KR100652423B1 - Method for designing the controller of hard disk drives and apparatus thereof - Google Patents
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Abstract
Description
도 1은 종래의 서보 시스템의 수학적 모델과 실제 플랜트의 주파수 응답 특성을 보여준다.Figure 1 shows the mathematical model of the conventional servo system and the frequency response characteristics of the actual plant.
도 2는 본 발명이 적용되는 하드 디스크 드라이브의 구성을 보여준다.2 shows a configuration of a hard disk drive to which the present invention is applied.
도 3은 본 발명이 적용되는 서보 시스템의 블럭도이다.3 is a block diagram of a servo system to which the present invention is applied.
도 4는 본 발명에 따른 제어기 설계장치의 블럭도이다.4 is a block diagram of a controller design apparatus according to the present invention.
도 5는 이산계에서, 노치필터를 포함한 플랜트 모델을 구하는 과정을 보여주는 보드 플롯이다.5 is a board plot showing a process of obtaining a plant model including a notch filter in a discrete system.
도 6은 실제로 측정된 시스템의 주파수 응답 특성과 본 발명에 따른 수학적 모델의 주파수 응답 특성을 나타낸 보드 플롯이다.6 is a board plot showing the frequency response characteristics of a system actually measured and the frequency response characteristics of a mathematical model according to the present invention.
도 7은 이산 시간계에서의 간략화된 서보 시스템의 블럭도이다.7 is a block diagram of a simplified servo system in a discrete time system.
도 8은 본 발명에 따라 추정된 등가 위치 외란(d*)의 주파수 스펙트럼을 나탄낸다.8 shows the frequency spectrum of the equivalent position disturbance (d *) estimated according to the present invention.
도 9는 본 발명의 흐름도이다.9 is a flow chart of the present invention.
도 10은 도 9에서 제어기 파라미터 값을 산출하여 드라이브에 저장하는 과정에 대한 상세 흐름도이다.FIG. 10 is a detailed flowchart illustrating a process of calculating and storing a controller parameter value in a drive in FIG. 9.
도 11은 본 발명에 따른 최적의 제어기 파라미터를 구하는 과정의 개념도이다.11 is a conceptual diagram of a process of obtaining an optimal controller parameter according to the present invention.
도 12은 본 발명에 따른 결과를 보여주는 표이다.12 is a table showing the results according to the invention.
도 13는 본 발명에 따른 평균 주파수 스펙트럼의 변화를 보여준다.Figure 13 shows the change in the average frequency spectrum according to the present invention.
본 발명은 하드 디스크 드라이브에 관한 것으로, 특히, 하드 디스크 드라이브의 제어기 설계방법 및 장치에 관한 것이다.The present invention relates to a hard disk drive, and more particularly, to a controller design method and apparatus for a hard disk drive.
디스크 드라이브 시스템에 사용되는 서보 제어기는 드라이브의 동작 모드에 따라 여러 가지 동작을 수행하게 된다. 그 중 가장 중요한 서보 제어기의 동작은 트랙 추종 제어 동작이다. 이 동작은 주어진 트랙 위치 명령을 허용된 오차 범위 내에서 추종하면서 헤드의 읽기/쓰기 동작의 신뢰성을 보장하는 것이다. 널리 알려진 바와 같이, 디스크 드라이브 시스템에는 디스크 진동, 디스크 회전에 의한 바람, 측정 잡음 등의 다양한 외란이 존재하며, 이들 외란은 헤드가 목표 트랙을 추종하는 것을 방해한다. 트랙 추종 제어기의 목표는 이러한 외란에 대해서 강인한 특성을 갖게 하는 것이다.The servo controller used in the disk drive system performs various operations according to the operation mode of the drive. The most important operation of the servo controller is the track following control operation. This operation ensures the reliability of the read / write operation of the head while following the given track position command within the allowable error range. As is well known, there are various disturbances in a disk drive system, such as disk vibration, wind caused by disk rotation, measurement noise, etc., which disturb the head from following the target track. The goal of the track following controller is to have a robust characteristic against this disturbance.
서보 시스템에 있어서, 보이스 코일 모터(VCM) 및 디스크를 포함하는 헤드 디스크 어셈블리(Head Disk Assembly, HDA)는 매우 복잡하여 이에 대한 정확한 모델을 구하는 것이 거의 불가능하다. 이러한 복잡성으로 인해 통상의 디스크 드라이 브 시스템을 위한 서보 시스템은 간략화된 수학적 모델을 사용하여 설계된다. 이와 같이 간략화된 모델로는 쌍적분기나 쌍적분기에 1차 공진을 고려한 모델이 있다.In servo systems, a head disk assembly (HDA) comprising a voice coil motor (VCM) and a disk is so complex that it is almost impossible to obtain an accurate model for it. Due to this complexity, servo systems for conventional disk drive systems are designed using simplified mathematical models. As such a simplified model is a model that considers the first resonance in the bi-branch or bi-branch.
도 1은 종래의 서보 시스템의 수학적 모델과 실제 플랜트의 주파수 응답 특성을 보여준다.Figure 1 shows the mathematical model of the conventional servo system and the frequency response characteristics of the actual plant.
도 1에서와 같이, 위와 같은 간략화된 모델은 실제의 플랜트와 큰 차이가 있다. 이러한 차이에 기여하는 HDA의 공진 모드는 시스템을 불안정하게 만드는 주요 요소가 될뿐만 아니라, 개별 드라이브 또는 헤드마다 고유의 특성을 나타내게 되어 최적화된 제어기를 설계하는 데에 가장 큰 제한 요인이 된다.As shown in Figure 1, the above simplified model is very different from the actual plant. The resonant mode of HDA, which contributes to these differences, is not only a major factor in making the system unstable, but also unique to each drive or head, which is the biggest limiting factor in designing an optimized controller.
이러한 제한 요인 때문에, 종래의 제어기 설계 방법 및 장치는 충분한 설계 마진(설계 여유)을 가지도록 서보 시스템을 설계하지만, 오히려, 드라이브가 최적의 성능을 실현할 수 없게 하는 문제점이 있다.Because of these limitations, conventional controller design methods and apparatus design the servo system to have a sufficient design margin (design margin), but rather there is a problem that the drive cannot realize optimal performance.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 드라이브별, 헤드별 특성 편차에 강인하면서도 드라이브가 최적의 성능을 실현할 수 있게 하는 제어기 설계방법을 제공하는 데 있다.SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in an effort to provide a controller design method that enables a drive to realize optimal performance while being robust to characteristic variations of each drive and head.
본 발명이 이루고자 하는 다른 기술적 과제는 상기의 방법이 적용된 제어기 설계장치를 제공하는 데 있다.Another object of the present invention is to provide a controller design apparatus to which the above method is applied.
상기와 같은 기술적 과제를 해결하기 위하여, 본 발명은 하드 디스크 드라이브의 제어기 설계방법에 있어서, 상기 드라이브의 노치 필터를 포함하여 복수의 헤 드 스택 어셈블리(HSA)에 대한 복수의 플랜트 모델(P)을 구하는 단계, 상기 복수의 플랜트 모델(P)를 이용하여 등가 위치 외란(d*)을 구하는 단계 및 상기 복수의 플랜트 모델(P)에 대해서 소정의 안정도 규격을 만족하는 동시에 상기 드라이브의 등가 위치 외란(d*)에 대한 평균 위치 추종 오차가 최소가 되게 하는 제어기 파라미터 값을 산출하는 단계를 포함한다.In order to solve the above technical problem, the present invention provides a plurality of plant models (P) for a plurality of head stack assembly (HSA) including a notch filter of the drive in the controller design method of the hard disk drive. Obtaining the equivalent position disturbance d * using the plurality of plant models P and satisfying a predetermined stability standard for the plurality of plant models P and simultaneously calculating a controller parameter value such that the average position tracking error for d *) is minimized.
상기의 다른 기술적 과제를 해결하기 위하여, 본 발명은 하드 디스크 드라이브의 제어기 설계장치에 있어서, 입력된 노치필터 계수 및 HSA의 팩터들을 이용하여 노치필터를 포함한 플랜트 모델을 산출하는 플랜트 모델 산출부, 상기 플랜트 모델 산출부에서 산출된 플랜트 모델을 이용하여 드라이브의 등가 위치 외란(d*)을 연산하는 등가 위치 외란 산출부, 상기 등가 위치 외란 산출부에서 연산한 등가 위치 외란(d*)을 소정의 수학식에 대입하여 평균 위치 추종 오차를 연산하는 평균 위치 추종 오차 연산부 및 상기 복수의 플랜트 모델(P)에 대해서 소정의 안정도 규격(Ms)을 만족하는 동시에 상기 평균 위치 추종 오차 연산부에서 연산한 평균 위치 추종 오차를 최소가 되게 하는 제어기 파라미터 값을 산출하여 최적 제어기 파라미터로 저장하는 최적 제어기 파라미터 산출기를 포함한다.In order to solve the above other technical problem, the present invention, in the controller design apparatus of a hard disk drive, a plant model calculation unit for calculating a plant model including a notch filter using the input notch filter coefficients and the factors of the HSA, The equivalent position disturbance calculator that calculates the equivalent position disturbance (d *) of the drive using the plant model calculated by the plant model calculator, and the equivalent position disturbance (d *) calculated by the equivalent position disturbance calculator An average position tracking error calculation unit for calculating an average position tracking error by substituting an equation and an average position tracking operation calculated by the average position tracking error calculation unit while satisfying a predetermined stability standard (Ms) for the plurality of plant models (P). Optimal control that calculates controller parameter values that minimize errors and stores them as optimal controller parameters Pre-parameter calculator.
이하 도면을 참조하여 본 발명의 구성을 설명하기로 한다.Hereinafter, the configuration of the present invention will be described with reference to the drawings.
도 2는 본 발명이 적용되는 하드 디스크 드라이브의 구성을 보여준다.2 shows a configuration of a hard disk drive to which the present invention is applied.
드라이브(200)는 스핀들 모터(210)에 의하여 회전되는 적어도 하나의 자기 디스크(220)를 포함하고 있다. 드라이브(200)는 디스크(220) 표면에 인접되게 위치한 헤드(230)를 또한 포함하고 있다.The
헤드(230)는 각각의 디스크(220)의 자계를 감지하고 자화시킴으로써 회전하는 디스크(220)에서 정보를 읽거나 기록할 수 있다. 전형적으로 헤드(230)는 각 디스크(220)의 표면에 결합되어 있다. 비록 단일의 헤드(230)로 도시되어 설명되어 있지만, 이는 디스크(220)를 자화시키기 위한 기록용 헤드와 디스크(220)의 자계를 감지하기 위한 분리된 읽기용 헤드로 이루어져 있다고 이해되어야 한다. 읽기용 헤드는 자기 저항(MR : Magneto-Resistive) 소자로부터 구성되어 진다.The
헤드(230)는 슬라이더(231)에 통합되어 질 수 있다. 슬라이더(231)는 헤드(230)와 디스크(220) 표면 사이에 공기 베어링(air bearing)을 생성시키는 구조로 되어 있다. 슬라이더(231)는 헤드 짐벌 어셈블리(232)에 결합되어 있다. 헤드 짐벌 어셈블리(232)는 보이스 코일(241)을 갖는 엑츄에이터 암(240)에 부착되어 있다. 보이스 코일(241)은 보이스 코일 모터(VCM: Voice Coil Motor, 242)를 특정하는 마그네틱 어셈블리(250)에 인접되게 위치하고 있다. 보이스 코일(241)에 공급되는 전류는 베어링 어셈블리(260)에 대하여 엑츄에이터 암(240)을 회전시키는 토오크를 발생시킨다. 엑츄에이터 암(240)의 회전은 디스크(220) 표면을 가로질러 헤드(230)를 이동시킬 것이다.
정보는 전형적으로 디스크(220)의 환상 트랙 내에 저장된다. 각 트랙(270)은 일반적으로 복수의 섹터를 포함하고 있다. 각 섹터는 데이터 필드(data field)와 식별 필드(identification field)를 포함하고 있다. 식별 필드는 섹터 및 트랙(실린더)을 식별하는 그레이 코드(Gray code)로 구성되어 있다. 헤드(230)는 다른 트랙에 있는 정보를 읽거나 기록하기 위하여 디스크(220) 표면을 가로질러 이동된다.The information is typically stored in an annular track of the
도 3은 본 발명이 적용되는 서보 시스템의 블럭도이다.3 is a block diagram of a servo system to which the present invention is applied.
다이나믹 보상기(Dynamic Compensator, 300)는 서보 시스템에서 서보 제어기에 해당한다. 서보 제어기는 목표 위치(r)에 대한 트랙 추종 명령 및 측정된 헤드 위치(ym)에 의한 측정된 트랙 추종 오차(e)를 입력 받아 제어 신호를 출력한다.The
한편, 통상의 디스크 드라이브 서보 시스템에 사용되는 제어기는 복수의 제어기 계수를 갖는데, k개의 계수 X=[x1, x2, ... , xk]를 갖는 제어기 C는 C(z, X)로 표현될 수 있다.On the other hand, a controller used in a conventional disk drive servo system has a plurality of controller coefficients, and a controller C having k coefficients X = [x1, x2, ..., xk] is represented by C (z, X). Can be.
노치 필터(310)는 제어신호를 입력 받아 제어 신호에서 공진 성분을 제거한 신호를 출력한다.The
디지털 아날로그 변환기(DAC, 320)는 제어신호를 아날로그 신호로 변환하여 보이스코일 모터 제어신호(u)를 출력한다. The digital-to-analog converter (DAC) 320 converts the control signal into an analog signal and outputs the voice coil motor control signal u.
전력 증폭기(330)는 보이스코일 모터 제어신호(u)의 크기를 증폭시킨다.The
헤드 디스크 어셈블리(Head Disk Assembly, HDA, 340)는 보이스코일 모터 제어신호(u)를 입력받아 디스크 상에서 헤드를 이동시킨다.The head disk assembly (HDA) 340 receives the voice coil motor control signal u and moves the head on the disk.
아날로그 디지털 변환기(ADC, 350)는 헤드 디스크 어셈블리(340)으로부터 피드백(feed-back)된 신호를 디지털 신호로 변환하여 측정된 헤드 위치(ym)를 출력한다.The analog-to-digital converter (ADC) 350 converts the signal fed back from the
여기서, w, d, n은 각 위치에서의 외란(Run-Out)을 나타낸다.Here, w, d and n represent run-out at each position.
도 4는 본 발명에 따른 제어기 설계장치의 블럭도이다.4 is a block diagram of a controller design apparatus according to the present invention.
노치필터 계수 및 HSA 팩터 입력부(400)는 노치필터를 포함한 플랜트 모델 (P)을 구하기 위해 필요한 팩터들을 입력받고, 이 팩터들을 플랜트 모델 산출부(410)에 전송한다. 이 팩터들은 노치필터 계수를 포함하여 전류 증폭기 이득, 아날로그 디지털 변환기 이득, 디지털 아날로그 변환기 이득, 센서 이득 및 HSA의 주파수 응답에 관한 각종의 팩터들을 포함한다.The notch filter coefficients and the HSA
플랜트 모델 산출부(410)은 노치필터 계수 및 HSA 팩터 입력부(400)로부터 수신된 각종의 팩터들을 이용하여 노치필터를 포함한 플랜트 모델을 산출한다. 본 발명에서 플랜트 모델은 수학식으로 표현될 수 있고, 실제의 주파수 응답 특성을 시뮬레이션 하여주는 역할을 한다.The
등가 위치 외란 산출부(420)는 플랜트 모델 산출부(410)에서 산출한 플랜트 모델을 이용하여 드라이브의 등가 위치 외란(d*)을 연산하는 역할을 한다(수학식 3, 4 참조).The equivalent
평균 위치 추종 오차 연산부(430)은 등가 위치 외란 산출부(420)에서 구한 등가 위치 외란(d*)을 소정의 수학식에 대입하여 평균 위치 추종 오차를 연산한다(수학식 7 참조).The average position
제어기 파라미터 가변 입력부(435)는 랜덤의 제어기 파라미터값을 발생시키고, 이 값을 평균 위치 추종 오차 연산부(430)에 전송한다.The controller parameter
최적 제어기 파라미터 산출기(440)는 제어기 파라미터 가변 입력부(435)에서 입력된 제어기 파라미터가 복수의 플랜트 모델(P)에 대해서 소정의 안정도 규격을 만족하는 동시에, 평균 위치 추종 오차 연산부(430)에서 연산한 평균 위치 추종 오차를 최소가 되게 하는 제어기 파라미터 값을 산출하여 메모리(450)에 최적 제어기 파라미터로 저장한다. 이 최적 제어기 파라미터는 실제 드라이브의 설계시 제어기 파라미터로 사용되게 된다.The optimal
외란 측정값 입력부(460)는 직접 계측기로 측정한 드라이브의 외란 측정값을 입력하여 등가 위치 외란(d*)을 구할 수 있게 한다. 외란 측정값 입력부(460)는 본 발명의 일실시예에 따라 구비될 수 있다.The disturbance measurement
이때, 플랜트 모델(P)이란, 드라이브들의 전류(전력) 증폭기의 이득, 아날로그 디지털 변환기 이득, 디지털 아날로그 변환기 이득, 센서 이득 등을 노치 필터의 계수와 함께 고려한 복수의 헤드 스택 어셈블리(HSA)에 대한 수학적 모델이다.In this case, the plant model P refers to a plurality of head stack assemblies (HSAs) in which the gains of the current (power) amplifiers of the drives, the analog-to-digital converter gains, the digital-to-analog converter gains, the sensor gains, etc. are considered along with the coefficients of the notch filter. It is a mathematical model.
하드 디스크 드라이브의 HSA와 VCM의 기계적 특성은 주파수 응답 특성에 나타나는데, 이는 LDV(Lase Doppler Vibrometer) 등을 이용하여 측정할 수 있다, 이러한 주파수 응답은 적절한 시스템 식별(system identification) 프로그램을 통해 수학적 모델(상태공간 모델)로 변환된다.The mechanical characteristics of the HSA and VCM of the hard disk drive are shown in the frequency response characteristics, which can be measured using a Lase Doppler Vibrometer (LDV), etc. These frequency responses can be measured using a mathematical model (e.g. State space model).
VCM을 구동하기 위한 전력 증폭기(Power Amplifier)의 입출력 특성은 입력 잔압에 따른 출력 전류로 정의되고, DSA(Dynamic Signal Analyzer) 등을 이용하여 그 주파수 특성을 측정할 수 있다. 전력 증폭기 역시, 시스템 식별(system identification) 프로그램을 이용하여 수학적 모델로 변환할 수 있다. 디지털 아날로그 변환기(DAC) 및 아날로그 디지털 변환기(ADC)는 충분한 분해능을 가지므로 선형으로 근사화할 수 있다.The input / output characteristic of the power amplifier for driving the VCM is defined as an output current according to the input residual pressure, and the frequency characteristic can be measured using a dynamic signal analyzer (DSA). Power amplifiers can also be converted into mathematical models using system identification programs. Digital-to-analog converters (DACs) and analog-to-digital converters (ADCs) have sufficient resolution and can be approximated linearly.
위와 같은 수학적 모델은 다음의 수학식 1 및 2로 표현된다.Such a mathematical model is represented by the following equations (1) and (2).
수학식 1에서, 는 G(z)를 1/k의 주파수로 다운 샘플링(down sampling)하는 데시메이션(decimation) 연산자를, Z{ }는 z-변환 연산자를, Nm(z) 및 Ns(z)는 각각 다중 샘플링 노치 필터(Multi-rate Notch Filter) 및 1중 샘플링 노치 필터(Single-Rate Notch Filter)를 나타낸다. 또한, Td는 전체 시스템의 시간 지연을 나타낸다.In
수학식 2에서, tpa는 단위 각도당 트랙 개수를, Kadc는 아날로그 디지털 변환기 이득을, Kdac는 디지털 아날로그 변환기의 이득을 나타낸다. 또한, Pa(s)는 연속 시간계에서의 전력증폭기 모델을, Ph(s)는 연속 시간계에서의 VCM을 포함한 헤드 스택 어셈블리(HSA)의 모델을 나타낸다.In
이러한 수학적 모델은 HSA의 기구적 특성이 드라이브 및 헤드별로 다르므로 충분한 수량의 드라이브 및 헤드에 대해서 확보되어야 한다.This mathematical model must be secured for a sufficient number of drives and heads because the mechanical properties of the HSA are drive and head specific.
본 발명은 노치 필터를 제어기의 일부로 해석하는 대신에 노치 필터를 플랜트의 일부로 해석하여 노치 필터가 인가된 상태의 플랜트 모델을 사용한다. 그 이 유는 다음과 같다.Instead of interpreting the notch filter as part of the controller, the present invention uses the plant model with the notch filter applied by interpreting the notch filter as part of the plant. The reason for this is as follows.
드라이브 및 헤드별로 다른 공진 특성 때문에, 드라이브 시스템에 다중 샘플링 가변 노치 필터(Multi-rate Programmable notch Filter)가 사용된다. 그러나, 이러한 가변 노치 필터도 그 구현의 한계 및 위상 지연에 따른 추종 오차 증가 때문에 제한적으로 사용될 수밖에 없고 HSA의 공진 모드를 근복적으로 제거할 수 없다. 이러한 다중 샘플링 노치 필터는 제어기가 동작하는 주파수와 다를 수 밖에 없다. 그러므로, 전체 시스템의 안정성을 엄밀하게 해석하고 제어기의 성능을 추정하기 위해서는 다중 샘플링 해석 방법이 필요하다. 이와 같은 이유로, 노치 필터를 플랜트의 일부로 해석할 필요가 있는 것이다.Due to the different resonance characteristics of the drive and the head, a multi-sampling programmable notch filter is used in the drive system. However, such a variable notch filter can only be used in a limited manner due to the limitation of the implementation and the increase of the tracking error due to the phase delay, and thus can not eliminate the resonance mode of the HSA. This multi-sampling notch filter must be different from the frequency at which the controller operates. Therefore, in order to accurately analyze the stability of the whole system and to estimate the performance of the controller, a multiple sampling analysis method is required. For this reason, notch filters need to be interpreted as part of the plant.
도 5는 이산계에서, 노치필터를 포함한 플랜트 모델을 구하는 과정을 보여주는 보드 플롯이다.5 is a board plot showing a process of obtaining a plant model including a notch filter in a discrete system.
여기서, Gp(s)는 연속 시간계에서의 플랜트 모델의 주파수 응답 특성을 보여준다. Gp2(z)는 이산 시간계에서 2중 샘플링시의 플랜트 모델, Gp1(z)은 이산 시간계에서 1중 샘플링시의 플랜트 모델, MRF(z)는 이산 시간계에서 다중 샘플링 노치필터, SRF(z)는 1중 샘플링 노치필터의 주파수 응답 특성을 보여준다. 이산 시간계에서의 플랜트 모델에 MRF(z), SRF(z) 등을 적용한 주파수 응답 특성은 Gp(z)에 나타나 있다. 결국, 노치필터를 포함한 새로운 플랜트 모델은 Gp(z)가 된다.Here, Gp (s) shows the frequency response of the plant model in the continuous time system. Gp2 (z) is the plant model for double sampling in the discrete time system, Gp1 (z) is the plant model for single sampling in the discrete time system, MRF (z) is the multiple sampling notch filter, SRF ( z) shows the frequency response of the single sampling notch filter. The frequency response characteristics of applying MRF (z), SRF (z), etc. to the plant model in the discrete time system are shown in Gp (z). As a result, the new plant model including the notch filter is Gp (z).
도 6은 실제로 측정된 시스템의 주파수 응답 특성과 본 발명에 따른 수학적 모델의 주파수 응답 특성을 나타낸 보드 플롯이다.6 is a board plot showing the frequency response characteristics of a system actually measured and the frequency response characteristics of a mathematical model according to the present invention.
도 6에서, 실제 시스템의 주파수 응답 특성(Measured Data)은 시스템으로부 터 측정된 주파수 응답특성을 이용하여 재구성한 플랜트부의 전체 주파수 응답특성이다. 또한, 수학적 모델의 주파수 응답 특성(Fitted Model)은 노치필터, 아날로그 디지털 변환기 등의 주파수 응답 특성을 시스템 식별 프로그램을 이용하여 수학적 모델을 구한 후 이를 직렬 연결하여 도출한 전체 플랜트부의 수학적 모델의 주파수 응답 특성이다. 도 6에서, 본 발명에 따른 수학적 모델은 실제의 시스템을 잘 묘사하고 있다.In FIG. 6, the frequency response characteristic of the actual system is the total frequency response characteristic of the plant unit reconstructed using the frequency response characteristic measured from the system. In addition, the frequency response characteristic of the mathematical model (Fitted Model) is the frequency response of the mathematical model of the entire plant part derived from the serial response of the frequency response characteristics of the notch filter, the analog-digital converter, etc. using a system identification program. Characteristic. In Figure 6, the mathematical model according to the present invention depicts the actual system well.
위와 같이, 서보 시스템의 일부를 플랜트 모델(본 발명의 수학적 모델)로 대체하면 도 3의 서보 시스템은 도 7과 같이 된다.As described above, if a part of the servo system is replaced with a plant model (the mathematical model of the present invention), the servo system of FIG. 3 becomes as shown in FIG. 7.
도 7은 이산 시간계에서의 간략화된 서보 시스템의 블럭도이다.7 is a block diagram of a simplified servo system in a discrete time system.
제어기(700)은 목표 위치(r) 및 측정된 헤드 위치(ym)에 의한 측정된 트랙 추종 오차(e)를 입력 받고, 제어기 함수 C(z)에 따라 신호를 처리한 결과값으로 제어 신호를 출력한다.The
플랜트(Plant, 710)는 제어 신호를 입력 받아 노치 필터, 전류(전력) 증폭기, 아날로그 디지털 변환기, 디지털 아날로그 변환기의 동작을 플랜트 함수 Gp(z)에 따라 처리한 후, 그 결과값을 출력한다.The
이때, d*는 등가 위치 외란으로써, 도 1의 외란 w, d, n의 영향을 도 6의 서보 시스템에 그대로 반영한 것이다. d*= Gp * w + d + n 으로 표현된다. y는 실제 헤드 위치를 나타낸다. ym은 측정된 헤드 위치로써, ym= y + n 으로 표현된다.At this time, d * is an equivalent position disturbance, and reflects the influence of the disturbances w, d and n of FIG. 1 to the servo system of FIG. 6 as it is. d * = Gp * w + d + n y represents the actual head position. ym is the measured head position, expressed as ym = y + n.
이때, 통상의 디스크 드라이브 서보 시스템에서는 목표 위치 r=0으로 가정할 수 있으며, 추종 오차 e 또는 측정된 헤드 위치 ym은 다음의 수학식 3과 같이 나타 낼 수 있다.In this case, in the conventional disk drive servo system, the target position r = 0 may be assumed, and the tracking error e or the measured head position ym may be expressed by
여기서, S(z)는 감도 함수(Sensitivity Function)을 나타낸다. 선형 시스템 이론에 따라, d*는 측정된 위치 오차(측정된 헤드 위치) ym 과 감도 함수 S(z)로부터 계산 될 수 있다. 즉, 측정된 위치 오차(측정된 헤드 위치) ym 으로부터 추정된 등가 위치 외란 d*는 다음의 수학식 4와 같이 나타낼 수 있다.Here, S (z) represents a sensitivity function. According to the linear system theory, d * can be calculated from the measured position error (measured head position) ym and the sensitivity function S (z). That is, the equivalent position disturbance d * estimated from the measured position error (measured head position) ym may be expressed by Equation 4 below.
복수의 드라이브 및 헤드에 대해서 외란 d 및 플랜트 모델 Gp(z)는 각각 다르므로, 위치 추종 오차(측정된 헤드 위치) ym을 이용하여 추정된 등가 위치 외란 d* 도 드라이브 및 헤드별로 다르게 된다.Since the disturbance d and the plant model Gp (z) are different for the plurality of drives and the heads, the equivalent position disturbance d * estimated using the position tracking error (measured head position) ym is also different for each drive and head.
도 8은 본 발명에 따라 추정된 등가 위치 외란(d*)의 주파수 스펙트럼을 나탄낸다.8 shows the frequency spectrum of the equivalent position disturbance d * estimated according to the present invention.
도 8에서, 등가 위치 외란 중에서 NRRO는 비반복적인 외란 성분이고, RRO는 반복적인 외란 성분을 나타낸다. 도 8은 드라이브 및 헤드마다 다른 등가 위치 외 란(d*)의 스펙트럼의 평균값을 나타낸 것이다. 이와 같이 평균 위치 추종 오차를 구하기 위한 등가 위치 외란(d*)는 수학식에 의해 계산될 수도 있고, 당업계에서 현재 사용되는 외란 측정 장치를 이용하여 구해질 수도 있다.In FIG. 8, among equivalent position disturbances, NRRO represents a non-repetitive disturbance component, and RRO represents a repetitive disturbance component. FIG. 8 shows the mean values of the spectra of equivalent position disturbances (d *) different for each drive and head. As such, the equivalent position disturbance (d *) for obtaining the average position tracking error may be calculated by an equation, or may be calculated using a disturbance measuring device currently used in the art.
도 9는 본 발명의 흐름도이다.9 is a flow chart of the present invention.
먼저, 복수의 HSA에 대해 주파수 응답을 구하고, 주파수 응답을 이용하여 공진 주파수를 검출한 후, 검출된 공진 주파수에 대응하도록 복수의 HSA에 대한 각각의 노치 필터의 계수를 구한다(900 과정).First, a frequency response is obtained for a plurality of HSAs, a resonance frequency is detected using the frequency response, and then coefficients of respective notch filters for the plurality of HSAs are calculated to correspond to the detected resonance frequency (step 900).
구해진 노치 필터의 계수들을 고려하여 복수의 HSA에 대한 복수의 플랜트 모델(P)을 구한다(910 과정). 이때, 복수의 플랜트 모델(P)은 드라이브 및 헤드별로 다른 HSA의 특성을 반영한 각각의 수학적 모델로써, 이들의 집합 P로 간략하게 나타낼 수 있다.In
구해진 복수의 플랜트 모델(P)를 이용하여 등가 위치 외란(d*)을 구한다(920 과정). 플랜트 모델(P)를 구하는 과정은 상술한 바와 같다.The equivalent position disturbance d * is calculated using the obtained plurality of plant models P (step 920). The procedure for obtaining the plant model P is as described above.
마지막으로, 소정의 안정도 규격(Ms)을 만족하는 제어기 파라미터 중에서, 드라이브의 등가 위치 외란(d*)에 대한 평균 위치 추종 오차가 최소가 되게 하는 제어기 파라미터값을 산출하여 드라이브에 저장한다(930 과정).Finally, among the controller parameters satisfying the predetermined stability standard (Ms), a controller parameter value for minimizing the average position tracking error for the equivalent position disturbance (d *) of the drive is calculated and stored in the drive (step 930). ).
이때, 소정의 안정도 규격(Ms)은 이득 마진(GM), 위상 마진(PM), 고주파 벡터 마진(SPH) 등으로 정할 수 있다.In this case, the predetermined stability standard Ms may be determined by a gain margin GM, a phase margin PM, a high frequency vector margin SPH, and the like.
이때, 고주파 벡터 마진(SPH)은 고주파 영역에 존재하는 HSA의 공진 모드가 드라이브 및 헤드별로 많은 편차를 갖는 이유로 도입된 것이다. 특히, 디스크 드라 이브 시스템에서는 여러가지 보정(Calibration) 기법을 통해 저주파 영역에서의 이득 오차 및 위상 오차의 상당량이 보상될 수 있으므로, 고주파 벡터 마진을 따로 고려할 필요가 있는 것이다.In this case, the high frequency vector margin (SPH) is introduced because the resonance mode of the HSA existing in the high frequency region has a lot of variation for each drive and head. In particular, in a disk drive system, a large amount of gain error and phase error in a low frequency region can be compensated for through various calibration techniques, so it is necessary to consider high frequency vector margin separately.
이러한 고주파 벡터 마진(SPH)은 다음의 수학식 5에 의해 표현될 수 있다.This high frequency vector margin (SPH) can be represented by the following equation (5).
여기서 G는 개루프 시스템을 나타내고, wH는 임계 주파수를 나타낸다. 즉, 고주파 벡터 마진(SPH)은 주파수 w가 wH보다 큰 영역에서 개루프 시스템 G의 주파수 응답 특성의 복소수 표현 값과 복소평면 상의 -1과의 거리를 나타낸다. 이 값은 고전 제어 이론에 따르면 w>wH인 영역에서 벡터 마진에 해당하며 이 값이 클수록 시스템은 불안정해진다.Where G represents an open loop system and wH represents a critical frequency. In other words, the high frequency vector margin SPH represents the distance between the complex representation value of the frequency response characteristic of the open-loop system G and -1 on the complex plane in the region where the frequency w is greater than wH. This value, according to classical control theory, corresponds to a vector margin in the region where w> wH. The higher this value, the more unstable the system.
"제어기 C(z)가 플랜트 모델의 집합 P에 대해서 Ms 강인 안정하다"의 의미는 소정의 제어기 C(z, X), 다수의 플랜트 모델(Gp)로 이루어진 플랜트 모델의 집합 P 및 소정의 안정도 여유 규격 Ms=[Gm, Pm, Sh]에 대해서, 플랜트 모델의 집합 P에 속하는 임의의 플랜트 모델 Gp와 C(z)로 이루어진 개루프 시스템 G(z)=Gp(z) * C(z)가 다음의 수학식 6을 만족한다는 것을 의미한다.The meaning of "controller C (z) is Ms strong and stable with respect to set P of plant models" means set controller P (z, X), set P of plant models consisting of a number of plant models (Gp) and predetermined stability Open-loop system G (z) = Gp (z) * C (z) consisting of any plant model Gp and C (z) belonging to the set P of plant models, for margin standard Ms = [Gm, Pm, Sh] Means that the following Equation 6 is satisfied.
PM(G(z)) > PmPM (G (z))> Pm
-SPH(G(z)) < -Sh-SPH (G (z)) <-Sh
여기서, GM은 이득 마진, PM은 위상 마진, SPH는 고주파 벡터 마진을 나타낸다. 또한, Gm은 안정도 여유 규격의 이득 마진, Pm은 안정도 여유 규격의 위상 마진, Sh는 안정도 여유 규격의 고주파 벡터 마진을 의미한다.Where GM is a gain margin, PM is a phase margin, and SPH is a high frequency vector margin. In addition, Gm means gain margin of stability margin standard, Pm means phase margin of stability margin standard, and Sh means high frequency vector margin of stability margin standard.
한편, 고전 제어 이론(Parseval's Theorem)에 의하면, 제어기 C(z, x)가 주어지면, 주어진 플랜트 모델의 집합 P와 등가위치 외란 d에 대한 평균 위치 추종 오차 F(x, P)는 다음의 수학식 7과 같이 표현될 수 있다.On the other hand, according to the classical control theory (Parseval's Theorem), given the controller C (z, x), the average position tracking error F (x, P) for the set P of the given plant model and the equivalent position disturbance d is It can be expressed as Equation 7.
여기서, S(*, x, p)는 P에 속하는 개개의 플랜트 모델 p와 제어기 C(z, x)로 이루어 지는 개루프 시스템에 대한 감도 함수이며, F(x, P)는 최적 제어기 계수를 구하기 위한 평가함수(여기서는 평균 위치 추종 오차)이다.Where S (*, x, p) is a sensitivity function for an open-loop system consisting of individual plant model p belonging to P and controller C (z, x), where F (x, P) is the optimal controller coefficient. It is an evaluation function (here, average position tracking error).
도 10은 도 9에서 제어기 파라미터 값을 산출하여 드라이브에 저장하는 과정에 대한 상세 흐름도이다.FIG. 10 is a detailed flowchart illustrating a process of calculating and storing a controller parameter value in a drive in FIG. 9.
먼저, 카운트 값 k, 최적 파라미터(xopt)의 값, 목표 위치 r의 값, 최소 위치 추종 오차(yopt)값을 모두 초기화한다(1000 과정). 일 예로서, k=0, 최적 파라미터(xopt)의 값은 임의의 값으로, r은 0보다 작은 임의의 값으로, 최소 위치 추종 오차(yopt)는 1보다 매우 큰 값( >> 1)으로 설정할 수 있다.First, the count value k, the value of the optimal parameter xopt, the value of the target position r, and the minimum position tracking error yopt are all initialized (step 1000). As an example, k = 0, the value of the optimal parameter (xopt) is an arbitrary value, r is any value less than zero, and the minimum position tracking error (yopt) is a value very large (greater than 1) (>> 1). Can be set.
초기화가 끝나면, 카운트 값 k를 1만큼 증가시키고, k번째 카운트의 제어기 파라미터 x를 임의의 값으로 설정한다(1010 과정). 일 예로서, x= xopt + r* rand()의 식으로 구해질 수 있는데, rand()는 제어기 파라미터 x와 동일한 차수의 임의의 벡터 R을 나타낸다. 즉, 제어기 파라미터는 목표 위치의 증가에 따라, 일정부분 증가할 수 있으나, 그 증가 특성(증가량 등)은 임의의 벡터 R에 따라 다르게 된다. After the initialization, the count value k is increased by 1 and the controller parameter x of the k th count is set to an arbitrary value (step 1010). As an example, x = xopt + r * rand () may be obtained, where rand () represents any vector R of the same order as the controller parameter x. That is, the controller parameter may increase in part as the target position increases, but the increase characteristic (amount of increase, etc.) varies depending on an arbitrary vector R.
제어기 파라미터 x를 임의의 값으로 설정한 후, 플랜트 모델 P에 대해 제어기 C(z, x)가 시스템 안정도 규격 Ms를 만족하는지 판단한다(1020 과정). 제어기 C(z, x)가 시스템 안정도 규격 Ms를 만족하는지 판단하는 방법은 수학식 6에서 상술한 바와 같다.After setting the controller parameter x to an arbitrary value, it is determined whether the controller C (z, x) satisfies the system stability specification Ms for the plant model P (step 1020). The method of determining whether the controller C (z, x) satisfies the system stability standard Ms is as described above in Equation 6.
이때, 시스템 안정도 규격 Ms를 만족하지 못하면, 목표 위치 r을 증가시키고 1060 과정으로 진행한다(1040 과정). 이때, 시스템 안정도 규격 Ms를 만족하면, 다음의 과정(1030 과정)으로 진행한다.At this time, if the system stability standard Ms is not satisfied, the target position r is increased and the process proceeds to step 1060 (step 1040). At this time, if the system stability standard Ms is satisfied, the process proceeds to the following process (1030 process).
제어기 C(z, x)가 시스템 안정도 규격 Ms를 만족하는 제어기 파라미터를 대상으로, k번째 카운트의 평균 위치 추종 오차 F(x, P)가 k-1번째 카운트까지 구한 최소 위치 추종 오차(yopt)보다 작은지 판단한다(1030 과정).The minimum position tracking error (yopt) obtained by the average position tracking error F (x, P) of the kth count to the k-1th count, for the controller parameter that the controller C (z, x) satisfies the system stability standard Ms. Determine whether it is smaller (step 1030).
이때, k번째 카운트의 평균 위치 추종 오차 F(x, P)가 k-1번째 카운트까지 구한 최소 위치 추종 오차(yopt)보다 작지 않으면, 목표 위치 r을 증가시키고 1060 과정으로 진행한다(1040 과정). 이때, k번째 카운트의 평균 위치 추종 오차 F(x, P)가 k-1번째 카운트까지 구한 최소 위치 추종 오차(yopt)보다 작으면, k번째 카운트의 제어기 파라미터(x)를 최적 파라미터(xopt)로 설정하고, 이때의 평균 위치 추 종 오차(F(x,P)를 최소 위치 추종 오차(yopt)로 설정하고, 목표 위치 r을 감소시킨다(1050 과정). 이때, 목표 위치 r을 감소시키는 것은 지금까지 구한 최소 위치 추종 오차(yopt)가 시스템이 가질 수 있는 최소 위치 추종 오차에 해당하는지 확인하기 위함이다.At this time, if the average position tracking error F (x, P) of the k th count is not smaller than the minimum position tracking error yopt obtained until the k-1 th count, the target position r is increased and the process proceeds to step 1060 (step 1040). . At this time, if the average position tracking error F (x, P) of the kth count is smaller than the minimum position tracking error yopt obtained up to the k-1th count, the controller parameter x of the kth count is optimized parameter (xopt). In this case, the average position tracking error F (x, P) is set to the minimum position tracking error yopt, and the target position r is decreased (step 1050). This is to check whether the minimum position tracking error (yopt) obtained so far corresponds to the minimum position tracking error that the system can have.
다음, 카운트 k가 소정의 횟수보다 큰지 판단한다(1060 과정).Next, it is determined whether the count k is greater than a predetermined number of times (step 1060).
이때, 카운트 k가 소정의 횟수보다 크지 않으면, 1010 과정으로 돌아가 지금까지의 과정을 반복한다(1060 과정, 1010과정). 이때, 카운트 k가 소정의 횟수보다 크면, 위와 같은 반복을 마치고, 지금까지 구해진 최소 위치 추종 오차(yopt) 및 최적 파라미터 값(xopt)를 드라이브에 저장한다(1070 과정).At this time, if the count k is not greater than a predetermined number of times, the process returns to step 1010 and repeats the processes up to now (
이와 같은 과정을 통해, 소정의 안정도 마진을 만족하면서, 위치 추종 오차가 최소가 되게 하는 제어기 파라미터를 결정할 수 있다.Through this process, it is possible to determine a controller parameter for minimizing the position tracking error while satisfying a predetermined stability margin.
위와 같은 최적의 제어기 파라미터를 각각의 드라이브에 저장함으로써, 드라이브의 동작시 최적의 제어기 파라미터가 적용될 수 있다.By storing the optimum controller parameters as described above in each drive, the optimum controller parameters can be applied during operation of the drive.
도 11은 본 발명에 따른 최적의 제어기 파라미터를 구하는 과정의 개념도이다.11 is a conceptual diagram of a process of obtaining an optimal controller parameter according to the present invention.
도 11에서, 목표위치의 초기값 r0 및 제어기 파라미터의 초기값 x0에서 출발하여 위치 추종 오차가 최소가 되는 제어기 파라미터를 랜덤한 벡터 공간 R에 따라 탐색하는 과정이 도시되어 있다. x1은 1회 반복 후의 제어기 파라미터, x2는 2회 반복후의 제어기 파라미터, xm은 소정의 횟수(m)만큼 반복한 후의 제어기 파라미터로서, xm이 최적의 제어기 파라미터가 된다. 물론, 이와 같은 제어기 파라미터들은 플랜트 모델의 집합 P 중에서, 소정의 안정도 마진(Ms)을 만족시키는 플랜트 모델에 대한 제어기 파라미터이다.In FIG. 11, a process of searching for a controller parameter according to a random vector space R starting from an initial value r0 of the target position and an initial value x0 of the controller parameter and having a minimum position tracking error is illustrated. x1 is a controller parameter after one repetition, x2 is a controller parameter after two repetitions, and xm is a controller parameter after repeating a predetermined number of times (m), and xm is an optimal controller parameter. Of course, such controller parameters are the controller parameters for the plant model that satisfy a certain stability margin, Ms, among the set P of plant models.
도 12은 본 발명에 따른 결과를 보여주는 표이다.12 is a table showing the results according to the invention.
도 12은 안정도 마진 Ms에 대해, Gm= 5 dB, Pm= 33 deg, Sph= 2 dB로 하고, 소정의 반복 횟수는 200으로 하며, 목표 위치의 초기값을 0.5로 설정하여 시뮬레이션값 및 실험값을 비교하여 표시한 것이다. 특히, 벡터rand()의 성분은 -0.5와 0.5 구간 사이에 균일하게 분포하는 것으로 가정한 것이다. 도 12에서 위치 추종 오차(PES)는 평균 % 트랙폭으로 주어져 있다. 12 shows that the stability margin Ms is set to Gm = 5 dB, Pm = 33 deg, Sph = 2 dB, the predetermined number of repetitions is 200, and the initial value of the target position is set to 0.5 to obtain simulation values and experimental values. The comparison is shown. In particular, it is assumed that the components of the vector rand () are uniformly distributed between -0.5 and 0.5 intervals. In FIG. 12, the position tracking error PES is given as an average% track width.
시뮬레이션(Simultation) 결과는 실제 실험 결과와 거의 일치하고 있다. 즉 본 발명에서 수학식을 사용하여 구한 최적의 제어기 파라미터는 실험적으로 구해진 최적의 제어기 파라미터와 거의 일치한다는 것을 의미이다. 주목할 점은 모든 안정도 마진(GM, PM, SPH 등)을 만족하면서도 총 위치 추종 오차(PES)의 표준 편차는 9%나 감소했다는 사실이다.The simulation results are in close agreement with the actual experimental results. That is, it means that the optimal controller parameter obtained using the equation in the present invention is almost identical to the optimal controller parameter obtained experimentally. Note that the standard deviation of total position tracking error (PES) was reduced by 9% while satisfying all stability margins (GM, PM, SPH, etc.).
도 13는 본 발명에 따른 평균 주파수 스펙트럼의 변화를 보여준다.Figure 13 shows the change in the average frequency spectrum according to the present invention.
도 13에서, 최적화 후의 위치 추종 오차(PES)의 주파수 스펙트럼을 보면, 특히 저주파 영역에서 최적화 전보다 크기가 감소되었는데, 이는 주로 대역폭의 증가에 기인한다. 물론, 안정도 마진이 무시할 수 있을 만큼의 작은 정도로 감소한 것은 사실이다.In FIG. 13, looking at the frequency spectrum of the position tracking error (PES) after optimization, the size is reduced in particular in the low frequency region than before optimization, mainly due to the increase in bandwidth. Of course, stability margins have been reduced to a negligible extent.
본 발명에서는 평균 위치 추종 오차를 이용하여 제어기 파라미터를 구했으나, 다른 평가 함수를 이용하여 제어기 파라미터를 구할 수도 있다.In the present invention, the controller parameter is obtained using the average position tracking error, but the controller parameter may be obtained using another evaluation function.
본 발명에서는 평균 위치 추종 오차가 최소가 되게 하는 제어기 파라미터를 구했으나, 복수의 플랜트 모델에 대해 제어기 파리미터를 가변시키면서 위치 추종 오차의 최대값을 생성시키지 않는 제어기 파라미터를 최적 제어기 파라미터로 산출할 수 있다.In the present invention, a controller parameter for minimizing the average position tracking error is obtained, but a controller parameter for varying the controller parameters for a plurality of plant models and not generating a maximum value of the position tracking error can be calculated as an optimal controller parameter. .
본 발명은 도면에 도시된 일 실시예를 참고로 하여 설명하였으나 이는 예시적인 것에 불과하며 당해 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 실시예의 변형이 가능하다는 점을 이해할 것이다. 그러나, 이와 같은 변형은 본 발명의 기술적 보호범위내에 있다고 보아야 한다. 따라서, 본 발명의 진정한 기술적 보호범위는 첨부된 특허청구범위의 기술적 사상에 의해서 정해져야 할 것이다.Although the present invention has been described with reference to one embodiment shown in the drawings, this is merely exemplary and will be understood by those of ordinary skill in the art that various modifications and variations can be made therefrom. However, such modifications should be considered to be within the technical protection scope of the present invention. Therefore, the true technical protection scope of the present invention will be defined by the technical spirit of the appended claims.
상술한 바와 같이, 본 발명에 의하면, 복수의 HSA에 대해 노치필터를 포함한 플랜트 모델의 집합 P를 구하고, 집합 P에서 소정의 안정도 마진(Ms)을 만족시키는 제어기 계수 중에서, 플랜트 모델로부터 구해지는 위치 추종 오차가 최소가 되게 하는 제어기 계수를 산출함으로써, 드라이브가 최적의 성능을 갖으면서도 드라이브 및 헤드별 특성 편차에 대해 안정한 특성을 갖게 하는 효과가 있다.As described above, according to the present invention, a set P of a plant model including a notch filter is obtained for a plurality of HSAs, and a position obtained from the plant model among controller coefficients satisfying a predetermined stability margin Ms in the set P. By calculating a controller coefficient that minimizes the tracking error, there is an effect that the drive has stable characteristics against drive and head-specific characteristic variations while having optimal performance.
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