KR100550782B1 - 듀얼 밴드 프런트 엔드 모듈 - Google Patents
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Abstract
본 발명에 따른 듀얼 밴드 프런트 엔드 모듈은, 제 1 주파수대 및 제 2 주파수대 송신단에서 전송되는 신호를 증폭시키는 PA 모듈과, 상기 제 1 주파수대 신호의 송신 경로와 수신 경로를 바꾸어 주는 제 1 및 제 2 위상 변이기와, 상기 제 2 주파수대 신호의 송신 경로와 수신 경로를 바꾸어 주는 제 3 및 제 4 위상 변이기와, 상기 제 1 위상 변이기를 통과한 신호의 고주파 잡음을 제거하는 제 1 LPF와, 상기 제 3 위상 변이기를 통과한 신호의 고주파 잡음을 제거하는 제 2 LPF와, 상기 제 2 주파수대 송신단 및 상기 제 1 주파수대 송신단으로부터 전송된 신호를 상기 제 2 주파수대 수신단 및 상기 제 1 주파수대 수신단으로 상기 신호를 전송하는 안테나와, 상기 안테나로부터 전송된 신호 중에서 각 시스템의 주파수대에 응해서 상기 제 2 주파수 대역과 상기 제 1 주파수 대역으로 분리시켜 어느 쪽에 연결할지를 결정하는 다이플렉서와, 상기 다이플렉서에 의해 상기 제 1 주파수 대역으로 분리된 주파수대에서 상기 제 1 주파수대 수신단(Rx)에서 원하는 소정 범위의 주파수대의 신호만 통과시키는 제 1 BPF와, 상기 다이플렉서에 의해 상기 제 2 주파수 대역으로 분리된 주파수대에서 상기 제 2 주파수대 수신단(Rx)에서 원하는 소정 범위의 주파수대의 신호만 통과시키는 제 2 BPF를 포함하는 것을 특징으로 하는 듀얼 밴드 프런트 엔드 모듈을 포함하는 것을 특징으로 한다.
다이플렉서, SAW, BPF, PA
Description
도 1은 종래의 듀얼 밴드 단말기의 프런트 엔드부의 구성을 나타낸 도면이다.
도 2는 종래 PA 모듈의 구성을 나타낸 블럭도이다.
도 3은 종래 듀얼 밴드 안테나 스위치와 SAW BPF를 포함한 회로도이다.
도 4는 PA 모듈을 포함한 본 발명의 제 1 실시예에 따른 듀얼 밴드 프런트 엔드 모듈을 나타낸 도면이다.
도 5는 본 발명의 제 1 실시예에 따른 듀얼 밴드 프런트 엔드 모듈의 회로도이다.
도 6은 본 발명의 제 2 실시예에 따른 듀얼 밴드 프런트 엔드 모듈의 회로도이다.
도 7은 본 발명의 제 3 실시예에 따른 듀얼 밴드 프런트 엔드 모듈의 회로도이다.
도 8은 본 발명에 따른 듀얼 밴드 프런트 엔드 모듈 칩의 접속 단자를 도시한 도면이다.
도 9는 본 발명에 따른 듀얼 밴드 프런트 엔드 모듈의 칩 패키지를 나타낸 단면도이다.
<도면의 주요 부호에 대한 설명>
21a, 21b: SAW BPF 22: PA 모듈
23a, 23b: LPF 24a, 24b, 25a, 25b: 위상 변이기
26: 다이플렉서 27:안테나
본 발명은 듀얼 밴드 프런트 엔드 모듈에 관한 것으로서, 특히 다이오드의 수와 커패시터의 수를 감소시킴으로써, 소형화, 경량화를 도모하고, 배터리 소모를 줄여 통화 대기 시간을 늘일 수 있게 하는 듀얼 밴드 프런트 엔드 모듈에 관한 것이다.
도 1은 종래의 듀얼 밴드 단말기의 프런트 엔드부의 구성을 나타낸 도면이다.
도 1에 도시된 바와 같이, 종래의 듀얼 밴드 프런트 엔드부(10)는, GSM 및 DCS 송신단(Tx)에서 전송되는 신호를 증폭시키는 PA 모듈(Power Amplifier Module: 12)과, 상기 GSM 송신단(Tx)에서 전송되어 PA 모듈(12)을 통과한 신호의 고주파 잡음을 제거하는 제 1 LPF(Low Pass Filter: 13a)와, 상기 DCS 송신단(Tx)에서 전송되어 PA 모듈(12)을 통과한 신호의 고주파 잡음을 제거하는 제 2 LPF(13b)와, 상기 GSM 신호의 송신 경로와 수신 경로를 바꾸어 주는 제 1 스위치(15a)와, 상기 DCS 신호의 송신 경로와 수신 경로를 바꾸어 주는 제 2 스위치(15b)와, 상기 DCS 송신 단 및 GSM 송신단으로부터 전송된 신호를 DCS 수신단 및 GSM 수신단으로 상기 신호를 전송하는 안테나(17)와, 상기 안테나(17)로부터 수신된 신호 중에서 각 시스템의 주파수대에 응해서 고주파 대역(DCS)과 저주파 대역(GSM)으로 분리시켜 어느 쪽에 연결할지를 결정하는 다이플렉서(16)와, 상기 다이플렉서(16)에 의해 원하는 GSM 저주파수 대역으로 분리시키는 제 1 위상 변이기(14a; P.S2)와, 상기 제 1 위상 변이기를 통과한 신호에 대해 GSM 수신단(Rx)에서 원하는 소정 범위의 주파수대(925~960MHz)의 신호만 통과시키고 이 범위를 벗어난 신호를 제거하는 제 1 SAW BPF(Band Pass Filter: 11a)와, 상기 다이플렉서(16)에 의해 원하는 DCS 고주파 대역으로 분리시키는 제 2 위상 변이기(14b; P.S4)와, 상기 제 2 위상 변이기를 통과한 신호에 대해 DCS 수신단(Rx)에서 원하는 소정 범위의 주파수대(1805~1880MHz)의 신호만 통과시키고 이 범위를 벗어난 신호를 제거하는 제 2 SAW BPF(11b)를 포함하여 구성된다.
도 2는 종래 PA 모듈(12)의 구성을 나타낸 블럭도이다.
도 2에 도시된 바와 같이, 종래 PA(Power Amplifier) 모듈(12)은 GaAs 트랜지스터 소자를 갖는 증폭 회로(PA: 12a, 12b)와, 상기 증폭 회로(12a, 12b)의 입력측에 접속된 입력 정합 회로(Input Matching: 18a, 18b)와, 상기 증폭 회로(12a, 12b)의 출력측에 접속된 출력 정합 회로(Output Matching: 19a, 19b)로 구성된다.
여기서, PA 자체의 출력 임피던스는 일반적으로 매우 낮은 임피던스를 갖는다.
또한, TDMA를 사용하는 GSM의 경우 PA 모듈은 항상 On 상태가 아니므로, 동 작과 정지 상태에서의 출력 임피던스는 다른 값을 갖게 되는데, 동작 상태에서 송신 주파수 밴드에서는 50 오옴에 가까운 값을 가지며, 정지 상태에서는 수신 주파수 밴드에서 매우 낮은 임피던스를 갖는다.
도 3은 종래 듀얼 밴드 안테나 스위치와 SAW BPF를 포함한 회로도이다.
도 3의 구성을 도1의 구성과 비교하여 살펴보면, 고주파 증폭기(PA모듈: 12)에 대한 도시가 생략되어 있으며, 다이오드 D1, D2는 제 1 스위치(14)의 역할을 수행하고, 다이오드 D3, D4는 제 2 스위치(15)의 역할을 수행한다.
도 3을 참조하여, 종래 듀얼 밴드 프런트 엔드 모듈 회로의 동작에 대해 살펴보면 다음과 같다.
송신 모드시 즉 GSM 송신 모드시는 다이오드 D1과 D2가 on이 되고, DCS 송신 모드시는 다이오드 D3와 D4가 on 상태가 된다.
다이오드 D2, D4를 on 상태로 하면, p2와 p4의 임피던스는 낮게 된다(단락).
이 때, 접속점 p1과 p3측에서의 수신단쪽을 바라본 임피던스는 PS2와 PS4가 λ/4 길이를 가지고 다이오드의 인덕턴스(미도시)와 그라운드에 접지된 커패시터(Ch, Ch')가 공진하므로 대단히 커진다(개방).
그 결과, 송신 회로에서의 송신 신호는 수신 회로에 누설되지 않고 안테나로 전송된다.
그러나, 송신 모드시 송신 회로 사이에 직렬로 연결된 다이오드 D1과 D2는 on 상태에서는 저항으로 작용하기 때문에, 송신 신호의 손실을 증가시키는 문제가 있다.
또한, 송신시에는 다이오드에 바이어스 전류를 흘려야 하기 때문에 배터리 소비를 발생시켜 휴대 전화의 통화 시간이 줄어들어 저소비 전력화가 곤란하다는 문제를 갖는다.
또한, 다이오드 수의 증가로 적층체 모듈이 커져 이를 사용하는 듀얼 밴드(dual band) 이상의 무선 통신 장치의 소형, 경량화도 곤란하다는 문제를 갖는다.
본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위하여 안출된 것으로서, 다이오드의 수를 줄임으로써 소형, 경량화를 도모하고, 배터리 소모를 줄여 통화 대기 시간을 늘일 수 있게 하는 듀얼 밴드 프런트 엔드 모듈을 제공하는 것을 목적으로 한다.
상기와 같은 목적을 달성하기 위하여, 본 발명에 따른 듀얼 밴드 프런트 엔드 모듈은, 제 1 주파수대 및 제 2 주파수대 송신단에서 전송되는 신호를 증폭시키는 PA 모듈과, 상기 제 1 주파수대 신호의 송신 경로와 수신 경로를 바꾸어 주는 제 1 및 제 2 위상 변이기와, 상기 제 2 주파수대 신호의 송신 경로와 수신 경로를 바꾸어 주는 제 3 및 제 4 위상 변이기와, 상기 제 1 위상 변이기를 통과한 신호의 고주파 잡음을 제거하는 제 1 LPF와, 상기 제 3 위상 변이기를 통과한 신호의 고주파 잡음을 제거하는 제 2 LPF와, 상기 제 2 주파수대 송신단 및 상기 제 1 주파수대 송신단으로부터 전송된 신호를 상기 제 2 주파수대 수신단 및 상기 제 1 주파수 대 수신단으로 상기 신호를 전송하는 안테나와, 상기 안테나로부터 전송된 신호 중에서 각 시스템의 주파수대에 응해서 상기 제 2 주파수 대역과 상기 제 1 주파수 대역으로 분리시켜 어느 쪽에 연결할지를 결정하는 다이플렉서와, 상기 다이플렉서에 의해 상기 제 1 주파수 대역으로 분리된 주파수대에서 상기 제 1 주파수대 수신단(Rx)에서 원하는 소정 범위의 주파수대의 신호만 통과시키는 제 1 BPF와, 상기 다이플렉서에 의해 상기 제 2 주파수 대역으로 분리된 주파수대에서 상기 제 2 주파수대 수신단(Rx)에서 원하는 소정 범위의 주파수대의 신호만 통과시키는 제 2 BPF를 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 제 1 및 제 2 주파수대는 GSM 및 DCS 주파수대이고, 상기 제1 및 제 2 BPF는 SAW BPF인 것을 특징으로 한다.
또한, 다이오드 스위치에 전원을 인가하는 전원단 Vc1과 Vc2의 DC 신호가 상기 안테나로 유입되는 것을 막아주는 제 1 및 제 3 커패시터와, 상기 전원단 Vc1 과 Vc2의 DC 신호가 송신회로로 유입되는 것을 막아줄 뿐만아니라 상기 PA 모듈의 DC 전원 신호가 ASM 회로로 유입되는 것을 막아주는 제 2 및 제 4 커패시터를 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 제 2 커패시터 또는 상기 제 4 커패시터와 공진하도록 상기 위상 변이기와 직렬 연결되는 인덕턴스가 포함되는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 제 1 커패시터 및 제 3 커패시터가 제거되고, 상기 안테나와 상기 다이플렉서 사이에 직렬 연결되는 커패시터가 포함되는 것을 특징으로 한다.
이하에서 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예가 상세히 설명 된다.
도 4는 PA 모듈을 포함한 본 발명의 제 1 실시예에 따른 듀얼 밴드 프런트 엔드 모듈(Front End Module: 20)을 나타낸 도면이다.
도 4에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 듀얼 밴드 프런트 엔드 모듈(20)은, GSM 및 DCS 송신단(Tx)에서 전송되는 신호를 증폭시키는 PA 모듈(Power Amplifier Module: 22)과, 상기 GSM 신호의 송신 경로와 수신 경로를 바꾸어 주는 제 1 및 제 2 위상 변이기(24a, 24b)와, 상기 DCS 신호의 송신 경로와 수신 경로를 바꾸어 주는 제 3 및 제 4 위상 변이기(25a, 25b)와, 상기 제 1 위상 변이기(24a)를 통과한 신호의 고주파 잡음을 제거하는 제 1 LPF(Low Pass Filter: 23a)와, 상기 제 3 위상 변이기(25a)를 통과한 신호의 고주파 잡음을 제거하는 제 2 LPF(23b)와, 상기 DCS 송신단 및 GSM 송신단으로부터 전송된 신호를 DCS 수신단 및 GSM 수신단으로 상기 신호를 전송하는 안테나(27)와, 상기 안테나(27)로부터 전송된 신호 중에서 각 시스템의 주파수대에 응해서 고주파 대역(DCS)과 저주파 대역(GSM)으로 분리시켜 어느 쪽에 연결할지를 결정하는 다이플렉서(26)와, 상기 다이플렉서(26)에 의해 저주파 대역으로 분리된 주파수대에서 GSM 수신단(Rx)에서 원하는 소정 범위의 주파수대(925~960MHz)의 신호만 통과시키고 이 범위를 벗어난 신호를 제거하는 제 1 SAW BPF(Band Pass Filter: 21a)와, 상기 다이플렉서(26)에 의해 고주파 대역으로 분리된 주파수대에서 DCS 수신단(Rx)에서 원하는 소정 범위의 주파수대(1805~1880MHz)의 신호만 통과시키고 이 범위를 벗어난 신호를 제거하는 제 2 SAW BPF(21b)를 포함하여 구성된다.
여기서, 고주파 증폭기(22)는 동작시 송신 신호의 주파수 대역내에서는 50 오옴이지만, 정지시에 수신 신호의 주파수 대역내에서는 거의 단락이 되는 임피던스 특성을 갖는다.
도 5는 본 발명의 제 1 실시예에 따른 듀얼 밴드 프런트 엔드 모듈(Front End Module: 20)의 회로도이다.
도 5를 참조하면, 본 발명의 제 1 실시예에 따라 안테나(27), 수신단 RF SAW 필터(21a, 21b), 및 고주파 증폭기(PA: 22)등을 LTCC 기반으로 하나의 모듈로 구성하는데 있어서, 종래의 GSM 신호의 송수신 경로 분리 및 DCS 신호의 송수신 경로 분리의 역할을 수행한 다이오드 스위치(D1, D3) 대신 위상 변이기(P.S1, P.S3)가 그 역할을 수행하게 한다. 즉, 다이오드의 수를 줄임으로써 소형, 경량화를 도모하고, 배터리 소모를 줄여 통화 대기 시간을 늘일 수 있게 된다.
본 발명의 실시예에 의한 듀얼 밴드 프런트 엔드 모듈은 유전율이 4.3으로서, 6 mils의 유전체 두께를 가지는 FR4 기판상에서 구현되는 것으로 하고, 상기 위상 변이기(P.S1, P.S2, P.S3, P.S4)는 마이크로스트립 라인으로 구현되는 것으로 한다.
상기 FR4 기판은 열경화성재료인 FR4로 제작되는 인쇄회로기판(PCB)으로서 다층구조를 가지고, 그 내층 및 표면에 다수개의 구성 부품을 실장시키고 있다.
상기 위상 변이기(24a, 24b, 25a, 25b)는 사이즈가 조정되어 소정의 임피던스 수치("특성 임피던스"라 한다)를 가지는데, 특성 임피던스란 가령, GSM 대역의 주파수를 일정한 위상(90°)으로 천이시키기 위하여 일정하게 유지되는 임피던스 수치를 의미한다.
또한, P.S 1(24a)는 GSM-Rx 밴드의 중심 주파수에서의 파장 λ의 λ/4 길이를 갖고, P.S 2(24b)는 GSM-Tx 밴드의 중심 주파수에서의 파장 λ의 λ/4 길이를 갖는다.
그리고, P.S 3(25a)는 DCS-Rx 밴드의 중심 주파수에서의 파장 λ의 λ/4 길이를 갖고, P.S 4(25b)는 DCS-Tx 밴드의 중심 주파수에서의 파장 λ의 λ/4 길이를 갖는다.
이렇게 위상 변이기(24a, 24b, 25a, 25b)가 해당 밴드의 중심 주파수 파장의 λ/4 길이를 가지는 마이크로스트립 라인으로 구현되는 것은, 약 "50Ω"의 임피던스를 형성하여 GSM 송수신 신호 또는 DCS 송수신 신호에 위상차를 형성하고 각각의 송수신 신호를 분배하기 위한 것이다(즉, 위상변이기에 의하여 송/수신 주파수간에 약 90°의 위상차(θ0)가 생김을 의미함).
예를 들어, 상기 P.S 2(24b)가 약 890 MHz 대역의 GSM-Rx 밴드 주파수 신호를 처리한다고 가정하면, 상기 "λ"는 약 180mm의 수치를 가지게 되고 따라서 상기 P.S 2(24b)는 약 45 mm의 길이의 마이크로스트립 라인으로 구현될 수 있다.
본 발명의 실시예에 의한 듀얼 밴드 프런트 엔드 모듈은 유전율이 4.3으로서, 6 mils의 유전체 두께를 가지는 FR4 기판상에서 구현되는 것으로 하고, 상기 위상 변이기(P.S1, P.S2, P.S3, P.S4)는 마이크로스트립 라인으로 구현되는 것으로 한다.
상기 FR4 기판은 열경화성재료인 FR4로 제작되는 인쇄회로기판(PCB)으로서 다층구조를 가지고, 그 내층 및 표면에 다수개의 구성 부품을 실장시키고 있다.
상기 위상 변이기(24a, 24b, 25a, 25b)는 사이즈가 조정되어 소정의 임피던스 수치("특성 임피던스"라 한다)를 가지는데, 특성 임피던스란 가령, GSM 대역의 주파수를 일정한 위상(90°)으로 천이시키기 위하여 일정하게 유지되는 임피던스 수치를 의미한다.
또한, P.S 1(24a)는 GSM-Rx 밴드의 중심 주파수에서의 파장 λ의 λ/4 길이를 갖고, P.S 2(24b)는 GSM-Tx 밴드의 중심 주파수에서의 파장 λ의 λ/4 길이를 갖는다.
그리고, P.S 3(25a)는 DCS-Rx 밴드의 중심 주파수에서의 파장 λ의 λ/4 길이를 갖고, P.S 4(25b)는 DCS-Tx 밴드의 중심 주파수에서의 파장 λ의 λ/4 길이를 갖는다.
이렇게 위상 변이기(24a, 24b, 25a, 25b)가 해당 밴드의 중심 주파수 파장의 λ/4 길이를 가지는 마이크로스트립 라인으로 구현되는 것은, 약 "50Ω"의 임피던스를 형성하여 GSM 송수신 신호 또는 DCS 송수신 신호에 위상차를 형성하고 각각의 송수신 신호를 분배하기 위한 것이다(즉, 위상변이기에 의하여 송/수신 주파수간에 약 90°의 위상차(θ0)가 생김을 의미함).
예를 들어, 상기 P.S 2(24b)가 약 890 MHz 대역의 GSM-Rx 밴드 주파수 신호를 처리한다고 가정하면, 상기 "λ"는 약 180mm의 수치를 가지게 되고 따라서 상기 P.S 2(24b)는 약 45 mm의 길이의 마이크로스트립 라인으로 구현될 수 있다.
이하에서, 도 5를 참조하여 본 발명의 제 1 실시예에 따른 듀얼 밴드 프런트 엔드 모듈의 회로 동작을 살펴본다.
상기 고주파 증폭기(22)가 동작되어 GSM 송신 모드가 되면, 증폭된 송신 신호는 P.S 1(24a)에 의하여 위상이 천이되어 제1 LPF(23a)에서 필터링된다.
그리고, 다이오드 D2가 동작되어 상기 P.S 2(24b)는 그라운드로 연결되는데, 전술한 대로 P.S 1(24a)과 다른 길이의 마이크로스트립 라인으로 구현되며(P.S 1(24a)에 비하여 낮은 임피던스 수치를 가짐), 따라서 증폭된 송신 신호는 P.S 2(24b)를 거쳐도 제 1 SAW BPF(21a)의 필터 소자들과 회로 매칭이 일어나지 않는다.
이렇게 상기 P.S 1(24a)와 P.S 2(24b)에 의하여 기본적으로 GSM 송수신 신호가 분배되지만, 이때 P.S 2(24b) 단으로 소정량의 누설 전류가 흐르게 되고, 송신 신호는 영향을 받게 된다.
그러나, On 상태의 다이오드 D2의 인덕턴스(미도시)와 커패시터(Ch)는 직렬 공진함으로써, 수신회로의 전체 임피던스는 대단히 커지게 된다.
즉, 분포소자 P.S 2(24b) 자체의 비정합 기능외에 집중 소자인 커패시터(Ch)의 임피던스 수치가 가세하여, PA 모듈(22)에서 증폭된 송신 신호가 수신 회로로 누설되는 것을 효과적으로 차단할 수 있게 된다.
그리고, 다이오드 D2가 동작되어 상기 P.S 2(24b)는 그라운드로 연결되는데, 전술한 대로 P.S 1(24a)과 다른 길이의 마이크로스트립 라인으로 구현되며(P.S 1(24a)에 비하여 낮은 임피던스 수치를 가짐), 따라서 증폭된 송신 신호는 P.S 2(24b)를 거쳐도 제 1 SAW BPF(21a)의 필터 소자들과 회로 매칭이 일어나지 않는다.
이렇게 상기 P.S 1(24a)와 P.S 2(24b)에 의하여 기본적으로 GSM 송수신 신호가 분배되지만, 이때 P.S 2(24b) 단으로 소정량의 누설 전류가 흐르게 되고, 송신 신호는 영향을 받게 된다.
그러나, On 상태의 다이오드 D2의 인덕턴스(미도시)와 커패시터(Ch)는 직렬 공진함으로써, 수신회로의 전체 임피던스는 대단히 커지게 된다.
즉, 분포소자 P.S 2(24b) 자체의 비정합 기능외에 집중 소자인 커패시터(Ch)의 임피던스 수치가 가세하여, PA 모듈(22)에서 증폭된 송신 신호가 수신 회로로 누설되는 것을 효과적으로 차단할 수 있게 된다.
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이어서, GSM 수신모드시의 제 1 실시예에 따른 듀얼 밴드 프런트 엔드 모듈의 회로 동작을 살펴본다.
GSM 수신모드 시, 고주파 증폭기(22)는 동작되지 않으며, 안테나(27)를 통하여 GSM Rx 신호가 수신된다.
이때, 고주파 증폭기(22)는 동작되지 않으므로 낮은 임피던스 수피를 가지지만, P.S 1(24a)은 P.S2(24b)에 비하여 높은 임피던스 수피을 가지며 고주파 증폭기(22)를 구성하는 회로의 임피던스 수치가 더해져, P.S 1(24a)과 P.S 2(24b)의 분기점에서 보면 P.S 1(24a) 측(송신 회로 측)의 임피던스 수치가 크게 된다.
또한, 상기 다이오드 D2는 오프되고, 집중 소자인 커패시터(Ch)로 전류가 흐르지 않으므로 GSM 송신의 경우와는 다르게 P.S 1(24a)에 의해서만 임피던스 매칭이 일어난다.
따라서, 제 1 SAW BPF(21a)의 필터 소자들과 회로 매칭되어 수신 신호는 제 1 SAW BPF(21a)에서 필터링되어 수신 회로측으로 전달될 수 있다.
GSM 수신모드 시, 고주파 증폭기(22)는 동작되지 않으며, 안테나(27)를 통하여 GSM Rx 신호가 수신된다.
이때, 고주파 증폭기(22)는 동작되지 않으므로 낮은 임피던스 수피를 가지지만, P.S 1(24a)은 P.S2(24b)에 비하여 높은 임피던스 수피을 가지며 고주파 증폭기(22)를 구성하는 회로의 임피던스 수치가 더해져, P.S 1(24a)과 P.S 2(24b)의 분기점에서 보면 P.S 1(24a) 측(송신 회로 측)의 임피던스 수치가 크게 된다.
또한, 상기 다이오드 D2는 오프되고, 집중 소자인 커패시터(Ch)로 전류가 흐르지 않으므로 GSM 송신의 경우와는 다르게 P.S 1(24a)에 의해서만 임피던스 매칭이 일어난다.
따라서, 제 1 SAW BPF(21a)의 필터 소자들과 회로 매칭되어 수신 신호는 제 1 SAW BPF(21a)에서 필터링되어 수신 회로측으로 전달될 수 있다.
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따라서, 안테나(27)에서 수신된 수신 신호는 송신단 회로쪽으로 누설되지 않고 수신단으로 전달된다.
DCS 송신 모드와 수신 모드의 동작도 P.S1(24a), P.S2(24b)의 역할이 각각 P.S3(25a), P.S4(25b)로 바뀔 뿐 GSM 송신 모드와 수신 모드의 동작과 같이 설명되므로 생략한다.
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또한, 제 1 커패시터 Cd1과 제 3 커패시터 Cd3는 다이오드 스위치에 전원을 인가하는 전원단 Vc1 과 Vc2의 DC 신호가 안테나(27)로 유입되는 것을 막아준다.
또한, 제 2 커패시터 Cd2와 제 4 커패시터 Cd4는 전원단 Vc1 과 Vc2의 DC 신 호가 송신회로로 유입되는 것을 막아줄 뿐만아니라, PA 모듈(22)의 DC 전원 신호가 ASM 회로로 유입되는 것을 막아준다.
도 6은 본 발명의 제 2 실시예에 따른 듀얼 밴드 프런트 엔드 모듈의 회로도이다.
도 6에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 제 2 실시예는 수신 모드시 P.S1과 P.S2의 분기점에서 송신단 회로를 바라본 임피던스가 더 큰 값을 갖도록 하기 위해서 Cd2 또는 Cd4와 공진하도록 위상 변이기(24a, 25a) 회로와 직렬로 인덕턴스 (Ldt)성분을 삽입한다는 점에서 제 1 실시예와 차이가 있다.
도 7은 본 발명의 제 3 실시예에 따른 듀얼 밴드 프런트 엔드 모듈의 회로도이다.
도 7에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 제 3 실시예는 DC 차단 역할을 수행하는 블록 커패시터(Cd3, Cd4)를 제거하고, DC 차단 커패시터(Cd)를 안테나(27) 단자 쪽에 위치시킴으로써, 회로 구성 요소(커패시터)를 감소시킬 수 있다는 점에서 제 2 실시예와 차이가 있다.
도 8은 본 발명에 따른 듀얼 밴드 프런트 엔드 모듈 칩의 접속 단자를 도시한 도면이다.
도 8에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 듀얼 밴드 FEM 칩 패키지의 단자에는 좌우측에 그라운드 단자를 중심으로 상부에 GSM 신호를 송수신하는 GSM Tx, GSM Rx와, 각각의 세라믹 기판들의 그라운드 단자 및 안테나 단자가 형성되어 있다.
또한, 그라운드 단자를 중심으로 하부에는 DCS 신호를 송수신하는 DCS Tx, DCS Rx와, 전원단 VC1, VC2 및 그라운드 단자들이 형성되어 있다.
도 9는 본 발명에 따른 듀얼 밴드 프런트 엔드 모듈의 칩 패키지를 나타낸 단면도이다.
도 9에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 듀얼 밴드 프런트 엔드 모듈의 칩 패키지는 위상 변이기(24a, 24b, 25a, 25b), 다이플렉서(26)등이 내장된 LTCC와, 그 LTCC 기판 상에 PA 소자(22), 용량이 큰 칩 저항 및 커패시터, 핀 다이오드, 듀얼 밴드 SAW BPF(21a, 21b)가 실장된다.
또한, 상기 실장된 후 사용 환경에 따라 패시베이션(Passivation) 처리를 할 수 있다.
상기 패시베이션 처리하는 방법은 금속 커버(cover)를 이용한 쉴딩(shielding) 방법과, 에폭시 몰딩(Epoxy molding) 방법이 있다.
이상에서 살펴본 바와 같이, 본 발명은 다이오드의 수와 커패시터의 수를 감소시킴으로써, 소형화, 경량화를 도모하고, 배터리 소모를 줄여 통화 대기 시간을 늘일 수 있게 한다.
Claims (5)
- 제 1 주파수대 및 제 2 주파수대 송신단에서 전송되는 신호를 증폭시키는 PA 모듈과,상기 제 1 주파수대 신호의 송신 경로와 수신 경로를 바꾸어 주는 제 1 및 제 2 위상 변이기와,상기 제 2 주파수대 신호의 송신 경로와 수신 경로를 바꾸어 주는 제 3 및 제 4 위상 변이기와,상기 제 1 위상 변이기를 통과한 신호의 고주파 잡음을 제거하는 제 1 LPF와,상기 제 3 위상 변이기를 통과한 신호의 고주파 잡음을 제거하는 제 2 LPF와,상기 제 2 주파수대 송신단 및 상기 제 1 주파수대 송신단으로부터 전송된 신호를 상기 제 2 주파수대 수신단 및 상기 제 1 주파수대 수신단으로 상기 신호를 전송하는 안테나와,상기 안테나로부터 전송된 신호 중에서 각 시스템의 주파수대에 응해서 상기 제 2 주파수 대역과 상기 제 1 주파수 대역으로 분리시켜 어느 쪽에 연결할지를 결정하는 다이플렉서와,상기 다이플렉서에 의해 상기 제 1 주파수 대역으로 분리된 주파수대에서 상기 제 1 주파수대 수신단(Rx)에서 원하는 소정 범위의 주파수대의 신호만 통과시키 는 제 1 BPF와,상기 다이플렉서에 의해 상기 제 2 주파수 대역으로 분리된 주파수대에서 상기 제 2 주파수대 수신단(Rx)에서 원하는 소정 범위의 주파수대의 신호만 통과시키는 제 2 BPF를 포함하는 것을 특징으로 하는 듀얼 밴드 프런트 엔드 모듈.
- 제 1 항에 있어서,상기 제 1 및 제 2 주파수대는 GSM 및 DCS 주파수대이고, 상기 제1 및 제 2 BPF는 SAW BPF인 것을 특징으로 하는 듀얼 밴드 프런트 엔드 모듈.
- 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,다이오드 스위치에 전원을 인가하는 전원단 Vc1 과 Vc2의 DC 신호가 상기 안테나로 유입되는 것을 막아주는 제 1 및 제 3 커패시터와,상기 전원단 Vc1 과 Vc2의 DC 신호가 송신회로로 유입되는 것을 막아줄 뿐만아니라 상기 PA 모듈의 DC 전원 신호가 ASM 회로로 유입되는 것을 막아주는 제 2 및 제 4 커패시터를 포함하는 것을 특징으로 하는 듀얼 밴드 프런트 엔드 모듈.
- 제 3 항에 있어서,상기 제 2 커패시터 또는 상기 제 4 커패시터와 공진하도록 상기 위상 변이기와 직렬 연결되는 인덕턴스가 포함되는 것을 특징으로 하는 듀얼 밴드 프런트 엔드 모듈.
- 제 3 항에 있어서,상기 제 1 커패시터 및 제 3 커패시터가 제거되고, 상기 안테나와 상기 다이플렉서 사이에 직렬 연결되는 커패시터가 포함되는 것을 특징으로 하는 듀얼 밴드 프런트 엔드 모듈.
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