KR100535273B1 - Method and apparatus for wideband predistortion linearization - Google Patents

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Abstract

광대역에 걸쳐 3차 이상의 상호 변조 왜곡을 보상하는 전치 왜곡 신호가 생성된다. The predistortion signal for compensating the at least third-order intermodulation distortion is generated over a wide band. 전치 왜곡 신호는 예를 들면 멀티-톤 무선 주파수 신호에 인가된다. Predistortion signal is for example a multi-tone radio frequency signal is applied to. 전치 왜곡 신호는 조절가능한 계수를 갖는 저차 다항식이다. Predistortion signal is a low order polynomial having adjustable coefficients. 전치 왜곡 신호는 비선형 증폭기에 의해 생성된 상호 변조 프로덕트를 보상할 수 있고, 다항식 계수는 증폭기 출력과 입력 무선 주파수 신호간의 차이에 기초하여 조절될 수 있다. Predistortion signal can compensate for the intermodulation product produced by the non-linear amplifier, the polynomial coefficients can be adjusted based on a difference between the amplifier output and the input radio frequency signal.

Description

광대역 전치 왜곡 선형화 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR WIDEBAND PREDISTORTION LINEARIZATION} Wideband predistortion linearization method and apparatus {METHOD AND APPARATUS FOR WIDEBAND PREDISTORTION LINEARIZATION}

본 발명은 왜곡을 보상하기 위한 방법 및 장치에 관한 것이다. The present invention relates to a method and apparatus for compensating for distortion. 더 상세하게는, 본 발명은 광대역 전치 왜곡 선형화 방법 및 장치에 관한 것이다. More specifically, the invention relates to a wideband predistortion linearization method and apparatus.

무선 주파수(RF) 신호는 예를 들면 진폭 변조 또는 2개 이상의 RF 캐리어 또는 RF 톤의 조합으로 인한 엔벌로프 편차를 종종 포함한다. Radio frequency (RF) signal, for example, includes an envelope variations due to the amplitude modulation or a combination of two or more RF carriers or RF tones often. 상호 변조 왜곡(IMD; Inter Modulation Distortion)은 진폭 변조 또는 멀티-톤 RF 신호가 예를 들면 비선형 증폭기에 의해 증폭되는 경우에 나타난다. The intermodulation distortion (IMD; Inter Modulation Distortion) are amplitude modulated or multi-tone RF signal is shown in the case for example, it is amplified by a nonlinear amplifier. IMD로 인해, 멀티-톤 RF 신호의 톤 주파수 이외의 주파수에서 원하지 않는 간섭이 생성되게 된다. Due to the IMD, a multi-undesired in frequencies other than the tone of the tone frequency RF signal are generated. 통상 이러한 간섭은 톤 주파수 근처에서 발생하므로, 필터링하여 제거하기가 어렵다. This interference typically occurs near the tone frequency, so, it is difficult to remove by filtering. 그러므로, 비선형 증폭에 의해 야기된 IMD를 억제하기 위해서는 특정 형태의 선형화가 바람직하다. Therefore, a linearization of the specific form is preferred in order to suppress the IMD caused by nonlinear amplification.

증폭기 설계시, 왜곡 성능과 효율과는 교환되는 것이 있다. When amplifier design, distortion performance and efficiency and may be exchanged. "클래스 A" 조건하에서 동작하는 선형 증폭기는 거의 왜곡을 발생시키지 않지만, 비효율적이다. "Class A" linear amplifiers operating under the conditions does not cause a substantially distortion, it is not efficient. 반면에, "클래스 C" 조건하에서 동작하는 비선형 증폭기는 어느정도는 효율적이지만, 심각한 왜곡이 유입된다. On the other hand, the nonlinear amplifier operating under the "Class C" condition, but is somewhat effective, a significant distortion is introduced. 증폭기 설계시에는, 효율 및 왜곡이 모두 중요한 고려 대상이지만, 고전력 레벨에서는 효율이 더 중요하게 된다. When the amplifier design, but the distortion and efficiency are both important consideration, high power level is the efficiency is more important. 그러한 효율 때문에, 해결해야 하는 왜곡 문제가 있지만, 비선형 증폭기가 대부분을 차지한다. Since such efficiency, the distortion problem to be solved, but accounts for most of the non-linear amplifier.

비선형 증폭에 의해 야기되는 왜곡을 감소시키는 주지의 증폭기 선형화 기술이 많이 있다. There are many well-known amplifier linearization techniques for reducing the distortion caused by nonlinear amplification. 통상적인 증폭기 선형화 기술은 크게 피드백, 피드포워드, 및 전치 왜곡으로 분류될 수 있다. Conventional amplifier linearization techniques can be largely classified as feedback, feed-forward and pre-distortion.

피드백은 광범위하게 적용되는 주지의 선형화 기술이다. Feedback is a well known linearization technique to be widely applicable. 예를 들면, 블랙에 의한 미국특허번호 2,102,671은 오디오 주파수에서 왜곡을 감소시키기 위한 이른 네거티브 피드백 선형화 기술을 개시하고 있다. For example, U.S. Patent No. 2,102,671 by Black discloses an early negative feedback linearization technique for reducing distortion at audio frequencies. HA Rosen 및 AT Owens, "Power Amplifier Linearity Studies for SSB Transmissions", IEEE Transactions on Communication Systems, pp. Rosen HA and AT Owens, "Power Amplifier Linearity Studies for SSB Transmissions", IEEE Transactions on Communication Systems, pp. 150-159, June 1964에는 무선 주파수에서 왜곡을 감소시키기 위한 피드백 선형화 기술이 개시되어 있다. 150-159, June 1964 discloses a feedback linearization technique for reducing distortion at radio frequencies. 최근의 피드백 기술은 기저 직각 변조의 네거티브 피드백을 이용하는 카테이션 피드백이다. Recent feedback technique is feedback presentation car using a negative feedback of the baseband orthogonal modulation. 이런 종류의 피드백의 예는 MA Briffa 및 M.Faulkner, "Stability Analysis of Cartesian Feedback Linearization for Amplifiers with Weak Nonlinearities", IEEE Proceedings on Communications, Vol. Examples of this type of feedback is MA Briffa and M.Faulkner, "Stability Analysis of Cartesian Feedback Linearization for Amplifiers with Weak Nonlinearities", IEEE Proceedings on Communications, Vol. 143, No.4, pp.212-218, Aug. 143, No.4, pp.212-218, Aug. 1996에 개시되어 있다. It is disclosed in 1996. 기타 현대적인 피드백 선형화 기술은 오파스에 의한 미국특허번호 5,023,937에 개시된 폴러 피드백(Polar Feedback), 및 KG Voyce and JH McCandles, "Power Amplifier Linearization Using IF Feedback", IEEE MTT-S Digest, pp.863-866, 1989에 개시된 중간 주파수(IF) 피드백을 포함한다. Other modern feedback linearization technique Poller feedback disclosed in U.S. Patent No. 5,023,937 by five fasteners (Polar Feedback), and KG Voyce and JH McCandles, "Power Amplifier Linearization Using IF Feedback", IEEE MTT-S Digest, pp.863- 866, and includes an intermediate frequency (IF) Feedback disclosed in 1989.

이들 피드백 선형화 기술의 문제점은 통상적으로 시스템 지연이 가용 선형화 대역폭을 제한한다는 점이다. The problem with these feedback linearization techniques is that system delays typically limit the available linearization bandwidth. 그러므로, 피드백 기술은 일반적으로 협대역 시스템, 예를 들면 단일 캐리어 선형 변조 스킴으로 한정된다. Thus, the feedback techniques are generally, for a narrow band system, for example, is limited to a single carrier linear modulation schemes. 이들 피드백 선형화 기술의 또 다른 단점은 잠재적으로 불안정하다는 점이다. Another disadvantage of these feedback linearization technique is that it is potentially dangerous.

피드 포워드는 무선 주파수에 성공적으로 적용되어왔던 또 다른 주지의 선형화 기술이다. Feedforward linearization technique is not another that has been successfully applied to the radio frequency. 전형적인 피드포워드 RF 전력 증폭기는 포웰 등에 의한 미국 특허 번호5,157,346에 개시되어 있다. A typical feedforward RF power amplifier is disclosed in U.S. Patent No. 5,157,346 due to Powell. 이 기술에 따르면, 제1 비교 루프에서, 증폭된 출력과 입력 신호가 비교되어 에러 신호를 출력한다. According to this technique, in a first comparison loop, the amplifier output and input signals are compared, and outputs an error signal. 제2 보정 루프에서, 출력에서의 원래 왜곡과 180°위상이 벗어난 에러 신호가 증폭되어 상기 출력에 재진입됨으로써, 최종 출력에서의 왜곡을 제거한다. In a second correction loop, the original strain and 180 ° out of phase with the error signal at the output is amplified and thereby re-entry to the output, to remove the distortion in the final output. 이러한 기술은 넓은 선형화 대역폭에 대한 뛰어난 IMD 억제 능력을 제공한다. These technologies offer superior IMD suppression of broad linearization bandwidth.

피드포워드 선형화 기술의 단점은 선형으로 되는데 필요한 에러 증폭기의 사용를 통상 필요로 하므로, 일반적으로는 클래스 A로 동작한다는 점이다. The disadvantage of the feed-forward linearization technique because by Using the normal needs of the error amplifier needed for a linear, in general, is that they operate in class A. 그러나, 피드포워드 증폭기가 클래스 A 증폭기에 비해 상당한 성능으로 훨씬 더 효율적이지만, 상기와 같은 이유로 피드포워드 기술의 효율을 감소시킨다. However, the feed-forward amplifier, but much more efficient as significant performance than the class A amplifier, which reduces the efficiency of the feed-forward techniques for the same reason as above.

또 하나의 주지의 선형화 기술은 전치 왜곡(predistortion)이다. Further linearization technique is not one of the pre-distortion (predistortion). 이 기술에 따르면, 전치 왜곡 함수에 따라 증폭기 왜곡에 상보적인 방식으로 입력 신호를 왜곡하여 전치 왜곡기 입력으로부터 증폭기 출력까지의 전체 전송이 선형 함수가 되도록 함으로써 선형화를 달성한다. According to this technique, according to the pre-distortion function is achieved by a linearization such that the entire transmission is a linear function of the amplifier to the output from the pre-distorter type distortion to an input signal in a manner complementary to the amplifier distortion.

전치 왜곡은 실제 RF 주파수 또는 기저 대역에서, 즉 RF 캐리어와의 변조이전에 적용될 수 있다. Predistortion is the actual RF frequency or baseband, that can be applied before the modulation of the RF carrier. RF 주파수에서 적용되는 경우, 전치 왜곡 기술은 광대역 선형화 성능을 발휘한다. When applied at RF frequencies, the predistortion technique exhibits wideband linearization performance. 그러나, 전치 왜곡 함수가 더 복잡하므로 고차가 될수록 왜곡를 구현한다는 것이 어렵기 때문에, 전치 왜곡 기술은 통상 IMD 프로덕트를 3차로 줄인다. However, since it is that the predistortion function is more complex, implementation greater the higher order waegokreul difficult, the predistortion technique typically reduces the IMD product by car 3. T.Nojima and T.Konno, "Cuber Predistortion Linearizer for Relay Equipment in 800 MHz Band Land Mobile Telephone Systems", IEEE Transactions on Vehicular Technology, Vol.VT-34, No.4, pp.169-177, Nov.1985 및 Nojima에 의한 미국특허번호 4,943,783은 IMD 프로덕트를 3차로 줄인 전형적인 3차 전치 왜곡기를 개시하고 있다. T.Nojima and T.Konno, "Cuber Predistortion Linearizer for Relay Equipment in 800 MHz Band Land Mobile Telephone Systems", IEEE Transactions on Vehicular Technology, Vol.VT-34, No.4, pp.169-177, Nov.1985 and U.S. Patent No. 4,943,783 by Nojima discloses an exemplary third order predistortion reduce the IMD product by car 3.

도 1A는 Nojima 및 Konno에 개시된 종래 3차 전치 왜곡기(1)를 도시하고 있다. Figure 1A shows a cubic predistorter 1 prior disclosed in Nojima and Konno. 입력 단자(2)를 통해 수신된 입력 RF 신호가 전력 분할기(4)에 의해 실질적으로 동일한 진폭을 갖는 2개의 신호로 분할된다. The input RF signal received through the input terminal 2 is split into two signals having substantially the same amplitude as by a power divider (4). 분할된 신호들 중 하나는 가변 지연 라인(9)를 포함하는 선형 신호 경로에 제공된다. One of the divided signal is provided to a linear signal path including a variable delay line (9). 다른 분할된 신호는 3차 함수 발생기(6), 가변 위상 조절기(7), 및 가변 감쇄기(8)를 포함하는 비선형 신호 경로에 제공된다. Other divided signal is provided to the non-linear signal path including a third order function generator 6, a variable phase adjuster 7, and a variable attenuator (8). 3차 함수 발생기(6)는 수신된 입력 RF 신호에 기초하여 3차 전치 왜곡 신호를 발생하여 단자(12)에서 전치 왜곡 신호를 출력한다. The third function generator (6) based on the received input RF signal to generate a distortion signal third order transposition and outputs a predistortion signal at terminal 12. 가변 위상 조절기(7)는 전치 왜곡 신호의 위상을 조절하고, 가변 감쇄기(8)는 전치 왜곡 신호의 진폭을 조절한다. A variable phase adjuster 7, and adjusts the phase of the predistortion signal variable attenuator 8 adjusts the amplitude of the predistortion signal. 진폭 및 위상 조절된 전치 왜곡 신호가 결합기(5)에서 지연 라인(9)에서 공급된 선형 신호와 결합된다. The amplitude and phase adjusted predistortion signal is combined with the linear signal supplied from the delay line 9 in a combiner (5). 결합된 신호는 단자(10)에서 RF 전력 증폭기(PA; 13)로 전송된다. The combined signal to the RF power amplifier from the terminal 10; and transmitted to (PA 13). 이와 같은 방식으로, RF PA(13)에 의해 야기된 3차 IMD 프로덕트가 증폭 신호에서 제거되어 RF PA(13)를 선형화한다. In this manner, the third-order IMD product caused by the RF PA (13) is removed from the amplified signal and linearizing the RF PA (13). 전치 왜곡 신호를 생성할 때 발생하는 지연을 지연 라인(9)이 보상한다면, 광대역 선형화가 달성될 수 있다. If the delay that is introduced when generating the pre-distorted signal a delay line (9) is compensated, there is a wideband linearization can be achieved.

도 1B는 전치 왜곡 회로(1)에 적용될 수 있는 f 1 및 f 2 에서 2개의 톤을 포함하는 RF 신호의 스펙트럼을 도시하고 있다. Figure 1B shows the spectrum of the RF signal comprising two tones at f 1 and f 2 that may be applied to the predistortion circuit (1). 도 1C는 RF PA(13)의 출력 스펙트럼을 도시하고 있다. Figure 1C illustrates an output spectrum of the RF PA (13). 도 1C에 도시된 바와 같이, 출력 스펙트럼은 f 1 및 f 2 에서의 기본 성분 및 실선으로 표시한 바와 같이 RF PA(13)에 의해 생성되는 2f 1 -f 2 As it is shown in Figure 1C, the output spectrum f 1 and 2f 1 -f produced by the RF PA (13) as indicated by the primary component and a continuous line in the f 2 2 and 2f 2 -f 1 에서의 3차 IMD 왜곡 성분을 포함한다. 2f 2 includes a third IMD distortion components at -f 1. 또한, 출력 스펙트럼은 점선으로 표시한 바와 같은 전치 왜곡 회로(1)에 의해 주입되는 주파수 2f 1 -f 2 In addition, the output frequency spectrum is to be injected by the predistortion circuit 1 as indicated by the broken line 2f 1 -f 2 and 2f 2 -f 1 에서의 3차 전치 왜곡 성분을 포함한다. 2f 2 includes a third predistortion component at -f 1. 도 1C로부터 알 수 있는 바와 같이, 주입된 3차 전치 왜곡 성분은 RF PA(13)의 3차 IMD 프로덕트와는 진폭이 동일하고 반대 위상을 가지고 있다. As it can be seen from 1C, a third-order predistortion component injection has the opposite phase and the same amplitude and the third IMD product of the RF PA (13). 그러므로, 3차 전치 왜곡 성분이 3차 IMD 프로덕트를 소거한다. Therefore, the third predistortion component clears the third-order IMD product.

이러한 해결법의 문제는 RF 전력 증폭기가 3차 IMD 프로덕트만 생성하는 것이 아니라, 더 높은 차수의 IMD 프로덕트도 생성한다는 점이다. The problem with this solution is that, rather than the RF power amplifier to generate only third order IMD product, generate IMD product of a higher order. 통상적으로는, 이들 고차 IMD 왜곡 프로덕트는 고려되지는 않지만, 3차 IMD 프로덕트가 억제되는 경우에 실제 발생한다. Typically, these higher order IMD distortion product, but are not considered, the actual generated when the third IMD is a product inhibition.

이러한 문제를 해결하고자하는 시도로서, SP Stapleton and JK Cavers, "A New Technique for the Adaption of Linearizing Predistorters", Proceedings of the IEEE Vehicular Technology Conference, pp.753-758, May 1991에 3차 이상의 IMD 프로덕트를 보상하기 위한 전치 왜곡기가 개시되어 있다. In an attempt to solve this problem, the SP Stapleton and JK Cavers, "A New Technique for the Adaption of Linearizing Predistorters", Proceedings of the IEEE Vehicular Technology Conference, three or more primary IMD product on pp.753-758, May 1991 predistorter for compensating group are disclosed. 도 2는 이러한 개선된 전치 왜곡기를 도시하고 있다. Figure 2 illustrates such an improved predistortion. 이와 같은 전치 왜곡기는 필수적으로 3개의 메인 블럭, 즉 직교 이득 위상 조절기(QGPA; 14), 기저대역 다항식 전치 왜곡 회로(PreD; 15), 및 컨트롤러(16)를 포함한다. Includes; (PreD 15), and controller 16; this predistorter essentially of three main blocks, that is, perpendicular to the gain phase regulator (QGPA 14), a baseband polynomial predistortion circuit.

도 2에 도시된 바와 같이, 입력 단자(17)에서의 입력 RF 신호가 QGPA(14) 및 PreD(15) 양쪽에 공급된다. 2, the input RF signal at the input terminal 17 is supplied to both the QGPA (14) and the PreD (15). PreD(15) 회로는 검출기(22)에서 입력 RF 신호의 엔벌로프를 검출하고, 검출 엔벌로프를 비선형 함수 발생기 F 1 (x)(23) 및 F 2 (x)(24)를 통해 처리함으로써 2개의 전치 왜곡 신호를 생성한다. PreD (15) circuit 2 by treatment with a detector 22 inputs detecting the envelope of the RF signal, and a non-linear function generator for detecting envelope F 1 (x) (23) in and F 2 (x) (24) It generates two predistortion signals. 함수 발생기 F 1 (x)(23) 및 F 2 (x)(24)는 QGPA(14)에서 입력 신호와 승산되어 3차 및 4차 전치 왜곡 성분을 형성하는 동위상 및 직교 위상(I&Q) 신호를 생성한다. Function generators F 1 (x) (23) and F 2 (x) (24) is multiplied with the input signal in the QGPA (14) in-phase and quadrature (I & Q) signals which form the third and fourth predistortion component the produce. 검출 엔벌로프의 이용과 함께 결합된 복소 승산 프로세스는 진폭 변조/진폭 변조(AM/AM) 및 진폭 변조/위상 변조(AM/PM) 왜곡이 둘다 보정될 수 있게 하지만, 카테이션 형태로 귀착된다. The complex multiplication process combined with the use of the detected envelope amplitude modulation / amplitude modulation (AM / AM) and amplitude modulation / phase modulation (AM / PM) enables distortion to be corrected both, but results in a car presentation form.

상기 복소 승산은 QGPA(14) 회로에서 입력 RF 신호를 2개의 경로로 분할함으로써 이루어지는데, 그 하나의 경로는 승산기(19)로의 입력이고, 다른 하나는 승산기(21)로의 입력이다. The complex multiplication is makin done by dividing the input RF signal from the QGPA (14) circuit into two paths, one path that is input to the multiplier 19, and the other is input to the multiplier 21. 양쪽 경로상의 신호들은, 승산기(21)에 입력된 신호가 승산기(19)로 입력된 신호에 대해 위상 시프터(20)에 의해 90°위상 시프트되어 있다는 점을 제외하고는 동일하다. Signals on both the paths, it is the same except that the 90 ° phase shift by the phase shifter (20) on the input signal is the signal input to the multiplier 21 to the multiplier 19.

함수 발생기 F 1 (x)(23)와 F 2 (x)(24)에서 생성된 2개의 다항식 함수의 계수는 컨트롤러(16)내의 마이크로프로세서(μp; 25)에 의해 제공된다. Function generators F 1 (x) (23) and F 2 (x), the coefficients of the two polynomial functions generated in (24) is a microprocessor in the controller 16; is provided by a (μp 25). 마이크로프로세서(25)는 선형화된 RF PA(도시하지 않음)의 출력으로부터 나온 동위상 및 직교 위상 피드백 신호의 크기에 기초하여 계수를 조정한다. The microprocessor 25 adjusts the coefficient based on the magnitude of the in-phase and quadrature feedback signals derived from the output of the linearized RF PA (not shown). I&Q 피드백 신호는 실제 원하는 신호와 IMD를 분리하여 IMD를 측정하기 위해 필터(28, 29)에서 대역 통과 필터링된다. I & Q feedback signals are bandpass filtered in filters 28 and 29 to measure the IMD by separating the actual desired signal and IMD. 이것은 증폭될 신호가, IMD 프로덕트가 단일 캐리어 변조의 어느쪽이든 대역에 있는 것으로 알려진 단일 캐리어 신호인 경우에만 가능하다. This is only possible if the signal to be amplified, the IMD product is a single-carrier signal are known in either band of a single carrier modulation. 검출기(26, 27)은 대역 필터링된 IMD의 크기를 결정하여 마이크로프로세서(25)가 이 왜곡을 최소화하는 왜곡 함수의 계수를 조정할 수 있게 함으로써, RF PA의 출력에 존재하는 IMD 프로덕트의 레벨을 최소화한다. A detector (26, 27) minimizes the level of IMD product present at the output of the by allowing the microprocessor 25 to determine the size of the band filtering IMD to adjust the coefficients of the distortion function which minimizes the distortion, RF PA do.

이 기술이 3차 이상의 IMD 프로덕트를 보상하지만, 단지 단일 캐리어 응용에 적합하다. This technique compensates for third order IMD product or more, but it is only suitable for single carrier applications. 멀티 캐리어 시스템에서, 캐리어의 위치, 및 그러므로 결과적인 IMD는 대역통과 필터링 접근법으로 항상 얻어질 수는 없다. In multi-carrier systems, a carrier position, and hence the resulting IMD may not be always obtained by bandpass filtering approach. 이러한 사실로 인해 이 기술이 통상 멀티-톤 입력 신호를 포함하는 광대역 응용에 부적합하게 된다. Due to this fact, the technology is typically a multi-is not suitable for broadband applications including a tone input signal. 이들 응용의 광대역 특성은 일부 주어진 밴드 플랜(스펙트럼)간에 이격된 개개의 협대역 RF 신호의 결합으로부터 기인한다. Wideband nature of these applications will result from the combination of individual narrow band RF signals spaced across some given band plan (spectrum).

더 정교한 전치 왜곡을 위해 디지털 신호 처리(DSP)를 적용할 수 있다. For a more elaborate predistorter it may be applied to digital signal processing (DSP). 예를 들면, Caver에 의한 미국특허번호 5,049,832는 DSP를 이용한 적응 선형화 기술을 개시하고 있다. For example, U.S. Patent No. 5,049,832 by Caver discloses an adaptive linearization technique using the DSP. DSP를 이용할 때의 문제는 DSP 샘플링 주파수 및 필요 디지털/아날로그 컨버터에 의해 선형화 대역폭이 크게 제한된다는 점이다. Problem when using the DSP is that the linearization bandwidth greatly limited by the DSP sampling frequency and the required digital / analog converters. 그러므로, DSP를 이용하는 시스템은 광대역 응용에는 통상 적합하지 않다. Therefore, a system using the DSP is not generally suitable for broadband applications.

이들 종래의 기술 중 어느 것도 멀티-톤 RF 입력 신호를 갖는 광대역 응용에서 고차 IMD를 보상하지 못한다. None of these conventional techniques is also a multi-can not compensate for the high order IMD in a wideband application with a tone RF input signals. 뿐만 아니라, 이들 종래 기술 중 어느것도 피크와 평균 레벨 신호를 구별하지 못한다. Furthermore, none of these prior art also does not distinguish between peak and average level signals.

톤이 멀티-톤 시스템에서 결합되는 경우, 구조적인 간섭으로 인해 멀티-톤 RF 신호의 피크가 평균 레벨에 비해 매우 크게 된다. When combined in the tone system, due to a structural interference multi-tone, multi-tone RF signal of the peak is very large compared to the mean level. 경제적이고 비교적 전력 효율적인 비선형 멀티-톤 전력 증폭기에 대해, 그러한 신호의 피크를 조절하도록 디멘젼될 수 없다. Economical and relatively power efficient nonlinear multi-tone power for the amplifier, it can not be dimension so as to control the peak of that signal. 결과적으로, 멀티-톤 신호에서의 일부 피크는, 증폭기 포화 한계를 초과한 경우에 클리핑될 것이다. As a result, the multi-part peak of the tone signal, it will be clipped when the amplifier saturation limit is exceeded.

도 1A 및 2에 도시된 바와 같은 종래 전치 왜곡기에서는, RF PA의 포화 한계 이하 또는 이상의 동작을 구별하려는 어떠한 시도도 이루어지지 않는다. In the conventional predistorter as illustrated in Figures 1A and 2, it does not take place any attempt to distinguish between the saturation limit or less than the operation of the RF PA. 그 결과, 보통 RF PA가 포화되게 하는 RF 입력 신호에 전치 왜곡이 적용된다. As a result, a predistortion to the input RF signal to the RF PA to be saturated is applied normally. RF PA가 일단 포화되면, 전치 왜곡 신호를 주입하더라도 출력의 진폭에 전혀 영향을 미치지 못한다. When the RF PA has saturated once, even if the pre-distortion signal injecting does not affect the amplitude of the output. 왜냐하면, RF PA로의 큰 상보 입력은 출력 진폭을 포화된 RF 출력 한계 이상으로 올리지 않기 때문이다. Because, a large complementary input to the RF PA will not raise its output amplitude is due to the saturated RF output limit or more. 그러나, 위상에 대한 상황은 크게 상이하다. However, the situation for the phase is significantly different. RF 입력 신호의 위상에 적용된 전치 왜곡 보정이 출력에 전송된다. The distortion correction is transmitted to the output pre-applied to the phase of the RF input signal. 종래 전치 왜곡기에 있어서, 이들 위상 보정은 피크 입력 신호에 대해 매우 부정확하므로, 그 피크에서 전치 왜곡 성능에서 큰 저하를 유발한다. In the conventional predistortion groups, these phase correction is quite inaccurate for the peak input signal, results in a large decrease in predistortion performance at the peak.

그러므로, 고차 IMD 프로덕트를 보상하는 멀티-톤 RF 신호용 광대역 전치 왜곡 기술이 필요하다. Therefore, to compensate for higher order IMD product multi-distortion technique is required tone RF signals broadband preamplifier. 또한 피크 RF 입력 신호에 유효한 전치 왜곡 기술도 필요하다. In addition, it is also with active predistorter described in peak RF input signals.

본 발명의 실시예를 동일한 구성 요소는 동일한 부호를 붙인 첨부 도면을 참조하여 더 상세하게 설명한다. Embodiment the same components of the present invention will be described in more detail with reference to the accompanying drawings denoted by the same references.

도 1A는 종래 3차 전치 왜곡기의 블럭 다이어그램. 1A is a prior art block diagram of a third order predistorter.

도 1B는 도 1A에 도시된 전치 왜곡기에 적용된 2개 톤 입력 RF 신호의 스펙트럼을 도시한 도면. Figure 1B is a view showing the spectrum of the predistortion 2 t input RF signal applied to groups shown in Figure 1A.

도 1C는 도 1A에 도시된 3차 전치 왜곡기의 RF PA 증폭 출력의 스펙트럼을 도시한 도면. Figure 1C is a view showing the spectrum of the RF PA amplified output of the third order predistorter shown in FIG. 1A.

도 2는 종래 5차 전치 왜곡기의 블럭 다이어그램. Figure 2 is a prior art block diagram of a fifth order predistorter.

도 3은 본 발명의 실시예에 따른 아날로그 전치 왜곡기 시스템의 블럭 다이어그램. Figure 3 is a block diagram of an analog predistorter system according to an embodiment of the invention the diagram.

도 4는 본 발명의 실시예에 따른 예제 전치 왜곡 회로의 상세 블럭 다이어그램. Figure 4 is a block diagram in detail of an example predistortion circuit according to an embodiment of the invention.

도 5A-5C는 본 발명의 실시예에 따른 주파수 도메인에서 전치 왜곡된 RF 신호의 텀(term)의 양상을 도시한 도면. Figures 5A-5C is a view showing the aspect of the term (term) of the RF signal the predistortion in the frequency domain according to an embodiment of the invention.

도 6A-6C는 본 발명의 실시예에 따른 시간 도메인에서 전치 왜곡된 RF 신호의 텀의 양상을 도시한 도면. Figure 6A-6C is a view showing the aspect of the terms of the predistorted RF signal in the time domain according to an embodiment of the invention.

도 7A는 본 발명의 실시예에 따라 전치 왜곡을 보상하는 방법을 도시한 도면. Figure 7A is a view showing a method for compensating for predistortion according to an embodiment of the invention.

도 7B는 본 발명의 실시예에 따라 전치 왜곡 신호를 생성하는 방법을 도시한 도면. 7B is a view showing a method of generating a predistortion signal according to an embodiment of the invention.

그러므로, 본 발명의 목적은 고차 IMD 프로덕트를 보상하기 위한 기술을 제공하는 것이다. It is therefore an object of the invention to provide a technique for compensating for high order IMD product. 본 발명의 또 다른 목적은 평균 입력 신호에 대한 IMD 보상에서 매우 큰 발전을 제공함과 동시에, 피크 입력 신호에 대한 IMD 보상의 저하를 방지하는 것이다. A further object of the invention is that while providing a very large power in IMD compensation for average input signals, prevent the deterioration of the IMD compensation for peak input signals.

본 발명의 실시예에 따르면, 광대역에 걸쳐 3차 이상의 IMD 프로덕트를 보상하는 전치 왜곡 신호가 생성되고, 전치 왜곡 신호는 입력 RF 신호, 예를 들면 멀티-톤 RF 신호에 제공된다. According to an embodiment of the invention, the predistortion signal for compensating the at least third-order IMD product is produced over a wide band, the predistortion signal is a RF input signal, for example a multi-tone RF signal is provided to. 전치 왜곡 함수는 조절가능한 계수를 갖는 저차 다항식이다. The predistortion function is a low order polynomial having adjustable coefficients. 전치 왜곡 함수는 입력 RF 신호의 검출 엔벌로프에 기초하여 생성되므로, 전치 왜곡이 실제적으로 톤 주파수와 무관하게 된다. The predistortion function, are generated on the basis of the detected envelope of the input RF signal, the predistorter is practically independent of the tone frequency. 검출 엔벌로프는 근사 하이퍼볼릭 탄젠트 형태(hyperbolic tan shape)로 클리핑되고 스케일링된다. Detected envelope is clipped and scaled to approximate hyperbolic tangent type (hyperbolic tan shape). 클리핑 형태는 하이퍼볼릭 탄젠트(tanh) 함수의 형태로 근사되어 검출 엔벌로프가 특정값을 초과하는 것이 방지되며, 따라서 검출 엔벌로프에 큰 피크가 존재하는 경우에 부정확한 전치 왜곡 보상을 크게 방지한다. Clipping shape is approximated in the form of a function, hyperbolic tangent (tanh) detection envelope and the rope is prevented from exceeding a certain value, and thus detected to prevent significantly large peak in inaccurate predistortion compensation in the case of the envelope.

실시예에 따르면, 전치 왜곡 신호는 비선형 증폭기에 의해 발생한 IMD 프로덕트를 보상한다. According to the embodiment, the predistortion signal compensates for IMD product produced by the non-linear amplifier. 다항식의 계수는 증폭기 출력과 입력 RF 신호간의 차이에 기초하여 조절된다. Coefficients of the polynomial are adjusted based on a difference between the amplifier output and the input RF signal.

본 상세한 설명에서, 특정 회로, 회로 요소, 기술 등과 같은 특정 상세 내용은 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해 설명의 목적상 제공하는 것이지 제한하고자 하는 것이 아니다. In the present description, specific details are not intended to limit geotyiji provided for purposes of explanation in order to provide a thorough understanding of the invention, such as particular circuits, circuit components, techniques. 이 기술 분야의 통상의 기술자라면 이들 특정 상세 내용을 벗어난 다른 실시예의 형태로 본 발명을 실시할 수 있다는 것은 자명하다. One of ordinary skill in the art, it is apparent that to practice the invention in another embodiment form out of these specific details. 본 발명의 설명을 명확하게 드러내기 위해 주지의 방법, 장치, 및 회로는 생략한다. Method, apparatus, and circuits known in order to clearly reveal the description of the present invention will be omitted.

본 발명에 따르면, 3차 이상의 IMD 프로덕트는 전치 왜곡 신호에 입력 RF 신호를 인가함으로써 보상된다. According to the invention, at least the third IMD product is compensated by applying an RF signal input to the pre-distortion signal. 본 발명의 실시예에 따르면, 전치 왜곡 신호는 광대역 동작을 허용하는 아날로그 프로세싱 구성 요소에 의해 생성된다. According to an embodiment of the present invention, a predistortion signal is generated by the analog processing components which allow wideband operation.

도 3은 본 발명의 실시예에 따른 전치 왜곡 시스템(100)을 도시하고 있다. 3 shows a predistortion system 100 according to an embodiment of the present invention. 시스템은 아날로그 전치 왜곡 신호를 생성하는 전치 왜곡 회로(PreD; 37) 및 전치 왜곡 신호를 RF PA(13)의 멀티-톤 RF 입력에 인가하는 직교 이득 위상 조절기(QGPA; 36)를 포함한다. The system predistortion circuit for generating an analog predistortion signal;; and a (36 QGPA) (PreD 37) and the pre-distortion signal of the multi-RF PA (13) quadrature phase gain adjuster to be applied to the tone RF input.

PreD(37)는 단자(30)에서 수신된 멀티-톤 RF 입력 신호 RF in 에 기초하여 적정한 전치 왜곡 신호를 내부적으로 생성한다. PreD (37) is received in a multi-terminal (30) internally generates an appropriate predistortion signal based on the tone RF input signal RF in. 단자(30)로부터의 수신된 입력 신호 q 는 입력 커플러(33)에 의해 동일한 진폭의 2개의 브랜치(branch)로 분할된다.(굵은선은 복소 신호를 나타내고, 시간 디펜던시(dependency)는 명확한 설명을 위해 생략함) 하나의 브랜치는 지연 부재(42)로 공급된다. The input signal q received from the terminal 30 is divided into two branches (branch) of equal amplitude by an input coupler 33. (bold line indicates a complex signal, time dependencies during (dependency) are clear omitted for purposes of illustration), one branch is supplied to a delay member 42. 다른 브랜치는 신호 x 로서 스플리터(34)에 공급된다. The other branch is fed to a splitter 34 as a signal x. 스플리터(34)는 신호 x 를 동일한 진폭의 2개 브랜치로 분할하는데, 그 하나는 PreD(37)에 공급되고, 또 하나는 90°스플리터(35)에 공급된다. Splitter 34 is to split the signal x into two branches of equal amplitude, one that is supplied to the PreD (37), another one is supplied to a 90 ° splitter 35. 90°위상 스플리터는 신호 x 를 2개의 브랜치로 분할하여 하나의 브랜치에는 0°를, 다른 하나의 브랜치에는 90°를 승산함으로써, 복소 신호가 되게 한다. A 90 ° phase splitter and the 0 °, the one branch by dividing the signal x into two branches, by multiplying 90 ° in the other one of the branch, to be a complex signal.

PreD(37)는 신호 x 에 기초하여 전치 왜곡 신호 p 를 생성한다. PreD (37) generates a predistortion signal p based on the signal x. 90°스플리터(35)는 QGPA(36)가 PreD(37)로부터의 복소 전치 왜곡 신호 p 에 신호 x 를 승산하는 것을 가능하게 함으로써, 신호 x 의 진폭 및 위상을 조절한다. 90 ° splitter 35 is QGPA (36) is PreD (37) a complex transposed if it is possible to multiply the signal on the distortion signal x p, adjusting the amplitude and phase of the signal from the x. 조절된 신호는 신호 r 로서 QGPA(36)로부터 RF PA(13)에 출력된다. The adjusted signal is output to the RF PA (13) from the QGPA (36) as a signal r.

이득 기반 형태의 전치 왜곡 시스템의 동작은 수학적으로 수학식 1과 같이 표현될 수 있다. Operation of the gain-based form of the predistortion system can be mathematically expressed as Equation (1).

여기에서, r 은 전치 왜곡된 RF 신호이고, x 는 RF 입력이며, p 는 PreD(37)에 의해 생성되는 전치 왜곡 신호(또는 다이나믹 복소 이득 신호), 즉 p = p i + jp q 이다. Here, r is predistorted RF signal, x is the RF input, p is the predistortion signal (or dynamic complex gain signal) generated by the PreD (37), i.e., p = p i + jp q. 전치 왜곡 신호 p 는 PreD(37)에 의해 카테이션 형식으로 이하의 식과 같이 생성될 수 있다. Predistortion signal p can be generated as the following expression and the car presentation format by the PreD (37).

여기에서, | x |는 신호 x 의 크기이고, C 2i , C 2q , C 1i , C 1q , C 0i C 0q 는 컨트롤러(40)에 의해 조절될 수 있는 전치 왜곡 신호의 계수를 나타낸다. Here, | x | is the magnitude of the signal x, C 2i, C 2q, C 1i, C 1q, C 0i , and C 0q represent the coefficients of the predistortion signal which can be adjusted by the controller 40. QGPA(36)는 예를 들면 2개의 승산기와 1개의 가산기로 구현되어 전치 왜곡 신호 p 의 항(項)들을 입력 신호 x 로 승산할 수 있다. QGPA (36) may be multiplied by a term (項) of example 2 is implemented as a multiplier and one adder pre-distortion signal p to the input signal x.

수학식 1은 이하의 식과 같이 확장된 복소 형태로 재기록될 수 있다. Equation 1 may be rewritten in complex form expanded as the following equation.

여기에서, From here,

도 3을 참조하면, 컨트롤러(40)는 입력 q 와 RF PA(13)의 스케일링된 출력과의 차이를 최소화함으로써 전치 왜곡 신호 계수를 조절한다. 3, the controller 40 adjusts the pre-distortion signal coefficients by minimizing the difference between the scaled outputs of the input q and RF PA (13). RF PA(13)의 출력 ν는 커플러(47)를 통해 감쇄기(43)에 커플링된다. Ν output of the RF PA (13) is coupled to the attenuator 43 via the coupler 47. 커플링된 출력이 감쇄기(43)에서 스케일링되고, 스케일링된 출력이 커플러(46)를 통해 입력 신호에 커플링되어 입력 신호가 부재(42)에 의해 전치 왜곡 브랜치의 지연과 실질적으로 동일한 크기만큼 지연된다. Coupled output is scaled in the attenuator 43, and scaling the output coupler 46 is coupled to the input signal through the input signal is a member 42 in the predistortion delay is substantially delayed by the same size of the branch by do. 감쇄기(43)는 커플러(47)로부터의 출력 ν를 1/G D (G D 는 RF PA(13)의 이득, 커플러(47)의 이득 등에 대응함)의 크기로 스케일링하므로, 스케일링된 출력 신호의 이득이 지연된 이득 신호의 이득과 매칭되게 된다. Because scaled to the size of the attenuator 43 is 1 / G D output ν from the coupler 47 (G D are corresponding, etc. gain of the gain, the coupler 47 of the RF PA (13)), of the scaled output signal gain is the gain to be matched with the gain of the delayed signal. 스케일링된 출력 신호와 지연된 입력 신호는 커플러(45)에 의해, 양 신호간의 차이를 검출하고 이 차이를 에러 신호 e로서 컨트롤러(40)에 리포팅하는 검출기(41)에 커플링된다. The delayed input signal and the scaled output signal is coupled to the detector (41) for reporting the difference, and detects the difference between the two signals by the coupler 45 as an error signal e to the controller 40. 컨트롤러(40)는 에러 신호 e를 최소화하도록 전치 왜곡 계수 C 1i , C 1q , C 2i , C 2q 를 조절한다. Controller 40 is pre-distorted so as to minimize the error signal e coefficients C 1i, controls the C 1q, C 2i, C 2q . 이것이 온도와 시간 변화에 따라 발생하는 증폭기 특성의 변화를 설명해 준다. This explains the changes in amplifier characteristics that occur with temperature and time variations. 컨트롤러(40)도 또한 가산기(38, 39)에 의해 PreD 출력에 가산되는 일정 복소 계수 C 0i , C 0q 를 발생하여 RF 증폭기 입력과 출력간 차이의 정적(static) 부분을 보정한다. The controller 40 also corrects the static (static) portion of the difference between the RF amplifier input and output and generates a constant complex coefficients C 0i, C 0q which is added to the PreD output by the adder (38, 39). 컨트롤러(40)는 예를 들면 마이크로프로세서로 구현될 수 있다. Controller 40 may be implemented, for example, a microprocessor.

수학식 3의 이득 기반 전치 왜곡 신호로부터 알 수 있는 바와 같이, PreD(37)가 없는 경우, 즉 C 1i =0, C 1q =0, C 2i =0, C 2q =0=> C 1 =0, C 2 =0인 경우에, QGPA(36)의 이득은 복소 계수의 셋팅 C 0 = C 0i + C 0q 에 의해 좌우된다. As it can be seen from the gain based predistortion signal of Equation 3, if there is no PreD (37), i.e., C 1i = 0, C 1q = 0, C 2i = 0, C 2q = 0 => C 1 = 0 , and C = 2 if 0, the gain of the QGPA (36) is governed by the setting of the complex coefficient C 0 = C 0i + C 0q . 그러므로, PreD(37)이 없다면, QGPA(36)는 공급된 RF 입력 신호와 상관없이 RF PA(13)의 복소수 이득을 조절할 수 있다. Therefore, without the PreD (37), QGPA (36) may adjust the complex gain of the RF PA (13) irrespective of a supplied RF input signal. RF PA(13)는 RF 입력 레벨이 변화됨에 따라 약간 변화되는 복소수 게인을 가지므로, 즉 비선형이므로, 그러한 고정 조절이 단지 하나의 RF 레벨에서 입/출력 차가 제로가 되게 한다. RF PA (13) is because of the complex gain that is slightly changed depending on the RF input level byeonhwadoem, i.e. causes a non-linear because, such a fixed adjustment the difference in the input / output zero at only one RF level. 다른 레벨에서는, 입/출력 차가 제로가 되지 않는다. In other levels, but not the entry / exit car zero. PreD(37)를 주입함으로써, RF 입력 레벨의 함수로서 복소 이득이 다이나믹하게 변하는 것을 가능하게 하고, RF 레벨의 범위에 걸쳐 입/출력 차이를 감소시킬 수 있으므로, RF PA(13)를 효율적으로 선형화한다. By injecting the PreD (37), it makes it possible to change the complex gain is dynamically as a function of the RF input level, it is possible to reduce the input / output difference over a range of RF levels, effectively linearizing the RF PA (13) do. C 1 C 1 항을 허용하는 것은 PreD(37)이 QGPA(36)의 복소 이득을 입력의 크기에 비례하여 조절하는 것을 가능하게 한다. To allow wherein it enables the PreD (37) is adjusted in proportion to the complex gain of the QGPA (36) to the size of the input. C 2 C 2 항을 허용하는 것은 복소 이득을 입력 크기의 제곱에 응답하여 변화되는 것을 가능하게 한다. Allowing wherein enables the complex gain to be changed in response to the square of the input magnitude.

도 4는 예제 전치 왜곡 회로의 상세 블럭 다이어그램을 도시하고 있다. 4 is a detailed block diagram of an example showing a pre-distortion circuit. 실시예에 따르면, 도 4의 전치 왜곡 회로는 도 3의 PreD(37)에 대응한다. According to the embodiment, the predistortion circuit of Figure 4 corresponds to the PreD (37) of Fig. 그러나, 본 발명은 그것으로 제한되는 것이 아니고 본 발명에 따른 전치 왜곡 회로는 3차 이상의 IMD 보상이 바람직한 어떠한 시스템내에서도 구현될 수 있다는 것은 자명하다. However, the present invention is that the predistortion circuit of the present invention will not be limited as it may be implemented within any system is preferred over the third IMD compensation is apparent.

도 4를 참조하면, 입력 RF 신호 RFi (실시예에 따르면, 도 3의 신호 x 에 대응함)는 믹서(48)와 리미팅 증폭기(limiting amplifier; 49)를 포함하는 입력 검출기에 인가된다. 4, the input RF signal RFi (Depending on the embodiment, corresponding to the signal x in FIG. 3) is a mixer (48) and limiting amplifier; is applied to an input detector comprising a (limiting amplifier 49). 입력 검출기는 입력 RF 신호의 엔벌로프를 검출한다. Input detector detects the envelope of the input RF signal. 이것이 전치 왜곡을 실질적으로 톤 주파수에 관계없이 이루질 수 있게 한다. This is able to be achieved regardless of the substantially pre-tone frequency distortion. 검출된 엔벌로프는 가변 포화 증폭기(VSA, Variable Saturation Amplifier; 50)에 인가된다. The detected envelope is variable saturation amplifier (VSA, Variable Saturation Amplifier; 50) is applied to. VSA(50)는 단자 C3에서 인가된 제어 전압을 통해 외부적으로 제어될 수 있는 클립 레벨로, 검출된 엔벌로프를 클리핑하는 것을 효과적으로 가능하게 한다. VSA (50) makes it possible to effectively clip the authorized, the detected envelope to a clip level via a control voltage can be externally controlled by at terminal C3. 실시예에 따르면, 클리핑 형태는 엔벌로프가 특정 값을 초과하지 못하게 하는 하이퍼볼릭 탄젠트(tanh) 함수의 형태로 근사된다. According to the embodiment, the clipping shape envelope is approximately in the form of a hyperbolic tangent (tanh) function which prevents more than a certain value. 이로 인해, 검출된 엔벌로프내에 큰 피크가 존재하는 경우, PreD(37)이 크게 부정확한 전치 보정을 하는 것을 방지할 수 있다. Thus, if a large peak present in the detected envelope, it is possible to prevent the corrected PreD (37) is largely incorrect permutation.

VSA(50)으로부터 클리핑된 신호가 가변 이득 증폭기(VGA; 51)에 인가된다. The clipped signal from the VSA (50) variable gain amplifiers; is applied to the (VGA 51). VGA(51)는 클리핑된 신호를 스케일링하고, 단자 C4에서 인가된 제어 전압에 응답하여 전체 PreD(37) 회로가 스위치 오프되거나 점진적으로 불능 상태가 되는 것을 가능하게 한다. VGA (51) is scale a clipped signal, and in response to a control voltage applied at terminal C4 entire PreD (37) or the circuit is switched off which is possible to gradually disabled.

VGA(51)의 스케일링된 출력은 RF 입력의 전처리된 엔벌로프를 나타낸다. The scaled output of the VGA (51) represents the pre-processed envelope of the RF input. 이 신호, | x |는 제곱기(52)에서 제곱되어 | x 2 이 산출된다. This signal, | x | is squared in the squarer (52) | x | 2 is calculated. 수학식 2a, 2b로 주어지는 함수를 생성하기 위해, | x |와 | x 2 이 둘다 4개의 선형 출력 승산기 회로(53, 54, 55, 56)에 인가된다. Is applied to both of the two to four linear output multiplier circuits (53, 54, 55, 56 ) | Equation 2a, to generate the functions given by 2b, | x |, and | x. 이들 승산기는 | x |와 | x 2 에 각각 C 1i , C 2i , C 1q , C 2q 를 승산한다. The multiplier | multiplies the 2 C 1i, C 2i, C 1q, C 2q , respectively to | x | and | x. 가산기(57, 59)에 의해 이들 승산된 신호들이 가산되고 버퍼(58, 60)에서 버퍼링되어 2개의 출력 PRI 및 PRQ가 각각 산출된다. Adders (57, 59) have a multiplying these signals by the sum being buffered in the buffer (58, 60) is calculated in each of the two outputs PRI and PRQ. 이들 출력은 수학식 2a, 2b의 고차항, 즉 PRI=| x 2 C 2i +| x C 1i , PRQ=| x 2 C 2q +| x C 1q 를 나타낸다. These outputs Equation 2a, 2b of the high-order term, i.e. PRI = | represents the C 1q | x | 2 C 2i + | x | C 1i, PRQ = | x | 2 C 2q + | x. 수학식 2a, 2b의 저차항( C 0i , C 0q )은 가산기(38, 39)에 의해 순차적으로 PRI 및 PRQ에 가산되어 p i p q 를 각각 출력한다. Equation 2a, 2b, wherein the low-order (C 0i, C 0q) is added to PRI and PRQ in sequence by the adder 38 and 39 and outputs a p i and p q, respectively.

상기에서는 이득 기반 형태로 설명했지만, 전치 왜곡 시스템을 수학식 3을 확장하여 입력대 출력 전송 함수에 의해 이하 식과 같이 나타낼 수도 있다. In the above has been described as the gain-based form, pre may indicate a distortion system, such as the expression below by an extension to the input-to-output transfer function of equation (3).

수학식 5는 전치 왜곡된 신호 r 은 1차 IMD를 보상하기 위한 1차항 x C 0 , 3차 IMD를 보상하기 위한 3차항 x x 2 C 2 , 3차 IMD 프로덕트 이상의 다수 IMD 프로덕트를 보상하기 위한 부가항 x x 2 C 1 을 포함하고 있으므로, 고차 IMD 프로덕트에 대해 효율적인 선형화 성능을 충분히 할 수 있다. Equation (5) is predistorted signal r is the first three-order term x to compensate for the first order term x C 0, 3 car IMD to compensate for IMD | x | 2 C 2, 3 order IMD product more than compensates for the plurality IMD product x | | because it contains a 2 C 1, can be sufficiently effective linearization performance for high order IMD product portion, wherein x to. 이것은 계수를 제외하고, 주파수 도메인에서 전치 왜곡된 신호 r 의 항의 양상을 도시한 도 5A-5C를 참고하면 더 잘 이해될 것이다. This is except for the coefficients, and reference to the Figures 5A-5C illustrates the aspect of claim predistorted signal r in the frequency domain will be better understood. 도 5A 및 5C로부터 알 수 있는 바와 같이, 1차항 x 는 1차 전치 왜곡을 제공하고, 항 x x 2 은 실질적으로 3차 전치 왜곡을 제공한다. As can be seen from Figs. 5A and 5C, first order term x provides the first predistortion, and the term x | x | 2 provides substantially third order predistortion. 그러나, 도 5B는 x x |는 3차 이상의 전치 왜곡을 제공하는 것을 도시하고 있다. However, Fig. 5B is x | x | are shown to provide a distortion, or the third permutation.

고차 IMD 프로덕트에 대한 전치 왜곡을 제공할 뿐만 아니라, x x |항은 다이나믹 범위에 대하여 잘 대응한다. In addition to providing predistortion for higher order IMD product, x | x | term is responsive with respect to the dynamic range. 시간 도메인에서의 전치 왜곡된 신호의 형태를 도시한 도 6A-6C로부터 알 수 있는 바와 같이, 이들 항의 진폭이 급속하게 변화된다, 즉 | x |의 매 차수마다 더 빠르게 상승하고 하강한다. As the form of the predistortion signal in the time domain can be seen from Figure 6A-6C schematically, these term amplitude is rapidly changing, i.e., | is faster rise and fall every order of | x. 마찬가지로, x x |항과 다른 고차항, 예를 들면 x 5 , x 7 등을 비교하면, x 의 진폭이 비교적 큰 경우(>1), 다른 고차항의 진폭은 x x |항의 진폭보다 더 빠르게 상승하므로, 전자 구현물(embodiment)보다 더 일찍 클립 한계(clip limit)에 도달할 것이다. Similarly, x | x |, wherein the other high-order term, e.g., x 5, compared to including x 7, if the amplitude of x is relatively large (> 1) and other higher order term amplitude x | more than the term amplitude | x fast, time limit will be reached sooner than the electronic implementation (embodiment) (clip limit) because the rise. x 가 상대적으로 작은 경우(<1), 대안적인 고차항의 크기는 x x |의 크기보다 빨리 하강하고 전자 구현물에서 잡음 바닥에 훨씬 빨리 접근한다. When x is relatively small (<1), the alternative high order term size x | quickly lowered than the size of, and faster access to the noise floor from an electronic implementation | x. 그러므로, 높은 다이나믹 범위를 처음부터 갖고 있는 멀티-톤 신호를 다루는 경우에, x x |항은 전치 왜곡 회로의 전자 구현을 단순하게 한다. Therefore, the multi has a high dynamic range in the first place - if dealing with tone signals, x | x | term is simply the electronic implementation of the predistortion circuit.

도 7A는 본 발명의 실시예에 따라 왜곡을 보상하기 위한 방법을 예시하고 있다. Figure 7A illustrates a method for compensating for distortion according to an embodiment of the invention. 방법은 입력 멀티-톤 RF 신호가 수신되는 단계 700에서 시작된다. It begins at step 700 where the RF signal received tone-multi-input method. 단계 720에서, 전치 왜곡된 신호가 생성된다. In step 720, the predistorted signal is generated. 단계 740에서, 전치 왜곡 신호가 입력 멀티-톤 RF 신호에 인가된다. In step 740, the predistortion signal input multi-tone RF signal is applied to. 전치 왜곡 신호가 인가된 후, 입력 멀티-톤 RF 신호가 예를 들면 증폭되고, 증폭기에 의해 생성된 IMD는 전치 왜곡 신호에 의해 보상된다. After the predistortion signal is applied, the input multi-tone RF signal is amplified, for example, the IMD produced by the amplifier is compensated for by the predistortion signal. 도 7A에 도시된 바와 같이, 입력 RF 신호가 수신되는 한 전치 왜곡법이 반복된다. As shown in Figure 7A, it is a predistortion method in which an input RF signal receiving is repeated.

도 7B는 본 발명의 실시예에 따라 전치 왜곡 신호를 생성하는 방법을 도시하고 있다. Figure 7B is a flowchart illustrating a method of generating a predistortion signal according to an embodiment of the invention. 입력 멀티-톤 RF 신호의 엔벌로프가 검출되는 단계 722에서 방법이 시작된다. The method begins at step 722 where the RF envelope of a tone signal detection-type multi. 검출된 엔벌로프는 단계 724에서 클리핑되고, 단계 726에서 스케일링된다. The detected envelope is clipped at step 724, it is scaled in step 726. 다음으로, 단계 728에서, 컨트롤러(40)에 의해 예를 들면 증폭기의 입력과 출력간의 검출된 에러에 기초하여 계수를 조절한다. Next, in step 728, for example by the controller 40 g adjust the coefficients based on the detected error between the input and the output of the amplifier. 최종적으로 단계 730에서, 컨트롤러(40)에 의해 조절된 계수에 검출된 엔벌로프를 승산함으로써, 다항 전치 왜곡 신호가 계산된다. In the final step 730, by multiplying the detected envelope to the coefficients adjusted by the controller 40, the polynomial predistortion signal is computed.

본 발명에 따르면, 평균 IMD 성능을 광대역폭에 걸쳐 개선함과 함께 피크 입력 레벨에서의 부정확한 전치 왜곡을 감소시킬 수 있다. According to the invention, average IMD performance with also improved over a wide bandwidth can reduce incorrect predistortion at peak input levels. 중간 주파수가 1500MHz이고 평균 출력 전력이 25 Watts(W)인 실험 테스트에서, 적어도 10MHz의 대역폭에 걸쳐 피크 IMD 성능을 저하시키지 않고 10 데시벨(dB) 평균 IMD 이상의 개선이 실현되었다. The intermediate frequency is 1500MHz and the average output power is 25 Watts (W) is improved in the experimental tests, without lowering the peak IMD performance over at least a 10MHz bandwidth, 10 decibels (dB) average IMD was realized more. 본 발명에 따른 전치 왜곡 기술은 거의 변형이 없이 거의 모든 캐리어 주파수에서 적용될 수 있다. According to the invention the pre-distortion technique can be substantially strain it is applied on almost all the carrier frequency without.

본 발명이 상기 설명하고 기술한 특정 실시예로 한정되지 않는다는 것은 자명하다. However, the present invention is not limited to the specific embodiments described above and described is apparent. 예를 들면, 상기 실시예는 비선형 증폭기에 의해 야기된 왜곡을 보상하는 것을 참조로 설명했지만, 본 발명은 어떤 소스로부터의 IMD를 보상하는데도 적용가능하다. For example, the above embodiment has been described with reference to compensate for the distortion caused by the non-linear amplifier, the invention is applicable haneundedo compensate for IMD from any source. 뿐만 아니라, 입력 RF 신호를 멀티-톤 RF 신호로서 기술했지만, 본 발명은 또한 단일-톤 RF 입력 신호에도 적용 가능하다. In addition, the RF input signals a multi-tone RF signal, but as the technology, the present invention also provides single-is applicable to the tone RF input signals. 명세서는 이하의 클레임에 의해 정의되는 본 발명의 범주에 드는 모든 변형을 내포한다. Herein implies all modifications lifting the scope of the invention as defined by the following claims.

Claims (21)

  1. 광대역에 걸쳐 왜곡을 보상하기 위한 장치에 있어서, An apparatus for compensating for distortion over a wideband,
    입력 광대역 멀티-톤(multi-tone) 무선 주파수 신호를 수신하기 위한 수단; Input wideband multi-means for receiving a tone (multi-tone) the radio frequency signal;
    저차 다항식(low order polynomial)이고, 3차 이상의 상호 변조 왜곡 프로덕트(intermodulation distortion product)를 보상하는 광대역 전치 왜곡 신호를 생성하기 위한 수단을 포함하는 전치 왜곡 회로; Low-order polynomial (low order polynomial), and the at least third-order intermodulation distortion product (intermodulation distortion product) for compensating the wideband pre-permutation means for generating a distortion signal distortion circuit; And
    상기 광대역 전치 왜곡 신호를 상기 입력 광대역 멀티-톤 무선 주파수 신호에 인가하기 위한 직교 이득 위상 조절기를 포함하는 회로 Circuit for a tone radio frequency signal comprises a quadrature gain phase adjuster for applying said wideband pre-distortion signal to the input wideband multi-
    를 포함하고, And including,
    상기 저차 다항식 전치 왜곡 신호는 다음 수학식에 따라 생성되는 3차 다항식인 왜곡 보상 장치. The low order polynomial predistortion signal is a third degree polynomial of the distortion compensation apparatus is generated according to the following equation.
    <수학식> <Equation>
    (단, r 은 전치 왜곡된 무선 주파수 신호이고, x 는 입력 무선 주파수 신호를 나타내며, C 2 , C 1 , 및 C 0 는 조절가능한 복소 제어 계수를 나타냄) (Where, r is the radio frequency signal the predistortion, x represents the input radio frequency signal, C 2, C 1, and C 0 represents a complex control coefficients adjustable)
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  4. 제1항에 있어서, 상기 전치 왜곡 회로에 의해 생성된 상기 전치 왜곡 신호를 조절하기 위한 컨트롤러를 더 포함하는 왜곡 보상 장치. The method of claim 1, wherein the distortion compensating apparatus of the preamplifier further comprises a controller for adjusting the predistorted signal generated by the distortion circuit.
  5. 제1항에 있어서, 상기 상호 변조 왜곡 프로덕트는 비선형 증폭기에 의해 생성되고, 상기 전치 왜곡 신호는 상기 비선형 증폭기의 증폭 이전에 상기 입력 무선 주파수 신호에 인가되는 왜곡 보상 장치. The method of claim 1, wherein the intermodulation distortion product is a distortion compensation apparatus is produced by a nonlinear amplifier, the predistortion signal is applied to the input radio frequency signal prior to amplification in the nonlinear amplifier.
  6. 제5항에 있어서, 상기 컨트롤러는 상기 증폭기의 출력과 상기 입력 무선 주파수 신호와의 차이에 기초하여 상기 전치 왜곡 신호를 조절하는 왜곡 보상 장치. The method of claim 5, wherein the controller is a distortion compensation apparatus for controlling the output and the distortion signal based on the difference in the anterior and the input radio frequency signal of the amplifier.
  7. 제1항에 있어서, 상기 전치 왜곡 회로는 상기 입력 무선 주파수 신호의 엔벌로프를 검출하기 위한 엔벌로프 검출기를 포함하고, 상기 전치 왜곡 회로는 상기 검출된 엔벌로프에 기초하여 상기 전치 왜곡 신호를 생성하는 왜곡 보상 장치. The method of claim 1 wherein the predistortion circuit comprises an envelope detector, and the predistortion circuit for detecting an envelope of the input radio frequency signal to generate by the predistortion signal based on the envelope of the detected The distortion compensating apparatus.
  8. 제7항에 있어서, 상기 전치 왜곡 회로는 상기 검출된 엔벌로프를 근사 하이퍼볼릭 탄젠트 형태(hyperbolic tan shape)로 클리핑하기 위한 가변 포화 증폭기를 포함하는 왜곡 보상 장치. According to claim 7, wherein the predistortion circuit is distortion-compensation apparatus comprises a variable saturation amplifier for approximating an envelope to the detected clipping a hyperbolic tangent type (hyperbolic tan shape).
  9. 제8항에 있어서, 상기 전치 왜곡 회로는 상기 클리핑된 엔벌로프를 스케일링하기 위한 가변 이득 증폭기를 포함하는 왜곡 보상 장치. The method of claim 8, wherein the predistortion circuit distortion compensating apparatus including a variable gain amplifier for scaling the clipped envelope above.
  10. 광대역에 걸쳐 왜곡을 보상하기 위한 방법에 있어서, A method for compensating for distortion over a wideband,
    입력 광대역 멀티-톤 무선 주파수 신호를 수신하는 단계; Receiving a tone radio frequency signal, the input wideband multi;
    저차 다항식인 광대역 전치 왜곡 신호를 생성하는 단계; Generating a low order polynomial predistortion of wideband signals; And
    상기 광대역, 저차 다항식 전치 왜곡 신호를 직교 이득 위상 조절기를 이용하여 직교 위상으로(in quadrature) 상기 입력 광대역 멀티-톤 무선 주파수 신호에 인가하는 단계 - 상기 광대역, 저차 전치 왜곡 신호는 3차 이상의 상호 변조 왜곡 프로덕트를 보상하는 항을 포함함 - The broadband, low-order polynomial to the transposition using the distorted signal a quadrature gain phase adjuster quadrature phase (in quadrature) the input wideband multi-tone radio frequency signal for applying said wideband, low-order predistortion signal is more than third-order intermodulation comprising an anti-distortion that compensates for the product -
    를 포함하고, And including,
    상기 저차 다항식 전치 왜곡 신호는 다음의 수학식에 따라 생성되는 왜곡 보상 방법. The low order polynomial predistortion signal is a distortion compensating method that is generated according to the following equation.
    <수학식> <Equation>
    (단, r 은 전치 왜곡된 무선 주파수 신호이고, x 는 입력 무선 주파수 신호를 나타내며, C 2 , C 1 , 및 C 0 는 조절가능한 복소 제어 계수를 나타냄) (Where, r is the radio frequency signal the predistortion, x represents the input radio frequency signal, C 2, C 1, and C 0 represents a complex control coefficients adjustable)
  11. 삭제 delete
  12. 삭제 delete
  13. 제10항에 있어서, 상기 전치 왜곡 신호를 조절하는 단계를 더 포함하는 왜곡 보상 방법. The method of claim 10, wherein the distortion compensating method further comprising the step of the pre-adjustment of the distortion signal.
  14. 제10항에 있어서, 상기 상호 변조 왜곡 프로덕트는 비선형 증폭기에 의해 생성되고, 상기 전치 왜곡 신호는 상기 비선형 증폭기에 의한 증폭 이전에 상기 입력 무선 주파수 신호에 인가되는 왜곡 보상 방법. 11. The method of claim 10, wherein the intermodulation distortion product is generated by the non-linear amplifier, the predistortion signal is a distortion compensating method applied to the input radio frequency signal prior to amplification by the nonlinear amplifier.
  15. 제14항에 있어서, 상기 전치 왜곡 신호는 상기 증폭기 출력과 상기 입력 무선 주파수 신호와의 검출된 차이에 기초하여 조절되는 왜곡 보상 방법. 15. The method of claim 14 wherein the predistortion signal is a distortion compensating method which are modulated on the basis of the detected difference and the amplifier output and the input radio frequency signal.
  16. 제10항에 있어서, 상기 전치 왜곡 신호를 생성하는 상기 단계는, 11. The method of claim 10, wherein the step of generating a pre-distorted signal,
    상기 입력 무선 주파수 신호의 엔벌로프를 검출하는 단계; Detecting an envelope of the input radio frequency signal; And
    상기 검출된 엔벌로프에 기초하여 상기 전치 왜곡 신호를 생성하는 단계 Generating by the predistortion signal based on the detected envelope
    를 포함하는 왜곡 보상 방법. The distortion compensation method comprising a.
  17. 제16항에 있어서, 상기 전치 왜곡 신호를 생성하는 상기 단계는 상기 검출된 엔벌로프를 근사 하이퍼볼릭 탄젠트 형태로 클리핑하는 단계를 포함하는 왜곡 보상 방법. 17. The method of claim 16 wherein the step of generating the pre-distortion signal distortion compensation method comprises the step of approximating an envelope of the detected clipping a hyperbolic tangent form.
  18. 제17항에 있어서, 상기 전치 왜곡 신호를 생성하는 단계는 상기 검출된 엔벌로프를 스케일링하는 단계를 포함하는 왜곡 보상 방법. The method of claim 17, wherein said pre generate a distortion signal distortion compensation method comprises the step of scaling the envelope of the detected.
  19. 제1항에 있어서, 상기 전치 왜곡 회로는, The method of claim 1, wherein the predistortion circuit,
    상기 저차 다항식 전치 왜곡 신호에 관련된 논제로(non-zero) 차수항을 생성하기 위한 전치 왜곡 회로; Predistortion circuit for generating a topic associated with the lower order polynomial predistortion signal (non-zero) difference suhang; And
    상기 저차 다항식 전치 왜곡 신호에 관련된 제로 차수항을 생성하기 위한 컨트롤러 Controller, for generating a zero order suhang associated with the lower order polynomial predistortion signal
    를 포함하는 왜곡 보상 장치. The distortion compensating apparatus comprising a.
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