KR100556449B1

KR100556449B1 - Coded Orthogonal Frequency Division Multiple Demodulation Device

Info

Publication number: KR100556449B1
Application number: KR1019980016634A
Authority: KR
Inventors: 이원철
Original assignee: 엘지전자 주식회사
Priority date: 1998-05-09
Filing date: 1998-05-09
Publication date: 2006-04-21
Also published as: KR19990084695A

Abstract

송신측에서 전송한 파일롯 신호를 디매핑 과정에 이용하는 COFDM 복조장치에 관한 것으로서, FFT된 신호로부터 산발 파일롯 정보를 추출하여 전송된 캐리어의 채널 왜곡 상태를 검출하는 채널 상태 검출부와, 상기 채널 상태 검출부의 출력을 이용하여 신호 전력을 계산한 후 정규화하여 채널 상태 정보(CSI) 값으로 출력하는 전력 계산부와, FFT된 신호를 등화한 후 전송된 별자리에 맞게 각각의 비트에 따라 각기 필요한 영역으로 분할하는 영역 검출부와, 상기 영역 검출부에서 각기 영역에 의해 분할된 값에 상기 전력 계산부의 CSI 값과 곱하고 상기 각각 곱해진 값의 차이를 양자화하는 디시젼 및 양자화부를 포함하여 구성되어, 파일롯 정보를 이용하여 전송된 캐리어의 채널에 대한 왜곡 정도를 추출하고 이를 디매핑 과정의 소프트 디시젼에 반영함으로써, 종래의 비터비 디코더를 그대로 사용하면서 COFDM 시스템의 전체 성능을 향상시킬 수 있다.A COFDM demodulation device using a pilot signal transmitted from a transmitting side in a demapping process, the apparatus comprising: a channel state detection unit for extracting scattered pilot information from an FFT signal and detecting a channel distortion state of a transmitted carrier; The power calculation unit calculates the signal power using the output, then normalizes it, and outputs it as channel state information (CSI) value, and equalizes the FFT signal and divides it into necessary areas according to each bit according to the transmitted constellation. And a region and a quantization unit for multiplying the values divided by the respective regions by the region in the region detecting unit with the CSI value of the power calculating unit and quantizing the difference between the multiplied values, and transmitting the data using pilot information. By extracting the distortion of the channel of the carrier and reflecting it to the soft decision of the demapping process In addition, it is possible to improve the overall performance of the COFDM system while using the conventional Viterbi decoder.

Description

Coded Orthogonal Frequency Division Multiple Demodulation Device

본 발명은 다중 캐리어를 사용하는 부호화 직교 주파수 분할 다중(Coded Orthogonal Frequency Division ; COFDM) 시스템에 관한 것으로서, 특히 송신단에서 보내어진 파일롯 신호를 디매핑 과정에 이용하는 COFDM 복조 장치에 관한 것이다.The present invention relates to a Coded Orthogonal Frequency Division (COFDM) system using multiple carriers, and more particularly, to a COFDM demodulation device using a pilot signal transmitted from a transmitter for demapping.

디지털 TV의 전송 방식에는 크게 지금까지의 전송 방식과 같이 하나의 단일 캐리어를 이용하는 싱글 캐리어 변조(Modulation) 방식과 복수의 다중 캐리어를 이용하여 원하고자 하는 데이터를 전송하는 멀티 캐리어 변조 방식으로 구분할 수 있다. 즉, 상기 디지털 TV의 전송 방식은 하나의 단일 캐리어를 이용하는 잔류 측파대(Vestigial Side Band ; VSB) 방식과 복수개의 캐리어를 이용하는 COFDM 방식으로 구분된다.Digital TV transmission can be classified into a single carrier modulation method using a single carrier and a multicarrier modulation method for transmitting desired data using a plurality of multiple carriers. . That is, the transmission method of the digital TV is divided into a residual side band (VSB) method using one single carrier and a COFDM method using a plurality of carriers.

이중에서 복수의 다중 캐리어를 사용하는 COFDM 방식은 다중 경로 채널에 의한 신호의 손상을 쉽게 복원할 수 있는 특징이 있으며 기존의 싱글 캐리어와는 달리 SFN(Single Frequency Network)이 가능한 것도 하나의 특징이다.The COFDM scheme using a plurality of multi-carriers, among others, has a feature of easily recovering signal damage caused by a multi-path channel, and a single frequency network (SFN) is possible, unlike a conventional single carrier.

그리고, 이러한 COFDM은 데이터를 QAM(Quadrature Amplitude Modulation)이라는 방식으로 매핑하여 전송을 하는데 주로 사용되는 변조 방식은 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), 16-QAM, 64-QAM이다. In addition, the COFDM maps data in a manner called quadrature amplitude modulation (QAM) and transmits the modulation schemes that are mainly used for quadrature phase shift keying (QPSK), 16-QAM, and 64-QAM.

즉, COFDM 방식에 의해 원하는 데이터를 전송하려면 우선 상기된 3가지 변조 방법 중의 한가지로 데이터를 매핑하여 역 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform ; IFFT)을 거친 후 보호 구간(Guard Interval)을 삽입하여 전송한다. 전송된 데이터는 수신단에서 송신단의 역 과정을 거치게 되는데 먼저 FFT를 한 후 다시 전송된 데이터의 매핑 방법에 따라 이를 역으로 디매핑하면 된다. That is, in order to transmit desired data by the COFDM method, the data is first mapped by one of the three modulation methods described above, subjected to an Inverse Fast Fourier Transform (IFFT), and then inserted by a guard interval. do. The transmitted data undergoes the reverse process of the transmitting end at the receiving end. First, the FFT is performed and then de-mapped in reverse according to the mapping method of the transmitted data.

이러한 데이터의 디매핑 방법은 예를 들어, BPSK와 같은 바이너리(Binary) 데이터의 전송에는 하드 디시젼을 주로 사용하였으나 다치 변조화되면서 3비트 또는 4비트의 소프트 디시젼으로 전송된 데이터를 디매핑하고 있다.This method of demapping data, for example, mainly used hard decision for transmission of binary data such as BPSK, but demapping data transmitted in 3 or 4 bit soft decision by multi-value modulation. have.

도 1은 16-QAM에 있어서의 종래의 소프트 디시젼의 한 방법을 나타내고 있다.Figure 1 shows one method of a conventional soft decision in 16-QAM.

즉, 수신된 데이터는 FFT와 주파수, 시간의 동기(Synchronization), 및 등화기를 거친 후 디매핑을 하게 되는데, 도 1의 방법은 우선 수신되는 데이터를 실수 데이터와 허수 데이터로 구분한 후 송신단에서 전송한 원래의 데이터와의 거리 차이 △x와 △y를 각각 구하고 이 거리의 차이에 따라 각각 원하는 비트의 수로 소프트 디시젼을 하여준다. In other words, the received data is subjected to FFT and frequency, time synchronization, and equalization, and then demapping. In the method of FIG. 1, the received data is first divided into real data and imaginary data, and then transmitted from the transmitter. The distance difference [Delta] x and [Delta] y from the original data is obtained, respectively, and soft decision is performed with the desired number of bits according to the difference of the distance.

이러한 방법은 원래의 송신단에서 전송된 데이터와 수신단에서 수신된 데이터와의 거리의 차이를 이용하여 각각 원하는 비트의 수로 소프트 디시젼하는 방법으로, 지금까지 단일 캐리어를 이용하는 전송 방식에서 널리 이용되어온 방식인데, 수신된 별자리(Constellation)의 각각의 심볼이 어느 정도 채널에 의해 왜곡되었는지를 반영하지 않고 모든 수신 데이터에 대해 동일한 가중치를 주어 디매핑하고 있다.This method uses the difference in distance between the data transmitted from the original transmitter and the data received at the receiver to soft decision each desired number of bits. This method has been widely used in a transmission method using a single carrier. The demapping is performed by equally weighting all received data without reflecting the degree of distortion of each symbol of the received constellation.

한편, 여러개의 캐리어를 이용하는 COFDM과 같은 전송 방식에서는 전송된 각각의 QAM 심볼이 하나의 전송된 캐리어에 해당되기 때문에 이러한 각각의 심볼이 어느 정도 채널에 의해 왜곡되었는지를 반영하지 않고 모든 수신 데이터에 대해 동일한 가중치를 주어 디매핑하게 되면 시스템의 성능을 열화시키게 된다. 특히 채널에 간섭이 작용하여 각각의 캐리어의 간섭 정도가 다른 경우에도 종래의 방법은 각각의 캐리어의 변화를 추적하여 디매핑을 하지 않으므로, 이 경우에는 시스템의 성능이 더욱 열화된다.On the other hand, in a transmission scheme such as a COFDM using multiple carriers, since each transmitted QAM symbol corresponds to one transmitted carrier, it is determined for all received data without reflecting how much of each symbol is distorted by the channel. Demapping with the same weight will degrade the system's performance. In particular, even when interference occurs in a channel and the interference degree of each carrier is different, the conventional method does not demap by tracking the change of each carrier, so the performance of the system is further deteriorated in this case.

본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위한 것으로서, 본 발명의 목적은 송신단에서 전송한 파일롯 정보로부터 각각의 액티브 캐리어의 신호 전력을 계산하여 전송된 캐리어의 채널 상태를 알아내고 이를 디매핑 과정에 이용하여 시스템의 성능을 향상시키는 COFDM 복조 장치를 제공함에 있다.The present invention is to solve the above problems, an object of the present invention is to calculate the signal power of each active carrier from the pilot information transmitted from the transmitter to find the channel state of the transmitted carrier and use it in the demapping process By providing a COFDM demodulation device to improve the performance of the system.

상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 COFDM 복조 장치는, COFDM의 전송 방식이 다중 캐리어를 이용한다는 점과 또한 전송시에 일정한 위치에 파일롯이라는 신호를 전송한다는 점을 이용하여 전송된 QAM 신호의 디매핑 과정에서 상기 파일롯 정보로부터 전송된 캐리어의 채널 상태를 알아내고 이를 다시 디매핑 과정에 이용함을 특징으로 한다.The COFDM demodulation device according to the present invention for achieving the above object is a QAM signal transmitted by using the fact that the transmission method of the COFDM uses a multi-carrier and also transmits a signal called a pilot to a certain position during transmission In the demapping process, the channel state of the carrier transmitted from the pilot information is found and used again in the demapping process.

이러한 COFDM 복조 장치에 의해 본 발명은 종래의 비터비 디코더를 그대로 사용하면서 전체 시스템의 성능을 향상시킬 수 있다.By such a COFDM demodulation device, the present invention can improve the performance of the entire system while using a conventional Viterbi decoder.

본 발명의 다른 목적, 특징 및 잇점들은 첨부한 도면을 참조한 실시예들의 상세한 설명을 통해 명백해질 것이다.Other objects, features and advantages of the present invention will become apparent from the following detailed description of embodiments taken in conjunction with the accompanying drawings.

이하, 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부도면을 참조하여 상세히 설명한다.Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.

도 2는 본 발명에 따른 COFDM 복조 장치의 일부로서, 등화기의 구조와 파일롯 신호를 추출하여 채널 상태 정보를 얻는 과정을 나타내고 있다.2 shows a process of obtaining channel state information by extracting a structure and a pilot signal of an equalizer as part of a COFDM demodulation device according to the present invention.

도 2를 보면, FFT된 신호로부터 산발(Scattered) 파일롯 신호를 추출하는 파일롯 추출부(21), 송신단에서 삽입한 파일롯 신호와 동일한 파일롯 신호를 기준값(ref)으로 출력하는 기준값 출력부(22), 추출된 산발 파일롯 신호를 기준값 출력부(22)의 기준값으로 나누어 채널의 상태를 검출하는 왜곡 검출부(23), 상기 왜곡 검출부(23)의 출력에 대해 시간축으로 보간하는 시간축 보간부(24), 이를 다시 주파수축으로 보간하는 주파수축 보간부(25), 시간축 보간과 주파수축 보간에 필요한 필터 계수를 저장하는 필터 뱅크(26), FFT된 데이터를 상기 파일롯 추출 및 보간 시간만큼 지연시키는 지연기(27), 및 상기 주파수축 보간부(25)의 출력을 이용하여 상기 지연기(27)에서 지연된 데이터를 등화하는 등화기(28)로 구성된다.2, a pilot extractor 21 for extracting a scattered pilot signal from an FFT signal, a reference value output unit 22 for outputting a pilot signal identical to a pilot signal inserted by a transmitter as a reference value ref, Distortion detector 23 for detecting the state of the channel by dividing the extracted scattered pilot signal by the reference value of the reference value output unit 22, the time axis interpolator 24 for interpolating the output of the distortion detector 23 in the time axis, A frequency axis interpolator 25 for interpolating the frequency axis again, a filter bank 26 for storing filter coefficients necessary for time axis interpolation and frequency axis interpolation, and a delayer 27 for delaying the FFT data by the pilot extraction and interpolation time. And an equalizer 28 that equalizes data delayed by the delay unit 27 by using the output of the frequency axis interpolation unit 25.

즉, COFDM에서는 송신단에서 전송하려는 데이터 이외에도 PN 시퀀스를 이용한 파일롯을 전송하려는 데이터 사이 사이에 전송하는데, 이 파일롯 신호를 수신단에서 수신을 한 후 송신단에서 송신한 원래의 파일롯 값으로 나누어주면 전송단에서 생기는 채널의 왜곡 정도를 추출해 낼 수 있다. 바로 이러한 원리에 의해 추출된 채널의 왜곡 정도를 이용하여 수신단의 등화기(28)에서 등화를 행한다.In other words, the COFDM transmits a pilot signal using a PN sequence in addition to the data to be transmitted by the transmitter, and divides the pilot signal by the original pilot value transmitted by the transmitter after receiving at the receiver. The distortion level of the channel can be extracted. Equalization is performed in the equalizer 28 of the receiver by using the distortion degree of the channel extracted by this principle.

이를 위해 수신된 COFDM 신호는 제일 먼저 FFT를 행하게 되는데, 이는 송신단에서 IFFT를 행하여 송신을 하였기 때문이다. FFT된 신호는 파일롯 추출부(21)와 지연기(27)로 동시에 입력되며, 상기 파일롯 추출부(21)는 FFT된 신호로부터 산발 파일롯 신호를 추출하여 왜곡 검출부(23)로 출력한다. 이때, 기준값 출력부(22)에서는 이미 송신단에서 송신된 원래의 파일롯을 기준값(ref)으로 하여 상기 왜곡 검출부(23)로 출력한다. 그러므로, 상기 왜곡 검출부(23)에서는 상기 추출된 산발 파일롯 신호를 기준 값으로 나눈 후, 나눈 값을 채널 메모리(도시하지 않음.)에 저장한다. 여기서, FFT후에 산발 파일롯을 추출하려면 FFT 전단에서의 정확한 FFT 윈도우가 생성되어 FFT가 올바르게 이루어져야 한다.To this end, the received COFDM signal first performs FFT because the transmitter performs IFFT to transmit. The FFT signal is simultaneously input to the pilot extractor 21 and the retarder 27, and the pilot extractor 21 extracts the scattered pilot signal from the FFT signal and outputs it to the distortion detector 23. At this time, the reference value output section 22 outputs the original pilot transmitted from the transmitter to the distortion detector 23 using the original pilot as the reference value ref. Therefore, the distortion detector 23 divides the extracted scattered pilot signal by a reference value and stores the divided value in a channel memory (not shown). Here, in order to extract the scattered pilot after the FFT, an accurate FFT window at the front end of the FFT is generated so that the FFT is correctly performed.

그리고, 상기 왜곡 검출부(23)의 출력은 시간축 보간부(24)와 주파수축 보간부(25)에 순차적으로 입력되어, 도 3에 도시된 바와같이 먼저 수신단 심볼에서 시간축으로 보간을 한 후 다시 주파수 축으로 보간을 한다. 따라서, 이미 알고 있는 산발 파일롯으로부터 보간에 의해 우리가 실제 알고자 하는 필요한 액티브 캐리어의 채널 특성을 유추할 수 있게된다.In addition, the output of the distortion detector 23 is sequentially input to the time axis interpolator 24 and the frequency axis interpolator 25, and as shown in FIG. Interpolate with the axis. Thus, interpolation from a known scattering pilot allows us to infer the channel characteristics of the required active carrier that we really want to know.

즉, 도 3을 보면, 검은 부분은 산발 파일롯의 위치를 나타내고 흰 부분은 액티브 캐리어 즉, 전송하려는 데이터 부분을 나타내는데, 각각 전송단에서 삽입된 산발 파일롯의 위치는 주파수 축상에서 보면 12개의 캐리어마다 삽입이 되어 있고 시간축상으로는 4개의 심볼마다 삽입되어 있다. 따라서, 채널 메모리에 저장된 데이터를 우선 시간축상으로 보간을 행한 후 다시 주파수 축상으로 보간을 행한다. 이렇게 채널 메모리에 저장된 데이터를 각각 시간축과 주파수축으로 보간을 행하게 되면 최종적인 채널의 추정(Estimation) 값(α)이 얻어지게 된다.That is, in FIG. 3, the black portion represents the position of the scattered pilot and the white portion represents the active carrier, that is, the data portion to be transmitted. The positions of the scattered pilot inserted at each transmitter are inserted every 12 carriers on the frequency axis. And every four symbols are inserted on the time axis. Therefore, data stored in the channel memory is first interpolated on the time axis, and then interpolated on the frequency axis. When the data stored in the channel memory are interpolated on the time axis and the frequency axis, respectively, the final estimation value α is obtained.

그리고, FFT된 신호를 지연기(27)에서 산발 파일롯 신호를 추출하고 보간을 행하는데 걸리는 시간만큼 지연시킨 후 등화기(28)로 출력하고, 등화기(28)에서 지연 데이타를 채널의 추정 값(α)으로 나누어주면 채널에 의해 왜곡된 캐리어의 보상이 이루어지게 된다. The delayed signal is delayed by the time taken to extract the scattered pilot signal from the delayer 27 and interpolated, and then output to the equalizer 28. The equalizer 28 outputs delayed data to the estimated value of the channel. Dividing by (α) compensates for the carriers distorted by the channel.

여기서, 먼저 시간축 상으로 보간을 행하는 이유는 시간축 상으로 먼저 보간을 행하게 되면 주파수축 상으로는 파일롯이 12개 캐리어마다 존재하는 것이 아니라 4개마다 존재하는 결과가 되므로 주파수 축상의 파일롯 캐리어 거리가 3분의 1로 줄어드는 효과를 기대할 수 있다. 또한, 시간축으로는 동일 캐리어이므로 각 캐리어의 파워가 비슷하며, 4개마다 파일롯 신호가 존재하므로 주파수 축상에서보다 보간이 용이하고 정확하기 때문이다. 즉, 주파수 축상으로는 서로 다른 캐리어이므로 각 캐리어의 파워도 서로 달라 그만큼 보간도 어렵고 부정확해진다.Here, the reason for interpolating on the time axis first is that interpolation on the time axis first results in the pilot not being present in every 12 carriers but in every four carriers on the frequency axis. You can expect the effect to decrease to 1. In addition, since the power of each carrier is similar because it is the same carrier on the time axis, and since four pilot signals exist, interpolation is easier and more accurate than on the frequency axis. That is, since the carriers are different on the frequency axis, the powers of the carriers are also different, which makes the interpolation difficult and inaccurate.

이렇게 각각의 보간에 의해 얻어진 채널의 추정 정보는 등화기(28)에서 수신된 캐리어를 나누어 줌으로써 채널에 의해 왜곡된 캐리어를 보상할 수 있으며, 또한 이 값은 다시 디맵퍼에서도 이용이 되어 시스템 전체의 성능을 향상시킬 수 있다.In this way, the estimated information of the channel obtained by each interpolation can compensate for the carriers distorted by the channel by dividing the carriers received by the equalizer 28, and this value is again used in the demapper to It can improve performance.

한편, 도 4는 본 발명에 따른 디맵퍼의 구성 블록도로서, 상기 등화기(28)의 출력 신호를 전송된 별자리(Constellation)에 맞게 각각의 비트에 따라 각기 필요한 영역으로 분할하는 영역 검출부(41), 상기 주파수축 보간부(25)의 채널 추정값을 입력받아 신호 전력을 계산하는 전력 계산부(42), 상기 전력 계산부(42)의 출력을 정규화(Normalization)하여 채널 상태 정보(Channel State Information ; CSI)를 출력하는 정규화부(43), 상기 영역 검출부(41)의 출력에 상기 정규화부(43)의 채널 상태 정보를 적용하여 소프트 디시젼 및 양자화를 수행하는 디시젼 및 양자화부(44), 상기 양자화된 데이터에 대해 심볼 디인터리빙과 비트 인터리빙을 수행하는 내부 디인터리버(45), 및 내부 디인터리빙된 데이터에 대해 1 또는 0을 판정하는 비터비 디코더(46)로 구성된다. 4 is a block diagram illustrating a demapper according to the present invention, in which an output signal of the equalizer 28 is divided into regions required according to respective bits according to transmitted constellations. ), A power calculation unit 42 that receives the channel estimation value of the frequency axis interpolation unit 25 and calculates signal power, and normalizes an output of the power calculation unit 42 to channel state information. A normalization unit 43 for outputting the CSI, and a decision and quantization unit 44 for performing soft decision and quantization by applying channel state information of the normalization unit 43 to the output of the area detection unit 41. The internal deinterleaver 45 performs symbol deinterleaving and bit interleaving on the quantized data, and the Viterbi decoder 46 determines 1 or 0 on the internal deinterleaved data.

이와 같이 구성된 도 4를 보면, 상기 등화기(28)에서 출력되는 각각의 캐리어의 값은 영역 검출부(region detector)(41)로 입력된다. 상기 영역 검출부(41)는 등화기(28)의 출력 신호를 전송된 별자리(Constellation)에 맞게 각각의 비트에 따라 각기 필요한 영역의 값 d(n,k,1),d(n,k,0)으로 출력하며, 이렇게 각기 영역의 값 d(n,k,1),d(n,k,0)은 다시 일정한 관계식에 의해 계산이 되어 각기 어떠한 비트 1이나 0의 상태 정보로 쓰일 수 있다. Referring to FIG. 4 configured as described above, the value of each carrier output from the equalizer 28 is input to a region detector 41. The area detector 41 outputs the output signal of the equalizer 28 according to the transmitted constellation according to each bit, and the values d (n, k, 1) and d (n, k, 0 ), And the values d (n, k, 1) and d (n, k, 0) of each area can be calculated by a constant relation and used as status information of any bit 1 or 0.

도 5의 (a) 내지 (d)는 영역 검출부(41)의 데이터 판별 과정을 나타낸 것으로서, 4비트가 한 심볼로 이루어지는 16-QAM으로 전송된 경우의 예를 나타내고 있다. 즉, 16-QAM으로 전송된 경우 1 심볼은 4비트로 이루어져 있으므로 실수축과 허수축으로 각각 2비트씩 구분을 할 수 있다. 즉, 4비트중 첫 번째, 세 번째 비트가 실수축으로 할당되면 두 번째, 네 번째 비트는 허수축으로 할당된다. 도 5는 실수축과 허수축의 전송 비트의 값을 -3,-1,1,3에 따라서 각각 10,11,01,00으로 매핑한 경우의 예를 나타내고 있다. 5A to 5D show a data discrimination process of the area detection unit 41, and show an example in which 4 bits are transmitted in 16-QAM composed of one symbol. That is, when transmitted in 16-QAM, since one symbol consists of 4 bits, two bits can be distinguished from each of the real axis and the imaginary axis. That is, if the first and third bits of 4 bits are allocated to the real axis, the second and fourth bits are allocated to the imaginary axis. FIG. 5 shows an example in which the values of the transmission bits of the real axis and the imaginary axis are mapped to 10, 11, 01, 00 according to -3, -1, 1, 3, respectively.

따라서, 우선 등화기(28)로부터 출력되는 신호는 먼저 실수축의 첫 번째 비트의 영역을 결정하기 위해 등화기(28)의 출력신호 z(n,k)(이는 n번째 심볼의 k번째 캐리어를 나타낸다.)가 1보다 큰지 아니면 -1보다 작은지의 여부를 판단한다(도 5의 c). 만약 1보다 크면 이 영역은 도 5의 (d)와 같이 첫 번째 비트가 전부 0으로 전송되었기 때문에 도 5의 (b)와 같이 -1을 출력하고, -1보다 작으면 이 영역은 첫 번째 비트가 전부 1로 전송되었기 때문에 1을 출력한다. 또한 0과 1의 경계 지점으로 쓰일 수 있는 -1에서 1까지의 영역에 있으면 각각 입력되는 신호 즉, z(n,k)와 -｜z(n,k)｜신호를 출력한다.Therefore, first, the signal output from the equalizer 28 first represents the output signal z (n, k) of the equalizer 28, which is the kth carrier of the nth symbol, to determine the area of the first bit of the real axis. It is determined whether.) Is greater than 1 or less than -1 (c in FIG. 5). If it is larger than 1, this area outputs -1 as shown in FIG. 5 (b) because the first bit is transmitted as 0 as shown in (d) of FIG. 5, and if it is smaller than -1, this area is the first bit. Outputs 1 since all were sent as 1. In addition, if there is a region from -1 to 1, which can be used as a boundary point between 0 and 1, an input signal, i.e., z (n, k) and-| z (n, k) |

또한, 실수축의 두 번째 비트도 도 5의 (a)에 도시한 바와 같이 각기 입력되는 값에 따라 첫 번째 비트의 출력 방법과 같은 원리에 따라 적절한 값으로 출력을 내보내게 된다. 그리고, 허수축의 경우에도 본 예 도 5와 같이 영역을 구분할 수 있다.Also, as shown in FIG. 5A, the second bit of the real axis also outputs an appropriate value according to the same principle as the output method of the first bit. In the case of the imaginary axis, the regions can be divided as shown in FIG. 5.

이렇게 상기 영역 검출부(41)에서 구분된 값은 d=(n,k,1) = ｜1 + b(n,k)｜², d=(n,k,0) = ｜-1 + b(n,k)｜² 의 관계식에 의해 각기 계산되어 디시젼 및 양자화부(44)로 출력된다. 여기서, b(n,k)는 1, -1, z(n,k), -z(n,k), 2-｜z(n,k)｜중 하나이며, 영역 검출부(41)의 출력 d=(n,k,1), d=(n,k,0)는 1/0에 대해 얼마나 근접하는가를 나타낸다.Thus, the divided values in the area detection unit 41 are d = (n, k, 1) = | 1 + b (n, k) | ² , d = (n, k, 0) = | -1 + b ( n, k) | ² are respectively calculated by the relational expression and are output to the decision and quantization unit 44. Here, b (n, k) is one of 1, -1, z (n, k), -z (n, k), 2- | z (n, k) |, and the output of the area detector 41 d = (n, k, 1) and d = (n, k, 0) indicate how close to 1/0.

한편, 상기 주파수축 보간부(25)에서 출력되는 채널 추정값(α)은 각기 수신된 액티브 캐리어의 전력을 계산하는 신호 전력 계산부(42)로 입력되어 각 액티브 캐리어의 신호 전력이 계산된다. 즉, 신호 전력은 전압의 제곱이므로 상기 주파수축 보간부(25)에서 출력되는 채널 추정 값(α)의 크기 예컨대, 수신된 신호의 진폭을 제곱하면 구해진다. 그리고, 상기 신호 전력을 채널 상태 정보(CSI)로 사용한다. 이때, 노이즈에 의해 각 액티브 캐리어의 진폭 차이가 커질경우 이를 그대로 채널 상태 정보로 사용하면 많은 정보가 필요하게 되므로 정규화부(43)에서 심볼 단위의 CSI 값의 평균이 1이 되도록 정규화한 후 정규화된 CSI 값을 디시젼 및 양자화부(44)로 출력한다.On the other hand, the channel estimate value α output from the frequency axis interpolator 25 is input to the signal power calculator 42 for calculating the power of the received active carriers, and the signal power of each active carrier is calculated. That is, since the signal power is the square of the voltage, the magnitude of the channel estimate value α output from the frequency axis interpolator 25, for example, the amplitude of the received signal is squared. The signal power is used as channel state information (CSI). In this case, when the amplitude difference of each active carrier increases due to noise, if it is used as channel state information as it is, a lot of information is required. Therefore, the normalization unit 43 normalizes the average of the CSI values in symbol units to 1 and normalizes them. The CSI value is output to the decision and quantization unit 44.

상기 디시젼 및 양자화부(44)는 상기 영역 검출부(41)의 출력 값 d=(n,k,0), d=(n,k,1)에 대해 각각 정규화부(43)의 CSI 값과 곱한 후 상기 각각 곱해진 값의 차이를 양자화한다. 이렇게 차이 값에 대해 양자화를 하면 이 차이 값이 크면 클수록 1 또는 0의 값에 더 가까워지게 매핑할 수 있기 때문이다.The decision and quantization unit 44 is equal to the CSI value of the normalization unit 43 for the output values d = (n, k, 0) and d = (n, k, 1) of the area detection unit 41, respectively. After multiplication, the difference of each multiplied value is quantized. This is because if the difference is quantized, the larger the difference is, the closer the value is to 1 or 0.

즉, 상기 디시젼 및 양자화부(44)로 입력된 CSI의 값과 d=(n,k,0),d=(n,k,1)의 곱의 값은 도 6에 도시된 바와 같이 8구간으로 양자화된다. 이때, d=(n,k,1), d=(n,k,0)의 값과 CSI 값의 곱의 차이를 구하는데 이의 차이가 크면 클수록 1이나 0의 값에 보다 가깝다고 생각할 수 있고 따라서, 서로의 차이가 큰 값은 1이나 0으로 가중치(Weighting)를 많이 주어 양자화를 행하게 되면 각각의 CSI의 정보를 이용하여 보다 효율적으로 비터비 디코딩을 할 수 있다. 도 6은 도 4의 비터비 디코더의 입력이 각기 3비트로 입력되는 경우의 예를 도시한 것으로서 만약 뒤에 이어질 비터비 디코더(46)가 4비트 소프트 디시젼 입력을 받는다면 이의 양자화를 보다 세분화하여 16구간으로 양자화를 행한 후 심볼 디인터리버와 비트 디인터리버로 이루어지는 내부 디인터리버(45)를 거쳐 비터비 디코더(46)로 입력되어 수신된 데이터가 최종적으로 복조되는 과정을 거치게 된다.That is, the value of the product of the CSI input to the decision and quantization unit 44 and d = (n, k, 0), d = (n, k, 1) is 8 as shown in FIG. 6. Is quantized into intervals. At this time, the difference between the product of d = (n, k, 1) and d = (n, k, 0) and the CSI value is obtained. The larger the difference is, the closer the value is to 1 or 0. If the quantization is performed by giving a weighting value of 1 or 0 to a large value, the Viterbi decoding can be performed more efficiently by using information of each CSI. FIG. 6 illustrates an example in which the input of the Viterbi decoder of FIG. 4 is input in 3 bits. If the Viterbi decoder 46 to be received receives a 4-bit soft decision input, the quantization is further divided into 16 bits. After the quantization is performed in the interval, the data received through the internal deinterleaver 45 including the symbol deinterleaver and the bit deinterleaver 45 is input to the Viterbi decoder 46 to be finally demodulated.

이렇게 각기 값을 결정하여 비터비 디코더로 입력시킴으로써, 즉 각기 채널에 의해 왜곡된 정도를 나타내는 CSI 정보를 매핑 과정에 이용함으로써, 종래의 방법에 비해 성능 향상을 꾀할 수 있게된다.In this way, each value is determined and input to the Viterbi decoder, that is, by using the CSI information indicating the degree of distortion by each channel in the mapping process, it is possible to improve the performance compared to the conventional method.

통상 디지털 데이터를 지상파로 전송할 경우 그 전송 채널은 다중 경로에 의한 페이딩 채널이 되며 또한 인접 채널이나 동일 채널에 의한 간섭도 존재하게 되어 전체적인 수신기의 성능은 더욱 열화된다. 특히 어떠한 외부 요인에 의한 간섭이 작용하여 채널 특성의 노치(Notch)가 생기는 부분의 경우에는 심하게 왜곡된 캐리어가 수신되고 이 왜곡된 정도를 디매핑 과정에서 충분히 반영해 주어야 전체적인 시스템의 성능을 향상시킬 수 있다.In general, when digital data is transmitted over the terrestrial wave, the transmission channel becomes a fading channel through multiple paths, and interference of adjacent channels or the same channel also exists, and thus the performance of the overall receiver is further degraded. Especially in the case of notch of channel characteristics due to interference caused by external factors, severely distorted carriers are received and the distortion degree must be sufficiently reflected in the demapping process to improve the performance of the overall system. Can be.

도 7은 이러한 방법에 의한 실험 결과를 나타내고 있다. 전송 채널은 DVB-T 규격에 정의되어 있는 레일리 페이딩(Rayleigh fading) 채널을 이용하고 16-QAM, 내부 코드-레이트(inner code-rate) 1/2, 보호 구간 1/32, 비계층(non-hierarchical), 2k 모드의 경우를 실험한 그래프이다. 본 그래프는 메모리의 효율적인 사용을 위하여 시간축 상으로의 보간은 0차 보간(zero order interpolation)을 사용하였으며 주파수축 상으로의 보간은 23 탭 필터를 사용하여 보간을 하였다. 본 발명의 보간은 각기 시간축과 주파수축의 보간을 일정한 탭을 사용할 수도 있고 또한 메모리의 사용을 줄이기 위해 시간축은 0차 보간을 사용하여 보간을 행할 수도 있다.7 shows the experimental results by this method. The transport channel uses a Rayleigh fading channel as defined in the DVB-T specification, 16-QAM, inner code-rate 1/2, guard interval 1/32, and non-layer. hierarchical) and 2k mode experiments. In this graph, zero order interpolation is used for interpolation on the time axis and 23 tap filter is used for interpolation on the frequency axis for efficient use of memory. The interpolation of the present invention may use constant taps for interpolating the time axis and the frequency axis, respectively, and the time axis may be interpolated using zero-order interpolation to reduce the use of memory.

도 7의 BER 곡선에서 윗 부분의 곡선은 기존의 3비트 소프트 디시젼을 이용하였을 경우의 곡선이고 아래의 곡선은 본 발명에 의한 곡선이다. 도 7에서 알 수 있듯이 2×10^-4에서 약 2.8dB의 신호대잡음비(Signal to Noise ratio ; SNR) 이득을 얻을 수 있음을 알 수 있다.The upper portion of the BER curve of FIG. 7 is a curve using the existing 3-bit soft decision, and the lower curve is a curve according to the present invention. As can be seen in FIG. 7, it can be seen that a signal to noise ratio (SNR) gain of about 2.8 dB can be obtained at 2 × 10 ⁻⁴ .

이상에서와 같이 본 발명에 따른 COFDM 복조 장치에 의하면, 전송된 각각의 QAM 심볼이 하나의 전송된 캐리어에 해당되며 일정한 위치에 파일롯 정보를 전송하는 COFDM과 같은 전송 방식에서 상기 파일롯 정보를 이용하여 전송된 캐리어의 채널에 대한 상태 정보(CSI)를 추출하고 이를 디맵퍼 과정의 소프트 디시젼에 반영함으로써, 종래의 비터비 디코더를 그대로 사용하면서 COFDM 시스템의 전체 성능을 향상시킬 수 있으며, 특히 채널에 간섭이 작용하여 각각의 캐리어의 간섭 정도가 다른 경우에도 각각의 캐리어의 변화를 추적하여 디매핑을 하므로 전체 시스템의 성능을 더욱 향상시킬 수 있다. 또한, 본 발명은 COFDM을 전송 방법으로 택하고 있는 디지털 TV와 같은 TV 전송 방식에 이용하면 더욱 효과적이다.As described above, according to the COFDM demodulation device according to the present invention, each transmitted QAM symbol corresponds to one transmitted carrier and is transmitted using the pilot information in a transmission scheme such as COFDM in which pilot information is transmitted at a predetermined position. By extracting the state information (CSI) of the channel of the carrier and reflecting it in the soft decision of the demapper process, it is possible to improve the overall performance of the COFDM system while using the conventional Viterbi decoder, especially interference to the channel In this way, even if the interference degree of each carrier is different, the change of each carrier is tracked and demapping so that the performance of the entire system can be further improved. In addition, the present invention is more effective when used in a TV transmission method such as a digital TV that uses COFDM as the transmission method.

도 1은 16-QAM에 있어서의 종래의 소프트 디시젼 방법의 일예를 나타낸 도면1 shows an example of a conventional soft decision method in 16-QAM.

도 2는 본 발명에 따른 COFDM 복조 장치에서 디맵퍼 전단의 구성을 나탄내 블록도 2 is a block diagram showing a configuration of a demapper front end in a COFDM demodulation device according to the present invention;

도 3은 액티브 캐리어에 삽입되는 파일롯 신호의 전송 상태를 보인 도면3 is a diagram illustrating a transmission state of a pilot signal inserted into an active carrier

도 4는 본 발명에 따른 COFDM 복조 장치에서의 디맵퍼의 구성 블록도4 is a block diagram of a demapper in a COFDM demodulation device according to the present invention;

도 5의 (a) 내지 (d)는 도 4의 영역 검출부의 동작 상태를 보인 도면5A to 5D are diagrams illustrating an operating state of the area detector of FIG. 4.

도 6은 도 4의 디시젼 및 양자화부의 양자화 과정을 나타낸 도면6 is a diagram illustrating a quantization process of the decision and quantization unit of FIG. 4.

도 7은 본 발명에 의한 성능 향상 상태를 보인 BER 그래프7 is a BER graph showing a performance improvement state according to the present invention

도면의 주요부분에 대한 부호의 설명Explanation of symbols for main parts of the drawings

21 : 파일롯 추출부 22 : 기준값 출력부21: pilot extraction unit 22: reference value output unit

23 : 왜곡 검출부 24 : 시간축 보간부23: distortion detection unit 24: time axis interpolation unit

25 : 주파수축 보간부 26 : 필터 뱅크25: frequency axis interpolator 26: filter bank

27 : 지연기 28 : 등화기27: delay 28: equalizer

41 : 영역 검출부 42 : 전력 계산부41: area detector 42: power calculator

43 : 정규화부 44 : 디시젼 및 양자화부43: normalization unit 44: decision and quantization unit

45 : 내부 디인터리버 46 : 비터비 디코더45: internal deinterleaver 46: Viterbi decoder

Claims

In a COFDM demodulation device that demodulates a received encoded orthogonal frequency division multiplexed (COFDM) signal to an original signal through a fast Fourier transform (FFT), an equalizer, a demapper, a deinterleaver, and a Viterbi decoder.

A channel state detector for extracting pilot information from a fast Fourier transform (FFT) signal and detecting a channel distortion state of a transmitted carrier;

A power calculator for calculating signal power using the output of the channel state detector and then normalizing the signal power to output channel state information (CSI);

An area detector for dividing the output signal of the equalizer into necessary areas according to each bit according to the transmitted constellations;

The demapper is configured to include a decision unit and a quantization unit to multiply the channel state information (CSI) value of the power calculation unit and quantize the difference between the multiplied values by the values divided by the respective areas in the area detection unit. A coded quadrature frequency division multiplexing (COFDM) demodulation device.

The method of claim 1, wherein the channel state detector

A pilot distortion detector for extracting scattered pilot information from a fast Fourier transformed signal and dividing the extracted pilot information by an original pilot value transmitted from a transmitter and storing the extracted pilot information in a channel memory;

A time axis interpolation unit for interpolating data stored in the channel memory of the pilot distortion detection unit on a time axis;

And a frequency axis interpolation unit configured to output channel estimation values of active carriers by interpolating the time axis interpolated data on the time axis to the frequency axis.

2. The equalizer of claim 1 wherein the equalizer

COFDM demodulation comprising delaying the fast Fourier transformed signal by the time required to extract and interpolate the scattered pilot signal, and dividing it by the channel estimation value output from the channel state detector. Device.

The method of claim 1, wherein the power calculation unit

And a signal power of each of the received active carriers is obtained by squaring the amplitudes of the active carriers interpolated through the time axis interpolation unit and the frequency axis interpolation unit.

The method of claim 1, wherein the decision and quantization unit

A COFDM demodulation device characterized in that quantization is performed by giving a weight to 1 or 0 as the difference between the input channel state information value and the output value of the area detection unit increases.