KR100758980B1 - 초광대역 무선 송수신 장치 및 이를 이용한 위치 측정 방법 - Google Patents

초광대역 무선 송수신 장치 및 이를 이용한 위치 측정 방법 Download PDF

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    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
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Abstract

본 발명은 초광대역 무선 송수신 장치 및 이를 이용한 위치 측정 방법에 관한 것이다. 본 발명에 따른 초광대역 무선 송신 장치는 일정 주기의 구형파를 생성하는 클럭 생성부와, 구형파를 입력받아 미리설정된 대역을 갖는 디지털 펄스 신호를 생성하는 디지털 펄스 생성부와, 상기 대역의 디지털 펄스 신호의 중심 주파수를 초광대역으로 변조하는 디지털 변조부를 포함하며, 변조된 디지털 펄스 신호의 출력 임피던스를 50 옴으로 임피던스 매칭하는 임피던스 매칭부를 포함하며, 디지털 변조부는 논리 0과 논리 1 순서쌍을 무한 반복하여 출력하는 논리 회로를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에 의하면, 움직이는 채널 환경 속에서도 데이터 신호를 찾으면서 전력소모 및 주파수 스위칭 시간을 최소화할 수 있고, 데이터 전송 속도를 향상시킬 수 있다.
초광대역(UWB;Ultra Wide Band), 송수신 장치(transceiver), 논리 회로, 한계 신호값

Description

초광대역 무선 송수신 장치 및 이를 이용한 위치 측정 방법{Ultra Wide Band Wireless Transceiver and Method of Ranging for Location Awareness Using the Same}
도 1은 본 발명에 의한 초광대역 무선 송신 장치의 개략적인 구성도이다.
도 2는 도 1의 디지털 펄스 생성부를 나타내는 개략적인 구성도이다.
도 3은 도 1의 임피던스 매칭부를 나타내는 개략적인 예시도이다.
도 4a는 도 1의 디지털 변조부의 개략적인 제1 예시도이다.
도 4b는 도 1의 디지털 변조부의 개략적인 제2 예시도이다.
도 4c는 도 1의 디지털 변조부의 개략적인 제3 예시도이다.
도 5a는 도 1의 제1 실시예에 의한 SISO 초광대역 무선 송신 장치의 개략적인 예시도이다.
도 5b는 도 1의 제2 실시예에 의한 MIMO 초광대역 무선 송신 장치의 개략적인 예시도이다.
도 6은 본 발명에 의한 초광대역 무선 수신 장치의 개략적인 구성도이다.
도 7은 도 6의 한계신호 조절부의 동작을 보여주는 예시도이다.
도 8은 도 6의 제1 비교부로 입력되는 신호와 노이즈를 구분하기 위해서 노이즈 마진을 보여주는 예시도이다.
도 9는 도 5의 푸시-풀 클럭 발생부의 동작을 보여주는 개략적인 예시도이다.
도 10은 도 1 및 도 6의 초광대역 무선 송신 장치 및 초광대역 무선 수신 장치 간의 단일 대역을 이용한 위치 측정 방법을 개략적으로 나타내는 순서도이다.
본 발명은 초광대역 무선 송수신 장치 및 이를 이용한 위치 측정 방법에 관한 것이다.
무선 전자통신 분야에서 한정된 주파수 자원의 효율성을 극대화하기 위해 많은 연구와 개발이 진행되고 있다. 이를 위해서, 기존의 무선 시스템과 주파수 스펙트럼을 공유함으로써, 주파수 자원을 보다 효율적으로 사용할 수 있는 초광대역{UWB(Ultra-Wide Band)} 무선 시스템이 제안되었다.
이와 같은 종래의 UWB 무선 시스템은 RF(Radio Frequency) 협대역 반송파 대신 1㎱(nano-second) 이하로 폭이 좁은 임펄스를 -40dBm/MHz 잡음 수준의 낮은 전력으로 송신하여 정보를 전송한다. 따라서, 현재 사용되고 있는 다른 무선 시스템과 간섭을 일으키지 않고 고속 데이터를 전송할 수 있다. 또한, UWB 무선 시스템 소모 전력을 현저하게 감소시킬 수 있다.
초광대역 펄스 신호는 500MHz이상의 대역 또는 중심주파수를 기준으로 20% 이상의 대역을 차지하는 신호로서, 종래에 초광대역 펄스 신호를 생성하는 데에는 다이오드나 디지털-아날로그 변환기가 이용되었다. 하지만, 신호 파형을 구성하기 어려우며, 디지털-아날로그 변환기(Digital to Analog Converter)를 이용한 방식은 전력소모가 많은 문제점이 있다. 콜피츠 오실레이터(Colpitts Oscillator)와 LC 필터 뱅크를 사용한 카오스 신호는 저전력소모를 지향하면서 신호의 크기도 크지만, 불규칙한 신호모양으로 인해 수신 장치는 상관기(correlator) 대신에 엔벨로프 디텍터(envelope detector)를 사용해야 하며 여러 사용자가 존재할 경우 상관기를 사용해도 다른 신호나 잡음으로부터 원신호를 구분하기 어려운 문제점이 있다.
또한, 종래의 초광대역 임펄스 송수신 장치는 신호의 낮은 듀티 사이클(duty cycle) 특성으로 인해 수신 장치에서 원신호를 찾는 데 오랜 시간이 걸린다. 예컨대, 협대역 방식에서는 수신신호와 동일한 파형의 템플릿(template) 신호를 사용하여 원신호를 찾는 송수신 장치가 제안되었으나, 신호를 약간씩 움직여서 찾는 방식으로 오랜 시간이 걸리며 동기를 다시 잡는데에도 오랜 시간이 걸린다.
또한, 사용자가 움직여서 도플러 효과로 인해 수신신호의 주기가 일정치 못하거나 건물벽과 같은 장애물로 인해서 신호의 동기가 순식간에 틀어지는 경우가 발생하였을 때, 동기를 다시 잡는 데 오랜 시간이 걸린다. 따라서, 종래의 이러한 송수신 장치의 문제점을 보완하기 위하여, 트랜스미트-레퍼런스(Transmit-reference) 방식이나 정합 필터(Matched-filter)를 사용하였으나, 수신신호 전력이 미약하거나 불필요한 연산량이 많아지는 단점이 있다.
또한, 실내 건물벽 같은 손실성 매질에 의한 신호 지연으로 인해 수신 신호와의 동기를 놓쳤을 때, 다시 동기를 맞추는 데 시간이 걸리거나 소모전력이 적지 않다는 문제점도 있다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 논리 회로를 이용하여 변조부를 구성하여 전력소모를 최소화하고 수신 신호를 고속으로 동기화시킬 수 있는 초광대역 무선 송수신 장치를 제공하는 데 있다.
또한, 손실성 매질이 많은 실내환경에서도 가장 먼저 도착한 수신 신호를 신속하게 찾아내어 정확한 위치를 측정할 수 있는 초광대역 무선 송수신 장치를 이용한 위치 측정 방법을 제공하는 데 있다.
상기 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 일 실시예에 의한 초광대역 무선 송신 장치는 일정 주기의 구형파를 생성하는 클럭 생성부와, 상기 구형파를 입력받아 미리설정된 대역을 갖는 디지털 펄스 신호를 생성하는 디지털 펄스 생성부와, 상기 대역의 디지털 펄스 신호의 중심 주파수를 초광대역으로 변조하는 디지털 변조부를 포함하며, 상기 변조된 디지털 펄스 신호의 출력 임피던스를 50 옴으로 임피던스 매칭하는 임피던스 매칭부를 포함하며, 상기 디지털 변조부는 논리 0과 논리 1 순서쌍을 무한 반복하여 출력하는 논리 회로를 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 디지털 변조부로부터 출력되는 초광대역 디지털 펄스 신호를 서로 다른 시간만큼 지연시켜 적어도 둘 이상의 서로 다른 초광대역의 중심 주파수를 갖도록 변조하는 지연 셀 뱅크를 더 포함하는 것을 특징으로 할 수 있다.
상기 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 다른 실시예에 의한 초광대역 무선 송신 장치는 일정 주기의 구형파를 생성하는 클럭 생성부와, 상기 구형파를 입력받아 미리설정된 대역을 갖는 디지털 펄스 신호를 생성하는 디지털 펄스 생성부와, 상기 디지털 펄스 신호를 입력받아 역다중화하는 디멀티플렉서와, 상기 역다중화된 디지털 펄스 신호를 선택적으로 입력받아 상기 대역의 디지털 펄스 신호의 중심 주파수를 서로 다른 초광대역으로 각각 변조하는 적어도 둘 이상의 디지털 변조부를 포함하며, 상기 디지털 변조부에 각각 해당하며 상기 변조된 디지털 펄스 신호의 출력 임피던스를 50 옴으로 임피던스 매칭하는 임피던스 매칭부를 포함하며, 상기 디지털 변조부는 논리 0과 논리 1 순서쌍을 무한 반복하여 출력하는 논리 회로를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 또 다른 실시예에 의한 초광대역 무선 송신 장치는 일정 주기의 구형파를 생성하는 클럭 생성부와, 상기 구형파를 입력받아 미리설정된 대역을 갖는 디지털 펄스 신호를 생성하는 디지털 펄스 생성부와, 상기 대역의 디지털 펄스 신호의 중심 주파수를 초광대역으로 변조하는 디지털 변조부를 포함하며, 상기 변조된 디지털 펄스 신호의 출력 임피던스를 50 옴으로 임피던스 매칭하는 임피던스 매칭부를 포함하며, 상기 디지털 변조부는 적어도 둘 이상의 지연버퍼와, 상기 지연버퍼로부터의 출력을 입력으로 하는 각각의 XOR 게이트와, 상기 XOR 게이트의 출력을 각각 입력받아 초광대역의 디지털 펄스 신호를 생성하는 MOS 소자부를 포함하며, 상기 MOS 소자부의 출력은 상기 지연버퍼의 개수에 상응하는 미리 설정된 시간만큼의 초광대역 디지털 펄스 신호인 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 임피던스 매칭부로부터 출력되는 디지털 펄스 신호의 하모닉 성분을 제거하는 대역통과 필터를 더 포함하는 것을 특징으로 할 수 있다.
상기 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 또 다른 실시예에 의한 초광대역 무선 수신 장치는 다중 반사 및 투과하여 수신되는 초광대역의 신호를 수신하여 기저 대역의 신호로 복조하는 복조부와, 상기 복조된 신호를 입력받는 제1 포트와 미리 설정된 한계값을 입력받는 제2 포트를 포함하고, 상기 제1 포트의 신호가 상기 제2 포트의 한계값보다 크면 논리 1을 출력하며 상기 제1 포트의 신호가 상기 제2 포트의 한계값보다 작으면 논리 0의 양자화된 값을 출력하는 적어도 둘 이상의 제1 비교부와, 상기 각각의 제1 비교부로부터 출력된 양자화된 값을 미리설정된 샘플링 주기마다 샘플링하는 적어도 둘 이상의 샘플링부와, 상기 샘플링된 값을 논리합하여 기억하는 직렬 샘플 버스부와, 상기 기억된 샘플링된 값을 입력받은 후 상기 한계값을 미리 설정된 크기만큼 변화시켜 제1 디지털 아날로그 변환부를 통해서 상기 제1 비교부의 제2 포트로 출력하는 제어부를 포함하며, 상기 제어부는 상기 직렬 샘플 버스부에 기억된 양자화된 값을 통해서 수신되는 신호 중 크기가 가장 큰 신호의 위치를 찾는 것을 특징으로 한다.
또한, 미리 설정된 비트 값을 무한 반복하는 푸시-풀 클럭 발생부와, 상기 제1 비교부로부터 출력되는 양자화된 값이 변화하는 시점에 상기 푸시-풀 클럭 발생부의 비트 값을 샘플링하여 홀드하는 샘플앤홀드부를 더 포함하며, 상기 제어부는 상기 샘플앤홀드부로부터 입력되는 비트 값에 따라 상기 푸시-풀 클럭 발생부로 푸시 신호 또는 풀 신호를 출력하며, 상기 출력된 푸시 신호 또는 풀 신호에 따라 상기 직렬 샘플 버스부의 샘플링 주기를 늦추거나 당기는 것을 특징으로 할 수 있다.
또한, 상기 푸시-풀 클럭 발생부는 11100 비트 값을 순차적으로 무한 반복하는 카운터를 포함하는 것을 특징으로 할 수도 있다.
또한, 상기 제1 디지털 아날로그 변환부는 디지털-아날로그 변환기 또는 시그마-델타 모듈레이터를 포함하는 것을 특징으로 할 수도 있다.
또한, 상기 제1 복조부로부터 입력되는 복조 신호를 입력받는 제3 포트와, 상기 제어부로부터 제2 디지털 아날로그 변환부를 통해서 출력되는 신호를 입력받는 제4 포트를 포함하는 제2 비교부를 더 포함하며, 상기 제어부는 상기 제2 비교부로부터 출력되는 값을 통해서 상기 제1 비교부로 입력되는 복조 신호의 노이즈 마진을 검출하는 것을 특징으로 할 수도 있다.
또한, 상기 직렬 샘플 버스부에 기억된 양자화된 값을 통해서 수신되는 신호 중 처음으로 수신되는 시점에 카운트를 중지하는 고속카운터를 더 포함하는 것을 특징으로 할 수도 있다.
상기 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 또 다른 실시예에 의한 초광대역 무선 송수신 장치를 이용한 위치 측정 방법은 임의의 제1 초광대역 무선 송수신 장치가 카운트를 하면서 미리설정된 신호를 미리설정된 횟수만큼 적어도 셋 이상의 임의의 제2 초광대역 무선 송수신 장치로 주기적으로 송신하는 단계와, 상기 제1 초광대역 무선 송수신 장치는 각각의 제2 초광대역 무선 송수신 장치가 상기 주기적으로 송신된 신호 중 첫 신호를 수신하여 일정 시간 경과 후 상기 제1 초광대역 무 선 송수신 장치로 송신한 상기 횟수만큼의 신호를 수신하는 단계와, 상기 제1 초광대역 무선 송수신 장치는 다중반사 및 투과하여 수신된 신호 중 첫 신호가 수신되면 상기 카운트를 중지하고, 상기 첫 신호가 수신된 시점을 기준으로 상기 제1 초광대역 무선 송수신 장치는 미리설정된 주기마다 소정의 한계값을 미리설정된 크기만큼 변화시키면서 상기 수신 신호와 상기 한계값과의 비교값을 반복적으로 저장하여 노이즈를 줄이는 단계와, 상기 제1 초광대역 무선 송수신 장치는 상기 카운터에 저장된 값을 ToA 방식 또는 TDoA 방식을 이용하여 상기 제1 초광대역 무선 송수신 장치의 위치를 산출하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
이하, 도면을 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 상세히 설명한다.
도 1은 본 발명에 의한 초광대역 무선 송신 장치의 개략적인 구성도이며, 도 2는 도 1의 디지털 펄스 생성부를 나타내는 개략적인 구성도이고, 도 3은 도 1의 임피던스 매칭부를 나타내는 개략적인 예시도이다.
본 실시예에 의한 초광대역 무선 송신 장치(100)는 클럭 생성부(101), 디지털 펄스 생성부(102), 디지털 변조부(103), 임피던스 매칭부(104) 및 대역통과 필터(105)를 포함한다.
클럭 생성부(clock generator)(101)는 미리설정된 일정 주기를 갖는 구형파(rectangular wave)를 생성하여 출력한다. 본 실시예에서, 클럭 생성부(101)는 구형파 클럭을 생성하지만 이에 한정되는 것은 아니며 일정 주기를 갖는 사인파, 구형파, 또는 삼각파를 출력할 수도 있음은 물론이다.
디지털 펄스 생성부(digital pulse generator)(102)는 클럭 생성부(101)로부 터 생성된 클럭을 입력받아 미리 설정된 대역을 갖는 디지털 펄스 신호를 생성한다. 도 2에 예시된 바와 같이, 디지털 펄스 생성부(102)는 AND 게이트, 지연 버퍼, 또는 인버터를 포함한다. AND 게이트의 제1 입력부에는 클럭 생성부(101)로부터 생성된 클럭 신호가 직접 입력되며 제 2 입력부에는 지연 버퍼와 인버터를 통과한 클럭 신호가 입력된다. 이에 따라 미리 설정된 대역의 주기적인 디지털 펄스 신호가 출력된다.
디지털 변조부(digital modulator)(103)는 디지털 펄스 생성부(102)로부터 출력되는 디지털 펄스 신호의 중심 주파수를 초광대역으로 변조한다. 본 실시예에 의한 디지털 변조부(103)는 논리 회로를 이용하여 디지털 펄스 신호의 중심주파수를 초광대역으로 변조한다. 즉, 디지털 변조부(103)는 그 출력이 논리 0과 논리 1을 무한 반복하는 논리 회로를 포함한다. 본 실시예에 의한 논리 회로를 이용한 초광대역 변조에 대해서는 도 4a 내지 4c를 참조하여 상세히 후술하고자 한다.
임피던스 매칭부(104)는 50 옴(Ω) 임피던스 매칭을 위해서 디지털 변조부(103)와 대역통과 필터(105) 사이에 연결된다. 즉, 디지털 변조부(103)의 출력 임피던스가 50Ω 보다 크다고 가정하면, 디지털 변조부(103)로부터의 출력은 이후 안테나 또는 다른 부하를 통과하지 못하고 반사될 수 있다. 따라서, 디지털 변조부(103)로부터의 출력이 반사되지 않도록 출력임피던스를 50Ω으로 맞추기 위해서는 전류를 충분히 흘려주어야 하는데, 도 3에 예시된 바와 같이, MOS(Metal Oxide Semiconductor) 소자와 전류 소스(current source)를 병렬로 연결하고 디지털 변조부(103)의 출력을 MOS소자의 게이트에 인가하는 것이 바람직하다. 이에 따라, 출 력 임피던스를 50Ω으로 맞출 수 있으므로 안테나 또는 다른 부하에 의한 반사 없이 초광대역 신호가 전송될 수 있다.
대역통과 필터{또는 펄스 파형 필터(pulse shape filter)}(105)는 임피던스 매칭부(104)로부터 출력된 초광대역 신호가 원하는 대역 이외의 하모닉 성분을 제거하는 역할을 한다. 이에 따라, 하모닉(harmonics)을 제거하여 다른 통신간의 간섭을 줄일 수 있다. 본 실시예에서는 3.1 GHz 내지 5 GHz 까지의 주파수 성분만을 통과시키는 대역 통과 필터(bandpass filter)를 대역통과 필터(105)로 사용한다.
한편, 도 1의 초광대역 무선 송신 장치(100))를 본 발명의 기술적 사상의 범위내에서, 도 5a 및 도 5b에 예시된 바와 같이, SISO(Single Input Single Output) 및 MIMO(Multi Input Multi Output) 초광대역 송신 장치로 구체화 및 상세화할 수 있는데, 이에 대해서는 후속하는 도 5a 및 도 5b를 참조하여 상세히 설명하고자 한다.
따라서, 상술한 바와 같이 초광대역 무선 송신 장치(100)는 논리 0과 논리 1 순서쌍을 무한 반복하여 출력하는 논리 회로를 이용하여 펄스 신호의 중심 주파수를 초광대역으로 변조할 수 있고, 논리 회로를 이용하여 원하는 구간 동안에만 초광대역 변조를 구현함으로써 전력 소모를 최소화할 수 있다.
도 4a는 도 1의 디지털 변조부의 개략적인 제1 예시도이며, 도 4b는 도 1의 디지털 변조부의 개략적인 제2 예시도이고, 도 4c는 도 1의 디지털 변조부의 개략적인 제3 예시도이다.
앞서 언급한 바와 같이, 디지털 변조부(410,420,430)는 서로 다른 구성의 논 리 회로를 각각 포함한다.
도 4a에 예시된 첫 번째 디지털 변조부(410)는, 디지털 펄스 생성부로부터 출력되는 소정 대역의 디지털 펄스 신호의 중심주파수를 UWB 대역으로 변조한다. 본 실시예에서, 디지털 변조부(410)는 RS-래치(RS-latch)(411), 인버터(inverter)(412), 및 짝수개의 인버터로 구성된 지연 버퍼(delay buffer)(413)를 포함하며 이를 통해서 초광대역의 디지털 펄스 신호를 생성한다.
도 4b에 예시된 두 번째 디지털 변조부(420)는 RS-래치(421), 인버터(422), 및 짝수개의 인버터로 구성된 지연 버퍼(423)를 포함하며 이를 통해서 초광대역의 디지털 펄스 신호를 생성한다.
주지하는 바와 같이, NAND 게이트 또는 NOR 게이트로 구성된 RS-래치(411,421)는 R와 S의 입력이 불안정한 상태에 있을 때 출력이 오실레이션한다. 즉, RS-래치(411,421)는 R(Reset)과 S(Set) 입력이 둘 다 1이 될 때 불안정한 상태로 들어가게 된다. 한편, R과 S는 하나로 묶여졌으며 출력 신호가 입력으로 피드백되는 경우 이 신호의 오실레이션할 중심 주파수를 인버터(412,422)와 지연 버퍼(413,423)를 통해서 조절한다. 지연 버퍼(413,423)와 RS-래치(411,421)의 입력신호에 따른 그 출력신호의 지연에 의해서 디지털 펄스 생성부로부터 출력된 디지털 펄스의 중심주파수가 초광대역으로 변조되므로, 지연 버퍼(413,423)를 통해서 초광대역 내에서의 변조 대역을 용이하게 조절할 수 있다.
도 4c에 예시된 세 번째 디지털 변조부(430)는 디지털 펄스 생성부로부터 출력된 디지털 펄스 신호의 중심주파수를 UWB 대역으로 변조하기 위해서 직렬연결된 적어도 둘 이상의 지연 버퍼(431), 지연 버퍼(431)의 출력을 입력으로 하는 각각 XOR 게이트(432) 및 XOR 게이트(432)의 출력을 각각 입력받아 초광대역의 디지털 펄스 신호를 생성하는 MOS 소자부를 포함하는 논리 회로를 이용한다. 도시된 바와 같이, MOS 소자부로부터 지연 버퍼(431)의 개수에 상응하는 시간만큼의 초광대역 디지털 펄스 신호가 출력된다.
따라서, 상술한 바와 같이 본 실시예에 의한 디지털 변조부(410,420,430)는 간단한 논리회로만을 이용하여 전력 소모를 최소화하면서 초광대역의 디지털 펄스 신호를 생성할 수 있다.
하지만, 앞서 예시된 디지털 변조부(410,420,430)는 그 출력이 논리 0과 논리 1 순서쌍을 무한 반복하여 출력하는 논리 회로를 포함하여 디지털 오실레이션을 할 수 있는 구성을 포함한다면 특별히 이에 한정되지 않으며 다양한 구성이 가능함은 물론이다.
도 5a는 도 1의 제1 실시예에 의한 SISO 초광대역 무선 송신 장치의 개략적인 예시도이다.
본 실시예에 의한 SISO 초광대역 무선 송신 장치(510)는 디지털 변조부(511)로부터 출력되는 초광대역 디지털 펄스 신호를 서로 다른 시간만큼 지연시켜 적어도 둘 이상의 서로 다른 초광대역의 중심 주파수를 갖도록 변조하는 지연 셀 뱅크(delay cell bank)를 더 포함한다.
따라서, 선택신호의 제어에 의해, 초광대역 내에서 적어도 둘 이상의 서로 다른 대역의 디지털 펄스 신호가 디지털 변조부(511)로부터 순차적으로 출력될 수 있다.
도 5b는 도 1의 제2 실시예에 의한 MIMO 초광대역 무선 송신 장치의 개략적인 예시도이다. 여기서, 도 1의 초광대역 무선 송신 장치와 실질적으로 중복되는 설명은 생략한다.
본 실시예에 의한 MIMO 초광대역 무선 송신 장치(520)는 클럭 생성부(521), 디지털 펄스 생성부(522), 디멀티플렉서(523), 적어도 둘 이상의 디지털 변조부(1 내지 N)(524), 각각의 디지털 변조부(524)에 해당하는 임피던스 매칭부(525) 및 대역통과 필터(526)를 포함한다.
디멀티플렉서(demultiplexer)(523)는 디지털 펄스 생성부(522)로부터 출력되는 소정 대역의 디지털 펄스 신호를 입력받아 선택신호의 제어에 따라 역다중화하여 해당하는 디지털 변조부(1 내지 N)(524)로 선택적으로 출력한다.
디지털 변조부(1 내지 N)(524)는 앞서 언급한 논리 회로를 포함하여 초광대역으로 변조하는 역할을 하며, 각각의 디지털 변조부(524)는 서로 다른 대역의 초광대역으로 디지털 펄스 신호를 복조한다.
따라서, 상술한 바와 같이, MIMO 초광대역 무선 송신 장치(520)는 동시에 서로 다른 초광대역의 디지털 펄스 신호를 동시에 송신할 수 있다.
도 6은 본 발명에 의한 초광대역 무선 수신 장치의 개략적인 구성도이며, 도 7은 도 6의 한계 신호 조절부의 동작을 보여주는 예시도이며, 도 8은 도 6의 제1 비교부로 입력되는 신호와 노이즈를 구분짓는 노이즈 마진을 설정하는 예시도이고, 도 9는 도 5의 푸시-풀 클럭 발생부의 동작을 보여주는 개략적인 예시도이다.
본 실시예에 의한 초광대역 무선 수신 장치(600)는 복조부(demodulator)(601), 제1 비교부(602), 샘플링부(603), 직렬 샘플 버스부(604), 제1 디지털 아날로그 변환부(605), 제어부(606), 푸시-풀 클럭 발생부(push-pull clock generator)(607), 샘플앤홀드부(608), 제2 디지털 아날로그 변환부(609), 제2 비교부(610) 및 고속 카운터(611)를 포함한다.
복조부(1 내지 N)(601)는 장애물에 의해 다중 반사되거나 투과하여 전송되는 적어도 하나 이상의 초광대역 펄스 신호를 수신하여 각각의 해당하는 초광대역으로 복조하는 역할을 한다. 주지하는 바와 같이, 수신 신호의 복조는 일반적으로 저잡음 증폭기(LNA;Low Noise Amplifier)에 의해 증폭된 초광대역 펄스 신호와 템플릿 신호가 곱해지고 가변 증폭이 가능한 기저대역 통과 필터에 의해서 저주파성분만 추출하는 과정으로 이루어진다.
한편, 제1 비교부(602), 샘플링부(603), 직렬 샘플 버스부(604) 및 제1 디지털 아날로그 변환부(605)를 한계신호 조절부(620)로 그룹핑하여 설명한다.
한계신호 조절부(620)는 복조부(601)로부터 복조된 초광대역 펄스 신호를 입력받아 비교 및 샘플링을 거쳐 양자화된 신호값을 생성하는 역할을 수행한다.
한편, 제1 또는 제2 디지털 아날로그 변환부(605,609)로는 디지털 아날로그 변환기(digital analog converter) 또는 시그마-델타 모듈레이터(sigma-delta modulator)를 사용할 수 있다.
한계 신호 조절부(620)를 보다 상세히 설명하면, 제1 비교부(602)는 초광대역 무선 송신 장치(미도시)로부터 수신된 수신신호와 제어부(606)로부터 출력되는 한계 신호값의 크기를 비교하여, 논리 ‘0’ 또는 ‘1’로 양자화하여 출력한다. 여기서, 예컨대 극성이 양인 신호를 추출하기 위해서 제1 비교부(602)의 (-) 포트는 제어부(606)로부터의 미리설정된 한계 신호값을 입력으로 하며 (+) 포트는 복조부(601)로부터의 기저대역으로 복조된 펄스 신호를 입력으로 하여 논리 0 또는 논리 1로 양자화된 신호 값을 출력한다. 즉, 제1 비교부(602)는 펄스 신호가 한계 신호값보다 크면 논리 1을 출력하고 펄스 신호가 한계 신호값보다 작으면 논리 0을 출력하여, 양자화된 출력값을 생성한다.
샘플링부(603)는 제1 비교부(602)로부터 출력되는 신호 값을 샘플링하고, 직렬 샘플 버스부(604)는 샘플링부(603)로부터 출력된 샘플링 신호값을 기억하여 한계 신호값보다 큰 초광대역 펄스 신호의 수신 위치를 기억한다. 즉, 도 7에 예시된 바와 같이, 한계 신호 조절부(620)는 한계 신호값과 수신되는 펄스 신호를 비교하여 수신되는 펄스 신호 중 처음으로 수신되는 펄스 신호의 위치 또는 펄스 신호의 크기가 가장 큰 펄스 신호의 위치를 기억할 수 있다.
한편, 한계 신호 조절부(620)는 적어도 하나 이상의 제1 비교부(602), 및 이에 각각 상응하는 샘플링부(603)와 제1 디지털 아날로그 변환부(605)를 포함하는 것이 바람직하다. 즉, 송수신기간의 변조주파수 차이로 인해 복조된 펄스 신호의 위상이 180도 변경될 수 있으므로, 한계 신호값을 증가시키면서 수신되는 펄스 신호와 비교한 비교값을 샘플링하면서 동시에 한계 신호값을 감소시키면서 수신되는 펄스 신호와 비교한 비교값을 샘플링한 후, 각각의 비교값을 논리합하게 되면 처음으로 수신되는 펄스 신호와 신호 크기가 가장 큰 신호의 위치를 직렬 샘플 버스부 (604)에 보다 정확히 기억시킬 수 있다. 또한, 제1 비교부(602), 및 이에 각각 상응하는 샘플링부(603)와 제1 디지털 아날로그 변환부(605)를 적어도 둘 이상 포함하여 한계 신호 조절부(620)를 구성함으로써, 처음으로 수신되는 펄스 신호와 신호 크기가 가장 큰 신호의 위치를 검색하는 데 걸리는 시간을 획기적으로 줄일 수 있다.
한편, 제어부(606)는 초기 한계 신호값을 미리 설정된 최저값으로 설정하며, 초기 한계 신호값이 최저값이 되지 않는다면 디지털 아날로그 변환부(605)로부터 출력되는 최소값 만큼의 오프셋(offset) 값을 인가하여 제1 비교부(602)의 (-) 포트에 입력으로 인가할 수 있다.
또한, 초광대역 무선 수신 장치(600)는 제1 복조부(602)로부터 입력되는 복조된 펄스 신호를 입력받는 (+) 포트와 제어부(606)로부터 제2 아날로그 디지털 변환부(609)를 통해서 출력되는 신호를 입력받는 (-) 포트를 포함하는 제2 비교부(610)를 더 포함할 수 있으며, 제어부(606)는 제2 비교부(609)로부터 출력되는 값을 통해서 제1 비교부(602)로 입력되는 복조된 펄스 신호와 노이즈의 구분은 노이즈 마진을 통해 할 수 있다. 따라서, 제어부(606)는, 도 8에 예시된 바와 같이, 수신된 펄스 신호로부터 노이즈를 검출하여 필터링하거나 제거할 수 있어서, 보다 깨끗한 신호를 복원할 수 있다.
직렬 샘플 버스부(604)는 양자화된 신호를 주기적으로 샘플링하고 기억하는데, 본 실시예에서는 시프트 레지스터(shift register)(604)를 이용하였으나 특별히 이에 한정되지 않는다.
한편, 시프트 레지스터(604)에 순차적으로 기억된 논리값 정보는 그 다음 주기에 수신되는 펄스 신호의 동기를 맞추는데 중추적인 역할을 한다. 또한, 시프트 레지스터(604)의 샘플링 시간은 수신되는 펄스 신호 지속 길이보다 길게 하는 것이 바람직한데 본 실시예에서는 5배로 설정한다.
푸시-풀 클럭 발생부(607)는 직렬 샘플 버스부(604)의 샘플링 및 기억 주기를 미세 튜닝하는 역할을 하며, 샘플앤홀드부(sample and hold)(608)는 제1 비교부(602)로부터 출력되는 양자화된 값이 변화하는 시점에서 푸시-풀 클럭 발생부(607)의 비트 값을 샘플링하는 역할을 한다.
여기서, 푸시-풀 클럭 발생부(607)는 제어부(606)로부터 출력하는 푸시 또는 풀 신호에 따라 클럭 신호를 밀거나 당겨서 샘플링 시점을 조절한다. 본 실시예에서, 푸시-풀 클럭 발생부(607)는 미리 설정된 비트 값을 무한 반복하는 카운터를 포함하며, 카운터는 논리 11100 비트 값을 순차적으로 무한 반복하는 것이 바람직하다.
푸시-풀 클럭 발생부(607)는 카운터로서 시프트 레지스터를 포함하며, 시프트 레지스터의 값은 동일한 수의 ‘1’과 ‘0’으로 구성된다. 홀수일 경우 ‘1’을 하나 많게 하는 것이 바람직하다. 예컨대, 시프트 레지스터의 초기값은 짝수일 경우 11...10...0이고, 홀수일 경우는 11100 또는 1111000이다.
시프트 레지스터는 ROR로 마지막 값이 처음으로 시프트되는 방식이다. 따라서, ‘10011’값이 아닌 다른 값이면 밀거나 또는 당기도록 한다. 예컨대, 샘플링된 시프트 레지스터가 ‘11001’이거나 ‘10011’이면 밀고(푸시), ‘01110’ 또는 ‘00111’이면 당긴다(풀).
하지만, 카운터는 시프트 레지스터로 특별히 한정되는 것이 아니며 00...00과 같이 임의의 값을 사용할 수 있다. 이러한 경우, 푸시-풀 클럭 발생부(607)의 동작은 푸시 신호 또는 풀 신호에 따른 시프트 레지스터의 동작과 실질적으로 동일하다. 즉, 푸시인 경우 한 클럭 주기 동안 멈추고 풀인 경우 2 샘플을 앞당긴다.
제어부(606)는 수신되는 펄스 신호가 샘플링되는 시점을 기준으로 푸시-풀 클럭 발생부(607)로부터 출력되는 비트결과가 기준값보다 쳐지거나, 이르게 오는 것에 따라 푸시 또는 풀 신호를 인가하여, 직렬 샘플 버스부(604)의 샘플링에 사용될 클럭의 출력을 일찍 내보낼 것인지 늦게 내보낼 것인지를 결정한다. 다시 말해, 제어부(606)에서는 샘플앤홀드부(608)로부터 입력되는 비트 값에 따라 푸시-풀 클럭 발생부(607)로 푸시 신호 또는 풀 신호를 출력하며 출력된 푸시 신호 또는 풀 신호에 따라 직렬 샘플 버스부(604)의 샘플링 주기를 늦추거나 당긴다.
도 9에 예시된 바와 같이, 푸시인 경우에는 시프트 레지스터의 시프트 동작을 한 클럭 주기 동안 멈추고, 풀인 경우에는 2 샘플 앞당겨서 시프트한다. 또한, 풀하는 경우 00111일 때 풀하면 00샘플이 밀리므로, 1이 두 번 유지되는 경우가 발생한다. 그리고 DAC값을 올리고 내리는 때는 수신신호가 없는 경우에만 하여야 하므로, 주기의 맨 마지막은 보호구간으로 사용한다.
고속 카운터(611)는 직렬 샘플 버스부(604)에 기억된 양자화된 값을 통해서 수신되는 신호 중 처음으로 수신되는 시점에 카운트를 시작하거나 중지하고, 수신되는 신호 중 크기가 가장 큰 신호가 수신되는 시점에 카운트를 시작하거나 중지하 는 역할을 한다. 고속 카운터(611)에 의해 기억된 카운트 값을 통해서 위치를 측정하는 것이 가능하다.
상술한 바와 같이, 한계 신호값의 크기를 증감시키면서 처음으로 수신되는 펄스 신호의 위치와 크기가 가장 큰 신호의 펄스 신호의 위치를 검색하는 데 걸리는 시간을 단축할 수 있으며, 초광대역 무선 송수신 장치 간의 통신시 발생하는 지연 오차를 양호하게 줄일 수 있다.
도 10은 도 1 및 도 6의 초광대역 무선 송신 장치 및 초광대역 무선 수신 장치 간의 단일 대역을 이용한 위치 측정 방법을 개략적으로 나타내는 순서도이다. 여기서, 도 1 및 도 6의 설명과 중복되는 것은 생략하기로 한다.
우선, 임의의 제1 초광대역 무선 송수신 장치(A)가 카운트를 하면서 미리설정된 신호를 미리설정된 횟수만큼 적어도 셋 이상의 임의의 제2 초광대역 무선 송수신 장치(B)로 주기적으로 송신한다(1001). 본 실시예에서는 미리설정된 신호를 20회 송신하였는데, 이는 첫번째 수신된 신호에서 잡음을 제거하기 위해서 반복적으로 보내서 평균을 내서 잡음을 줄이기 위한 것이다.
그후, 제1 초광대역 무선 송수신 장치(A)는 각각의 제2 초광대역 무선 송수신 장치(B)가 주기적으로 송신된 신호 중 첫 신호를 수신하여 일정 시간 경과 후 제1 초광대역 무선 송수신 장치(A)로 송신한 상기 횟수만큼의 신호를 수신한다(1002,1003)).
그후, 제1 초광대역 무선 송수신 장치(A)는 디지털 아날로그 변환부의 출력값을 최소값으로 초기화한다(1004).
그후, 제1 초광대역 무선 송수신 장치(A)는 다중반사 및 투과하여 수신된 신호 중 첫 신호가 수신되면 카운트를 중지하고 첫 신호가 수신된 시점을 기준으로 미리설정된 주기마다 소정의 한계값을 미리설정된 크기만큼 높이면서 수신 신호와 한계값과의 비교값을 저장하고, 저장된 비교값의 평균을 산출하여 첫 신호의 ㅈ저정확한 위치를 추출한다(1005,1006).
그후, 카운터에 저장된 값을 ToA(Time of Arrival) 방식 또는 TDoA(Time Difference of Arrival)을 이용하여 제1 초광대역 무선 송수신 장치(A)의 정확한 위치를 산출한다(1006).
상술한 바와 같이, 한계값을 이용하여 처음으로 수신되는 펄스 신호의 위치 및 크기가 가장 큰 펄스 신호의 위치를 검색함으로써 초광대역 송수신 장치의 위치를 측정하는 데 걸리는 시간을 양호하게 단축할 수 있다.
지금까지 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 상세히 살펴보았다. 본 발명의 범위는 위에서 예시한 실시예에 한정되지 않으며 본 발명의 기술적 사상이 적용된 경우라면 모두 본 발명의 범위에 속한다고 할 것이다.
본 발명에 의하면, 디지털 변조부를 논리 회로를 이용하여 구성함으로써, 디지털 오실레이션을 선택적으로 제어할 수 있으며, 전력 소모 및 주파수 스위칭 시간을 최소화할 수 있고, 전송 속도를 향상시킬 수 있는 효과가 있다.
또한, 비교기 및 한계 신호값을 이용하여 수신되는 펄스 신호의 위치를 기억함으로써 수신되는 펄스 신호를 찾는 데 걸리는 시간을 대폭 감소시켜 고속으로 동 기를 맞출 수 있는 효과가 있다.
또한, 수신신호의 채널을 단시간에 취득할 수 있으며, 최소의 전력소모로 통신이 가능하고, 모바일채널 또는 도플러 효과에서도 강하게 대처할 수 있는 효과가 있다.
더 나아가, 도플러 효과나 LoS/non-LoS 채널간의 급격한 채널 변경으로 인해 동기가 틀어지는 것을 방지할 수 있으며 한계신호 값을 증가시켜서 양자화된 수신신호의 채널 정보를 추출할 수 있는 효과가 있다.

Claims (12)

  1. 일정 주기의 구형파를 생성하는 클럭 생성부와,
    상기 구형파를 입력받아 미리설정된 대역을 갖는 디지털 펄스 신호를 생성하는 디지털 펄스 생성부와,
    상기 대역의 디지털 펄스 신호의 중심 주파수를 초광대역으로 변조하는 디지털 변조부를 포함하며,
    상기 변조된 디지털 펄스 신호의 출력 임피던스를 50 옴으로 임피던스 매칭하는 임피던스 매칭부를 포함하며,
    상기 디지털 변조부는 논리 0과 논리 1 순서쌍을 무한 반복하여 출력하는 논리 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 초광대역 무선 송신 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 디지털 변조부로부터 출력되는 초광대역 디지털 펄스 신호를 서로 다른 시간만큼 지연시켜 적어도 둘 이상의 서로 다른 초광대역의 중심 주파수를 갖도록 변조하는 지연 셀 뱅크를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 초광대역 무선 송신 장치.
  3. 일정 주기의 구형파를 생성하는 클럭 생성부와,
    상기 구형파를 입력받아 미리설정된 대역을 갖는 디지털 펄스 신호를 생성하 는 디지털 펄스 생성부와,
    상기 디지털 펄스 신호를 입력받아 역다중화하는 디멀티플렉서와,
    상기 역다중화된 디지털 펄스 신호를 선택적으로 입력받아 상기 대역의 디지털 펄스 신호의 중심 주파수를 서로 다른 초광대역으로 각각 변조하는 적어도 둘 이상의 디지털 변조부를 포함하며,
    상기 디지털 변조부에 각각 해당하며 상기 변조된 디지털 펄스 신호의 출력 임피던스를 50 옴으로 임피던스 매칭하는 임피던스 매칭부를 포함하며,
    상기 디지털 변조부는 논리 0과 논리 1 순서쌍을 무한 반복하여 출력하는 논리 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 초광대역 무선 송신 장치.
  4. 일정 주기의 구형파를 생성하는 클럭 생성부와,
    상기 구형파를 입력받아 미리설정된 대역을 갖는 디지털 펄스 신호를 생성하는 디지털 펄스 생성부와,
    상기 대역의 디지털 펄스 신호의 중심 주파수를 초광대역으로 변조하는 디지털 변조부를 포함하며,
    상기 변조된 디지털 펄스 신호의 출력 임피던스를 50 옴으로 임피던스 매칭하는 임피던스 매칭부를 포함하며,
    상기 디지털 변조부는 적어도 둘 이상의 지연버퍼와, 상기 지연버퍼로부터의 출력을 입력으로 하는 각각의 XOR 게이트와, 상기 XOR 게이트의 출력을 각각 입력받아 초광대역의 디지털 펄스 신호를 생성하는 MOS 소자부를 포함하며, 상기 MOS 소자부의 출력은 상기 지연버퍼의 개수에 상응하는 미리 설정된 시간만큼의 초광대역 디지털 펄스 신호인 것을 특징으로 하는 초광대역 무선 송신 장치.
  5. 제 1 항, 제 3 항 또는 제 4 항에 있어서,
    상기 임피던스 매칭부로부터 출력되는 디지털 펄스 신호의 하모닉 성분을 제거하는 대역통과 필터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 초광대역 무선 송신 장치.
  6. 다중 반사 및 투과하여 수신되는 초광대역의 신호를 수신하여 기저 대역의 신호로 복조하는 복조부와,
    상기 복조된 신호를 입력받는 제1 포트와 미리 설정된 한계값을 입력받는 제2 포트를 포함하고, 상기 제1 포트의 신호가 상기 제2 포트의 한계값보다 크면 논리 1을 출력하며 상기 제1 포트의 신호가 상기 제2 포트의 한계값보다 작으면 논리 0의 양자화된 값을 출력하는 적어도 둘 이상의 제1 비교부와,
    상기 각각의 제1 비교부로부터 출력된 양자화된 값을 미리설정된 샘플링 주기마다 샘플링하는 적어도 둘 이상의 샘플링부와,
    상기 샘플링된 값을 논리합하여 기억하는 직렬 샘플 버스부와,
    상기 기억된 샘플링된 값을 입력받은 후 상기 한계값을 미리 설정된 크기만큼 변화시켜 제1 디지털 아날로그 변환부를 통해서 상기 제1 비교부의 제2 포트로 출력하는 제어부를 포함하며,
    상기 제어부는 상기 직렬 샘플 버스부에 기억된 양자화된 값을 통해서 수신되는 신호 중 크기가 가장 큰 신호의 위치를 찾는 것을 특징으로 하는 초광대역 무선 수신 장치.
  7. 제 6 항에 있어서,
    미리 설정된 비트 값을 무한 반복하는 푸시-풀 클럭 발생부와,
    상기 제1 비교부로부터 출력되는 양자화된 값이 변화하는 시점에 상기 푸시-풀 클럭 발생부의 비트 값을 샘플링하여 홀드하는 샘플앤홀드부를 더 포함하며,
    상기 제어부는 상기 샘플앤홀드부로부터 입력되는 비트 값에 따라 상기 푸시-풀 클럭 발생부로 푸시 신호 또는 풀 신호를 출력하며, 상기 출력된 푸시 신호 또는 풀 신호에 따라 상기 직렬 샘플 버스부의 샘플링 주기를 늦추거나 당기는 것을 특징으로 하는 초광대역 무선 수신 장치.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 푸시-풀 클럭 발생부는 11100 비트 값을 순차적으로 무한 반복하는 카운터를 포함하는 것을 특징으로 하는 초광대역 무선 수신 장치.
  9. 제 6 항에 있어서,
    상기 제1 디지털 아날로그 변환부는 디지털-아날로그 변환기 또는 시그마-델타 모듈레이터를 포함하는 것을 특징으로 하는 초광대역 무선 수신 장치.
  10. 제 6 항에 있어서,
    상기 제1 복조부로부터 입력되는 복조 신호를 입력받는 제3 포트와, 상기 제어부로부터 제2 디지털 아날로그 변환부를 통해서 출력되는 신호를 입력받는 제4 포트를 포함하는 제2 비교부를 더 포함하며,
    상기 제어부는 상기 제2 비교부로부터 출력되는 값을 통해서 상기 제1 비교부로 입력되는 복조 신호의 노이즈 마진을 검출하는 것을 특징으로 하는 초광대역 무선 수신 장치.
  11. 제 6 항에 있어서,
    상기 직렬 샘플 버스부에 기억된 양자화된 값을 통해서 수신되는 신호 중 처음으로 수신되는 시점에 카운트를 중지하는 고속카운터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 초광대역 무선 수신 장치.
  12. 임의의 제1 초광대역 무선 송수신 장치가 카운트를 하면서 미리설정된 신호를 미리설정된 횟수만큼 적어도 셋 이상의 임의의 제2 초광대역 무선 송수신 장치로 주기적으로 송신하는 단계와,
    상기 제1 초광대역 무선 송수신 장치는 각각의 제2 초광대역 무선 송수신 장치가 상기 주기적으로 송신된 신호 중 첫 신호를 수신하여 일정 시간 경과 후 상기 제1 초광대역 무선 송수신 장치로 송신한 상기 횟수만큼의 신호를 수신하는 단계 와,
    상기 제1 초광대역 무선 송수신 장치는 다중반사 및 투과하여 수신된 신호 중 첫 신호가 수신되면 상기 카운트를 중지하고, 상기 첫 신호가 수신된 시점을 기준으로 상기 제1 초광대역 무선 송수신 장치는 미리설정된 주기마다 소정의 한계값을 미리설정된 크기만큼 변화시키면서 상기 수신 신호와 상기 한계값과의 비교값을 반복적으로 저장하여 노이즈를 줄이는 단계와,
    상기 제1 초광대역 무선 송수신 장치는 상기 카운터에 저장된 값을 ToA 방식 또는 TDoA 방식을 이용하여 상기 제1 초광대역 무선 송수신 장치의 위치를 산출하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 초광대역 무선 송수신 장치를 이용한 위치측정 방법.
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