KR100752001B1 - 위상 스펙트럼 정보를 서브샘플링하는 방법 및 장치 - Google Patents

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Abstract

위상 스펙트럼 정보를 서브샘플링하는 방법 및 장치는 상기 프레임의 프로토타입의 위상 스펙트럼 정보의 인텔리전트 서브샘플링을 이용하여 프레임 프로토타입을 분석하고 재구성하는 음성 코더를 포함한다. 상기 프레임의 프로토타입을 분석하기 위해, 상기 음성 코더는 프레임의 기준 프로토타입의 위상 파라미터를 생성하고, 현재 프로토타입의 위상 파라미터를 생성하며, 다수 주파수 대역에서 상기 프레임의 기준 프로토타입의 위상 파라미터와 상기 현재 프로토타입의 위상 파라미터를 상관시킨다. 선형 위상 시프트 값을 이용하여 상기 프레임의 프로토타입을 재구성하기 위해, 상기 음성 코더는 상기 프레임의 기준 프로토타입의 위상 파라미터를 생성하고, 상기 프레임의 프로토타입과 연관된 선형 위상 시프트 값의 세트를 생성하며, 다수 주파수 대역을 통해 상기 위상 파라미터와 선형 위상 시프트 값으로부터 위상 벡터를 구성한다. 순환 회전 값을 이용하여 상기 프레임의 프로토타입을 재구성하기 위해, 상기 음성 코더는 상기 프레임의 프로토타입과 연관된 순환 회전 값의 세트를 생성하고, 다수의 주파수 대역에서 상기 프레임의 기준 프로토타입의 위상 파라미터와 관련되는 대역통과 파형의 세트를 생성하며, 상기 순환 회전 값에 기초하여 상기 대역통과 파형을 변조시킨다.
음성 처리, 코더, 프로토타입, 위상, 스펙트럼, 샘플링

Description

위상 스펙트럼 정보를 서브샘플링하는 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR SUBSAMPLING PHASE SPECTRUM INFORMATION}
도 1은 무선 전화 시스템의 블록선도이다.
도 2는 음성 코더에 의해 각 단부에서 종료되는 통신 채널의 블록선도이다.
도 3은 인코더의 블록선도이다.
도 4는 디코더의 블록선도이다.
도 5는 음성 코딩 결정 프로세스를 도시하는 흐름도이다.
도 6A는 음성 신호 진폭 대 시간의 그래프이고, 도 6B는 선형 예측(LP) 잔여 부분 진폭 대 시간의 그래프이다.
도 7은 프로토타입 피치 주기 음성 코더의 블록선도이다.
도 8은 도 7의 음성 코더에 사용될 수 있는 프로토타입 양자화기의 블록선도이다.
도 9는 도 7의 음성 코더에 사용될 수 있는 프로토타입 역양자화기의 블록선도이다.
도 10은 도 7의 음성 코더에 사용될 수 있는 프로토타입 역양자화기의 블록선도이다.
본 발명은 일반적으로 음성 처리 분야에 관한 것이며, 더욱 구체적으로 음성 코더에 의해 전송되는 위상 스펙트럼 정보를 서브샘플링하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
디지털 기술에 의한 음성 전송은 특히 장거리 및 디지털 무선전화 분야에서 널리 보급되었다. 또한, 상기 음성전송에 있어서, 재구성된 음성의 인지된 품질을 유지하면서 채널을 통해 전송될 수 있는 최소량의 정보를 결정하는데 관심이 집중되고 있다. 만일 음성이 단순하게 샘플링 및 디지타이징에 의하여 전송된다면, 종래의 아날로그 전화의 음성품질을 달성하는데 초당 64킬로 비트(kbps) 정도의 데이터율이 요구될 것이다. 그러나, 적당한 코딩, 송신 및 수신기측에서의 재합성에 의한 음성 분석을 이용하면 데이터율을 상당히 감소시킬 수 있다.
음성압축용 장치는 무선통신의 여러 분야에서 사용된다. 전형적인 분야는 무선통신이다. 무선통신 분야는 예컨대 무선전화기, 페이징, 무선 로컬 루프, 셀룰러 및 PCS 전화기와 같은 무선전화기, 모빌 인터넷 프로토콜(IP) 전화기 및 위상 통신 시스템 등을 포함하는 여러 응용분야들을 포함한다. 특히 중요한 응용분야는 이동 가입자용 무선전화기이다.
주파수분할 다중액세스(FDMA), 시분할 다중액세스(TDMA) 및 코드분할 다중액세스(CDMA)를 포함하는 무선통신 시스템을 위하여 다양한 무선(over-the-air) 인터페이스가 다수 개발되었다. 이와 관련하여, 수개의 국내 및 국제 표준, 예를 들어 앰프스(AMPS), 이동통신용 글로벌 시스템(GSM) 및 잠정 표준 95(IS-95)등이 제정되었다. 전형적인 무선 전화통신 시스템은 코드분할 다중액세스(CDMA) 시스템이다. IS-95 표준 및 그 파생인 IS-95A, ANSI J-STD-008, IS-95B, 제3세대 표준 IS-95C 및 IS-2000등(통칭으로 모두 IS-95로 언급됨)은 미국통신산업협회(TIA) 및 셀룰러 또는 PCS 전화통신 시스템용 CDMA 무선 인터페이스를 사용하기 위한 공지된 다른 표준단체에 의하여 공표되었다. IS-95 표준을 사용하도록 구성된 전형적인 무선통신 시스템은 미국특허번호 제5,103,459호 및 제4,901,307호에 개시되어 있으며, 이 모두는 본 발명의 양수인에게 양도되고, 본 명세서에서 상호참조된다.
인간의 음성생성 모델과 연관된 파라미터를 추출하여 음성을 압축하는 기술을 이용하는 장치를 음성 코더라 한다. 음성 코더는 입력 음성 신호를 시간블록 또는 분석프레임으로 분할한다. 음성 코더는 전형적으로 인코더 및 디코더를 포함한다. 인코더는 입력 음성 프레임을 분석하여 임의의 관련 파라미터를 추출한 다음, 이 파라미터를 2진 표현, 즉 비트 세트 또는 2진 데이터 패킷으로 양자화한다. 데이터 패킷은 통신채널을 통하여 수신기 및 디코더로 전송된다. 디코더는 데이터 패킷을 처리하고 파라미터를 생성하기 위하여 이들을 역양자화하며, 역양자화 파라미터를 사용하여 음성 프레임을 재합성한다.
음성 코더의 기능은 음성에 고유한 모든 기본적인 리던던시(redundancy)를 제거함으로써 디지털화된 음성 신호를 저비트율 신호로 압축하는 것이다. 디지털 압축은 입력 음성 프레임을 파라미터로 나타내고, 양자화를 이용하여 파라미터를 비트 세트로 나타냄으로써 달성된다. 만일 입력 음성 프레임이 다수의 비트(Ni)를 가지며 음성 코더에 의하여 생성된 데이터 패킷이 다수의 비트(No)를 가진다면, 음성 코더에 의하여 달성되는 압축율은 Cr=Ni/No가 된다. 문제는 목표 압축율을 성취하면서 디코딩된 음성의 높은 음성품질을 유지하는 것이다. 음성 코더의 성능은 (1) 음성 모델 또는 상술한 분석 및 합성 처리의 조합이 얼마나 잘 수행되는가, (2) 파라미터 양자화 처리가 프레임당 No의 목표 비트율에서 얼마나 잘 수행되는가에 달려있다. 따라서, 음성 모델의 목적은 각각의 프레임에 대하여 적은 파라미터 세트를 이용하여 목표 음성 품질 또는 음성 신호의 특성을 포착하는 것이다.
아마도 음성 코더의 설계시 가장 중요한 것은 음성 신호를 기술하는 가장 양호한 파라미터 세트(벡터 포함)를 검색하는 것이다. 이러한 양호한 파라미터 세트는 정확한 음성 신호의 재구성을 위하여 낮은 시스템 대역폭을 요구한다. 피치, 신호전력, 스펙트럼 엔벨로프(또는 포르만트(formant)), 진폭 및 위상 스펙트럼등이 음성 코딩 파라미터의 예이다.
음성 코더는 시간-분해능 처리를 사용하여 작은 음성 세그먼트(전형적으로 5 밀리초(ms) 서브프레임) 동시에 인코딩함으로써 시간-영역 음성 파형을 포착하는 시간영역 코더로서 실행될 수 있다. 각각의 서브프레임에 대하여, 코드북 공간으로부터의 높은-분해능 대표값은 공지된 여러 탐색 알고리즘의 수단에 의하여 발견된다. 선택적으로, 음성 코더는 파라미터 세트(분석)를 이용하여 입력 음성 프레임의 짧은 구간 음성 스펙트럼을 포착하고 대응하는 합성 프로세서를 이용하여 상기 스펙트럼 파라미터들로부터 음성 파형을 재구성하는 주파수 영역 코더로서 실행될 수 있다. 파라미터 양자화기는 A. Gersho & R.M. Gray, Vector Quantization and Signal Compression(1992)에 개시된 공지된 양자화 기술에 따라 코드 벡터의 저장된 대표값을 이용하여 파라미터를 나타냄으로써 파라미터를 유지한다.
공지된 시간 영역 음성 코더는 L.B. Rabiner & R.W. Schafer, Digital Processing of Speech Signals 396-453(1978)에 개시된 코드 여기 선형 예측(CELP) 코더이며, 이 문헌은 참조를 위하여 본 명세서에 통합된다. CELP 코더에서, 음성 신호의 단구간의 상관 또는 리던던시는 선형 예측(LP) 분석에 의하여 제거되며, LP 분석은 단구간의 포르만트 필터 계수를 찾는다. 단구간 예측 필터를 입력 음성 프레임에 적용하는 것은 LP 잔여 신호가 생성되며, LP 잔여 신호는 모델링되어 긴구간 예측 필터 파라미터 및 후속된 확률적 코드북을 이용하여 양자화된다. 그러므로 CELP 코딩은 시간-영역 음성 파형을 인코딩하는 작업을 LP 단구간 필터 계수를 인코딩하는 작업과 LP 잔여신호를 인코딩하는 각각의 작업으로 분리한다. 시간-영역 코딩은 고정율(즉, 각 프레임에 대하여 동일한 수의 비트 N0를 이용) 또는 가변율(서로 다른 비트율이 서로 다른 타입의 프레임 컨텐츠에 사용되는)에서 수행될 수 있다. 가변율 코더는 목표 품질을 획득하는데 적당한 레벨로 코덱 파라미터를 인코딩하는데 필요한 비트만을 이용한다. 전형적인 가변율 CELP 코더는 미국 특허번호 제5,414,796호에 개시되어 있으며, 이는 본 발명의 양수인에게 양도되고, 참조를 위하여 본 명세서에 통합된다.
CELP 코더와 같은 시간-영역 코더는 전형적으로 시간-영역 음성파형의 정확도를 유지하기 위하여 프레임당 높은 비트수 NO에 의존한다. CELP 코더는 일반적으 로 프레임당 비트수 NO가 상대적으로 큰 경우(예를 들어 8kbps이상)인 경우, 양호한 음성 품질을 전달한다. 그러나 낮은 비트율에서(4kbps이하), 시간-영역 코더는 제한된 수의 이동가능한 비트들로 인해 고품질 및 일관된 성능을 유지할 수 없다. 낮은 비트율에서, 제한된 코드북 공간은 높은 비트율의 상업적 응용에서 성공적으로 이용되는 종래의 시간-영역 코더의 파형 매칭 능력을 제한한다. 따라서, 시간상의 개선에도 불구하고, 낮은 비트율에서 동작하는 여러 CELP 코딩 시스템은 잡음으로 인한 큰 왜곡을 겪는다.
결국, 낮은 비트율(즉, 2.4내지 4kbps이하의 범위)의 중간쯤에서 동작하는 높은 품질의 음성 코더를 개발할 필요성이 제기되었다. 응용 영역은 무선 전화기, 위성 통신, 인터넷 전화기, 여러 멀티미디어 및 음성-스트리밍 응용, 음성 메일 및 다른 음성 저장 시스템을 포함한다. 중요한 것은 패킷 손실상황하에서 높은 품질과 일관된 성능을 유지하는 것이다. 최근의 여러 음성 코딩 표준화 작업은 저비율의 음성 코딩 알고리즘을 개발하는 쪽으로 이루어진다. 저비트율의 음성 코더는 허용가능한 응용 대역폭에 대하여 더 많은 채널 또는 사용자를 생성하며, 적당한 채널 코딩의 추가 레이어와 결합된 저비트율 음성 코더는 코더 명세(specification)의 전체 비트 버젯(budget)에 적합할 수 있으며, 채널에러 상황하에서 일관된 성능을 전달할 수 있다.
낮은 비트율에서 효율적으로 음성을 인코딩하기 위한 하나의 효과적인 기술은 멀티모드 코딩이다. 전형적인 멀티모드 코딩 기술은 본 발명의 양수인에게 양 수되고 여기서 참조로 통합되는 미국 특허 출원 번호 No. 09/217,341에 기술된다. 종래의 멀티모드 코더는 여러 모드, 입력 음성 프레임의 여러 유형에 인코딩-디코딩 알고리즘을 적용한다. 각 모드, 또는 인코딩-디코딩 프로세스는 예를 들어, 발성된 음성, 발성되지 않은 음성, 전환 음성(예를 들어, 발성 또는 무발성간에) 및 배경 잡음(비음성)의 소정의 유형을 최적으로 나타내도록 가장 효율적인 방법으로 맞춤 제공한다. 외부의, 개방루프 모드 결정 메커니즘은 입력 음성 프레임을 검사하고 어느 모드를 상기 프레임에 적용할지를 고려하여 결정을 한다. 상기 개방루프 모드 결정은 일반적으로 상기 입력 프레임으로부터 다수의 파라미터들을 추출하고, 소정의 시간 및 스펙트럼 특성에 따라 파라미터를 평가하며 상기 평가에 따른 모드 결정에 기초하여 수행된다.
2.4 kbps의 속도로 동작하는 코딩 시스템은 일반적으로 본질이 파라메트릭 (parametric)하다. 즉, 상기 코딩 시스템은 일정한 간격으로 음성 신호의 피치 (pitch) 주기 및 스펙트럼 포락선(또는 포르만트)을 기술하는 파라미터들을 전송함으로써 동작한다. 예시적인 상기 파라메트릭 코더는 LP 보코더 시스템이다.
LP 보코더는 발성된 음성 신호를 피치 주기당 단일 펄스로 모델링한다. 상기 기본 기술은 여러가지 중 스펙트럼 포락선에 대한 송신 정보를 포함하도록 확장될 수 있다. 비록 LP 보코더가 일반적으로 적절한 성능을 제공하지만, 상기 보코더는 버즈(buzz)로 특성화되는 상당한 왜곡을 발생시킬 수 있다.
최근 몇년에 걸쳐, 코더는 파형 코더 및 파라메트릭 코더 양쪽의 하이브리드로 대두되었다. 상기 하이브리드 코더의 예시는 프로토타입 파형 보간(PWI) 음성 코딩 시스템이다. 상기 PWI 코딩 시스템은 또한 프로토타입 피치 주기(PPP) 음성 코더로 공지되어있다. PWI 코딩 시스템은 발성된 음성을 코딩하는 효율적인 방법을 제공한다. PWI의 기본 개념은 자신의 기술을 전송하기 위해, 그리고 프로토타입 파형간에 보간을 통해 음성 신호를 재구성하도록 고정된 간격에서 대표하는 피치 사이클(프로토타입 파형)을 추출하는 것이다. PWI 방법은 LP 잔여 신호 또는 음성 신호 상에 동작할 수 있다. 예시적인 PWI, 또는 PPP 음성 코더는 본 발명의 양수인에게 양수되고 여기서 참조로 통합되는 1998년 12월 21일 출원된 "주기적 음성 코딩"이란 명칭의 미국 특허 출원 No. 09/217,494에 기술된다. 다른 PWI, 또는 PPP 음성 코더는 미국 특허 No. 5,884,253 및 W. Bastiaan Kleijin & Wolfgan Granzow에 의한 "1 디지털 신호 처리시 음성 코딩의 파형 보간 방법(1991)" 215-230에 기술된다.
여러 종래 음성 코더에서, 주어진 피치 프로토타입의 위상 파라미터는 인코더에 의해 각각 양자화되고 송신된다. 선택적으로, 상기 위상 파라미터는 대역폭을 유지하기 위해 벡터 양자화될 수 있다. 그러나, 낮은 비트율 음성 코더에서는 만족스런 음질을 유지할 수 있는 최소의 비트들을 송신하는 것이 유용하다. 이러한 이유 때문에, 종래의 소정 코더에서 인코더는 위상 파라미터를 전혀 송신하지 않을 수 있으며, 상기 디코더 또한 재구성하는데 있어서 위상을 이용하지 못하거나, 또는 일부 고정되고 저장된 세트의 위상 파라미터들을 이용하지 못할 수 있다. 어느 경우에도 결과적으로 음질이 떨어질 수 있다. 따라서, 상기 인코더로부터 디코더로 위상 스펙트럼 정보를 송신할 필요성이 있는 엘리먼트의 수를 감소시키며, 그로 인해 위상 정보를 더 적게 송신할 수 있는 저속 음성 코더를 제공하는 것이 바람직하다. 따라서, 프레임당 더 적은 위상 파라미터를 송신하는 음성 코더가 필요하다.
본 발명은 프레임당 더 적은 위상 파라미터를 송신하는 음성 코더에 관한 것이다. 따라서, 본 발명의 일 측면에서, 음성 코더에서 프레임의 프로토타입을 처리하는 방법은 프레임의 기준 프로토타입의 다수의 위상 파라미터를 생성하는 단계; 상기 프레임의 프로토타입의 다수의 위상 파라미터를 생성하는 단계; 및 다수의 주파수 대역에서 프레임의 기준 프로토타입의 위상 파라미터와 상기 프레임의 프로토타입의 위상 파라미터를 상관하는 단계를 포함한다.
본 발명의 또 다른 측면에서, 음성 코더에서 프레임의 프로토타입을 처리하는 방법은 프레임의 기준 프로토타입의 다수의 위상 파라미터를 생성하는 단계; 상기 프레임의 프로토타입과 연관된 다수의 선형 위상 시프트 값을 생성하는 단계; 및 다수의 주파수 대역을 통해 상기 위상 파라미터와 선형 위상 시프트 값으로부터 위상 벡터를 구성하는 단계를 포함한다.
본 발명의 또 다른 측면에서, 음성 코더에서 프레임의 프로토타입을 처리하는 방법은 상기 프레임의 프로토타입과 연관된 다수의 순환 회전 값을 생성하는 단계; 다수의 주파수 대역에서 프레임의 기준 프로토타입의 다수의 위상 파라미터와 관련되는 다수의 대역통과 파형을 생성하는 단계; 및 상기 다수의 순환 회전 값에 기초하여 상기 다수의 대역통과 파형을 변조하는 단계를 포함한다.
본 발명의 또 다른 측면에서, 음성 코더는 유용하게는 프레임의 기준 프로토타입의 다수의 위상 파라미터를 생성하는 수단; 현재 프레임의 현재 프로토타입의 다수의 위상 파라미터를 생성하는 수단; 및 다수의 주파수 대역에서 상기 현재 프로토타입의 상기 위상 파라미터와 상기 프레임의 기준 프로토타입의 상기 위상 파라미터를 상관하는 수단을 포함한다.
본 발명의 또 다른 측면에서, 음성 코더는 프레임의 기준 프로토타입의 다수의 위상 파라미터를 생성하는 수단; 현재 프레임의 현재 프로토타입과 연관된 다수의 선형 위상 시프트 값을 생성하는 수단; 및 다수의 주파수 대역을 통해 상기 위상 파라미터와 상기 선형 위상 시프트 값으로부터 위상 벡터를 구성하는 수단을 포함한다.
본 발명의 또 다른 측면에서, 음성 코더는 현재 프레임의 현재 프로토타입과 연관된 다수의 순환 회전 값을 생성하는 수단; 다수의 주파수 대역에서 프레임의 기준 프로토타입의 다수의 위상 파라미터와 연관된 다수의 대역통과 파형을 생성하는 수단; 및 상기 다수의 순환 회전 값에 기초하여 상기 다수의 대역통과 파형을 변조하는 수단을 포함한다.
본 발명의 또 다른 측면에서, 음성 코더는 상기 음성 코더에 의해 처리되는 현재 프레임으로부터 현재 프로토타입을 추출하도록 구성된 프로토타입 추출기; 상기 프레임의 프로토타입 추출기에 연결되어 프레임의 기준 프로토타입의 다수의 위상 파라미터를 생성하고, 상기 현재 프로토타입의 다수의 위상 파라미터를 생성하며, 다수의 주파수 대역에서 상기 현재 프로토타입의 상기 위상 파라미터와 상기 기준 프로토타입의 상기 위상 파라미터를 상관하도록 구성되는 프로토타입 양자화기를 포함한다.
본 발명의 또 다른 측면에서, 음성 코더는 상기 음성 코더에 의해 처리되는 현재 프레임으로부터 현재 프로토타입을 추출하도록 구성된 프로토타입 추출기; 및 상기 프레임의 프로토타입 추출기에 연결되어 프레임의 기준 프로토타입의 다수의 위상 파라미터를 생성하고, 상기 현재 프로토타입과 연관된 다수의 선형 위상 쉬프트 값을 생성하고, 다수의 주파수 대역을 통해 상기 위상 파라미터 및 선형 위상 쉬프트값으로부터 위상 벡터를 구성하도록 구성되는 프로토타입 양자화기를 포함한다.
본 발명의 또 다른 측면에서, 음성 코더는 상기 음성 코더에 의해 처리되는 현재 프레임으로부터 현재 프로토타입을 추출하도록 구성된 프로토타입 추출기; 및 상기 프레임의 프로토타입 추출기에 연결되고 상기 현재 프로토타입과 연관된 다수의 순환 회전 값을 생성하고, 다수의 주파수 대역에서 프레임의 기준 프로토타입의 다수의 위상 파라미터와 관련되는 다수의 대역통과 파형을 생성하며, 상기 다수의 순환 회전 값에 기초하여 상기 다수의 대역통과 파형을 변조하도록 구성되는 프로토타입 양자화기를 포함한다.
본 명세서에 기술된 전형적인 실시예들은 CDMA 무선(over-the-air) 인터페이스를 이용하도록 구성된 무선 전화통신 시스템과 연관된다. 그럼에도 불구하고 당업자들은 본 발명의 특징을 이용하는 서브샘플링 방법 및 장치가 당업자에게 공지 된 기술을 이용하는 여러 통신 시스템들과 연관된다는 것을 이해할 것이다.
도 1에 도시된 바와 같이, CDMA 무선 전화시스템은 일반적으로 다수의 이동가입자 유니트(10), 다수의 기지국(12), 기지국 제어기(BSC;14) 및 이동교환센터(MSC;16)를 포함한다. MSC(16)는 통상적인 공중 전화망(PSTN;18)과 인터페이스하도록 구성된다. MSC(16)은 또한 BSC(14)와 인터페이스하도록 구성된다. BSC(14)는 귀항 라인을 통하여 기지국(12)에 접속된다. 귀항 라인은 예를 들어 E1/T1, ATM, IP, PPP, 프레임 릴레이, HDSL, ADSL, 또는 xDSL을 포함하는 공지된 여러 인터페이스를 지원하도록 구성될 수 있다. 시스템에는 두개 이상의 BSC(14)가 상주한다. 각각의 기지국(12)은 적어도 하나의 선택기(도시되지 않음)를 포함하며, 각각의 선택기는 기지국(12)으로부터 특정한 방사방향으로 떨어진 안테나 또는 무지향성 안테나를 포함한다. 선택적으로, 각각의 선택기는 다이버시티 수신을 위하여 두개의 안테나를 포함할 수 있다. 각각의 기지국(12)은 다수의 주파수 할당을 지원하도록 설계될 수 있다. 섹터의 교차 및 주파수 할당은 CDMA 채널로 언급될 수 있다. 기지국(12)은 기지국 트랜시버 서브시스템(BTS;12)으로서 공지될 수 있다. 선택적으로, "기지국"은 당업계에서 통상적으로 하나의 BSC(14) 및 하나 이상의 BTS(12)로 언급된다. BTS(12)는 또한 "셀 사이트"(12)로서 표시될 수 있다. 선택적으로, 주어진 BTS(12)의 개별 섹터들이 셀 사이트로서 언급될 수 있다. 이동 가입자 유니트(10)는 전형적으로 셀룰러 또는 PCS 전화기(10)이다. 이 시스템은 유리하게 IS-95 표준에 따라 이용되도록 구성된다.
셀룰러 전화 시스템의 일반적인 동작 동안, 기지국(12)은 이동 유니트(10) 세트로부터 역방향 링크 신호 세트를 수신한다. 이동 유니트(10)는 전화기 호출 또는 다른 통신을 수행한다. 주어진 기지국(12)에 의하여 수신된 각각의 역방향 링크 신호는 기지국(12) 내에서 처리된다. 최종 데이터는 BSC(14)로 전송된다. BSC(14)는 기지국(12) 간의 소프트 핸드오프의 조정을 포함하는 이동성 관리 기능 및 호출 자원 할당을 제공한다. BSC(14)는 또한 PSTN(18)과 인터페이스하기 위하여 추가의 라우팅 서비스를 제공하는 MSC(16)에 수신된 데이터를 라우팅한다. 유사하게, PSTN(18)은 MSC(16)와 인터페이스하며, MSC(16)는 BSC(14)와 인터페이스하고 다음으로 기지국(12)을 제어하여 이동 유니트 세트(10)에 순방향 링크 신호 세트를 전송한다.
도 2에서, 제 1 인코더(100)는 디지털화된 음성 샘플(s(n))을 수신하고, 전송 매체(102) 또는 통신 채널(102)을 통하여 제 1 디코더(104)로 전송하기 위한 샘플(s(n))을 인코딩한다. 디코더(104)는 인코딩된 음성 샘플을 디코딩하며, 출력 음성 신호(sSYNTH(n))를 합성한다. 반대방향으로의 전송을 위하여, 제 2 인코더(106)는 통신 채널(108)을 통하여 전송되는 디지털화된 음성 샘플(s(n))을 인코딩한다. 제 2 디코더(110)는 인코딩된 음성 샘플을 수신 및 디코딩하고, 합성된 출력 음성 신호(sSYNTH(n))를 생성한다.
음성 샘플(s(n))은 예를 들어 펄스 코드 변조(PCM), 압신된 μ-법칙, 또는 A-법칙을 포함하는 공지된 여러 방법중 임의의 방법에 따라 디지털화 및 양자화된 음성 신호를 나타낸다. 공지된 바와 같이, 음성 샘플(s(n))은 입력 데이터 프레임 으로 구성되고, 각각의 프레임은 미리 결정된 개수의 디지털화된 음성 샘플(s(n))을 포함한다. 전형적인 실시예에서, 8kHz의 샘플링율이 사용되며, 각각의 20ms 프레임은 160개의 샘플을 포함한다. 이하 개시되는 실시예에서, 데이터 전송율은 13,2kbps(전데이터율)에서 6,2kbps(1/2데이터율), 2,6kbps(1/4데이터율), 1kbps(1/8데이터율)로 프레임 단위로 변경될 수 있다. 데이터 전송율을 변경하는 것은 낮은 비트율이 상대적으로 적은 음성 정보를 포함하는 프레임에 선택적으로 이용될 수 있기 때문에 유리하다. 당업자에 의하여 이해되는 바와 같이, 다른 샘플링율, 프레임 크기 및 데이터 전송율이 사용될 수 있다.
제 1 인코더(100) 및 제 2 디코더(110)는 모두 제 1 음성 코더 또는 음성 코덱을 포함한다. 음성 코더는 예를 들면 도 1을 참조로 하여 앞서 기술된 바와 같이 가입자 유니트, BTS, 또는 BSC를 포함하며 음성 신호를 전송하는 임의의 통신 장치에 사용될 수 있다. 유사하게, 제 2 인코더(106) 및 제 1 디코더(104)는 모두 제 2 음성 코더를 포함한다. 음성 코더가 디지털 신호 처리기(DSP), 주문형 집적회로(ASIC), 이산 게이트 로직, 펌웨어, 또는 임의의 통상적인 프로그램 가능한 모듈 및 마이크로프로세서를 이용하여 수행될 수 있다는 것은 당업자에 의하여 이해될 것이다. 소프트웨어 모듈은 RAM 메모리, 플래쉬 메모리, 레지스터 또는 임의의 다른 형태의 기록가능한 공지된 저장매체에 상주할 수 있다. 선택적으로, 임의의 통상적인 프로세서, 제어기 또는 상태 머신이 마이크로프로세서를 대체할 수 있다. 음성 코딩을 위하여 특별히 설계된 전형적인 ASIC은 본 발명의 양수인에게 양도된 미국 특허번호 제5,727,123호 및 본 발명의 양수인에게 양도되며 VOCODER ASIC으로 명명되고 1994년 2월 16일에 출원된 미국 특허출원 번호 제08/197,417호에 개시되어 있다.
도 3에서, 음성 코더에서 사용될 수 있는 인코더(200)는 모드 결정 모듈(202), 피치 추정 모듈(204), LP 분석 모듈(206), LP 분석 필터(208), LP 양자화 모듈(210) 및 잔여 양자화 모듈(212)을 포함한다. 입력된 음성 프레임(s(n))은 모드 결정 모듈(202), 피치 추정 모듈(204), LP 분석 모듈(206) 및 LP 분석 필터(208)에 제공된다. 모드 결정 모듈(202)은 각각의 입력된 음성 프레임(s(n))중에서 무엇보다도 주기성, 에너지, 신호대잡음비(SNR) 또는 제로크로싱율을 기초로 모드 인덱스(IM) 및 모드(M)를 생성한다. 주기성과 관련되어 음성 프레임을 분류하는 여러 방법들은 미국 특허번호 제5,911,128호에 개시되어 있으며, 이 모두는 본 발명의 양수인에게 양도되고, 본 명세서에서 상호참조된다. 이와 같은 방법들은 또한 무선 통신산업 협회 잠정 표준 TIA/EIA IS-127 및 TIA/EIA IS-733에 구체화되어 있다. 전형적인 모드 결정 계획은 전술한 미국 특허출원번호 제09/217,341호에 개시되어 있다.
피치 추정 모듈(204)은 각각의 입력된 음성 프레임(s(n))을 기초로 피치 인덱스(IP) 및 래그값(P0)을 생성한다. LP 분석 모듈(206)은 LP 파라미터(a)를 생성하기 위하여 각각의 입력된 음성 프레임(s(n))에 대하여 선형 예측 분석을 수행한다. LP 파라미터(a)는 LP 양자화 모듈(210)에 제공된다. LP 양자화 모듈(210)은 또한 모드 M을 수신하며, 이에 따라 모드종속 방식으로 양자화 처리를 수행하게 된 다. LP 양자화 모듈(210)은 LP 인덱스(ILP) 및 양자화된 LP 파라미터(
Figure 112007031690909-pat00001
)를 생성한다. LP 분석 필터(208)는 입력된 음성 프레임(s(n))외에 양자화된 LP 파라미터(
Figure 112007031690909-pat00002
)를 수신한다. LP 분석 필터(208)는 LP 잔여 신호(R[n])을 생성하며, 이는 양자화된 선형 예측 파라미터(
Figure 112007031690909-pat00003
)를 기초로 하는 재구성된 음성 및 입력된 음성 프레임(s(n)) 사이의 에러를 나타낸다. LP 잔여 R[n], 모드 M 및 양자화된 LP 파라미터(
Figure 112007031690909-pat00004
)는 잔여 양자화 모듈(212)에 제공된다. 이러한 값들을 기초로, 잔여 양자화 모듈(212)은 잔여 인덱스(IR) 및 양자화된 잔여 신호(
Figure 112007031690909-pat00005
)를 생성한다.
도 4에서, 음성 코더에 사용될 수 있는 디코더(300)는 LP 파라미터 디코딩 모듈(302), 잔여 디코딩 모듈(304), 모드 디코딩 모듈(306) 및 LP 합성 필터(308)를 포함한다. 모드 디코딩 모듈(306)은 모드 인덱스(IM)를 수신하여 디코딩하며, 이로부터 모드 M을 생성한다. LP 파라미터 디코딩 모듈(302)은 모드 M 및 LP 인덱스(ILP)를 수신한다. LP 파라미터 디코딩 모듈(302)은 수신된 값들을 디코딩하여 양자화된 LP 파라미터(
Figure 112007031690909-pat00006
)를 생성한다. 잔여 디코딩 모듈(304)은 잔여 인덱스(IR), 피치 인덱스(IP) 및 모드 인덱스(IM)를 수신한다. 잔여 디코딩 모듈(304)은 수신된 값들을 디코딩하여 양자화된 잔여 신호(
Figure 112007031690909-pat00007
)를 생성한다. 양자화된 잔여 신호(
Figure 112007031690909-pat00008
) 및 양자화된 LP 파라미터(
Figure 112007031690909-pat00009
)는 LP 합성 필터(308)에 제공되며, 이 필터는 디코딩된 출력 음성 신호(
Figure 112007031690909-pat00010
)를 합성한다.
도 3의 인코더(200) 및 도 4의 디코더(300)의 여러 모듈의 동작 및 수행은 상술한 미국 특허번호 5,414,796호 및 L.B. Rabiner & R.W.Schafer, Digital Processing of Speech Signals 396-453(1978)에 개시되어 있다.
도 5의 흐름도에 도시된 바와 같이, 일 실시예를 따르는 음성 코더는 전송을 위하여 음성 샘플을 처리하는 여러 단계들을 수행한다. 단계 400에서, 음성 코더는 연속 프레임에서 음성 신호의 디지털 샘플을 수신한다. 주어진 프레임을 수신할 때, 음성 코더는 단계 402로 진행된다. 단계 402에서, 음성 코더는 프레임의 에너지를 검출한다. 에너지는 프레임의 음성 활성도의 측정치이다. 음성 검출은 디지털화된 음성 샘플의 진폭의 제곱을 합산하고 그 결과 에너지를 임계값과 비교함으로써 수행된다. 일 실시예에서, 임계값은 배경잡음의 변화하는 레벨에 기초하여 적용된다. 전형적인 가변 임계음성 활성검출기는 상술한 미국 특허번호 제5,414,796호에 개시되어 있다. 어떤 무성음은 배경잡음으로서 잘못 인코딩된 매우 낮은 에너지의 샘플일 수 있다. 이를 방지하기 위하여, 저에너지 샘플의 스펙트럼 기울기가 상술한 미국 특허번호 제5,414,796호에 개시된 바와 같이 배경잡음과 무성음을 구별하는데 사용될 수 있다.
프레임의 에너지를 검출한 후에, 음성 코더는 단계 404로 진행한다. 단계 404에서, 음성 코더는 검출된 프레임 에너지가 음성정보를 포함하는 프레임을 분류하기에 충분한지를 결정한다. 만일 검출된 프레임 에너지가 미리 결정된 임계값 이하로 떨어진다면, 음성 코더는 단계 406으로 진행한다. 단계 406에서, 음성 코더는 배경잡음(즉, 음성이 아니거나 소리가 없는 상태)으로서 프레임을 인코딩한 다. 일 실시예에서, 배경잡음 프레임은 1/8비트율 또는 1kbps로 인코딩된다. 만일 단계 404에서, 검출된 프레임 에너지가 미리 결정된 임계레벨을 충족시키거나 초과한다면, 프레임은 음성으로서 분류되고 음성 코더는 단계 408로 진행된다.
단계 408에서, 음성 코더는 프레임이 무성음인지의 여부를 결정한다. 즉, 음성 코더는 프레임의 주기성을 검사한다. 주기성 검사에 관한 여러 공지된 방법들은 예를 들면 제로 크로싱(zero crossing)의 사용 및 정규 자기상관 함수(NACF)의 사용을 포함한다. 특히, 주기성을 검사하기 위한 제로 크로싱 및 NACF의 사용은 상술한 미국특허번호 제5,911,128호 및 미국특허출원번호 제09/217,341호에 개시되어 있다. 또한, 유성음과 무성음을 구분하는데 사용되는 상술한 방법은 무선통신산업협회 잠정 표준 TIA/EIA IS-127 및 TIA/EIA IS-733호에 구체화되어 있다. 만일 프레임이 단계 408에서 무성음인 것으로 결정되었다면, 음성 코더는 단계 410으로 진행된다. 단계 410에서, 음성 코더는 프레임을 무성음으로 인코딩한다. 일 실시예에서, 무성음 프레임은 1/4비트율 또는 2.6kbps로 인코딩된다. 만일 단계 408에서 프레임이 무성음으로 결정되지 않는다면, 음성 코더는 단계 412로 진행된다.
단계 412에서, 음성 코더는 상술한 미국특허번호 제5,911,128호에 개시된 바와 같이 공지된 주기성 검출방법을 이용하여 프레임이 중간 음성인지를 결정한다. 만일 프레임이 중간 음성인 것으로 결정되면, 음성 코더는 단계 414로 진행된다. 단계 414에서, 프레임은 중간 음성으로서 인코딩된다(즉, 무성음에서 유성음으로 전이되는 단계). 일 실시예에서, 중간 음성 프레임은 MULTIPULSE INTERPOLATIVE CODING OF TRANSITION SPEECH FRAMES로 명명되고 1999년 5월 7일 출원된 미국 특허출원번호 제09/307,294호에 개시된 멀티펄스 보간 코딩 방법에 따라 인코딩되며, 상기 출원은 본 발명의 양수인에게 양도되고, 본 명세서에서 상호참조된다. 다른 실시예에서, 중간 음성 프레임은 전데이터율(full rate) 또는 13.2kbps로 인코딩된다.
단계 412에서, 음성 코더가 프레임이 중간음성이 아닌것으로 결정하면, 단계 416으로 진행된다. 단계 416에서, 음성 코더는 유성음으로 프레임을 인코딩한다. 일 실시예에서, 유성음 프레임은 전데이터율(full rate) 또는 6.2kbps로 인코딩될 수 있다. 또한, 유성음 프레임을 전데이터율 또는 13.2kbps(또는 8k CELP 코더에서 전데이터율, 8kbps)로 인코딩할 수 있다. 그러나 당업자는 1/2데이터율로 코딩된 음성 프레임은 코더가 음성 프레임의 안정상태를 이용하여 유효한 대역폭을 절약할 수 있도록 한다는 것을 이해할 것이다. 게다가, 유성음을 인코딩하는데 사용된 인코딩율과는 상관없이, 유성음은 이전 프레임으로부터의 정보를 이용하여 유리하게 코딩되며, 따라서 예측가능하게 코딩될 것이다.
당업자들은 음성 신호 또는 대응되는 LP 잔여부중 하나가 도 5에 도시된 바와 같은 단계들에 의하여 인코딩될 수 있다는 것을 이해할 것이다. 잡음, 무성음, 중간음, 유성음의 파형 특성은 도 6A의 그래프에 시간함수로 도시되어 있다. 잡음, 무성음, 중간음, 유성음 LP 잔여치의 파형특성은 도 6B의 그래프에 시간함수로 도시되어 있다.
일 실시예에서, 프로토타입 피치 주기(PPP) 음성 코더(500)는 도 7에 도시된 바와 같이, 역 필터(502), 프로토타입 추출기(504), 프로토타입 양자화기(506), 프로토타입 역양자화기 (508), 보간/구성 모듈(510) 및 LPC 구성 모듈(512)을 포함한다. 상기 음성 코더 (500)는 DSP의 일부로서 실행될 수 있으며, 예를 들어, PCS 또는 셀룰라 전화 시스템의 가입자 유니트 또는 기지국 또는 위성 시스템의 가입자 유니트 또는 게이트웨이내에 상주할 수 있다.
음성 코더(500)에서, n은 프레임 수인 디지털화된 음성 신호 s(n)은 역 LP 필터(502)에 제공된다. 특정 실시예에서, 상기 프레임 길이는 20 ms이다. 상기 역 필터 A(z)는 다음의 식에 따라 계산된다.
Figure 112007031690909-pat00011
여기서 계수 aI는 공지된 방법에 따라 선택된 미리 정해진 값을 갖는 필터 탭이며, 상기 공지 방법은 여기서 참조로 통합되는 미국 특허 No. 5,414,796 및 미국 특허 출원 번호 No. 09/217,494에 개시되어 있다. 상기 수 p는 역 LP 필터 (502)가 예측의 목적으로 사용하는 이전 샘플들의 수를 나타낸다. 특정 실시예에서, p는 10으로 세팅된다.
역 필터(502)는 프로토타입 추출기(504)에 LP 잔여 신호 r(n)을 제공한다. 상기 프레임의 프로토타입 추출기(504)는 상기 현재 프레임으로부터 프로토타입을 추출한다. 상기 프레임의 프로토타입은 디코더에서 LP 잔여 신호를 재구성하기 위해 상기 프레임 내에 유사하게 위치된 이전 프레임들로부터의 프로토타입들을 가지고 보간/구성 모듈(510)에 의해 선형적으로 보간될 현재 프레임의 일부이다.
상기 프레임의 프로토타입 추출기(504)는 도 8을 참조하여 하기에 기술되는 기술에 따른 프로토타입을 양자화하는 프로토타입 양자화기(506)에 상기 프레임의 프로토타입을 제공한다. 룩업 테이블(도시되지 않음)로부터 얻어질 수 있는 양자화된 값들은 채널을 통해 송신되도록 지연 및 다른 코드북 파라미터를 포함하는 패킷으로 어셈블링된다. 상기 패킷은 송신기(도시되지 않음)에 제공되고 상기 채널을 통해 수신기(도시되지 않음)에 송신된다. 상기 역 LP 필터(502), 프로토타입 추출기(504) 및 프로토타입 양자화기(506)는 상기 현재 프레임상의 PPP 분석을 수행한다.
수신기는 상기 패킷을 수신하고 상기 패킷을 프로토타입 역양자화기(508)에 제공한다. 상기 프레임의 프로토타입 역양자화기(508)는 도 9를 참조하여 하기에 기술된 기술에 따라 패킷을 역양자화한다. 프로토타입 역양자화기(508)는 상기 보간/구성 모듈(510)에 역양자화된 프로토타입을 제공한다. 보간/구성 모듈(510)은 현재 프레임에 대한 LP 잔여 신호를 재구성하기 위해 상기 프레임내에 유사하게 놓여진 이전 프레임들로부터의 프로토타입들을 가지고 상기 프레임의 프로토타입을 보간시킨다. 상기 보간 및 프레임 합성은 미국 특허 No. 5,884,253 및 상기에 언급된 미국 특허 출원 번호 No. 09/217,494에 개시된 공지 방법에 따라 유용하게 달성된다.
상기 보간/구성 모듈(510)은 상기 LPC 구성 모듈(512)에 상기 재구성된 LP 잔여 신호
Figure 112007031690909-pat00012
을 제공한다. 상기 LPC 구성 모듈(512)은 또한 상기 송신된 패킷으 로부터 라인 스펙트럼 쌍(LSP) 값을 수신하고, 상기 패킷은 현재 프레임에 대해 재구성된 음성 신호
Figure 112007031690909-pat00013
을 형성하기 위해 LP 잔여 신호
Figure 112007031690909-pat00014
상에 LPC 여과를 수행하는데 사용된다. 선택적인 실시예에서, 상기 음성 신호
Figure 112007031690909-pat00015
의 LPC 합성은 현재 프레임의 보간/합성을 행하기 이전에 상기 프레임의 프로토타입에 대해 수행될 수 있다. 상기 프레임의 프로토타입 역양자화기(508), 보간/구성 모듈(510) 및 LPC 구성 모듈(512)은 현재 프레임의 PPP 합성을 수행한다.
일 실시예에서, 프로토타입 양자화기(600)는 도 8에 도시된 바와 같은 효율적인 송신을 위해 인텔리전트(intelligent) 서브샘플링을 사용하여 프로토타입 위상의 양자화를 수행한다. 상기 프레임의 프로토타입 양자화기(600)는 제 1 및 제 2 이산 푸리에 급수(DFS) 계수 계산 모듈(602, 604), 제 1 및 제 2 분해 모듈(606, 608), 대역 식별 모듈(610), 진폭 벡터 양자화기(612), 상관 모듈(614) 및 양자화기(616)를 포함한다.
프로토타입 양자화기(600)에서, 프레임의 기준 프로토타입은 상기 제 1 DFS 계수 계산 모듈(602)에 제공된다. 상기 제 1 DFS 계수 계산 모듈(602)은 하기에 기술된 바와 같은 프레임의 기준 프로토타입에 대한 DFS 계수를 계산하고, 상기 제 1 분해 모듈(606)에 상기 프레임의 기준 프로토타입에 대한 DFS 계수를 제공한다. 상기 제 1 분해 모듈(606)은 하기에 기술된 바와 같이, 상기 프레임의 기준 프로토타입에 대한 DFS 계수들을 진폭 및 위상 벡터들로 분해한다. 상기 제 1 분해 모듈(606)은 상기 진폭 및 위상 벡터를 상기 상관 모듈(614)에 제공한다.
상기 현재의 프로토타입은 상기 제 2 DFS 계수 계산 모듈(602)에 제공된다. 상기 제 2 DFS 계수 계산 모듈(606)은 하기에 기술된 바와 같이 상기 현재 프로토타입에 대한 DFS 계수들을 계산하고 상기 현재 프로토타입에 대한 DFS 계수들을 상기 제 2 분해 모듈(608)에 제공한다. 상기 제 2 분해 모듈(608)은 하기에 기술된 바와 같이 상기 현재 프로토타입에 대한 DFS 계수들을 진폭 및 위상 벡터로 분해한다. 상기 제 2 분해 모듈(608)은 상기 상관 모듈(614)에 상기 진폭 및 위상 벡터를 제공한다.
상기 제 2 분해 모듈(608)은 또한 상기 현재 프로토타입에 대한 진폭 및 위상 벡터를 대역 식별 모듈(610)에 제공한다. 상기 대역 식별 모듈(610)은 하기에 기술된 바와 같이 상관관계에 대한 주파수 대역들을 식별하고 대역 식별 인덱스들을 상기 상관 모듈(614)에 제공한다.
제 2 분해 모듈(608)은 또한 상기 현재 프로토타입에 대한 진폭 벡터를 상기 진폭 벡터 양자화기(612)에 제공한다. 상기 진폭 벡터 양자화기(612)는 하기에 기술된 바와 같이 현재 프로토타입에 대한 진폭 벡터를 양자화하고 송신을 위한 진폭 양자화 파라미터를 생성한다. 특정 실시예에서, 상기 진폭 벡터 양자화기(612)는 상기 대역 식별 모듈(610)(상기 접속은 간략화를 위해 도면에 도시되지 않음) 및/또는 상관 모듈(614)에 양자화된 진폭 값들을 제공한다.
상기 상관 모듈(614)은 하기에 기술된 바와 같이, 모든 대역에 대해 최적 선형 위상 시프트를 결정하기 위해 모든 주파수 대역에서 상관을 행한다. 선택적인 실시예에서, 교차상관은 하기에 기술된 바와 같이 모든 대역에 대해 최적 순환 회 전을 결정하기 위해 상기 대역통과 신호상의 시간 영역에서 수행된다. 상기 상관 모듈 (614)은 선형 위상 시프트 값을 양자화기(616)에 제공한다. 선택적인 실시예에서, 상기 상관 모듈(614)은 상기 양자화기(616)에 순환 회전 값을 제공한다. 상기 양자화기 (616)는 하기에 기술된 바와 같이 송신을 위해 위상 양자화 파라미터들을 생성하면서 상기 수신된 값을 양자화시킨다.
일 실시예에서, 프로토타입 역양자화기(700)는 도 9에 도시된 바와 같이, DFS의 구성 주파수 대역 상에 선형 시프트를 이용하여 프로토타입 위상 스펙트럼을 재구성한다. 상기 프레임의 프로토타입 역양자화기(700)는 DFS 계수 계산 모듈(702), 역 DFS 계산 모듈(704), 분해 모듈(706), 결합 모듈(708), 대역 식별 모듈(710), 진폭 벡터 역양자화기 (712), 합성 모듈(714) 및 위상 역양자화기(716)를 포함한다.
프로토타입 역양자화기(700)에서, 프레임의 기준 프로토타입은 상기 DFS 계수 계산 모듈(702)에 제공된다. 상기 DFS 계수 계산 모듈(702)은 하기에 기술된 바와 같이 상기 프레임의 기준 프로토타입에 대한 DFS 계수들을 계산하고, 상기 프레임의 기준 프로토타입에 대한 DFS 계수들을 상기 분해 모듈(706)에 제공한다. 상기 분해 모듈(706)은 하기에 기술된 바와 같이 상기 프레임의 기준 프로토타입에 대한 DFS 계수를 진폭 및 위상 벡터로 분해한다. 상기 분해 모듈(706)은 상기 합성 모듈(714)에 기준 위상(즉, 상기 프레임의 기준 프로토타입의 위상 벡터)을 제공한다.
위상 양자화 파라미터는 상기 위상 역양자화기(716)에 의해 수신된다. 상기 위상 역양자화기(716)는 선형 위상 시프트 값들을 생성하면서, 하기에 기술된 바와 같이 상기 수신된 위상 양자화 파라미터들을 역양자화시킨다. 상기 위상 역양자화기(716)는 상기 선형 위상 시프트 값들을 상기 분해 모듈(714)에 제공한다.
진폭 벡터 양자화 파라미터는 진폭 벡터 역양자화기(712)에 의해 수신된다. 상기 진폭 벡터 역양자화기(712)는 역양자화된 진폭 값들을 생성하면서, 하기에 기술된 바와 같이 상기 수신된 진폭 양자화 파라미터를 역양자화한다. 상기 진폭 벡터 역양자화기(712)는 상기 역양자화된 진폭 값들을 결합 모듈(708)에 제공한다. 상기 진폭 벡터 역양자화기(712)는 또한 상기 역양자화된 진폭 값들을 상기 대역 식별 모듈(710)에 제공한다. 상기 대역 식별 모듈(710)은 하기에 기술된 바와 같이 결합을 위해 주파수 대역들을 식별하고, 상기 합성 모듈(714)에 대역 식별 인덱스를 제공한다.
상기 합성 모듈(714)은 하기에 기술된 바와 같이, 상기 기준 위상 및 선형 위상 시프트 값으로부터 수정된 위상 벡터를 합성한다. 상기 합성 모듈(714)은 수정된 위상 벡터를 상기 결합 모듈(708)에 제공한다.
상기 결합 모듈(708)은 하기에 기술된 바와 같이 역양자화된 진폭 값과 위상 값을 결합하고 재구성되고 변조된 DFS 계수 벡터를 생성한다. 상기 결합 모듈 (708)은 상기 결합된 진폭 및 위상 벡터를 역 DFS 계산 모듈(704)에 제공한다. 상기 역 DFS 계산 모듈(704)은 하기에 기술된 바와 같이 상기 재구성되고, 변조된 DFS 계수 벡터의 역 DFS를 계산하여, 재구성된 현재 프로토타입을 생성한다.
일 실시예에서 프로토타입 역양자화기(800)는 도 10에 도시된 바와 같이, 인 코더에서 프로토타입 파형의 구성 대역통과 파형에 대하여 시간 영역에서 수행되는 순환 회전을 이용하여 상기 프레임의 프로토타입 위상 스펙트럼을 재구성한다. 상기 프레임의 프로토타입 역양자화기(800)는 DFS 계수 계산 모듈(802), 대역통과 파형 합산기(804), 분해 모듈(806), 역 DFS/대역통과 신호 형성 모듈(808), 대역 식별 모듈(810), 진폭 벡터 역양자화기(812), 합성 모듈(814) 및 위상 역양자화기(816)를 포함한다.
프로토타입 역양자화기(800)에서, 프레임의 기준 프로토타입은 상기 DFS 계수 계산 모듈(802)에 제공된다. 상기 DFS 계수 계산 모듈(802)은 하기에 기술된 바와 같이, 프레임의 기준 프로토타입에 대한 DFS 계수들을 계산하고, 상기 프레임의 기준 프로토타입에 대한 DFS 계수들을 분해 모듈(806)에 제공한다. 상기 분해 모듈(806)은 상기 프레임의 기준 프로토타입에 대한 DFS 계수들을 하기에 기술된 바와 같이 진폭 및 위상 벡터로 분해한다. 상기 분해 모듈(806)은 상기 합성 모듈(814)에 기준 위상(즉, 상기 프레임의 기준 프로토타입의 위상 벡터)을 제공한다.
위상 양자화 파라미터는 상기 위상 역양자화기(816)에 의해 수신된다. 상기 위상 역양자화기(816)는 순환 회전 값들을 생성하면서, 하기에 기술된 바와 같이 수신된 위상 양자화 파라미터를 역양자화한다. 상기 위상 역양자화기(816)는 상기 합성 모듈(814)에 상기 순환 회전 값들을 제공한다.
진폭 벡터 양자화 파라미터는 진폭 벡터 역양자화기(812)에 의해 수신된다. 상기 진폭 벡터 역양자화기(812)는 역양자화된 진폭 값들을 생성하면서, 하기에 기술된 바와 같이 상기 수신된 진폭 양자화 파라미터들을 역양자화한다. 상기 진폭 벡터 역양자화기(812)는 상기 역양자화된 진폭 값들을 상기 역 DFS/대역통과 신호 형성 모듈(808)에 제공한다. 상기 진폭 벡터 역양자화기(812)는 상기 역양자화된 진폭 값을 상기 대역 식별 모듈(810)에 제공한다. 상기 대역 식별 모듈(810)은 하기에 기술된 바와 같이 결합을 위해 주파수 대역을 식별하고, 상기 역 DFS/대역통과 신호 형성 모듈(808)에 대역 식별 인덱스를 제공한다.
상기 역 DFS/대역통과 신호 형성 모듈(808)은 하기에 기술된 바와 같이, 각 대역에 대한 역 DFS를 이용하여 상기 역양자화된 진폭 값과 각 대역에 대한 기준 위상 값을 결합한다. 상기 역 DFS/대역통과 신호 형성 모듈(808)은 상기 대역통과 신호를 상기 합성 모듈(814)에 제공한다.
상기 합성 모듈(814)은 하기에 기술된 바와 같이 상기 역양자화된 순환 회전 값들을 이용하여 대역통과 신호들 각각을 순환적으로 회전시켜서, 수정되고 회전된 대역 통과 신호들을 생성한다. 상기 합성 모듈(814)은 상기 수정되고, 회전된 대역통과 신호를 상기 대역통과 파형 합산기(804)에 제공한다. 상기 대역통과 파형 합산기(804)는 상기 재구성된 프로토타입을 생성하기 위해 상기 대역통과 신호 전부를 더한다.
도 8의 프로토타입 양자화기(600) 및 도 9의 프로토타입 역양자화기(700)는 프로토타입 피치 주기 파형의 위상 스펙트럼을 각각 인코딩하고 디코딩하기 위해 표준 동작을 수행한다. 송신기/인코더(도 8)에서, 현재 프레임의 프로토타입
Figure 112007031690909-pat00016
의 위상 스펙트럼
Figure 112007031690909-pat00017
은 DFS 표시
Figure 112007031690909-pat00018
를 이용하여 계산되며, 여 기서
Figure 112007031690909-pat00019
는 현재 프로토타입의 복소 DFS 계수들이며,
Figure 112007031690909-pat00020
는
Figure 112007031690909-pat00021
의 표준화된 기본 주파수이다. 상기 위상 스펙트럼
Figure 112007031690909-pat00022
은 상기 DFS를 구성하는 복소 계수들의 각이다. 상기 프레임의 기준 프로토타입의 위상 스펙트럼
Figure 112007031690909-pat00023
은
Figure 112007031690909-pat00024
및
Figure 112007031690909-pat00025
을 제공하도록 비슷한 방법으로 계산된다. 선택적으로, 상기 프레임의 기준 프로토타입의 위상 스펙트럼
Figure 112007031690909-pat00026
은 상기 프레임의 기준 프로토타입을 갖는 프레임이 처리된 후에 저장되고, 저장 장치로부터 간단하게 검색된다. 특정 실시예에서, 상기 프레임의 기준 프로토타입은 상기 이전 프레임으로부터의 프로토타입이다. 상기 기준 프레임 및 현재 프레임 양쪽으로부터의 양쪽 프로토타입들에 대한 복소 DFS는 다음의 식
Figure 112007031690909-pat00027
에 나타난 바와 같이 상기 진폭 스펙트럼 및 위상 스펙트럼의 곱으로 표시될 수 있다. 상기 진폭 스펙트럼 및 위상 스펙트럼 양쪽은 벡터들인데, 왜냐하면 상기 복소 DFS 또한 벡터이기 때문이다. 상기 DFS 벡터의 각 엘리먼트는 대응하는 프로토타입의 지속 시간의 역수와 동일한 주파수의 고조파이다. Fm Hz(적어도 2Fm Hz의 속도로 샘플링)의 최대 주파수 및 Fo Hz의 고조파 주파수의 신호에 대해, M개의 고조파가 있다. 상기 고조파의 수 M은 Fm/Fo와 동일하다. 따라서, 각 프로토타입의 상기 위상 스펙트럼 벡터 및 상기 진폭 스펙트럼 벡터는 M개의 엘리먼트를 구성한다.
현재 프로토타입의 DFS 벡터는 B개의 대역들만큼 분할되고 상기 B개의 대역들 각각에 대응하는 시간 신호는 대역통과 신호이다. 대역 수, B는 고조파의 수, M보다 작도록 제한된다. 상기 B개의 대역통과 시간 신호의 전부를 합산함으로써, 원래의 현재 프로토타입을 산출할 것이다. 유사한 방법으로, 상기 프레임의 기준 프로토타입에 대한 DFS 벡터는 동일한 B개의 대역들로 분할된다.
상기 B개의 대역들 각각에 대해, 교차상관은 상기 프레임의 기준 프로토타입에 대응하는 대역통과 신호 및 현재 프로토타입에 대응하는 대역통과 신호사이에서 수행된다. 상기 교차상관은 주파수 영역 DFS 벡터,
Figure 112007031690909-pat00028
상에서 수행될 수 있으며,
Figure 112007031690909-pat00029
은 ith 대역 bi에서의 고조파 수의 세트이며, θi는 ith 대역 bi에 대한 가능한 선형 위상 시프트이다. 상기 교차상관은 또한 다음의 식에 따라 대응하는 시간 영역 대역통과 신호(예를 들어, 도 10의 역양자화기(800)에 대해)상에 수행될 수 있다.
Figure 112007031690909-pat00030
여기서 L은 현재 프로토타입의 샘플이며,
Figure 112007031690909-pat00031
및
Figure 112007031690909-pat00032
은 프레임의 기준 프로토타입 및 현재 프로토타입의 표준화된 기본 주파수이며, ri는 샘플의 순환 회전이다. 상기 대역통과 시간 영역 신호
Figure 112007031690909-pat00033
및
Figure 112007031690909-pat00034
는 각각 다음의 식에 의해 주어진다.
Figure 112007031690909-pat00035
일 실시예에서 상기 양자화된 진폭 벡터
Figure 112007031690909-pat00036
은 다음의 식
Figure 112007031690909-pat00037
에 나타난 바와 같이
Figure 112007031690909-pat00038
을 얻는데 사용된다. 상기 교차상관은 상기 프레임의 기준 프로토타입의 대역통과 DFS 벡터의 모든 가능한 선형 위상 시프트를 통해 수행된다. 선택적으로, 상기 교차상관은 상기 프레임의 기준 프로토타입의 대역통과 DFS 벡터의 모든 가능한 선형 위상 시프트의 서브세트를 통해 수행될 수 있다. 선택적인 실시예에서, 시간 영역 방법이 사용되며, 상기 교차상관은 프레임의 기준 프로토타입의 대역통과 시간 신호의 모든 가능한 순환 회전에 걸쳐 수행된다. 일 실시예에서, 상기 교차 상관은 기준 프로토타입의 대역 통과 시간 신호의 모든 가능한 순환 회전의 서브세트를 통해 수행된다. 상기 교차상관 프로세스는 B 대역의 각각에 대한 교차상관의 최대 값에 대응하는 B개의 선형 위상 시프트(또는 교차상관이 대역통과 시간 신호상의 시간 영역에서 수행되는 실시예에서의 B개의 순환 회전)를 생성한다. 상기 B개의 선형 위상 시프트(또는, 선택적인 실시예에서, 상기 B개의 순환 회전)는 양자화되고 M개의 원래 위상 스펙트럼 벡터 엘리먼트를 대신한 위상 스펙트럼으로서 송신된다. 상기 진폭 스펙트럼 벡터는 개별적으로 양자화되고 송신된다. 따라서, 상기 프레임의 기준 프로토타입의 대역통과 DFS 벡터(또는 상기 대역통과 시간 신호)는 현재 프레임의 프로토타입의 대응하는 DFS 벡터(또는 대역통과 신호)를 인코딩하기 위해 코드북으로 쓰인다. 따라서, 더 적은 엘리먼트들이 위상 정보를 양자화하고 송신하는데 필요하고, 그로인해 위상 정보의 결과 서브샘플링에 영향을 미치고 더 효율적인 송신을 할 수 있게 된다. 비트들이 충분하지 않거나, 위상 정보가 다수의 위상 엘리먼트때문에 매우 떨어지게 양자화되거나 또는 위상 정보가 전혀 송신되지 않아서 낮은 품질을 발생시키는 낮은 비트율 음성 코딩에서 이것은 특히 유용하다. 상기에 기술된 실시예들은 낮은 비트율 코더가 우수한 음성 품질을 유지하도록 해주는데, 왜냐하면 양자화하는데 더 적은 엘리먼트가 들기 때문이다.
수신기/디코더(도 9)에서(그리고 또한 당업자에게 이해되는 바와 같이 디코더의 인코더 카피에서), 상기 B 선형 위상 시프트 값은 변조된 프로토타입 DFS 위상 벡터,
Figure 112007031690909-pat00039
를 생성하기 위해 프레임의 기준 프로토타입의 DFS B 대역 분할 벡터의 디코더의 카피에 인가된다. 상기 변조된 DFS 벡터는 상기 수신되고 디코딩된 진폭 스펙트럼 벡터와 변조된 프로토타입 DFS 위상 벡터의 곱으로써 얻어진다. 상기 재구성된 프로토타입은 그후에 변조된 DFS 벡터상의 역 DFS 연산을 사용하여 구성된다. 선택적인 실시예에서, 시간 영역 방법이 사용되며, 상기 B 대역의 각각에 대한 진폭 스펙트럼 벡터 및 상기 동일한 B 대역에 대한 프레임의 기준 프로토타입의 위상 벡터가 결합되고, 역 DFS 연산은 B 대역통과 시간 신호를 생성하기 위해 상기 결합상에 수행된다. 상기 B 대역통과 시간 신호는 그후에 B 순환 회전 값을 이용하여 순환적으로 회전된다. 모든 B 대역통과 시간 신호는 상기 재구성된 프로토타입을 생성하기 위해 더해진다.
따라서, 위상 스펙트럼 정보를 서브샘플링하는 신규한 방법 및 장치가 기술되었다. 여기에 개시된 실시예들과 관련하여 개시된 여러 예시적인 논리 블록 및 알고리즘은 디지털 신호 처리기(DSP), 응용 주문형 집적 회로(ASIC), 이산 게이트 또는 트랜지스터 로직, 예를 들어, 레지스터 및 FIFO와 같은 이산 하드웨어 소자, 펌웨어 명령의 세트를 실행하는 프로세서 또는 다른 종래의 프로그램가능한 소프트웨어 모듈 및 프로세서로 실행될 수 있다. 상기 프로세서는 유용하게는 마이크로프로세서이지만, 선택적으로, 상기 프로세서는 어떤 종래의 프로세서, 제어기, 마이크로제어기 또는 상태 머신일 수 있다. 상기 소프트웨어 모듈은 RAM 메모리, 플래시 메모리, 레지스터 또는 기술분야에 공지된 다른 형태의 기록가능한 저장 매체내에 상주할 수 있다는 것을 당업자는 이해할 것이다. 당업자는 추가로 상기 기술을 통해 참조될 수 있는 데이터, 인스트럭션, 명령, 정보, 신호, 비트, 심볼 및 칩들은 전압, 전류, 전자기파, 자기장 또는 자기입자, 광필드 또는 광 입자 또는 그의 결합으로 표시된다.
본 발명의 바람직한 실시예들이 도시되고 기술되었다. 그러나, 당업자는 수많은 변형들이 본 발명의 정신이나 범위를 이탈하지 않고서 여기에 개시된 실시예들에 형성될 수 있음을 이해할 것이다. 따라서, 본 발명은 다음의 청구범위에 의해서만 제한될 것이다.
이상에서 설명한 바와 같이 본 발명은, 위상 스펙트럼 정보를 서브샘플링함으로써 인코더로부터 디코더로 위상 스펙트럼 정보를 송신할 필요성이 있는 엘리먼 트의 수를 감소시키며, 그로 인해 적은량의 위상 정보를 송신할 수 있는 저속 음성 코더를 제공할 수 있는 효과가 있다.

Claims (14)

  1. 프로토타입 파형을 인코딩하기 위한 방법으로서,
    상기 프로토타입 파형의 위상 스펙트럼들과 기준 프로토타입 파형의 위상 스펙트럼들 간의 상호-상관(cross-correlation)을 수행하는 단계;
    상기 상호-상관의 최대 값들에 대한 상기 위상 스펙트럼들의 표현들(representatives)을 생성하는 단계; 및
    상기 프로토타입 파형의 진폭 벡터와 상기 표현들을 양자화하는 단계를 포함하며, 상기 진폭 벡터와 상기 표현들은 상기 프로토타입 파형의 인코딩된 형태로서 전송되는 것을 특징으로 하는 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 상호-상관의 최대 값들에 대한 표현들을 생성하는 단계는 상기 기준 프로토타입 파형의 상기 위상 스펙트럼들의 각각의 주파수 대역에 대한 위상 시프트를 생성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 상호-상관의 최대 값들에 대한 표현들을 생성하는 단계는 상기 기준 프로토타입 파형의 상기 위상 스펙트럼들의 주파수 대역 서브세트에 대한 위상 시프트를 생성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  4. 프로토타입 파형을 재구성하기 위한 방법으로서,
    수신된 위상 파라미터들로부터 선형 위상 시프트 값들을 생성하는 단계;
    기준 위상들 및 상기 선형 위상 시프트 값들로부터 수정된 위상 벡터를 구성하는 단계; 및
    상기 수정된 위상 벡터와 수신된 진폭 파라미터들로부터 재구성된 현재 프로토타입을 생성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 수신된 위상 파라미터들로부터 선형 위상 시프트 값들을 생성하는 단계는 수신된 위상 파라미터들을 역양자화하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 수정된 위상 벡터와 수신된 진폭 파라미터들로부터 재구성된 현재 프로토타입을 생성하는 단계는,
    상기 수신된 진폭 파라미터들을 역양자화하는 단계;
    상기 수정된 위상 벡터와 상기 역양자화된 진폭 파라미터들로부터 이산 푸리에 급수 계수 벡터를 생성하는 단계; 및
    상기 재구성된 현재 프로토타입 파형을 형성하기 위해 상기 이산 푸리에 급 수 계수 벡터의 역수를 계산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  7. 프로토타입 파형을 인코딩하기 위한 장치로서,
    상기 프로토타입 파형의 위상 스펙트럼들과 기준 프로토타입 파형의 위상 스펙트럼들 간의 상호-상관을 수행하기 위한 수단;
    상기 상호-상관의 최대 값들에 대한 상기 위상 스펙트럼들의 표현들을 생성하기 위한 수단; 및
    상기 프로토타입 파형의 진폭 벡터와 상기 표현들을 양자화하기 위한 수단을 포함하며, 상기 장치는 상기 진폭 벡터와 상기 표현들을 상기 프로토타입 파형의 인코딩된 형태로서 전송하는 것을 특징으로 하는 장치.
  8. 프로토타입 파형을 재구성하기 위한 장치로서,
    수신된 위상 파라미터들로부터 선형 위상 시프트 값들을 생성하기 위한 수단;
    기준 위상들 및 상기 선형 위상 시프트 값들로부터 수정된 위상 벡터를 구성하기 위한 수단; 및
    상기 수정된 위상 벡터와 수신된 진폭 파라미터들로부터 재구성된 현재 프로토타입을 생성하기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  9. 음성 코더로서,
    상기 음성 코더에 의해 처리되는 현재 프레임으로부터 현재 프로토타입을 추출하도록 구성된 프로토타입 추출기; 및
    상기 프로토타입 추출기에 연결되며, 프레임의 기준 프로토타입의 다수의 위상 파라미터들을 생성하고, 상기 현재 프로토타입과 연관된 다수의 선형 위상 시프트 값들을 생성하고, 다수의 주파수 대역들을 통해 상기 위상 파라미터들과 상기 선형 위상 시프트 값들로부터 위상 벡터를 구성하는 프로토타입 양자화기를 포함하며,
    상기 프로토타입 양자화기는 상기 다수의 선형 위상 시프트 값들을 생성하기 위해 상기 현재 프로토타입과 연관된 다수의 양자화된 위상 파라미터들을 역양자화하도록 추가적으로 구성되는 것을 특징으로 하는 음성 코더.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 프로토타입 양자화기는 상기 기준 프로토타입에 대한 이산 푸리에 급수 계수들을 계산하고 상기 이산 푸리에 급수 계수들을 상기 기준 프로토타입에 대한 진폭 벡터들 및 위상 벡터들로 분해하도록 추가적으로 구성되는 것을 특징으로 하는 음성 코더.
  11. 제 9 항에 있어서,
    상기 프로토타입 양자화기는 상기 다수의 주파수 대역들을 식별하도록 추가적으로 구성되는 것을 특징으로 하는 음성 코더.
  12. 제 9 항에 있어서,
    상기 현재 프레임은 음성 프레임인 것을 특징으로 하는 음성 코더.
  13. 제 9 항에 있어서,
    상기 현재 프레임은 선형 예측 잔여 부분의 프레임인 것을 특징으로 하는 음성 코더.
  14. 제 11 항에 있어서,
    상기 프로토타입 양자화기는 다수의 역양자화된 진폭 파라미터들을 생성하기 위해 상기 현재 프로토타입과 연관된 다수의 진폭 양자화 파라미터들을 역양자화하고, 상기 다수의 역양자화된 진폭 파라미터들에 기초하여 상기 다수의 밴드들을 식별하도록 추가적으로 구성되는 것을 특징으로 하는 음성 코더.
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