피셜 카디악(Artificial Cardiac) 운용에 넓게 적용할 수 있다.Where error signal
Figure 112006086510640-pat00067
Is
Figure 112006086510640-pat00068
Decimation filter from
Figure 112006086510640-pat00069
Since it is extracted through, using a conventional least mean square (LMS) adaptation algorithm, it is impossible to provide reliable convergence performance. This problem can be solved using a Filtered-X algorithm. Filtered-X algorithms use a wide range of auxiliary pre- and post-processing filters, which can be widely applied to artistic cardiac operations.

주파수 도메인에서 제1 보조 필터

Figure 112006086510640-pat00070
과 수정된 간섭 신호 경로
Figure 112006086510640-pat00071
는 수학식 14와 같이 정의될 수 있다.First Auxiliary Filter in Frequency Domain
Figure 112006086510640-pat00070
And modified interfering signal path
Figure 112006086510640-pat00071
May be defined as in Equation 14.

Figure 112006086510640-pat00072
Figure 112006086510640-pat00072

여기서, 필터형-X LMS 알고리즘을 적용하기 위하여, 수정되는 입력 신호

Figure 112006086510640-pat00073
은 수학식 15에 의해서 산출된다.Here, the input signal is modified to apply the Filter-X LMS algorithm
Figure 112006086510640-pat00073
Is calculated by the equation (15).

Figure 112006086510640-pat00074
Figure 112006086510640-pat00074

여기서,

Figure 112006086510640-pat00075
는
Figure 112006086510640-pat00076
의 탭 크기를 의미한다.
Figure 112006086510640-pat00077
이 역이
Figure 112006086510640-pat00078
인 것으로 가정하면, 필터형-X 알고리즘이 적용되는 간섭 제거 장치를 구현할 수 있다.here,
Figure 112006086510640-pat00075
Is
Figure 112006086510640-pat00076
Means the tab size.
Figure 112006086510640-pat00077
This station
Figure 112006086510640-pat00078
If it is assumed to be, the interference cancellation device to which the Filter-X algorithm is applied can be implemented.

도 4는 본 발명의 다른 실시예에 따라 필터형-X 알고리즘이 적용된 간섭 제거 장치를 나타낸 블록 구성도이다.4 is a block diagram illustrating an interference cancellation apparatus to which a Filter-X algorithm is applied according to another embodiment of the present invention.

도 4에 도시된 간섭 제거 장치는 필터형-X 알고리즘을 이용하여, 간섭 제거 장치는 전 처리 모듈(210)에 의하여 기저 대역으로 변환된 신호로부터 간섭 신호를 제거하는 기능을 수행한다. 이에 따라, 기저 대역의 신호를 이용하여 도시되는 필터형-X 알고리즘이 적용된 간섭 제거 장치는 간섭 신호 제거 모듈(410), 제1 보조 필터(420), 기저 대역 간섭 신호 처리 모듈(430), 제2 보조 필터(440) 및 합산기(450)를 포함한다.The interference cancellation device illustrated in FIG. 4 uses a filter-X algorithm, and the interference cancellation device performs a function of removing the interference signal from the signal converted into the baseband by the preprocessing module 210. Accordingly, the interference cancellation device to which the Filter-X algorithm shown using the baseband signal is applied may include the interference signal removal module 410, the first auxiliary filter 420, the baseband interference signal processing module 430, Two auxiliary filters 440 and a summer 450.

여기서, 기저 대역 간섭 신호 처리 모듈(430)을

Figure 112006086510640-pat00079
, 제2 보조 필터(440)를
Figure 112006086510640-pat00080
이라고 하면, 전체적인 기저 대역의 간섭 신호 처리를
Figure 112006086510640-pat00081
라고 하면,
Figure 112006086510640-pat00082
이 된다.Here, the baseband interference signal processing module 430
Figure 112006086510640-pat00079
, The second auxiliary filter 440
Figure 112006086510640-pat00080
Speaking of the overall baseband interference signal processing
Figure 112006086510640-pat00081
Speaking of
Figure 112006086510640-pat00082
Becomes

간섭 신호 제거 모듈(410)은

Figure 112006086510640-pat00083
을 수신하여 느린 속도로 입력 신호의 간섭 신호를 제거한다. 여기서, 간섭 신호의 제거 모듈(410)의 계수는 수학식 16에 의하여 산출될 수 있다.The interference signal cancellation module 410
Figure 112006086510640-pat00083
Receive and remove the interfering signal of the input signal at a slow rate. Here, the coefficient of the interference canceling module 410 may be calculated by Equation 16.

Figure 112006086510640-pat00084
Figure 112006086510640-pat00084

여기서,

Figure 112006086510640-pat00085
이다. 이 때, 시간 n에서의 탭 오류 벡터를
Figure 112006086510640-pat00086
이라고 정의하면,
Figure 112006086510640-pat00087
은 수학식 17과 같이 산출된다.here,
Figure 112006086510640-pat00085
to be. Where the tap error vector at time n
Figure 112006086510640-pat00086
If you define,
Figure 112006086510640-pat00087
Is calculated as shown in Equation 17.

Figure 112006086510640-pat00088
Figure 112006086510640-pat00088

Figure 112006086510640-pat00089
Figure 112006086510640-pat00089

이 때, 입력 신호가 랜덤 처리되는 것을 가정하면, 수학식 17은 다시 수학식 18과 같이 표현될 수 있다.In this case, assuming that the input signal is randomly processed, Equation 17 may be expressed as Equation 18 again.

Figure 112006086510640-pat00090
Figure 112006086510640-pat00090

여기서, IN은 N×N 차원의 식별자 행렬이다. 그리고,

Figure 112006086510640-pat00091
의 각 엘리먼트에 대한 특성 방정식은 수학식 19와 같다.Here, I N is an identifier matrix of N × N dimension. And,
Figure 112006086510640-pat00091
The characteristic equation for each element of is shown in Equation 19.

Figure 112006086510640-pat00092
Figure 112006086510640-pat00092

여기서, 적응형 파라미터

Figure 112006086510640-pat00093
는 수학식 19에 따른 특성 방정식에서 근의 안전성을 보장하기 위하여 단위 원 내에 있도록 결정되어야 한다. Where adaptive parameters
Figure 112006086510640-pat00093
Must be determined to be within a unit circle to ensure the stability of the root in the characteristic equation according to equation (19).

이와 같은 특성 방정식에 따른 공분산 행렬을

Figure 112006086510640-pat00094
이라고 하면, 공분산 행렬은 수학식 20과 같이 정의된다.Covariance matrix according to the characteristic equation
Figure 112006086510640-pat00094
In this case, the covariance matrix is defined as in Equation (20).

Figure 112006086510640-pat00095
Figure 112006086510640-pat00095

그리고, 수학식 20에 따른 공분산 행렬은 다시 수학식 21과 같이 표현될 수 있다.The covariance matrix according to Equation 20 may be expressed as Equation 21 again.

Figure 112006086510640-pat00096
Figure 112006086510640-pat00096

이에 따라서, 잔여 간섭 신호의 전력은 수학식 22와 같이 표현될 수 있다.Accordingly, the power of the residual interference signal may be expressed by Equation 22.

Figure 112006086510640-pat00097
Figure 112006086510640-pat00097

이상에서 언급된 수학식들을 통해서, 필터형-X 알고리즘이 적용된 간섭 제거 장치를 이용하여 기저 대역의 신호의 간섭 신호를 제거할 수 있다.Through the above-mentioned equations, it is possible to remove the interference signal of the baseband signal by using the interference cancellation device to which the Filter-X algorithm is applied.

도 5는 본 발명의 실시예에 따라 부분적으로 대역이 중첩되는 단일 반송파 간섭 신호의 제거 방법을 설명하기 위한 순서도이다.5 is a flowchart illustrating a method of removing a single carrier interference signal in which bands partially overlap in accordance with an embodiment of the present invention.

간섭 신호 제거 장치로 신호가 입력되면, 간섭 신호 제거 동작을 저속으로 처리하여 계산의 복잡도를 감소시키기 위하여, 전 처리 모듈(210)을 이용하여 입력 신호(T)를 기저 대역과 유사한 대역으로 하향 천이시킨다. 이 때, 입력 신호에

Figure 112006086510640-pat00098
를 곱하여 주파수를 변경시킴으로써, 입력 신호를 하향 천이시킬 수 있다(S510).When a signal is input to the interference canceling device, the input signal T is shifted downward to a band similar to the baseband using the preprocessing module 210 to reduce the complexity of the calculation by processing the interference canceling operation at a low speed. Let's do it. At this time,
Figure 112006086510640-pat00098
By changing the frequency by multiplying, it is possible to shift the input signal downward (S510).

그리고, 다상의 필터 구조로 구현된 간섭 신호 제거 모듈을 이용하여 하향 천이된 입력 신호를 인터폴레이션 비율로 나눈다(S520). Then, the down-shifted input signal is divided by the interpolation ratio using the interference signal cancellation module implemented with the multiphase filter structure (S520).

그리고, 인터폴레이션을 실행하여 통과 대역 신호로 변환한다. 이 때, 인터폴레이션을 위한 인자로써, 다상 구조의 인터폴레이션 비율(L)을 간섭 신호 제거를 위해 사용되는 인터폴레이션 비율(K)로 나눈 값인 R 인자가 사용된다(S530).Then, interpolation is performed to convert the passband signal. At this time, as a factor for interpolation, an R factor that is a value obtained by dividing the interpolation ratio L of the polyphase structure by the interpolation ratio K used for the interference signal removal is used (S530).

S530 단계의 인터폴레이션에 의해 산출되는 신호는 인터폴레이션 필터(234)를 이용하여 필터링되고(S540), 필터링된 중간 신호는 곱셈기에 의해서 원래의 신호로 주파수 천이된다. 이를 위하여 S510 단계에서 곱해졌던 값의 역수인

Figure 112006086510640-pat00099
가 곱해진다(S550).The signal calculated by the interpolation of step S530 is filtered using the interpolation filter 234 (S540), and the filtered intermediate signal is frequency shifted to the original signal by the multiplier. For this purpose, the inverse of the value multiplied in step S510
Figure 112006086510640-pat00099
Is multiplied (S550).

그리고, 인터폴레이션되고, 필터링된 신호는 간섭 제거기의 출력으로 송출된다. 그리고, 이와 같은 간섭 제거 과정에서 발생한 잔여 간섭 신호는 오류 피드백 프로세서 모듈(240)에 의해 데시메이션되어 간섭 신호 제거 모듈(220)로 피드백되어 간섭 제거 과정을 다시 수행하게 된다(S560).The interpolated, filtered signal is then sent to the output of the interference canceller. In addition, the residual interference signal generated in the interference cancellation process is decimated by the error feedback processor module 240 and fed back to the interference signal removal module 220 to perform the interference cancellation process again (S560).

도 6은 본 발명의 실시예에 따라, 단일 반송파 간섭 신호 제거 방법을 수행함에 있어서 발생하는 잔여 간섭 신호를 피드백시키는 방법을 설명하기 위한 순서도이다.6 is a flowchart illustrating a method of feeding back a residual interference signal generated in performing a single carrier interference signal cancellation method according to an embodiment of the present invention.

오류 피드백 프로세서 모듈(240)은 간섭 제거 과정에서 발생된 잔여 간섭 신호를 입력받으면(S610), 원래의 주파수로 천이된 중간 신호에

Figure 112006086510640-pat00100
를 곱하여, 다시 기저 대역과 유사한 대역으로 주파수 천이시킨다(S620).When the error feedback processor module 240 receives the residual interference signal generated during the interference elimination process (S610), the error feedback processor module 240 is applied to the intermediate signal shifted to the original frequency.
Figure 112006086510640-pat00100
By multiplying, the frequency shifts to a band similar to the base band again (S620).

기저 대역과 유사한 대역으로 천이된 잔여 간섭 신호는 데시메이션 필터(244)를 통하여 필터링되고(S630), 데시메이션 모듈(246)에 의하여 R 인자에 의한 데시메이션이 수행된다(S640).The residual interference signal shifted to a band similar to the base band is filtered through the decimation filter 244 (S630), and decimation by the R factor is performed by the decimation module 246 (S640).

데시메이션이 수행된 잔여 간섭 신호는 간섭 신호 제거 모듈(220)로 피드백되고(S650), 간섭 신호 제거 모듈(220) 및 후 처리 모듈(230)에 의한 간섭 신호 제거 과정을 수행하게 된다. 즉, 도 5에 따른 S520 이후의 단계를 반복하여 수행하게 되며, 이와 같은 간섭 신호 제거 과정에서 또 다시 잔여 간섭 신호가 발생하게 되면, S560 단계 이후에 다시 S610 이후의 단계를 반복하여 수행한다(S660).The residual interference signal decimated is fed back to the interference signal removal module 220 (S650), and performs the interference signal removal process by the interference signal removal module 220 and the post processing module 230. That is, after the step S520 according to FIG. 5 is repeatedly performed, and if a residual interference signal is generated again in the process of removing the interference signal, the step after S610 is repeated again after the step S560 (S660). ).

이와 같이 인터폴레이션에 의한 간섭 신호 제거 과정 및 데시메이션에 의한 잔여 간섭 신호의 피드백 과정을 수행함으로써, 송신 주파수 대역과 수신 주파수 대역에 발생되는 신호의 간섭을 제거할 수 있게 된다.As such, by performing the interference signal elimination process by interpolation and the feedback process of the residual interference signal by decimation, it is possible to eliminate the interference of signals generated in the transmission frequency band and the reception frequency band.

이상에서 설명한 본 발명의 실시예는 장치 및 방법을 통해서만 구현이 되는 것은 아니며, 본 발명의 실시예의 구성에 대응하는 기능을 실현하는 프로그램 또는 그 프로그램이 기록된 기록 매체를 통해 구현될 수도 있으며, 이러한 구현은 앞서 설명한 실시예의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야의 전문가라면 쉽게 구현할 수 있는 것이다. The embodiments of the present invention described above are not implemented only through the apparatus and the method, but may be implemented through a program for realizing a function corresponding to the configuration of the embodiment of the present invention or a recording medium on which the program is recorded. Implementation may be easily implemented by those skilled in the art from the description of the above-described embodiments.

이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.Although the embodiments of the present invention have been described in detail above, the scope of the present invention is not limited thereto, and various modifications and improvements of those skilled in the art using the basic concepts of the present invention defined in the following claims are also provided. It belongs to the scope of rights.

이상에서 설명한 바와 같이 본 발명에 의하면, 대역이 겹치는 간섭 신호의 대역폭이 송신 신호의 대역폭에 비하여 작은 경우에는, 기저 대역을 통하여 간섭 신호를 처리함으로써, 높은 샘플링 주파수를 사용할 필요가 없어지므로, 간섭 신호 제거를 위한 계산의 복잡도를 줄일 수 있다.As described above, according to the present invention, when the bandwidth of the overlapping interference signal is smaller than the bandwidth of the transmission signal, since the interference signal is processed through the base band, it is not necessary to use a high sampling frequency. The complexity of the calculation for elimination can be reduced.

또한, 인터폴레이션 필터 및 데시메이션 필터를 사용함으로써, 간섭 신호 제거 장치의 구현의 복잡도가 감소하며, 간섭 신호 제거를 느린 속도로 처리할 수 있어, 계산의 복잡도가 매우 감소하는 효과를 기대할 수 있다.In addition, by using the interpolation filter and the decimation filter, the complexity of the implementation of the interference signal canceller can be reduced, and the interference signal cancellation can be processed at a slow speed, so that the complexity of the calculation can be expected to be greatly reduced.

Claims (14)

이동통신 시스템에서 송신 주파수와 수신 주파수의 중첩에 따라 발생하는 간섭 신호를 제거하기 위한 장치에 있어서,An apparatus for removing an interference signal generated by overlapping a transmission frequency and a reception frequency in a mobile communication system, 상기 간섭 신호가 포함된 입력 신호를 기저 대역으로 하향 천이시키는 전 처리 모듈(Pre-Processor);A pre-processing module configured to shift down the input signal including the interference signal to a baseband; 상기 하향 천이된 입력 신호를 인터폴레이션(Interpolation) 비율로 나누어, 상기 입력 신호 내의 간섭 신호를 제거하는 간섭 신호 제거 모듈;An interference signal removal module dividing the down-shifted input signal by an interpolation ratio to remove the interference signal in the input signal; 상기 간섭 신호 제거 모듈의 출력을 통과 대역 신호로 변환하는 후 처리 모듈; 및A post processing module for converting the output of the interference signal cancellation module into a pass band signal; And 상기 간섭 신호 제거 모듈의 간섭 신호 제거 과정에서 발생된 잔여 간섭 신호를 상기 후 처리 모듈로부터 수신하여 데시메이션(Decimation)을 실행한 뒤, 상기 간섭 신호 제거 모듈로 피드백시키는 오류 피드백 프로세서 모듈Error feedback processor module for receiving the residual interference signal generated in the interference signal removal process of the interference signal removal module from the post processing module to perform decimation and then feed back to the interference signal removal module. 을 포함하는 간섭 신호 제거 장치.Interference signal removal device comprising a. 제1항에 있어서,The method of claim 1, 상기 후 처리 모듈은,The post-processing module, 상기 간섭 신호 제거 모듈의 출력을 수신하여 인터폴레이션하는 인터폴레이션 모듈;An interpolation module for receiving and interpolating an output of the interference signal cancellation module; 상기 인터폴레이션 처리된 신호를 필터링하는 인터폴레이션 필터; 및An interpolation filter for filtering the interpolated signal; And 상기 필터링된 중간 신호를 상기 통과 대역 신호로 변환하는 곱셈기A multiplier for converting the filtered intermediate signal into the passband signal 를 포함하는 것을 특징으로 하는 간섭 신호 제거 장치.Interference signal removal apparatus comprising a. 제2항에 있어서,The method of claim 2, 상기 인터폴레이션 모듈은,The interpolation module, 다상 구조의 인터폴레이션 비율(L)을 간섭 신호 제거를 위해 사용되는 인터폴레이션 비율(K)로 나눈 값(R)을 상기 인터폴레이션을 위한 인자로 이용하는 것을 특징으로 하는 간섭 신호 제거 장치.And a value (R) obtained by dividing the interpolation ratio (L) of the polyphase structure by the interpolation ratio (K) used for the interference signal removal as a factor for the interpolation. 제1항에 있어서,The method of claim 1, 상기 오류 피드백 프로세서 모듈은,The error feedback processor module, 상기 잔여 간섭 신호를 상기 기저 대역으로 주파수 천이시키는 곱셈기;A multiplier for frequency shifting the residual interference signal to the baseband; 상기 곱셈기로부터 수신되는 주파수 변경된 잔여 간섭 신호를 데시메이션하기 위하여 필터링하는 데시메이션 필터; 및A decimation filter for decimating the frequency-changed residual interference signal received from the multiplier; And 상기 데시메이션 필터로부터 필터링된 잔여 간섭 신호의 데시메이션을 수행하여, 상기 간섭 신호 제거 모듈로 전달하는 데시메이션 모듈The decimation module performs decimation of the residual interference signal filtered from the decimation filter and transmits the decimation module to the interference signal cancellation module. 을 포함하는 것을 특징으로 하는 간섭 신호 제거 장치.Interference signal cancellation apparatus comprising a. 필터형-X 알고리즘을 이용하여 송신 주파수와 수신 주파수의 중첩에 의해 발생되는 간섭 신호를 제거하는 장치에 있어서,An apparatus for removing an interference signal caused by superposition of a transmission frequency and a reception frequency using a Filter-X algorithm, 상기 간섭 신호가 포함된 입력 신호를 기저 대역으로 하향 천이시키는 전 처리 모듈(Pre-Processor);A pre-processing module configured to shift down the input signal including the interference signal to a baseband; 상기 하향 천이된 입력 신호를 인터폴레이션(Interpolation) 비율로 나누어 간섭 신호를 제거하는 간섭 신호 제거 모듈;An interference signal cancellation module dividing the down-shifted input signal by an interpolation ratio to remove an interference signal; 상기 전 처리 모듈로부터 전달되는 기저 대역의 간섭 신호를 처리하는 기저 대역 간섭 신호 처리 모듈;A baseband interference signal processing module for processing a baseband interference signal transmitted from the preprocessing module; 상기 기저 대역 간섭 신호 처리 모듈에서 처리된 간섭 신호를 필터링하는 제2 보조 필터;A second auxiliary filter for filtering the interference signal processed by the baseband interference signal processing module; 상기 간섭 신호 제거 모듈로부터 전달되는 신호와, 상기 제2 보조 필터로부터 전달되는 신호를 합하는 합산기; 및A summer for adding a signal transmitted from the interference signal cancellation module and a signal transmitted from the second auxiliary filter; And 상기 합산기로부터 전달되는 신호를 필터링한 후, 상기 간섭 신호 제거 모듈로 피드백시키는 제1 보조 필터A first auxiliary filter for filtering the signal transmitted from the summer and then feeding back the interference signal cancellation module 를 포함하는 간섭 신호 제거 장치.Interference signal removal device comprising a. 제5항에 있어서,The method of claim 5, 상기 제2 보조 필터는 상기 제1 보조 필터와 역의 관계를 가지는 것을 특징으로 하는 간섭 신호 제거 장치.The second auxiliary filter has an inverse relationship with the first auxiliary filter. 이동통신 시스템에서 송신 주파수와 수신 주파수의 중첩에 따라 발생하는 간섭 신호의 제거 방법에 있어서,In the method of removing the interference signal generated by the overlap of the transmission frequency and the reception frequency in a mobile communication system, (a) 상기 간섭 신호가 포함된 입력 신호를 기저 대역으로 하향 천이시키는 단계;(a) downwardly shifting an input signal including the interference signal to a baseband; (b) 상기 하향 천이된 입력 신호에 인터폴레이션(Interpolation)을 실행하여, 통과 대역 신호로 변환하는 단계;(b) converting the down-shifted input signal into a passband signal by performing interpolation; (c) 상기 인터폴레이션된 신호를 필터링하고, 원래 신호의 주파수로 천이하 는 단계; 및(c) filtering the interpolated signal and transitioning to the frequency of the original signal; And (d) 상기 인터폴레이션 및 필터링 과정에서 발생된 잔여 간섭 신호를 데시메이션(Decimation)한 후, 상기 (b) 단계 이후의 과정을 반복하는 단계(d) decimating the residual interference signal generated in the interpolation and filtering process, and then repeating the process after step (b) 를 포함하는 간섭 신호 제거 방법.Interference signal removal method comprising a. 제7항에 있어서,The method of claim 7, wherein 상기 단계 (d)는,Step (d) is, (d1) 상기 잔여 간섭 신호를 기저 대역으로 하향 천이시키는 단계;(d1) shifting the residual interference signal down to baseband; (d2) 데시메이션 필터를 이용하여, 상기 주파수 천이된 잔여 간섭 신호를 필터링하는 단계;(d2) filtering the frequency shifted residual interference signal using a decimation filter; (d3) 상기 필터링된 잔여 간섭 신호의 데시메이션을 실행하는 단계; 및(d3) decimating the filtered residual interference signal; And (d4) 상기 (b) 단계 이후의 과정을 반복하는 단계(d4) repeating the process after step (b) 를 포함하는 간섭 신호 제거 방법.Interference signal removal method comprising a. 제7항에 있어서,The method of claim 7, wherein 상기 단계 (a)는,Step (a) is, 상기 입력 신호에
Figure 112007092208394-pat00101
To the input signal
Figure 112007092208394-pat00101
 (여기서,
Figure 112007092208394-pat00113
(here,
Figure 112007092208394-pat00113
Figure 112007092208394-pat00103
은 저대역 신호의 반송파 주파수,
Figure 112007092208394-pat00104
는 고대역 신호의 반송파 주파수, T는 입력 신호, L은 다상 구조의 인터폴레이션 비율, n은 상기 입력 신호의 심벌 수, fe 는 상기 간섭 신호의 스펙트럼)
Figure 112007092208394-pat00103
Is the carrier frequency of the low band signal,
Figure 112007092208394-pat00104
Is the carrier frequency of the high band signal, T is the input signal, L is the interpolation ratio of the polyphase structure, n is the number of symbols of the input signal, f e is the spectrum of the interference signal. 를 곱하여, 상기 입력 신호를 f0 만큼 하향 천이시키는 것을 특징으로 하는 간섭 신호 제거 방법.Multiplying the signal down by f 0 . 제9항에 있어서,The method of claim 9, 상기 단계 (c)는,Step (c) is, 상기 필터링된 인터폴레이션 신호에
Figure 112007092208394-pat00105
를 곱하여, 원래 신호의 주파수로 천이시키는 것을 특징으로 하는 간섭 신호 제거 방법.To the filtered interpolation signal
Figure 112007092208394-pat00105
Multiplying to shift to the frequency of the original signal. 제7항에 있어서,The method of claim 7, wherein 상기 단계 (b)는,Step (b) is, 다상 구조의 인터폴레이션 비율(L)을 간섭 신호 제거를 위해 사용되는 인터폴레이션 비율(K)로 나눈 값(R)을 인자로 사용하여, 상기 인터폴레이션을 실행하는 것을 특징으로 하는 간섭 신호 제거 방법.And performing the interpolation using a value (R) obtained by dividing the interpolation ratio (L) of the polyphase structure by the interpolation ratio (K) used for the interference signal cancellation. 삭제delete 삭제delete 제8항에 있어서,The method of claim 8, 상기 단계 (d3)는, Step (d3), 다상 구조의 인터폴레이션 비율(L)을 간섭 신호 제거를 위해 사용되는 인터폴레이션 비율(K)로 나눈 값(R)을 인자로 사용하여, 상기 데시메이션을 실행하는 것을 특징으로 하는 간섭 신호 제거 방법.And performing the decimation using a value (R) obtained by dividing the interpolation ratio (L) of the polyphase structure by the interpolation ratio (K) used for the interference signal removal.
KR1020060116951A 2005-12-10 2006-11-24 Apparatus and Method for Cancellation of Partially Overlapped Crosstalk Signals KR100823569B1 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US11/604,898 US7640000B2 (en) 2005-12-10 2006-11-28 Apparatus and method for cancellation of partially overlapped crosstalk signals

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020050121380 2005-12-10
KR20050121380 2005-12-10

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20070061745A KR20070061745A (en) 2007-06-14
KR100823569B1 true KR100823569B1 (en) 2008-04-21

Family

ID=38357461

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020060116951A KR100823569B1 (en) 2005-12-10 2006-11-24 Apparatus and Method for Cancellation of Partially Overlapped Crosstalk Signals

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR100823569B1 (en)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2019001691A1 (en) * 2017-06-27 2019-01-03 Nokia Solutions And Networks Oy Guard band utilization

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR19990009555A (en) * 1997-07-10 1999-02-05 윤종용 Cochannel Interference Detector and Its Method
JPH1155548A (en) * 1997-06-26 1999-02-26 Samsung Electron Co Ltd Cochannel interference remover and driving method therefor
US20030039310A1 (en) * 2001-08-14 2003-02-27 General Instrument Corporation Noise reduction pre-processor for digital video using previously generated motion vectors and adaptive spatial filtering
WO2005006619A1 (en) * 2003-06-20 2005-01-20 Nokia Corporation Apparatus, and associated method, for communication system exhibiting time-varying communication conditions

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH1155548A (en) * 1997-06-26 1999-02-26 Samsung Electron Co Ltd Cochannel interference remover and driving method therefor
KR19990009555A (en) * 1997-07-10 1999-02-05 윤종용 Cochannel Interference Detector and Its Method
US20030039310A1 (en) * 2001-08-14 2003-02-27 General Instrument Corporation Noise reduction pre-processor for digital video using previously generated motion vectors and adaptive spatial filtering
WO2005006619A1 (en) * 2003-06-20 2005-01-20 Nokia Corporation Apparatus, and associated method, for communication system exhibiting time-varying communication conditions

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2019001691A1 (en) * 2017-06-27 2019-01-03 Nokia Solutions And Networks Oy Guard band utilization

Also Published As

Publication number Publication date
KR20070061745A (en) 2007-06-14

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US7020212B1 (en) Method and system for a multiple dimensional adaptive frequency domain noise canceler for DMT transceivers
Renfors et al. Analysis and design of efficient and flexible fast-convolution based multirate filter banks
US6266367B1 (en) Combined echo canceller and time domain equalizer
US7623578B2 (en) Time domain equalization using frequency domain operations
US9160381B2 (en) Adaptive frequency-domain reference noise canceller for multicarrier communications systems
US7469025B2 (en) Decision feedback transceiver for multichannel communication system
Chen et al. Non-maximally decimated analysis/synthesis filter banks: Applications in wideband digital filtering
JP3643293B2 (en) Adaptive equalizer training circuit, modem device, and communication device
US20040252772A1 (en) Filter bank based signal processing
JP2000509577A (en) Radio frequency noise canceller
EP1157512A1 (en) Approach for processing data received from a communications channel in finite precision arithmetic applications
JP3909123B2 (en) Frequency domain demodulator for amplitude phase modulation without carrier wave
US20010032225A1 (en) Method of frequency domain filtering employing a real to analytic transform
EP1721432A1 (en) Multiscale wireless communication
US7640000B2 (en) Apparatus and method for cancellation of partially overlapped crosstalk signals
Ihalainen et al. Generation of filter bank-based multicarrier waveform using partial synthesis and time domain interpolation
KR100823569B1 (en) Apparatus and Method for Cancellation of Partially Overlapped Crosstalk Signals
US6687288B1 (en) NEXT cancellation for modem pools
US7076010B1 (en) Method and apparatus for time domain equalization in an XDSL modem
US7583742B2 (en) Multi-band DMT receiver
KR100473912B1 (en) Method for transmitting an analog data stream with sampling rate increase in the data stream transmitter, and a circuit arrangement for carrying out the method
EP1010246B1 (en) Method and apparatus for efficient implementation of a multirate lms filter
JP3502607B2 (en) Digital receiver for signals generated by discrete multitone modulation
Lin et al. A filterbank approach to window designs for multicarrier systems
US20060098748A1 (en) Multi-carrier communication system and communication method thereof

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
AMND Amendment
E601 Decision to refuse application
AMND Amendment
J201 Request for trial against refusal decision
B701 Decision to grant
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20120330

Year of fee payment: 5

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20130325

Year of fee payment: 6

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20160330

Year of fee payment: 9

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20170327

Year of fee payment: 10

LAPS Lapse due to unpaid annual fee