KR100532226B1 - 회전좌표계를 이용한 단상능동 전력필터의 제어 시스템 및방법 - Google Patents

회전좌표계를 이용한 단상능동 전력필터의 제어 시스템 및방법 Download PDF

Info

Publication number
KR100532226B1
KR100532226B1 KR1020030098706A KR20030098706A KR100532226B1 KR 100532226 B1 KR100532226 B1 KR 100532226B1 KR 1020030098706 A KR1020030098706 A KR 1020030098706A KR 20030098706 A KR20030098706 A KR 20030098706A KR 100532226 B1 KR100532226 B1 KR 100532226B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
current
component
axis
phase
low pass
Prior art date
Application number
KR1020030098706A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20050067701A (ko
Inventor
김영석
허진석
Original Assignee
학교법인 인하학원
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 학교법인 인하학원 filed Critical 학교법인 인하학원
Priority to KR1020030098706A priority Critical patent/KR100532226B1/ko
Publication of KR20050067701A publication Critical patent/KR20050067701A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100532226B1 publication Critical patent/KR100532226B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R23/00—Arrangements for measuring frequencies; Arrangements for analysing frequency spectra
    • G01R23/16—Spectrum analysis; Fourier analysis
    • G01R23/20—Measurement of non-linear distortion
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/01—Arrangements for reducing harmonics or ripples
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H02P21/18—Estimation of position or speed
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
    • H02P25/022—Synchronous motors
    • H02P25/03—Synchronous motors with brushless excitation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0064—Magnetic structures combining different functions, e.g. storage, filtering or transformation

Abstract

본 발명에서 회전좌표계를 이용한 단상능동 전력필터의 제어 시스템 및 방법을 개시한다. 본 발명에 따르면, 비선형 부하의 입력전원으로 장착되는 씨티(CT)를 통해 단상 전류를 검출하고, 상기 단상 전류로부터 저역통과필터(Low Pass Filter)의 지연특성을 이용한 가상의 상 전류를 유도하여, 두 개의 상전류와 전원주파수에 동기하는 회전 좌표계를 사용하여 왜곡된 부하전류(iL)를 검출하고 이에 대응하는 보상전류를 지령하기 위한 고조파 검출기; 상기 보상전류에 대응하는 보상전류 지령치(iref)를 입력받아 상기 인버터의 출력전류(iC)와 상기 보상전류 지령치(iref )를 상호 비교하여 기준치내에서의 전류보정이 이루어지도록 하는 히스테리시스 전류제어기; 및 상기 히스테리시스 전류제어기의 전류보정에 응답하여 상기 비선형 부하로 공급되는 전류량을 구동제어하기 위한 게이트 드라이버로 이루어지고,
이 때의 고조파 검출기는, 단상 전류의 실제전류(
Figure 112003050204626-pat00001
)의 위상을
Figure 112003050204626-pat00002
만큼 지연시키는 제 1 저역통과필터(LPF); 상기 제 1 저역통과필터(LPF)를 거쳐 제공되는 가상전류(
Figure 112003050204626-pat00003
) 및 상기 실제전류(
Figure 112003050204626-pat00004
)가
Figure 112003050204626-pat00005
속도로 회전할 때의 d축 전류성분(
Figure 112003050204626-pat00006
) 및 q축의 전류 성분(
Figure 112003050204626-pat00007
)을 산출하기 위한 정상성분 좌표변환부; 상기 정상성분 좌표변환부에서 산출된 d축 전류성분(
Figure 112003050204626-pat00008
) 및 q축의 전류 성분(
Figure 112003050204626-pat00009
)의 직류성분만을 추출하기 위한 제 2 저역통과필터(LPF); 상기 제 1 저역통과필터(LPF)를 거쳐 제공되는 가상전류(
Figure 112003050204626-pat00010
) 및 상기 실제전류(
Figure 112003050204626-pat00011
)가 -
Figure 112003050204626-pat00012
속도로 회전할 때의 d축 전류성분(
Figure 112003050204626-pat00013
)및 q축의 전류 성분(
Figure 112003050204626-pat00014
)을 산출하기 위한 역상성분 좌표변환부; 상기 역상성분 좌표변환부에서 산출된 d축 전류성분(
Figure 112003050204626-pat00015
)및 q축의 전류 성분(
Figure 112003050204626-pat00016
)의 직류성분만을 추출하기 위한 제 3 저역통과필터(LPF); 및 상기 제 2 저역통과필터(LPF)를 통해 추출되는 직류성분의 d축 전류성분(
Figure 112003050204626-pat00017
)에서 상기 제 3 저역통과필터(LPF)를 통해 추출되는 직류성분의 d축 전류성분(
Figure 112003050204626-pat00018
)을 감산하여 d축 전류성분(
Figure 112003050204626-pat00019
)을 산출하고, 상기 제 2 저역통과필터(LPF)를 통해 추출되는 직류성분의 q축 전류성분(
Figure 112003050204626-pat00020
)과 상기 제 3 저역통과필터(LPF)를 통해 추출되는 직류성분의 q축 전류성분(
Figure 112003050204626-pat00021
)을 합산하여 q축 전류성분(
Figure 112003050204626-pat00022
)을 산출하여, 상기 d축 및 q축 전류성분(
Figure 112003050204626-pat00023
,
Figure 112003050204626-pat00024
)을 실제전류 축(
Figure 112003050204626-pat00025
)에 대하여 역변환을 수행하여 상기 보상전류 지령치(iref)를 생성하는 역변환부로 구성되어,
단상 비선형 부하에 의해 발생하는 고조파 저감의 한 방법인 단상능동전력필터에 대한 제어 알고리즘을 제시함에 따라, 기존의 방법에서는 고조파를 검출하는데 최소 반주기의 시간이 소요되는데 가상의 상을 사용하여 3상에서 사용하는 것과 같이 좌표 시스템을 만들 수 있어 순시 계산이 가능하다는 효과를 제공한다.
또한, 실제의 부하전류를 시간지연을 주어 가상의 상을 만드는 기존의 방법 과 달리 저역통과필터의 지연특성을 이용하여 위상과 크기가 다른 전류를 생성하고, 위상이 다른 두 전류를 회전좌표계를 이용하여 기본파 전류를 검출한 후, 부하전류에서 기본파 성분을 제거함으로써 고조파 성분만을 포함하는 보상전류 지령치를 구할 수 있어 실시간 제어가 가능한 효과를 제공한다.
단상, 고조파, 위상, 비선형 부하, 좌표변환, 역상전류, 보상전류, 지령치

Description

회전좌표계를 이용한 단상능동 전력필터의 제어 시스템 및 방법{CONTROLLING SYSTEM OF SINGLE-PHASE ACTIVE POWER FILTER(APF) USING ROTATING REFERENCE FRAMES AND MEHTOD THEREOF}
도 1은 본 발명에 따른 단상능동 전력필터의 제어 시스템을 나타낸 구성도이다.
도 2는 도 1의 고조파 검출기를 나타낸 구성도이다.
도 3은 도 1의 히스테리시스 전류제어기를 설명하기 위한 그래프이다.
도 4는 본 발명의 주요 동작을 설명하기 위한 플로우챠트이다.
도 5는 실제전류와 가상전류의 위상차를 설명하기 위한 오실로스코프의 캡쳐 화면이다.
도 6a, 6b는 실제전류와 가상전류의 위상차에 의한 축 변환을 설명하기 위한 그래프이다.
도 7은 본 발명에 따른 단상전력 시스템의 각 단자의 동작파형도이다.
도 8은 보상 전/후의 고조파 스펙트럼을 나타낸 파형도이다.
도 9a는 부하전류와 보상전류 지령치의 아날로그 출력파형이고, 9b는 보상 전후의 전원전류를 나타낸 출력파형이며, 9c는 부하전류의 주파수 스펙트럼을 나타낸 파형이고, 9d는 보상후의 전원전류의 고조파 스펙트럼을 나타낸 파형도이다.
도 10a는 제어회 기동시의 전류 파형이고, 10b는 가변 부하에서의 전원전류 파형도이다.
<주요도면에 대한 부호의 설명>
101 : 비선형 부하 103 : 고조파 검출기
105 : 히스테리시스 전류제어기 107 : 게이트 드라이버
109 : 인버터 201, 205, 209 : 저역통과필터
203, 211 : 정상성분 좌표변환부 207 : 역변환부
본 발명은 단상능동 전력필터(Single-Phase Active Power Filter)의 제어방법에 관한 것으로, 보다 상세하게는 다이오드 정류기를 사용하는 비선형 부하에 의해 생성되는 왜곡된 부하전류 즉, 전류의 고조파 성분을 추출하고 이를 실시간으로 보상할 수 있는 회전좌표계를 이용한 단상능동 전력필터의 제어 시스템 및 방법에 관한 것이다.
일반적으로, SMPS, UPS, 컴퓨터 시스템 등과 같이 사이리스터 컨버터나 다이오드 정류기와 같은반도체 전력변환장치를 사용하는 부하는 비 선형 부하로 동작하여 전원측에 심각한 고조파를 발생시키는 주요 원인이 되고 있다. 이러한 고조파 전류는 전원전압의 왜곡 및 발전기, 송전선, 변압기 등과 같은 전력계통 장치들의 용량증대를 가져오며, 각종 전력장치들에 열 및 진동을 발생시켜서 절연파괴나 수명 단축을 야기할 수 있다. 또한, 계측장비와 같은 각종 전자장비의 오 동작이나 통신 시스템에 EMI 현상을 야기하기도 한다.
상기의 고조파 제거를 위해 사용되는 수동필터는 저가이지만, 특정차수의 고조파만을 선택적으로 보상할 수 있기 때문에 전원단에 광범위한 차수의 고조파가 발생할 경우에는 그다지 만족할만한 성능을 얻기 힘들고, 전원측 임피던스와 직렬공진을 일으킬 가능성을 항상 내재하고 있다. 이러한 수동필터의 해결책으로 3상 능동전력필터가 개발되어 있다.
3상 능동전력필터는 고조파 성분에 대한 보상을 위해, 부하의 무효전력을 계산하여 보상전류의 지령치를 결정하거나, DC 캐패시터 전압의 기준치와 검출치와의 오차를 이용하여 입력전류의 지령치를 결정하고 있으나, IEEE-519 고조파 기준에 부합되는 능동전력필터의 설치지점인 PCC(Point of Common Coupling)에 3상 능동전력필터를 설치할 때는 컨버터의 스위칭에 의해서 전압왜곡이 발생하는 문제점을 갖고 있다.
이를 방지하기 위해서, 전류 고조파에 대한 상관성이 높은 단상능동 전력필터를 사용할 수 있으나, 실질적으로 3상 능동전력필터에 비해 단상능동 전력필터에 대한 연구가 극히 미비하여 현실화되지 못하고 있다.
본 발명은 이와 같은 문제점을 해결하기 위해 창출된 것으로, 본 발명의 목적은 비선형 부하로 동작하는 전원측의 고조파 성분을 제거하고 무효전력을 보상함 으로써 PF를 개선하고, 부하 사이의 간섭의 가능성을 감소시킬 수 있는 회전좌표계를 이용한 단상능동 전력필터의 제어 시스템 및 방법을 제공함에 있다.
상기의 목적을 달성하기 위한 본 발명의 관점에 따른 회전좌표계를 이용한 단상능동 전력필터의 제어 시스템은, 비선형 부하의 입력전원으로 장착되는 씨티(CT)를 통해 단상 전류를 검출하고, 상기 단상 전류로부터 저역통과필터(Low Pass Filter)의 지연특성을 이용한 가상의 상 전류를 유도하여, 두 개의 상전류와 전원주파수에 동기하는 회전 좌표계를 사용하여 왜곡된 부하전류(iL)를 검출하고 이에 대응하는 보상전류를 지령하기 위한 고조파 검출기; 상기 보상전류에 대응하는 보상전류 지령치(iref)를 입력받아 상기 인버터의 출력전류(iC)와 상기 보상전류 지령치(iref)를 상호 비교하여 기준치내에서의 전류보정이 이루어지도록 하는 히스테리시스 전류제어기; 및 상기 히스테리시스 전류제어기의 전류보정에 응답하여 상기 비선형 부하로 공급되는 전류량을 구동제어하기 위한 게이트 드라이버로 이루어진 것을 특징으로 한다.
바람직하게는, 상기 고조파 검출기는, 상기 단상 전류의 실제전류(
Figure 112003050204626-pat00026
)의 위상을
Figure 112003050204626-pat00027
만큼 지연시키는 제 1 저역통과필터(LPF); 상기 제 1 저역통과필터(LPF)를 거쳐 제공되는 가상전류(
Figure 112003050204626-pat00028
) 및 상기 실제전류(
Figure 112003050204626-pat00029
)가
Figure 112003050204626-pat00030
속도로 회전할 때의 d축 전류성분(
Figure 112003050204626-pat00031
) 및 q축의 전류 성분(
Figure 112003050204626-pat00032
)을 산출하기 위한 정상성분 좌표변환 부; 상기 정상성분 좌표변환부에서 산출된 d축 전류성분(
Figure 112003050204626-pat00033
) 및 q축의 전류 성분(
Figure 112003050204626-pat00034
)의 직류성분만을 추출하기 위한 제 2 저역통과필터(LPF); 상기 제 1 저역통과필터(LPF)를 거쳐 제공되는 가상전류(
Figure 112003050204626-pat00035
) 및 상기 실제전류(
Figure 112003050204626-pat00036
)가 -
Figure 112003050204626-pat00037
속도로 회전할 때의 d축 전류성분(
Figure 112003050204626-pat00038
)및 q축의 전류 성분(
Figure 112003050204626-pat00039
)을 산출하기 위한 역상성분 좌표변환부; 상기 역상성분 좌표변환부에서 산출된 d축 전류성분(
Figure 112003050204626-pat00040
)및 q축의 전류 성분(
Figure 112003050204626-pat00041
)의 직류성분만을 추출하기 위한 제 3 저역통과필터(LPF); 및 상기 제 2 저역통과필터(LPF)를 통해 추출되는 직류성분의 d축 전류성분(
Figure 112003050204626-pat00042
)에서 상기 제 3 저역통과필터(LPF)를 통해 추출되는 직류성분의 d축 전류성분(
Figure 112003050204626-pat00043
)을 감산하여 d축 전류성분(
Figure 112003050204626-pat00044
)을 산출하고, 상기 제 2 저역통과필터(LPF)를 통해 추출되는 직류성분의 q축 전류성분(
Figure 112003050204626-pat00045
)과 상기 제 3 저역통과필터(LPF)를 통해 추출되는 직류성분의 q축 전류성분(
Figure 112003050204626-pat00046
)을 합산하여 q축 전류성분(
Figure 112003050204626-pat00047
)을 산출하여, 상기 d축 및 q축 전류성분(
Figure 112003050204626-pat00048
,
Figure 112003050204626-pat00049
)을 실제전류 축(
Figure 112003050204626-pat00050
)에 대하여 역변환을 수행하여 상기 보상전류 지령치(iref)를 생성하는 역변환부로 이루어진 것을 특징으로 한다.
한편, 상기의 목적을 달성하기 위한 본 발명의 관점에 따른 회전좌표계를 이 용한 단상능동 전력필터의 제어방법은, a) 제 1 저역통과필터를 통해 단상 전류의 실제전류(
Figure 112003050204626-pat00051
) 위상을
Figure 112003050204626-pat00052
만큼 지연시켜 가상전류(
Figure 112003050204626-pat00053
)를 생성하는 단계; b) 상기 가상전류(
Figure 112003050204626-pat00054
) 및 상기 실제전류(
Figure 112003050204626-pat00055
)를 좌표변환하여
Figure 112003050204626-pat00056
속도로 회전할 때의 d축 전류성분(
Figure 112003050204626-pat00057
) 및 q축의 전류 성분(
Figure 112003050204626-pat00058
)을 산출하는 단계; c) 제 2 저역통과필터를 통해 상기 d축 전류성분(
Figure 112003050204626-pat00059
) 및 q축의 전류 성분(
Figure 112003050204626-pat00060
)의 직류성분만을 추출하는 단계; d) 상기 가상전류(
Figure 112003050204626-pat00061
) 및 상기 실제전류(
Figure 112003050204626-pat00062
)를 좌표변환하여 -
Figure 112003050204626-pat00063
속도로 회전할 때의 d축 역상전류성분(
Figure 112003050204626-pat00064
)및 q축 역상전류성분(
Figure 112003050204626-pat00065
)을 산출하는 단계; e) 제 3 저역통과필터를 통해 상기 d축 역상전류성분(
Figure 112003050204626-pat00066
)및 q축 역상전류분성분(
Figure 112003050204626-pat00067
)의 직류성분만을 추출하는 단계; f) 상기 직류성분의 d축 전류성분(
Figure 112003050204626-pat00068
)에서 상기 직류성분의 d축 역상전류성분(
Figure 112003050204626-pat00069
)을 감산하여 d축 전류치(
Figure 112003050204626-pat00070
)를 산출하는 단계; g) 상기 직류성분의 q축 전류성분(
Figure 112003050204626-pat00071
)과 상기 직류성분의 q축 역상전류성분(
Figure 112003050204626-pat00072
)을 합산하여 q축 전류치(
Figure 112003050204626-pat00073
)를 산출하는 단계; h) 상기 d축 및 q축 전류치(
Figure 112003050204626-pat00074
,
Figure 112003050204626-pat00075
)를 실제전류 축(
Figure 112003050204626-pat00076
)에 대하여 역변환을 수행하여 상기 보상전류 지령치(iref)를 생성하는 단계; 및 i) 상기 보상전류 지령치(iref)를 입력받아 상기 인버터의 출력전류(iC)와 상기 보상전류 지령치(iref )를 상호 비교하여 기준치내에서의 전류보정이 이루어지도록 비선형 부하의 공급 전류량 을 제어하는 단계로 이루어진 것을 특징으로 한다.
바람직하게는, 상기 h)단계는 h-1)상기 d축 및 q축 전류성분(
Figure 112003050204626-pat00077
,
Figure 112003050204626-pat00078
)을 실제전류 축(
Figure 112003050204626-pat00079
)에 대하여 역변환을 수행하여 전류 지령치(
Figure 112003050204626-pat00080
)를 산출하는 단계; h-2) 상기 실제전류(
Figure 112003050204626-pat00081
)에서 상기 전류 지령치(
Figure 112003050204626-pat00082
)를 감산하여 그 결과를 상기 보상전류 지령치(iref)로 상정하는 단계로 이루어진 것을 특징으로 한다.
또는, 상기 h)단계는 h-1) 상기 d축 및 q축 전류치(
Figure 112003050204626-pat00083
,
Figure 112003050204626-pat00084
)를 실제전류 축(
Figure 112003050204626-pat00085
)에 대한 역변환을 수행하여 전류 지령치(
Figure 112003050204626-pat00086
)를 산출하는 단계; h-2) 상기 전류 지령치(
Figure 112003050204626-pat00087
)의 유효성분(
Figure 112003050204626-pat00088
)을 추출하는 단계; h-3) 상기 실제전류(
Figure 112003050204626-pat00089
)에서 상기 전류 지령치(
Figure 112003050204626-pat00090
)의 유효성분(
Figure 112003050204626-pat00091
)을 감산하여 그 결과를 상기 보상전류 지령치(iref)로 상정하는 단계로 이루어진 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 i)단계는 i-1) 상기 비선형 부하고 공급되는 실제 보상전류(
Figure 112003050204626-pat00092
)를 산출하는 단계; i-2) 상기 보상전류 지령치(iref(t))와 상기 실제 보상전류(
Figure 112003050204626-pat00093
)사이의 오차(e(t))를 산출하는 단계; i-3) 지령전류에 대한 상기 오차(e(t))에 응답하여 상기 인버터를 스위칭 제어하는 단계로 이루어진 것을 특징으로 한다.
이와 같은 특징을 갖는 본 발명에 따른 회전좌표계를 이용한 단상능동 전력 필터의 제어방법을 첨부된 예시도면에 의거 상세히 설명하면 다음과 같다. 도 1은 본 발명에 따른 회전좌표계를 이용한 단상능동 전력필터의 제어장치를 설명하기 위한 시스템 구성도이다. 도시된 바와 같이, 비선형 부하(101)로 입력전원(Vs)가 공급되고, 상기 비선형 부하(101)의 전원입력단과 병렬접속되어 전류의 고조파 성분을 보상하기 위한 인버터(109)가 접속된다. 상기 비선형 부하(101)의 입력전원으로 씨티(CT)를 장착하여 왜곡된 부하전류(iL)를 검출하고 이에 대응하는 보상전류를 지령하기 위한 고조파 검출기(103)가 접속되며, 상기 보상전류의 지령치(iref)를 입력받아 상기 인버터(109)의 출력전류(iC)와 보상지령전류(iref)를 상호 비교하여 기준치내에서의 전류보정이 이루어지도록 하는 히스테리시스 전류제어기(105) 및 상기 히스테리시스 전류제어기(105)의 출력신호에 응답하여 상기 인버터(109)를 구동제어하기 위한 게이트 드라이버(107)로 구성된다.
상기 보상전류 지령치(iref)는 고조파 검출기(103)에 의해 생성되며, 상기 고조파 검출기(103)는 저역통과필터(Low Pass Filter)의 지연특성을 이용하여 가상의 상 전류를 유도하여, 두 개의 상전류와 전원주파수에 동기하는 회전 좌표계를 사용하여 순시계산을 수행함으로써, 보상전류 지령치(iref)를 산출한다. 도 2는 이와 같은 단상회로에서의 고조파 전류를 검출하여 보상전류 지령치(iref)를 산출하기 위한 기능별 모듈을 나타낸 구성도이다. 도 4는 보상전류 지령치(iref)를 산출하기 위한 방법을 설명하기 위한 플로우챠트이다.
먼저 S401 단계로 진입하여, 비선형 부하(101)로 인입되는 실제의 전류를 iL,Re(
Figure 112003050204626-pat00094
)로 놓고, 저역통과필터(LPF)를 통과한 후의
Figure 112003050204626-pat00095
만큼 지연되고 크기가 감소한 전류신호를 iL,LPF(
Figure 112003050204626-pat00096
) 라고 가정하였을 때 iL,Re(
Figure 112003050204626-pat00097
) 및 iL,LPF(
Figure 112003050204626-pat00098
)는 수학식 1, 2으로 정의된다.
Figure 112003050204626-pat00099
Figure 112003050204626-pat00100
여기서, 상기 iL,Re는
Figure 112003050204626-pat00101
축 전류로, iL,LPF는
Figure 112003050204626-pat00102
축 전류로 각각 정의하며, 수학식 3와 같이;
Figure 112003050204626-pat00103
이다. 상기 비선형 부하(101)로 공급되는 실제의
Figure 112003050204626-pat00104
축 전류와 저역통과필터(201)를 통해 제공되는 가상의
Figure 112003050204626-pat00105
축 전류는 도 3에서와 같이 소정의 위상치를 갖는 파형을 형성한다. 이 때, 수학식 4의 두 성분을 이용하여 도 6(a)와 같이
Figure 112003050204626-pat00106
축과
Figure 112003050204626-pat00107
축을 갖는 좌표 시스템을 얻는다.
도시된
Figure 112003050204626-pat00108
는
Figure 112003050204626-pat00109
의 속도로 회전하는 전류의 성분을 나타내고,
Figure 112003050204626-pat00110
은 -
Figure 112003050204626-pat00111
의 속도로 회전하는 전류의 성분을 나타내며, 각각 전류를 정상 성분과 역상 성분으로 명명한다. 그리고 S403 단계에서, 상기
Figure 112003050204626-pat00112
축 전류와
Figure 112003050204626-pat00113
축 전류를 d축 전류 및 q축 전류로 변환할 수 있으며, 상기 정상성분 좌표변환부(203)는 수학식 4에 기초한 연산을 수행한다. 연산은 상기 수학식 1과 2의 기본파 성분(iα1 , iβ1)만 사용한다.
Figure 112003050204626-pat00114
따라서, 정상성분 좌표변환부(203)를 통해 도 6b에서와 같이 정상회전에 대한
Figure 112003050204626-pat00115
좌표변환을 수행한다. 이는;
Figure 112003050204626-pat00116
이며,
Figure 112003050204626-pat00117
와
Figure 112003050204626-pat00118
는 각각 idpos의 DC성분과 AC성분을 나타낸다.
따라서,
Figure 112003050204626-pat00119
Figure 112003050204626-pat00120
이며, S405 단계를 통해 idpos를
Figure 112003050204626-pat00121
와
Figure 112003050204626-pat00122
로 나눈 것 처럼 iqpos을 DC성분과 AC성분으로 분리시킬 수 있다. 즉,
Figure 112003050204626-pat00123
이며, 수학식 8에서
Figure 112003050204626-pat00124
와
Figure 112003050204626-pat00125
는 다음의 수학식 8 및 9으로 나타낸다.
Figure 112003050204626-pat00126
Figure 112003050204626-pat00127
한편, S407 단계에서 역상성분의 좌표변환은 각속도
Figure 112003050204626-pat00128
를 반전시키는 반전부(213) 및 정상성분 좌표변환부(211)를 통해 이루어진다. 여기서, 역상회전에 대한
Figure 112003050204626-pat00129
->ｄｑ 좌표변환을 수식으로 나타내면,
Figure 112003050204626-pat00130
이다. 또한, Negative sequence의 d 축 전류는 수학식 11;
Figure 112003050204626-pat00131
Figure 112003050204626-pat00132
여기서,
Figure 112003050204626-pat00133
Figure 112003050204626-pat00134
이다. 또한, q 축 전류는 수학식 12과 같이 나타낸다.
Figure 112003050204626-pat00135
여기서,
Figure 112003050204626-pat00136
Figure 112003050204626-pat00137
이다. S409 단계에서, 상기한
Figure 112003050204626-pat00138
,
Figure 112003050204626-pat00139
는 Negative sequence의 DC 성분을 나타내며,
Figure 112003050204626-pat00140
,
Figure 112003050204626-pat00141
는 AC 성분을 각각 나타낸다.
이와 같이, 전류 지령치(iref)를 구하기 위해 새로운 상을 이용하여 2상 시스템을 구축하였으나, 실제로는 부하전류(iL,Re)에 대한 보상만 이루어지므로 부하전류의 기본파 성분을 검출한 후, 전체 부하전류에서 기분파 성분을 빼줌으로서 고조파 성분만을 추출할 수 있다. 이 때, 저역통과필터(205,209)는 정상성분 좌표변환부(203,211)를 통해 제공되는 id,pos, iq,pos, id,neg, iq,neg 신호의 DC값만을 추출하고, S411 단계에서 수학식 6과 12을 이용하여 d축 전류의 DC 성분인 d축 전류치(
Figure 112003050204626-pat00142
) 를 구한다. 즉,
Figure 112003050204626-pat00143
이며, S413 단계에서는 q축 전류의 DC성분인 q축 전류치(
Figure 112003050204626-pat00144
)를 수학식 8과 수학식 14의 합에 의해 구한다. 즉,
Figure 112003050204626-pat00145
이다. 그리고 S415 단계에서 역변환부(207)를 통해 ｄｑ ->
Figure 112003050204626-pat00146
변환하면,
Figure 112003050204626-pat00147
이다. 또한, 전류 지령치를 구하는데는 실제 부하전류인
Figure 112003050204626-pat00148
축 성분만 쓰이고,
Figure 112003050204626-pat00149
축 성분은 사용하지 않으며,
Figure 112003050204626-pat00150
는 S417 단계를 통해 수학식 18과 같이 표현된다.
Figure 112003050204626-pat00151
한편, S419 단계를 통해 전류 지령치에 따라 고조파만을 필터링하는 것과 고조파를 필터링하고 무효성분까지 보상하는 경우, 본 발명의 제 1 실시예에서 1) 무효전류성분과 왜곡된 전류성분 모두를 보상하는 경우에는 다음과 같이 전체 부하전류에서 기본파 전류의 유효성분만을 제거한다. 즉, 전류 지령치는 수학식 19와 같다.
Figure 112003050204626-pat00152
여기서,
Figure 112003050204626-pat00153
는
Figure 112003050204626-pat00154
의 유효성분이다.
또한, 본 발명의 제 2 실시예에서 2) 유효전류와 무효전류의 왜곡된 성분만을 필터링하는 경우에는 부하전류에서
Figure 112003050204626-pat00155
를 제거한다. 즉, 이 때의 전류 지령치는 수학식 21과 같다.
Figure 112003050204626-pat00156
한편, 상기 히스테리시스 전류제어기(105)는 비선형 부하(101)로 공급되는 출력전류가 상기 보상전류 지령치(iref)를 추정할 수 있도록 상기 인버터(109)의 전류를 제어하기 위해 사용되는 것으로, 출력전류가 지령전류의 밴드폭보다 커지면 전류크기를 낮추고 지령전류보다 작아지면 전류를 높여 인버터(109)를 제어한다. 보상전류 지령치(iref)의 전류값 즉, 지령전류(iref(t))와 실제 보상전류(ic(t)) 사이의 오차(e(t))는 인버터의 스위치 동작을 제어한다.
만약 두 신호의 오차가 히스테리시스 밴드 상한치에 도달하면 전류가 감소하도록 인버터의 스위치가 동작할 것이며, 반대로 오차가 하한치에 이르면 전류가 증가하도록 동작한다. 따라서, 도 3에 도시된 바와 같이, 상기 히스테리시스 전류제어기(105)는 지령전류치를 중심으로 상한치와 하한치를 갖는 히스테리시스 밴드내에서 출력전류가 지령전류치 및 상한치(또는 하한치)를 넘지 않도록 스위칭된다. 이 때, 스위칭 주파수는 수학식 22;
Figure 112003050204626-pat00157
이며, 여기서 h 는 히스테리시스 리미트, Vdc는 인버터의 DC-Link 전압이며, L 은 인버터 출력단의 인덕턴스의 값이다.
따라서, 병렬형 능동전력필터는 비선형 부하(101)에 의해 발생하는 전류의 고조파 성분을 보상하므로서, 안정적인 전원을 공급하게 된다.
도 7 내지 도 10은 본 발명의 시뮬레이션 및 실험결과를 나타는 실험 파형도 이다. 먼저, 능동전력필터에 의한 고조파 전류의 보상은 앞서 설명된 바와 같이 단상 시스템에서 수행된다. 시뮬레이션 패키지(PSIM)를 사용하여 전류원으로 쓰이는 RL 부하에 대해 모의실험을 하였다. 도 7은 고조파 전류원 부하를 갖는 단상전력시스템에서의 동작 파형을 보여주고 있다. 부하전류는 도 7(a)에 나타내고 있으며, 제안된 알고리즘에 의해 결정된 보상전류의 지령치는 도 7(b)이고, 인버터의 출력전류인 실제 보상전류는 7(c)에 나타낸다. 보상된 후의 전원전류는 도 7(d)에서 보여준다.
도 8에서는 부하전류와 전원전류의 FFT 분석을 보여준다. 파형에서 보여주는 것과 같이 저 차 고조파 성분의 저감이 잘 이루어지는 것을 알 수 있다. THD(Total Harmonic Distortion)를 25th까지 측정한 결과, 보상전 부하전류에서는 도 8a와 같이 18.41%의 고조파 성분을 포함하고 있으나, 보상 후 전원전류는 도 8b에서와 같이 3th, 5th, 7th 고조파가 전부 보상되고 나머지 고조파 성분도 거의 남아 있지 않음을 알 수 있다. 보상 후의 THD는 3.05%로 낮아져서 IEEE-519의 고조파 규제치를 만족하고 있다.
Supply Voltage Voltage frequency 110[Vrms] 60[Hz]
Sampling Frequency 20[kHz]
Cut-off Frequency(1) Cut-off Frequency(2) 70[Hz] 20[Hz]
DC-Link Capacitance(C_dc ) 4700[㎌]
Load Inductance(L_L ) 15[mH]
Load Resistance(R_L ) 12.8[Ω]
Inverter side Inductance(L_c) 1.8[mH]
실험에 사용된 비선형 부하로는 RL 직렬부하와 연결된 단상 전파정류회로를 사용하였으며, 사용된 시스템의 회로정수들은 표 1과 같다. 복소계산을 하기 위하여 제2의 상을 만드는데 필요한 LPF의 차단 주파수는 70[Hz]로 주었다. 인버터 DC-Link 커패시터는 4700[㎌], 다이오드 정류기 출력단의 부하는 15[mH]의 인덕터(LL)와 12.8[Ω]의 저항(RL)을 사용하였다. 인버터 출력단의 인덕터(Lc)는 1.8[mH]를 사용하였다. 고조파 검출 알고리즘에서 DC 성분을 분리하는데 사용된 LPF의 차단주파수로 20[Hz]를 사용하였다.
도 9a는 부하전류(iL,Re)와 보상지령전류(iref)의 파형이다. 도 9b는 인버터 출력전류(ic)와 보상 후의 전원전류 파형을 보여준다(10A/div, 4ms/div). 부하전류와 보상 후의 전원전류의 고조파 스펙트럼을 부하전류를 나타내며, 도 9c 및 도 9d에 각각 도시되고 있다. 따라서, 부하전류의 THD는 17.94%이고, 보상 후의 전원전류의 고조파 성분은 3.25%로 IEEE-519의 고조파 규제치를 만족시킨다. 도 10a는 제어회로 기동시의 전류들의 파형을 보여준다. eh 10b는 제안한 능동전력필터의 동 특성을 확인하기 위해 부하를 50%에서 100%, 다시 50%로 변화시켰을 때의 부하전류와 전원전류의 파형을 측정한 것이다. 부하가 변화하기 전과 변화한 후의 전원전류의 파형은 모두 정현파 형태를 그대로 유지함을 볼 수 있다.
이상의 설명에서와 같이, 본 발명에 따른 회전좌표계를 이용한 단상능동 전력필터의 제어 시스템 및 방법은 단상 비선형 부하에 의해 발생하는 고조파 저감의 한 방법인 단상능동전력필터에 대한 제어 알고리즘을 제시함에 따라, 기존의 방법에서는 고조파를 검출하는데 최소 반주기의 시간이 소요되는데 가상의 상을 사용하여 3상에서 사용하는 것과 같이 좌표 시스템을 만들 수 있어 순시 계산이 가능하다는 효과를 제공한다.
또한, 실제의 부하전류를 시간지연을 주어 가상의 상을 만드는 기존의 방법과 달리 저역통과필터의 지연특성을 이용하여 위상과 크기가 다른 전류를 생성하고, 위상이 다른 두 전류를 회전좌표계를 이용하여 기본파 전류를 검출한 후, 부하전류에서 기본파 성분을 제거함으로써 고조파 성분만을 포함하는 보상전류 지령치를 구할 수 있어 실시간 제어가 가능한 효과를 제공한다.

Claims (9)

  1. 인버터와 병렬접속되는 비선형 부하의 전류 고조파 성분을 보상하기 위한 전력필터의 제어장치에 있어서,
    전류검출기를 통해 상기 비선형 부하의 입력전원의 단상전류를 검출하고, 상기 단상 전류로부터 저역통과필터(Low Pass Filter)의 지연특성을 이용한 가상의 상 전류를 유도하여, 두 개의 상전류와 전원주파수에 동기하는 회전 좌표계를 사용하여 왜곡된 부하전류(iL)를 검출하고 이에 대응하는 보상전류를 지령하기 위한 고조파 검출기;
    상기 보상전류에 대응하는 보상전류 지령치(iref)를 입력받아 상기 인버터의 출력전류(iC)와 상기 보상전류 지령치(iref)를 상호 비교하여 기준치내에서의 전류보정이 이루어지도록 하는 히스테리시스 전류제어기; 및
    상기 히스테리시스 전류제어기의 전류보정에 응답하여 상기 비선형 부하로 공급되는 전류량을 구동제어하기 위한 게이트 드라이버로 이루어진 것을 특징으로 하는 회전좌표계를 이용한 단상능동 전력필터의 제어 시스템.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 고조파 검출기는,
    상기 단상 전류의 실제전류(
    Figure 112003050204626-pat00158
    )의 위상을
    Figure 112003050204626-pat00159
    만큼 지연시키는 제 1 저역통과필터(LPF);
    상기 제 1 저역통과필터(LPF)를 거쳐 제공되는 가상전류(
    Figure 112003050204626-pat00160
    ) 및 상기 실제전류(
    Figure 112003050204626-pat00161
    )가
    Figure 112003050204626-pat00162
    속도로 회전할 때의 d축 전류성분(
    Figure 112003050204626-pat00163
    ) 및 q축의 전류 성분(
    Figure 112003050204626-pat00164
    )을 산출하기 위한 정상성분 좌표변환부;
    상기 정상성분 좌표변환부에서 산출된 d축 전류성분(
    Figure 112003050204626-pat00165
    ) 및 q축의 전류 성분(
    Figure 112003050204626-pat00166
    )의 직류성분만을 추출하기 위한 제 2 저역통과필터(LPF);
    상기 제 1 저역통과필터(LPF)를 거쳐 제공되는 가상전류(
    Figure 112003050204626-pat00167
    ) 및 상기 실제전류(
    Figure 112003050204626-pat00168
    )가 -
    Figure 112003050204626-pat00169
    속도로 회전할 때의 d축 전류성분(
    Figure 112003050204626-pat00170
    )및 q축의 전류 성분(
    Figure 112003050204626-pat00171
    )을 산출하기 위한 역상성분 좌표변환부;
    상기 역상성분 좌표변환부에서 산출된 d축 전류성분(
    Figure 112003050204626-pat00172
    )및 q축의 전류 성분(
    Figure 112003050204626-pat00173
    )의 직류성분만을 추출하기 위한 제 3 저역통과필터(LPF); 및
    상기 제 2 저역통과필터(LPF)를 통해 추출되는 직류성분의 d축 전류성분(
    Figure 112003050204626-pat00174
    )에서 상기 제 3 저역통과필터(LPF)를 통해 추출되는 직류성분의 d축 전류성분(
    Figure 112003050204626-pat00175
    )을 감산하여 d축 전류성분(
    Figure 112003050204626-pat00176
    )을 산출하고, 상기 제 2 저역통과필터(LPF)를 통해 추출되는 직류성분의 q축 전류성분(
    Figure 112003050204626-pat00177
    )과 상기 제 3 저역통과필터(LPF)를 통해 추출되는 직류성분의 q축 전류성분(
    Figure 112003050204626-pat00178
    )을 합산하여 q축 전류성분(
    Figure 112003050204626-pat00179
    )을 산출하여, 상기 d축 및 q축 전류성분(
    Figure 112003050204626-pat00180
    ,
    Figure 112003050204626-pat00181
    )을 실제전류 축(
    Figure 112003050204626-pat00182
    )에 대하여 역변환을 수행하여 상기 보상전류 지령치(iref)를 생성하는 역변환부로 이루어진 것을 특징으로 하는 회전좌표계를 이용한 단상능동 전력필터의 제어 시스템.
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 보상전류 지령치(iref)는 상기 d축 및 q축 전류의 DC성분(
    Figure 112003050204626-pat00183
    ,
    Figure 112003050204626-pat00184
    )을 실제전류 축(
    Figure 112003050204626-pat00185
    )에 대하여 역변환을 수행하여 전류 지령치(
    Figure 112003050204626-pat00186
    )를 산출하며, 상기 실제전류(
    Figure 112003050204626-pat00187
    )에서 상기 전류 지령치(
    Figure 112003050204626-pat00188
    )를 감산하여 그 결과를 상기 보상전류 지령치(iref)로 상정하는 것을 특징으로 하는 회전좌표계를 이용한 단상능동 전력필터의 제어 시스템.
  4. 제 2 항에 있어서, 상기 보상전류 지령치(iref)는 상기 d축 및 q축 전류의 DC성분(
    Figure 112003050204626-pat00189
    ,
    Figure 112003050204626-pat00190
    )을 실제전류 축(
    Figure 112003050204626-pat00191
    )에 대한 역변환을 수행하여 전류 지령치(
    Figure 112003050204626-pat00192
    )를 산출하며, 상기 전류 지령치(
    Figure 112003050204626-pat00193
    )의 유효성분(
    Figure 112003050204626-pat00194
    )을 추출하고, 상기 실제전류(
    Figure 112003050204626-pat00195
    )에서 상기 전류 지령치(
    Figure 112003050204626-pat00196
    )의 유효성분(
    Figure 112003050204626-pat00197
    )을 감산하여 그 결과를 상기 보상전류 지령치(iref)로 상정하는 것을 특징으로 하는 회전좌표계를 이용한 단상능동 전력필터의 제어 시스템.
  5. 제 1 항에 있어서, 상기 히스테리시스 전류제어기는 상기 보상전류 지령치(iref(t))와 실제 보상전류(
    Figure 112003050204626-pat00198
    )사이의 오차(e(t))에 대응하여 상기 인버터를 스위칭 제어하는 것을 특징으로 하는 회전좌표계를 이용한 단상능동 전력필터의 제어 시스템.
  6. 인버터와 병렬접속되는 비선형 부하의 전류 고조파 성분을 보상하기 위한 전력필터의 제어방법에 있어서,
    a) 제 1 저역통과필터를 통해 단상 전류의 실제전류(
    Figure 112003050204626-pat00199
    ) 위상을
    Figure 112003050204626-pat00200
    만큼 지연시켜 가상전류(
    Figure 112003050204626-pat00201
    )를 생성하는 단계;
    b) 상기 가상전류(
    Figure 112003050204626-pat00202
    ) 및 상기 실제전류(
    Figure 112003050204626-pat00203
    )를 좌표변환하여
    Figure 112003050204626-pat00204
    속도로 회전할 때의 d축 전류성분(
    Figure 112003050204626-pat00205
    ) 및 q축의 전류 성분(
    Figure 112003050204626-pat00206
    )을 산출하는 단계;
    c) 제 2 저역통과필터를 통해 상기 d축 전류성분(
    Figure 112003050204626-pat00207
    ) 및 q축의 전류 성분(
    Figure 112003050204626-pat00208
    )의 직류성분만을 추출하는 단계;
    d) 상기 가상전류(
    Figure 112003050204626-pat00209
    ) 및 상기 실제전류(
    Figure 112003050204626-pat00210
    )를 좌표변환하여 -
    Figure 112003050204626-pat00211
    속도로 회전할 때의 d축 역상전류성분(
    Figure 112003050204626-pat00212
    )및 q축 역상전류성분(
    Figure 112003050204626-pat00213
    )을 산출하는 단계;
    e) 제 3 저역통과필터를 통해 상기 d축 역상전류성분(
    Figure 112003050204626-pat00214
    )및 q축 역상전류분성분(
    Figure 112003050204626-pat00215
    )의 직류성분만을 추출하는 단계;
    f) 상기 직류성분의 d축 전류성분(
    Figure 112003050204626-pat00216
    )에서 상기 직류성분의 d축 역상전류성분(
    Figure 112003050204626-pat00217
    )을 감산하여 d축 전류치(
    Figure 112003050204626-pat00218
    )를 산출하는 단계;
    g) 상기 직류성분의 q축 전류성분(
    Figure 112003050204626-pat00219
    )과 상기 직류성분의 q축 역상전류성분(
    Figure 112003050204626-pat00220
    )을 합산하여 q축 전류치(
    Figure 112003050204626-pat00221
    )를 산출하는 단계;
    h) 상기 d축 및 q축 전류치(
    Figure 112003050204626-pat00222
    ,
    Figure 112003050204626-pat00223
    )를 실제전류 축(
    Figure 112003050204626-pat00224
    )에 대하여 역변환을 수행하여 상기 보상전류 지령치(iref)를 생성하는 단계; 및
    i) 상기 보상전류 지령치(iref)를 입력받아 상기 인버터의 출력전류(iC)와 상기 보상전류 지령치(iref)를 상호 비교하여 기준치내에서의 전류보정이 이루어지도록 비선형 부하의 공급 전류량을 제어하는 단계로 이루어진 것을 특징으로 하는 회전좌표계를 이용한 단상능동 전력필터의 제어 방법.
  7. 제 6 항에 있어서, 상기 h)단계는 h-1)상기 d축 및 q축 전류성분(
    Figure 112003050204626-pat00225
    ,
    Figure 112003050204626-pat00226
    )을 실제전류 축(
    Figure 112003050204626-pat00227
    )에 대하여 역변환을 수행하여 전류 지령치(
    Figure 112003050204626-pat00228
    )를 산출하는 단계;
    h-2) 상기 실제전류(
    Figure 112003050204626-pat00229
    )에서 상기 전류 지령치(
    Figure 112003050204626-pat00230
    )를 감산하여 그 결과를 상기 보상전류 지령치(iref)로 상정하는 단계로 이루어진 것을 특징으로 하는 회전좌표계를 이용한 단상능동 전력필터의 제어 방법.
  8. 제 6 항에 있어서, 상기 h)단계는 h-1) 상기 d축 및 q축 전류치(
    Figure 112003050204626-pat00231
    ,
    Figure 112003050204626-pat00232
    )를 실제전류 축(
    Figure 112003050204626-pat00233
    )에 대한 역변환을 수행하여 전류 지령치(
    Figure 112003050204626-pat00234
    )를 산출하는 단계;
    h-2) 상기 전류 지령치(
    Figure 112003050204626-pat00235
    )의 유효성분(
    Figure 112003050204626-pat00236
    )을 추출하는 단계;
    h-3) 상기 실제전류(
    Figure 112003050204626-pat00237
    )에서 상기 전류 지령치(
    Figure 112003050204626-pat00238
    )의 유효성분(
    Figure 112003050204626-pat00239
    )을 감산하여 그 결과를 상기 보상전류 지령치(iref)로 상정하는 단계로 이루어진 것을 특징으로 하는 회전좌표계를 이용한 단상능동 전력필터의 제어 방법.
  9. 제 6 항에 있어서, 상기 i)단계는 i-1) 상기 비선형 부하고 공급되는 실제 보상전류(
    Figure 112003050204626-pat00240
    )를 산출하는 단계;
    i-2) 상기 보상전류 지령치(iref(t))와 상기 실제 보상전류(
    Figure 112003050204626-pat00241
    )사이의 오차(e(t))를 산출하는 단계;
    i-3) 지령전류에 대한 상기 오차(e(t))에 응답하여 상기 인버터를 스위칭 제어하는 단계로 이루어진 것을 특징으로 하는 회전좌표계를 이용한 단상능동 전력필터의 제어방법.
KR1020030098706A 2003-12-29 2003-12-29 회전좌표계를 이용한 단상능동 전력필터의 제어 시스템 및방법 KR100532226B1 (ko)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020030098706A KR100532226B1 (ko) 2003-12-29 2003-12-29 회전좌표계를 이용한 단상능동 전력필터의 제어 시스템 및방법

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020030098706A KR100532226B1 (ko) 2003-12-29 2003-12-29 회전좌표계를 이용한 단상능동 전력필터의 제어 시스템 및방법

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20050067701A KR20050067701A (ko) 2005-07-05
KR100532226B1 true KR100532226B1 (ko) 2006-01-09

Family

ID=37258330

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020030098706A KR100532226B1 (ko) 2003-12-29 2003-12-29 회전좌표계를 이용한 단상능동 전력필터의 제어 시스템 및방법

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR100532226B1 (ko)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100766718B1 (ko) * 2007-06-28 2007-10-12 전력품질기술주식회사 컴퓨터 서버용 단상 능동필터 장치
CN104020351A (zh) * 2014-06-24 2014-09-03 哈尔滨同为电气股份有限公司 一种负载不平衡系统下的适用于apf的分次谐波检测方法

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100706181B1 (ko) * 2005-09-06 2007-04-12 인하대학교 산학협력단 회전좌표계를 이용한 단상 능동전력필터
KR101639825B1 (ko) * 2011-08-22 2016-07-14 엘에스산전 주식회사 인버터의 전류 제어 장치
CN103532408B (zh) * 2013-09-23 2016-08-17 辽宁工程技术大学 基于电压矢量法的中压cs-apf双滞环容错控制方法
CN104467387A (zh) * 2014-12-01 2015-03-25 沈阳工业大学 抑制变频器共模电压的有源滤波器
CN106208061B (zh) * 2016-08-10 2018-05-29 东南大学 一种单相并联型有源电力滤波器的滞环电流控制方法
CN111917351B (zh) * 2020-07-29 2022-04-01 深圳和而泰智能控制股份有限公司 一种电机无感控制的角度补偿方法及电机控制器

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100766718B1 (ko) * 2007-06-28 2007-10-12 전력품질기술주식회사 컴퓨터 서버용 단상 능동필터 장치
CN104020351A (zh) * 2014-06-24 2014-09-03 哈尔滨同为电气股份有限公司 一种负载不平衡系统下的适用于apf的分次谐波检测方法
CN104020351B (zh) * 2014-06-24 2016-08-17 哈尔滨同为电气股份有限公司 一种负载不平衡系统下的适用于apf的分次谐波检测方法

Also Published As

Publication number Publication date
KR20050067701A (ko) 2005-07-05

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Ucar et al. Control of a 3-phase 4-leg active power filter under non-ideal mains voltage condition
KR101074553B1 (ko) 인버터 장치
KR101175030B1 (ko) 전력 변환 장치
Covic et al. An improved single phase to three phase converter for low cost ac motor drives
Rukonuzzaman et al. Single-phase shunt active power filter with harmonic detection
Blaabjerg et al. An integrated high power factor three-phase AC-DC-AC converter for AC-machines implemented in one microcontroller
Jiang Analysis and design of a novel three-phase active power filter
KR100532226B1 (ko) 회전좌표계를 이용한 단상능동 전력필터의 제어 시스템 및방법
Kim et al. Control strategies for active power filter in three-phase four-wire systems
KR100706181B1 (ko) 회전좌표계를 이용한 단상 능동전력필터
Qiu et al. High performance current source inverter fed induction motor drive with minimal harmonic distortion
Ucar et al. An analysis of three-phase four-wire active power filter for harmonic elimination reactive power compensation and load balancing under nonideal mains voltage
KR101043891B1 (ko) 로우패스필터를 이용한 순시전력 제어 방법
Lin et al. Half-bridge neutral point diode clamped rectifier for power factor correction
Mousavi et al. A sliding mode control method of dc-link capacitor voltage used in active power filter
Suresh et al. Hybrid 3P4W DSTATCOM for three phase four wire distribution system
Chittora et al. Harmonic current extraction and compensation in three phase three wire system using notch filter
Prasad¹ et al. Comparison of Control Algorithms for Shunt Active Filter for Harmonic Mitigation
Kumar Comparison of Control Algorithms of DSTATCOM for Power Quality Improvement
US20210083592A1 (en) Voltage doubling variable frequency drive
Philip Synchronous reference frame detection and hysteresis control for active power filters
Ahmed Point of Common Coupling Power Factor Conditioning of Connected Loads with PWM Rectifier
CN113938070B (zh) 一种控制方法、控制装置及控制器
Gonzatti et al. Smart impedance application on unbalanced harmonic mitigation in three-phase four-wire systems
Chen et al. Analysis and comparison of passive & active harmonic suppression filters in distribution systems

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20121107

Year of fee payment: 8

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20131028

Year of fee payment: 9

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20141112

Year of fee payment: 10

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20151113

Year of fee payment: 11

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20160926

Year of fee payment: 12

LAPS Lapse due to unpaid annual fee