KR100519410B1 - Satellite signal correlator of gps receiver - Google Patents
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Abstract
본 발명은 GPS 수신기의 위성신호 포착장치에 관한 것으로, 특히 위성의 수신 신호에 대응해서 반송파의 주파수와 C/A(Coarse Align) 코드의 위상을 맞추어 해당 위성의 신호를 포착하는 위성신호 상관기와, 위성신호 상관기의 반송파를 생성하는 반송파 생성부와, 위성신호 상관기의 C/A 코드를 생성하는 코드 생성부와, 코드 생성부의 C/A 코드를 적어도 하나이상 소정 시간 지연시킨 값을 발생하고 지연되지 않는 C/A 코드값과 적어도 하나이상 지연된 값을 합쳐 위성신호 상관기에 제공하는 코드 지연부와, 위성신호 상관기에서 해당 위성의 신호를 포착하지 못했을 경우 반송파 생성부의 반송파 주파수와 코드 생성부의 C/A 코드의 주파수 또는 위상을 설정된 값으로 변경되게 제어하는 제어부로 이루어진다. 그러므로, 본 발명은 시간차가 다른 여러개의 C/A 코드를 함께 생성하는 코드 지연부에 의해 탐색해야할 C/A 코드 빈의 개수를 줄일 수 있으며 C/A 코드를 빠르게 포착할 수 있다.The present invention relates to an apparatus for capturing satellite signals of a GPS receiver, and in particular, a satellite signal correlator for capturing a signal of a satellite by matching a frequency of a carrier and a phase of a Coarse Align (C / A) code in response to a satellite received signal; A carrier generation unit for generating a carrier of the satellite signal correlator, a code generator for generating a C / A code of the satellite signal correlator, and a value for delaying at least one C / A code of the code generator at least one predetermined time are not delayed. A code delay unit that adds a C / A code value and at least one delayed value to a satellite signal correlator, and a carrier frequency of the carrier generator and a C / A of the code generator if the satellite signal cannot be captured by the satellite signal correlator. And a control unit for controlling the frequency or phase of the code to be changed to a set value. Therefore, the present invention can reduce the number of C / A code bins to be searched by the code delay unit that generates several C / A codes having different time differences, and can quickly capture C / A codes.
Description
본 발명은 GPS(Global Positioning System) 수신기에 관한 것으로서, 특히 위성신호를 빠르게 포착할 수 있는 GPS 수신기의 위성신호 포착장치에 관한 것이다.BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a GPS (Global Positioning System) receiver, and more particularly, to a satellite signal capture device of a GPS receiver capable of quickly capturing satellite signals.
일반적으로 GPS는 미국방성에서 자국의 군사목적을 위하여 개발한 것으로 지구상 어디에서나 기후에 영향을 받지 않고 표준 좌표계에서 위치, 속도, 시간 측정을 가능하게 해주는 인공위성을 이용한 첨단 항법장치이다.In general, GPS was developed by the US Department of Defense for its military purposes and is an advanced navigation system using satellites that enables location, velocity, and time measurements in standard coordinate systems without being affected by the climate anywhere on earth.
모든 GPS 위성에서 발사되는 신호는 반송파(Carrier), PRN(Pseudo-Random Noise) 코드, 항법메시지 데이터(Navigation Message Data) 등 세 가지 종류의 신호로 구성되어 있다. 이 반송파는 PRN코드 및 항법 메시지를 변조하기 위해 사용하는 기준 파형이고, 항법메시지는 위성의 궤도 정보 및 시각 정보 데이터이다. L1 및 L2 2개의 L-band 주파수의 반송파를 이용하여 PRN코드와 항법메시지를 수신기로 전달한다. L1은 1,575.42MHz이고 L2는 1,227.6MHz이다. PRN 코드는 2진화된 코드로 위성마다 고유의 코드가 있으며, 수신기는 이 코드로 위성을 구별하고, 위성과의 거리를 측정한다. PRN 코드에는 두 가지가 있는데, 그 하나는 C/A 코드(Coarse Acquisition Code)이고, 다른 하나는 P 코드(Precise Code)이다. 민간 사용자는 L1 반송파에만 실리는 C/A 코드의 사용만이 가능한데, 이 코드는 1023 칩(chip)으로 이루어져 있으며 1msec마다 반복된다.Signals emitted from all GPS satellites consist of three types of signals: a carrier, pseudo-random noise (PRN) code, and navigation message data. This carrier is a reference waveform used for modulating a PRN code and a navigation message, and the navigation message is orbital information and time information data of a satellite. L1 and L2 Deliver the PRN code and navigation message to the receiver using carriers of two L-band frequencies. L1 is 1,575.42 MHz and L2 is 1,227.6 MHz. The PRN code is a binary coded code, and each satellite has its own code. The receiver distinguishes the satellites and measures the distance to the satellites. There are two PRN codes, one of which is a Coarse Acquisition Code, and the other is a P code. Private users can only use C / A codes that are only loaded on the L1 carrier, which consists of 1023 chips and repeats every 1 msec.
한편, 민간용 GPS 수신기는 다음과 같은 방식에 따라 GPS 위성신호를 포착한다. 미리 입력된 각 위성의 복제 신호를 수신기에 내장된 발진기로 발생시킨 후, 해당 위성으로부터 수신된 신호의 도착시간과 송신한 시간을 비교하여 두 시각 사이의 시간차를 구해 전파가 위성에서부터 수신기에 도달할 때까지 걸린 시간을 측정하고, 여기에 광속을 곱하여 위성과 수신기 사이의 의사거리(Pseudo Range)를 계산한다.Meanwhile, the civil GPS receiver captures GPS satellite signals in the following manner. After generating the duplicated signal of each satellite input by the oscillator built in the receiver, compare the arrival time and the transmitted time of the signal received from the satellite, and calculate the time difference between the two times. Measure the time taken and multiply it by the speed of light to calculate the pseudo range between the satellite and the receiver.
그런데, 수신기에서는 위성으로부터의 신호를 포착할 때 2차원 탐색을 수행한다. 왜냐하면, 수신기들은 위성의 궤도 및 수신기의 초기 위치 정보가 없을 경우 C/A 코드의 위상과 도플러(반송파 주파수) 정보를 하나도 갖고 있지 않기 때문이다. 이에 따라, 수신기에서는 수신된 위성신호에 대해 복제된 위성신호의 C/A 코드 위상 및 주파수와 반송파 주파수를 변경해 가면서 두 신호가 일치되는지 찾는다. 일치되는 복제 신호내 C/A 코드의 위상과 반송파 주파수를 갖고 위성 신호의 존재 여부를 알 수 있다.However, the receiver performs a two-dimensional search when capturing a signal from the satellite. This is because the receivers do not have any phase and Doppler (carrier frequency) information of the C / A code without the satellite's orbit and the receiver's initial position information. Accordingly, the receiver changes the C / A code phase and frequency and the carrier frequency of the duplicated satellite signal with respect to the received satellite signal to find out whether the two signals match. The phase and carrier frequency of the C / A code in the matched replica signal can be known whether the satellite signal is present.
도 1은 일반적인 위성신호의 C/A 코드 위상 및 반송파 주파수를 포착하기 위한 2차원 탐색 영역을 나타낸 도면이다.1 is a diagram illustrating a two-dimensional search region for capturing a C / A code phase and a carrier frequency of a general satellite signal.
도 1에 도시된 바와 같이, C/A 코드 위상 및 반송파 주파수에 대한 불확실 영역은 수신된 위성신호를 포착하기 위해서 탐색해야하는 2차원 영역이다. GPS 수신기가 위성의 년중 이동표(almanac)를 사용할 수 없을 때(콜드 스타트로 불림), C/A코드 위상의 불확실 영역은 1023칩(chip)이고 도플러의 불확실 영역은 일반적으로 약 -11000Hz∼+11000Hz이다. 도 1에서, 각 반송파 주파수의 탐색 범위는 도플러 빈(dopler bin), 각 C/A 코드의 위상 탐색 범위는 코드 빈(code bin)이라 한다. 한 셀(cell)은 하나의 코드 빈과 하나의 도플러 빈의 조합으로 이루어진다.As shown in FIG. 1, the uncertainty region for the C / A code phase and carrier frequency is a two-dimensional region that must be searched to capture the received satellite signal. When the GPS receiver cannot use the satellite's almanac throughout the year (called cold start), the uncertainty region of the C / A code phase is 1023 chips and the uncertainty region of the Doppler is typically about -11000 Hz to +11000 Hz. to be. In FIG. 1, a search range of each carrier frequency is referred to as a doppler bin, and a phase search range of each C / A code is referred to as a code bin. One cell consists of a combination of one code bin and one Doppler bean.
일반적으로, GPS 위성신호의 포착은 "코드 슬루(code slew)"라는 방법으로 위성신호의 C/A 코드 위상을 찾고, GPS 수신기에서 생성되는 후보 도플러를 변경해서 위성신호의 반송파 주파수를 찾는다. 이 중에서 "코드 슬루" 방법은 GPS 수신기내에서 포착하고자 하는 해당 위상의 C/A 코드를 1칩(chip) 이하의 셀 단위로 옮겨가며 생성하고, 생성된 C/A 코드를 갖는 신호와 수신된 신호와의 상관(correlation)을 취하여 해당 위성의 C/A 코드 위상을 찾는다.In general, acquisition of a GPS satellite signal is a " code slew " method to find the C / A code phase of the satellite signal and change the candidate Doppler generated at the GPS receiver to find the carrier frequency of the satellite signal. Among them, the "code slew" method generates a C / A code of a corresponding phase to be captured in a GPS receiver by shifting cells of one chip or less, and generates a signal having a generated C / A code and a received signal. The correlation with the signal is taken to find the C / A code phase of the satellite.
도 2는 종래 기술에 의한 GPS 수신기의 위성신호 포착장치를 나타낸 블록도로서, 종래 위성신호 포착장치(1)는 설명의 간략화를 위해 하나의 상관 아암을 갖는 구조로 가정한다. 이에, 위성신호 상관기(10), 제어부(20), 반송파 생성부(30), 코드 생성부(40)로 구성된다. Fig. 2 is a block diagram showing a satellite signal capture device of a GPS receiver according to the prior art, and it is assumed that the conventional satellite signal capture device 1 has a structure having one correlation arm for the sake of simplicity. Thus, the satellite signal correlator 10, the control unit 20, the carrier generator 30, and the code generator 40 is composed of.
여기서, 위성신호 상관기(correlator)(10)는 위성의 수신 신호(s(t))에 대응해서 수신기에서 자체 생성된 C/A(Coarse Align) 코드와 반송파 주파수를 맞추어 해당 위성의 수신 신호를 포착한다. 제어부(20)는 위성신호 상관기(10)에서 해당 위성의 수신 신호를 포착하지 못했을 경우 반송파 생성부(30)의 반송파 주파수와 코드 생성부(40)의 C/A 코드 위상 또는 주파수를 설정된 값으로 변경되게 제어한다. 코드 생성부(40)는 위성신호 상관기(10)의 C/A 코드를 탐색 범위내에서 설정된 값으로 생성한다. 반송파 생성부(30)는 위성신호 상관기(10)의 반송파 주파수를 탐색 범위내에서 설정된 값으로 생성한다.Here, the satellite signal correlator 10 captures the received signal of the satellite by matching a carrier frequency with a coarse alignment (C / A) code generated by the receiver in response to the received signal (s (t)) of the satellite. do. If the satellite signal correlator 10 fails to capture the received signal of the satellite, the controller 20 sets the carrier frequency of the carrier generator 30 and the C / A code phase or frequency of the code generator 40 to the set values. Control to change. The code generator 40 generates a C / A code of the satellite signal correlator 10 to a value set within a search range. The carrier generator 30 generates a carrier frequency of the satellite signal correlator 10 to a value set within a search range.
도 3은 도 2의 위성신호 상관기의 상세한 회로 블록도이다. 도 3을 참조하면, 종래 기술의 위성신호 상관기(10)는 단일 드웰(dwell) 포착 시스템의 구조를 채택한 것이다. 종래 상관기(10)는 90°위상차를 두는 위상차부(102), 한쌍의 제 1 및 제 2곱셈부(101a,101b)(103a,103b), 한쌍의 적분기(104a,104b), 제곱부(106a,106b), 합산부(107), 평균부(108), 비교부(109)로 구성된다.3 is a detailed circuit block diagram of the satellite signal correlator of FIG. Referring to FIG. 3, the prior art satellite signal correlator 10 adopts the structure of a single dwell acquisition system. The conventional correlator 10 has a 90 ° phase difference. Phase difference section 102, a pair of first and second multipliers 101a, 101b (103a, 103b), a pair of integrators 104a, 104b, squares 106a, 106b, summation section 107, average It consists of a part 108 and a comparator 109.
위상차부(102)는 위성의 수신신호(s(t))를 동상위상(in-phase) IR(t)과 이의 90°위상(quadrature) QR(t)로 나눈다. 여기서, 위성 수신신호(s(t))는 로 나타낼 수 있다. A는 수신된 신호의 크기, C(t)는 C/A 코드, ω는 IF 반송파 주파수(f), n(t)는 잡음, 및 ø(t)는 50bps 이중위상(bi-phase) 데이터 변조를 포함하는 반송파 위상이다. The phase difference unit 102 divides the received signal s (t) of the satellite into an in-phase I R (t) and its 90 ° quadrature Q R (t). Here, the satellite received signal s (t) is It can be represented by. A is the magnitude of the received signal, C (t) is the C / A code, ω is the IF carrier frequency (f), n (t) is noise, and ø (t) is 50bps bi-phase data modulation Carrier phase comprising a.
제 1곱셈부(101a,101b)는 분리된 동상위상 IR(t)과 90°위상 신호 QR(t)를 각각 반송파 생성부(30)의 반송파 주파수와 곱한다. 산출된 IR(t)과 QR(t)는 다음 수학식 1과 같다.The first multipliers 101a and 101b multiply the separated in-phase phase I R (t) and the 90 ° phase signal Q R (t) by the carrier frequency of the carrier generation unit 30, respectively. The calculated I R (t) and Q R (t) are as shown in Equation 1 below.
ωa는 반송파 생성부(30)로 제공하는 위성 신호 반송파 주파수의 추정값이고 øa는 임의의 위상이다.ω a is an estimated value of the satellite signal carrier frequency provided to the carrier generation unit 30, and ø a is an arbitrary phase.
제 2곱셈부(103a,103b)는 제 1곱셈부(101a,101b)의 각 신호 IR(t)과 QR(t)에 코드 생성부(40)의 C/A 코드 주파수 또는 위상(C(t-τ))을 곱한다. 이 신호는 각각 I(t)와 Q(t)로 표시되고, 이는 위성의 수신 신호가 역확산(despreading)된 것이다.The second multipliers 103a and 103b have a C / A code frequency or phase C of the code generator 40 in each of the signals I R (t) and Q R (t) of the first multipliers 101a and 101b. (t-τ)). These signals are denoted by I (t) and Q (t), respectively, which despread the satellite's received signal.
적분기(104a,104b)는 각각 I(t)와 Q(t)를 전검출(pre-detection) 적분시간(T)동안 적분한다. 적분기(104a,104b)에 의해 역확산(despreading)된 신호는 필터링된다. 필터링된 각 I(kT)와 Q(kT) 신호는 다음 수학식 2와 같다.Integrators 104a and 104b integrate I (t) and Q (t) during the pre-detection integration time T, respectively. Signals despread by integrators 104a and 104b are filtered out. Each filtered I (kT) and Q (kT) signals are shown in Equation 2 below.
여기서, ωe=ω-ωa, øe=ø-øa를 나타낸 것이다. 그리고, ni(T)는 동위상 잡음, nq(T)는 90°위상 잡음이다. ni(T) 및 nq(T)는 독립적 랜덤 변수로서 평균이 0 이고 평균 잡음 전력이 σ2=N/T로 주어지는 백색 잡음이다. 이때, N은 단일측 잡음전력 스펙트랄의 밀도이고, T는 PDI(PreDetection Integration) 시간이다.Here, ω e = ω-ω a and ø e = ø-ø a . N i (T) is in-phase noise and n q (T) is 90 ° phase noise. n i (T) and n q (T) are independent random variables that are white noise with an average of 0 and an average noise power of σ 2 = N / T. In this case, N is the density of the single-side noise power spectral, T is the PreDetection Integration (PDI) time.
상기 수학식 2에서 위성 수신 신호의 C/A 코드와 코드 생성부(40)에서 생성된 C/A 코드사이의 상관 함수 R(τ)은 다음과 같다.In Equation 2, the correlation function R (τ) between the C / A code of the satellite reception signal and the C / A code generated by the code generator 40 is as follows.
여기서, τ는 위성 수신신호의 C/A 코드와 코드 생성부(40)에서 생성되는 C/A코드의 위상 오차를 의미한다. 그 단위는 칩(chip)이다. Here, τ denotes a phase error between the C / A code of the satellite reception signal and the C / A code generated by the code generator 40. The unit is a chip.
제곱부(106a,106b)는 각각 필터링된 I(kT)와 Q(kT) 신호를 제곱한다. 이는 위상 차이를 갖도록 나뉘어진 신호의 크기를 측정하기 위하여 각 필터링된 신호를 제곱(I2(kT), Q2(kT))한다.Squares 106a and 106b square the filtered I (kT) and Q (kT) signals, respectively. this is Each filtered signal is squared (I 2 (kT), Q 2 (kT)) to measure the magnitude of the signal divided to have a phase difference.
합산부(107)는 제곱부(106a,106b)를 통해 제곱된 각 I2(kT)와 Q2(kT) 신호를 합산한다. 다음 수학식 3과 같이, 합산된 신호 Y(kT)는 I2(kT)+ Q2(kT)이다.The adder 107 sums each of the I 2 (kT) and Q 2 (kT) signals squared through the squares 106a and 106b. As shown in Equation 3, the summed signal Y (kT) is I 2 (kT) + Q 2 (kT).
만약 수신된 위성신호(s(t)에 대해 코드 생성부(40)의 C/A 코드가 정확하게 동기하면, 잡음이 없는 합산된 신호 Y(kT)는 다음과 같이 계산된다.If the C / A code of the code generator 40 is correctly synchronized with the received satellite signal s (t), the summed signal Y (kT) without noise is calculated as follows.
여기서, ωe=ω-ωa이고 A2는 수신된 신호의 크기의 제곱값이다.Where ω e = ω-ω a and A 2 is the square of the magnitude of the received signal.
평균부(108)는 이렇게 합산된 신호 Y(kT)에 대한 검출된 많은 개수의 샘플(NB)을 모아놓고 이를 합산해서 위에서 적분된 신호 값의 평균을 구한다. 이렇게 구해진 평균신호(Z(kT))는 이후 기설정된 임계값과 비교된다. 평균신호(Z(kT))의 획득을 위한 수학식은 다음과 같다.The average unit 108 collects a large number of detected samples N B for the summed signal Y (kT) and sums them to average the signal values integrated above. The average signal Z (kT) thus obtained is then compared with a preset threshold. Equation for obtaining the average signal Z (kT) is as follows.
여기서, NB는 후검출(post-detection) 샘플의 개수이다.Where N B is the number of post-detection samples.
비교부(109)는 평균부(108)에서 구한 신호(Z(kT))가 설정된 임계값(η)을 초과하는지 비교한다. 임계값(η)은 위성의 수신 신호와 수신기에서 생성된 신호의 일치 및 불량 경보 확률을 고려해서 설정해 놓은 값이다. 비교기(109)에서 평균신호(Z(kT))가 임계값(η)을 초과한다면, 수신된 위성신호와 수신기측에서 생성된 신호가 동일하므로 해당 위성의 신호를 포착하였다고 판단(y)하고 이에 대한 확인 절차가 시작된다. 이와 반대로, 평균신호(Z(kT))가 임계값(η)을 초과하지 않는다면, 수신된 위성신호와 수신기측에서 생성된 신호가 동일하지 않으므로 잡음만 있는 것으로 추정한다.The comparison unit 109 compares whether the signal Z (kT) obtained by the average unit 108 exceeds the set threshold value η. The threshold value η is set in consideration of the probability of a false alarm and the coincidence between the satellite signal and the signal generated by the receiver. If the average signal Z (kT) in the comparator 109 exceeds the threshold value η, it is determined that the received satellite signal is the same as the signal generated by the receiver, and thus the signal of the satellite is captured (y). The verification process begins. On the contrary, if the average signal Z (kT) does not exceed the threshold value η, the received satellite signal and the signal generated at the receiver side are not the same, and therefore only noise is assumed.
이에 제어부(20)는 비교기(109)의 비교 결과, 위성의 수신 신호를 포착하지 못했을 경우 2차원 탐색영역의 다음 셀에 대해 반송파 생성부(30)의 반송파 주파수를 변경시키고 코드 생성부(40)의 C/A 코드 위상 또는 주파수를 변경시키게 제어한다. 그래서, 변경된 반송파 주파수와 C/A 코드 위상 또는 주파수를 이용하여 위성신호와 상관하도록 한다.In response to the comparison of the comparator 109 as a result of the comparison of the comparator 109, the controller 20 changes the carrier frequency of the carrier generator 30 to the next cell of the two-dimensional search region and changes the code generator 40. Control to change the C / A code phase or frequency. Thus, the modified carrier frequency and the C / A code phase or frequency are used to correlate with the satellite signal.
그러나, 이상과 같이 설명한 종래 기술에 의한 GPS 수신기의 위성신호 포착장치는 위성신호를 포착하는데 시간이 걸린다. 이는 C/A 코드 위상 및 도플러에 대한 불확실한 2차원 탐색 영역의 모든 셀을 하나씩 탐색해서 셀 단위로 C/A 코드와 반송파 주파수를 변경해서 수신된 위성신호와의 상관을 하기 때문이다.However, the satellite signal capture device of the GPS receiver according to the related art described above takes time to capture satellite signals. This is because all cells of the C / A code phase and the uncertain two-dimensional search region for Doppler are searched one by one, and the C / A code and carrier frequency are changed per cell to correlate with the received satellite signal.
한편, 이러한 위성신호를 포착하는데 걸리는 시간을 단축하고자 다중-상관기(Multi-correlator), 매치드 필터(Matched filter), FFT(Fast Fourier Transform) 등이 개발되었다.Meanwhile, in order to shorten the time taken to acquire such satellite signals, a multi-correlator, a matched filter, and a fast fourier transform (FFT) have been developed.
그 중에서 다중-상관기는 여러개의 위성신호 포착장치를 두어 각 장치에서 각기 다르게 지연된 C/A 코드를 생성하고 여러개의 장치가 동시에 여러개의 C/A 코드 위상 또는 반송파 주파수를 찾는 것이다. 이때, 하나의 위성신호 포착장치를 상관 아암이라고도 한다.Among them, a multi-correlator has several satellite signal capture devices to generate different delayed C / A codes in each device, and several devices simultaneously search for multiple C / A code phases or carrier frequencies. At this time, one satellite signal capture device is also called a correlation arm.
그리고, 매치드 필터는 다중-상관기와 동일한 구조를 갖고 각기 다른 크기만큼 지연된 수신된 위성신호를 이용하여 각 아암에서 상관하는 것이다. FFT는 다중-상관기를 주파수 측면에서 구현한 것이다.The matched filter then correlates in each arm using the received satellite signal having the same structure as the multi-correlator and delayed by different magnitudes. FFT is a frequency implementation of a multi-correlator.
그러나, 이와 같은 다중-상관기, 매치드 필터, FFT는 각 위성신호 포착장치에서 C/A 코드 위상 및 도플러에 대한 불확실한 2차원 탐색영역의 여러 셀을 한 위성신호와의 상관을 취하기 때문에 각 반송파 생성부, 코드 생성부, 및 적분기의 개수가 많아지고 이를 처리하는데 많은 전력이 소모된다는 단점이 있었다.However, such multi-correlators, matched filters, and FFTs generate each carrier because each satellite signal capture correlates one satellite signal with multiple cells in an uncertain two-dimensional search region for C / A code phase and Doppler. The number of units, code generators, and integrators is increased, and a lot of power is consumed to process them.
본 발명의 목적은 이와 같은 종래 기술의 문제점을 해결하기 위하여 시간차가 다른 여러개의 C/A 코드를 함께 생성하는 코드 지연부를 추가함으로써, 하나의 상관 아암에서 여러개의 C/A 코드를 생성하여 GPS 위성신호에 대해 상관을 하기 때문에 탐색해야할 C/A 코드 빈의 개수를 줄일 수 있으며 C/A 코드를 빠르게 포착할 수 있는 GPS 수신기의 위성신호 포착장치를 제공하고자 한다.An object of the present invention is to solve the problems of the prior art by adding a code delay unit for generating a plurality of C / A code with different time difference, by generating a number of C / A code in one correlation arm GPS satellite Because of the correlation of signals, the number of C / A code bins to be searched can be reduced, and a satellite signal capture device of a GPS receiver capable of capturing C / A codes quickly can be provided.
이러한 목적을 달성하기 위하여 본 발명의 일 실시예에 따른 장치는 위성신호를 포착하는 GPS 수신기에 있어서, 위성의 수신 신호에 대응해서 반송파 주파수와 C/A(Coarse Align) 코드 위상을 맞추어 해당 위성의 신호를 포착하는 위성신호 상관기와, 위성신호 상관기의 반송파를 생성하는 반송파 생성부와, 위성신호 상관기의 C/A 코드를 생성하는 코드 생성부와, 코드 생성부의 C/A 코드를 적어도 하나이상 소정 시간 지연시킨 값을 발생하고 지연되지 않는 C/A 코드값과 적어도 하나이상 지연된 값을 합쳐 위성신호 상관기에 제공하는 코드 지연부와, 위성신호 상관기에서 해당 위성의 신호를 포착하지 못했을 경우 반송파 생성부의 반송파 주파수와 코드 생성부의 C/A 코드의 주파수 또는 위상을 설정된 값으로 변경되게 제어하는 제어부를 구비한다.In order to achieve the above object, an apparatus according to an exemplary embodiment of the present invention is a GPS receiver for capturing satellite signals, in which a carrier frequency and a Coarse Align (C / A) code phase are matched with a received signal of a satellite to determine the satellite. At least one predetermined satellite signal correlator for capturing a signal, a carrier generator for generating a carrier of the satellite signal correlator, a code generator for generating a C / A code of the satellite signal correlator, and a C / A code for the code generator A code delay unit that generates a time-delayed value and adds a non-delayed C / A code value and at least one delayed value to a satellite signal correlator; and, if the satellite signal correlator fails to capture a signal of the satellite, the carrier generator And a control unit for controlling the carrier frequency and the frequency or phase of the C / A code of the code generator to be changed to a set value.
이러한 목적을 달성하기 위하여 본 발명의 다른 실시예에 따른 장치는, 위성의 수신 신호에 대응해서 반송파의 주파수와 C/A(Coarse Align) 코드 위상을 맞추어 해당 위성의 신호를 포착하는 위성신호 상관기와, 위성신호 상관기의 반송파를 생성하는 반송파 생성부와, 위성신호 상관기의 C/A 코드를 생성하는 코드 생성부와, 코드 생성부의 C/A 코드를 적어도 하나이상 소정 시간 지연시킨 값을 발생하고 지연되지 않는 C/A 코드값과 적어도 하나이상 지연된 값을 합쳐 위성신호 상관기에 제공하는 코드 지연부와, 위성신호 상관기에서 해당 위성의 신호를 포착하지 못했을 경우 반송파 생성부의 반송파 주파수와 코드 생성부의 C/A 코드의 주파수 또는 위상을 설정된 값으로 변경되게 제어하는 제어부를 포함하는 장치를 다수개 구비하고, 각각의 반송파 생성부 및 코드 생성부의 값을 다르게 조정해서 위성신호를 포착한다. In order to achieve the above object, an apparatus according to another embodiment of the present invention includes a satellite signal correlator for acquiring a signal of a satellite by matching a carrier frequency and a C / A (Coarse Align) code phase in response to a satellite signal. Generating and delaying at least one predetermined time delay of a C / A code of a satellite signal correlator, a code generator for generating a C / A code of the satellite signal correlator, and a C / A code of the code generator. A code delay unit that adds a C / A code value that is not included and at least one delayed value to a satellite signal correlator and, when the satellite signal correlator fails to capture a signal of the satellite, the carrier frequency of the carrier generator and the C / A plurality of devices including a control unit for controlling to change the frequency or phase of the A code to a set value, each carrier generation unit And a satellite signal is acquired by adjusting the value of the code generator differently.
이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예에 대해 설명하고자 한다. 본 발명의 실시예에 대한 도면은 종래 기술과 동일한 부분에 대해서 동일한 도면 부호를 사용한다.Hereinafter, exemplary embodiments of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings. The drawings for embodiments of the invention use the same reference numerals for the same parts as in the prior art.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따라 1개의 상관 아암을 갖는 GPS 수신기의 위성신호 포착장치를 나타낸 블록도이다.4 is a block diagram illustrating a satellite signal acquisition apparatus of a GPS receiver having one correlation arm according to an embodiment of the present invention.
도 4를 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 위성신호 포착장치(1)는 1개의 상관 아암을 갖는 바, 위성신호 상관기(10), 제어부(20), 반송파 생성부(30), 코드 생성부(40), 코드 지연부(50)로 구성된다. Referring to FIG. 4, the satellite signal acquisition apparatus 1 according to an embodiment of the present invention has one correlation arm, the satellite signal correlator 10, the control unit 20, the carrier generation unit 30, and a code. It is composed of a generation unit 40 and a code delay unit 50.
여기서, 위성신호 상관기(10)는 위성의 수신 신호(s(t))에 대응해서 수신기에서 자체 생성된 반송파 주파수와 C/A 코드 위상을 맞추어 해당 위성의 수신 신호를 포착한다. 제어부(20)는 위성신호 상관기(10)에서 해당 위성의 수신 신호를 포착하지 못했을 경우 반송파 생성부(30)의 반송파 주파수와 코드 생성부(40)의 C/A 코드의 주파수 또는 위상을 설정된 값으로 변경되게 제어한다. 반송파 생성부(30)는 위성신호 상관기(10)의 반송파 주파수를 탐색 범위내에서 설정된 값으로 생성한다. 코드 생성부(40)는 위성신호 상관기(10)의 C/A 코드를 탐색 범위내에서 설정된 값으로 생성한다.Here, the satellite signal correlator 10 captures the received signal of the satellite by matching the carrier frequency generated by the receiver with the C / A code phase corresponding to the received signal s (t) of the satellite. If the satellite signal correlator 10 fails to capture the received signal of the satellite, the controller 20 sets the frequency or phase of the carrier frequency of the carrier generator 30 and the C / A code of the code generator 40. Control to change to The carrier generator 30 generates a carrier frequency of the satellite signal correlator 10 to a value set within a search range. The code generator 40 generates a C / A code of the satellite signal correlator 10 to a value set within a search range.
마지막으로, 본 발명의 코드 지연부(50)는 코드 생성부(40)의 C/A 코드를 적어도 하나이상 소정 시간 지연시킨 값을 발생하고 지연되지 않는 C/A 코드값과 적어도 하나이상 지연된 값을 합쳐서 위성신호 상관기(10)에 제공한다. Finally, the code delay unit 50 of the present invention generates a value for delaying at least one C / A code of the code generator 40 at least one predetermined time and does not delay, and at least one delayed value. The sum is provided to the satellite signal correlator 10.
도 5는 도 4의 위성신호 상관기 및 코드 지연부의 상세한 회로 블록도이다. 도 5를 참조하면, 본 발명의 위성신호 상관기(10)는 단일 드웰(dwell) 포착 시스템의 구조를 개선한 것이다.FIG. 5 is a detailed circuit block diagram of the satellite signal correlator and code delay unit of FIG. 4. Referring to FIG. 5, the satellite signal correlator 10 of the present invention improves the structure of a single dwell acquisition system.
본 발명의 위성신호 상관기(10)는 90°위상차를 두는 위상차부(102), 한쌍의 제 1 및 제 2곱셈부(101a,101b)(103a,103b), 한쌍의 적분기(104a,104b), 제곱부(106a,106b), 합산부(107), 평균부(108), 비교부(109)로 구성된다. 이러한 본 발명의 위성신호 상관기(10)의 구성은 종래 단일 드웰(dwell) 포착 시스템과 동일하나, 본 발명에 추가된 코드 지연부(50)를 통해서 위성신호 상관기(10)의 작동은 종래와 달라지게 된다.The satellite signal correlator 10 of the present invention has a 90 ° phase difference. Phase difference section 102, a pair of first and second multipliers 101a, 101b (103a, 103b), a pair of integrators 104a, 104b, squares 106a, 106b, summation section 107, average It consists of a part 108 and a comparator 109. The configuration of the satellite signal correlator 10 of the present invention is the same as the conventional single dwell acquisition system, but the operation of the satellite signal correlator 10 is different from the conventional method through the code delay unit 50 added to the present invention. You lose.
본 발명의 코드 지연부(50)는 적어도 하나이상의 지연기(52, 54)를 갖고, 지연기(52, 54)를 통과한 지연된 C/A 코드(C(t-τ-D), C(t-τ+D))와 C/A 코드 생성부(40)의 C/A 코드(t-τ)를 합산하는 합산기(56)를 포함한다.The code delay unit 50 of the present invention has at least one delay unit 52, 54, and delayed C / A codes C (t-?-D) and C ( t-τ + D)) and a summer 56 for summing the C / A codes t-τ of the C / A code generator 40.
본 발명의 위성신호 상관기(10)에 있어서, 위상차부(102)는 종래와 동일하게, 위성의 수신신호(s(t))를 동상위상(in-phase) IR(t)과 이의 90°위상(quadrature) QR(t)로 나눈다. 여기서, 위성 수신신호(s(t))는 로 나타낼 수 있다. A는 수신된 신호의 크기, C(t)는 C/A 코드, ω는 IF 반송파 주파수(f), n(t)는 잡음, 및 ø(t)는 50bps 이중위상(bi-phase) 데이터 변조를 포함하는 반송파 위상이다.In the satellite signal correlator 10 of the present invention, The phase difference unit 102 divides the satellite's received signal s (t) into in-phase I R (t) and its 90 ° quadrature Q R (t) as in the prior art. Here, the satellite received signal s (t) is It can be represented by. A is the magnitude of the received signal, C (t) is the C / A code, ω is the IF carrier frequency (f), n (t) is noise, and ø (t) is 50bps bi-phase data modulation Carrier phase comprising a.
그리고, 위성신호 상관기(10)의 제 1곱셈부(101a,101b)도 종래 단일 드웰(dwell) 포착 시스템과 동일하다. 즉, 제 1곱셈부(101a,101b)는 분리된 동상위상 IR(t)과 90°위상 신호 QR(t)를 각각 반송파 생성부(30)의 반송파와 곱한다. 산출된 IR(t)과 QR(t)는 상술한 수학식 1과 동일하다.The first multipliers 101a and 101b of the satellite signal correlator 10 are also the same as the conventional single dwell acquisition system. That is, the first multipliers 101a and 101b multiply the separated in-phase phase I R (t) and the 90 ° phase signal Q R (t) by the carrier of the carrier generation unit 30, respectively. The calculated I R (t) and Q R (t) are the same as in Equation 1 described above.
하지만, 본 발명의 제 2곱셈부(103a,103b)는 제 1곱셈부(101a,101b)의 각 신호 IR(t)과 QR(t)에 코드 지연부(50)의 C/A 코드들의 합을 곱해서 위성의 수신신호를 역확산한다. 이 신호는 각각 I'(t)와 Q'(t)로 표시된다. 예컨대, 본 실시예에서는 코드 지연부(50)를 통해 출력된 C/A 코드들의 합이 다음 수학식 6과 같다고 가정한다.However, the second multipliers 103a and 103b of the present invention use the C / A codes of the code delay unit 50 to the signals I R (t) and Q R (t) of the first multipliers 101a and 101b. Multiply the sums to despread the satellite's received signal. This signal is represented by I '(t) and Q' (t), respectively. For example, in the present embodiment, it is assumed that the sum of the C / A codes output through the code delay unit 50 is equal to the following Equation 6.
여기서, D는 소정의 지연값이다.Where D is a predetermined delay value.
적분기(104a,104b)는 각각 I'(t)와 Q'(t)를 전검출(pre-detection) 적분시간(T)동안 적분해서 역확산된 신호를 필터링한다. 적분기(104a,104b)에 의해 필터링된 각 I'(kT)와 Q'(kT) 신호는 다음 수학식 7과 같다.Integrators 104a and 104b respectively filter I '(t) and Q' (t) during the pre-detection integration time T to filter the despread signal. Each of the I '(kT) and Q' (kT) signals filtered by the integrators 104a and 104b is expressed by Equation 7 below.
상기 수학식 7로부터 다음과 같은 새로운 변수를 정의한다. The following new variable is defined from Equation (7).
여기서, ni'(T)는 동위상 잡음, nq'(T)는 90°위상 잡음이다. ni'(T) 및 nq'(T)는 독립적 랜덤 변수로서 평균이 0 이고, 평균 잡음 전력이 σ2=N/T로 주어지는 백색 잡음이다. 이때, N은 단일측 잡음전력 스펙트랄의 밀도이고, T는 PDI(PreDetection Integration) 시간이다.Where n i '(T) is in-phase noise and n q ' (T) is 90 ° phase noise. n i '(T) and n q ' (T) are independent random variables that are white noise with an average of 0 and an average noise power of σ 2 = N / T. In this case, N is the density of the single-side noise power spectral, T is the PreDetection Integration (PDI) time.
수학식 8에 의해 새롭게 정의된 변수를 수학식 7에 대입한다. 그러면, 적분기(104a,104b)에 의해 필터링된 각 I'(kT)와 Q'(kT) 신호는 다음과 같이 표현할 수 있다.The variable newly defined by Equation 8 is substituted into Equation 7. Then, each of the I '(kT) and Q' (kT) signals filtered by the integrators 104a and 104b can be expressed as follows.
여기서, ωe=ω-ωa, øe=ø-øa이다. 그리고, A는 수신된 신호의 크기이다.Here, ω e = ω-ω a and ø e = ø-ø a . And A is the magnitude of the received signal.
수학식 9에서 위성 수신신호의 C/A 코드와 코드 지연부(50)를 통해 출력된 C/A 코드들의 합 사이에서의 상관 함수 R(τ)은 다음과 같다.In Equation 9, the correlation function R (?) Between the C / A code of the satellite reception signal and the sum of the C / A codes output through the code delay unit 50 is as follows.
여기서, τ는 위성 수신신호의 C/A 코드와 코드 지연부(50)를 통해 출력된 C/A 코드 합의 위상 오차를 의미하고, 그 단위는 칩(chip)이다.Here, τ denotes a phase error of the C / A code sum of the C / A code and the code delay unit 50 of the satellite reception signal, and the unit is a chip.
이에, 수학식 9에서 ωe가 0이고 소정의 지연시간(D)이 0.5칩이고 잡음 크기가 ni'(T)2+nq'(T)2=(0.5×A)2라고 가정하면, ±1.0칩 이내의 위상 오차(τ)에서 해당 위성에 대한 C/A 코드 영역을 찾을 수 있다.Therefore, in Equation 9, if ω e is 0, the predetermined delay time D is 0.5 chip, and the noise level is n i '(T) 2 + n q ' (T) 2 = (0.5 × A) 2 . The C / A code region for the satellite can be found at a phase error τ within ± 1.0 chip.
제곱부(106a,106b)는 적분기(104a,104b)에 의해 필터링된 각 I'(kT)와 Q'(kT) 신호를 제곱한다. 이는 위상 차이를 갖도록 나누어진 신호의 크기를 추정하기 위하여 각 필터링된 신호를 제곱(I'2(kT), Q'2(kT))하는 것이다.Squares 106a and 106b square each I '(kT) and Q' (kT) signals filtered by integrators 104a and 104b. this is Each filtered signal is squared (I ' 2 (kT), Q' 2 (kT)) to estimate the magnitude of the signal divided to have a phase difference.
합산부(107)는 제곱부(106a,106b)를 통해 제곱된 각 I'2(kT)와 Q'2(kT) 신호를 합산한다. 다음 수학식 11과 같이, 합산된 신호(Y'(kT))는 I'2(kT)+ Q'2(kT)이다. 만약 수신된 위성신호(s(t))에 대해 코드 지연부(50)를 통해 출력된 C/A 코드들의 합이 정확하게 동기(τ=0)하면, 잡음이 없는 합산된 신호(Y'(kT))는 다음과 같이 계산된다.The adder 107 sums each of the I ' 2 (kT) and Q' 2 (kT) signals squared through the squares 106a and 106b. As shown in Equation 11, the summed signal Y '(kT) is I' 2 (kT) + Q ' 2 (kT). If the sum of the C / A codes output through the code delay unit 50 with respect to the received satellite signal s (t) is exactly synchronized (τ = 0), the noise-free summed signal Y '(kT )) Is calculated as:
여기서, ωe=ω-ωa이고 A2는 수신된 신호의 크기의 제곱값이다.Where ω e = ω-ω a and A 2 is the square of the magnitude of the received signal.
수학식11과 수학식 4를 비교하면, 본 발명의 적분 합산신호(Y'(kT))는 수학식 11의 [1+2R(D)]2에 의해 종래의 상관기(단일/다중)보다 강력해짐을 알 수 있다. 만약 지연시간(D)이 1/2칩(약 0.5㎳)이라면, 본 발명의 Y'(kT)는 종래의 적분 합산신호(Y(kT))의 값보다 4배정도 커진다.Comparing Equations 11 and 4, the integrated sum signal Y '(kT) of the present invention is stronger than the conventional correlator (single / multiple) by [1 + 2R (D)] 2 in Equation 11 It can be seen that. If the delay time D is 1/2 chip (about 0.5 ms), Y '(kT) of the present invention is about four times larger than the value of the conventional integrated sum signal Y (kT).
평균부(108)는 이렇게 합산된 신호(Y'(kT))에 대한 검출된 많은 개수의 샘플(NB')을 모아놓고 이를 합산해서 위에서 적분된 신호값의 평균을 구한다. 이렇게 구해진 평균신호(Z'(kT))는 이후 기설정된 임계값과 비교된다. 평균신호(Z'(kT))의 획득을 위한 수학식은 다음과 같다.The average unit 108 is thus summed signal (Y calculate the average of the signal value '(kT)) samples of the detected number of the number (N B for') gathered to it by summing the integral above. The average signal Z '(kT) thus obtained is then compared with a preset threshold. Equation for obtaining the average signal Z '(kT) is as follows.
여기서, N'B는 후검출(post-detection) 샘플의 개수이다.Where N ' B is the number of post-detection samples.
비교부(109)는 평균부(108)에서 구한 신호(Z'(kT))가 설정된 임계값(η)을 초과하는지 비교한다. 이때, 임계값(η)은 위성의 수신 신호와 수신기에서 생성된 상기 신호(Z'(kT))의 일치 확률 및 불량 경보 확률을 고려해서 설정해 놓은 값이다.The comparison unit 109 compares whether the signal Z '(kT) obtained by the average unit 108 exceeds the set threshold value?. At this time, the threshold value η is a value set in consideration of the probability of coincidence between the received signal of the satellite and the signal Z ′ (kT) generated by the receiver and the probability of a bad alarm.
비교기(109)에서 평균신호(Z'(kT))가 임계값(η)을 초과한다면, 위성 수신신호와 수신기측에서 생성된 신호(Z'(kT))가 동일하므로 해당 위성의 신호를 포착하였다고 판단(y)하고 이에 대한 확인 절차가 시작된다. 이와 반대로, 평균신호(Z'(kT))가 임계값(η)을 초과하지 않는다면, 수신된 위성신호와 수신기측에서 생성된 신호(Z'(kT))가 동일하지 않으므로 잡음만 있는 것으로 추정한다.If the average signal Z '(kT) in the comparator 109 exceeds the threshold value η, the satellite reception signal and the signal generated at the receiver side (Z' (kT)) are the same, so that the signal of the satellite is captured. (Y) and the verification process starts. On the contrary, if the average signal Z '(kT) does not exceed the threshold value η, the received satellite signal and the signal generated at the receiver side Z' (kT) are not the same, and only noise is assumed. do.
이에 제어부(20)는 비교기(109)의 비교 결과, 위성의 수신 신호를 포착하지 못했을 경우 다음 셀에 대해 반송파 생성부(30)의 반송파 주파수를 변경시키고 코드 생성부(40)의 C/A 코드의 주파수 또는 위상을 변경시켜 위성의 수신 신호와 수신기측에서 생성된 신호를 상관하도록 제어한다.In response to the comparison of the comparator 109 as a result of the comparison of the comparator 109, the control unit 20 changes the carrier frequency of the carrier generation unit 30 for the next cell and changes the C / A code of the code generation unit 40. By changing the frequency or phase of the control to control the correlation between the received signal of the satellite and the signal generated at the receiver side.
그러므로, 본 발명에 따른 GPS 수신기의 위성신호 포착장치는 코드 지연부(50)를 통해 생성된 여러개의 C/A 코드 위상을 이용하므로 한번에 탐색해야할 C/A 코드 빈의 개수를 줄여 위성신호를 빠르게 포착할 수 있다.Therefore, the satellite signal capture device of the GPS receiver according to the present invention uses a plurality of C / A code phases generated by the code delay unit 50, thereby reducing the number of C / A code bins to be searched at a time, thereby speeding up the satellite signal. Can be captured.
도 6은 본 발명의 다른 실시예에 따라 다수개의 상관 아암을 갖는 GPS 수신기의 위성신호 포착장치를 나타낸 블록도이다.6 is a block diagram illustrating a satellite signal acquisition apparatus of a GPS receiver having a plurality of correlation arms according to another embodiment of the present invention.
본 발명의 다른 실시예에 따른 GPS 수신기의 위성신호 포착장치(100)는 위성신호 상관기(10, 10'), 반송파 생성부(30, 30'), 코드 생성부(40, 40'), 코드 지연부(50, 50'), 제어부(20, 20')로 이루어진 장치인 상관 아암(1, 1')을 다수개 구비한다. 그리고, 각 제어부(20, 20')는 각 반송파 생성부(30, 30') 및 코드 생성부(40, 40')의 값을 다르게 조정해서 위성신호를 포착한다.Satellite signal acquisition device 100 of the GPS receiver according to another embodiment of the present invention is a satellite signal correlator (10, 10 '), carrier generation unit (30, 30'), code generation unit (40, 40 '), code A plurality of correlation arms 1, 1 ', which are devices constituted of delay units 50, 50' and control units 20, 20 ', are provided. Each control unit 20 or 20 'adjusts the values of the carrier generation units 30 and 30' and the code generation units 40 and 40 'differently to capture satellite signals.
이에 따라, 본 발명의 다른 실시예는 여러개의 상관 아암(1, 1')을 구비하여 동시에 위성 수신신호에 대한 C/A 코드 위상 및 반송파 주파수를 포착할 수 있다. 특히 각 상관 아암(1, 1')마다 구비된 코드 지연부(50, 50')를 통해 여러개로 합쳐진 C/A 코드 위상들을 이용해서 위성 수신신호의 C/A 코드 위상을 탐색하기 때문에 위성신호를 빠르게 포착할 수 있다.Accordingly, another embodiment of the present invention may be equipped with several correlated arms 1, 1 'to simultaneously capture C / A code phase and carrier frequency for satellite received signals. In particular, the satellite signal is searched because the C / A code phases of the satellite reception signal are searched using the combined C / A code phases through the code delay units 50 and 50 'provided for each of the correlation arms 1 and 1'. Can be captured quickly.
이상 설명한 바와 같이, 본 발명은 GPS 수신기의 위성신호 포착장치에 있어서, 시간차가 다른 여러개의 C/A 코드 위상을 함께 생성하는 코드 지연부를 구비함으로써, 코드 지연부를 통해 여러개의 C/A 코드의 합으로 GPS 위성신호와 상관을 한다. As described above, the present invention includes a code delay unit for generating a plurality of C / A code phases having different time differences in a satellite signal acquisition apparatus of a GPS receiver, thereby adding up the sum of several C / A codes through the code delay unit. Correlate with GPS satellite signal.
그러므로, 본 발명은 탐색해야할 C/A 코드 빈의 개수를 줄일 수 있어 GPS 위성신호에 대한 C/A 코드 위상을 빠르게 포착할 수 있는 효과가 있다. 더욱이 본 발명은 높은 동적 환경 또는 전력 소모를 감소하기 위해 슬립모드를 사용하는 환경 등에서의 GPS 수신기에 유용하다.Therefore, the present invention can reduce the number of C / A code bins to be searched, so that the C / A code phase of the GPS satellite signal can be quickly captured. Moreover, the present invention is useful for GPS receivers in high dynamic environments or environments using sleep mode to reduce power consumption.
한편, 본 발명은 상술한 실시예에 국한되는 것이 아니라 후술되는 청구범위에 기재된 본 발명의 기술적 사상과 범주내에서 당업자에 의해 여러 가지 변형이 가능하다.On the other hand, the present invention is not limited to the above-described embodiment, various modifications are possible by those skilled in the art within the spirit and scope of the present invention described in the claims to be described later.
도 1은 일반적인 위성신호의 C/A 코드 위상 및 반송파 주파수를 포착하기 위한 2차원 탐색 영역을 나타낸 도면, 1 is a diagram illustrating a two-dimensional search region for capturing a C / A code phase and a carrier frequency of a general satellite signal;
도 2는 종래 기술에 의한 GPS 수신기의 위성신호 포착장치를 나타낸 블록도,2 is a block diagram showing a satellite signal capture device of a GPS receiver according to the prior art;
도 3은 도 2의 위성신호 상관기의 상세한 회로 블록도,3 is a detailed circuit block diagram of the satellite signal correlator of FIG. 2;
도 4는 본 발명의 일실시예에 따라 1개의 상관 아암을 갖는 GPS 수신기의 위성신호 포착장치를 나타낸 블록도,4 is a block diagram showing an apparatus for capturing satellite signals of a GPS receiver having one correlation arm according to an embodiment of the present invention;
도 5는 도 4의 위성신호 상관기 및 코드 지연부의 상세한 회로 블록도,5 is a detailed circuit block diagram of the satellite signal correlator and code delay unit of FIG.
도 6은 본 발명의 다른 실시예에 따라 다수개의 상관 아암을 갖는 GPS 수신기의 위성신호 포착장치를 나타낸 블록도.6 is a block diagram showing a satellite signal acquisition apparatus of a GPS receiver having a plurality of correlation arms according to another embodiment of the present invention.
＜도면의 주요부분에 대한 부호의 설명＞<Description of the code | symbol about the principal part of drawing>
1 : GPS 수신기의 위성신호 포착장치1: Satellite signal capture device of GPS receiver
10 : 위성신호 상관기 20 : 제어부10: satellite signal correlator 20: control unit
30 : 반송파 생성부 40 : 코드 생성부30: carrier generation unit 40: code generation unit
50 : 코드 지연부50: code delay unit
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