KR100804641B1 - 합성 서브밴드 필터링 방법 및 장치 - Google Patents

합성 서브밴드 필터링 방법 및 장치 Download PDF

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Abstract

합성 서브밴드 필터장치가 제공된다. 상기 장치는 512개의 윈도 계수들을 제공하는 스펙에 따라 32개의 서브밴드 샘플링 신호들을 각각 포함하는 18세트의 신호들을 처리하기 위해 이용된다. 상기 장치는 18세트의 신호들을 순차적으로 처리하기 위한 프로세서를 구비한다. 상기 프로세서는 컨버팅 모듈 및 생성 모듈을 더 구비한다. 상기 컨버팅 모듈은 처리되는 신호들 세트의 32개의 서브밴드 샘플링 신호들을 32-포인트 이산 코사인 변환 (DCT)을 이용하여 32개의 컨버팅된 벡터들로 컨버팅하고, 32개의 컨버팅된 벡터들을 선입, 선출 큐로 512개의 디폴트 벡터들에 기록하기 위해 이용된다. 상기 생성 모듈은 이 발명에서 제안된 한 세트의 합성 식에 따라 처리되는 신호들의 세트에 대하여, 32개의 펄스 코드 변조 (PCM) 신호들을 생성하기 위해 이용된다.
합성 서브밴드 필터, 32개의 서브밴드 샘플링 신호, 컨버팅 모듈, 생성 모듈, 32-포인트 이산 코사인 변환, 32개의 펄스 코드 변조 신호

Description

합성 서브밴드 필터링 방법 및 장치{Synthesis subband filter process and apparatus}
도 1은 종래 기술에서의 합성 서브밴드 필터링의 플로우차트.
도 2는 본 발명의 하나의 최선의 실시예에 따른 합성 서브밴드 필터 프로세스의 플로우차트.
도 3은 회전 인덱스를 갖는 버퍼의 동작을 나타낸 도면.
도 4는 본 발명의 하나의 최선의 실시예에 따른 합성 서브밴드 필터장치의 블록도.
<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>
40 : 합성 서브밴드 필터 장치 401 : 프로세서
401A : 컨버팅 모듈 401B : 생성 모듈
401C : 버퍼
(발명의 분야)
본 발명은 합성 서브밴드 필터 프로세스들 및 장치들에 관한 것으로서, 특히, 본 발명은 오디오 디코더에서의 합성 서브밴드 필터링 프로세스들 및 장치들에 관한 것이다.
(종래 기술의 설명)
MPEG(Motion Pictures Experts Group) 오디오 신호 스펙은 오디오 신호들에 대한 표준 인코딩/디코딩 알고리즘들을 제공한다. MPEG 스펙에서의 알고리즘들은 데이터 전송 대역폭들에 대한 요건들을 크게 감소시킬 수 있고 왜곡이 적은 오디오 신호들을 제공한다. 현재, MPEG 스펙에서의 인코딩/디코딩 알고리즘들은 3개의 계층(layers)들, 즉 Layer I, Layer II, 및 Layer III으로 분할된다.
MPEG 스펙에서의 인코딩 알고리즘은 먼저 분석 서브밴드 필터(analysis subband filter)에 의해 원 오디오 신호를 32개의 서브밴드 데이터로 분할한다. 이어서, 사람의 귀를 시뮬레이팅하는 심리음향 모델들(psychoacoustic models)에 기초하여, 인코딩 알고리즘은 신호들을 양자화하기 위해 상이한 인코딩 비트를 갖는 상이한 서브밴드로 신호들을 제공한다. 프레임화된 후, 상기 양자화된 신호들은 이후 저장되거나 전송될 수 있다.
MPEG 스펙에서의 디코딩 알고리즘은 인코딩 알고리즘에서 상기 단계들과는 역으로 된다. 인코딩된 데이터는 먼저 프레임 언팩되고 32개의 서브밴드 데이터가 이후 재양자화에 의해 생성된다. 결국, 합성 서브밴드 필터는 원 오디오 신호를 복원할 수 있다.
MPEG-1 Layer I 및 Layer II 스펙들에서의 인코딩/디코딩 알고리즘들에 비해, MPEG-1 Layer III (MP3) 스펙에서의 인코딩/디코딩 알고리즘들은 2개 이상의 단계를 갖는다. 제 1 단계는 분석 서브밴드 필터로부터 출력된 신호들에 대해 변형 이 산 코사인 변환(modified discrete cosine tranform; MDCT)을 수행하고 있다. 제 2의 단계는 최적화된 압축비를 달성하기 위해 양자화된 신호들에 대해 호프만 인코딩을 수행하고 있다. 그에 대응하여, MP3 스펙에서의 디코딩 알고리즘은 호프만 디코딩하는 단계 및 역 변형 이산 코사인 변환 (IMDCT)의 단계를 가진다.
합성 서브밴드 필터링은 MP3 스펙에서의 디코딩 알고리즘의 최종 단계이다. ISO/IEC 11172-3 정보 기술에서 "약 1.5M 비트/초까지에서 디지털 저장 매체에 대한 동화상들 및 관련 오디오의 코딩"에 언급된 것과 같이, 이 종래 기술에서의 합성 서브밴드 필터링 단계는 IMDCT 후 서브밴드 샘플링 18세트의 신호들을 펄스 코드 변조 (PCM) 18세트의 신호들로 순차적으로 컨버팅하므로, 원 오디오 신호는 복원된다. 종래 기술에서의 합성 서브밴드 필터링의 플로우차트를 도시한 도 1을 보라.
IMDCT 후 서브밴드 샘플링 18세트의 신호들중의 각 세트는 각각 32개의 서브밴드 샘플링 신호들을 포함한다. 단계 S11는 처리되는 32개의 서브밴드 샘플링 신호들을 입력한다. 단계 S12는 매트릭싱(matrixing)에 의해 32개의 서브밴드 샘플링 신호들을 64개의 컨버팅된 벡터들로 컨버팅한다. 단계 S13는 64개의 컨버팅된 벡터들을 선입, 선출 큐로 1024개의 디폴트 벡터들 (V)에 기록한다. 단계 S14는 1024개의 디폴트 벡터들 (V)에 기초하여 제 1 중간 벡터들 (U)의 세트를 생성한다. 단계 S15는 MPEG 스펙에 의해 제공된 512개의 윈도 계수들에 의해 제 1 중간 벡터들 (U)의 세트를 승산하여 512개의 제 2 중간 벡터들 (W)을 생성한다. 단계 S16는 512개의 제 2 중간 벡터들 (W)에 기초하여 32개의 PCM 신호들을 생성한다.
1994년 2월 26-29, IEEE 신호 처리 문헌들 1, 2상의 콘스탄티니드스 및 콘스탄티노스 등에 의해 보고된 "MPEG 오디오 코딩에서의 고속 서브밴드 필터링(Fast Subband Filtering in MPEG Audio Coding)"에 언급된 것과 같이, 이 종래 기술은 32-포인트 이산 코사인 변환 (DCT)에 의해 32개의 서브밴드 샘플링 신호들을 32개의 컨버팅된 벡터들로 컨버팅하기 위한 방법을 제안한다. 즉, 단계 S12에서의 매트릭싱 방법은 32-포인트 DCT로 대체된다. 상기 제안된 방법에 의해, 컨버팅된 벡터들의 수는 절반으로 감소될 수 있다. 1024개의 디폴트 벡터들 (V)은 또한 512개의 디폴트 벡터들로 감소된다. 이러한 방식에서, 디폴트 벡터들 (V)을 저장하기 위한 버퍼 공간이 더 작다.
상기한 바와 같이, 단계 S14 내지 단계 S16는 디폴트 벡터들 (V) 및 MPEG 스펙에 의해 제공된 512개의 윈도 계수들에 기초하여 PCM 신호들을 생성한다. 종래 기술들에 따르면, PCM 신호들을 생성하기 전에, 디폴트 벡터들 (V)은 제 1 중간 벡터들 (U) 및 제 2 중간 벡터들 (W)로 각각 2번 컨버팅되어야 한다. 그러나, 상기 컨버전(conversions)은 복잡할 뿐만 아니라 다수의 하드웨어 자원들을 요구하고, 많은 시간이 걸린다.
그러므로, 본 발명은 합성 서브밴드 필터링을 위한 프로세스 및 장치를 제공한다. 본 발명에 따른 프로세스 및 장치는 본 발명 디폴트 벡터들 V와 윈도 계수들 D간의 관계들로 PCM 신호들의 생성을 단순화시킨다. 따라서 종래 기술들에 있어서의 복잡한 계산 문제가 해소될 수 있다.
발명의 요약
본 발명의 하나의 주 목적은 합성 서브밴드 필터 프로세스를 제공하는 것이다. 상기 프로세스는 각각 32개의 서브밴드 샘플링 신호들을 포함하는 18세트의 신호들에 대해 수행된다. 상기 서브밴드 샘플링 신호들은 512개의 윈도 계수들 (D0~D511)을 제공하는 스펙을 따른다.
본 발명의 하나의 최선의 실시예에 따르면, 상기 18세트의 신호들이 순차적으로 처리된다. 처리되는 신호들의 세트에서의 상기 32개의 서브밴드 샘플링 신호들이 먼저 32-포인트 이산 코사인 변환 (DCT)을 이용하여 32개의 컨버팅된 벡터들(V")로 컨버팅된다. 상기 32개의 컨버팅된 벡터들은 이후 선입, 선출 큐로 512개의 디폴트 벡터들 (V"0~V"511)에 기록된다. 그 후, 32개의 펄스 코드 변조 (PCM) 신호들 (S0~S31)이 512개의 디폴트 벡터들 (V"0~V"511), 스펙 및 다음과 같은 식에 따라 생성된다:
Figure 112006048221300-pat00001
여기서 i 및 j 모두는 0 내지 15 범위의 정수 인덱스들이다.
본 발명의 발명자는 또한 512개의 윈도 계수들의 관계를 D(512-k) = -Dk로서 요약한다. 여기서 k는 1 내지 255 범위의 정수 인덱스이다. 이러한 대칭 관계에 의해, 윈도 계수들을 저장하기 위한 메모리 공간이 종래 기술의 메모리 공간에 비해 절반으로 감소될 수 있다. 한편, 상기 식에 기초하여, PCM 신호들 Sj 및 S32 -j(j=1~15)를 생성하기 위한 윈도 계수들의 2개의 세트들 간의 유일한 차이는 배열 순서들 및 양/음의 부호들이다. Sj 및 S32 -j(j=1~15)가 동시에 계산되면, 윈도 계수들을 액세스하는 빈도가 절반으로 감소될 수 있다. 더욱이, 상기 PCM 신호들 Sj 및 S32 -j(j=1~15)에 대응하는 디폴트 벡터들은 동일하다. 따라서, Sj 및 S32 -j를 동시에 계산하는 것은 디폴트 벡터들을 액세스하는 빈도를 감소시킬 수도 있다.
상기 512개의 디폴트 벡터들은 버퍼에 저장된다. MPEG-1 Layer III 표준에 따르면, 프리-시프팅(pre-shifting)이 선입, 선출 원리를 만족시키기 위해 디폴트 벡터들에 컨버팅된 벡터들을 기록할 때는 언제나 수행되어야 한다. 대규모의 메모리 시프팅을 방지하기 위해, 본 발명은 상기 식에 기초한 회전 인덱스를 갖는 버퍼를 제안한다.
본 발명의 이점 및 사상은 첨부 도면들과 함께 다음의 설명들에 의해 이해될 수 있다.
발명의 상세한 설명
본 발명의 하나의 주 목적은 합성 서브밴드 필터 프로세스를 제공하는 것이 다. 상기 프로세스는 각각 32개의 서브밴드 샘플링 신호들을 포함하는 18세트의 신호들에 대해 수행된다. 상기 서브밴드 샘플링 신호들은 512개의 윈도 계수들 (D0~D511)을 제공하는 스펙에 따른다. 실제 응용에 있어서, 상기 스펙은 MPEG-1 Layer III 표준일 수 있다.
본 발명의 하나의 최선의 실시예에 따른 합성 서브밴드 필터 프로세스의 플로우차트를 도시하는 도 2를 보라. 이러한 프로세스는 순차적으로 18세트의 신호들을 처리하고 처리되는 신호들의 세트에 대해 단계 S21 내지 S24를 수행한다. 단계 S21는 처리되는 32개의 서브밴드 샘플링 신호들을 입력한다. 단계 S22는 32-포인트 이산 코사인 변환 (DCT)을 이용하여 32개의 서브밴드 샘플링 신호들을 32개의 컨버팅된 벡터들로 컨버팅한다. 단계 S23는 선입, 선출 큐로 32개의 컨버팅된 벡터들을 512개의 디폴트 벡터들 (V"0~V"511)에 기록한다. 단계 S24는 본 발명에서 제안된 식에 따라 32개의 펄스 코드 변조 (PCM) 신호들 (S0~S31)을 생성한다.
다음의 문단은 도 1의 단계 S12가 왜 도 2의 단계 S22로 대체되어야 하는가를 설명할 것이다.
단계 S12는 MPEG-1 Layer III 표준에 따라 매트릭싱함으로써 32개의 서브밴드 샘플링 신호들 (Sk, k=0~31)을 64개의 컨버팅된 벡터들(Vi, i=0~63)로 컨버팅한다. 상기 매트릭싱 식은 다음과 같은 식으로 표현되고,
Figure 112006048221300-pat00002
여기서, Ni ,k = cos[π/64(2k + 1)(i + 16)]이고, MPEG-1 Layer III 표준에서 제공되는 매트릭스이다.
한 세트의 벡터들 V'i(i=0~63)은 Vi를 대체하도록 정의될 수 있다.
Figure 112006048221300-pat00003
Ni ,k 및 식 2의 정의에 기초하여, 식 1은 식 3 및 식 4로 다시 쓸 수 있다.
Figure 112006048221300-pat00004
Figure 112006048221300-pat00005
V'i(i=0~63)은 다음 식의 관계를 만족시키는 것으로 알려져 있다:
Figure 112006048221300-pat00006
벡터들의 다른 세트가 V"i(i=0~31) V'i 를 대체하도록 또한 정의될 수 있다:
Figure 112006048221300-pat00007
식 5 및 식 6에 기초하여, 식 3은 다음과 같이 쓸 수 있다:
Figure 112006048221300-pat00008
식 7에서 V"i과 Sk간의 관계는 V"i를 생성하기 위해 Sk에 대해 32-포인트 DCT를 수행하는 것과 등가이다. 그러므로, 32개의 벡터들 V"i은 벡터들 Vi를 나타낼 수 있다.
다음의 문단은 단계 S22, S23, 및 S24의 상세들을 설명할 것이다.
MPEG-1 Layer III 표준에 있어서, 합성 식은 원래 다음 식으로 정의된다:
Figure 112006048221300-pat00009
여기서 Sj는 최종적으로 생성될 PCM 신호이고, U는 제 1 중간 벡터를 나타내고, D는 MPEG-1 Layer III 표준에 제공되는 윈도 계수를 나타내고, i는 0 내지 15 범위의 정수 인덱스이다.
i의 기수/우수에 기초하여, 식 8은 식 9로 다시 쓸 수 있다.
Figure 112006048221300-pat00010
MPEG-1 Layer III 스펙에 따르면, 제 1 중간 벡터 U와 64개의 벡터들 Vi 사이의 관계는 다음과 같다:
Figure 112006048221300-pat00011
여기서 w는 0 내지 7 범위의 정수 인덱스이다.
식 10에서 2개의 관계에 대해 i=2w와 i=2w+1를 각각 설정하면, 제 1 중간 벡터 U와 64개의 벡터들 Vi간의 관계는 다음과 같이 쓸 수 있다:
Figure 112006048221300-pat00012
식 11에 기초하여, 식 9는 다음과 같이 쓸 수 있다:
Figure 112006048221300-pat00013
식 12에 기초하여, S1 및 S31에 각각 대응하는 Vi는 다음과 같이 기재된다:
S1에서의 우수 i에 대응하는 Vi:
Figure 112006048221300-pat00014
S1에서의 기수 i에 대응하는 Vi:
Figure 112006048221300-pat00015
S31에서의 우수 i에 대응하는 Vi:
Figure 112006048221300-pat00016
S31에서의 기수 i에 대응하는 Vi:
Figure 112006048221300-pat00017
DCT의 대칭 특성에 기초하여, V"i와 Vi사이의 관계는 다음과 같이 쓸 수 있다:
Figure 112006048221300-pat00018
식 13에 기초하여, Si와 S31에 각각 대응하는 V"i는 다음과 같이 기재된다:
S1에서의 우수 i에 대응하는 V"i:
Figure 112006048221300-pat00019
S1에서의 기수 i에 대응하는 V"i:
Figure 112006048221300-pat00020
S31에서의 우수 i에 대응하는 V"i:
Figure 112006048221300-pat00021
S31에서의 기수 i에 대응하는 V"i:
Figure 112006048221300-pat00022
S1 및 S31에서 V"i를 분석한 후, 발명자는 S1 및 S31에 대해, 기수 i에 대응하는 V"i는 동일하고 음의 부호를 제외하고는 우수 i에 대응하는 V"i는 동일하다는 것을 알 았다. 유사하게, Sj 및 S(32-j)(j=1~15) 에서의 V"i는 또한 특유의 관계식을 가진다. 그러므로, 식들의 세트는 다음과 같이 요약된다:
Figure 112006048221300-pat00023
여기서 i 및 j 모두는 0 내지 15 범위의 정수 인덱스들이다.
S0 및 S16를 분석한 후, 다른 세트의 식들은 다음과 같이 요약될 수 있다:
Figure 112006048221300-pat00024
식 14 및 식 15에 기초하여, 최종 세트의 합성식들은 다음과 같이 요약된다:
Figure 112006048221300-pat00025
여기서 i 및 j 모두는 0 내지 15 범위의 정수 인덱스이다.
본 발명에서 제안된 합성 식들(식 16)에 기초하여, 종래 기술들에서와 같이 제 1 중간 벡터들 및 제 2 중간 벡터들을 계산할 필요가 없다. 그러므로, 상기 합성식들을 따르는 합성 서브밴드 필터 프로세스 및 장치는 종래 기술들보다 더 단순해지 고, 계산 시간 및 하드웨어 자원들이 본 발명에서 감소될 수 있다.
한편, 본 발명의 발명자는 또한 512개의 윈도 계수들의 관계식을 D(512-k) = -Dk로서 요약하며, 여기서 k는 0 내지 255 범위의 정수 인덱스이다. 이러한 대칭 관계에 의해, 윈도 계수들을 저장하기 위한 메모리 공간이 종래 기술들에서의 메모리 공간의 절반으로 감소될 수 있다.
벡터 V"i는 버퍼에 저장된다. 식 16에 기초하여, PCM 신호들 Sj 및 S32 -j (j=1~15)에 대응하는 상기 V"i는 양/음의 부호를 제외하고는 동일하다. 따라서, Sj 및 S32 - j 를 동시에 계산하는 것은 버퍼로부터 V"i를 액세스하는 빈도를 감소시킬 수 있다.
D(512-k) = -Dk의 관계식에 기초하여, PCM 신호들 Sj 및 S32 -j (j=1~15)을 생성하기 위한 윈도 계수들 D의 2세트간의 유일한 차이들은 배열 순서 및 양/음의 부호들이다. Sj 및 S32 -j가 동시에 계산되면, 윈도 계수들을 액세스하는 빈도가 또한 절반으로 감소될 수 있다.
V"i를 저장하기 위한 버퍼의 볼륨은 512 V"i 또는 256 V"i와 같을 수 있다. 상기 버퍼에 저장된 벡터들은 디폴트 벡터들이라 불린다. MPEG-1 Layer III 표준에 따라, 서브밴드 샘플링 신호들의 세트가 32개의 컨버팅된 벡터들 V"i 로 컨버팅될 때는 언제나, 상기 32개의 컨버팅된 벡터들 V"i 는 선입, 선출 (FIFO) 원리로 버퍼에 기록되어야 한다. 종래 기술들에 있어서, 새로운 V"i 가 버퍼에 기록될 때, 상기 버퍼에 원래 저장된 벡터들은 FIFO 원리를 만족시키도록 후방으로 이동되어야 한다. 대규모의 메모리 시프트를 방지하기, 본 발명은 합성 식들(식 16)에 기초하여 회전 인덱스를 갖는 버퍼를 제안한다. 회전 인덱스를 갖는 버퍼에 있어서, 디폴트 벡터들을 저장하기 위한 위치들은 고정된다. 본 발명에 따른 상기 프로세스 및 장치는 디폴트 벡터들을 시프트시키는 대신에 디폴트 벡터들을 액세스하는 시퀀스를 변경한다.
도 3을 보라. 도 3는 회전 인덱스를 갖는 버퍼의 동작을 설명한다. 이 예에서, 상기 버퍼는 512 V"i 를 저장할 수 있는 것으로 가정된다.
상기 버퍼는 제 1 서브-버퍼 및 제 2 서브-버퍼로 분할된다. 18세트의 신호들 중에서 s번째 세트의 신호들에 관한 상기 32개의 디폴트 벡터들은 s가 기수이면 제 1 서브 버퍼에 저장되고, 또는, s가 우수이면 제 2 서브버퍼에 저장되고, 여기서 s는 1 내지 18 범위의 정수 인덱스이다. 예를 들면, 18세트의 신호들 중에서 신호들의 제 1, 3, 5, 7, 9, 11, 13, 17번째 세트에 대한 32개의 디폴트 벡터들은 제 1 서브버퍼에 저장된다. 그리고 18세트의 신호들 중에서 신호들의 제 2, 4, 6, 8, 10, 12, 14, 16, 18번째 세트는 제 2 서브버퍼에 저장된다.
제 1 및 제 2 서브버퍼는 8개의 섹션들을 각각 가진다. 각 섹션은 512개의 디폴트 벡터들 중에서 32개의 디폴트 벡터들을 저장하기 위해 이용된다. 18세트의 신호들 중에서 s번째 세트의 신호들에 관한 512개의 디폴트 벡터들 중 32개의 디폴트 벡터들은 y가 [(s+1) mod 16]/2와 동일한 경우에는 제 1 서브버퍼의 y번째 섹션에 저장 되고 또는 y가 [s mod 16]/2와 동일한 경우에는 제 2 서브버퍼의 y번째 섹션에 저장되고 여기서 y는 1 내지 8 범위의 정수 인덱스이다. 예를 들어, 18세트의 신호들 중에서 신호들의 제 1 세트에 관한 512개의 디폴트 벡터들 중 32개의 디폴트 벡터들(V"_1)이 제 1 서브버퍼의 제 1 섹션에 저장된다. 18세트의 신호들 중에서 신호들의 제 4번째 세트에 관한 512개의 디폴트 벡터들 중 32개의 디폴트 벡터들(V"_4)은 제 2 서브버퍼의 제 2 섹션에 저장된다.
18세트의 s번째 세트의 신호들에 관한 32개의 PCM 신호들이 처리되며 512개의 디폴트 벡터들이 액세스되도록 요청되며, 제 1 서브버퍼에서의 8개의 섹션들이 다음과 같은 순서로, 즉 x번째, (x-1)번째, ..., 1st, 8번째, 7번째, ..., (x+1)번째 순서로 액세스되고, 여기서 x는 [(s+1) mod 16]/2와 같다. 제 2 서브버퍼에서의 8개의 섹션들은 다음과 같은 순서로, 즉 x번째, (x-1)번째, ..., 1번째, 8번째, 7번째, ..., (x+1)번째 순서로 액세스될 것이며, 여기서 32개의 PCM 신호들이 처리되고 512개의 디폴트 벡터들이 액세스되도록 요청될 때 x는 [s mod 16]/2와 같다.
도 4를 보라. 도 4는 본 발명의 하나의 최선의 실시예에 따른 합성 서브밴드 필터장치의 블록도이다. 상기 합성 서브밴드 필터 장치(40)는 순서대로 18세트의 신호들을 처리하기 위한 프로세서(401)를 구비한다. 도 4에 도시된 것과 같이, 상기 프로세서(401)는 컨버팅 모듈(401A), 생성 모듈(401B), 및 버퍼(401C)를 더 구비한다.
상기 컨버팅 모듈(401A)은 신호들(41)의 세트의 32개의 서브밴드 샘플링 신호들을 32개의 컨버팅된 벡터들로 32-포인트 DCT (식 7)을 이용하여 컨버팅한다. 상기 컨 버팅 모듈(401A)은 또한 선입, 선출 큐로 32개의 컨버팅된 벡터들을 버퍼(401C)내의 512개의 디폴트 벡터들 (V"0~V"511)에 기록한다.
상기 버퍼(401C)는 컨버팅 모듈(401A) 및 생성 모듈(401B)과 각각 접속한다. 상기 버퍼(401C)는 상기한 바와 같이 제 1 서브버퍼 및 제 2 서브버퍼를 구비하며, 18세트의 신호들 중에서 s번째 세트의 신호들에 관한 32개의 디폴트 벡터들이 s가 기수이면 제 1 서브버퍼에 저장되고, 또는 s가 우수이면 제 2 서브버퍼에 저장되고, s는 1 내지 8 범위의 정수 인덱스이다. 식 16 및 버퍼(401C)내의 512개의 디폴트 벡터들(V"0 내지 V"511)에 기초하여, 상기 생성 모듈(401B)은 처리되는 신호들의 세트에 대해 32개의 PCM 신호들 (S0~S31)(42)을 생성한다.
합성 서브밴드 필터 장치(40)의 원리는 도 2에 도시된 플로차트와 동일하고, 따라서, 합성 서브밴드 필터 장치(40)의 동작하는 방법에 대해서는 더 설명하지 않는다.
유사하게, 실제 응용들에 있어서, 합성 서브밴드 필터 장치(40)내의 상기 버퍼(401C)는 상기한 바와 같이 회전 인덱스를 갖는 버퍼일 수 있다.
상기 예들 및 설명들로, 본 발명의 특징들 및 사상들이 바람직하게 잘 설명될 것이다. 이 기술 분야에서 숙련된 사람들은 상기 장치의 다수의 변경예들 및 변형예들이 본 발명의 사상을 유지하면서 만들어 질 수 있다는 것을 용이하게 알 수 있을 것이다. 따라서, 상기 개시내용은 첨부된 청구항들의 한계들 및 경계들에 의해서만 한정되는 것으로 해석되어야 한다.
본 발명에 따른 프로세스 및 장치는 본 발명 디폴트 벡터들 V와 윈도 계수들 D간의 관계들로의 PCM 신호들의 생성을 단순화시킨다. 따라서 종래 기술들에 있어서의 복잡한 계산 문제가 해소될 수 있다.

Claims (14)

  1. 각각 32개의 서브밴드 샘플링 신호들을 포함하는 18세트의 신호들에 대한 합성 서브밴드 필터링 방법으로서, 상기 서브밴드 샘플링 신호들은 512개의 윈도 계수들(D0~D511)을 제공하는 스펙(specification)에 따르는, 상기 합성 서브밴드 필터링 방법에 있어서,
    (a) 순차적으로 상기 18세트의 신호들을 처리하는 단계, 및 처리되는 신호들의 상기 신호들의 세트에 대해 다음과 같은 단계들:
    (a-1) 32-포인트 이산 코사인 변환 (DCT)을 이용하여, 상기 32개의 서브밴드 샘플링 신호들을 32개의 컨버팅된 벡터들로 컨버팅하고 선입, 선출 큐(first-in first-out queue)로 상기 32개의 컨버팅된 벡터들을 512개의 디폴트 벡터들 (V"0~V"511)에 기록하는 단계; 및
    (a-2) 상기 512개의 디폴트 벡터들 (V"0~V"511), 상기 스펙 및 다음과 같은 식:
    Figure 112007069006215-pat00026
    에 따라 32개의 펄스 코드 변조 (PCM) 신호들 (S0~S31)을 생성하는 단계를 수행하는 단계를 포함하고, 여기서 i 및 j 모두는 0 내지 15 범위의 정수 인덱스들인, 합성 서브밴드 필터링 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 스펙은 MPEG-1 Layer III 표준인, 합성 서브밴드 필터링 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 512개의 윈도 계수들은 다음과 같은 관계:
    D(512-k) = -Dk를 만족하고,
    여기서 k는 1 내지 255 범위의 정수 인덱스인, 합성 서브밴드 필터링 방법.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 512개의 디폴트 벡터들은 제 1 서브버퍼 및 제 2 서브버퍼로 분할되는 버퍼에 저장되고, 상기 18세트의 신호들 중 s번째 세트의 신호들에 관한 상기 32개의 디폴트 벡터들은 s가 기수이면 상기 제 1 서브버퍼에 저장되고, s가 우수이면 상기 제 2 서브버퍼에 저장되고, s는 1 내지 18 범위의 정수 인덱스인, 합성 서브밴드 필터링 방법.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 1 서브버퍼 및 상기 제 2 서브버퍼는 각각 8개의 섹션들을 가지며, 각 섹션은 상기 512개의 디폴트 벡터들 중 32개의 디폴트 벡터들을 저장하기 위해 이용되고, 상기 18세트의 신호들 중 s번째 세트의 신호들에 관한 상기 512개의 디폴트 벡터들 중 상기 32개의 디폴트 벡터들은 y가 [(s+1) mod 16]/2와 동일한 경우 상기 제 1 서브버퍼의 상기 y번째 섹션에 저장되고, 또는 y가 [s mod 16]/2와 동일한 경우에는 상기 제 2 서브버퍼의 y번째 섹션에 저장되고, 여기서 y는 1 내지 8 범위의 정수 인덱스인, 합성 서브밴드 필터링 방법.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 18세트의 신호들 중 s번째 세트의 신호들에 관한 상기 32개의 펄스 코드 변조 (PCM) 신호들이 처리되고 상기 512개의 디폴트 벡터들이 단계 (a-2)에서 액세스가 요구될 때, 제 1 액세스 섹션은 상기 제 1 서브버퍼의 상기 y번째 섹션과 상기 제 2 서브버퍼의 상기 y번째 섹션 중 하나인, 합성 서브밴드 필터링 방법.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 제 1 서브버퍼 및 상기 제 2 서브버퍼의 상기 8개의 섹션들은 다음과 같은 순서:
    4번째, 3번째, 2번째, 1번째, 8번째, 7번째, 6번째, 및 5번째의 순서로 각각 액세스되는, 합성 서브밴드 필터링 방법.
  8. 각각 512개의 윈도 계수들 (D0~D511)을 제공하는 스펙에 따라 32개의 서브밴드 샘플링 신호들을 포함하는 18세트의 신호들에 대한 합성 서브밴드 필터 장치에 있어서, 상기 장치는:
    순차적으로 상기 18세트의 신호들을 처리하기 위한 프로세서를 포함하고, 상기 프로세서는:
    32-포인트 이산 코사인 변환 (DCT)에 이용하여 처리되는 신호들의 상기 세트의 상기 32개의 서브밴드 샘플링 신호들을 32개의 컨버팅된 벡터들로 컨버팅하고, 선입, 선출 큐로 상기 32개의 컨버팅된 벡터들을 512개의 디폴트 벡터들 (V"0~V"511)에 기록하는 컨버팅 모듈; 및
    상기 512개의 디폴트 벡터들 (V"0~V"511), 상기 스펙 및 다음과 같은 식:
    Figure 112006048221300-pat00027
    에 따라 처리되는 신호들의 상기 세트에 관한 32개의 펄스 코드 변조 (PCM) 신호들 (S0~S31)을 생성하기 위한 생성 모듈을 더 포함하고, 여기서 i 및 j 모두는 0 내지 15 범위의 정수 인덱스들인, 합성 서브밴드 필터 장치.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 스펙은 MPEG-1 Layer III 표준인, 합성 서브밴드 필터 장치.
  10. 제 8 항에 있어서,
    상기 512개의 윈도 계수들은 다음과 같은 관계:
    D(512-k) = -Dk를 만족하고,
    여기서 k는 1 내지 255 범위의 정수 인덱스인, 합성 서브밴드 필터 장치.
  11. 제 8 항에 있어서,
    상기 프로세서는 상기 컨버팅 모듈 및 상기 생성 모듈에 각각 접속된 버퍼를 더 포함하고, 상기 512개의 디폴트 벡터들은 제 1 서브버퍼 및 제 2 서브버퍼를 포함하는 버퍼에 저장되고, 상기 18세트의 신호들 중 s번째 세트의 신호들에 관한 상기 32개의 디폴트 벡터들은 s가 기수이면 상기 제 1 서브버퍼에 저장되고, s가 우수이면 상기 제 2 서브버퍼에 저장되고, s는 1 내지 18 범위의 정수 인덱스인, 합성 서브밴드 필터 장치.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 1 서브버퍼 및 상기 제 2 서브버퍼는 각각 8개의 섹션들을 가지며, 각 섹션은 상기 512개의 디폴트 벡터들 중 32개의 디폴트 벡터들을 저장하기 위해 이 용되고, 상기 18세트의 신호들 중 s번째 세트의 신호들에 관한 상기 512개의 디폴트 벡터들 중 상기 32개의 디폴트 벡터들은 y가 [(s+1) mod 16]/2와 동일한 경우 상기 제 1 서브버퍼의 y번째 섹션에 저장되고, 또는 y가 [s mod 16]/2와 동일한 경우에는 상기 제 2 서브버퍼의 y번째 섹션에 저장되고, 여기서 y는 1 내지 8 범위의 정수 인덱스인, 합성 서브밴드 필터 장치.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 18세트의 신호들 중 s번째 세트의 신호들에 관한 상기 32개의 펄스 코드 변조 (PCM) 신호들이 처리되고 상기 512개의 디폴트 벡터들이 상기 생성 모듈에 의해 액세스가 요구될 때, 제 1 액세스 섹션은 상기 제 1 서브버퍼의 상기 y번째 섹션과 상기 제 2 서브버퍼의 상기 y번째 섹션 중 하나인, 합성 서브밴드 필터 장치.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 제 1 서브버퍼 및 상기 제 2 서브버퍼의 상기 8개의 섹션들은 상기 다음과 같은 순서:
    4번째, 3번째, 2번째, 1번째, 8번째, 7번째, 6번째, 및 5번째의 순서로 각각 액세스되는, 합성 서브밴드 필터 장치.
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Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07210196A (ja) * 1993-12-29 1995-08-11 Hewlett Packard Co <Hp> ディジタル信号符号化／復号化装置及び方法
KR20000050510A (ko) * 1999-01-11 2000-08-05 김영환 오디오 복호기의 합성 필터 장치 및 그 방법
KR20000074155A (ko) * 1999-05-18 2000-12-05 김영환 엠펙 분할 대역 합성 필터의 롬 용량에 따른 어드레스 생성 방법

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100346734B1 (ko) 1995-09-22 2002-11-23 삼성전자 주식회사 고속분석필터및합성필터를구비한오디오부호화기및복호화기
US6108633A (en) 1996-05-03 2000-08-22 Lsi Logic Corporation Audio decoder core constants ROM optimization
US6094637A (en) 1997-12-02 2000-07-25 Samsung Electronics Co., Ltd. Fast MPEG audio subband decoding using a multimedia processor
US6199039B1 (en) 1998-08-03 2001-03-06 National Science Council Synthesis subband filter in MPEG-II audio decoding
JP2000323993A (ja) * 1999-05-11 2000-11-24 Mitsubishi Electric Corp Ｍｐｅｇ１オーディオレイヤｉｉｉ復号処理装置およびコンピュータをｍｐｅｇ１オーディオレイヤｉｉｉ復号処理装置として機能させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取可能な記録媒体
JP2002245027A (ja) * 2001-02-15 2002-08-30 Seiko Epson Corp フィルタリング処理方法およびフィルタリング処理装置
US6917913B2 (en) 2001-03-12 2005-07-12 Motorola, Inc. Digital filter for sub-band synthesis
KR100530377B1 (ko) * 2003-12-30 2005-11-22 삼성전자주식회사 엠펙 오디오 디코더의 합성필터 및 그 디코딩 방법

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07210196A (ja) * 1993-12-29 1995-08-11 Hewlett Packard Co <Hp> ディジタル信号符号化／復号化装置及び方法
KR20000050510A (ko) * 1999-01-11 2000-08-05 김영환 오디오 복호기의 합성 필터 장치 및 그 방법
KR20000074155A (ko) * 1999-05-18 2000-12-05 김영환 엠펙 분할 대역 합성 필터의 롬 용량에 따른 어드레스 생성 방법

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