KR100535273B1 - Method and apparatus for wideband predistortion linearization - Google Patents
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Abstract
광대역에 걸쳐 3차 이상의 상호 변조 왜곡을 보상하는 전치 왜곡 신호가 생성된다. 전치 왜곡 신호는 예를 들면 멀티-톤 무선 주파수 신호에 인가된다. 전치 왜곡 신호는 조절가능한 계수를 갖는 저차 다항식이다. 전치 왜곡 신호는 비선형 증폭기에 의해 생성된 상호 변조 프로덕트를 보상할 수 있고, 다항식 계수는 증폭기 출력과 입력 무선 주파수 신호간의 차이에 기초하여 조절될 수 있다.A predistortion signal is generated that compensates for three or more orders of magnitude intermodulation distortion over the wideband. The predistortion signal is applied to a multi-tone radio frequency signal, for example. The predistortion signal is a lower order polynomial with adjustable coefficients. The predistortion signal can compensate for the intermodulation product produced by the nonlinear amplifier, and the polynomial coefficients can be adjusted based on the difference between the amplifier output and the input radio frequency signal.
Description
본 발명은 왜곡을 보상하기 위한 방법 및 장치에 관한 것이다. 더 상세하게는, 본 발명은 광대역 전치 왜곡 선형화 방법 및 장치에 관한 것이다.The present invention relates to a method and apparatus for compensating for distortion. More particularly, the present invention relates to a wideband predistortion linearization method and apparatus.
무선 주파수(RF) 신호는 예를 들면 진폭 변조 또는 2개 이상의 RF 캐리어 또는 RF 톤의 조합으로 인한 엔벌로프 편차를 종종 포함한다. 상호 변조 왜곡(IMD; Inter Modulation Distortion)은 진폭 변조 또는 멀티-톤 RF 신호가 예를 들면 비선형 증폭기에 의해 증폭되는 경우에 나타난다. IMD로 인해, 멀티-톤 RF 신호의 톤 주파수 이외의 주파수에서 원하지 않는 간섭이 생성되게 된다. 통상 이러한 간섭은 톤 주파수 근처에서 발생하므로, 필터링하여 제거하기가 어렵다. 그러므로, 비선형 증폭에 의해 야기된 IMD를 억제하기 위해서는 특정 형태의 선형화가 바람직하다.Radio frequency (RF) signals often include envelope deviation due to, for example, amplitude modulation or a combination of two or more RF carriers or RF tones. Inter Modulation Distortion (IMD) appears when an amplitude modulation or multi-tone RF signal is amplified by a nonlinear amplifier, for example. Due to the IMD, unwanted interference is generated at frequencies other than the tone frequency of the multi-tone RF signal. Typically, this interference occurs near the tone frequency, making it difficult to filter out. Therefore, certain forms of linearization are desirable to suppress IMD caused by nonlinear amplification.
증폭기 설계시, 왜곡 성능과 효율과는 교환되는 것이 있다. "클래스 A" 조건하에서 동작하는 선형 증폭기는 거의 왜곡을 발생시키지 않지만, 비효율적이다. 반면에, "클래스 C" 조건하에서 동작하는 비선형 증폭기는 어느정도는 효율적이지만, 심각한 왜곡이 유입된다. 증폭기 설계시에는, 효율 및 왜곡이 모두 중요한 고려 대상이지만, 고전력 레벨에서는 효율이 더 중요하게 된다. 그러한 효율 때문에, 해결해야 하는 왜곡 문제가 있지만, 비선형 증폭기가 대부분을 차지한다.In amplifier design, there is tradeoff between distortion performance and efficiency. Linear amplifiers operating under "Class A" conditions rarely produce distortion, but are inefficient. On the other hand, nonlinear amplifiers operating under "class C" conditions are somewhat efficient, but introduce significant distortion. In amplifier design, both efficiency and distortion are important considerations, but at higher power levels efficiency becomes more important. Because of such efficiency, there are distortion problems that must be solved, but nonlinear amplifiers account for the majority.
비선형 증폭에 의해 야기되는 왜곡을 감소시키는 주지의 증폭기 선형화 기술이 많이 있다. 통상적인 증폭기 선형화 기술은 크게 피드백, 피드포워드, 및 전치 왜곡으로 분류될 수 있다. There are many known amplifier linearization techniques that reduce the distortion caused by nonlinear amplification. Conventional amplifier linearization techniques can be broadly classified into feedback, feedforward, and predistortion.
피드백은 광범위하게 적용되는 주지의 선형화 기술이다. 예를 들면, 블랙에 의한 미국특허번호 2,102,671은 오디오 주파수에서 왜곡을 감소시키기 위한 이른 네거티브 피드백 선형화 기술을 개시하고 있다. H.A. Rosen 및 A.T. Owens, "Power Amplifier Linearity Studies for SSB Transmissions", IEEE Transactions on Communication Systems, pp. 150-159, June 1964에는 무선 주파수에서 왜곡을 감소시키기 위한 피드백 선형화 기술이 개시되어 있다. 최근의 피드백 기술은 기저 직각 변조의 네거티브 피드백을 이용하는 카테이션 피드백이다. 이런 종류의 피드백의 예는 M.A. Briffa 및 M.Faulkner, "Stability Analysis of Cartesian Feedback Linearization for Amplifiers with Weak Nonlinearities", IEEE Proceedings on Communications, Vol. 143, No.4, pp.212-218, Aug. 1996에 개시되어 있다. 기타 현대적인 피드백 선형화 기술은 오파스에 의한 미국특허번호 5,023,937에 개시된 폴러 피드백(Polar Feedback), 및 K.G. Voyce and J.H. McCandles, "Power Amplifier Linearization Using IF Feedback", IEEE MTT-S Digest, pp.863-866, 1989에 개시된 중간 주파수(IF) 피드백을 포함한다.Feedback is a well-known linearization technique that is widely applied. For example, US Pat. No. 2,102,671 by Black discloses an early negative feedback linearization technique for reducing distortion at audio frequencies. H.A. Rosen and A.T. Owens, "Power Amplifier Linearity Studies for SSB Transmissions", IEEE Transactions on Communication Systems, pp. 150-159, June 1964 discloses a feedback linearization technique for reducing distortion at radio frequencies. Recent feedback techniques are karting feedback using negative feedback of the base quadrature modulation. An example of this kind of feedback is M.A. Briffa and M. Faulner, "Stability Analysis of Cartesian Feedback Linearization for Amplifiers with Weak Nonlinearities", IEEE Proceedings on Communications, Vol. 143, No. 4, pp. 212-218, Aug. Disclosed in 1996. Other modern feedback linearization techniques include Polar Feedback, disclosed in US Pat. No. 5,023,937 to Opas, and K.G. Voyce and J.H. Intermediate frequency (IF) feedback as disclosed in McCandles, "Power Amplifier Linearization Using IF Feedback", IEEE MTT-S Digest, pp. 863-866, 1989.
이들 피드백 선형화 기술의 문제점은 통상적으로 시스템 지연이 가용 선형화 대역폭을 제한한다는 점이다. 그러므로, 피드백 기술은 일반적으로 협대역 시스템, 예를 들면 단일 캐리어 선형 변조 스킴으로 한정된다. 이들 피드백 선형화 기술의 또 다른 단점은 잠재적으로 불안정하다는 점이다.The problem with these feedback linearization techniques is that system delay typically limits the available linearization bandwidth. Therefore, feedback techniques are generally limited to narrowband systems, for example single carrier linear modulation schemes. Another disadvantage of these feedback linearization techniques is that they are potentially unstable.
피드 포워드는 무선 주파수에 성공적으로 적용되어왔던 또 다른 주지의 선형화 기술이다. 전형적인 피드포워드 RF 전력 증폭기는 포웰 등에 의한 미국 특허 번호5,157,346에 개시되어 있다. 이 기술에 따르면, 제1 비교 루프에서, 증폭된 출력과 입력 신호가 비교되어 에러 신호를 출력한다. 제2 보정 루프에서, 출력에서의 원래 왜곡과 180°위상이 벗어난 에러 신호가 증폭되어 상기 출력에 재진입됨으로써, 최종 출력에서의 왜곡을 제거한다. 이러한 기술은 넓은 선형화 대역폭에 대한 뛰어난 IMD 억제 능력을 제공한다.Feed forward is another well-known linearization technique that has been successfully applied to radio frequencies. Typical feedforward RF power amplifiers are disclosed in US Pat. No. 5,157,346 to Powell et al. According to this technique, in the first comparison loop, the amplified output and the input signal are compared to output an error signal. In the second correction loop, the original distortion at the output and the error signal deviating 180 degrees out of phase are amplified and reentered at the output, thereby removing distortion at the final output. This technique provides excellent IMD suppression capability over a wide linearization bandwidth.
피드포워드 선형화 기술의 단점은 선형으로 되는데 필요한 에러 증폭기의 사용를 통상 필요로 하므로, 일반적으로는 클래스 A로 동작한다는 점이다. 그러나, 피드포워드 증폭기가 클래스 A 증폭기에 비해 상당한 성능으로 훨씬 더 효율적이지만, 상기와 같은 이유로 피드포워드 기술의 효율을 감소시킨다.The disadvantage of the feedforward linearization technique is that it typically operates in class A, since it usually requires the use of an error amplifier required to be linear. However, although feedforward amplifiers are much more efficient with significant performance compared to class A amplifiers, they reduce the efficiency of the feedforward technique for the same reason.
또 하나의 주지의 선형화 기술은 전치 왜곡(predistortion)이다. 이 기술에 따르면, 전치 왜곡 함수에 따라 증폭기 왜곡에 상보적인 방식으로 입력 신호를 왜곡하여 전치 왜곡기 입력으로부터 증폭기 출력까지의 전체 전송이 선형 함수가 되도록 함으로써 선형화를 달성한다. Another well-known linearization technique is predistortion. According to this technique, linearization is achieved by distorting the input signal in a manner complementary to the amplifier distortion in accordance with the predistortion function such that the entire transmission from the predistorter input to the amplifier output is a linear function.
전치 왜곡은 실제 RF 주파수 또는 기저 대역에서, 즉 RF 캐리어와의 변조이전에 적용될 수 있다. RF 주파수에서 적용되는 경우, 전치 왜곡 기술은 광대역 선형화 성능을 발휘한다. 그러나, 전치 왜곡 함수가 더 복잡하므로 고차가 될수록 왜곡를 구현한다는 것이 어렵기 때문에, 전치 왜곡 기술은 통상 IMD 프로덕트를 3차로 줄인다. T.Nojima and T.Konno, "Cuber Predistortion Linearizer for Relay Equipment in 800 MHz Band Land Mobile Telephone Systems", IEEE Transactions on Vehicular Technology, Vol.VT-34, No.4, pp.169-177, Nov.1985 및 Nojima에 의한 미국특허번호 4,943,783은 IMD 프로덕트를 3차로 줄인 전형적인 3차 전치 왜곡기를 개시하고 있다.Predistortion may be applied at the actual RF frequency or baseband, ie prior to modulation with the RF carrier. When applied at RF frequencies, the predistortion technique exhibits wideband linearization performance. However, because the predistortion function is more complex and it is difficult to implement distortion at higher orders, the predistortion technique typically reduces the IMD product to the third order. T.Nojima and T.Konno, "Cuber Predistortion Linearizer for Relay Equipment in 800 MHz Band Land Mobile Telephone Systems", IEEE Transactions on Vehicular Technology, Vol.VT-34, No.4, pp.169-177, Nov.1985 And US Pat. No. 4,943,783 by Nojima discloses a typical third-order predistorter that reduces the IMD product in third order.
도 1A는 Nojima 및 Konno에 개시된 종래 3차 전치 왜곡기(1)를 도시하고 있다. 입력 단자(2)를 통해 수신된 입력 RF 신호가 전력 분할기(4)에 의해 실질적으로 동일한 진폭을 갖는 2개의 신호로 분할된다. 분할된 신호들 중 하나는 가변 지연 라인(9)를 포함하는 선형 신호 경로에 제공된다. 다른 분할된 신호는 3차 함수 발생기(6), 가변 위상 조절기(7), 및 가변 감쇄기(8)를 포함하는 비선형 신호 경로에 제공된다. 3차 함수 발생기(6)는 수신된 입력 RF 신호에 기초하여 3차 전치 왜곡 신호를 발생하여 단자(12)에서 전치 왜곡 신호를 출력한다. 가변 위상 조절기(7)는 전치 왜곡 신호의 위상을 조절하고, 가변 감쇄기(8)는 전치 왜곡 신호의 진폭을 조절한다. 진폭 및 위상 조절된 전치 왜곡 신호가 결합기(5)에서 지연 라인(9)에서 공급된 선형 신호와 결합된다. 결합된 신호는 단자(10)에서 RF 전력 증폭기(PA; 13)로 전송된다. 이와 같은 방식으로, RF PA(13)에 의해 야기된 3차 IMD 프로덕트가 증폭 신호에서 제거되어 RF PA(13)를 선형화한다. 전치 왜곡 신호를 생성할 때 발생하는 지연을 지연 라인(9)이 보상한다면, 광대역 선형화가 달성될 수 있다.1A shows a conventional third order predistorter 1 disclosed in Nojima and Konno. The input RF signal received via the input terminal 2 is divided by the power divider 4 into two signals having substantially the same amplitude. One of the divided signals is provided in a linear signal path comprising a variable delay line 9. The other divided signal is provided to a nonlinear signal path comprising a cubic function generator 6, a variable phase adjuster 7, and a variable attenuator 8. The tertiary function generator 6 generates a third order predistortion signal based on the received input RF signal and outputs a predistortion signal at terminal 12. The variable phase adjuster 7 adjusts the phase of the predistortion signal, and the variable attenuator 8 adjusts the amplitude of the predistortion signal. The amplitude and phase adjusted predistortion signal is combined in the combiner 5 with the linear signal supplied in the delay line 9. The combined signal is sent from terminal 10 to an RF power amplifier (PA) 13. In this way, the third order IMD product caused by the RF PA 13 is removed from the amplified signal to linearize the RF PA 13. If the delay line 9 compensates for the delay that occurs when generating the predistortion signal, wideband linearization can be achieved.
도 1B는 전치 왜곡 회로(1)에 적용될 수 있는 f1 및 f2에서 2개의 톤을 포함하는 RF 신호의 스펙트럼을 도시하고 있다. 도 1C는 RF PA(13)의 출력 스펙트럼을 도시하고 있다. 도 1C에 도시된 바와 같이, 출력 스펙트럼은 f1 및 f2에서의 기본 성분 및 실선으로 표시한 바와 같이 RF PA(13)에 의해 생성되는 2f1-f2 및 2f2-f1에서의 3차 IMD 왜곡 성분을 포함한다. 또한, 출력 스펙트럼은 점선으로 표시한 바와 같은 전치 왜곡 회로(1)에 의해 주입되는 주파수 2f1-f2 및 2f2-f1에서의 3차 전치 왜곡 성분을 포함한다. 도 1C로부터 알 수 있는 바와 같이, 주입된 3차 전치 왜곡 성분은 RF PA(13)의 3차 IMD 프로덕트와는 진폭이 동일하고 반대 위상을 가지고 있다. 그러므로, 3차 전치 왜곡 성분이 3차 IMD 프로덕트를 소거한다.FIG. 1B shows the spectrum of an RF signal comprising two tones at f 1 and f 2 that can be applied to the predistortion circuit 1. 1C shows the output spectrum of the RF PA 13. As it is shown in Figure 1C, the output spectrum f 1 and 2f 1 -f produced by the RF PA (13) as indicated by the primary component and a continuous line in the f 2 2 and Third order IMD distortion component at 2f 2 -f 1 . In addition, the output spectrum is frequency 2f 1 -f 2 and injected by the predistortion circuit 1 as indicated by the dotted line and Third order predistortion component at 2f 2 -f 1 . As can be seen from FIG. 1C, the injected third order predistortion component has the same amplitude and opposite phase as the third order IMD product of the RF PA 13. Therefore, the third order predistortion component cancels the third order IMD product.
이러한 해결법의 문제는 RF 전력 증폭기가 3차 IMD 프로덕트만 생성하는 것이 아니라, 더 높은 차수의 IMD 프로덕트도 생성한다는 점이다. 통상적으로는, 이들 고차 IMD 왜곡 프로덕트는 고려되지는 않지만, 3차 IMD 프로덕트가 억제되는 경우에 실제 발생한다.The problem with this solution is that the RF power amplifier produces not only the 3rd order IMD product, but also the higher order IMD product. Typically, these higher order IMD distortion products are not taken into account, but actually occur when the third order IMD product is suppressed.
이러한 문제를 해결하고자하는 시도로서, S.P. Stapleton and J.K. Cavers, "A New Technique for the Adaption of Linearizing Predistorters", Proceedings of the IEEE Vehicular Technology Conference, pp.753-758, May 1991에 3차 이상의 IMD 프로덕트를 보상하기 위한 전치 왜곡기가 개시되어 있다. 도 2는 이러한 개선된 전치 왜곡기를 도시하고 있다. 이와 같은 전치 왜곡기는 필수적으로 3개의 메인 블럭, 즉 직교 이득 위상 조절기(QGPA; 14), 기저대역 다항식 전치 왜곡 회로(PreD; 15), 및 컨트롤러(16)를 포함한다.In an attempt to solve this problem, S.P. Stapleton and J.K. Cavers, "A New Technique for the Adaption of Linearizing Predistorters", Proceedings of the IEEE Vehicular Technology Conference, pp. 753-758, May 1991, describe a predistorter for compensating for more than three orders of magnitude of IMD products. 2 illustrates such an improved predistorter. Such a predistorter essentially comprises three main blocks: orthogonal gain phase adjuster (QGPA) 14, baseband polynomial predistortion circuit (PreD) 15, and controller 16.
도 2에 도시된 바와 같이, 입력 단자(17)에서의 입력 RF 신호가 QGPA(14) 및 PreD(15) 양쪽에 공급된다. PreD(15) 회로는 검출기(22)에서 입력 RF 신호의 엔벌로프를 검출하고, 검출 엔벌로프를 비선형 함수 발생기 F1(x)(23) 및 F2(x)(24)를 통해 처리함으로써 2개의 전치 왜곡 신호를 생성한다. 함수 발생기 F1(x)(23) 및 F2(x)(24)는 QGPA(14)에서 입력 신호와 승산되어 3차 및 4차 전치 왜곡 성분을 형성하는 동위상 및 직교 위상(I&Q) 신호를 생성한다. 검출 엔벌로프의 이용과 함께 결합된 복소 승산 프로세스는 진폭 변조/진폭 변조(AM/AM) 및 진폭 변조/위상 변조(AM/PM) 왜곡이 둘다 보정될 수 있게 하지만, 카테이션 형태로 귀착된다.As shown in FIG. 2, an input RF signal at the input terminal 17 is supplied to both the QGPA 14 and the PreD 15. The PreD 15 circuit detects the envelope of the input RF signal at the detector 22, and processes the detection envelope through the nonlinear function generators F 1 (x) 23 and F 2 (x) 24, Generate two predistortion signals. Function generators F 1 (x) 23 and F 2 (x) 24 are in-phase and quadrature (I & Q) signals that are multiplied by the input signal at QGPA 14 to form third and fourth order predistortion components. Create The complex multiplication process combined with the use of the detection envelope allows both amplitude modulation / amplitude modulation (AM / AM) and amplitude modulation / phase modulation (AM / PM) distortion to be corrected, but results in a karting form.
상기 복소 승산은 QGPA(14) 회로에서 입력 RF 신호를 2개의 경로로 분할함으로써 이루어지는데, 그 하나의 경로는 승산기(19)로의 입력이고, 다른 하나는 승산기(21)로의 입력이다. 양쪽 경로상의 신호들은, 승산기(21)에 입력된 신호가 승산기(19)로 입력된 신호에 대해 위상 시프터(20)에 의해 90°위상 시프트되어 있다는 점을 제외하고는 동일하다. The complex multiplication is achieved by splitting the input RF signal into two paths in the QGPA 14 circuit, one path being input to multiplier 19 and the other being input to multiplier 21. The signals on both paths are the same except that the signal input to the multiplier 21 is 90 ° phase shifted by the phase shifter 20 with respect to the signal input to the multiplier 19.
함수 발생기 F1(x)(23)와 F2(x)(24)에서 생성된 2개의 다항식 함수의 계수는 컨트롤러(16)내의 마이크로프로세서(μp; 25)에 의해 제공된다. 마이크로프로세서(25)는 선형화된 RF PA(도시하지 않음)의 출력으로부터 나온 동위상 및 직교 위상 피드백 신호의 크기에 기초하여 계수를 조정한다. I&Q 피드백 신호는 실제 원하는 신호와 IMD를 분리하여 IMD를 측정하기 위해 필터(28, 29)에서 대역 통과 필터링된다. 이것은 증폭될 신호가, IMD 프로덕트가 단일 캐리어 변조의 어느쪽이든 대역에 있는 것으로 알려진 단일 캐리어 신호인 경우에만 가능하다. 검출기(26, 27)은 대역 필터링된 IMD의 크기를 결정하여 마이크로프로세서(25)가 이 왜곡을 최소화하는 왜곡 함수의 계수를 조정할 수 있게 함으로써, RF PA의 출력에 존재하는 IMD 프로덕트의 레벨을 최소화한다.The coefficients of the two polynomial functions generated in the function generators F 1 (x) 23 and F 2 (x) 24 are provided by a microprocessor (p) 25 in the controller 16. The microprocessor 25 adjusts the coefficients based on the magnitude of the in-phase and quadrature feedback signals from the output of the linearized RF PA (not shown). The I & Q feedback signal is bandpass filtered at filters 28 and 29 to measure the IMD by separating the actual desired signal from the IMD. This is only possible if the signal to be amplified is a single carrier signal in which the IMD product is known to be in either band of single carrier modulation. Detectors 26 and 27 determine the size of the band-filtered IMD so that microprocessor 25 can adjust the coefficients of the distortion function to minimize this distortion, thereby minimizing the level of IMD products present at the output of the RF PA. do.
이 기술이 3차 이상의 IMD 프로덕트를 보상하지만, 단지 단일 캐리어 응용에 적합하다. 멀티 캐리어 시스템에서, 캐리어의 위치, 및 그러므로 결과적인 IMD는 대역통과 필터링 접근법으로 항상 얻어질 수는 없다. 이러한 사실로 인해 이 기술이 통상 멀티-톤 입력 신호를 포함하는 광대역 응용에 부적합하게 된다. 이들 응용의 광대역 특성은 일부 주어진 밴드 플랜(스펙트럼)간에 이격된 개개의 협대역 RF 신호의 결합으로부터 기인한다.Although this technique compensates for more than 3rd order IMD products, it is only suitable for single carrier applications. In a multi-carrier system, the location of the carrier, and therefore the resulting IMD, may not always be obtained with a bandpass filtering approach. This fact makes this technique unsuitable for wideband applications that typically include multi-tone input signals. The broadband characteristics of these applications result from the combination of individual narrowband RF signals spaced between some given band plans (spectrums).
더 정교한 전치 왜곡을 위해 디지털 신호 처리(DSP)를 적용할 수 있다. 예를 들면, Caver에 의한 미국특허번호 5,049,832는 DSP를 이용한 적응 선형화 기술을 개시하고 있다. DSP를 이용할 때의 문제는 DSP 샘플링 주파수 및 필요 디지털/아날로그 컨버터에 의해 선형화 대역폭이 크게 제한된다는 점이다. 그러므로, DSP를 이용하는 시스템은 광대역 응용에는 통상 적합하지 않다.Digital signal processing (DSP) can be applied for more precise predistortion. For example, US Pat. No. 5,049,832 to Caver discloses an adaptive linearization technique using DSP. The problem with using a DSP is that the linearization bandwidth is greatly limited by the DSP sampling frequency and the required digital-to-analog converter. Therefore, systems using DSPs are usually not suitable for wideband applications.
이들 종래의 기술 중 어느 것도 멀티-톤 RF 입력 신호를 갖는 광대역 응용에서 고차 IMD를 보상하지 못한다. 뿐만 아니라, 이들 종래 기술 중 어느것도 피크와 평균 레벨 신호를 구별하지 못한다.None of these conventional techniques compensate for higher order IMD in wideband applications with multi-tone RF input signals. In addition, none of these prior arts distinguish between peak and average level signals.
톤이 멀티-톤 시스템에서 결합되는 경우, 구조적인 간섭으로 인해 멀티-톤 RF 신호의 피크가 평균 레벨에 비해 매우 크게 된다. 경제적이고 비교적 전력 효율적인 비선형 멀티-톤 전력 증폭기에 대해, 그러한 신호의 피크를 조절하도록 디멘젼될 수 없다. 결과적으로, 멀티-톤 신호에서의 일부 피크는, 증폭기 포화 한계를 초과한 경우에 클리핑될 것이다. When tones are combined in a multi-tone system, structural interference causes the peaks of the multi-tone RF signal to be very large relative to the average level. For an economical and relatively power efficient nonlinear multi-tone power amplifier, it cannot be dimensioned to adjust the peak of such a signal. As a result, some peaks in the multi-tone signal will be clipped if the amplifier saturation limit is exceeded.
도 1A 및 2에 도시된 바와 같은 종래 전치 왜곡기에서는, RF PA의 포화 한계 이하 또는 이상의 동작을 구별하려는 어떠한 시도도 이루어지지 않는다. 그 결과, 보통 RF PA가 포화되게 하는 RF 입력 신호에 전치 왜곡이 적용된다. RF PA가 일단 포화되면, 전치 왜곡 신호를 주입하더라도 출력의 진폭에 전혀 영향을 미치지 못한다. 왜냐하면, RF PA로의 큰 상보 입력은 출력 진폭을 포화된 RF 출력 한계 이상으로 올리지 않기 때문이다. 그러나, 위상에 대한 상황은 크게 상이하다. RF 입력 신호의 위상에 적용된 전치 왜곡 보정이 출력에 전송된다. 종래 전치 왜곡기에 있어서, 이들 위상 보정은 피크 입력 신호에 대해 매우 부정확하므로, 그 피크에서 전치 왜곡 성능에서 큰 저하를 유발한다. In a conventional predistorter as shown in Figures 1A and 2, no attempt is made to distinguish operation below or above the saturation limit of the RF PA. As a result, predistortion is usually applied to the RF input signal causing the RF PA to saturate. Once the RF PA is saturated, injecting a predistortion signal has no effect on the amplitude of the output. This is because large complementary inputs to the RF PA do not raise the output amplitude above the saturated RF output limit. However, the situation with respect to phase is greatly different. Predistortion correction applied to the phase of the RF input signal is sent to the output. In conventional predistorters, these phase corrections are very inaccurate with respect to the peak input signal, resulting in a large degradation in the predistortion performance at that peak.
그러므로, 고차 IMD 프로덕트를 보상하는 멀티-톤 RF 신호용 광대역 전치 왜곡 기술이 필요하다. 또한 피크 RF 입력 신호에 유효한 전치 왜곡 기술도 필요하다.Therefore, there is a need for a wideband predistortion technique for multi-tone RF signals that compensates for higher order IMD products. There is also a need for predistortion techniques that are valid for peak RF input signals.
본 발명의 실시예를 동일한 구성 요소는 동일한 부호를 붙인 첨부 도면을 참조하여 더 상세하게 설명한다.Embodiments of the present invention will be described in more detail with reference to the accompanying drawings, in which like components are designated by like reference numerals.
도 1A는 종래 3차 전치 왜곡기의 블럭 다이어그램.Is a block diagram of a conventional third order predistorter.
도 1B는 도 1A에 도시된 전치 왜곡기에 적용된 2개 톤 입력 RF 신호의 스펙트럼을 도시한 도면.FIG. 1B shows the spectrum of a two tone input RF signal applied to the predistorter shown in FIG. 1A. FIG.
도 1C는 도 1A에 도시된 3차 전치 왜곡기의 RF PA 증폭 출력의 스펙트럼을 도시한 도면.1C shows the spectrum of the RF PA amplified output of the third order predistorter shown in FIG. 1A.
도 2는 종래 5차 전치 왜곡기의 블럭 다이어그램.2 is a block diagram of a conventional fifth order predistorter.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 아날로그 전치 왜곡기 시스템의 블럭 다이어그램.3 is a block diagram of an analog predistorter system in accordance with an embodiment of the present invention.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 예제 전치 왜곡 회로의 상세 블럭 다이어그램.4 is a detailed block diagram of an example predistortion circuit in accordance with an embodiment of the present invention.
도 5A-5C는 본 발명의 실시예에 따른 주파수 도메인에서 전치 왜곡된 RF 신호의 텀(term)의 양상을 도시한 도면.5A-5C illustrate aspects of terms of a predistorted RF signal in the frequency domain in accordance with an embodiment of the invention.
도 6A-6C는 본 발명의 실시예에 따른 시간 도메인에서 전치 왜곡된 RF 신호의 텀의 양상을 도시한 도면.6A-6C illustrate aspects of terms of a predistorted RF signal in the time domain in accordance with an embodiment of the invention.
도 7A는 본 발명의 실시예에 따라 전치 왜곡을 보상하는 방법을 도시한 도면.7A illustrates a method of compensating for predistortion in accordance with an embodiment of the present invention.
도 7B는 본 발명의 실시예에 따라 전치 왜곡 신호를 생성하는 방법을 도시한 도면.7B illustrates a method for generating a predistortion signal in accordance with an embodiment of the present invention.
그러므로, 본 발명의 목적은 고차 IMD 프로덕트를 보상하기 위한 기술을 제공하는 것이다. 본 발명의 또 다른 목적은 평균 입력 신호에 대한 IMD 보상에서 매우 큰 발전을 제공함과 동시에, 피크 입력 신호에 대한 IMD 보상의 저하를 방지하는 것이다.It is therefore an object of the present invention to provide a technique for compensating higher order IMD products. It is yet another object of the present invention to provide very large advances in IMD compensation for average input signals while at the same time preventing degradation of IMD compensation for peak input signals.
본 발명의 실시예에 따르면, 광대역에 걸쳐 3차 이상의 IMD 프로덕트를 보상하는 전치 왜곡 신호가 생성되고, 전치 왜곡 신호는 입력 RF 신호, 예를 들면 멀티-톤 RF 신호에 제공된다. 전치 왜곡 함수는 조절가능한 계수를 갖는 저차 다항식이다. 전치 왜곡 함수는 입력 RF 신호의 검출 엔벌로프에 기초하여 생성되므로, 전치 왜곡이 실제적으로 톤 주파수와 무관하게 된다. 검출 엔벌로프는 근사 하이퍼볼릭 탄젠트 형태(hyperbolic tan shape)로 클리핑되고 스케일링된다. 클리핑 형태는 하이퍼볼릭 탄젠트(tanh) 함수의 형태로 근사되어 검출 엔벌로프가 특정값을 초과하는 것이 방지되며, 따라서 검출 엔벌로프에 큰 피크가 존재하는 경우에 부정확한 전치 왜곡 보상을 크게 방지한다.According to an embodiment of the invention, a predistortion signal is generated that compensates for more than three orders of magnitude of the IMD product over a wideband, and the predistortion signal is provided to an input RF signal, for example a multi-tone RF signal. The predistortion function is a lower order polynomial with adjustable coefficients. Since the predistortion function is generated based on the detection envelope of the input RF signal, the predistortion is practically independent of the tone frequency. The detection envelope is clipped and scaled in an approximate hyperbolic tan shape. The clipping form is approximated in the form of a hyperbolic tanh function to prevent the detection envelope from exceeding a certain value, thus greatly preventing inaccurate predistortion compensation in the presence of large peaks in the detection envelope.
실시예에 따르면, 전치 왜곡 신호는 비선형 증폭기에 의해 발생한 IMD 프로덕트를 보상한다. 다항식의 계수는 증폭기 출력과 입력 RF 신호간의 차이에 기초하여 조절된다.According to an embodiment, the predistortion signal compensates for the IMD product generated by the nonlinear amplifier. The coefficient of the polynomial is adjusted based on the difference between the amplifier output and the input RF signal.
본 상세한 설명에서, 특정 회로, 회로 요소, 기술 등과 같은 특정 상세 내용은 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해 설명의 목적상 제공하는 것이지 제한하고자 하는 것이 아니다. 이 기술 분야의 통상의 기술자라면 이들 특정 상세 내용을 벗어난 다른 실시예의 형태로 본 발명을 실시할 수 있다는 것은 자명하다. 본 발명의 설명을 명확하게 드러내기 위해 주지의 방법, 장치, 및 회로는 생략한다. In this specification, specific details such as specific circuits, circuit elements, techniques, and the like are provided for the purpose of description and not of limitation, to provide a thorough understanding of the invention. It will be apparent to one skilled in the art that the present invention may be practiced in the form of other embodiments that depart from these specific details. In the following description, well-known methods, devices, and circuits are omitted for clarity.
본 발명에 따르면, 3차 이상의 IMD 프로덕트는 전치 왜곡 신호에 입력 RF 신호를 인가함으로써 보상된다. 본 발명의 실시예에 따르면, 전치 왜곡 신호는 광대역 동작을 허용하는 아날로그 프로세싱 구성 요소에 의해 생성된다.According to the present invention, the 3rd or higher IMD product is compensated by applying an input RF signal to the predistortion signal. According to an embodiment of the invention, the predistortion signal is generated by an analog processing component that allows wideband operation.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 전치 왜곡 시스템(100)을 도시하고 있다. 시스템은 아날로그 전치 왜곡 신호를 생성하는 전치 왜곡 회로(PreD; 37) 및 전치 왜곡 신호를 RF PA(13)의 멀티-톤 RF 입력에 인가하는 직교 이득 위상 조절기(QGPA; 36)를 포함한다.3 illustrates a predistortion system 100 according to an embodiment of the invention. The system includes a predistortion circuit (PreD) 37 for generating an analog predistortion signal and a quadrature gain phase adjuster (QGPA) 36 for applying the predistortion signal to the multi-tone RF input of the RF PA 13.
PreD(37)는 단자(30)에서 수신된 멀티-톤 RF 입력 신호 RF in에 기초하여 적정한 전치 왜곡 신호를 내부적으로 생성한다. 단자(30)로부터의 수신된 입력 신호 q 는 입력 커플러(33)에 의해 동일한 진폭의 2개의 브랜치(branch)로 분할된다.(굵은선은 복소 신호를 나타내고, 시간 디펜던시(dependency)는 명확한 설명을 위해 생략함) 하나의 브랜치는 지연 부재(42)로 공급된다. 다른 브랜치는 신호 x 로서 스플리터(34)에 공급된다. 스플리터(34)는 신호 x 를 동일한 진폭의 2개 브랜치로 분할하는데, 그 하나는 PreD(37)에 공급되고, 또 하나는 90°스플리터(35)에 공급된다. 90°위상 스플리터는 신호 x 를 2개의 브랜치로 분할하여 하나의 브랜치에는 0°를, 다른 하나의 브랜치에는 90°를 승산함으로써, 복소 신호가 되게 한다.PreD 37 internally generates an appropriate predistortion signal based on the multi-tone RF input signal RF in received at terminal 30. The received input signal q from terminal 30 is divided into two branches of equal amplitude by the input coupler 33. (The bold lines represent the complex signal, and the time dependency is clear. One branch is supplied to the delay member 42. The other branch is fed to splitter 34 as signal x . Splitter 34 splits signal x into two branches of equal amplitude, one to PreD 37 and the other to 90 ° splitter 35. The 90 ° phase splitter splits the signal x into two branches, multiplying 0 ° in one branch by 90 ° in the other, resulting in a complex signal.
PreD(37)는 신호 x 에 기초하여 전치 왜곡 신호 p 를 생성한다. 90°스플리터(35)는 QGPA(36)가 PreD(37)로부터의 복소 전치 왜곡 신호 p 에 신호 x 를 승산하는 것을 가능하게 함으로써, 신호 x 의 진폭 및 위상을 조절한다. 조절된 신호는 신호 r 로서 QGPA(36)로부터 RF PA(13)에 출력된다.PreD 37 generates a predistortion signal p based on signal x . 90 ° splitter 35 adjusts the amplitude and phase of signal x by allowing QGPA 36 to multiply signal x by complex predistortion signal p from PreD 37. The adjusted signal is output from the QGPA 36 to the RF PA 13 as a signal r .
이득 기반 형태의 전치 왜곡 시스템의 동작은 수학적으로 수학식 1과 같이 표현될 수 있다.The operation of the predistortion system of the gain-based form may be mathematically expressed as Equation 1.
여기에서, r 은 전치 왜곡된 RF 신호이고, x 는 RF 입력이며, p 는 PreD(37)에 의해 생성되는 전치 왜곡 신호(또는 다이나믹 복소 이득 신호), 즉 p =p i +jp q 이다. 전치 왜곡 신호 p 는 PreD(37)에 의해 카테이션 형식으로 이하의 식과 같이 생성될 수 있다.Where r is a predistorted RF signal, x is an RF input, and p is a predistortion signal (or dynamic complex gain signal) generated by PreD 37, i.e. p = p i + jp q . The predistortion signal p may be generated by the PreD 37 in a karting form as follows.
여기에서, ｜ x ｜는 신호 x 의 크기이고, C 2i , C 2q , C 1i , C 1q , C 0i 및 C 0q 는 컨트롤러(40)에 의해 조절될 수 있는 전치 왜곡 신호의 계수를 나타낸다. QGPA(36)는 예를 들면 2개의 승산기와 1개의 가산기로 구현되어 전치 왜곡 신호 p 의 항(項)들을 입력 신호 x 로 승산할 수 있다.Where | x | is the magnitude of the signal x and C 2i , C 2q , C 1i , C 1q , C 0i and C 0q represent the coefficients of the predistortion signal that can be adjusted by the controller 40. The QGPA 36 may be implemented with, for example, two multipliers and one adder to multiply terms of the predistortion signal p by the input signal x .
수학식 1은 이하의 식과 같이 확장된 복소 형태로 재기록될 수 있다. Equation 1 may be rewritten in an expanded complex form as in the following equation.
여기에서,From here,
도 3을 참조하면, 컨트롤러(40)는 입력 q 와 RF PA(13)의 스케일링된 출력과의 차이를 최소화함으로써 전치 왜곡 신호 계수를 조절한다. RF PA(13)의 출력 ν는 커플러(47)를 통해 감쇄기(43)에 커플링된다. 커플링된 출력이 감쇄기(43)에서 스케일링되고, 스케일링된 출력이 커플러(46)를 통해 입력 신호에 커플링되어 입력 신호가 부재(42)에 의해 전치 왜곡 브랜치의 지연과 실질적으로 동일한 크기만큼 지연된다. 감쇄기(43)는 커플러(47)로부터의 출력 ν를 1/GD(GD는 RF PA(13)의 이득, 커플러(47)의 이득 등에 대응함)의 크기로 스케일링하므로, 스케일링된 출력 신호의 이득이 지연된 이득 신호의 이득과 매칭되게 된다. 스케일링된 출력 신호와 지연된 입력 신호는 커플러(45)에 의해, 양 신호간의 차이를 검출하고 이 차이를 에러 신호 e로서 컨트롤러(40)에 리포팅하는 검출기(41)에 커플링된다. 컨트롤러(40)는 에러 신호 e를 최소화하도록 전치 왜곡 계수 C 1i , C 1q , C 2i , C 2q 를 조절한다. 이것이 온도와 시간 변화에 따라 발생하는 증폭기 특성의 변화를 설명해 준다. 컨트롤러(40)도 또한 가산기(38, 39)에 의해 PreD 출력에 가산되는 일정 복소 계수 C 0i , C 0q 를 발생하여 RF 증폭기 입력과 출력간 차이의 정적(static) 부분을 보정한다. 컨트롤러(40)는 예를 들면 마이크로프로세서로 구현될 수 있다.Referring to FIG. 3, the controller 40 adjusts the predistortion signal coefficients by minimizing the difference between the input q and the scaled output of the RF PA 13. The output v of the RF PA 13 is coupled to the attenuator 43 via the coupler 47. The coupled output is scaled in an attenuator 43 and the scaled output is coupled to the input signal via the coupler 46 such that the input signal is delayed by the member 42 by an amount substantially equal to the delay of the predistortion branch. do. The attenuator 43 scales the output ν from the coupler 47 to the size of 1 / G D (G D corresponds to the gain of the RF PA 13, the gain of the coupler 47, etc.), thereby reducing the scale of the output signal. The gain is matched with the gain of the delayed gain signal. The scaled output signal and the delayed input signal are coupled by a coupler 45 to a detector 41 which detects the difference between both signals and reports this difference to the controller 40 as an error signal e. The controller 40 adjusts the predistortion coefficients C 1i , C 1q , C 2i , C 2q to minimize the error signal e. This explains the change in amplifier characteristics that occurs over time and over time. The controller 40 also corrects the static (static) portion of the difference between the RF amplifier input and output and generates a constant complex coefficients C 0i, C 0q which is added to the PreD output by the adder (38, 39). The controller 40 may be implemented by, for example, a microprocessor.
수학식 3의 이득 기반 전치 왜곡 신호로부터 알 수 있는 바와 같이, PreD(37)가 없는 경우, 즉 C 1i =0, C 1q =0, C 2i =0, C 2q =0=> C 1 =0, C 2 =0인 경우에, QGPA(36)의 이득은 복소 계수의 셋팅 C 0 =C 0i +C 0q 에 의해 좌우된다. 그러므로, PreD(37)이 없다면, QGPA(36)는 공급된 RF 입력 신호와 상관없이 RF PA(13)의 복소수 이득을 조절할 수 있다. RF PA(13)는 RF 입력 레벨이 변화됨에 따라 약간 변화되는 복소수 게인을 가지므로, 즉 비선형이므로, 그러한 고정 조절이 단지 하나의 RF 레벨에서 입/출력 차가 제로가 되게 한다. 다른 레벨에서는, 입/출력 차가 제로가 되지 않는다. PreD(37)를 주입함으로써, RF 입력 레벨의 함수로서 복소 이득이 다이나믹하게 변하는 것을 가능하게 하고, RF 레벨의 범위에 걸쳐 입/출력 차이를 감소시킬 수 있으므로, RF PA(13)를 효율적으로 선형화한다. C 1 항을 허용하는 것은 PreD(37)이 QGPA(36)의 복소 이득을 입력의 크기에 비례하여 조절하는 것을 가능하게 한다. C 2 항을 허용하는 것은 복소 이득을 입력 크기의 제곱에 응답하여 변화되는 것을 가능하게 한다.As can be seen from the gain based predistortion signal of Equation 3, without PreD (37), i.e., C 1i = 0, C 1q = 0, C 2i = 0, C 2q = 0 => C 1 = 0 In the case of C 2 = 0, the gain of QGPA 36 depends on the setting of the complex coefficient C 0 = C 0i + C 0q . Therefore, without PreD 37, QGPA 36 may adjust the complex gain of RF PA 13 regardless of the RF input signal supplied. Since the RF PA 13 has a complex gain that changes slightly as the RF input level changes, i.e., it is nonlinear, such fixed adjustments cause the input / output difference to zero at only one RF level. At other levels, the input / output difference is not zero. By injecting the PreD 37, it is possible to dynamically vary the complex gain as a function of the RF input level, and reduce the input / output difference over a range of RF levels, thereby efficiently linearizing the RF PA 13 do. C 1 Allowing the term allows PreD 37 to adjust the complex gain of QGPA 36 in proportion to the magnitude of the input. C 2 Allowing the term allows the complex gain to be changed in response to the square of the input magnitude.
도 4는 예제 전치 왜곡 회로의 상세 블럭 다이어그램을 도시하고 있다. 실시예에 따르면, 도 4의 전치 왜곡 회로는 도 3의 PreD(37)에 대응한다. 그러나, 본 발명은 그것으로 제한되는 것이 아니고 본 발명에 따른 전치 왜곡 회로는 3차 이상의 IMD 보상이 바람직한 어떠한 시스템내에서도 구현될 수 있다는 것은 자명하다.4 shows a detailed block diagram of an example predistortion circuit. According to an embodiment, the predistortion circuit of FIG. 4 corresponds to PreD 37 of FIG. 3. However, the present invention is not limited thereto, and it is obvious that the predistortion circuit according to the present invention can be implemented in any system in which 3rd or more IMD compensation is desired.
도 4를 참조하면, 입력 RF 신호 RFi(실시예에 따르면, 도 3의 신호 x에 대응함)는 믹서(48)와 리미팅 증폭기(limiting amplifier; 49)를 포함하는 입력 검출기에 인가된다. 입력 검출기는 입력 RF 신호의 엔벌로프를 검출한다. 이것이 전치 왜곡을 실질적으로 톤 주파수에 관계없이 이루질 수 있게 한다. 검출된 엔벌로프는 가변 포화 증폭기(VSA, Variable Saturation Amplifier; 50)에 인가된다. VSA(50)는 단자 C3에서 인가된 제어 전압을 통해 외부적으로 제어될 수 있는 클립 레벨로, 검출된 엔벌로프를 클리핑하는 것을 효과적으로 가능하게 한다. 실시예에 따르면, 클리핑 형태는 엔벌로프가 특정 값을 초과하지 못하게 하는 하이퍼볼릭 탄젠트(tanh) 함수의 형태로 근사된다. 이로 인해, 검출된 엔벌로프내에 큰 피크가 존재하는 경우, PreD(37)이 크게 부정확한 전치 보정을 하는 것을 방지할 수 있다.Referring to FIG. 4, an input RF signal RFi (in accordance with an embodiment, corresponding to signal x of FIG. 3) is applied to an input detector comprising a mixer 48 and a limiting amplifier 49. The input detector detects an envelope of the input RF signal. This allows predistortion to be made substantially independent of tone frequency. The detected envelope is applied to a variable saturation amplifier (VSA) 50. The VSA 50 effectively makes it possible to clip the detected envelope to a clip level that can be controlled externally via a control voltage applied at terminal C3. According to an embodiment, the clipping form is approximated in the form of a hyperbolic tanh function that prevents the envelope from exceeding a certain value. For this reason, when a large peak exists in the detected envelope, it is possible to prevent the PreD 37 from significantly inaccurate pre-correction.
VSA(50)으로부터 클리핑된 신호가 가변 이득 증폭기(VGA; 51)에 인가된다. VGA(51)는 클리핑된 신호를 스케일링하고, 단자 C4에서 인가된 제어 전압에 응답하여 전체 PreD(37) 회로가 스위치 오프되거나 점진적으로 불능 상태가 되는 것을 가능하게 한다. The signal clipped from the VSA 50 is applied to a variable gain amplifier (VGA) 51. The VGA 51 scales the clipped signal and enables the entire PreD 37 circuit to be switched off or gradually disabled in response to the control voltage applied at terminal C4.
VGA(51)의 스케일링된 출력은 RF 입력의 전처리된 엔벌로프를 나타낸다. 이 신호, ｜ x ｜는 제곱기(52)에서 제곱되어 ｜ x ｜2이 산출된다. 수학식 2a, 2b로 주어지는 함수를 생성하기 위해, ｜ x ｜와 ｜ x ｜2이 둘다 4개의 선형 출력 승산기 회로(53, 54, 55, 56)에 인가된다. 이들 승산기는 ｜ x ｜와 ｜ x ｜2에 각각 C 1i , C 2i , C 1q , C 2q 를 승산한다. 가산기(57, 59)에 의해 이들 승산된 신호들이 가산되고 버퍼(58, 60)에서 버퍼링되어 2개의 출력 PRI 및 PRQ가 각각 산출된다. 이들 출력은 수학식 2a, 2b의 고차항, 즉 PRI=｜ x ｜2 C 2i +｜ x ｜C 1i , PRQ=｜ x ｜2 C 2q +｜ x ｜C 1q 를 나타낸다. 수학식 2a, 2b의 저차항(C 0i , C 0q )은 가산기(38, 39)에 의해 순차적으로 PRI 및 PRQ에 가산되어 p i 및 p q 를 각각 출력한다.The scaled output of the VGA 51 represents a preprocessed envelope of the RF input. This signal, | x | is squared in the squarer 52 to yield | x | 2 . To generate the function given by equations (2a) and (2b), | x | and | x | 2 are both applied to four linear output multiplier circuits 53, 54, 55, 56. These multipliers multiply C 1i , C 2i , C 1q , C 2q by | x | and | x | 2 , respectively. These multiplied signals are added by adders 57 and 59 and buffered in buffers 58 and 60 to yield two outputs PRI and PRQ, respectively. These outputs Equation 2a, 2b of the high-order term, i.e. PRI = | represents the C 1q | x | 2 C 2i + | x | C 1i, PRQ = | x | 2 C 2q + | x. The low order terms C 0i and C 0q of Equations 2a and 2b are sequentially added to PRI and PRQ by the adders 38 and 39 to output p i and p q , respectively.
상기에서는 이득 기반 형태로 설명했지만, 전치 왜곡 시스템을 수학식 3을 확장하여 입력대 출력 전송 함수에 의해 이하 식과 같이 나타낼 수도 있다.Although described above in gain-based form, the predistortion system can be expressed by the input-to-output transfer function by expanding Equation 3 as follows.
수학식 5는 전치 왜곡된 신호 r 은 1차 IMD를 보상하기 위한 1차항 x C 0 , 3차 IMD를 보상하기 위한 3차항 x ｜ x ｜2 C 2 , 3차 IMD 프로덕트 이상의 다수 IMD 프로덕트를 보상하기 위한 부가항 x ｜ x ｜2 C 1 을 포함하고 있으므로, 고차 IMD 프로덕트에 대해 효율적인 선형화 성능을 충분히 할 수 있다. 이것은 계수를 제외하고, 주파수 도메인에서 전치 왜곡된 신호 r 의 항의 양상을 도시한 도 5A-5C를 참고하면 더 잘 이해될 것이다. 도 5A 및 5C로부터 알 수 있는 바와 같이, 1차항 x 는 1차 전치 왜곡을 제공하고, 항 x ｜ x ｜2은 실질적으로 3차 전치 왜곡을 제공한다. 그러나, 도 5B는 x ｜ x ｜는 3차 이상의 전치 왜곡을 제공하는 것을 도시하고 있다.Equation 5 shows that the predistorted signal r compensates for multiple IMD products above the first term x C 0 to compensate the first order IMD, the third term x | x | 2 C 2 , and the third order IMD product to compensate for the third order IMD. Since the additional term x | x | 2 C 1 is included, efficient linearization performance can be sufficiently achieved for higher order IMD products. This will be better understood with reference to FIGS. 5A-5C, which show aspects of terms of the predistorted signal r in the frequency domain, except for the coefficients. As can be seen from Figures 5A and 5C, the first term x provides the first order predistortion, and the term x | x | 2 provides substantially the third order predistortion. However, FIG. 5B shows that x | x | provides predistortion of at least three orders of magnitude.
고차 IMD 프로덕트에 대한 전치 왜곡을 제공할 뿐만 아니라, x ｜ x ｜항은 다이나믹 범위에 대하여 잘 대응한다. 시간 도메인에서의 전치 왜곡된 신호의 형태를 도시한 도 6A-6C로부터 알 수 있는 바와 같이, 이들 항의 진폭이 급속하게 변화된다, 즉 ｜ x ｜의 매 차수마다 더 빠르게 상승하고 하강한다. 마찬가지로, x ｜ x ｜항과 다른 고차항, 예를 들면 x 5, x 7 등을 비교하면, x 의 진폭이 비교적 큰 경우(>1), 다른 고차항의 진폭은 x ｜ x ｜항의 진폭보다 더 빠르게 상승하므로, 전자 구현물(embodiment)보다 더 일찍 클립 한계(clip limit)에 도달할 것이다. x 가 상대적으로 작은 경우(<1), 대안적인 고차항의 크기는 x ｜ x ｜의 크기보다 빨리 하강하고 전자 구현물에서 잡음 바닥에 훨씬 빨리 접근한다. 그러므로, 높은 다이나믹 범위를 처음부터 갖고 있는 멀티-톤 신호를 다루는 경우에, x ｜ x ｜항은 전치 왜곡 회로의 전자 구현을 단순하게 한다.In addition to providing predistortion for higher order IMD products, the x | x | term corresponds well to the dynamic range. As can be seen from FIGS. 6A-6C, which show the shape of the predistorted signal in the time domain, the amplitudes of these terms change rapidly, ie rise and fall faster every order of | x |. Similarly, if x | x | is compared with other higher-order terms, such as x 5 , x 7, etc., if the amplitude of x is relatively large (> 1), then the amplitude of the other higher-order term is greater than the amplitude of the x | x | term. As it rises rapidly, it will reach the clip limit earlier than the electronic embodiment. If x is relatively small (<1), the magnitude of the alternative higher order term drops faster than the size of x | x | and approaches the noise floor much faster in the electronic implementation. Therefore, when dealing with a multi-tone signal having a high dynamic range from the beginning, the x | x | term simplifies the electronic implementation of the predistortion circuit.
도 7A는 본 발명의 실시예에 따라 왜곡을 보상하기 위한 방법을 예시하고 있다. 방법은 입력 멀티-톤 RF 신호가 수신되는 단계 700에서 시작된다. 단계 720에서, 전치 왜곡된 신호가 생성된다. 단계 740에서, 전치 왜곡 신호가 입력 멀티-톤 RF 신호에 인가된다. 전치 왜곡 신호가 인가된 후, 입력 멀티-톤 RF 신호가 예를 들면 증폭되고, 증폭기에 의해 생성된 IMD는 전치 왜곡 신호에 의해 보상된다. 도 7A에 도시된 바와 같이, 입력 RF 신호가 수신되는 한 전치 왜곡법이 반복된다.7A illustrates a method for compensating for distortion in accordance with an embodiment of the invention. The method begins at step 700 where an input multi-tone RF signal is received. In step 720, a predistorted signal is generated. In step 740, the predistortion signal is applied to the input multi-tone RF signal. After the predistortion signal is applied, the input multi-tone RF signal is amplified, for example, and the IMD generated by the amplifier is compensated by the predistortion signal. As shown in Fig. 7A, the predistortion method is repeated as long as the input RF signal is received.
도 7B는 본 발명의 실시예에 따라 전치 왜곡 신호를 생성하는 방법을 도시하고 있다. 입력 멀티-톤 RF 신호의 엔벌로프가 검출되는 단계 722에서 방법이 시작된다. 검출된 엔벌로프는 단계 724에서 클리핑되고, 단계 726에서 스케일링된다. 다음으로, 단계 728에서, 컨트롤러(40)에 의해 예를 들면 증폭기의 입력과 출력간의 검출된 에러에 기초하여 계수를 조절한다. 최종적으로 단계 730에서, 컨트롤러(40)에 의해 조절된 계수에 검출된 엔벌로프를 승산함으로써, 다항 전치 왜곡 신호가 계산된다.7B illustrates a method for generating a predistortion signal in accordance with an embodiment of the invention. The method begins at step 722 where an envelope of the input multi-tone RF signal is detected. The detected envelope is clipped at step 724 and scaled at step 726. Next, in step 728, the controller 40 adjusts the coefficients based on, for example, the detected error between the input and the output of the amplifier. Finally, in step 730, the polynomial predistortion signal is calculated by multiplying the detected envelope by the coefficient adjusted by the controller 40.
본 발명에 따르면, 평균 IMD 성능을 광대역폭에 걸쳐 개선함과 함께 피크 입력 레벨에서의 부정확한 전치 왜곡을 감소시킬 수 있다. 중간 주파수가 1500MHz이고 평균 출력 전력이 25 Watts(W)인 실험 테스트에서, 적어도 10MHz의 대역폭에 걸쳐 피크 IMD 성능을 저하시키지 않고 10 데시벨(dB) 평균 IMD 이상의 개선이 실현되었다. 본 발명에 따른 전치 왜곡 기술은 거의 변형이 없이 거의 모든 캐리어 주파수에서 적용될 수 있다.According to the present invention, the average IMD performance can be improved over a wide bandwidth while reducing inaccurate predistortion at the peak input level. In experimental tests with an intermediate frequency of 1500 MHz and an average output power of 25 Watts (W), improvements over 10 decibels (dB) average IMD were realized without degrading peak IMD performance over at least a 10 MHz bandwidth. The predistortion technique according to the invention can be applied at almost all carrier frequencies with little modification.
본 발명이 상기 설명하고 기술한 특정 실시예로 한정되지 않는다는 것은 자명하다. 예를 들면, 상기 실시예는 비선형 증폭기에 의해 야기된 왜곡을 보상하는 것을 참조로 설명했지만, 본 발명은 어떤 소스로부터의 IMD를 보상하는데도 적용가능하다. 뿐만 아니라, 입력 RF 신호를 멀티-톤 RF 신호로서 기술했지만, 본 발명은 또한 단일-톤 RF 입력 신호에도 적용 가능하다. 명세서는 이하의 클레임에 의해 정의되는 본 발명의 범주에 드는 모든 변형을 내포한다.It is apparent that the present invention is not limited to the specific embodiments described and described above. For example, while the above embodiment has been described with reference to compensating for distortion caused by a nonlinear amplifier, the present invention is applicable to compensating IMD from any source. In addition, although the input RF signal is described as a multi-tone RF signal, the present invention is also applicable to a single-tone RF input signal. The specification includes all modifications that fall within the scope of the invention as defined by the following claims.
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